JP4312673B2 - 放電灯装置 - Google Patents

Description

本発明は、高圧放電灯を点灯する放電灯装置、特に車両用前照灯に用いるのに好適な放電灯装置に関する。

従来、高圧放電灯（以下、ランプまたはバルブと言う）を車両用前照灯に適用し、車載バッテリ電圧をトランスにて高電圧化した後、この高電圧の極性をインバータにて切り替え、ランプを交流点灯させる放電灯装置が種々提案されている（例えば、特許文献１参照）。

この種の放電灯装置では、トランスの１次側において、１次電流を制御するためのスイッチング素子をＰＷＭ（パルス幅変調）制御し、ランプへの供給電力を制御するようにしている。つまり、ランプ電圧とランプ電流の関係を規定する所定の制御線に従ってランプへ所望の電力を供給するようにしている。

具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧、すなわちＨブリッジで構成されるインバータ回路への印加電圧がランプ電圧として用いられ、ランプに与える電力の演算に使用される。
特開平８−３２１３８９号公報

現在、車両用前照灯として、定格３５Ｗ、ランプ電圧８５Ｖ、ランプ電流０．４１Ａのランプが使用されている。ランプを車両用前照灯に適用するには、点灯スイッチをオンした後光束を早く立ち上げる（早く明るくする）必要があり、そのために点灯初期に定格電力より大きな電力をランプに印加して光束の立ち上がりを早くしている。

具体的には、現状の３５Ｗランプ（Ｄ２Ｓ又はＤ２Ｒバルブ）では、点灯初期に７０Ｗ程度の電力をランプに印加し、その後、電力を徐々に減らし安定状態の３５Ｗとなるように制御している。この制御は、ランプ電圧とランプ電流の関係を規定する所定の制御線に従って行われ、例えば、点灯初期のランプ電圧が約２７Ｖ、安定時電圧が約８５Ｖとなることから、ランプ電圧が２７Ｖから８５Ｖへ５８Ｖ変化することに応じてランプ電力を７０Ｗから３５Ｗへ減らすようにしている。

一方、現在使用されているランプには微量の水銀が封入されているが、廃棄時の環境汚染の問題を考えると、水銀レス（水銀フリー）のランプを使用するのが望ましい。

この水銀レスのランプを車両用前照灯に適用する場合、その場合にも、従来のランプと同様に、点灯スイッチがオンした後光束を早く立ち上げる（早く明るくする）必要があるため、点灯初期は定格電力より大きな電力をランプに印加して光束の立ち上がりを早くしなければならない。このため、水銀レスの３５Ｗランプでは、点灯初期に９０Ｗ程度をランプに印加し、その後、電力を徐々に減らし、安定状態の３５Ｗとなるように制御される。この場合、水銀レスのランプでは、安定時のランプ電圧が従来と比べ半分程度の電圧となり、点灯初期においては、ランプ電圧が従来と比べほぼ同程度の電圧で２７Ｖ前後となる。

このようなランプ電圧特性をもつ水銀レスのランプを従来と同様の制御線に基づく制御によって行うとすると、ランプ電圧が２７Ｖから４２Ｖへ１５Ｖ変化することに応じてランプ電力を９０Ｗから３５Ｗへ５５Ｗ減らすように制御することになる。従って、従来のランプでは、５８Ｖの電圧変化に対し３５Ｗの電力減であり、その比率は小さかったが、水銀レスランプでは、１５Ｖの電圧変化に対し５５Ｗの電力減でありその比率は大きくなる。

以下に、このランプ電圧の変化とランプ電力の変化について、具体例を挙げて詳細に説明する。

従来、電力演算に用いられるランプ電圧について考えてみると、ランプ電圧として、特許文献１に示されているように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧、すなわち、Ｈブリッジで構成されるインバータ回路への印加電圧が用いられている。具体的には、ランプ自身による電圧降下の電圧値（真のランプ電圧）に対して、ランプ電流が流れることにより発生するランプ以外での電圧降下の電圧値（スイッチング素子の電圧降下電圧値、高電圧発生コイルの電圧降下電圧値等）を加算した値をランプ電圧として演算に用いている。

従って、オン抵抗０．７オームのＭＯＳトランジスタでインバータ（Ｈブリッジ）を構成し、高電圧発生コイルのコイル抵抗が１．５オームであるとした場合、従来のランプと水銀レスランプそれぞれの場合のランプ電圧は以下のように示される。

まず、従来のランプの場合には、点灯初期印加電力が７０Ｗ、ランプ電圧が２７Ｖとすると、ランプ電流が２．６Ａとなる。また、安定時印加電力が３５Ｗ、ランプ電圧が８５Ｖとすると、ランプ電流が０．４１Ａとなる。このことから、点灯初期インバータへの印加電圧は、次式のように求められる。

（数１）
２７＋（０．７×２×２．６）＋（１．５×２．６）＝３４．５４（Ｖ）
また、安定時インバータへの印加電圧は、次式のように求められる。

（数２）
８５＋（０．７×２×０．４１）＋（１．５×０．４１）＝８６．２（Ｖ）
このため、インバータ印加電圧の変化値は、８６．２−３４．５４＝５１．７Ｖとなる。

これに対し、水銀レスのランプの場合には、点灯初期印加電力が９０Ｗ、ランプ電圧が２７Ｖとすると、ランプ電流が３．３Ａとなる。また、安定時印加電力が３５Ｗ、ランプ電圧が４２Ｖとすると、ランプ電流が０．８３Ａとなる。このことから、点灯初期インバータへの印加電圧は、次式で求められる。

（数３）
２７＋（０．７×２×３．３）＋（１．５×３．３）＝３６．５７（Ｖ）
さらに、安定時インバータへの印加電圧は、次式のように求められる。

（数４）
４２＋（０．７×２×０．８３）＋（１．５×０．８３）＝４４．４（Ｖ）
このため、インバータ印加電圧の変化値は、４４．４−３６．５７＝７．８３Ｖとなる。

従って、従来のランプでは、インバータへの印加電圧にランプ以外での電圧降下分が含まれるため、実際のランプ電圧変化５８Ｖに対しインバータへの印加電圧変化が５１．７Ｖと６％程度低くなる。しかしながら、インバータへの印加電圧の変化量が５１．７Ｖが大きいため、ランプ以外での電圧降下分が影響しても、ランプ電圧変化に対するインバータへの印加電圧の変化量の変化割合は小さい。このため、ランプ以外での電圧降下や回路バラツキ等による影響を前提としてランプ電力演算回路を設計すれば、ランプへの電力を所望の値に制御することが可能である。

一方、水銀レスのランプの場合は、実際のランプ電圧変化値１５Ｖに対しインバータへの印加電圧変化が７．８３Ｖと４８％程度低くなる。そして、インバータへの印加電圧の変化量が７．８３Ｖと小さいため、ランプ以外での電圧降下分が大きく影響し、ランプ電圧変化に対するインバータへの印加電圧の変化量の変化割合が大きくなる。このため、水銀レスのランプにおいて、従来方法のインバータへの印加電圧を用いてランプ電力制御を行う場合には、７．８３Ｖの変化でランプ印加電力を５５Ｗ低減することが必要となる。従って、ランプ以外での電圧降下や回路バラツキ等による影響を前提としてランプ電力演算回路を設計することが難しく、ランプへの電力を精度よく所望の値に制御することが難しい。

換言すれば、従来のランプのように、ランプ電圧として用いられるインバータへの印加電圧の変化量が大きい場合、ランプ電圧にランプ以外での電圧降下分が含まれていても、インバータへの印加電圧の変化量に対する電圧降下電圧値の割合が小さいため、ランプへの電力制御に与える影響が小さい。これに対し、水銀レスのランプのように、ランプ電圧として用いられるインバータへの印加電圧の変化量が小さい場合、ランプ電圧にランプ以外での電圧降下分が含まれていると、インバータへの印加電圧の変化量に対する電圧降下電圧値の割合が大きいため、ランプへの電力制御に与える影響が大きい。

このため、水銀レスのランプを用いた場合に、従来のようにインバータへの印加電圧をランプ電圧として用いたのでは、自動車用の光束立ち上がり特性を規定した規格を満足できないという問題が生じる。

本発明は上記問題に鑑みて成され、水銀入りのランプだけでなく、水銀レスのランプを用いた場合のように点灯初期から安定時までのランプ電圧変化値が小さくなるような場合においても、ランプへの電力制御を良好に行えるようにすることを目的とする。

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、水銀レスランプにて構成される放電ランプ（２）に直列接続され、放電ランプ（２）に高電圧を印加することにより放電ランプ（２）を点灯させる高電圧発生コイル（７１）と、放電ランプ（２）に交流電力を印加するインバータ手段（６１）と、放電ランプ（２）に印加されるランプ電圧（ＶＬ）を検出するランプ電圧検出手段（２００）と、ランプ電圧検出手段（２００）が検出したランプ電圧（ＶＬ）に基づいて、放電ランプ（２）に印加する電力を調整するランプパワー制御手段（３００）とを備え、ランプ電圧検出手段（２００）は、ランプ電圧（ＶＬ）に加えて放電ランプ（２）に流れるランプ電流（ＩＬ）の経路に介在する素子（６１ａ〜６１ｄ、７１、８）の電圧降下分が含まれた電圧（ＶＬａ）と比例する電圧（Ｖａ，Ｖｂ）から、ランプ電流（ＩＬ）が流れる経路に介在する素子の電圧降下電圧値（Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５）に比例する電圧（Ｖｃ、Ｖｄ、Ｖｅ、Ｖｆ、Ｖｇ）を減算した電圧をランプ電圧（ＶＬ）として出力するようになっており、ランプパワー制御手段（３００）は、ランプ電圧（ＶＬ）から該ランプ電圧（ＶＬ）の点火初期電圧（ＶＬｓ）を減算した変化電圧値（ΔＶＬ）の上昇に基づいて放電ランプ（２）に印加する電力を減らすことで放電ランプ（２）を安定状態に移行することを特徴としている。

このように出力されるランプ電圧（ＶＬ）に基づいてランプ印加電力を演算制御すれば、ランプ電力演算するためのランプ電圧（ＶＬ）が真のランプ電圧（Ｖ３）に近いものとなるため、より精度良くランプ電力を制御することができる。そして、ランプパワー制御手段（３００）にて、ランプ電圧（ＶＬ）から該ランプ電圧（ＶＬ）の点火初期電圧（ＶＬｓ）を減算した変化電圧値（ΔＶＬ）の上昇に基づいて放電ランプ（２）に印加する電力を減らすことで放電ランプ（２）を安定状態に移行することができる。

このような発明は、放電ランプ（２）が水銀レスランプである場合において、特に有効である。

なお、ランプ電流（ＩＬ）が流れる経路に介在する素子の電圧降下値としては、例えば、請求項３に示すように、高電圧発生コイル（７１）の巻線抵抗での電圧降下値に比例する電圧を減算することができる。また、請求項４に示すように、インバータ手段（６）に備えらえる半導体スイッチング素子（６１ａ〜６１ｄ）での電圧降下値に比例する電圧を減算することもできる。さらに、請求項５に示されるように、ランプ電流検出手段（８）での電圧降下値に比例する電圧を減算することも可能である。

請求項６に記載の発明では、ランプ電圧検出手段（２００）は、放電ランプ（２）に流れるランプ電流の経路に介在する素子の電圧降下分が含まれた電圧（ＶＬａ）に比例する電圧（Ｖａ）を抽出する第１の電圧検出手段（２００ａ）と、ランプ電流（ＩＬ）が流れる経路に介在する素子の電圧降下電圧値（Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５）に比例する電圧（Ｖｃ、Ｖｄ）を検出する第２の電圧検出手段（２００ｄ）と、第１の電圧検出手段（２００ａ）が検出した電圧（Ｖａ）から第２の電圧検出手段（２００ｄ）が検出した電圧（Ｖｃ、Ｖｄ）を減算する減算手段（２００ｅ）とを備えていることを特徴としている。このような構成により、請求項１に示す発明を具現化することが可能である。

請求項７に記載の発明では、ランプ電圧検出手段（２００）は、ランプ電流（ＩＬ）が流れる経路に介在する素子の一部の電圧降下電圧値（Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５）に比例する電圧（Ｖｅ、Ｖｆ）を検出する第３の電圧検出手段（２００ｆ）を備え、減算手段は、第１の電圧検出手段（２００ａ）が検出した電圧（Ｖａ）から、第２の電圧検出手段（２００ｄ）が検出した電圧（Ｖｃ、Ｖｄ）と第３の電圧検出手段（２００ｆ）が検出した電圧（Ｖｅ、Ｖｆ）を減算するようになっていることを特徴としている。このように、第２の電圧検出手段だけでなく、第３の電圧検出手段を備えることも可能である。

この場合、請求項８に示されるように、第３の電圧検出手段（２００ｆ）により、定電圧源（２２１）が発生させる定電圧に基づいて一定の電圧を抽出し、インバータ手段を構成する半導体スイッチング素子（６１ａ〜６１ｄ）としてＩＧＢＴが用いられる場合に、該ＩＧＢＴの飽和領域での電圧降下値に相当する電圧を第３の電圧検出手段（２００ｆ）にて抽出することが可能である。

請求項９に記載の発明では、ランプ電圧検出手段（２００）は、インバータ手段（６０）での極性切替えにおける半周期時間のうち、半周期切替初期から、１／３０から１／３の時間だけ、サンプルホールドするようになっていることを特徴としている。

半周期時間のうち、半周期切替初期から１／３０の時間より短い場合には、正確なサンプルホールドを行うことができない。また、半周期時間のうち、半周期切替初期から１／６よりも長い場合には、真の出力電圧検出ができず、ひいては、正確な電圧制御が困難になってしまう。このため、半周期時間のうち、半周期切替初期から、１／３０〜１／３の時間だけ、サンプルホールドすることが好ましい。

なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。

（第１実施形態）
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態に係る放電灯装置を車両用前照灯に適用した場合の全体構成を示したものである。

図１に示されるように、放電灯装置は、直流電源としての車載バッテリ１により駆動されることで、車両用前照灯であるランプ（高圧放電ランプ）２を点灯するものであり、点灯スイッチ３のオンオフによってランプ２の点灯・消灯が制御される。

放電灯装置は、直流電源回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）４、テークオーバ回路５、インバータ回路６、始動回路７、ランプ電流検出用抵抗８等の回路機能部を有している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、バッテリ１側に配された１次巻線４１ａとランプ２側に配された２次巻線４１ｂとを有するフライバックトランス４１と、１次巻線４１ａに接続された半導体スイッチとしてのＭＯＳトランジスタ４２と、２次巻線４１ｂに接続された整流用ダイオード４３と、平滑用コンデンサ４４とによって構成されている。このＤＣ−ＤＣコンバータ４により、バッテリ電圧ＶＢを昇圧した昇圧電圧が出力されるようになっている。

すなわち、ＭＯＳトランジスタ４２がオンすると、１次巻線４１ａに電流が流れて１次巻線４１ａにエネルギーが蓄えられ、ＭＯＳトランジスタ４２がオフすると、１次巻線４１ａのエネルギーが２次巻線４１ｂに供給される。そして、このような動作を繰り返すことにより、ダイオード４３とコンデンサ４４の接続点から高電圧が出力される。

テークオーバ回路５は、コンデンサ５１と抵抗５２から構成され、点灯スイッチ３がオンした後にコンデンサ５１が充電されることによって、ランプ２を電極間での絶縁破壊から速やかにアーク放電に移行させるものである。

インバータ回路６は、インバータ手段に相当するもので、ランプ２を交流点灯させるものである、このインバータ回路６は、Ｈブリッジ回路６１とブリッジ駆動回路６２、６３から構成されている。Ｈブリッジ回路６１は、Ｈブリッジ状に配置されたＭＯＳトランジスタで構成された半導体スイッチング素子６１ａ〜６１ｄから構成されている。ブリッジ駆動回路６２、６３は、後述するＨブリッジ制御回路４００からの信号によって、半導体スイッチング素子６１ａ、６１ｄと半導体スイッチング素子６１ｂ、６１ｃを交互にオンオフ駆動する。この結果、ランプ２の放電電流の向きが交互に切り替わり、ランプ２の印加電圧（放電電圧）の極性が反転してランプ２が交流点灯する。

始動回路７は、Ｈブリッジ回路６１の中点電位点とバッテリ１の負極端子との間に設置され、１次巻線７１ａと２次巻線７１ｂを有するトランス７１、ダイオード７２、７３、抵抗７４、コンデンサ７５およびサイリスタ７６から構成されている。

この始動回路７により、ランプ２の点灯始動がなされる。すなわち、点灯スイッチ３がオンされると、コンデンサ７５が充電を開始し、この後、サイリスタ７６がオンすると、コンデンサ７５が放電を開始し、トランス７１を通じてランプ２に高電圧を印加する。その結果、ランプ２が電極間で絶縁破壊し点灯する。

ランプ電流検出用抵抗８は、ランプ電流検出手段に相当するもので、ランプ２に流れる電流（ランプ電流）ＩＬを検出するためのものである。つまり、ランプ電流検出用抵抗８での電圧降下値に基づき、電圧値としてランプ電流ＩＬが求められるようになっている。

上述したＭＯＳトランジスタ４２、ブリッジ駆動回路６２、６３、サイリスタ７６は、制御回路１０によって制御される。この制御回路１０には、ＤＣ−ＤＣコンバータ４とインバータ回路６の間のランプ電圧（すなわちインバータ回路６に印加される電圧）およびインバータ回路６からバッテリ１の負極側に流れるランプ電流ＩＬなどが入力されている。

図２に、制御回路１０のブロック構成を示す。制御回路１０は、ＰＷＭ制御回路１００、ランプ電圧検出回路２００、ランプパワー制御回路３００、Ｈブリッジ制御回路４００、および高電圧発生制御回路５００とを備えて構成されている。

ＰＷＭ制御回路１００は、ＭＯＳトランジスタ４２のオンオフ駆動するためのものであり、ＰＷＭ信号を出力することでＭＯＳトランジスタ４２を制御する。ランプ電圧検出回路２００は、ランプ電圧検出手段に相当するもので、ランプ２に印加される電圧（ランプ電圧）を信号用ランプ電圧ＶＬに変換するものである。ランプパワー制御回路３００は、ランプ電圧ＶＬとランプ電流ＩＬを受け取り、これらに基づいてランプ２への供給電力（ランプ電力）を所望値に制御するものである。

Ｈブリッジ制御回路４００は、Ｈブリッジ回路６１を制御するためのものであり、ブリッジ駆動回路６２、６３に制御信号を出力することで、半導体スイッチング素子６１ａ〜６１ｄのオンオフ駆動を制御する。高電圧発生制御回路５００は、サイリスタ７６をオンさせてランプ２に高電圧を発生させるための回路である。

次に、上記構成の放電灯装置の点灯動作を説明する。

点灯スイッチ３がオンされると、図１に示す各部に電源が供給される。そして、ＰＷＭ制御回路１００にて、ＭＯＳトランジスタ４２がＰＷＭ制御される。その結果、フライバックトランス４１の作動によって、バッテリ電圧ＶＢを昇圧した電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ４から出力される。

また、Ｈブリッジ制御回路４００にて、Ｈブリッジ回路６１における半導体スイッチング素子６１ａ〜６１ｄを対角線の関係で交互にオンオフさせる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４から出力された高電圧が、Ｈブリッジ回路６１を介して始動回路７のコンデンサ７５に供給され、コンデンサ７５が充電される。

続いて、高電圧発生制御回路５００は、Ｈブリッジ制御回路４００から出力される半導体スイッチング素子６１ａ〜６１ｄの切り替えタイミングを知らせる信号に基づいて、サイリスタ７６にゲート駆動信号を出力し、サイリスタ７６をオンさせる。そして、サイリスタ７６がオンすると、コンデンサ７５が放電し、トランス７１を通じてランプ２に高電圧が印加される。その結果、ランプ２が電極間で絶縁破壊し、点灯始動する。

この後、Ｈブリッジ回路６１により、ランプ２への放電電圧の極性（放電電流の向き）が交互に切り替えられ、ランプ２が交流点灯される。また、ランプパワー制御回路３００によって、ランプ電力が所望値となるように制御され、ランプ２の点灯が維持される。なお、ランプ電圧検出回路２００は、インバータ回路６に印加される電圧ＶＬａをランプ電圧として入力し、これを信号電圧となるランプ電圧ＶＬに変換している。このため、ランプパワー制御回路３００は、ランプ電圧検出回路２００から出力されるランプ電圧ＶＬと、ランプ電流検出用抵抗８の電圧降下値として表されるランプ電流ＩＬとに基づいて、ランプ電力の制御を行う。

以下、ランプパワー制御回路３００の詳細について、図３にランプパワー制御回路３００の詳細構成を示して説明する。

ランプパワー制御回路３００には、点灯初期電圧記憶回路３２０、ΔＶＬ検出回路３５０および誤差増幅回路３０１が備えられている。

点灯初期電圧記憶回路３２０は、ランプ点灯開始直後のランプ電圧ＶＬを記憶し、記憶したランプ電圧ＶＬｓを出力するものである。

△ＶＬ検出回路（△ＶＬ検出手段）３５０は、ランプ電圧ＶＬから点灯初期電圧記憶回路３２０にて記憶したランプ電圧ＶＬｓを減算し、ランプ電圧の点灯初期電圧（ＶＬｓ）からの変化電圧値（ランプ電圧変化値）△ＶＬを求め、ランプ電圧変化値△ＶＬを出力するものである。

誤差増幅回路３０１は、ランプ２の点灯状態を示す信号であるランプ電圧ＶＬやランプ電流ＩＬ等に応じた出力電圧を発生するものであり、誤差増幅回路３０１の出力がＰＷＭ制御回路１００に入力されるようになっている。この誤差増幅回路３０１からの出力電圧が大きくなるほど、ＰＷＭ制御回路１００は、ＭＯＳトランジスタ４２をオンオフさせるデューティ比を大きくし、ランプ電力を増加させるようになっている。

誤差増幅回路３０１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒ１が入力され、反転入力端子には、ランプ電力を制御するためのパラメータとなる電圧Ｖ１が入力される。このため、誤差増幅回路３０１は、基準電圧Ｖｒ１と電圧Ｖ１の差に応じた電圧を出力する。

電圧Ｖ１は、ランプ電流ＩＬと、一定電流ｉ１と、第１電流設定回路３０２にて設定される電流ｉ２と、第２電流設定回路３０３にて設定される電流ｉ３と、第３電流設定回路３０４にて設定される電流ｉ４と、第４電流設定回路３０５にて設定される電流ｉ５に基づいて決定される。

ここで、第１電流設定回路３０２は、図３に示すように、ランプ電圧ＶＬが高くなるほど電流ｉ２を大きく設定するようになっている。第２電流設定回路３０３は、図３に示すように、ランプ電圧ＶＬが第１の所定値以下ではｉ３を零、ＶＬが第２の所定値以上ではｉ３を一定値、ＶＬが第１の所定値以上かつ第２の所定値以下ではＶＬが高くなるほどｉ３を大きく設定するようになっている。第３電流設定回路３０４は、点灯初期のランプ電圧からのランプ電圧変化値ΔＶＬが第１の所定値以下ではｉ４を一定値、第２の所定値以上ではｉ４を一定値、第１の所定値以上かつ第２の所定値以下ではΔＶＬが大きくなるほど電流ｉ４を大きく設定ようになっている。第４電流設定回路３０５は、図３に示すように、点灯後の経過時間Ｔが長くなるほど電流ｉ５を大きく設定する。例えば、点灯開始から所定時間はｉ５を零、所定時間が経過した後はその後の経過時間に応じて電流ｉ５を増加させ、点灯開始から数十秒経過後はｉ５を一定値に設定するようになっている。

なお、第４電流設定回路３０５においては、別の方法として、点灯開始後、△ＶＬが所定電圧以下ではｉ５を零、△ＶＬが所定電圧に達した後は、その後の経過時間に応じてｉ５を増加させ、点灯開始から数十秒経過後はｉ５を一定値に設定するようにすることもできる。

これら電流ｉ１と電流ｉ２と電流ｉ３と電流ｉ４と電流ｉ５の和は、ランプ電流ＩＬより十分小さく設定されている。

このように構成されるランプパワー制御回路３００は、点灯後の経過時間Ｔ、ランプ電圧ＶＬ、ランプ電流ＩＬ、ランプ電圧の変化電圧ΔＶＬなどに応じた電圧を出力してランプ電力を制御する。具体的には、点灯初期にはランプ電力を大きな値（例えば９０Ｗ）として、ランプからの光束を早く立ち上げ（早く明るくし）、その後は光束の立ち上がりとともにランプ電力を徐々に低下させていき、ランプ２が安定状態になるとランプ電力を所定値（例えば３５Ｗ）に制御する。

次に、ランプ電圧検出回路２００の詳細について、図４にランプ電圧検出回路２００の具体的な構成を示して説明する。

図４において、一点鎖線で囲まれた部分がランプ電圧検出回路２００に相当する。この図に示されるように、ランプ電圧検出回路２００の入力端子２３１（点Ｂ）には図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力電圧ＶＬａが入力されている。この出力電圧ＶＬａはランプ電流の流れる経路に介在する各素子の電圧降下電圧Ｖ１〜Ｖ５の加算した電圧に相当し、数式５のように表される。

（数５）
ＶＬａ＝Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖ４＋Ｖ５
ただし、Ｖ１は、Ｈブリッジ回路６１を構成するＭＯＳトランジスタからなる半導体スイッチング素子６１ａ（または６１ｃ）の降下電圧、Ｖ２は、高電圧発生コイル７１の２次巻線の降下電圧、Ｖ３は、ランプ２の降下電圧（真のランプ電圧）、Ｖ４は、インバータ回路を構成するＭＯＳトランジスタからなる半導体スイッチング素子６１ｄ（６１ｂ）の降下電圧、Ｖ５は、ランプ電流検出抵抗８の降下電圧である。これらのうち、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４およびＶ５は、以下の数式６〜９のように示される。

（数６）
Ｖ１＝ｒ６１ａ（またはｒ６１ｃ）×ＩＬ
ただし、ｒ６１ａ（またはｒ６１ｃ）は、ＭＯＳトランジスタからなる半導体スイッチング素子６１ａ（または半導体スイッチング素子６１ｃ）のオン抵抗である。

（数７）
Ｖ２＝ｒ７１×ＩＬ
ただし、ｒ７１は、高電圧発生コイル７１の２次側巻線抵抗である。

（数８）
Ｖ４＝ｒ６１ｄ（ｒ６１ｂ）×ＩＬ
ただし、ｒ６１ｄ（またはｒ６１ｂ）は、それぞれＭＯＳトランジスタからなる半導体スイッチング素子６１ｄ（または半導体スイッチング素子６１ｂ）のオン抵抗である。

（数９）
Ｖ５＝Ｒ８×ＩＬ
ただし、Ｒ８はランプ電流検出用抵抗８の抵抗値である。

従って、上記した数式５におけるＶ１、Ｖ２、Ｖ４およびＶ５を数式６〜９で示される各値で書き換えると、数式１０が導き出される。

（数１０）
ＶＬａ＝Ｖ３＋（ｒ６１ａ＋ｒ７１＋ｒ６１ｄ＋Ｒ８）×ＩＬ
Ｈブリッジ回路６１に入力された電圧ＶＬａは、第１の電圧検出回路２００ａに備えられる抵抗２０１と抵抗２０２で分圧（Ｖａ）され、オペアンプ２０４によるボルテージホロワ回路でインピーダンス変換される。なお、コンデンサ２０３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４のスイッチングによるリップル電圧を低減するためのものである。

また、スイッチ２０５とコンデンサ２０７とによりサンプルホールド回路２００ｂが構成されており、オペアンプ２０４からインピーダンス変換された電圧が出力されると、その出力電圧がサンプルホールド回路２００ｂにて保持される。これにより、Ｈブリッジ回路６１での極性切り替え時に高電圧発生コイル７１が発生する過渡電圧の影響を排除できるようになっている。図５は、このＨブリッジ回路６１での極性切り替え時おける過渡電流の影響を示した図である。この図からも、サンプルホールドを行った場合と行わない場合とで出力電圧に大きな誤差が発生することがわかる。

具体的には、スイッチ２０５は、ランプ電圧検出回路２００の入力端子２３２に入力されるパルス信号によりオン・オフ制御されるようになっている。このパルス信号は、Ｈブリッジ制御回路４００から送られるもので、Ｈブリッジの極性切り替えタイミングに同期したものとなっている。従って、スイッチ２０５がオンの状態であると、コンデンサ２０７は電圧ＶＬａを抵抗２０１と抵抗２０２で分圧した電圧Ｖａに充電され、オフ状態であると、オフ直前の値をホールドする。この作動により、極性切り替え開始タイミングから一定時間スイッチ２０５をオフすることで、Ｈブリッジの極性切り替え時に高電圧発生コイルの２次巻き線が発生する過渡電圧をマスクするようになっている。

具体的には、極性切り替えの半周切替期間のうち、半周期切替初期から１／３０の時間よりも短いと正確なサンプルホールドが行えず、逆に、半周期切替初期から１／３の時間よりも長いと真の出力電圧検出ができない。したがって、半周期切替期間のうち、半周期切替初期から、１／３０〜１／３の時間だけ、サンプルホールドすることが好ましい。

そして、サンプルホールド回路２００ｂの出力電圧がオペアンプ２０８によるボルテージホロワ回路２００ｃで更にインピーダンス変換され、電圧Ｖｂが出力される。この電圧Ｖｂは、数式１１のように表される。

（数１１）
Ｖｂ＝Ｖａ＝ＶＬａ×（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））＝ＶＬａ×ｋ１
ただし、Ｒ１は、抵抗２０１の抵抗値であり、Ｒ２は、抵抗２０２の抵抗値である。また、ｋ１は次式となる。

（数１２）
ｋ１＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）
なお、電圧Ｖｂのうち、Ｈブリッジの極性切り替え時の過渡電圧は、上述したようにマスクにより排除されるため、極性切替え時には、切替え直前の電圧Ｖｂとなる。

このようにサンプルホールドを実施することにより、Ｈブリッジの極性切り替え時の過渡電圧の影響を排除して、電圧Ｖｂを算出できるため、誤差が小さくなり、制御精度が向上する。

従って、数式１１を数式１０に代入すると、数式１３が導き出される。

（数１３）
Ｖｂ＝Ｖ３×ｋ１＋（ｒ６１ａ＋ｒ７１＋ｒ６１ｄ＋Ｒ８）×ＩＬ×ｋ１
一方、ランプ電圧検出回路２００の入力端子２３３（点Ｄ）には図１に示すランプ電流検出抵抗８の降下電圧Ｖ５が入力される。入力された電圧Ｖ５が第２の電圧検出回路２００ｄを構成する抵抗２２４と抵抗２２５で分圧（Ｖｃ）され、オペアンプ２２３によるボルテージホロワ回路でインピーダンス変換されて、電圧Ｖｄが出力される。従って、電圧Ｖｄは、数式１４のように表される。

（数１４）
Ｖｄ＝Ｖｃ＝Ｖ５×（Ｒ１１／（Ｒ１０＋Ｒ１１））＝Ｖ５×ｋ２＝Ｒ８×ＩＬ×ｋ２
ただし、Ｒ１０は、抵抗２２４の抵抗値であり、Ｒ１１は、抵抗２２５の抵抗値である。また、ｋ２は次式となる。

（数１５）
ｋ２＝Ｒ１１／（Ｒ１０＋Ｒ１１）
なお、Ｒ８は、電流検出抵抗８の抵抗値であり、ＩＬは、ランプ２に流れるランプ電流である。

そして、これら数式１３および数式１４で示される電圧Ｖｂと電圧Ｖｄとが、抵抗２０９、２１０、２１２、２１３とオペアンプ２１１で構成される減算回路２００ｅに入力される。減算回路２００ｅにおける抵抗２０９、２１０、２１２、２１３は同じ抵抗値（Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ５＝Ｒ６）とされており、ランプ電圧検出回路２００の出力端子２３４から、電圧Ｖｂと電圧Ｖｄとの差で示される電圧ＶＬ（＝Ｖｂ−Ｖｄ）が出力されるようになっている。

このため、電圧ＶＬは、上記した数式１３および数式１４を代入すると、数式１６のように示されることが分かる。

（数１６）
ＶＬ＝（Ｖ３×ｋ１＋（ｒ６１ａ＋ｒ７１＋ｒ６１ｄ＋Ｒ８）×ＩＬ×ｋ１）−（Ｒ８×ＩＬ×ｋ２）
ここで、ｋ２が数式１７を満たすように設定されれば、すなわち、数式１８の関係を満たしていれば、数式１９の関係が導き出される。

（数１７）
（ｒ６１ａ＋ｒ７１＋ｒ６１ｄ＋Ｒ８）×ＩＬ×ｋ１＝（Ｒ８×ＩＬ×ｋ２）
（数１８）
ｋ２＝（ｒ６１ａ＋ｒ７１＋ｒ６１ｄ＋Ｒ８）×ｋ１／Ｒ８
（数１９）
ＶＬ＝Ｖ３×ｋ１
従って、出力電圧ＶＬとして、スイッチング素子６１ａ、６１ｄの電圧降下（Ｖ１、Ｖ４）、高電圧発生コイル７１の２次巻き線の電圧降下（Ｖ２）、ランプ電流検出抵抗８の電圧降下（Ｖ５）を含まない真のランプ電圧Ｖ３だけに比例した電圧が出力されることになる。

すなわち、入力端子２３１（点Ｂ）に印加されるＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力電圧ＶＬａを分圧した電圧Ｖａは、Ｈブリッジ回路６への入力電圧に比例する電圧である。このため、電圧Ｖａに、真のランプ電圧Ｖ３だけでなく、スイッチング素子６１ａ、６１ｄの電圧降下値Ｖ１、Ｖ４、高電圧発生コイル７１の２次巻き線の電圧降下値Ｖ２、ランプ電流検出抵抗８の電圧降下値Ｖ５が含まれたものとなっている。

一方、スイッチング素子６１ａ、６１ｄの電圧降下値Ｖ１、Ｖ４、高電圧発生コイル７１の２次巻き線の電圧降下値Ｖ２、ランプ電流検出抵抗８の電圧降下値Ｖ５は、ほぼランプ電流ＩＬの大きさに比例している。このため、ランプ電流検出用抵抗８での電圧降下値に相当する入力端子２３３（点Ｄ）での電圧を分圧するに際し、上記各電圧降下値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５すべてを考慮して、抵抗Ｒ１０および抵抗Ｒ１１の抵抗値を設定すれば、電圧Ｖｃには上記各電圧降下値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５すべてが含まれた電圧に比例したものとすることができる。

従って、電圧Ｖａをインピーダンス変換する等によって規定される電圧Ｖｂから、電圧Ｖｃをインピーダンス変換することによって規定される電圧Ｖｄを減算回路２００ｅにて減算すること、つまり、真のランプ電圧Ｖ３に上記各電圧降下値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５を含んだ電圧に比例する電圧Ｖｂから上記各電圧降下値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５に比例する電圧Ｖｄを減算することで、真のランプ電圧Ｖ３のみに比例する電圧ＶＬを取り出すことが可能である。

以上説明したように、本実施形態においては、真のランプ電圧Ｖ３にのみ比例する電圧ＶＬを取り出している。そして、この電圧ＶＬが点灯初期電圧記憶回路３２０に入力されるようにすることで、ランプ電力の演算に用いられるようになっている。

従って、スイッチング素子６１ａ、６１ｄの電圧降下値Ｖ１、Ｖ４、高電圧発生コイル７１の２次巻き線の電圧降下値Ｖ２、ランプ電流検出抵抗８の電圧降下値Ｖ５が含まれない、真のランプ電圧Ｖ３のみに基づいてランプ電力を決定することが可能となる。このため、水銀入りのランプだけでなく、水銀レスのランプを用いた場合のように点灯初期から安定時までのランプ電圧変化値が小さくなるような場合においても、ランプへの電力制御を良好に行えるようにすることができる。

（第２実施形態）
第１実施形態では、Ｈブリッジ回路６１を構成する半導体スイッチング素子６１ａ〜６１ｄとしてＭＯＳトランジスタを用いている例を示したが、本実施形態では、ＩＧＢＴを用いる例について説明する。

第１実施形態のように半導体スイッチング素子６１ａ〜６１ｄとしてＭＯＳトランジスタを用いた場合には、ＭＯＳトランジスタでの電圧降下値がドレイン電流（ランプ電流ＩＬに相当）することから、ランプ電流ＩＬが流れるランプ電流検出用抵抗８での電圧降下値に基づいてＭＯＳトランジスタでの電圧降下分を抽出することが可能であった。

これに対し、半導体スイッチング素子６１ａ〜６１ｄをＩＧＢＴで構成した場合には、ＩＧＢＴでの電圧降下値がほぼ一定電圧値となり、コレクタ電流（ランプ電流ＩＬに相当）に対する依存性は低い。従って、本実施形態では、半導体スイッチング素子６１ａ〜６１ｄをＩＧＢＴで構成した場合に、ランプ電流ＩＬによらないでＩＧＢＴでの電圧降下分を抽出する。

以下、本実施形態における放電灯装置について具体的に説明するが、本実施形態の放電灯装置は、ランプ電圧検出回路２００の回路構成を除いて第１実施形態と同様であるため、異なる部分についてのみ説明する。

図６に、本実施形態におけるランプ電圧検出回路２００の回路構成を示す。この図に基づき、本実施形態におけるランプ電圧検出回路２００の詳細についての説明を行う。

図６において、一点鎖線で囲まれた部分がランプ電圧検出回路２００に相当する。この図に示されるように、ランプ電圧検出回路２００の入力端子２３１（点Ｂ）には図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力電圧ＶＬａが入力されている。この出力電圧ＶＬａはランプ電流の流れる経路に介在する各素子の電圧降下電圧Ｖ１〜Ｖ５の加算した電圧に相当し、数式２０のように表される。

（数２０）
ＶＬａ＝Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖ４＋Ｖ５
ただし、Ｖ１は、Ｈブリッジ回路６１を構成するＩＧＢＴからなる半導体スイッチング素子６１ａ（または６１ｃ）の降下電圧、Ｖ２は、高電圧発生コイル７１の２次巻線の降下電圧、Ｖ３は、ランプ２の降下電圧（真のランプ電圧）、Ｖ４は、インバータ回路を構成するＩＧＢＴ６１ｄ（６１ｂ）の降下電圧、Ｖ５は、ランプ電流検出抵抗８の降下電圧である。これらのうち、Ｖ２およびＶ５は、以下の数式２１、２２のように示される。

（数２１）
Ｖ２＝ｒ７１×ＩＬ
ただし、ｒ７１は、高電圧発生コイル７１の２次側巻線抵抗である。

（数２２）
Ｖ５＝Ｒ８×ＩＬ
ただし、Ｒ８は、ランプ電流検出用抵抗８の抵抗値である。

従って、上記した数式２０におけるＶ２およびＶ５を数式２１、２２で示される各値で書き換えると、数式２３が導き出される。

（数２３）
ＶＬａ＝Ｖ３＋Ｖ１＋Ｖ４＋（ｒ７１＋Ｒ８）×ＩＬ
Ｈブリッジ回路６１に入力された電圧ＶＬａは、第１の電圧検出回路２００ａに備えられた抵抗２０１と抵抗２０２で分圧（Ｖａ）され、オペアンプ２０４によるボルテージホロワ回路でインピーダンス変換される。なお、コンデンサ２０３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４のスイッチングによるリップル電圧を低減するためのコンデンサである。

また、スイッチ２０５とコンデンサ２０７とによりサンプルホールド回路２００ｂが構成されており、オペアンプ２０４からインピーダンス変換された電圧が出力されると、その出力電圧がサンプルホールド回路２００ｂにて保持される。これにより、Ｈブリッジ回路６１での極性切り替え時に高電圧発生コイル７１が発生する過渡電圧の影響を排除できるようになっている。なお、サンプルホールド回路２００ｂの作動については、第１実施形態と同様である。

そして、サンプルホールド回路の出力電圧２００ｂがオペアンプ２０８によるボルテージホロワ回路２００ｃで更にインピーダンス変換され、電圧Ｖｂが出力される。この電圧Ｖｂは、数式２４のように表される。

（数２４）
Ｖｂ＝Ｖａ＝ＶＬａ×（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））＝ＶＬａ×ｋ１
ただし、Ｒ１は、抵抗２０１の抵抗値であり、Ｒ２は、抵抗２０２の抵抗値である。また、ｋ１は次式となる。

（数２５）
ｋ１＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）
従って、数式２４を数式２３に代入すると、数式２６が導き出される。

（数２６）
Ｖｂ＝Ｖ３×ｋ１＋（ｒ６１ａ＋ｒ７１＋ｒ６１ｄ＋Ｒ８）×ＩＬ×ｋ１
一方、ランプ電圧検出回路２００の入力端子２３３（点Ｄ）には図１に示すランプ電流検出抵抗８の降下電圧Ｖ５が入力される。入力された電圧Ｖ５が第２の電圧検出回路２００ｄに備えられた抵抗２２４と抵抗２２５で分圧（Ｖｃ）され、オペアンプ２２３によるボルテージホロワ回路でインピーダンス変換されて、電圧Ｖｄが出力される。従って、電圧Ｖｄは、数式２７のように表される。

（数２７）
Ｖｄ＝Ｖｃ＝Ｖ５×（Ｒ１１／（Ｒ１０＋Ｒ１１））＝Ｖ５×ｋ２＝Ｒ８×ＩＬ×ｋ２
ただし、Ｒ１０は、抵抗２２４の抵抗値であり、Ｒ１１は、抵抗２２５の抵抗値である。また、ｋ２は次式となる。

（数２８）
ｋ２＝Ｒ１１／（Ｒ１０＋Ｒ１１）
なお、Ｒ８は、電流検出抵抗８の抵抗値であり、ＩＬは、ランプ２に流れるランプ電流である。

さらに、本実施形態における放電灯装置には第３の電圧検出回路２００ｆが備えられている。この第３の電圧検出回路２００ｆは半導体スイッチング素子６１ａ、６１ｂでの電圧降下分を抽出するものである。第３電圧検出回路２００ｆにおける端子２２１には、定電圧源が接続されている。この端子２２１の定電圧を抵抗２１９と抵抗２２０で分圧（Ｖｅ）され、オペアンプ２１８によるボルテージホロワ回路でインピーダンス変換されて電圧Ｖｆ（＝Ｖｅ）が出力される。

そして、電圧Ｖｄおよび電圧Ｖｆとが、抵抗２１７、２２２、２１５、２１６とオペアンプ２１４で構成される加算回路２００ｇに入力される。加算回路２００ｇにおける抵抗２１７、２２２、２１５、２１６は同じ抵抗値（Ｒ１２＝Ｒ１３＝Ｒ１４＝Ｒ１５）とされており、オペアンプ２１４の出力端子から、電圧Ｖｄと電圧Ｖｆとの和で示される電圧Ｖｇ（Ｖｄ＋Ｖｆ）が出力されるようになっている。この電圧Ｖｇは、数式２９のように示される。

（数２９）
Ｖｇ＝Ｖｆ＋Ｖｄ＝Ｖｅ＋Ｒ８×ＩＬ×ｋ２
また、数式２６および数式２９で示される電圧Ｖｂと電圧Ｖｇとが、抵抗２０９、２１０、２１２、２１３とオペアンプ２１１で構成される減算回路２００ｅに入力される。減算回路２００ｅにおける抵抗２０９、２１０、２１２、２１３は同じ抵抗値（Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ５＝Ｒ６）とされており、ランプ電圧検出回路２００の出力端子２３４から、電圧Ｖｂと電圧Ｖｇとの差で示される電圧ＶＬ（＝Ｖｂ−Ｖｇ）が出力されるようになっている。

このため、電圧ＶＬは、上記した数式２６および数式２９を代入すると、数式３０のように示されることが分かる。

（数３０）
ＶＬ＝Ｖ３×ｋ１＋（Ｖ１＋Ｖ４）×ｋ１＋（ｒ７１＋Ｒ８）×ＩＬ×ｋ１−（Ｖｅ＋Ｒ８×ＩＬ×ｋ２）
ここで、Ｖｅが数式３１を満たし、ｋ２が数式３２を満たすように、すなわち、数式３３を満たすように設定されれば、数式３４の関係が導き出される。

（数３１）
Ｖｅ＝（Ｖ１＋Ｖ４）ｋ１
（数３２）
（ｒ７１＋Ｒ８）×ＩＬ×ｋ１＝Ｒ８×ＩＬ×ｋ２
（数３３）
ｋ２＝（ｒ７１＋Ｒ８）×ｋ１／Ｒ８
（数３４）
ＶＬ＝Ｖ３×ｋ１
従って、出力電圧ＶＬとして、スイッチング素子６１ａ、６１ｄの電圧降下（Ｖ１、Ｖ４）、高電圧発生コイル７１の２次巻き線の電圧降下（Ｖ２）、ランプ電流検出抵抗８の電圧降下（Ｖ５）を含まない真のランプ電圧Ｖ３だけに比例した電圧が出力されることになる。

すなわち、入力端子２３１（点Ｂ）に印加されるＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力電圧ＶＬａを分圧した電圧Ｖａは、Ｈブリッジ回路６への入力電圧に比例する電圧である。このため、電圧Ｖａに、真のランプ電圧Ｖ３だけでなく、スイッチング素子６１ａ、６１ｄの電圧降下値Ｖ１、Ｖ４、高電圧発生コイル７１の２次巻き線の電圧降下値Ｖ２、ランプ電流検出抵抗８の電圧降下値Ｖ５が含まれたものとなっている。

一方、高電圧発生コイル７１の２次巻き線の電圧降下値Ｖ２、ランプ電流検出抵抗８の電圧降下値Ｖ５は、ほぼランプ電流ＩＬの大きさに比例している。このため、ランプ電流検出用抵抗８での電圧降下値に相当する入力端子２３３（点Ｄ）での電圧を分圧するに際し、上記各電圧降下値Ｖ２、Ｖ５を考慮して、抵抗Ｒ１０および抵抗Ｒ１１の抵抗値を設定すれば、電圧Ｖｃには上記各電圧降下値Ｖ２、Ｖ５が含まれた電圧に比例したものとすることができる。

さらに、スイッチング素子６１ａ、６１ｄの電圧降下値Ｖ１、Ｖ４での電圧降下値は、ほぼ一定電圧値となることから、定電圧源２２１が発生する定電圧を抵抗２１９および抵抗２２０で分圧することで、電圧Ｖｅをスイッチング素子６１ａ、６１ｄの電圧降下値Ｖ１、Ｖ４が含まれた電圧に比例したものとすることができる。

従って、電圧Ｖａをインピーダンス変換する等によって規定される電圧Ｖｂから、電圧Ｖｃをインピーダンス変換することによって規定される電圧Ｖｄおよび電圧Ｖｅをインピーダンス変換することによって規定される電圧Ｖｆを減算回路２００ｅにて減算すること、つまり、真のランプ電圧Ｖ３に上記各電圧降下値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５を含んだ電圧に比例する電圧Ｖｂから上記各電圧降下値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５に比例する電圧ＶｄおよびＶｆを減算することで、真のランプ電圧Ｖ３のみに比例する電圧ＶＬを取り出すことが可能である。

以上のように、本実施形態によれば、半導体スイッチング素子６１ａ〜６１ｄをＩＧＢＴで構成した場合にも、真のランプ電圧Ｖ３にのみ比例する電圧ＶＬを取り出すことができる。従って、この電圧ＶＬを点灯初期電圧記憶回路３２０に入力し、ランプ電力の演算に用いることで、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

（他の実施形態）
上記実施形態では、上記各電圧降下値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５に比例する電圧すべてを除去することにより、電圧ＶＬが真のランプ電圧Ｖ３に比例した電圧となるようにしている。

しかしながら、これらのうちの少なくとも１つ、好ましくは半分以上の電圧降下分を除去するようにすれば、従来のように電圧降下値Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５に比例する電圧すべてが含まれている場合と比べ、より真のランプ電圧Ｖ３に近い電圧に基づいてランプ電力を演算することが可能である。従って、このようにしても、上記第１、第２実施形態に示した効果を得ることが可能である。

上記実施例においては、本発明を水銀レスランプに使用する例を示したが、水銀ランプに使用しても良いのは勿論である。

また、本発明は、水銀ランプまたは水銀レスランプにおいて、点灯初期時から安定時までのランプ電圧の変化値が、５０Ｖ以内の場合に有効である。

また、本発明は、水銀ランプまたは水銀レスランプにおいて、点灯初期時から安定時までのランプ電圧の変化値が、４０Ｖ以内の場合に、より有効である。

また、本発明は、水銀ランプまたは水銀レスランプにおいて、点灯初期時から安定時までのランプ電圧の変化値が、３０Ｖ以内の場合に、より有効である。

また、本発明は、水銀ランプまたは水銀レスランプにおいて、点灯初期時から安定時までのランプ電圧の変化値が、２０Ｖ以内の場合に、よりいっそう有効である。

なお、ランプ電圧ＶＬがランプ２を点灯させてから例えば図７のように変化するとした場合に、本明細書中に示した点灯初期時のランプ電圧ＶＬは、ランプ電圧ＶＬが図７の電圧極小値の時点の値を指し、安定時のランプ電圧ＶＬは、図７の電圧飽和点時点での値を指すものとする。そして、ランプ２における点灯初期時から安定時まで変化値は、ランプ２の種類などによって異なり、例えば図７に示されるように、ランプ２ａ〜２ｃというようにそれぞれ変化値がΔＶＬａ〜ΔＶＬｃというように大きく異なっている。このように様々な変化値となる場合において、その変化値が小さいもの程、本発明を適用すると有効である。

本発明の第１実施形態における放電灯装置全体の回路構成を示した図である。 図１に示す制御回路１０のブロック構成を示した図である。 図２に示すランプパワー制御回路３００の概略構成を示した図である。 図２に示すランプ電圧検出回路２００の具体的な回路構成を示した図である。 Ｈブリッジ回路の切り替え時において、出力電圧が過渡電圧によって受ける影響をサンプルホールドした場合としない場合とで比較した波形図である。 本発明の第２実施形態における放電灯装置のランプ電圧検出回路２００の具体的な回路構成を示した図である。 ランプ２を点灯させてからのランプ電圧ＶＬの変化を示した図である。

符号の説明

１…車載バッテリ、２…ランプ、３…点灯スイッチ、４…ＤＣ−ＤＣコンバータ、
５…テークオーバ回路、６…インバータ回路、６１…Ｈブリッジ回路、
７…始動回路、８…ランプ電流検出用抵抗、２００…ランプ電圧検出回路、
２００ａ…第１の電圧検出回路、２００ｂ…サンプルホールド回路、
２００ｃ…ボルテージホロワ回路、２００ｄ…第２の電圧検出回路、
２００ｅ…減算回路、２００ｆ…第３の電圧検出回路、２００ｇ…加算回路、
３００…ランプパワー制御回路。

Claims (9)

1. 水銀レスランプにて構成される放電ランプ（２）に直列接続され、前記放電ランプ（２）に高電圧を印加することにより前記放電ランプ（２）を点灯させる高電圧発生コイル（７１）と、
   前記放電ランプ（２）に交流電力を印加するインバータ手段（６１）と、
   前記放電ランプ（２）に印加されるランプ電圧（ＶＬ）を検出するランプ電圧検出手段（２００）と、
   前記ランプ電圧検出手段（２００）が検出した前記ランプ電圧（ＶＬ）に基づいて、前記放電ランプ（２）に印加する電力を調整するランプパワー制御手段（３００）とを備え、
   前記ランプ電圧検出手段（２００）は、前記放電ランプ（２）に流れるランプ電流（ＩＬ）の経路に介在する素子（６１ａ〜６１ｄ、７１、８）の電圧降下分が含まれた電圧（ＶＬａ）と比例する電圧（Ｖａ、Ｖｂ）から、前記ランプ電流（ＩＬ）が流れる経路に介在する素子の電圧降下電圧値（Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５）に比例する電圧（Ｖｃ、Ｖｄ、Ｖｅ、Ｖｆ、Ｖｇ）を減算した電圧を前記ランプ電圧（ＶＬ）として出力し、
   前記ランプパワー制御手段（３００）は、前記ランプ電圧（ＶＬ）から該ランプ電圧（ＶＬ）の点火初期電圧（ＶＬｓ）を減算した変化電圧値（ΔＶＬ）の上昇に基づいて前記放電ランプ（２）に印加する電力を減らすことで前記放電ランプ（２）を安定状態に移行することを特徴とする放電灯装置。
2. 前記ランプパワー制御手段（３００）は、前記ランプ電圧（ＶＬ）から該ランプ電圧（ＶＬ）の点火初期電圧（ＶＬｓ）を減算した変化電圧値（ΔＶＬ）が第１の所定値以下のときに一定値、前記第１の所定値よりも大きな第２の所定値以上のときに一定値、かつ、前記第１の所定値より大きく前記第２の所定値より小さいときには徐々に大きくなる電流（ｉ４）を設定し、該電流（ｉ４）および前記ランプ電流（ＩＬ）に基づいてランプ電力を制御するパラメータとなる電圧（Ｖ１）を設定していることを特徴とする請求項１に記載の放電灯装置。
3. 前記ランプ電圧検出手段（２００）は、前記ランプ電流（ＩＬ）が流れる経路に介在する素子の電圧降下値として、前記高電圧発生コイル（７１）の巻線抵抗での電圧降下値に比例する電圧を減算するようになっていることを特徴とする請求項１または２に記載の放電灯装置。
4. 前記ランプ電圧検出手段（２００）は、前記ランプ電流（ＩＬ）が流れる経路に介在する素子の電圧降下値として、前記インバータ手段（６）に備えらえる半導体スイッチング素子（６１ａ〜６１ｄ）での電圧降下値に比例する電圧を減算するようになっていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載の放電灯装置。
5. 前記ランプ電流を検出するためのランプ電流検出手段（８）を備え、
   前記ランプ電圧検出手段（２００）は、前記ランプ電流（ＩＬ）が流れる経路に介在する素子の電圧降下値として、前記ランプ電流検出手段（８）での電圧降下値に比例する電圧を減算するようになっていることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１つに記載の放電灯装置。
6. 前記ランプ電圧検出手段（２００）は、
   前記放電ランプ（２）に流れるランプ電流（ＩＬ）の経路に介在する素子の電圧降下分が含まれた電圧（ＶＬａ）に比例する電圧（Ｖａ）を抽出する第１の電圧検出手段（２００ａ）と、
   前記ランプ電流（ＩＬ）が流れる経路に介在する素子の電圧降下電圧値（Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５）に比例する電圧（Ｖｃ、Ｖｄ）を検出する第２の電圧検出手段（２００ｄ）と、
   前記第１の電圧検出手段（２００ａ）が検出した電圧（Ｖａ）から前記第２の電圧検出手段（２００ｄ）が検出した電圧（Ｖｃ、Ｖｄ）を減算する減算手段（２００ｅ）とを備えていることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１つに記載の放電灯装置。
7. 前記ランプ電圧検出手段（２００）は、
   前記ランプ電流（ＩＬ）が流れる経路に介在する素子の一部の電圧降下電圧値（Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５）に比例する電圧（Ｖｅ、Ｖｆ）を検出する第３の電圧検出手段（２００ｆ）を備え、
   前記減算手段は、前記第１の電圧検出手段（２００ａ）が検出した電圧（Ｖａ）から、前記第２の電圧検出手段（２００ｄ）が検出した電圧（Ｖｃ、Ｖｄ）と前記第３の電圧検出手段（２００ｆ）が検出した電圧（Ｖｅ、Ｖｆ）を減算するようになっていることを特徴とする請求項６に記載の放電灯装置。
8. 前記第３の電圧検出手段（２００ｆ）は、定電圧源（２２１）が発生させる定電圧に基づいて一定の電圧を抽出するものであり、前記インバータ手段を構成する半導体スイッチング素子（６１ａ〜６１ｄ）としてＩＧＢＴが用いられる場合に、該ＩＧＢＴの飽和領域での電圧降下値に相当する電圧が前記第３の電圧検出手段（２００ｆ）にて抽出されるようになっていることを特徴とする請求項７に記載の放電灯装置。
9. 前記ランプ電圧検出手段（２００）は、サンプルホールド手段（２００ｂ）を備えており、このサンプルホールド手段（２００ｂ）により、前記インバータ手段（６１）による交流切り替え時に前記第１の電圧検出手段（２００ａ）によって抽出された電圧（Ｖａ）をサンプルホールドするようになっていることを特徴とする請求項６ないし８のいずれか１つに記載の放電灯装置。

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