JP4303212B2

JP4303212B2 - Motor drive

Info

Publication number: JP4303212B2
Application number: JP2005096145A
Authority: JP
Inventors: グザヴィエ・ドゥ・フルート; アンドレ・ムリエール; チカム・リー
Original assignee: インターナショナルレクティフィアーコーポレイション
Priority date: 2004-03-30
Filing date: 2005-03-29
Publication date: 2009-07-29
Anticipated expiration: 2025-03-29
Also published as: JP2005287295A; DE102005014131A1; US7012393B2; US20050231146A1

Description

関連出願の相互参照
本願は、以下の米国仮出願に関連しており、その恩恵と優先権主張を主張するものである。ＦＵＬＬＹＩＮＴＥＧＲＡＴＥＤＬＩＮＥＡＲＣＡＢＩＮＦＡＮＣＯＮＴＲＯＬＬＥＲと言う名称の２００４年３月３０日に出願された米国出願シリアル番号６０／５５７，４９３号；ＦＵＬＬＹＩＮＴＥＧＲＡＴＥＤＬＩＮＥＡＲＣＡＢＩＮＦＡＮＣＯＮＴＲＯＬＬＥＲと言う名称の２００４年５月２５日に出願された米国出願シリアル番号６０／５７４，４４１号；及びＢＬＯＷＥＲＳＴＲＵＣＴＵＲＥＷＩＴＨＣＯＮＶＥＲＳＩＯＮＯＦＰＷＭＤＵＴＹＣＹＣＬＥＴＯＯＵＴＰＵＴＶＯＬＴＡＧＥと言う名称の２００４年５月２５日に出願された米国出願シリアル番号６０／５７４，４４３号。これらの各々の全開示は、参照によりここに組み込まれる。 CROSS REFERENCE TO RELATED APPLICATIONS This application is related to the following US provisional application and claims its benefits and priority claims. US application serial number 60 / 557,493, filed March 30, 2004, named FULL INTERGRATED LINEAR CABIN FAN CONTROLLER; U.S. Application Serial No. 60 / 574,441; and BLOWER STRUCTURE WITH CONVERSION OF PWM DUTY CYCLE TO OUTPUT VOLTAGE filed on May 25, 2004. The entire disclosure of each of these is hereby incorporated by reference.

本発明は、ＤＣ電源に関し、特に、ＤＣモータ駆動に関し、さらに特に、例えばＤＣブラシ・モータ（DC brushed motors）のための集積化され完全に保護されたＤＣモータ駆動に関する。特に、本発明は、モータ駆動回路に用いられる集積回路並びに電力スイッチを含む完全に集積化されたモータ駆動回路に関する。 The present invention relates to DC power supplies, and more particularly to DC motor drives, and more particularly to integrated and fully protected DC motor drives for DC brushed motors, for example. In particular, the present invention relates to an integrated circuit used in a motor drive circuit and a fully integrated motor drive circuit including a power switch.

特に１００ワットから３５０ワットの範囲におけるＤＣモータ駆動に対する必要性や、例えば、送風機ファン・モータのためのような自動車の適用において用いられる、１２ボルトから１４ボルトの範囲におけるＤＣモータを付勢するための必要性がある。また、このようなＤＣモータを制御するためのコントローラ集積回路に対する必要性もある。 To energize DC motors in the 12 to 14 volt range, particularly used in automotive applications such as for fan motors, such as the need for DC motor drive in the 100 watt to 350 watt range There is a need for. There is also a need for a controller integrated circuit for controlling such a DC motor.

本発明は、広範囲のモータ特性に渡るプログラムの可能性並びにコントローラ回路及び負荷のための保護を提供するＤＣモータ・コントローラを提供する。これらの保護技術は、ＭＯＳＦＥＴスイッチの熱暴走の危険性を最小にするために、埋め込まれた温度管理を含む。コントローラの開いた構造も、単純設計で、異なった種類のモータまたは負荷の運用を駆動することができるようにする。 The present invention provides a DC motor controller that provides programmability over a wide range of motor characteristics and protection for controller circuits and loads. These protection techniques include embedded temperature management to minimize the risk of thermal runaway of the MOSFET switch. The open structure of the controller is also simple in design and can drive the operation of different types of motors or loads.

本発明によれば、殆どのＨＶＡＣシステム・プロセッサ速度信号とインターフェースする自己適応型ＰＷＭ入力が提供される。電力消失が監視されて、モータ電流を減少させることによって制御される。さらに、保護として、回路は、過度の電力スイッチ・ジャンクション温度の場合に、制御集積回路をシャット・ダウンする。集積回路及びモータは、次に、何等の外部のセンサ無しで保護され、従って、設計を大いに単純化する。 In accordance with the present invention, a self-adaptive PWM input is provided that interfaces with most HVAC system processor speed signals. Power loss is monitored and controlled by reducing motor current. In addition, as a protection, the circuit shuts down the control integrated circuit in the event of excessive power switch junction temperature. The integrated circuit and motor are then protected without any external sensors, thus greatly simplifying the design.

ヒート・シンクは、集積回路コントローラ内に含まれた電力トランジスタ・スイッチに対する熱冷却を提供する。可変電流制限対モータ速度もしくは温度軽減性能を含む保護戦略が用いられても良い。 The heat sink provides thermal cooling for the power transistor switch included in the integrated circuit controller. Protection strategies including variable current limit versus motor speed or temperature mitigation performance may be used.

一態様によれば、本発明は、モータ駆動であって、
モータ負荷と直列に結合された一対の主電流搬送端子を有する第１の電力半導体スイッチング・デバイスと、
該スイッチング・デバイスを通る電流を制御するために該スイッチング・デバイスのための電流センサを有する第１の電流制御ループと、
スイッチング・デバイスにおける電流を所望のレベルに維持するよう第１の電流制御ループを駆動する電流制限回路であって、第１及び第２入力を有する前記電流制限回路と、
速度制御入力に結合される第１の入力及び実際のモータ速度を表すモータからのフィードバック電圧に結合される第２の入力を有する速度調整回路であって、モータを所望のモータ速度に駆動するよう電流制限回路の第１の入力に出力を提供する前記速度調整回路と、
モータによって消費される電力を所定のレベルに制限し、そして電流制限回路の第２の入力に出力を提供するための電力制限回路であって、モータからのフィードバック電圧を受信するように結合された入力を有する前記電力制限回路と、
を備えたモータ駆動を提供する。 According to one aspect, the present invention is motor driven,
A first power semiconductor switching device having a pair of main current carrying terminals coupled in series with a motor load;
A first current control loop having a current sensor for the switching device to control current through the switching device;
A current limiting circuit for driving a first current control loop to maintain a current in a switching device at a desired level, said current limiting circuit having first and second inputs;
A speed regulation circuit having a first input coupled to a speed control input and a second input coupled to a feedback voltage from the motor representative of the actual motor speed so as to drive the motor to a desired motor speed. Said speed regulating circuit providing an output to a first input of a current limiting circuit;
A power limiting circuit for limiting power consumed by a motor to a predetermined level and providing an output to a second input of the current limiting circuit, coupled to receive a feedback voltage from the motor The power limiting circuit having an input;
A motor drive with

好適な実施形態において、第１及び第２の電力スイッチング・デバイスは、それらの主電流搬送端子が並列に接続されるように結合され、そして各電力スイッチング・デバイスごとに電流センサを有する、各電力スイッチング・デバイスとごに１つの第１及び第２の電流制御ループが提供され、それにより、各電力スイッチング・デバイスにおける電流は、個別に制御され得る。 In a preferred embodiment, the first and second power switching devices are coupled so that their main current carrying terminals are connected in parallel, and each power switching device has a current sensor for each power switching device. One first and second current control loop is provided for each switching device so that the current in each power switching device can be individually controlled.

本発明の他の特徴及び長所は、添付図面を参照する本発明の以下の詳細な説明から明瞭となるであろう。
図面を参照して以下で本発明を一層詳細に説明する。 Other features and advantages of the present invention will become apparent from the following detailed description of the invention which refers to the accompanying drawings.
The invention is explained in more detail below with reference to the drawings.

さて、図面を参照すると、図１Ａ及び図１Ｂは、モータ・コントローラのブロック図を示す。参照数字１０は、ＤＣモータ２００のような負荷を制御するコントローラ集積回路である。特に、モータ２００は、自動車のＨＶＡＣ（暖房、通気及び空調）機能のためのキャビン・ファン送風駆動モータであり得る。トルク及び速度制御ループ並びにプログラム可能な速度応答時間が、回路によって与えられるモータ駆動機能である。コントローラ１０は、ＰＷＭ復調器１３及びディジタル・アナログ変換器１４を備えたＰＷＭ／アナログ・インターフェース１２を含む。構成要素１３及び１４の目的は、ラインＩＮ＿ＰＷＭ上の入力ＰＷＭ信号をラインＩＮ＿Ｖ上のアナログ信号に変換することである。ＰＷＭ・アナログ変換器、並びに論理制御、コントローラ速度モード、温度管理及び短絡回路保護も、コントローラ１０に埋設される。なお、これら全てを以下に説明する。コントローラ１０は、ディジタル、アナログ及び電力回路の混成体を含む。 Referring now to the drawings, FIGS. 1A and 1B show block diagrams of a motor controller. Reference numeral 10 is a controller integrated circuit that controls a load such as the DC motor 200. In particular, the motor 200 may be a cabin / fan blower drive motor for the HVAC (heating, ventilation and air conditioning) function of an automobile. Torque and speed control loops and programmable speed response times are motor drive functions provided by the circuit. The controller 10 includes a PWM / analog interface 12 with a PWM demodulator 13 and a digital to analog converter 14. The purpose of components 13 and 14 is to convert the input PWM signal on line IN_PWM to an analog signal on line IN_V. A PWM to analog converter, as well as logic control, controller speed mode, temperature management and short circuit protection are also embedded in the controller 10. All of these will be described below. The controller 10 includes a hybrid of digital, analog and power circuits.

再度、図１Ａ及び図１Ｂに戻ると、出力段は、低側位置において動作する２つの電流感知パワーＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭ２を含むのが好ましく、それらの電力端子は並列に配列されている。従って、２つのＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭ２のソース並びに２つのＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭ２のドレインは、示されているように一緒に接続されている。ドレイン出力は、モータ負荷２００の低側に提供され、該負荷の他側はＢ＋電源＋Ｖｂａｔに接続される。２つのＭＯＳＦＥＴのゲートは、以下に説明されるように、並列に接続されておらず、それにより各ＭＯＳＦＥＴにおける電流は、独立して調整され得る。 Referring back to FIGS. 1A and 1B , the output stage preferably includes two current sensing power MOSFETs M1 and M2 operating in the low side position, and their power terminals are arranged in parallel. Thus, the sources of the two MOSFETs M1 and M2 and the drains of the two MOSFETs M1 and M2 are connected together as shown. The drain output is provided on the low side of the motor load 200 and the other side of the load is connected to B + power supply + V bat. The gates of the two MOSFETs are not connected in parallel, as will be explained below, so that the current in each MOSFET can be adjusted independently.

ソースは、接地もされている−Ｖｂａｔに接続される。並列の主端子を有する２つのＭＯＳＦＥＴが示されているけれども、回路は単一のＭＯＳＦＥＴを用いることもできる。しかしながら、２つのＭＯＳＦＥＴの使用が電力消失能力を高め、かつ２つの電流制御ループが各々における電流の個別の調整を可能とする。 The source is connected to -V bat which is also grounded. Although two MOSFETs with parallel main terminals are shown, the circuit can also use a single MOSFET. However, the use of two MOSFETs increases the power dissipation capability and two current control loops allow individual adjustment of the current in each.

２つのＭＯＳＦＥＴのゲートは、それぞれゲート・ドライバ１６及び１８によって独立して駆動される。各ＭＯＳＦＥＴに対する追加のソース及びソース抵抗からの電流感知は、加算器19及び２０を介してフィードバックされる。加算器19及び２０への正の入力は、並列である。他の電流センサ、例えば主ソース−ドレイン回路における抵抗が用いられ得る。 The gates of the two MOSFETs are driven independently by gate drivers 16 and 18, respectively. Current sensing from the additional source and source resistance for each MOSFET is fed back through summers 19 and 20. The positive inputs to adders 19 and 20 are in parallel. Other current sensors such as resistors in the main source-drain circuit can be used.

ＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭ２の各々は、従って、それぞれの電流制御ループにおいて独立して制御される電流ソースとして駆動される。各々は、能動クランプ保護、ＣＬ１及びＣＬ２を特徴とする。負荷電流は、２つの装置の間で能動的に分割される。電力消失は、従って、２つのシリコン・ダイ間で配分され、最大のジャンクション温度の増加は、従って、制限される。 Each of MOSFETs M1 and M2 is therefore driven as a current source that is independently controlled in a respective current control loop. Each features active clamp protection, CL1 and CL2. The load current is actively divided between the two devices. Power dissipation is therefore distributed between the two silicon dies, and the maximum junction temperature increase is therefore limited.

ブロック２２は、電流制限ブロック、Ｉ制限を含む。Ｉ制限ブロックは、双方の低側ＭＯＳＦＥＴの電流制御ループに同じ出力指令を提供する。最大の負荷電流は、外部の抵抗Ｒを介してプログラミングされる。過度の電力消失、例えば１５０ワット以上の場合、この最大は減少されて、過電力保護ブロック２４によって制御される。どんな速度ループ動作であろうとも、モータ電流は、抵抗Ｒによってプログラミングされた電流制限Ｉ＿ｌｉｍと電力制限回路２４との間の最も低い制限値を超えることができない。 Block 22 includes a current limit block, I limit. The I limit block provides the same output command to the current control loop of both low side MOSFETs. The maximum load current is programmed via an external resistor R. In the case of excessive power dissipation, eg 150 watts or more, this maximum is reduced and controlled by the overpower protection block 24. Whatever the speed loop operation, the motor current cannot exceed the lowest limit value between the current limit I_lim programmed by the resistor R and the power limit circuit 24.

従って、各ＭＯＳＦＥＴスイッチは、電流センサ、加算器１９及び２０、並びにゲート・ドライバ段１６及び１８を介して、それ自体の独立した電流制御回路を有し、各々は、電流制限ブロック２２によって駆動される。 Thus, each MOSFET switch has its own independent current control circuit through current sensors, summers 19 and 20, and gate driver stages 16 and 18, each driven by a current limit block 22. The

電力制限回路２４は、抵抗ドライバ段２５Ｂを介して２つのＭＯＳＦＥＴＶｄを横切る電圧を監視する。それは、１５０ワットの全電力消失に対応する各ドレインにおける最大受容可能電流を発生する。この機能は、環境が過渡状態及び定常状態の双方において最大電力能力を超える傾向を有するときはいつも、電流制限Ｉ＿Ｌｉｍでプログラミングされた値を無効にする。 The power limiting circuit 24 monitors the voltage across the two MOSFETs Vd via the resistance driver stage 25B. It generates the maximum acceptable current at each drain corresponding to a total power dissipation of 150 watts. This function overrides the value programmed with the current limit I_Lim whenever the environment has a tendency to exceed the maximum power capability in both transient and steady state.

モータ電圧は、バッテリ電圧＋Ｖｂａｔを考慮した２つの抵抗分圧器２５Ａ及び２５Ｂを介して感知され、差信号が差段２６によって発生される。このフィードバックは、差段２７を介するディジタル・アナログ変換器１４の出力からのアナログ速度入力ＩＮ＿Ｖと比較され、一定のモータ速度を維持するために増幅器２８によって増幅される。モータ電圧は、段２６におけるバッテリ電圧と比較され、このフィードバックは、段２７によってアナログ速度入力ＩＮ＿Ｖと比較され、次に、一定のモータ速度を維持するために増幅器２８によって増幅される。フィルタ・コンデンサ２９は、ＨＶＡＣシステム要求を満たすためだけでなく、速度に与える電力制限効果への過渡応答を避けるためにも、速度変動を低減する。ＰＷＭインターフェース１２は、ＩＮ＿Ｖ上に電圧を発生するが、それはまた、ＰＷＭ入力の代わりに外部のアナログ速度入力が与えられる場合には、抵抗を介して強制され得る。 The motor voltage is sensed via two resistive voltage dividers 25A and 25B taking into account the battery voltage + Vbat and a difference signal is generated by the difference stage 26. This feedback is compared with the analog speed input IN_V from the output of the digital-to-analog converter 14 via the difference stage 27 and amplified by an amplifier 28 to maintain a constant motor speed. The motor voltage is compared to the battery voltage at stage 26 and this feedback is compared to the analog speed input IN_V by stage 27 and then amplified by amplifier 28 to maintain a constant motor speed. The filter capacitor 29 reduces speed variations not only to meet HVAC system requirements, but also to avoid transient response to power limiting effects on speed. The PWM interface 12 generates a voltage on IN_V, which can also be forced through a resistor if an external analog speed input is provided instead of the PWM input.

ＰＷＭインターフェース１２は、任意の調整または発振器の同期なしで、６０Ｈｚから３０００Ｈｚまでの入力周波数をカバーする自己適応型回路を特徴とする。それは、デューティ・サイクル、すなわち周期に対するオン状態期間を、安定なアナログ速度指令に変換する。ＩＮ＿ＰＷＭ入力上の永久論理レベルは、効果を有しない。ＰＷＭインターフェースは、２００４年１０月２７日に出願され、この出願（ＩＲ−２５０５）の譲受人に譲渡された米国特許出願シリアル番号第１０／９７４，５８１号に一層詳細に記載されており、その全開示内容は、参照によりここに組み込まれる。 The PWM interface 12 features a self-adaptive circuit that covers input frequencies from 60 Hz to 3000 Hz without any adjustment or oscillator synchronization. It converts the duty cycle, i.e. the on-state period for the period, into a stable analog speed command. A permanent logic level on the IN_PWM input has no effect. The PWM interface is described in more detail in US patent application Ser. No. 10 / 974,581, filed Oct. 27, 2004 and assigned to the assignee of this application (IR-2505). The entire disclosure is incorporated herein by reference.

静止性の消耗は、ＩＮ＿Ｖ及びＩＮ＿ＰＷＭ端子の双方が固定時間の間速度指令を感知しなかった場合に減少される。これは、スリープ・モードと呼ばれる。この回路は、以下に一層詳細に説明するが、入力クロック検出ブロック３０を除いて、コントローラ１０を切断する。 Static wear is reduced when both IN_V and IN_PWM terminals have not sensed a speed command for a fixed time. This is called sleep mode. This circuit, described in more detail below, disconnects the controller 10 except for the input clock detection block 30.

入力クロック検出ブロック３０は、低電流消費に対して最適化される。それは、ＩＮ＿ＰＷＭ端子のエッジを監視することによって、ＰＷＭ速度指令の存在を検出する。それは、立ち上がりエッジが検出されるや否やコントローラを起動させる。好ましくは、それは、アナログ信号ＩＮ＿Ｖをも監視する。もし、双方の立ち上がりエッジがＩＮ＿ＰＷＭ上に検出され、そしてＩＮ＿Ｖが０．６Ｖよりも大きいならば、それは、ＰＷＭインターフェース１２による速度指令へのデューティ・サイクルの変換を可能とする。スリープ・モードにおけるとき、論理回路のための電源は、低電力消費モードに行く。もし、非立ち上がりエッジまたはＩＮ＿ＰＷＭの双方が或る時間の間検出され、そしてＩＮ＿Ｖが約０．６ボルトよりも小さいならば、コントローラは、スリープ・モードに行く。 The input clock detection block 30 is optimized for low current consumption. It detects the presence of a PWM speed command by monitoring the edge of the IN_PWM terminal. It activates the controller as soon as a rising edge is detected. Preferably it also monitors the analog signal IN_V. If both rising edges are detected on IN_PWM and IN_V is greater than 0.6V, it allows the duty cycle to be converted to a speed command by the PWM interface 12. When in sleep mode, the power supply for the logic circuit goes to a low power consumption mode. If both non-rising edges or IN_PWM are detected for some time and IN_V is less than about 0.6 volts, the controller goes to sleep mode.

バッテリ電圧が１８ボルトより高いかまたは８ボルトより低いかのいずれかに行く場合、下方／過電圧（過不足電圧）ブロック３２は、モータを停止する。ＩＮ＿Ｖ端子を放電することは、モータ・スイッチを円滑にオフにする。バッテリ電圧が回復すると、ソフト・スタート・シーケンスが再びモータを加速させる。 If the battery voltage goes either above 18 volts or below 8 volts, the down / overvoltage (over / undervoltage) block 32 stops the motor. Discharging the IN_V terminal smoothly turns off the motor switch. When the battery voltage recovers, the soft start sequence again accelerates the motor.

温度ブロック３４は、コントローラ１０のダイに埋め込まれた温度センサを含む。このブロックは、ＭＯＳＦＥＴのジャンクション温度が１２５℃よりも高く監視されるとき、コントローラをシャット・ダウンする。この温度保護は、ラッチ３６によってラッチされ、そしてフィードバック診断シーケンスが、ＨＶＡＣプロセッサ５２へのＩＮ＿ｐｗｍ端子上に送られる。従って、端子ＩＮ＿ＰＷＭは、速度制御入力として及び診断分析機能のための二重機能を行う。最小時間の間のＩＮ＿ｐｗｍ上の低レベルは、この保護をリセットする。 The temperature block 34 includes a temperature sensor embedded in the die of the controller 10. This block shuts down the controller when the MOSFET junction temperature is monitored above 125 ° C. This temperature protection is latched by latch 36 and a feedback diagnostic sequence is sent on the IN_pwm terminal to HVAC processor 52. Therefore, terminal IN_PWM performs a dual function as a speed control input and for diagnostic analysis functions. A low level on IN_pwm during the minimum time resets this protection.

論理制御／診断３８は、速度入力管理及び診断を提供する。論理ブロック３８は、コントローラがスイッチ・オフされるとき、電流制御ループ並びにＭＯＳＦＥＴのゲートを、信号３８Ａ、３８Ｂ及び３８Ｃを介して接地に短絡する。パワーアップ時にすべての信号を解放する関連のタイミングも、この回路において履行される。スリープ・モード及びバッテリ管理並びに温度過昇診断も、このブロックにおいて発生される。 Logic control / diagnostic 38 provides speed input management and diagnostics. Logic block 38 shorts the current control loop and MOSFET gate to ground via signals 38A, 38B and 38C when the controller is switched off. The associated timing of releasing all signals on power up is also implemented in this circuit. Sleep mode and battery management and overtemperature diagnostics are also generated in this block.

モータ２００のブラシに起因する電圧リプルは、コンデンサ４０によってフィルタリングされる。それは、バッテリ電圧＋Ｖｂａｔと、速度フィードバックＣｐ＿Ｖとの間で提供される。Ｉ＿ｌｉｍ及びＩＮ＿Ｖが開のままであるとき、最大モータ電流が４０アンペアにおいて内部に設定される。１５０ワット電力制限及び熱シャットダウンの双方は、以下に説明するように、過負荷、失速されたロータ状態もしくは短絡回路の場合の適用をなおかつ充分に保護するであろう。 Voltage ripple due to the brush of the motor 200 is filtered by the capacitor 40. It is provided between battery voltage + Vbat and speed feedback Cp_V. When I_lim and IN_V remain open, the maximum motor current is set internally at 40 amps. Both the 150 watt power limit and thermal shutdown will still protect the application in the case of overload, stalled rotor conditions or short circuit as described below.

ＩＮ＿Ｖに結合されたコンデンサ２９は、ソフト速度制御をもたらし、そしてＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭ２によってクランプされたエネルギを減少するのを助ける。低電力モータに対して、バッテリ保護レベルは、Ｉ＿ｌｉｍ端子上の抵抗Ｒをプログラミングすることによって達成される。この入力は、特定の電流保護プロフィル（特性）を満たすよう、外部の構成要素によって動的に駆動され得る。例えば、端子ＩＮ＿Ｖ及びＩ＿ｌｉｍ間の抵抗性分圧器が、速度に線形的に適合される可変電流保護を達成するための簡単な方法を提供する。端子ＩＮ＿Ｖは、また、ヒート・シンク温度センサまたは他の任意の回路のような外部の構成要素によって強制されるかまたは減少され得る。最後に、電流及び速度制御ループは、複雑かつ緻密な戦略を達成するために、結合されることができる。 A capacitor 29 coupled to IN_V provides soft speed control and helps reduce the energy clamped by MOSFETs M1 and M2. For low power motors, the battery protection level is achieved by programming a resistor R on the I_lim terminal. This input can be dynamically driven by external components to meet a specific current protection profile. For example, a resistive voltage divider between terminals IN_V and I_lim provides a simple way to achieve variable current protection that is linearly adapted to speed. Terminal IN_V can also be forced or reduced by an external component such as a heat sink temperature sensor or any other circuit. Finally, current and speed control loops can be combined to achieve a complex and elaborate strategy.

従って、コントローラ１０は、モータ２００の動作を制御するために、電流及び速度制御ループの双方を用いる。 Thus, the controller 10 uses both current and speed control loops to control the operation of the motor 200.

コントローラ１０は、電力スイッチを含む全キャビン・ファン駆動機能を単一の集積回路パッケージに集積化する。高レベルの集積化は、適用の信頼性を改善するだけでなく、高い規準の性能を低価格で提供もする。埋め込まれた熱管理と関連する二重ＭＯＳＦＥＴのトポロジーは、冷却性能を最適化するための設計努力を減少し、かつ２、３の外部の受動素子だけを選択することを必要とする。 The controller 10 integrates all cabin fan drive functions, including power switches, into a single integrated circuit package. A high level of integration not only improves application reliability, but also provides high standards of performance at a low price. The dual MOSFET topology associated with embedded thermal management reduces design efforts to optimize cooling performance and requires only a few external passive components to be selected.

図２２Ａ、図２２Ｂ、図２２Ｃ及び図２２Ｄに戻ると、この図は、コントローラの概略図を一層詳細に示している。ＰＷＭ入力ＩＮ＿ＰＷＭが６に示されている。ＰＷＭ入力ＩＮ＿ＰＷＭは、クロック発生器１２Ａからのクロック信号を受信する、前述したＰＷＭインターフェース１２に提供される。ＰＷＭインターフェース１２の出力は、アナログ信号ＩＮ＿Ｖである。ＰＷＭインターフェースの出力は、電圧または速度調整ループＶに与えられ、これは前述したように、分圧器２５Ａ及び２５Ｂを介してバッテリ電圧及びモータ・フィードバック電圧からモータ速度に比例したモータ電圧を提供する。段２７の出力は、増幅器２８によって増幅され、そして分圧器２５Ｂを介して電圧Ｖｄを監視する段２４Ａによって制御される電力制限段２２Ｂ及び電流制限段２２Ａを備えるＩ制限段２２に与えられる。前述したように、電力制限段は、全電力が所定のレベル、例えば１５０Ｗを超えた場合に、電流制限段を無効にする。Ｉ制限段２２Ａ、２２Ｂの出力は、レベル・シフタ３１に与えられる。レベル・シフタ３１の出力は、スイッチＭ１及びＭ２の各々を通る電流を個別に制御するために、２つの電流調整制御ループＩ１及びＩ２に与えられる。 Returning to FIG. 22A, FIG. 22B, FIG. 22C and FIG. 22D , this figure shows a schematic diagram of the controller in more detail. The PWM input IN_PWM is shown at 6. The PWM input IN_PWM is provided to the aforementioned PWM interface 12 that receives the clock signal from the clock generator 12A. The output of the PWM interface 12 is an analog signal IN_V. The output of the PWM interface is provided to a voltage or speed regulation loop V, which provides a motor voltage proportional to motor speed from the battery voltage and motor feedback voltage via voltage dividers 25A and 25B as described above. The output of stage 27 is amplified by amplifier 28 and provided to I limiting stage 22 comprising power limiting stage 22B and current limiting stage 22A controlled by stage 24A monitoring voltage Vd via voltage divider 25B. As described above, the power limiting stage disables the current limiting stage when the total power exceeds a predetermined level, for example 150 W. The outputs of the I limiting stages 22A and 22B are given to the level shifter 31. The output of level shifter 31 is provided to two current regulation control loops I1 and I2 to individually control the current through each of switches M1 and M2.

さて、図２に戻ると、この図は、１５ピン・パッケージとして履行される制御ＩＣ１０を示す。ＰＷＭ速度指令ＩＮ＿ＰＷＭは、６において与えられる。自動車のＨＶＡＣ制御システムの部分であるＨＶＡＣ制御ボード５０は、代表的には、マイクロプロセッサ５２を備えている。Ｉ＿ｌｉｍ抵抗Ｒは、コントローラ１０に接続されて示されている。また、ＩＮ＿Ｖコンデンサ２９も示されている。ＭＯＳＦＥＴのソースは、−Ｖｂａｔに接続されており、コンデンサ４０は、バッテリ電圧とモータ電圧フィードバックＣＰ＿Ｖとの間に接続されている。モータの制御される側＋ＶＭは、ＭＯＳＦＥＴＭ１及びＭ２のドレインに接続されている。 Now, returning to FIG. 2, this figure shows the control IC 10 implemented as a 15-pin package. The PWM speed command IN_PWM is given at 6. The HVAC control board 50, which is part of the automotive HVAC control system, typically includes a microprocessor 52. An I_lim resistor R is shown connected to the controller 10. An IN_V capacitor 29 is also shown. The source of the MOSFET is connected to -Vbat, and the capacitor 40 is connected between the battery voltage and the motor voltage feedback CP_V. The controlled side + VM of the motor is connected to the drains of MOSFETs M1 and M2.

さて、図３に戻ると、モータ電圧対速度指令（デューティ・サイクルにおける）及びアナログ電圧ＩＮ＿Ｖのグラフが示されている。速度指令は、ＨＶＡＣ制御ボード５０によって与えられる低周波ＰＷＭ信号である。ピンＩＮ＿ＰＷＭは、シュミット・トリガ・インターフェースを有していて良く、好ましくは、静電気的に放電保護される。入力の不感域は、ほとんどの応用において任意の論理接地接続を回避するために充分に高く提供されるのが好ましい。ＩＮ＿ＰＷＭピン上のデューティ・サイクルは、アナログ指令ＩＮ＿Ｖに変換される速度要求として読み取られる。この信号は、速度変動時定数及び電圧モータ・ループＶを駆動する。双方の特性は、図３において単一モータ電圧転送曲線上に示される。 Returning now to FIG. 3, a graph of motor voltage versus speed command (in duty cycle) and analog voltage IN_V is shown. The speed command is a low frequency PWM signal provided by the HVAC control board 50. Pin IN_PWM may have a Schmitt trigger interface and is preferably electrostatic discharge protected. The input dead zone is preferably provided high enough to avoid any logic ground connection in most applications. The duty cycle on the IN_PWM pin is read as a speed request that is converted to an analog command IN_V. This signal drives the speed variation time constant and the voltage motor loop V. Both characteristics are shown on a single motor voltage transfer curve in FIG.

図５は、ＰＷＭ入力及びアナログ出力ＩＮ＿Ｖの例を示す。
ＰＷＭからアナログ電圧への変換器は、入力周波数またはバッテリ電圧変動のいずれによっても影響されず、従って、自己適応性インターフェースである。デューティ・サイクルの範囲は、６０Ｈｚ及び３０００Ｈｚ間の搬送周波数の場合、５％から９５％までである。それが５％より低いとき、ＩＮ＿Ｖピンは、０．６ボルトより下に引っ張られ、それ故、モータは、もはや付勢されない。デューティ・サイクルが９５％より高いとき、ＩＮ＿Ｖピンは、５ボルトに維持される。図３及び図４を参照。これは、バッテリがそれ自体１５ボルト（＋ＭＯＳＦＥＴ電圧降下）より高いときはいつも、ファン・モータ２００上に一定の１５ボルト電圧を表す。ＩＮ＿ＰＷＭ信号は、ＩＮ＿Ｖピンに正確に変換されて転送されるために、所定の時間以上、例えば１０ミリ秒以上で安定していることが必要である。ＩＮ＿ＰＷＭ入力上に或る時間以上の間、例えば２６０ミリ秒以上の間、信号がないならば、そしてＩＮ＿Ｖピンが０．６ボルトより小さいならば、コントローラは、スリープ及びリセット・モードに変えられる。コントローラは、立ち上がりエッジがＩＮ＿ＰＷＭ信号ピン上に再度検出されるか、またはＩＮ＿Ｖ＞０．６ボルトとなるや否や、ウェークアップする、もしくは起動する。このことは図４に示されている。 FIG. 5 shows an example of the PWM input and the analog output IN_V.
The PWM to analog voltage converter is not affected by either input frequency or battery voltage fluctuations and is therefore a self-adaptive interface. The duty cycle range is 5% to 95% for carrier frequencies between 60 Hz and 3000 Hz. When it is lower than 5%, the IN_V pin is pulled below 0.6 volts, so the motor is no longer energized. When the duty cycle is higher than 95%, the IN_V pin is maintained at 5 volts. See FIG. 3 and FIG. This represents a constant 15 volt voltage on the fan motor 200 whenever the battery is itself above 15 volts (+ MOSFET voltage drop). The IN_PWM signal needs to be stable for a predetermined time or more, for example, 10 milliseconds or more in order to be accurately converted to the IN_V pin and transferred. If there is no signal on the IN_PWM input for more than a certain time, such as 260 milliseconds or more, and the IN_V pin is less than 0.6 volts, the controller is switched to sleep and reset mode. The controller wakes up or starts as soon as the rising edge is detected again on the IN_PWM signal pin or IN_V> 0.6 volts. This is illustrated in FIG.

ＩＮ＿Ｖコンデンサ２９及び内部回路インピーダンスは、速度変動を制限する。関連の時定数は、傾斜上昇中並びに減速中に動作する。さらに、コンデンサ２９は、デューティ・サイクルが５％より低くなるごとに、抵抗を通して放電する。この第２の時定数は、ＥＭＩ摂動を制限しかつ消磁化（能動クランプ）を助けるソフト・ターンオフ時間を提供する。 The IN_V capacitor 29 and internal circuit impedance limit speed variations. The associated time constant operates during ramp up as well as during deceleration. In addition, capacitor 29 discharges through the resistor every time the duty cycle falls below 5%. This second time constant provides a soft turn-off time that limits EMI perturbation and helps demagnetization (active clamping).

熱保護は、過度のＭＯＳＦＥＴジャンクション温度の場合に、使用を決定的にシャット・ダウンするであろう。ＨＶＡＣ制御ボード５０は、ＩＮ＿ＰＷＭピン上に伝送される診断シーケンスＤｇによって報知される。このシーケンスは、１Ｋのインピーダンスを介して入力上に強制される１３Ｈｚ−５０％デューティ・サイクルのプル・ダウン信号から成る。それ自体の出力と直列に単純抵抗を加えることにより、ＨＶＡＣμプロセッサは、次に、Ｄｇシーケンスを検出することができる。これは図６に示されており、熱シャット・ダウン後、１３Ｈｚ診断シーケンスが、プロセッサ５２によって読取られ得るピンＩＮ＿ＰＷＭ上に強制されるということを示している。 Thermal protection will critically shut down use in the event of excessive MOSFET junction temperatures. The HVAC control board 50 is informed by a diagnostic sequence Dg transmitted on the IN_PWM pin. This sequence consists of a 13 Hz-50% duty cycle pull down signal forced on the input through a 1K impedance. By adding a simple resistor in series with its own output, the HVACμ processor can then detect the Dg sequence. This is illustrated in FIG. 6 and shows that after a thermal shutdown, a 13 Hz diagnostic sequence is forced on the pin IN_PWM that can be read by the processor 52.

最大のモータ速度変動は、通常、数ボルト／秒に制限される。外部のＩＮ＿Ｖコンデンサ２９及び回路の内部インピーダンス（約１００Ｋオーム）は、この時定数のパラメータである。コンデンサに対する最適化された値は、幾つかのテストで達成され得るが、最初の見積もりとして、それは、全使用の機械的慣性をカバーもしくは包含しなければならない。電力制限回路２４（１５０Ｗ）もこの時定数上に制約をもたらす。もし、速度の過渡応答が早すぎるならば、該制限は、時折、付勢され得て、音響ノイズ変動の形態で不愉快な効果を発生し得る。最後に、ＩＮ＿Ｖコンデンサ２９も、モータのターン・オフのソフトさを決定する。これら全ての規準の中で、機械的な時定数が通常支配的である。図７参照。 Maximum motor speed variation is usually limited to a few volts / second. The external IN_V capacitor 29 and the internal impedance of the circuit (about 100K ohms) are parameters of this time constant. An optimized value for the capacitor can be achieved in some tests, but as an initial estimate, it must cover or include the mechanical inertia of all uses. The power limiting circuit 24 (150 W) also imposes restrictions on this time constant. If the speed transient response is too fast, the limitation can sometimes be energized, producing an unpleasant effect in the form of acoustic noise fluctuations. Finally, the IN_V capacitor 29 also determines the motor turn-off softness. Among all these criteria, the mechanical time constant is usually dominant. See FIG.

直接スタートの突入電流特性（プロフィル）を測定することは、この時定数を評価するための最も簡単な方法である。適用速度変動要求も、コンデンサの値に直接的に変換され得る。双方の場合において、最大バッテリ電圧における０−１００％速度変動テストが、速度過渡応答中の任意の電力制限の影響が無いことを確認するために必要とされる。 Measuring the direct start inrush current characteristic (profile) is the easiest way to evaluate this time constant. Application speed variation requirements can also be converted directly into capacitor values. In both cases, a 0-100% speed variation test at maximum battery voltage is required to confirm that there is no effect of any power limitation during the speed transient response.

I＿Ｌｉｍ抵抗Ｒは、負荷に与えられる最大電流を制限する。それは電圧（０から５Ｖ）を強制することによって動的に調整され得るけれども、I＿Ｌｉｍ回路は、１００μＡ電流源２２Ａを有するのが好ましい。図１参照。単純な抵抗がプログラミングを提供することができる。この値は、最大の正常動作電流（最も高いバッテリ電圧において最大の負荷）よりも少し高い幾らかの余裕をもってセットされなければならない。それは、通常、車両の配線ハーネスによって受容可能な最大電流である。図８は、I＿Ｌｉｍ特性を示す。示された実施形態において、電流制限範囲は、４Ａから４０Ａである。グラフは、プログラミングされたI＿Ｌｉｍ電圧または抵抗Ｒの関数として最大負荷電流を示す。 The I_Lim resistor R limits the maximum current applied to the load. The I_Lim circuit preferably has a 100 μA current source 22A, although it can be adjusted dynamically by forcing a voltage (0 to 5V). See FIG. A simple resistor can provide programming. This value must be set with some margin slightly higher than the maximum normal operating current (maximum load at the highest battery voltage). It is usually the maximum current that can be accepted by the vehicle wiring harness. FIG. 8 shows the I_Lim characteristic. In the illustrated embodiment, the current limiting range is 4A to 40A. The graph shows the maximum load current as a function of programmed I_Lim voltage or resistance R.

段２６を介してＶｂａｔ電圧からＶｄ電圧を差し引くことは、モータ速度を感知する。この信号は、ブラシに起因するリプルを除去するためにフィルタリングされる。フィルタは、電圧センサの内部インピーダンスとＣｐ＿Ｖ外部コンデンサ４０とから構成される。４７ｎＦセラミック・コンデンサは、通常、速度／電圧制御ループへフィードバックされる信頼できる速度を保証するために充分である。 Subtracting the Vd voltage from the Vbat voltage via stage 26 senses the motor speed. This signal is filtered to remove ripples due to the brush. The filter includes an internal impedance of the voltage sensor and a Cp_V external capacitor 40. A 47 nF ceramic capacitor is usually sufficient to ensure a reliable speed that is fed back to the speed / voltage control loop.

最大電力消失は、テストによるかまたは模擬によるかのいずれかによって評価され得る。実際のハウジング内でファンが装着された状態で測定されるモータの電気特性（電流対電圧）から、電力消失プロフィル（特性）は、ＭＯＳＦＥＴを横切る電圧降下に、各モータ電圧に対するモータ電流を乗算することに対応する。このプロフィル（特性）は、使用の最悪の場合、通常、１６Ｖバッテリ電圧及び７０℃の空気流、に対して創設されるべきである。モータ特性及び関連の電力プロフィルの例が図９に提示されている。 Maximum power dissipation can be assessed either by testing or by simulation. From the motor electrical characteristics (current vs. voltage) measured with the fan installed in the actual housing, the power dissipation profile (characteristic) multiplies the voltage drop across the MOSFET by the motor current for each motor voltage. Corresponding to that. This profile should be created for the worst case of use, usually 16V battery voltage and 70 ° C airflow. Examples of motor characteristics and associated power profiles are presented in FIG.

図９の例において、最大電力消失は、１６Ｖバッテリ電圧で動作する場合、９０Ｗである。ヒート・シンクＲｔｈサイズは、図１０の７０℃空気流及び熱抵抗のフローチャートを仮定して決定され得る。 In the example of FIG. 9, the maximum power dissipation is 90 W when operating with 16V battery voltage. The heat sink Rth size can be determined assuming the 70 ° C. air flow and thermal resistance flow chart of FIG.

図１０は、Ｉ．Ｃ．を通る全熱伝達を要約している。全電力量は、２つのＭＯＳＦＥＴダイ間で分割され、Ｉ．Ｃ．熱シャットダウンは、各ＭＯＳＦＥＴ上の“抵抗性分圧器”Ｒｔｈ１及びＲｔｈ２として象徴化される。それは、正確なアセンブリ技術を反映していないけれども、この表示は、正確であり、究極の熱保護モードを理解するのを助ける。この等価機構の代表的な値は、以下の通りである。
ａ）ＲｔｈＭＯＳＦＥＴダイ／リードフレーム＝ＭＯＳＦＥＴにつき１．４℃／Ｗ（実際の値―アセンブリ技術）
ｂ）ＲｔｈＭＯＳＦＥＴダイ／Ｉ．Ｃ．センサ＝Ｒｔｈ１＝ＭＯＳＦＥＴにつき０．８℃／Ｗ（等価の熱分圧器）
ｃ）ＲｔｈＩ．Ｃ．センサ／リードフレーム＝ＭＯＳＦＥＴにつき０．６℃／Ｗ（等価の熱分圧器）
ｄ）全Ｒｔｈ２×ＭＯＳＦＥＴダイ／リードフレーム＝Ｉ．Ｃ．に対し０．７℃／Ｗ FIG. C. The total heat transfer through is summarized. The total power is divided between the two MOSFET dies, I.D. C. Thermal shutdown is symbolized as “resistive voltage dividers” Rth1 and Rth2 on each MOSFET. Although it does not reflect the exact assembly technique, this display is accurate and helps to understand the ultimate thermal protection mode. Typical values for this equivalent mechanism are as follows.
a) Rth MOSFET die / lead frame = 1.4 ° C./W per MOSFET (actual value-assembly technology)
b) Rth MOSFET die / I. C. Sensor = Rth1 = 0.8 ° C./W per MOSFET (equivalent heat divider)
c) Rth I.I. C. Sensor / Lead frame = 0.6 ° C / W per MOSFET (equivalent heat divider)
d) All Rth 2 × MOSFET die / lead frame = I. C. 0.7 ℃ / W against

この例に対し、半分の電力量は、４５Ｗである。各温度の増加が示されており、そしてヒート・シンクＲｔｈは、次に、以下のように評価される。
［空気流^θ−リードフレーム^θ］／Ｐｍａｘ
この結果は、冷却システムに対する全Ｒｔｈ要件である。ウォッシャ、熱グリースまたは任意の特定の装着技術を孤立させることは、このＲｔｈの予算に含まれなければならない。ヒート・シンクＲｔｈは、次に、正常な動作状態（１４Ｖバッテリ電圧−５０％Ｃ空気流−Ｐｍａｘ＠１４ｖ）におけるＭＯＳＦＥＴのジャンクション温度を評価するために再使用される。 For this example, half the amount of power is 45W. Each temperature increase is shown and the heat sink Rth is then evaluated as follows.
[Air flow ^θ −Lead frame ^θ ] / Pmax
This result is the total Rth requirement for the cooling system. Isolating washers, thermal grease or any specific mounting technology must be included in this Rth budget. The heat sink Rth is then reused to evaluate the MOSFET junction temperature in normal operating conditions (14V battery voltage−50% C airflow−Pmax @ 14v).

図１１に例において、正常状態における最大ジャンクション温度は、１３０℃に制限されるであろう。かかる値は、使用が、低いＰＰＭ故障率を達成することができるようにするであろう。本発明のコントローラのモータ電力範囲において、ヒート・シンクとＩ．Ｃ．センサとの間の温度差は、代表的には、１５℃を越える。Ｉ．Ｃ．熱シャットダウン（１２５℃）に起因して、どんな環境であろうとも、ヒート・シンク温度は、ＨＶＡＣシステムのプラスチック・ハウジング（１１０℃）と両立的なままである。 In the example of FIG. 11, the maximum junction temperature in normal conditions would be limited to 130 ° C. Such a value will allow use to achieve a low PPM failure rate. In the motor power range of the controller of the present invention, heat sink and I.D. C. The temperature difference with the sensor typically exceeds 15 ° C. I. C. Due to the thermal shutdown (125 ° C.), whatever the environment, the heat sink temperature remains compatible with the plastic housing (110 ° C.) of the HVAC system.

さらに、内部温度の増加は、電力制限制御２４のために、１５０Ｗの全電力消失に対応する温度増加を決して超えない。従って、最適化されたヒート・シンクを設計することによって、全応用は、任意の外部温度センサ無しで働くことができる。しかしながら、過温度保護３４は、シリコンまたはファン・モータのいずれかに対する何等かの危険無しで、“異常熱過負荷”の場合に、全使用をシャット・ダウンする。 Furthermore, the increase in internal temperature never exceeds the temperature increase corresponding to a total power loss of 150 W due to the power limit control 24. Thus, by designing an optimized heat sink, the entire application can work without any external temperature sensor. However, overtemperature protection 34 shuts down all use in the event of an “abnormal thermal overload” without any danger to either the silicon or the fan motor.

Ｉ．Ｃ．設計体系は、コントローラが、２、３の外部要素を有する過酷な自動車環境（ＩＳＯパルス、逆バッテリ、負荷ダンプ（ｄｕｍｐ）、等）において動作できるようにする。正及び負のパルスが、モータ経路を通してクランプされ、逆バッテリ状態は、Ｉ．Ｃ．それ自体に影響を与えず、ＭＯＳＦＥＴ本体ダイオードに起因してファンが逆に回転するという結果になるだけである。速度の傾斜上昇及び減速は、ＩＮ＿Ｖコンデンサ２９によって制限される。この時定数は、また、ファンを円滑にターンオフするために用いられる。さらに、能動クランプ回路は、各ＭＯＳＦＥＴが電力ツェナー・ダイオードのように振舞うようにする。モータ誘導エネルギは、次に、各ターンオフ後にトランジスタＭ１及びＭ２の一方において消失される。能動クランプは、最大負荷ダンプ（ｄｕｍｐ）電圧よりすぐ上にセットされる。負荷ダンプ（ｄｕｍｐ）・プロフィル（特性）の間、コントローラ１０は、充分に前もってスイッチ・オフし、それにより、能動クランプは、最大ピーク電圧に先立って誘導エネルギを消失する。 I. C. The design scheme allows the controller to operate in harsh automotive environments (ISO pulse, reverse battery, load dump, etc.) with a few external elements. Positive and negative pulses are clamped through the motor path and the reverse battery condition is C. It does not affect itself and only results in the fan rotating in reverse due to the MOSFET body diode. Speed ramp up and down is limited by the IN_V capacitor 29. This time constant is also used to smoothly turn off the fan. Furthermore, the active clamp circuit allows each MOSFET to behave like a power zener diode. Motor induced energy is then dissipated in one of transistors M1 and M2 after each turn-off. The active clamp is set just above the maximum load dump voltage. During a load dump profile, the controller 10 switches off sufficiently well so that the active clamp loses inductive energy prior to the maximum peak voltage.

図１２は、ＰＷＭ速度指令に対するモータ電圧及び電流応答を示す。 FIG. 12 shows the motor voltage and current response to the PWM speed command.

バッテリ電圧が正常動作範囲を超えたとき、または熱シャットダウンの場合、ＭＯＳＦＥＴゲートは、１００ｋオーム抵抗を通してプル・ダウンされる。これらの高ゲート抵抗は、なお、ソフト・ターンオフ・プロフィル（特性）を提供し、それにより、トランジスタによって消失された誘導エネルギは、それらのエネルギ容量よりも充分に下のままである。負荷ダンプ状態中、コントローラ１０は、モータ２００をスイッチ・オフし、速度時定数コンデンサ２９を放電する。バッテリ電圧が回復したとき、ソフト・スタート・シーケンスが、速度指令に再度円滑に達するよう開始される。バッテリが突然に切断されるとき、反応における速度ループがＭＯＳＦＥＴを充分にターンオンするということが述べられるべきである。モータの逆起電力（バックＥＭＦ）は、次に、Ｖｂａｔピン電圧が過電圧閾値以下に行くまで、コントローラ１０を付勢する。全応用は、ロータ／プロペラの慣性に起因して短絡（もしくは不足）バッテリの電圧降下を実際に持続させる。回路は、バッテリ電圧が８．５Ｖ以下に行くかもしくは１８Ｖを超えるや否や、出力をスイッチ・オフする。これは、ＩＮ＿Ｖコンデンサ２９の軽放電に帰結し、それにより、“フライト中”の再スタートを可能とする。ターンオフ波形は、クランプ消失が制限されるように、低速かつソフトである。図１３は、同じシーケンスを提示するが、負荷ダンプ・プロフィルを有している。示されているように、負荷ダンプに起因する過電圧が感知されるとき、過電圧保護が動作する。モータ電圧はクランプされ、コンデンサ２９は放電され、そしてバッテリ電圧が再度１８Ｖ以下に減少したとき、ソフト・スタートが履行される。 When the battery voltage exceeds the normal operating range, or in case of thermal shutdown, the MOSFET gate is pulled down through a 100k ohm resistor. These high gate resistances still provide a soft turn-off profile, so that the induced energy dissipated by the transistors remains well below their energy capacity. During the load dump state, the controller 10 switches off the motor 200 and discharges the speed time constant capacitor 29. When the battery voltage recovers, a soft start sequence is initiated to smoothly reach the speed command again. It should be mentioned that when the battery is suddenly disconnected, the speed loop in the reaction turns on the MOSFET sufficiently. The back electromotive force (back EMF) of the motor then energizes the controller 10 until the Vbat pin voltage goes below the overvoltage threshold. All applications actually sustain a short (or under) battery voltage drop due to rotor / propeller inertia. The circuit switches off the output as soon as the battery voltage goes below 8.5V or exceeds 18V. This results in a light discharge of the IN_V capacitor 29, thereby enabling a “in flight” restart. The turn-off waveform is slow and soft so that clamp disappearance is limited. FIG. 13 presents the same sequence, but with a load dump profile. As shown, overvoltage protection is activated when an overvoltage due to a load dump is sensed. The motor voltage is clamped, the capacitor 29 is discharged, and a soft start is implemented when the battery voltage drops again below 18V.

コントローラ１０は、関連のヒート・シンクが適正な寸法であり対応の空気流内に位置付けられている限り、全使用（Ｉ．Ｃ．及びモータ）を保護することができる。種々の欠陥の性質は、実際、３つの主たる場合に導く。
ａ）失速された状態におけるモータ。保護の目的は、この場合において発生されるキャビン内の“焦げているような臭い”を阻止することであり、かつモータが損傷されないようにすることである。
ｂ）短絡回路。この場合、保護は、Ｉ．Ｃ．自体を損傷から保護する。
ｃ）過負荷。過負荷の根本原因は、ＨＶＡＣシステムまたはモータ／ファンそれ自体のいずれかに存在する。双方の場合において、それは、モータ及びＩ．Ｃ．の双方に対して長期的かつ反復的な超過ストレスを表す。保護の重要な目的は、超過ストレスの連続的もしくは反復的な影響を回避することである。 The controller 10 can protect all uses (IC and motors) as long as the associated heat sink is properly sized and positioned within the corresponding air flow. The nature of the various defects leads in fact to three main cases.
a) Motor in a stalled state. The purpose of the protection is to prevent the “burning odor” in the cabin that is generated in this case and to prevent the motor from being damaged.
b) Short circuit. In this case, the protection is I.I. C. Protect itself from damage.
c) Overload. The root cause of overload exists either in the HVAC system or in the motor / fan itself. In both cases, it is a motor and I.I. C. Represents both long-term and repetitive overstress. An important objective of protection is to avoid the continuous or repetitive effects of overstress.

３つの場合は、プログラミング可能な電流制限２２、最大電力制限２４及びジャンクション温度シャットダウン３４を含む、コントローラ１０内の埋設された回路によってカバーされる、もしくは包含される。２つのＭＯＳＦＥＴは、さらなる保護を提供するために２つの独立した制御ループによって駆動される。モータにおける全電流は、プログラミングされた値を超えることができない。Ｉ＿Ｌｉｍピンが開のままであるときでさえ、モータにおける最大電流は４０Ａを超えることができない。短絡回路電流は、次に、ＭＯＳＦＥＴダイが永久にその状態を持続することができるように制限される。ＭＯＳＦＥＴにおける全電力消失が、欠陥状態に起因して、例えば１５０Ｗよりも大きいならば、（それは通常の場合であるが）、短絡回路の電流は、プログラミングされたＩ＿Ｌｉｍ値よりも小さい値に減少されるであろう。この小さい連続電流は、運用（使用）または配線ハーネスのいずれをも損傷しないであろう。最後に、コントローラ１０は、Ｉ．Ｃ．温度がシャットダウン閾値に達したときに運用を決定的にスイッチ・オフするであろう。上述のことは、述べられた３つの場合すべてを包含する。さらに、ヒート・シンクの温度は、ＨＶＡＣハウジング・プラスチックによって持続可能な最大温度に決して達しない。保護の組合せられた動作は、図１４、１５及び１６に要約されている。 The three cases are covered or encompassed by embedded circuitry within the controller 10, including a programmable current limit 22, a maximum power limit 24, and a junction temperature shutdown 34. The two MOSFETs are driven by two independent control loops to provide additional protection. The total current in the motor cannot exceed the programmed value. Even when the I_Lim pin remains open, the maximum current in the motor cannot exceed 40A. The short circuit current is then limited so that the MOSFET die can remain in that state forever. If the total power dissipation in the MOSFET is greater than, for example, 150 W due to a defect condition (which is normal), the short circuit current is reduced to a value less than the programmed I_Lim value. It will be. This small continuous current will not damage either the operation (use) or the wiring harness. Finally, the controller 10 is responsible for the I.D. C. Operation will be decisively switched off when the temperature reaches the shutdown threshold. The above includes all three cases mentioned. Furthermore, the heat sink temperature never reaches the maximum sustainable temperature with HVAC housing plastic. The combined operation of protection is summarized in FIGS.

図１４は、過負荷の場合の動作を示す。モータ電流は、電力消費を１５０Ｗに維持するよう制限され、もし、熱過負荷温度に達したならば、モータは、消勢される。 FIG. 14 shows the operation in the case of overload. The motor current is limited to maintain power consumption at 150 W, and if the thermal overload temperature is reached, the motor is turned off.

図１５は、短絡回路の場合の動作を示す。Ｉ＿Ｌｉｍに達したとき、電力制限回路２４はモータ電流を減少し、もし、熱過負荷があるならば、モータは消勢される。 FIG. 15 shows the operation in the case of a short circuit. When I_Lim is reached, the power limiting circuit 24 reduces the motor current, and if there is a thermal overload, the motor is turned off.

図１６は、ロータが失速された（a stalled rotor）場合の動作を示す。それは、電流がＩ＿Ｌｉｍ制限を超えたときの図１５の場合と同様である。点線は、図１４の過負荷状態と同様である、低速での失速状態の場合を示す。 FIG. 16 shows the operation when the rotor is a stalled rotor. It is similar to the case of FIG. 15 when the current exceeds the I_Lim limit. The dotted line shows the case of a stalled state at a low speed similar to the overload state of FIG.

コントローラ１０は、Ｑ１００自動車の互換性のあるスルーホールＳＩＰ１５ピン・パッケージ内に、もしくは同じ熱スプレッダ上に３つのダイを収容することができる任意の他の基板上に、のいずれかにパッケージングされ得る。部品は、３つの異なったダイから成る：例えばインターナショナル・レクティファイヤ・コーポレーションから入手可能な２ｘＧＥＮ７．０．Ｈｅｘｆｅｔｓである２つのＭＯＳＦＥＴと、１つのドライバＩ．Ｃ１０Ａとである。ＭＯＳＦＥＴは、リードフレーム上に半田付けされるが、Ｉ．Ｃ．は孤立される。これは、図１７に示されている。この混合した技術は、複雑な運用（適用）に対して単純かつ信頼性のある解決法を提供する。リードフレームの形状は、また、高電流接続（ソース・ピンが溶融される）を支援するために適合され、そしてＴａｂ１０Ｂ（図２）も利用可能なピン＃８（４０Ａ連続電流能力）である。ＭＯＳＦＥＴは半田付けされるので、Ｔａｂは、出力ピン（ＭＯＳＦＥＴドレイン）に接続される。図１９は、側面図を示す。 The controller 10 is packaged either in a Q100 automotive compatible through-hole SIP 15-pin package or on any other substrate that can accommodate three dies on the same heat spreader. obtain. The part consists of three different dies: eg 2xGEN 7.0. Available from International Rectifier Corporation. Two MOSFETs that are Hexfets and one driver I.F. C 10A. The MOSFET is soldered on the lead frame. C. Is isolated. This is illustrated in FIG. This mixed technology provides a simple and reliable solution for complex operations (applications). The leadframe shape is also pin # 8 (40A continuous current capability) adapted to support high current connections (source pins are melted) and Tab 10B (FIG. 2) is also available. . Since the MOSFET is soldered, the Tab is connected to the output pin (MOSFET drain). FIG. 19 shows a side view.

提示されたプロフィルは、コントローラ１０内で消失される全電力を考慮している。それは、２つのＭＯＳＦＥＴ内で消失される全電力量を仮定してコントローラの過渡応答Ｒｔｈを表す。それは、０．７℃／Ｗまでの安定状態値を増加させるけれども、コントローラとヒート・シンクとの間の合成熱の使用が好ましい。 The presented profile takes into account the total power lost in the controller 10. It represents the transient response Rth of the controller assuming the total power dissipated in the two MOSFETs. Although it increases the steady state value up to 0.7 ° C./W, the use of synthetic heat between the controller and the heat sink is preferred.

Ｉ．Ｃは、埋設された温度センサを有する。それは、電力ＭＯＳＦＥＴ間に組立てられなければならない。図１７Ａ参照。次に、フィードバックが、実際のＭＯＳＦＥＴ温度と比較して遅延される。この熱応答時間は、Ｉ．Ｃの設計（構築及び保護）において考慮される。図２０に示されるように、１５０Ｗ電力ステップに対し、遅延は約２０ｍｓである。図１８は、１５０Ｗ電力消失及び２０℃のヒート・シンク温度の場合の、時間に対するＭＯＳＦＥＴジャンクション温度を示す。 I. C has an embedded temperature sensor. It must be assembled between power MOSFETs. See FIG. 17A. The feedback is then delayed compared to the actual MOSFET temperature. This thermal response time is calculated as I.I. Considered in the design (construction and protection) of C. As shown in FIG. 20, for a 150 W power step, the delay is about 20 ms. FIG. 18 shows MOSFET junction temperature versus time for 150 W power dissipation and 20 ° C. heat sink temperature.

ヒート・シンクの設計及びジャンクションの計算を簡単にするために、示された熱インピーダンスのすべては、合成熱（０．３℃／Ｗ最大）の効果を統合している。これは、（ＴＢＣ）２０ｋｇの全パッケージ上の一定圧力を仮定している。コントローラのＲｔｈ構造が図２１に提示されているが、しかし今はヒート・シンクの設計に対して用いられるべき実際のＲｔｈの構造を有している。それらはＭａｘ．値に対応し、そして合成熱だけでなく、プロセス変動をも含む。 To simplify heat sink design and junction calculations, all of the thermal impedances shown integrate the effect of synthetic heat (0.3 ° C / W max). This assumes a constant pressure on the whole package of (TBC) 20 kg. The Rth structure of the controller is presented in FIG. 21, but now it has the actual Rth structure to be used for the heat sink design. They are Max. Corresponds to the value and includes not only the heat of synthesis but also the process variation.

本発明をその特定の実施形態に関連させて説明してきたけれども、他の多くの変形及び修正並びに他の使用は、当業者には明瞭であろう。従って、本発明は、ここでの特定の開示によって制限されるべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限されるべきである。 Although the invention has been described with reference to specific embodiments thereof, many other variations and modifications and other uses will be apparent to those skilled in the art. Accordingly, the invention should not be limited by the specific disclosure herein, but only by the claims.

本発明によるモータ・コントローラの左半分のブロック図である。It is a block diagram of the left half of the motor controller by this invention. 本発明によるモータ・コントローラの右半分のブロック図である。It is a block diagram of the right half of the motor controller by this invention. 図１の集積回路を、マイクロプロセッサ・コントローラに及び負荷ＤＣモータに接続して示す図である。FIG. 2 shows the integrated circuit of FIG. 1 connected to a microprocessor controller and to a load DC motor. モータ電圧対速度指令のグラフである。It is a graph of motor voltage versus speed command. 入力ＰＷＭ信号の範囲を示す図である。It is a figure which shows the range of an input PWM signal. 入力ＰＷＭ信号と変換されたアナログ信号とのグラフである。It is a graph of an input PWM signal and a converted analog signal. 入力ＰＷＭ信号と変換されたアナログ信号とのもう１つの例を示すグラフである。It is a graph which shows another example of an input PWM signal and the converted analog signal. ＣＩＮ＿Ｖを決定するための直接起動プロフィル方法を示す図である。FIG. 6 illustrates a direct activation profile method for determining C IN_V. プログラム可能な電圧に最大負荷電流を関係付けたグラフである。6 is a graph relating maximum load current to programmable voltage. モータ電流及び電力消失を示すグラフである。It is a graph which shows a motor current and electric power loss. 集積回路を通る熱伝達を示す図である。FIG. 6 illustrates heat transfer through an integrated circuit. 熱伝達に関するさらなるグラフである。It is a further graph regarding heat transfer. 回路に対するさらなる波形を示す図である。FIG. 6 shows further waveforms for the circuit. 過電圧保護を説明するための図である。It is a figure for demonstrating overvoltage protection. 過負荷保護を説明するための図である。It is a figure for demonstrating overload protection. 短絡回路の場合の回路動作を示す図である。It is a figure which shows the circuit operation in the case of a short circuit. ロータが失速された場合の回路動作を示す図である。It is a figure which shows the circuit operation | movement when a rotor is stalled. 集積回路のパッケージングを示す図である。It is a figure which shows the packaging of an integrated circuit. 銅基板上のダイ・アセンブリを示す図である。FIG. 3 shows a die assembly on a copper substrate. 過渡応答Ｒｔｈを示すグラフである。It is a graph which shows the transient response Rth. ＭＯＳＦＥＴスイッチ及びドライバＩＣのパッケージングを示す側面図である。It is a side view which shows packaging of a MOSFET switch and driver IC. Ｉ．Ｃ及びＭＯＳＦＥＴのジャンクション温度（熱応答時間）を示す図である。I. It is a figure which shows the junction temperature (thermal response time) of C and MOSFET. アセンブリ全Ｒｔｈの単純化した図である。It is the simplified figure of assembly whole Rth. 図１のモータ・コントローラの四分の一部分を示す概略図である。FIG. 2 is a schematic view showing a part of a quarter of the motor controller of FIG. 1. 図１のモータ・コントローラの四分の一部分を示す概略図である。FIG. 2 is a schematic view showing a part of a quarter of the motor controller of FIG. 1. 図１のモータ・コントローラの四分の一部分を示す概略図である。FIG. 2 is a schematic view showing a part of a quarter of the motor controller of FIG. 1. 図１のモータ・コントローラの四分の一部分を示す概略図である。FIG. 2 is a schematic view showing a part of a quarter of the motor controller of FIG. 1.

Explanation of symbols

１０コントローラ集積回路
１２ＰＷＭ／アナログ・インターフェース
１３ＰＷＭ復調器
１４ディジタル・アナログ変換器
Ｍ１ＭＯＳＦＥＴ
Ｍ２ＭＯＳＦＥＴ
１６ゲート・ドライバ
１８ゲート・ドライバ
１９加算器
２０加算器
２２電流制限ブロック
２４電力制限回路
２８増幅器
２９フィルタ・コンデンサ
３０入力クロック検出ブロック
３２不足／超過電圧ブロック
３４温度ブロック
３８論理制御／診断
５２ＨＶＡＣプロセッサ
２００ＤＣモータ

10 Controller Integrated Circuit 12 PWM / Analog Interface 13 PWM Demodulator 14 Digital / Analog Converter M1 MOSFET
M2 MOSFET
16 Gate Driver 18 Gate Driver 19 Adder 20 Adder 22 Current Limit Block 24 Power Limit Circuit 28 Amplifier 29 Filter Capacitor 30 Input Clock Detection Block 32 Under / Over Voltage Block 34 Temperature Block 38 Logic Control / Diagnostic 52 HVAC Processor 200 DC motor

Claims

A first power semiconductor switching device having a pair of main current carrying terminals coupled in series with a motor load;
A first current control loop having a current sensor for the switching device to control current through the switching device;
A current limiting circuit for driving a first current control loop to maintain a current in a switching device at a desired level, said current limiting circuit having first and second inputs;
A speed regulation circuit having a first input coupled to a speed control input and a second input coupled to a feedback voltage from the motor representative of the actual motor speed so as to drive the motor to a desired motor speed. Said speed regulating circuit providing an output to a first input of a current limiting circuit;
A power limiting circuit for limiting power consumed by a motor to a predetermined level and providing an output to a second input of the current limiting circuit, coupled to receive a feedback voltage from the motor The power limiting circuit having an input;
Motor drive with

A second power semiconductor switching device having a main current carrying terminal connected in parallel with the main current carrying terminal of the first power switching device;
A second current control loop is further included, wherein the first current control loop is coupled to drive the first power switching device, and the second current control loop is configured to drive the second power switching device. And the first and second current control loops are driven by a current limiting circuit, and the current in each power switching device is individually regulated by the respective first and second current control loops,
The motor drive according to claim 1.

The motor drive according to claim 1, further comprising a PWM / analog converter for converting a PWM signal representing a desired motor speed into an analog signal, wherein the analog signal is provided as a speed control input to the speed adjustment circuit. .

The first and second power semiconductor switching devices each comprise a power MOSFET, and the current sensor is a current sensor in the drain-source path of each MOSFET, and further sensed current signals representing a desired current. Compared to the above, it is provided with a difference stage for generating an error signal for driving a driver stage for individually driving each gate of the MOSFET, thereby individually adjusting a current in each MOSFET to a desired level. The motor drive according to claim 2.

The current limiting circuit includes a circuit that provides an output to each of the first and second current control loops based on an input signal from the speed adjustment circuit, and the current limiting circuit supplies a current in the motor load to a predetermined value. The motor drive according to claim 2, wherein the motor drive is limited to a maximum level.

The speed regulation circuit provides a first input signal related to the motor speed, a second input signal related to the power supply voltage to the motor load, a difference for providing an error signal proportional to the difference between the power supply voltage and the motor voltage. A second difference circuit for comparing the output of the first difference stage with a desired speed signal and providing the output of the second difference stage as a speed error signal to the current limiting circuit. The motor drive according to claim 1, comprising:

The motor drive of claim 6, further comprising an amplifier that amplifies the signal from the second difference stage and provides the amplified signal to a current limiting circuit.

The power limiting circuit includes a circuit for limiting the power dissipated in the motor load to a predetermined maximum level, so that the power dissipated in the motor load is smaller than the predetermined level. The motor drive according to claim 1, wherein the current is limited by controlling the current.

The motor drive of claim 8, wherein the power limiting stage has an input coupled to a voltage across the motor load.

The motor drive of claim 9, further comprising a capacitor coupled between a power supply voltage and the voltage across the motor load.

The motor drive of claim 1, further comprising a capacitor coupled to the speed control input, wherein the speed control input comprises an analog voltage.

The PWM to analog converter is a pulse width modulation demodulator for demodulating the duty cycle of a pulse width modulated signal into a digital signal, and for converting the digital signal into an analog voltage proportional to the desired motor speed. The motor drive according to claim 3, comprising: a digital-analog converter.

5. The motor drive of claim 4, further comprising logic control for monitoring the speed control input and transitioning to a low power consumption mode if the speed control input is less than a first predetermined level.

14. The motor drive of claim 13, further wherein the motor load goes to full speed if the speed control input is greater than the sensed predetermined level.

If the speed control input is a PWM signal and the duty cycle of the PWM signal is less than a first predetermined level, the motor drive turns off the motor load and the duty cycle is less than a second predetermined level. The motor drive according to claim 3, wherein the motor drive operates the motor load at full speed.

16. The motor drive of claim 15, further wherein logic control monitors the input PWM signal and the logic control transitions to a low power consumption mode if there is no edge in the PWM signal for a predetermined period.

The motor drive according to claim 13, wherein the logic control monitors an analog signal representing the desired speed, and the logic control transitions to a low power consumption mode if the signal is less than a predetermined voltage.

14. The motor drive according to claim 13, further comprising a temperature sensor for monitoring the junction temperature of the MOSFET, wherein the logic control turns off the MOSFET if the junction temperature exceeds a predetermined maximum value.

14. The logic control is provided with an output for driving a gate of the MOSFET to turn off the MOSFET, and further provided with an output for turning off an input to the current control loop. The motor drive described.

An input clock detection circuit for determining whether the input PWM signal includes a pulse at a predetermined time interval and, if not, providing a signal to the logic control to enter a low power consumption mode; The motor drive according to claim 15 provided.

If the power supply voltage is less than a first predetermined level or greater than a second predetermined level, an input is provided to the logic control such that the power switching device is turned off to turn off the motor load. The motor drive of claim 13, further comprising an under / overvoltage monitoring circuit for providing.

5. The motor drive of claim 4, further comprising at least one circuit for turning on or off the MOSFET with a soft start or soft turn off.

The motor drive of claim 1, wherein the maximum current of the current limit stage is provided by an external programmable resistor.

23. The motor drive of claim 22, wherein the soft start and soft turn-off are provided by a capacitance connected to the speed control input.

14. A motor drive according to claim 13, wherein a speed control input acts as a diagnostic output for the logic control.

The motor drive of claim 1, further comprising a filter coupled to the feedback voltage from a motor load.

The motor drive according to claim 1, wherein the motor load includes a DC motor.