JP4296327B2 - デジタルデータ伝送装置 - Google Patents

Description

本発明は信号ケーブルを用いてデジタルデータを伝送する装置に関するものである。特に１ギガビット毎秒以上の高速データ伝送に好適な伝送装置に関するものである。

一般に、信号ケーブルを用いてデジタルデータを伝送して双方向に通信する場合にはハイブリッド回路が用いられ、このハイブリッド回路では送信信号と受信信号の分離が高周波トランスによって行われていた。また、イーサーネットでは、伝送に用いるケーブルに撚り線構造のツイストペアケーブルが広く用いられているが、５００ＭＨｚ以上の高い周波数ではケーブルによる減衰が非常に大きく、伝送に利用できる信号の周波数帯域が限定されているため、多値化したパルス振幅変調（ＰＡＭ）の技術が用いられていた。更に、ケーブルを信号が伝送することで著しく波形が劣化してしまうので、正確な受信データを得るために従来はデジタル信号処理（ＤＳＰ）技術が用いられていた。

上記したような従来のデジタルデータ伝送装置においては、例えば下記の非特許文献１に示すような１０００メガビットイーサーネット技術に代表されるように、通信速度は１つの通信チャネルあたり２５０メガビット毎秒が最高であり、１つの通信チャネルあたり１ギガビット毎秒以上の高速データ伝送は不可能であった。

また、無線デジタル通信に用いられるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）伝送方式においては、信号の変調および復調にデジタル信号処理（ＤＳＰ）技術が用いられており、デジタル的にバタフライ演算を行うことで高速フーリエ変換および高速フーリエ逆変換を行っていた。
ＩＥＥＥ８０２．３ａｂ仕様書ｈｔｔｐ：／／ｇｒｏｕｐｅｒ．ｉｅｅｅ．ｏｒｇ／ｇｒｏｕｐｓ／８０２／３／ａｂ／

上記したような従来のデジタルデータ伝送装置においては、以下に示す問題のために、１つの通信チャネルあたり１ギガビット毎秒以上の高速データ伝送は不可能であった。
すなわち、高速通信に用いられる信号の周波数では、高周波トランスでの信号分離がきわめて困難であり、デジタル信号処理（ＤＳＰ）に用いるアナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）およびデジタル処理回路が動作速度、回路規模、消費電力、およびコストの点で実用にならないという問題点があった。

また、パルス振幅変調では多値化により雑音の影響が増大し、ケーブルの伝送帯域が限られていることから通信速度の更なる向上はきわめて困難であった。また、ＯＦＤＭ伝送方式では、ＤＳＰの処理速度の制約のため数十メガビット毎秒以上の通信速度のデータを扱うことはきわめて困難であった。
本発明の目的は、前記のような従来技術の問題点を解決し、１つの通信チャネルあたり１ギガビット毎秒以上の高速データ伝送装置を提供することにある。

本発明のデジタルデータ伝送装置は、ＯＦＤＭ変調回路を備えた送信手段と、ＯＦＤＭ復調回路および受信信号から調整状態の評価信号を生成する評価信号生成手段を備えた受信手段と、前記評価信号を使用して、受信手段の調整を行う調整手段とを備える。更に、抵抗マトリクス回路によるバランス調整可能なハイブリッド回路を備え、前記調整手段は、前記ハイブリッド回路も調整する。また、前記したデジタルデータ伝送装置において、前記評価信号生成手段は、受信信号が多値の各判定レベル範囲の中央付近にあるか境界付近に偏っているかを判定して、その頻度であるヒストグラム情報を出力する。また、前記したデジタルデータ伝送装置において、前記調整手段は、遺伝的アルゴリズムによって回路の調整を行うようにしてもよい。
また、前記したデジタルデータ伝送装置において、前記受信手段は、更に、調整可能なエコーキャンセル回路を備えていてもよい。また、前記したデジタルデータ伝送装置において、前記受信手段は、更に、調整可能な、受信信号をアナログ処理してケーブルの周波数特性を補償する補償回路を備えていてもよい。また、前記したデジタルデータ伝送装置において、前記受信手段は、更に、調整可能な、受信信号をアナログ処理する歪み除去回路を備えていてもよい。
また、前記したデジタルデータ伝送装置において、前記送信手段は、クロック信号に基づきパイロット信号を送信し、前記受信手段は、受信信号からパイロット信号を抽出してクロック信号を生成するクロック再生回路を備えていてもよい。また、前記したデジタルデータ伝送装置において、前記送信手段は、更に、送信するデータを符号変調する符号変調手段を備え、前記受信手段は、更に、受信したデータを符号逆変調する符号逆変調手段を備えていてもよい。
発明の効果

ＯＦＤＭ方式を採用することにより、４本の撚り対線を使用して、全二重で計１０ギガｂｐｓの伝送が可能なデジタルデータ伝送装置を実現することができた。また、本発明のハイブリッド回路においては、送信信号の相殺を高周波トランスで行わず、抵抗マトリクス回路ＲＭにより２系統に信号分配して、この２系統の信号を増幅器５８および５９でバランス調整しながら合成することで、送信信号を相殺し、効率よく受信信号を取り出すことが可能となった。

本発明の全二重送受信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の伝送装置全体の構成を示すブロック図である。 本発明の送信回路１０の構成を示すブロック図である。 本発明のハイブリッド回路１２の構成を示す回路図である。 本発明の変調回路３２の構成を示すブロック図である。 本発明の補償回路１３の構成を示すブロック図である。 本発明の変調回路１０によってＯＦＤＭで変調された信号の波形の例を示す波形図である。 本発明のキャンセル信号生成回路の構成を示すブロック図である。 本発明の受信回路１５の構成を示すブロック図である。 本発明の復調回路９０の構成を示すブロック図である。 本発明の干渉ひずみ補正回路９１の構成を示すブロック図である。 本発明のワープ信号除去回路の構成を示すブロック図である。 本発明のクロック再生回路の構成を示すブロック図である。 本発明の調整処理の内容を示すフローチャートである。 本発明の受信回路の細部の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施例の送信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施例の受信回路の構成を示すブロック図である。 本発明の積分回路１０８の構成を示す回路図および波形図である。

符号の説明

１０ 送信回路
１１ 増幅器
１２ ハイブリッド回路
２１ ケーブル
２２ 相手装置
１３ 補償回路
１７ キャンセル信号生成回路
１５ 受信回路
１６ クロック再生回路
１８ 調整制御回路

以下に、４本の撚り対線からなる従来のＬＡＮケーブルを使用して、ＯＦＤＭ方式により全二重で計１０ギガｂｐｓの伝送が可能なデジタルデータ伝送装置について説明する。

以下、本発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明の全二重送受信回路２０の構成を示すブロック図である。また、図２は、本発明の伝送装置全体の構成を示すブロック図である。この装置は、主にコンピュータで取り扱うデジタルデータをほかのコンピュータや外部装置、ネットワーク等と通信するものである。
本発明の伝送装置は、同じ構成の相手側伝送装置２２とケーブル２１で接続する。本発明においては、ケーブル２１は広くインターネットに使用されているツイストペア線が利用できる。この場合、すでに敷設されているケーブルが利用可能であり、優れた経済性が得られるという効果がある。

伝送装置は４つの全２重送受信回路２０、データ分配回路２３およびデータ合成回路２４からなる。データ分配回路２３は、例えば送信データを８ビット毎に区切り、４つの全２重送受信回路２０にそれぞれ２ビットずつ分配する。また、データ合成回路２４は、４チャネルの各２ビットデータを元の８ビットデータに復元する。なお、必要に応じて全２重送受信回路２０に分配されるデータを２ビットより多くして誤り検出／訂正が可能なデータ構成としてもよい。

以下、全２重送受信回路２０の構成について説明する。送信データは送信回路１０によってＯＦＤＭ方式で伝送に適したアナログ信号に変換され、増幅器１１により伝送に適した大きさに増幅され、ハイブリッド回路１２によりケーブル２１に出力される。
送信信号の一部は、ケーブル２１に存在する接続点等での反射により「エコー」と呼ばれる不要信号を生ずる。正確なデータ伝送のためにはこの不要信号を適切に除去する必要がある。キャンセル信号生成回路１７は、送信データに基づいて不要信号を消去するためのキャンセル信号を生成する。
ケーブル２１からの受信信号はハイブリッド回路１２によって送信信号と分離され、補償回路１３に接続する。補償回路１３ではケーブル２１の周波数特性による波形の劣化を後述の方法で補償する。
受信回路１５においては、詳細は後述するが、補償回路１３の出力信号がＯＦＤＭ復調され、干渉ひずみ補正回路によってひずみやエコーが補正され、アナログデジタル変換器によりデジタル信号に変換される。デジタル信号は一括して並列直列変換および評価信号生成処理が行われ、受信データおよび後述する評価信号が得られる。

上記の一連の受信動作のタイミングについては、クロック再生回路１６によりクロック信号が抽出され、各種タイミング信号が生成される。調整制御回路１８はＣＰＵを内蔵し、詳細は後述するが、評価信号に基づいてデータを正しく送受信できるように各回路を調整する。
なお、伝送路２１を全二重ではなく、単方向伝送路として使用するようにしてもよく、この場合には、増幅器１１の出力は直接送信用ケーブル２１に接続され、受信用ケーブル２１が補償回路１３に接続される。また、ハイブリッド回路１２、キャンセル信号生成回路１７は不要となる。

図３は、本発明の送信回路１０の構成を示すブロック図である。送信データは直列並列変換器３０によって複数のデータに変換（分配）される。ケーブルは、周波数が高いほど減衰が大きいので、ＯＦＤＭにおいて周波数の低い変調キャリアほど多くのビット数を割り当てる。

例えば、変調キャリアを５０ＭＨｚから４００ＭＨｚまで５０ＭＨｚ間隔で８個使用した場合、それぞれのキャリアへの割り当てビット数は周波数の低い方から、６×２、５×２、４×２、３×２、３×２、２×２、２×２、１×２ビットとなる。なお、×２となっているのは、１つの周波数について直交する２つのキャリアをそれぞれ独立してＰＡＭ変調して伝送するためである。

直列並列変換器３０の出力はデジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）３１によって複数の多値のアナログ信号に変換される。この複数の多値のアナログ信号は変調回路３２によってＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）で変調されたアナログ信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器３１の振幅（電流値）は、必要があれば調整制御回路１８によって遺伝的アルゴリズムにより最適化されるように調整してもよい。

図５は、本発明の変調回路３２の構成を示すブロック図である。キャリア信号発生回路６４は、ＯＦＤＭの複数の周波数のキャリア信号をクロック信号６２に基づいて発生する。このキャリア信号発生回路６４は、位相ロックループ（ＰＬＬ）回路とデジタル分周回路を用いてＯＦＤＭのキャリア信号のタイミングを生成する。この出力は、そのままでは高調波成分のために直交性が不十分であるので、フィルタ回路６６によって正弦波の信号にすると同時に乗算器６７を駆動するのに適した振幅に増幅する。

ＬＯ−１−ＩはＯＦＤＭの一番低い（１番目の）キャリア信号、ＬＯ−１−ＱはＬＯ−１−Ｉと同じ周波数で位相差が９０°であるキャリア信号、ＬＯ−２−ＩはＯＦＤＭの２番目のキャリア信号、ＬＯ−２−ＱはＬＯ−２−Ｉと同じ周波数で位相差が９０°であるキャリア信号、ＬＯ−３−ＩはＯＦＤＭの３番目のキャリア信号である。ＯＦＤＭのキャリア信号の数をｎとする。同様にして、ｎ番目のキャリア信号は、ＬＯ−ｎ−ＩとＬＯ−ｎ−Ｑであり、位相差が９０°である。ＰＬはパイロット信号であり、本発明の伝送装置１のＯＦＤＭ伝送方式における同期信号の役割を担う。

ここで得られた２ｎのキャリア信号周波数ＬＯ−１−Ｉ〜ＬＯ−ｎ−Ｑのそれぞれを用いて、乗算器６７によって、それぞれキャリア信号に対応した入力信号６１とアナログ的に乗算をする。この出力は増幅器６８でそれぞれの周波数ごとに適当な大きさに増幅され、信号合成器６９により１つの信号に合成される。乗算器６７としては例えばギルバートセル乗算器を採用する。

ここで、入力信号６１は、Ｄ／Ａ変換器３１により複数ビットのデジタルデータから生成された多値のアナログ信号であるが、前記したように、ＯＦＤＭのキャリア信号の周波数ごとに上記のビット数を変えることが可能である。この結果、ケーブル２１の周波数特性に応じて、特性の良好な周波数ではビット数を多く、そうでない周波数ではビット数を少なくすることで、伝送の品質を下げることなく伝送速度（通信速度）を高くすることが可能である。

また、キャリア信号発生回路６４は、ＯＦＤＭの複数のキャリア信号の時間基準に同期したパイロット信号ＰＬを生成する。パイロット信号ＰＬの周波数はＯＦＤＭの信号のスペクトルと重なりが少ない周波数が選ばれる。たとえば、ＬＯ−１−Ｉの周波数の１／４の周波数である。

増幅器６８の増幅率はＯＦＤＭのキャリア信号の周波数ごとに必要があれば調整制御回路１８によって遺伝的アルゴリズムにより最適化されるようにしてもよい。

図７は、本発明の変調回路１０によってＯＦＤＭで変調された信号の波形の例を示す波形図である。ここでは、キャリア信号の数ｎは１６、キャリア信号の周波数の数は８である。

図４は、本発明のハイブリッド回路１２の構成を示す回路図である。前述のケーブル２１に接続するコネクタ３５は、抵抗４３〜５５からなる抵抗マトリクス回路ＲＭに接続し、また、抵抗マトリクス回路ＲＭは高周波トランス４１、５６、５７に接続する。抵抗４７の抵抗値はコネクタ３５に接続するケーブル２１の特性インピーダンスに等しくしてある。

増幅器１１の出力は高周波トランス４１の１次側に接続する。送信信号は増幅器１１によって増幅され、高周波トランス４１に出力される。高周波トランス４１の２次側の一端は、抵抗４３を通してコネクタ３５と抵抗４８に接続し、抵抗４５を通して抵抗４７と抵抗５０に接続する。高周波トランス４１の２次側の他の一端は、抵抗４４を通してコネクタ３５と抵抗５１に接続し、抵抗４６を通して抵抗４７と抵抗５３に接続する。

コネクタ３５と抵抗４３と抵抗４８の接続点を接続点Ｎ１、コネクタ３５と抵抗４４と抵抗５１の接続点を接続点Ｎ２、抵抗４７と抵抗４５と抵抗５０の接続点を接続点Ｎ３、および、抵抗４７と抵抗４６と抵抗５３の接続点を接続点Ｎ４とする。送信信号は、接続点Ｎ４に対して接続点Ｎ１に同相（同極性の電圧）で出力され、接続点Ｎ２に対して接続点Ｎ３に逆相（逆極性の電圧）で出力される。

抵抗４８と抵抗５３は高周波トランス５６の１次側に接続され、それぞれが接続点Ｎ１と接続点Ｎ４に接続される。抵抗５０と抵抗５１は高周波トランス５７の１次側に接続され、それぞれが接続点Ｎ３と接続点Ｎ２に接続される。したがって、高周波トランス５６と高周波トランス５７の２次側において、送信信号の成分は逆相で発生する。

受信信号に関しては、コネクタ３５からの受信信号は抵抗４８および抵抗５１、５２を経由して高周波トランス５６の１次側に接続し、抵抗４８、４９および抵抗５１を経由して高周波トランス５７の１次側に接続する。したがって、高周波トランス５６と高周波トランス５７の２次側において、受信信号の成分は同相（同極性の電圧）で発生する。

高周波トランス５６と高周波トランス５７の２次側は、増幅器５８と増幅器５９にそれぞれ接続し、増幅器５８と増幅器５９の出力は加算合成されて受信信号が得られる。このとき、送信信号の成分は逆相で合成されることから、受信信号と送信信号の分離がなされる。抵抗４２、抵抗５４、抵抗５５は、インピーダンス整合のために用いられる。

ケーブル２１の特性インピーダンスと抵抗４７の抵抗値のずれなどにより、増幅器５８と増幅器５９の出力における逆相の送信信号の成分の大きさは必ずしも一致しない。そこで、増幅器５８と増幅器５９の増幅率を可変することにより、送信信号の成分を除去することが可能である。この増幅率は調整制御回路１８によって遺伝的アルゴリズムにより最適化されると好適である。
このように、本発明のハイブリッド回路１２は、増幅器５８と増幅器５９の２つの信号経路を有し、この２つの信号経路からの信号出力のバランスを調整することを大きな特徴とする。

図８は、本発明のキャンセル信号生成回路の構成を示すブロック図である。送信データは、多段に接続されたシフトレジスタ８０に入力され、送信データの履歴が順次シフトレジスタに一時的に記録される。シフトレジスタ８０の出力はセレクター８１に入力され、セレクター８１によって送信データの履歴の一部が選択される。セレクター８１の出力は、Ｄ／Ａ変換器８２によってアナログ電流値に変換され、キャンセル信号が生成される。セレクター８１の出力（タップ位置）およびＤ／Ａ変換器８２の出力（極性および振幅）は調整制御回路１８によって遺伝的アルゴリズムにより最適化される。

図６は、本発明の補償回路１３の構成を示すブロック図である。補償回路１３に入力される入力信号７１は、増幅器７２によって適当な大きさに増幅され、分配器７３によって同じ２つの信号に分配される。分配された１つの信号は遅延線路７４で所定の時間遅延されて増幅器７６に入力される。分配されたもう１つの信号は遅延されることなく増幅器７５に入力される。

それぞれの信号は増幅器７５と７６で増幅された後、合成器７７に逆位相で入力される。即ち、合成器７７では２つの信号の差分をアナログ的に計算することになる。合成器７７の出力は増幅器７８で適宜増幅され、補償回路１３の出力信号７９として出力される。

ここで、増幅器７５と７６の増幅率の比と遅延線路７４の遅延量を最適化すると、ケーブル２１の周波数特性を補償する周波数特性を得ることができる。増幅器７５と７６は、一方あるいは両方の増幅率が可変の構成とすることで、ケーブル２１の変更に対しても安定した伝送を提供することが可能である。

図９は、本発明の受信回路１５の構成を示すブロック図である。補償回路１３の出力信号は復調回路９０によって複数の多値のアナログ信号に復調される。復調回路９０の出力信号は、干渉ひずみ補正回路９１によって周波数の直交性の不完全さおよびケーブル２１を束ねて使用することなどに起因するマルチパス信号成分（ワープ信号）が除去される。干渉ひずみ補正回路９１では、アナログ積和演算が行われる。

干渉ひずみ補正回路９１において復調回路９０の出力信号とキャンセル信号生成回路１７から出力されるキャンセル信号が合成され、不要信号が除去される。干渉ひずみ補正回路９１の出力はアナログデジタル変換器９２によりデジタル信号に変換される。受信波形の歪みが少ない場合は干渉ひずみ補正回路９１を省略して、復調回路９０の出力をアナログデジタル変換器９２の入力に接続することも可能である。

アナログデジタル変換器９２の出力のデジタル信号は一括して並列直列変換器９３により並列直列変換等の処理が行われ、受信データが得られると共に、評価測定回路９４によって評価信号が生成される。

図１０は、本発明の復調回路９０の構成を示すブロック図である。復調回路９０に入力されるクロック信号１０２は後述するクロック再生回路１６から供給される。キャリア信号発生回路１１０は、クロック信号に基づいてＯＦＤＭの複数のキャリア信号を発生する。フィルタ回路１１２はキャリア信号の高調波成分を除去して正弦波を出力する。

ＬＯ−１−ＩはＯＦＤＭの一番低い（１番目の）キャリア信号、ＬＯ−１−ＱはＬＯ−１−Ｉと同じ周波数で位相差が９０°であるキャリア信号、ＬＯ−２−ＩはＯＦＤＭの２番目のキャリア信号、ＬＯ−２−ＱはＬＯ−２−Ｉと同じ周波数で位相差が９０°であるキャリア信号、ＬＯ−３−ＩはＯＦＤＭの３番目のキャリア信号である。ＯＦＤＭのキャリア信号の数をｎとする。同様にして、ｎ番目のキャリア信号は、ＬＯ−ｎ−ＩとＬＯ−ｎ−Ｑであり、位相差が９０°である。

キャリア信号発生回路１１０、フィルタ回路１１２は伝送装置での送信信号と受信信号の時間基準が一致する場合、変調回路３２と共用することができる。この場合、両端の伝送装置のどちらかがクロック信号を生成し、もう一方は相手方のクロック信号を利用して動作する。

入力信号１０１は増幅器１０４によって適当な大きさに増幅され、更に増幅器１０５によってキャリア信号に対応した大きさに増幅される。増幅器１０５の増幅率は調整制御回路１８によって遺伝的アルゴリズムにより最適化される。増幅器１０５の出力の信号１０６は乗算器１０７に入力される。乗算器１０７は、キャリア信号ＬＯ−１−Ｉ〜ＬＯ−ｎ−Ｑのそれぞれを用いて、それぞれのキャリア信号に対応した信号１０６とアナログ的に乗算をする。この出力は積分回路１０８でそれぞれの周波数ごとに一定時間の積算が行われ、余計な周波数の成分が除去される。そして、増幅器１０９によって適当な大きさに増幅され、復調器１１の出力１０３が得られる。

図１８は、積分回路１０８の構成を示す回路図および波形図である。回路における各スイッチはＦＥＴによるアナログスイッチ回路からなる。各スイッチは波形図に示すようなタイミングでオン（ハイ）、オフ（ロー）制御され、２つのコンデンサＣ１、Ｃ２によって交互に入力信号の積分、出力、リセットを繰り返す。出力端子からは、１つ前の各データ区間に積分された値が順に出力される。

図１１は、本発明の干渉ひずみ補正回路９１の構成を示すブロック図である。
ＳＩＧ−１−Ｉ、ＳＩＧ−１−Ｑ、ＳＩＧ−２−Ｉ、ＳＩＧ−２−Ｑ、ＳＩＧ−ｎ−Ｉ、ＳＩＧ−ｎ−Ｑは、それぞれ、ＬＯ−１−Ｉ、ＬＯ−１−Ｑ、ＬＯ−２−Ｉ、ＬＯ−２−Ｑ、ＬＯ−ｎ−Ｉ、ＬＯ−ｎ−Ｑのキャリア信号に対応したＯＦＤＭでの復調された信号である。
キャリア信号の同じ周波数に対応する２つの復調された信号ＳＩＧ−１−Ｉ、ＳＩＧ−１−Ｑを例に説明する。ＳＩＧ−１−Ｉは増幅器１２３の１つと増幅器１２４の１つに入力される。
ＳＩＧ−１−Ｑは別の増幅器１２３と別の増幅器１２４に入力される。ここで、増幅器１２３と増幅器１２４は増幅率可変であり、さらに極性反転機能を有する。

ＳＩＧ−１−Ｉが入力された増幅器１２３の出力と、ＳＩＧ−１−Ｑが入力された増幅器１２４の出力とが加算器１２５の１つで合成される。同様に、ＳＩＧ−１−Ｑが入力された増幅器１２３の出力と、ＳＩＧ−１−Ｉが入力された増幅器１２４の出力とが別の加算器１２５で合成される。加算器１２５の出力は、加算器１２６によってキャンセル信号と合成される。

ＯＦＤＭの同一周波数の２つのキャリア信号に対応する受信信号は伝送特性の不完全さなどによって直交性が不完全となる場合がある。増幅器１２３と増幅器１２４の増幅率および極性を調整することでこの直交性の不完全さによる信号のひずみを補正することができる。

加算器４６の出力は後述するワープ信号除去回路１２７に入力され、ケーブル２１を束ねて使用することなどに起因するマルチパス信号成分（ワープ信号）が除去される。ワープ信号除去回路１２７の出力は増幅器１２８で増幅され、Ａ／Ｄ変換器９２の入力感度に合わせた信号の大きさの出力信号が得られる。

図１２は、本発明のワープ信号除去回路１２７の構成を示すブロック図である。入力信号１３１は、アナログ遅延回路１３３によって順次段階的に遅延された信号を生成する。これら順次段階的に遅延された複数の信号は、それぞれ極性利得可変増幅器１３４に入力され、それらの出力が一括して合成器１３６で加算合成される。また、入力信号は増幅器１３５を経由して合成器１３６で加算合成される。
ここで、アナログ値遅延回路の遅延時間は、ＯＦＤＭでのフレーム間隔に等しい。ワープ信号によってフレームの前後の信号成分が干渉した場合でも、極性利得可変増幅器５４の極性および利得（増幅率）を最適化することにより干渉成分を除去することができる。

以上説明したような干渉ひずみの除去における干渉ひずみ補正回路９１の増幅率や極性などの多数のパラメータは調整制御回路１８によって遺伝的アルゴリズムで最適化することがきわめて有効である。

図１５は、本発明の受信回路１５の細部の構成を示すブロック図である。たとえば２ビットのアナログデジタル変換の場合、アナログ値に対応して、「００」、「０１」、「１０」、「１１」の４値の判定ができればデジタルデータを得ることができるが、受信したアナログ信号の値が多値のそれぞれの判定レベル範囲の中央にあるほど誤り率が低くなり、判定レベル範囲の上限あるいは下限のしきい値に近いほど誤り率が高くなる。そこで、本発明では、４値のそれぞれの判定レベルをより細分化し、アナログ信号の値が判定レベル範囲の中央付近にある場合と、境界であるしきい値付近に偏っている場合を区別する。

入力信号は各コンパレータ１５０の＋端子に入力され、−端子には比較するしきい値電圧が印加される。コンパレータ１５０は多値のそれぞれに対して３個づつ設けられており、３個の各コンパレータには、しきい値電圧として、多値のそれぞれの判定レベル範囲の下限、下限から１／３高、下限から２／３高（上限から１／３低）の電圧が印加されている。そして、入力信号よりしきい値が低いコンパレータからのみ１が出力され、ラッチ１５１に記憶される。
ＡＮＤゲート１５３の一方には、上段のラッチ出力がＮＯＴゲート１５２を介して入力されているので、上段のラッチ出力が１の場合にはＡＮＤゲート１５３の出力は０となる。結局、入力信号より低い直近のしきい値に対応するＡＮＤゲート１５３の出力のみが１を出力する。図中、○の記号を付した判定出力信号はアナログ信号の値が判定レベル範囲の中央付近にあるものを示し、△の記号を付したものは、アナログ信号の値がしきい値付近に偏っているものを示している。各ＯＲゲート１５５〜１５９は、多値のそれぞれのレベルに属するＡＮＤゲート出力を論理和して多値情報を出力する。バイナリ変換器１６０は多値情報を２進情報に変換する。
所定の期間にＡ／Ｄ変換器９２での判定結果が○の判定となった数と△の判定となった数をＯＲゲート１６２、１６３およびヒストグラムカウンター１６４、１６５を用いて計数して、頻度であるヒストグラム情報を出力する。ヒストグラム値は評価信号として調整制御回路１８に出力される。
調整制御回路１８は遺伝的アルゴリズムを使用して、ハイブリッド回路１２における増幅器５８、５９の増幅率、キャンセル信号生成回路１７の出力波形、補償回路１３における遅延量や増幅器の利得、干渉ひずみ補正回路９１における増幅器の利得などを調整すると共に、相手装置の送信回路の調整パラメータを相手装置に伝送し、相手装置の送信回路１０で生成する送信信号の波形パラメータ等も調整する。

図１３は、本発明のクロック再生回路の構成を示すブロック図である。受信信号から受信データを復調するためには、受信されたデータに対応するクロック信号を再生する必要がある。ＯＦＤＭ伝送方式の場合はクロック再生のための回路構成が複雑であるが、本願発明者は試行錯誤の結果、パイロット信号ＰＬを用いてクロック信号の伝達を行い、クロック再生回路１６において、クリスタルフィルタによってパイロット信号の抽出を行うことが特に好適であることを知見した。

クロック再生回路１７に入力される受信信号１４１は増幅器１４２で増幅され、水晶発振子を用いたクリスタルフィルタ１４３でパイロット信号成分のみが抽出される。ここで抽出したパイロット信号を基準にして、位相比較器およびループフィルタ回路１４５および電圧制御型発振器１４６を用いる位相ロックループ回路により非常に安定したクロック信号の同期が可能である。

以下に、遺伝的アルゴリズムを用いた回路の調整方法について説明する。なお、遺伝的アルゴリズムの参考文献としては、例えば、出版社ＡＤＤＩＳＯＮ−ＷＥＳＬＥＹ ＰＵＢＬＩＳＨＩＮＧ ＣＯＭＰＡＮＹ，ＩＮＣ．が１９８９年に出版した、Ｄａｖｉｄ Ｅ．Ｇｏｌｄｂｅｒｇ著の「Ｇｅｎｅｔｉｃ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｉｎ Ｓｅａｒｃｈ，Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ，ａｎｄ Ｍａｃｈｉｎｅ Ｌｅａｒｎｉｎｇ」がある。なお、本発明でいう遺伝的アルゴリズムとは、進化的計算手法のことをいい、進化的プログラミング（ＥＰ）の手法も含むものである。進化的プログラミングの参考文献としては、例えば、出版社ＩＥＥＥ Ｐｒｅｓｓが１９９５年に出版した、Ｄ．Ｂ．Ｆｏｇｅｌ著の「Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎａｒｙ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ：Ｔｏｗａｒｄ ａ Ｎｅｗ Ｐｈｉｌｏｓｏｐｈｙ ｏｆ Ｍａｃｈｉｎｅ Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｃｅ」がある。

伝送装置１に接続するケーブル２１の長さや中間の接続点の位置、特性インピーダンス、周波数特性などはケーブルの交換などによって変化する。そこでケーブル２１の特性に合わせて、送信回路１０で生成する送信信号の波形、キャンセル信号生成回路１７の出力波形、ハイブリッド回路１２における増幅器５８、５９の増幅率、補償回路１３における遅延量や増幅器の利得、干渉ひずみ補正回路９１における増幅器の利得などを最適な状態に調整する必要がある。この調整には遺伝的アルゴリズムが特に好適である。具体的な調整手順は、例えば特開２０００−１５６６２７号公報「電子回路およびその調整方法」に詳述されているので、ここでは概要を説明する。

調整手順は、まず、装置の起動の際に、多値数を減少させたり伝送速度を低下させるなど、未調整でも通信可能なプロトコルを使用して送受信回路間での低速データ通信を確立する。次に、送信側からトレーニング信号を送信させて受信側において評価信号を得る。そして、この評価信号に基づいて調整制御回路１８が遺伝的アルゴリズムを使用して受信回路を調整すると共に相手装置の送信回路の調整パラメータを低速データ通信チャネルを使用して相手装置に伝送し、相手装置の送信回路も調整する。このトレーニング処理により、ある程度広い調整範囲で調整を行い、調整後に伝送装置間での高速データ通信を確立する。その後は、実際のデータ伝送を行いながら、伝送装置の状態が最適に保たれるようにオンラインで微調整を行う。伝送中の調整範囲は、伝送装置の通信品質に大きな影響を与えないように、直前の良好であった調整結果を中心とした微少範囲に限定する。オンラインでの調整における遺伝的アルゴリズムの評価関数は、Ａ／Ｄ変換器９２での信号の判定結果（評価信号）を利用する。

図１４は、調整制御回路１８内のＣＰＵにおいて実行される、本発明の調整処理の概要を示すフローチャートである。Ｓ１０においては、初期化を行う。Ｓ１１においては、初期集団である各個体の遺伝子を、評価値が高いと思われる部分を中心にして発生させる。実施例においては、遺伝的アルゴリズムの染色体として、調整値を格納するレジスタのレジスタ値を直接用いる。Ｓ１２においては、各個体の適応度の生成を行う。即ち、評価値を測定していない個体について、個体の調整値を回路に設定して所定期間だけ信号を伝送し、前記した評価信号を得る。そして、遺伝的アルゴリズムの評価関数値Ｆを例えば次式で計算する。

Ｆ＝（○の数）／｛（○の数）＋（△の数）｝

ここで、○の数は、前記所定期間末のヒストグラムカウンタ９５の計数値、△の数はヒストグラムカウンタ９４の計数値である。カウンタは所定期間毎にリセットする。Ｓ１３においては、個体の選択、淘汰を実行する。即ち、個体を評価値順に並べて、下位の所定数の個体を削除する。Ｓ１４においては遺伝子の交叉を実行する。即ち、二つの個体のペアを所定数だけランダムに選択（複写）し、染色体を組み変えて子の染色体を作る。

Ｓ１５においては個体をランダムに所定数だけ選択（複写）してその遺伝子を変化させる突然変異を実行し、新たな個体を生成する。Ｓ１６においては、評価基準を満たすか否か、即ち最も良い評価関数値Ｆが所定値以上か否かが判定され、結果が肯定であれば処理を終了するが、否定の場合にはＳ１２に戻って、処理を繰り返す。終了する場合には、その時点での生物集団中で最も適応度の高い個体を、求める最適化問題の解とする。上述のようにして、伝送装置はオンラインの状態でも安定した通信品質が得られるように自動的に調整される。

図１６は、本発明の第２実施例の送信回路の構成を示すブロック図であり、図１７は、第２実施例の受信回路の構成を示すブロック図である。第２実施例は、第１実施例に符号変調の技術を追加したものであり、これにより外来雑音の影響を低減することができる。第２実施例においては、符号変調回路１４０および符号逆変調回路１４１以外の構成要素は第１実施例の構成要素と同じである。

符号変調を行う場合、ＯＦＤＭの複数のキャリア信号に対応した連続したデジタルデータを、たとえば１５データ周期ごとにまとめて、Ｍ系列などの拡散符号で変調する。これにより１５個の符号変調されたデータが得られる。
図１６において、符号変調回路１４０では、直並列変換器３０からのデータを１５個まとめて、拡散符号をシフトさせて作成された行列を掛けることにより、符号拡散されたデータが得られる。

ＯＦＤＭ伝送における１つのキャリア周波数に対応する１５個のデータからなるデータ列をｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４、ｘ５、・・・、ｘ１３、ｘ１４、ｘ１５とする。また、符号変調における送信回路での拡散符号をｐ１、ｐ２、ｐ３、ｐ４、ｐ５、・・・、ｐ１３、ｐ１４、ｐ１５、受信回路での拡散符号をｑ１、ｑ２、ｑ３、ｑ４、ｑ５、・・・、ｑ１３、ｑ１４、ｑ１５とする。送信データのデータ列を符号変調したデータ列をｙ１、ｙ２、ｙ３、ｙ４、ｙ５、・・・、ｙ１３、ｙ１４、ｙ１５とすると、符号変調の演算は次の式で示される。

この演算は、ＯＦＤＭで多重化する前であるため、周波数が低く、ＤＳＰを用いてデジタル的に演算処理をすることが可能である。ここで得られた符号変調されたデータを用いてＯＦＤＭ伝送を行う。

受信された信号は、ＯＦＤＭで復調され、上記のキャリア信号に対応するＡ／Ｄ変換器９２の出力に、受信されたデータ列ｙ１、ｙ２、ｙ３、ｙ４、ｙ５、・・・、ｙ１３、ｙ１４、ｙ１５が得られる。このデータ列は送信データのデータ列を符号変調したデータ列と同じである。受信された上記のデータ列を符号逆変調したデータ列をｚ１、ｚ２、ｚ３、ｚ４、ｚ５、・・・、ｚ１３、ｚ１４、ｚ１５とすると、符号逆変調の演算は次の式で示される。

拡散符号は、Ｍ系列を用いた場合、ｐ１＝０、ｐ２＝１、ｐ３＝０、ｐ４＝０、ｐ５＝１、ｐ６＝１、ｐ７＝０、ｐ８＝１、ｐ９＝０、ｐ１０＝１、ｐ１１＝１、ｐ１２＝１、ｐ１３＝１、ｐ１４＝０、ｐ１５＝０、ｑ１＝−１、ｑ２＝１、ｑ３＝−１、ｑ４＝−１、ｑ５＝１、ｑ６＝１、ｑ７＝−１、ｑ８＝１、ｑ９＝−１、ｑ１０＝１、ｑ１１＝１、ｑ１２＝１、ｑ１３＝１、ｑ１４＝−１、ｑ１５＝−１である。
このように、符号変調回路１４０で用いる拡散符号はＭ系列であるが、符号逆変調回路１４１で用いる拡散符号はＭ系列の「０」を「−１」としたものである。このようにすることで、データをその前後のデータと干渉することなく復調（逆変調）できる。
このとき、受信された符号逆変調されたデータ列ｚ１、ｚ２、ｚ３、ｚ４、ｚ５、・・・、ｚ１３、ｚ１４、ｚ１５は送信データのデータ列ｘ１、ｘ２、ｘ３、ｘ４、ｘ５、・・・、ｘ１３、ｘ１４、ｘ１５に等しい。

このように、符号変調されたデータは、データ間の干渉することなく、受信回路において符号逆変調される。ＯＦＤＭ伝送における他のキャリア信号についても同様に符号変調および符号逆変調を行う。送信回路のすべてのキャリア信号で同じ拡散符号が用いられる。同様に受信回路のすべてのキャリア信号で同じ拡散符号が用いられる。また、拡散符号は伝送装置ごとに別の系列の符号を用いると好適である。

上記の例では、一度に符号変調するデータの長さを１５としたが、７、１５、３１，６３など、２＾ｋ−１の数であれば、Ｍ系列やゴールド符号系列が利用できる。符号変調技術を用いることにより、拡散符号が異なる伝送装置からの雑音の影響は小さいので、ケーブル２１が他の伝送装置のケーブルと隣接している場合でも、エイリアンクロストークなどの有害な雑音が有効に除去可能である。

Claims (9)

1. デジタルデータ伝送装置において、
   ＯＦＤＭ変調回路を備えた送信手段と、
   ＯＦＤＭ復調回路および受信信号から調整状態の評価信号を生成する評価信号生成手段を備えた受信手段と、
   前記評価信号を使用して、受信手段の調整を行う調整手段とを備え、
   前記評価信号生成手段は、受信信号が多値の各判定レベル範囲の中央付近にあるか境界付近に偏っているかを判定して、その頻度であるヒストグラム情報を出力するものであることを特徴とするデジタルデータ伝送装置。
2. デジタルデータ伝送装置において、
   ＯＦＤＭ変調回路を備えた送信手段と、
   ＯＦＤＭ復調回路および受信信号から調整状態の評価信号を生成する評価信号生成手段を備えた受信手段と、
   前記評価信号を使用して、受信手段の調整を行う調整手段と、
   抵抗マトリクス回路によるバランス調整可能なハイブリッド回路を備え、
   前記調整手段は、前記ハイブリッド回路も調整することを特徴とするデジタルデータ伝送装置。
3. 前記調整手段は、相手装置の送信手段の調整も行う請求項１又は２に記載のデジタルデータ伝送装置。
4. 前記調整手段は、遺伝的アルゴリズムによって回路の調整を行うことを特徴とする請求項１又は２に記載のデジタルデータ伝送装置。
5. 前記受信手段は、更に、調整可能なエコーキャンセル回路を備えたことを特徴とする請求項２に記載のデジタルデータ伝送装置。
6. 前記受信手段は、更に、調整可能な、受信信号をアナログ処理してケーブルの周波数特性を補償する補償回路を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のデジタルデータ伝送装置。
7. 前記受信手段は、更に、調整可能な、受信信号をアナログ処理する歪み除去回路を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のデジタルデータ伝送装置。
8. 前記送信手段は、クロック信号に基づきパイロット信号を送信し、前記受信手段は、受信信号からパイロット信号を抽出してクロック信号を生成するクロック再生回路を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のデジタルデータ伝送装置。
9. 前記送信手段は、更に、送信するデータを符号変調する符号変調手段を備え、
   前記受信手段は、更に、受信したデータを符号逆変調する符号逆変調手段を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のデジタルデータ伝送装置。

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