JP4339513B2 - 信号干渉比測定値の訂正方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明はスペクトラム拡散通信に関し、特にスペクトラム拡散通信システムにおける正確な移動局送信パワー制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直接シーケンススペクトラム拡散システム（ＤＳＳＳ）はシステムの全周波数帯域を常に各ユーザが利用可能な広帯域システムである。ＤＳＳＳシステムは、送信される情報（ベースバンドデータ）の帯域を、送信に必要な最小の帯域よりもかなり拡張もしくは”拡散”した拡散信号を用いる。データの拡散はしばしば拡散シーケンス又は拡散コード、疑似ノイズ（ＰＮ）コードと呼ばれる拡散信号を用いて行われる。ＤＳＳＳシステムが直接シーケンス符号分割多元アクセス（ＤＳ−ＣＤＭＡ）システムとも呼ばれるのはそのためである。以下の説明を通して、これら２つの言葉は交換可能に用いられる。コード信号はデータと独立であり、データ信号のレート（ビットもしくはシンボルレート）よりもかなり早いレート（チップレート）を有する。
【０００３】
ＣＤＭＡ受信機において、元のデータ信号を復元すると同時に、他のユーザからの干渉を抑圧するため、受信信号帯域について、圧縮の逆処理もしくは”逆拡散”が行われる。逆拡散は受信拡散信号と、この受信拡散信号に同期された、そのデータを拡散するのに用いられたものと同じコード信号の複製（replica)信号との相互相関を取ることによって達成される。異なるユーザは異なるＰＮコード又は時間にずれのあるＰＮコードを割り当てられているため、ユーザの伝送は受信ステーションにおいて独立して復号化される。
【０００４】
スペクトラム拡散システムは多くの利点を有する。例えば、他の形式の移動無線接続システムと逆に、ＣＤＭＡ基地局受信機は独立したマルチパス（例えば、第１の見通し距離(line of sight)パス及び建造物で反射する第２のパス）をダイバーシチ結合し、優れた信号受信及び性能を実現する。ＲＡＫＥ受信機はマルチパス伝播を取り扱うために用いられる。ＲＡＫＥ受信機は多くの並列復号化器の１つ（”フィンガー”）を受信マルチパス信号の最も強い成分に割り当てることによって、受信信号エネルギーの大部分を捕捉する。全ＲＡＫＥフィンガーの出力は対応する遅延を補償した後、最適な受信信号を形成するために（各フィンガーの最良を取って）結合される。
【０００５】
ＣＤＭＡシステムの他の長所は、（ある程度の閾値限界までではあるが）干渉に対する耐性である。ＣＤＭＡシステムへの新規な移動体無線伝送の導入は、移動局の無線送信機からＣＤＭＡ信号を受信するセルサイトレシーバ（基地局）における干渉の総体的なレベルを引き上げる。個々の移動局の伝送によって導入される干渉の具体的なレベルは、セルサイトにおける受信パワーレベルと、セルサイトにおける他のセルサイトに対する時間同期(timing synchronizetion)及び送信される他のＣＤＭＡ信号に対する特定の相互相関に依存する。
【０００６】
この、複数ユーザ干渉限界(multi-user interference limit)のため、ＣＤＭＡシステムにおいてパワー制御は非常に重要である。典型的に、パワー制御は、ある基地局で受信される移動局ユーザのそれぞれについて、個々のユーザがどのくらい基地局に近いか、又は遠いかには関係なく、一定の平均パワーレベルを達成しようとする。この目標は、ＣＤＭＡシステムと、ある１つの部屋の中で多くの人々が社交的に振る舞うパーティとのアナロジーによって容易に理解される。より多くの人々がパーティに加わるにつれ、部屋はより混雑し、全体のノイズレベルは上昇する。ノイズレベルが上昇するに連れ、会話を解読することがより難しくなる。この困難性は通常話者（送信機）がより大きな声で（より大きな送信パワーで）離すことによって補償される。しかし、大きな声で話すと、それ以外の人間はさらに聞き取りが困難になるので、大きな声で話すようになり、元からあるノイズレベルの問題をより悪化させることになる。そして、短時間でパーティにおける誰もが快適又は効果的なコミュニケーションを取れなくなるところまで状況はエスカレートする。
【０００７】
従って、ＣＤＭＡ基地局の重要な仕事は、個々の移動局ユーザの移動局送信パワーを制御することであり、典型的には高速送信パワー制御(fast Transmit Power Control：ＴＰＣ)アルゴリズムを用いて制御を行う。ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける高速パワー制御のための効率的なアルゴリズムの一つは、基地局で受信された移動局送信の信号対干渉比(Signal-to-Interference Ratio：ＳＩＲ)測定値に基づく。ＳＩＲはデータビットエネルギー（Ｅ_ｂ）の干渉（ノイズを含む）パワースペクトル密度（Ｉ_ｏ）に対する比として定義される。干渉がホワイトノイズであると仮定すると、パワースペクトル密度は干渉パワーと等価である。
【０００８】
基地局において、２種類のＳＩＲ測定を行うことができる。１つ目は、移動局へ送信されるアップリンクＴＰＣメッセージを生成するのに用いられる、短期ＳＩＲ(short term SIR)測定である。短期ＳＩＲ測定値は基準Ｅ_ｂ／Ｉ_ｏ値と比較され、結果に応じて移動局は予め定めたいくらかの量（例えば１ｄＢ）単位で送信パワーを増加又は減少させるように命令される。２種類目のＳＩＲ測定は、基地局における仕様であるフレームエラーレートを達成するための、基準Ｅ_ｂ／Ｉ_ｏレベル修正に用いられる長期ＳＩＲ測定である。移動局から受信する平均パワーレベルは、ビルや丘といった地形の特徴によって変化するため、基地局において規定されたビットエラーレート又はフレームエラーレートを達成するために、移動局の平均パワーが修正される。
【０００９】
ＳＩＲ測定はまた移動局においても適用可能である。例えば、最良の受信信号品質を提供する１つかそれより多い基地局と１つかそれより多い同時接続を確立するため、異なる基地局から送信されたパイロット信号を用いて移動局がＳＩＲを測定する移動局支援型(mobile-assisted)ソフトハンドオーバに用いることができる。移動局におけるＳＩＲ測定の他の用途は個々の移動局のＳＩＲ測定値が所定のエラーレートを達成するように基地局が各移動局ユーザに割り当てられたパワーの総量を調整するフォワードループパワー制御がある。
【００１０】
いかなる場合も、受信機において、逆拡散及びＲＡＫＥ結合の後に、データビットエネルギーＥ_ｂの推定が行われる。この推定は、ＳＩＲ測定の用途によって、短期又は長期の平均期間を用いて行われる。短期平均期間はＥ_ｂの値がデータフレームに含まれる各タイムスロットの最初に送信されるパイロットプリアンブルのみを用いて測定される場合に用いられる。例えば、第３世代の移動体通信システムにおいては、典型的な信号フォーマットが１０ミリ秒(10msec)のフレームから構成され、また個々のフレームは０．６２５秒ずつ持続する１６のタイムスロットに分割される。そして、１タイムスロット周期が１パワー制御周期に相当する。実際の拡散ファクタ（例えば１６〜２５６）に対して比較的少ないパイロットシンボル（例えば４）であるため、短期間ＳＩＲ測定値は低い入力ＳＩＲ値（例えば５ｄＢ未満）において大きな変動を受ける。従って、短期間ＳＩＲ測定に対しては、コヒーレントなＥ_ｂ推定に利用可能なサンプル数がノイズや干渉の影響を除去するには少ないかもしれない。
【００１１】
長期ＳＩＲ測定については、フレーム全体に渡ってコヒーレントでない平均Ｅ_ｂ測定が可能である。パイロットプリアンブル及び各個々のデータシンボルについて得られたＥ_ｂ値はタイムスロット期間に渡って平均化され、全スロットから得られたＥ_ｂ値はフレームの最後に平均されて長期Ｅ_ｂ測定値が得られる。
【００１２】
短期及び長期ＳＩＲ測定の両方において、干渉パワーＩ_ｏが多くのフレームに渡って平均化される。具体的には、Ｉ_ｏは入力信号と、相関のない（理想的なケースにおいては直交する）ＰＮコードもしくは送信機で用いられたオリジナルＰＮコードの時間をずらしたものとの相関を複数回取り、多くのフレームに渡って相関値の絶対値の二乗値を平均することによって得られる。
【００１３】
ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける、ＳＩＲが−５〜３０ｄＢでの実際のＳＩＲと推定されたＳＩＲとの関係の例を図１に示す。データシンボルを拡散するのに用いられたＰＮチップ数と等しい拡散ファクタ（ＳＦ）は６４である。パルス送信／チップ整形の後のチップエネルギーはデータシンボルエネルギーが拡散ファクトと等しくなるように１に正規化される。図１から、ＳＩＲの実際値と推定値都の関係は約１０ｄＢより低い入力値に対してはほぼリニアであることがわかる。しかし、ＳＩＲ測定値は約１０ｄＢを超えると飽和し始める。
【００１４】
ＳＩＲ値の飽和は例えば、基地局からのトラフィックチャネルを捕捉するために無線移動局で行われるランダムアクセス手順の直後において非常に問題となる。ランダムアクセス手順の間、個々の連続するアクセス試行は直前のものよりも指定された量だけ高いパワーレベルで送信される。個々のアクセス試行の送信後、基地局からのアクノリッジを受信するため移動局は所定期間待つ。アクノリッジを受信した場合には、アクセス試行は終了するが、移動局はトラフィックチャネルにおける引き続く送信に対して同一のパワーレベルを維持する。従って、基地局が移動局によって送信されたトラフィックチャネルを受信し始めたとき、送信された移動局パワーは非常に大きい可能性があり、基地局におけるＳＩＲ測定値が飽和する十分起こりうる。これは移動局送信パワーがトラフィックチャネルのパワー制御ループによって削減されない限り問題であり続ける。しかし、パワー制御ループはより長い時間が必要であり、また測定されたＳＩＲ値が正しくない場合には移動局パワーの削減に失敗することもある。
【００１５】
ＳＩＲ曲線が飽和する一つの理由は、相関処理後に干渉推測が行われる場合、相関取得後の移相の外れた、ＰＮコード手順の部分自己相関値が干渉（すなわち、相関器自己ノイズ）の更なる発生源を生成することにある。入力信号と相関のないＰＮシーケンスとの相関を取ることにより干渉が推定できても、直交性は長いＰＮシーケンスに含まれるいくつかの短いセグメントに対してのみ達成することが可能なため、大部分の部分相互相関値はゼロにならない。従って、受信信号の実ＳＩＲが無限大（理想的なモデルにおいて）であっても、その実ＳＩＲの測定値は拡散ファクタと拡散シーケンスの位相の外れた部分自己相関の平均パワーとの比によって制限を受ける。
【００１６】
測定されたＳＩＲの飽和の別の原因は、受信機におけるパルス／チップ整形フィルタリング及び／又は理想的でないサンプリング同期に起因する信号エンベロープの変動である。送信機において、割り当てされた送信周波数帯の境界を満足するため、送信される信号の周波数帯域を制限するために用いられるパルス整形フィルタは、通常根２乗コサイン（root raised-cosine)の周波数特性を有する。チップ周期毎に４サンプルであると仮定して設計された通常根２乗コサイン有限時間インパルス応答(FIR)フィルタのインパルス応答が図２に示されている。
【００１７】
フィルタ係数はインパルス応答エネルギー「１」に等しくなるように正規化を受ける。フィルタのスペクトルの大きさは約-10dBまでは根二乗コサイン波形と一致する。同一のフィルタはマッチドフィルタとしても用いられ、逆拡散及び復調の前に信号対ノイズの比を最大化する。
【００１８】
マッチドフィルタ出力信号は信号が最大値となった瞬間にサンプリングされるとすると、得られた最適化信号は１に等しいエンベロープを有する。
【００１９】
直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）拡散及び逆拡散がＣＤＭＡ送信機及び受信機でそれぞれ行われ、また受信機におけるサンプリングタイミングが理想的なサンプリング位置からチップ周期の１／４ずらされているものと仮定すると、逆拡散信号エンベロープは図３のように生成される。図３から、最適値付近のエンベロープ変動が復調処理に対する干渉を表している。この種の「自己干渉(self-interference)」は、通信チャネルにおいて他の干渉が無くても存在し、チャネルの高ＳＩＲ値に対するＳＩＲ測定値の飽和を招く。
【００２０】
高いＳＩＲ入力値におけるＳＩＲ測定値の飽和はＤＳ−ＣＤＭＡ信号の処理に関連して問題である。都合の悪いことに、そのようなＳＩＲ測定値の飽和はＤＳ−ＣＤＭＡシステムでのＳＩＲ測定値に基づくパワー制御処理の精度及び有効性に不利に影響する。
【００２１】
本発明の目的は、ＣＤＭＡ通信システムにおいて、正確かつ効果的な移動局送信パワー制御を実施することである。
【００２２】
本発明の別の目的は、移動局の送信パワー制御に用いられる、ＳＩＲ測定値を補償することにある。
【００２３】
本発明は修正関数(correction function)を用いてＳＩＲ測定値の相関を取ることによって上述の問題を解決し、これらの目的を達成する。測定されたエネルギー及び干渉推定値を用い、測定された信号対干渉比（ＳＩＲ）値が決定される。測定されたＳＩＲ値は修正されたＳＩＲ値を得るため非線形に修正される。この修正されたＳＩＲ値は移動無線通信システムにおける移動局送信パワーの制御を行うため等のいかなる用途にも用いることができる。
【００２４】
本発明に第１の実施例において、修正関数は線形部分と非線形部分とを有する。非線形部分は指数関数の逆関数に対応し、測定されたＳＩＲ値に対応する曲線の非線形部分を近似する。第２の実施例においては、ある状況における修正関数の精度を向上するため、修正関数の線形部がさらに第１及び第２の線形成分を有する。第１及び第２の例示的な実施例における修正関数のパラメータは修正されたＳＩＲ値及び対応する実際の、もしくは理想的なＳＩＲ値との誤差を最小化するように選択される。スペクトラム拡散通信システムにおいて、修正関数のパラメータは、利用可能な周波数スペクトルに渡って送信されようとしている拡散情報に用いられる拡散ファクタに基づいて決定される。
【００２５】
【実施例】
以下の説明においては、限定ではなく説明を目的として、本発明の十分な理解をもたらすよう、特定の実施例及びデータフロー、技術等と言った具体的な詳細が示される。しかし、本発明が特定の詳細から離れた別の実施例にも適用可能であることは当技術分野の当業者にとっては容易に理解される。また、不必要な詳細によって本発明の説明が不明瞭にならないよう、周知な方法、インタフェース、装置及び信号技術の詳細な説明は省略する。
【００２６】
図４は、本発明を適用可能なＣＤＭＡセルラ無線電話システムの例を示す。ＣＤＭＡシステム１０はスペクトラム拡散変調及び復調技術を移動局（ＭＳ）１８ａ、１８ｂ、１８ｃ及び基地局１６ａ、１６ｂ間の通信に用いている。もちろん、大都市におけるセルラシステムは何十万もの移動局にサービスを提供する数百の基地局を有するであろう。特にＣＤＭＡにおけるスペクトラム拡散技術の使用は、他のアクセス方法論を用いた従来のセルラシステムと比較して、このサイズのシステムにおけるユーザ容量増加を容易に促進する。
【００２７】
システムコントローラ及び交換機１２は基地局１６ａ及び１６ｂへのシステム制御を提供するためのインタフェース及び処理回路を含む。さらに、システムコントローラ及び交換機１２は、図において雲のような外部網１４として示される、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）、公衆陸上移動無線網（ＰＬＭＮ）、インターネット等を含む他の種々のネットワークから、適切な移動局への伝送のための適切な基地局への呼のルーティングを制御する。移動局は典型的には互いに直接通信を行わないであろうため、システムコントローラ及び交換機１２はまた、１つかそれより多い基地局を介した移動局から、１つかそれより多いこれらネットワークへの呼をルーティングし、適切な基地局を介して移動局間の呼を接続する。
【００２８】
各基地局１６ａ及び１６ｂは対応する地理的セル領域にサービスを提供する。各セルはさらに、各々が異なるサービス提供領域として取り扱われる複数のセクタに分割することもできる。従って、複数のセル間だけでなく、同一セル中のセクタ間においてもハンドオフを行うことができ、セルで行われるのと同様なダイバーシチもまた実現することができる。
【００２９】
基地局セルまたはセクタ領域は、個々の移動局が通常１つのセルまたはセクタ領域に最も近くなるように設計される。移動局はアイドル状態の時、近くの基地局のそれぞれから送信されるパイロット信号を常に監視する。その結果、移動局は受信した種々のパイロット信号の信号強度を比較することによって、どのセルまたはセクタが最も良いサービスを提供するかを判断することができる。移動局が発呼する際、最も近い基地局に制御メッセージが送信され、基地局は被呼者番号をシステムコントローラ及び交換機１２に転送する。システムコントローラは外部ネットワークの１つを通じて意図された受信者へ呼を接続する。呼が外部ネットワークの１つの内部で開始される場合、システムコントローラ１２は呼の情報を領域内の全基地局に送信する。これらの基地局は、順番に個々のサービス提供領域内で呼び出しメッセージを送信し、被呼移動局を確認する。被呼移動局は呼び出しメッセージを「聞く」と、最も近い基地局に対して制御メッセージを送信して応答する。この制御メッセージはシステムコントローラ１２にその特定のセルサイトが移動局と通信中にあることを通知する。システムコントローラ１２はこの基地局を通じて呼を移動局へルーティングする。移動局が当初の基地局のサービス提供エリアから外に移動した場合には、他の基地局を通じて呼をルーティングすることによって、呼を接続するような試みがなされる。
【００３０】
図５は基地局１６のブロック図を示す。システムコントローラ１２と送受される情報信号は、エンコーダ２１、デコーダ２２、ベースバンド変調器２３、ベースバンド復調器２４、拡散器２５及び逆拡散器２６を代表的に含むベースバンドシグナルプロセッサ２０で処理される。これら機能ブロック２１〜２６の全ては、適切なディジタル信号処理回路を用いて実装されることが（必要ではないが）好ましい。基地局から送信される信号に対し、ベースバンドシグナルプロセッサ２０は全て公知な処理であるエラー訂正符号化、フレーミング、データ変調及び適切なＰＮコードを用いた拡散を行う。ベースバンドシグナルプロセッサから出力された処理後の信号はさらに、送信増幅器ブロック４０で増幅され、最終的にアンテナ４２から送信されるＲＦ信号を生成する無線送信器ブロック３８で処理される。
【００３１】
アンテナ３０で受信された信号は受信機増幅器３２で増幅され、無線受信機ブロック３４においてベースバンドへダウンコンバートされる。ベースバンドシグナルプロセッサ２０は受信信号の逆拡散、チップ同期、復調、エラー訂正復号化、データの多重分離、ダイバーシチ結合および他の公知の機能を含む、多くの信号処理機能を実施する。制御プロセッサ３６は受信増幅器ブロック３２、無線受信機ブロック３４、ベースバンドシグナルプロセッサ２０、無線送信器ブロック３８及び送信増幅器ブロック４０の調整及び制御を行う。ベースバンドシグナルプロセッサ２０はまた、（従来技術の項で説明したように、）現在の受信信号と干渉値を復号化された信号から測定し、デシベル（ｄＢ）単位で表されるＳＩＲ値の測定結果を以下の式に従って制御プロセッサ３６に出力する、信号Ｅ_ｂ及び干渉Ｉ_ｏ検出器２８を有する。
【００３２】
【数１】

【００３３】
制御プロセッサ３６は以下に詳細な説明をするようにこれらのＳＩＲ値を本発明に従って修正し、これらをパワー制御コマンドの生成に用いる。パワー制御コマンドは、基地局からこの基地局と通信中の移動局に対して、通信中の移動局の送信パワーレベルを調整するために送信される。
【００３４】
従来技術の項で説明したように、また図１に示したように、ＣＤＭＡシステムにおけるＳＩＲ値の測定結果の問題は、測定値が飽和し、上述の実際のＳＩＲ値から非線形な信号レベルのずれを生じることである。ＳＩＲ値の測定結果の非線形性を補償するため、制御プロセッサ３６はベースバンドシグナルプロセッサ２０から受信したＳＩＲ値の測定結果に修正関数を適用する。ＳＩＲ測定値（ｄＢ）の非線形性は、以下の指数関数を用いて非常に良く近似される。
【００３５】
【数２】

【００３６】
この近似によって、ＳＩＲ測定値曲線の非線形部分は、式（２）で定義される関数の逆関数（＊）、即ち、
【００３７】
【数３】

【００３８】
を適用することによって修正される
【００３９】
この逆関数を用いて、本発明の第１の実施例におけるＳＩＲ測定値の修正関数ｙ_１（ｘ）は、
【００４０】
【数４】

【００４１】
で与えられる。ここで、ｘはＳＩＲ値の測定結果（ｄＢ）、Ｔは経験的に決定された、ＳＩＲ測定値が飽和し始めるＳＩＲ閾値、Ｋ、Ｄ及びＣ_０〜Ｃ_２は以下に説明する方法で値が決定されるパラメータである。修正関数ｙ_１（ｘ）は線形修正部分と非線形修正部分を有する。式（２）＊の逆関数に対応する式３の非線形部分は特に調整すべき係数がＣ_０〜Ｃ_２の３つしかないため、比較的計算が容易である。従って、修正関数は現在受信中のＳＩＲ値に基づいてリアルタイムに計算可能であろう。あるいは、所望の範囲のＳＩＲ測定値についてメモリ中に記憶するルックアップテーブルの生成に修正関数を用いることもできる。
【００４２】
図１に示したＳＩＲ測定値曲線に対して式（３）を適用した修正ＳＩＲ測定値曲線を図６に示す。図６から明らかなように、修正ＳＩＲ測定値曲線はＳＩＲ値の全測定範囲である−５ｄＢから３０ｄＢに渡って実質的に線形であり、それによってＳＩＲ閾値Ｔ（この例では１０ｄＢ）を超える領域で経験される飽和効果が補償される。
【００４３】
信号（Ｅ_ｂ）測定におけるノイズの影響によって、低いＳＩＲ値でのずれの増加が存在する。このずれの増加を無くすため、本発明の第２の実施例は、パイロットプリアンブル及びＴＰＣ期間に受信した個々のデータシンボルの両方から得た信号（Ｅ_ｂ）検出値を非同期（non-coherent）に平均化する。修正なしに第２実施例が好ましく適用可能な状況を示す、拡散ファクタ（ＳＦ）＝１２８に対して推定もしくは測定されたＳＩＲ曲線が、図７Ａに示される。修正ＳＩＲ値は、ＳＩＲ値の測定結果に、以下に与えられる第２実施例に従った修正関数ｙ_２（ｘ）を適用することによって得られる。
【００４４】
【数５】

【００４５】
ここで、ｘはＳＩＲ値の測定結果、Ｔ_０及びＴ_１は低いＳＩＲレベルでのノイズの影響によって決定される閾値、Ｋ_０、Ｋ_１、Ｄ_０、Ｄ_１、Ｃ_０、Ｃ_１及びＣ_２は以下に説明する方法で値が決定されるパラメータである。
【００４６】
（第１実施例における）閾値Ｔまたは（第２実施例における）Ｔ_０及びＴ_１、及び（第１実施例における）パラメータＫ、Ｄまたは（第２実施例における）Ｋ_０、Ｋ_１、Ｄ_０、Ｄ_１及びＣ_０〜Ｃ_２は、ＳＩＲ測定値曲線に依存する。ＳＩＲ測定値曲線の形状は拡散ファクタ及び非同期平均化に用いられる値の数の関数である。個々のパラメータ値は理想的なＳＩＲ曲線と修正されたＳＩＲ曲線との間の最大絶対誤差を最小化するように決定される。これらの値の決定は手作業によるテスト及び観測または利用可能な数値最適化アルゴリズムを用いて行うことができる。
【００４７】
拡散ファクタの変更はパイロットプリアンブルまたは個々のデータシンボル内での非同期平均化に用いるサンプル数の変更に等しい。拡散ファクタの変化はＳＩＲ測定値曲線の形状を変化させ、結果的に修正関数のパラメータも変化させる。ＳＩＲ飽和レベルの測定値（ｄＢ）は拡散ファクタ（ＳＦ）の関数として以下の式に従って推定することができる。
【００４８】
【数６】

【００４９】
ここで、Ｌ_ｓｉは逆拡散及びＲＡＫＥ結合後の平均自己干渉パワーである。例えば、Ｌ_ｓｉ＝０．８では、拡散ファクタ１６、６４及び１２８に対して１３ｄＢ、１９ｄＢ及び２２ｄＢに等しい飽和レベルが上式からそれぞれ得られる。これらの飽和値は図８ａ、１及び７ａにそれぞれ示される測定値に対応する。従って、ＳＩＲ測定値曲線の線形範囲は拡散ファクタに比例して増加する。
【００５０】
以下の表は、２つの異なる拡散ファクタ値、１２８及び１６について決定された、式（３）における種々の係数の例示的な値を示す。閾値は実験的にＴ_０＝５、Ｔ_１＝１１に決定された。
【００５１】
【表１】

【００５２】
図９は、本発明の実施例において用いることのできる、ＳＩＲ測定値の修正方法を実施するための手順を示すフローチャートである。ＳＩＲ修正ルーチン（ブロック５０）の第１ステップ（ブロック５２）は修正関数のパラメータを典型的なＣＤＭＡ受信機で用いられる拡散ファクタに基づいて決定するステップである。拡散ファクタに基づき、Ｋ、Ｄ、Ｔ及びＣ_０〜Ｃ_２（第１実施例用）またはＫ_０、Ｋ_１、Ｄ_０、Ｄ_１、Ｔ_０、Ｔ_１及びＣ_０〜Ｃ_２（第２実施例用）が決定され、メモリ中に記憶される。ブロック５４〜６２に関連して以下に説明される残りの手順は繰り返し実行されるが、ブロック５２におけるパラメータ決定は拡散ファクタが同一であると仮定した場合には１度実施すればよい。
【００５３】
無線受信機でサンプルされた受信シンボルのデータビットエネルギーＥ_ｂは特定の期間、例えばＴＰＣ期間測定される（ブロック５４）。干渉パワーＩ_０もまた同じ期間測定される（ブロック５６）。干渉パワーは受信信号を相関のないＰＮコードで逆拡散して得られた信号のパワーを単に平均することによって測定することができる。ＳＩＲ測定値はＥ_ｂをＩ_ｏで割ることによって決定され（ブロック５８）、以下の式に従ってデシベル（ｄＢ）単位で表される。
【００５４】
【数７】

【００５５】
ＳＩＲ測定値は次に、第１実施例と第２実施例のどちらを用いるかに従って、式（３）及び（４）で説明した式に従ってｙ_１（ｘ）またはｙ_２（ｘ）をそれぞれ計算することによって修正される（ブロック６０）。次にこれら修正ＳＩＲ測定値に基づいて、無線送信パワーを増加もしくは減少させるためのパワー制御解析が行われる（ステップＳ６２）。例えば、無線受信機が基地局内にある場合、その無線受信機がパワー制御解析を行い、移動局の送信パワーを適切に増加もしくは減少させる。
【００５６】
本発明は単純で柔軟な分析的（閉じた形式の:closed form）解決手法を用いて広い入力値範囲に対する正確なＳＩＲ測定を実現する。この解決手法は信号エネルギー及び干渉推定のための異なる受信機アルゴリズムへ容易に適用でき、適切にプログラミングされたディジタルシグナルプロセッサまたはテーブル参照法を用いることによって効率的に実装することができる。
【００５７】
現時点において最も現実的で好ましいと考えられる実施例に関連して説明してきたが、本発明は開示された実施例に限定されるべきではなく、逆に添付された請求項の範囲及び精神に含まれる種々の変更や等価な構成を含むことを意図されている。例えば、基地局における移動局の送信パワー制御は本発明に有利な用途の１つだが、移動局支援型ハンドオーバ(mobile-assisted handover)及び、基地局と同様移動局も関与するパワー制御インプリメンテーション等の、正確なＳＩＲ測定が必要とされる他の領域に対しても本発明を用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける、実際のＳＩＲと推定されたＳＩＲとの関係を示す図である。
【図２】 ＣＤＭＡ通信システムで用いることのできるＦＩＲパルス整形フィルタのインパルス応答を示す図である。
【図３】 ＣＤＭＡ通信システムにおける、実際の逆拡散信号エンベロープを示す図である。
【図４】 本発明を好適に適用可能なＣＤＭＡベースのセルラ無線通信システムの機能ブロック図である。
【図５】 図４におけるＣＤＭＡ通信システムで用いられる基地局の機能ブロック図である。
【図６】 本発明に従って修正されたＳＩＲ曲線と対応する理想的なＳＩＲ曲線とを示す図である。
【図７Ａ】 拡散ファクタ１２８の状況で修正を行わない場合の推定（又は測定）ＳＩＲを示す図である。
【図７Ｂ】 修正を行ったＳＩＲ測定値を示す図である。
【図８Ａ】 拡散ファクタが１２８から１６へ削減された場合の実際のＳＩＲ及び修正されたＳＩＲとの対応を示す図である。
【図８Ｂ】 拡散ファクタが１２８から１６へ削減された場合の実際のＳＩＲ及び修正されたＳＩＲとの対応を示す図である。
【図９】 ＳＩＲ測定値に本発明の１つの実装例に従った修正技術を実装する手順を説明するフローチャートである。

Claims (24)

1. 通信チャネルを介して送信された信号を受信するステップと、
   前記受信信号のエネルギー値と干渉値の推定値を測定するステップと、
   測定信号対干渉比（ＳＩＲ）値を、前記測定されたエネルギー値の前記測定された干渉値に対する比として求めるステップと、
   線形部分と非線形部分とを有する修正関数を供給するステップと、
   修正された測定ＳＩＲ値を得るために、前記修正関数を用いて前記測定ＳＩＲ値の非線形性を修正するステップとを有することを特徴とする通信システムにおける方法。
2. 前記修正関数の前記非線形部分が前記測定ＳＩＲ値に対応する曲線の非線形部分を近似する近似指数関数の逆関数であることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記修正関数の前記非線形部分が対数関数に基づき、前記修正された測定ＳＩＲ値と対応する実際のＳＩＲ値との間の誤差を最小化するように選択されたパラメータを含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 前記線形部分が第１の線形成分と第２の線形成分とを有することを特徴とする請求項１記載の方法。
5. 前記修正関数が、以下の式によって定義されることを特徴とする請求項１記載の方法。
   

   

   ただし、ｙ_１（ｘ）は前記修正された測定ＳＩＲ値、ｘは前記測定ＳＩＲ値（ｄＢ）、ＴはＳＩＲ閾値、Ｋ、Ｄ及びＣ_０〜Ｃ_２は係数である。
6. 前記Ｋ、Ｄ及びＣ_０〜Ｃ_２が前記修正された測定ＳＩＲ値と対応する実際のＳＩＲ値との間の誤差を最小化するように選択されることを特徴とする請求項５記載の方法。
7. 前記通信システムがスペクトラム拡散無線通信システムであり、前記係数Ｃ_０〜Ｃ_２が送信される情報を利用可能な周波数スペクトルに渡って拡散するために用いられる拡散ファクタに基づいて決定されることを特徴とする請求項５記載の方法。
8. 前記修正関数が、以下の式によって定義されることを特徴とする請求項１記載の方法。
   

   

   ただし、ｙ_２（ｘ）は前記修正された測定ＳＩＲ値、ｘは前記測定ＳＩＲ値（ｄＢ）、Ｔ_０及びＴ_１はＳＩＲ閾値、Ｋ_０、Ｋ_１、Ｄ_０、Ｄ_１、Ｃ_０、Ｃ_１及びＣ_２は係数である。
9. 前記定数及び係数が、前記修正された測定ＳＩＲ値と対応する実際のＳＩＲ値との間の誤差を最小化するように選択されることを特徴とする請求項８記載の方法。
10. 前記通信システムがスペクトラム拡散無線通信システムであり、前記定数及び係数が送信される情報を利用可能な周波数スペクトルに渡って拡散するために用いられる拡散ファクタの関数として決定されることを特徴とする請求項９記載の方法。
11. 共通の周波数帯を共有するスペクトラム拡散通話信号の組からなる信号の、受信機における処理方法であって、
    前記組の中から前記通話信号の１つを解析し、関連する信号エネルギー値と干渉値を求めるステップと、
    測定信号対干渉比（ＳＩＲ）値を、前記信号エネルギー値の前記干渉値に対する比として求めるステップと、
    第１のＳＩＲ閾値を設定するステップと、
    実際のＳＩＲ値と前記第１のＳＩＲ閾値より少ないか等しい測定ＳＩＲ値の間との第１の関係と、前記実際のＳＩＲ値と前記第１のＳＩＲ閾値より大きい測定ＳＩＲ値との間の第２の関係とを規定する修正関数を提供するステップと、
    前記測定ＳＩＲ値が前記第１のＳＩＲ閾値より少ないか等しい場合、前記測定ＳＩＲ値の非線形性を修正するために前記修正関数を用いて前記測定ＳＩＲ値を第１の方法で処理するステップと、
    前記測定ＳＩＲ値が前記第１のＳＩＲ閾値より大きい場合、前記測定ＳＩＲ値の非線形性を修正するために前記修正関数を用いて前記測定ＳＩＲ値を第２の方法で処理するステップとを有し、
    前記第１の関係が線形で、前記第２の関係が非線形であることを特徴とする方法。
12. 前記非線形関係が対数関係であることを特徴とする請求項１１記載の方法。
13. 前記第１の方法による前記測定ＳＩＲ値の処理が、
    前記測定ＳＩＲ値が前記第１のＳＩＲ閾値より少ないか等しい場合、前記測定ＳＩＲ値を前記測定ＳＩＲ値の非線形性を修正するための第１の等式を用いて前記第１の方法で処理するステップを有し、
    前記第２の方法による前記測定ＳＩＲ値の処理が、
    前記測定ＳＩＲ値が前記第１のＳＩＲ閾値より大きい場合、前記測定ＳＩＲ値を前記測定ＳＩＲ値の非線形性を修正するための第２の等式を用いて前記第２の方法で処理するステップとを有することを特徴とする請求項１１記載の方法。
14. 前記第１の等式及び前記第２の等式が、以下の式によって定義されることを特徴とする請求項１３記載の方法。
    

    

    ただし、ｙ_１（ｘ）は前記第１の方法で処理された測定ＳＩＲ値、ｘは前記測定ＳＩＲ値（ｄＢ）、Ｔは前記第１のＳＩＲ閾値、Ｋ、Ｄ及びＣ_０〜Ｃ_２は係数である。
15. 前記第１の等式及び前記第２の等式が、以下の式によって定義されることを特徴とする請求項１３記載の方法。
    

    

    ただし、ｙ_２（ｘ）は前記第２の方法で処理された測定ＳＩＲ値、ｘは前記測定ＳＩＲ値（ｄＢ）、Ｔ_０ はＳＩＲ閾値、Ｔ_１は前記第１のＳＩＲ閾値、Ｋ_０、Ｋ_１、Ｄ_０、Ｄ_１、Ｃ_０、Ｃ_１及びＣ_２は係数である。
16. 前記閾値及び係数が、送信される情報を利用可能な周波数スペクトルに渡って拡散するために用いられる拡散ファクタの関数として決定されることを特徴とする請求項１５記載の方法。
17. 前記処理されたＳＩＲ値を用いて前記１つの通話信号のパワーレベルを制御するステップをさらに有することを特徴とする請求項１１記載の方法。
18. スペクトラム拡散通信システムの基地局であって、複数の移動局と、共通の周波数帯及び符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）手順を用いて通信可能な基地局用のコントローラであって、
    前記移動局の１つと前記基地局との間の通信に関連した信号対干渉比（ＳＩＲ）値を推定する手段と、
    線形部分と非線形部分とを有する修正関数を供給する手段と、
    前記推定されたＳＩＲ値の非線形性を前記修正関数を用いて修正し、修正された推定ＳＩＲ値を得る修正手段とを有することを特徴とするコントローラ。
19. 前記コントローラが前記修正された推定ＳＩＲ値に基づいてパワー制御コマンドを生成し、そのパワー制御コマンドを前記１つの移動局に送信することを特徴とする請求項１８記載のコントローラ。
20. 前記修正関数を供給する手段が以下の式で規定される修正関数を提供することを特徴とする請求項１８記載のコントローラ。
    

    

    ただし、ｙ_１（ｘ）は前記修正された推定ＳＩＲ値、ｘは前記推定されたＳＩＲ値（ｄＢ）、ＴはＳＩＲ閾値、Ｋ、Ｄ及びＣ_０〜Ｃ_２は係数である。
21. 前記係数が、送信される情報を前記共通の周波数帯に渡って拡散するために用いられる拡散ファクタの関数として決定されることを特徴とする請求項２０記載のコントローラ。
22. 前記修正関数を供給する手段が以下の式で規定される修正関数を提供することを特徴とする請求項１８記載のコントローラ。
    

    

    ただし、ｙ_２（ｘ）は前記修正された推定ＳＩＲ値、ｘは前記推定されたＳＩＲ値（ｄＢ）、Ｔ_０及びＴ_１はＳＩＲ閾値、Ｋ_０、Ｋ_１、Ｄ_０、Ｄ_１、Ｃ_０、Ｃ_１及びＣ_２は係数である。
23. 前記係数が、送信される情報を前記共通の周波数帯に渡って拡散するために用いられる拡散ファクタの関数として決定されることを特徴とする請求項２２記載のコントローラ。
24. 請求項１８乃至請求項２３のいずれか１項に記載のコントローラを備えた、スペクトラム拡散通信システムの基地局。

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