JP4289000B2 - 力率改善回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、低ノイズ、高力率なスイッチング電源に使用する力率改善回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２４に従来の力率改善回路の回路構成図を示す（特許文献１）。図２４に示す力率改善回路において、交流電源Ｖａｃ１の交流電源電圧を整流する全波整流回路Ｂ１の出力両端には、昇圧リアクトルＬ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１と電流検出抵抗Ｒとからなる直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端には、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とからなる直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ１の両端には、負荷ＲＬが接続されている。スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００３】
電流検出抵抗Ｒは、全波整流回路Ｂ１に流れる入力電流を検出する。
【０００４】
制御回路１００は、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、発振器（ＯＳＣ）１１４、ＰＷＭコンパレータ１１６を有して構成される。
【０００５】
誤差増幅器１１１は、基準電圧Ｅ１が＋端子に入力され、平滑コンデンサＣ１の電圧が−端子に入力され、平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｅ１との誤差が増幅され、誤差電圧信号を生成して乗算器１１２に出力する。乗算器１１２は、誤差増幅器１１１からの誤差電圧信号と全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１からの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を誤差増幅器１１３の＋端子に出力する。
【０００６】
誤差増幅器１１３は、電流検出抵抗Ｒで検出した入力電流に比例した電圧が−端子に入力され、乗算器１１２からの乗算出力電圧が＋端子に入力され、電流検出抵抗Ｒによる電圧と乗算出力電圧との誤差が増幅され、誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてＰＷＭコンパレータ１１６に出力する。ＯＳＣ１１４は、一定周期の三角波信号を生成する。
【０００７】
ＰＷＭコンパレータ１１６は、ＯＳＣ１１４からの三角波信号が−端子に入力され、誤差増幅器１１３からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１のゲートに印加する。
【０００８】
即ち、ＰＷＭコンパレータ１１６は、スイッチＱ１に対して、誤差増幅器１１３による電流検出抵抗Ｒの出力と乗算器１１２の出力との差信号に応じたデューティパルスを提供する。このデューティパルスは、交流電源電圧及び直流負荷電圧の変動に対して一定周期で連続的に補償するパルス幅制御信号である。このような構成により、交流電源電流波形が交流電源電圧波形に一致するように制御されて、力率が大幅に改善される。
【０００９】
次に、このように構成された力率改善回路の動作を図２５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２５では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉを示している。
【００１０】
まず、時刻ｔ_３１において、スイッチＱ１がオンし、全波整流回路Ｂ１から昇圧リアクトルＬ１を介してスイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。なお、時刻ｔ_３１から時刻ｔ_３２では、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉは零になる。
【００１１】
次に、時刻ｔ_３２において、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、昇圧リアクトルＬ１に誘起された励磁エネルギーによりスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。また、時刻ｔ_３２〜時刻ｔ_３３では、スイッチＱ１がオフであるため、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ_３２から時刻ｔ_３３では、Ｌ１→Ｄ１→Ｃ１で電流Ｄ１ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００１２】
【特許文献１】
特開２０００−３７０７２号（図１）
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２４に示す昇圧型の力率改善回路では、スイッチＱ１のターンオン又はターンオフ時において、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖと電流Ｑ１ｉとの重複部分が生じ、この重複部分により大きなスイッチング損失が発生する欠点があった。
【００１４】
また、スイッチＱ１をオンした時（例えば時刻ｔ_３１，ｔ_３３，ｔ_３５）には、Ｃ１→Ｄ１→Ｑ１の経路にダイオードリカバリーによるスパイク電流ＲＣが流れる。また、スイッチＱ１をオフした時（例えば時刻ｔ_３２，ｔ_３４，ｔ_３６）には、配線のインダクタンスによるスパイク電圧ＳＰが発生する。
【００１５】
リカバリー時間の間は、ダイオードＤ１はショート状態のため、スイッチＱ１の損失は増大する。また、スイッチＱ１がオフ時のスパイク電圧を抑制するために抵抗及びコンデンサからなるＣＲアブソーバ等を追加するため、ＣＲアブソーバによる損失も増大していた。
【００１６】
また、スパイク電圧及びスパイク電流は、ノイズを発生する。このノイズを低減するためにノイズフィルタも大型化し、スイッチング電源の小型、高効率化の妨げとなっていた。
【００１７】
本発明は、スイッチのゼロ電流スイッチング及びゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる力率改善回路を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、交流電源の交流電源電圧を整流回路で整流した整流電圧を昇圧リアクトルを介して入力して主スイッチによりオン／オフして入力力率を改善するとともに、直流の出力電圧に変換する力率改善回路であって、前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルに巻回された昇圧巻線及び巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルの昇圧巻線と可飽和リアクトルと前記主スイッチとからなる第２直列回路と、前記主スイッチと前記可飽和リアクトルとの接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第２ダイオードと、前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記平滑コンデンサの出力電圧を所定電圧に制御する制御手段と、前記主スイッチに並列に接続され、第３ダイオードとスナバコンデンサとからなる第３直列回路とを備え、前記可飽和リアクトルは、補助巻線をさらに備え、前記第３ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続点と前記第１ダイオードの一端との間に接続され、第４ダイオードと前記可飽和リアクトルの補助巻線とからなる第４直列回路とを有することを特徴とする。
【００２１】
請求項２の発明は、前記主スイッチに並列に接続された第５ダイオードを有し、該第５ダイオードは、前記主スイッチの寄生ダイオードであることを特徴とする。
【００２２】
請求項３の発明では、前記昇圧リアクトルと前記可飽和リアクトルとは、同一コア上に巻回されて一体化された一体型リアクトルからなることを特徴とする。
【００２３】
請求項４の発明は、前記可飽和リアクトルのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする。
【００２４】
請求項５の発明では、前記制御手段は、前記主スイッチのターンオン時にゼロ電流スイッチさせ、前記主スイッチのターンオフ時にゼロ電圧スイッチさせることを特徴とする。
【００２５】
請求項６の発明では、前記制御手段は、前記主スイッチのスイッチング周波数を前記交流電源の交流電源電圧値に応じて制御することを特徴とする。
【００２６】
請求項７の発明では、前記制御手段は、前記出力電圧と基準電圧との誤差を増幅して第１誤差電圧信号を生成する第１誤差電圧生成手段と、この第１誤差電圧生成手段の第１誤差電圧信号と前記整流回路の整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を生成する乗算出力電圧生成手段と、前記整流回路に流れる入力電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段で検出された入力電流に応じた電圧と前記乗算出力電圧生成手段の乗算出力電圧との誤差を増幅して第２誤差電圧信号を生成する第２誤差電圧生成手段と、前記整流回路の整流電圧値に応じて前記主スイッチのスイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、前記第２誤差電圧生成手段の第２誤差電圧信号に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記主スイッチのスイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を所定電圧に制御するパルス幅制御手段とを有することを特徴とする。
【００２７】
請求項８の発明では、前記制御手段は、前記交流電源電圧が下限設定電圧以下の場合に前記スイッチング周波数を下限周波数に設定し、前記交流電源電圧が上限設定電圧以上の場合に前記スイッチング周波数を上限周波数に設定し、前記交流電源電圧が前記下限設定電圧から前記上限設定電圧までの範囲の場合に前記スイッチング周波数を前記下限周波数から前記上限周波数まで徐々に変化させることを特徴とする。
【００２８】
請求項９の発明では、前記制御手段は、前記交流電源電圧が前記下限設定電圧未満の場合には前記主スイッチのスイッチング動作を停止させることを特徴とする。
【００２９】
請求項１０の発明は、前記整流回路と前記平滑コンデンサとの間に接続され、前記交流電源がオンされたときに前記平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗を有し、前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、前記制御手段は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記平滑コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする。
【００３０】
請求項１１の発明では、前記昇圧リアクトルは、補助巻線をさらに備え、該補助巻線に発生する電圧を前記制御手段に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする。
【００３１】
請求項１２の発明は、前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、前記制御手段は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る力率改善回路の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００３３】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る力率改善回路は、主スイッチに直列に可飽和リアクトルを接続し、主スイッチをオン時にＺＣＳ（ゼロ電流スイッチ）を行わせることにより、整流ダイオードのリカバリーによる損失を低減させ、電流の変化を緩やかにすることにより、高効率、低ノイズのスイッチング動作を行わせるものである。
【００３４】
図１は第１の実施の形態に係る力率改善回路の回路構成図である。図１において、全波整流回路Ｂ１は、交流電源Ｖａｃ１に接続され、交流電源Ｖａｃ１からの交流電源電圧を整流して正極側出力端Ｐ１及び負極側出力端Ｐ２に出力する。
【００３５】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、昇圧リアクトルＬ１に巻回された昇圧巻線５ａ（巻数ｎ１）及び巻き上げ巻線５ｂ（巻数ｎ２）とダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１と電流検出抵抗Ｒ（本発明の電流検出手段に対応）とからなる第１直列回路が接続されている。
【００３６】
また、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間に接続され、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａと可飽和リアクトルＳＬ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）と電流検出抵抗Ｒとからなる第２直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ５が並列に接続されている。ダイオードＤ５はスイッチＱ１の寄生ダイオードであってもよい。
【００３７】
スイッチＱ１と可飽和リアクトルＳＬ１との接続点と平滑コンデンサＣ１との間にはダイオードＤ２が接続されている。
【００３８】
スイッチＱ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフする。ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とで整流平滑回路を構成する。平滑コンデンサＣ１には並列に負荷ＲＬが接続され、平滑コンデンサＣ１はダイオードＤ１の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００３９】
電流検出抵抗Ｒは、全波整流回路Ｂ１に流れる入力電流を検出する。
【００４０】
制御回路１０は、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、ＯＳＣ１１４、ＰＷＭコンパレータ１１６を有して構成され、図２４に示す制御回路１００の構成と同一構成であるので、ここでは、その詳細な説明は省略する。
【００４１】
図２は第１の実施の形態に係る力率改善回路に設けられた可飽和リアクトルの構造図である。図２に示す可飽和リアクトルＳＬ１は、口の字型のコア（鉄心）２０を有し、コア２０のＢ脚２０ｂには、巻線６が巻回されている。コア２０のＡ脚２０ａには、凹部２１が１箇所形成されている。この凹部２１により、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和する。この飽和する巻線６を、可飽和リアクトルＳＬ１として使用したときにはコア損失を低減できる。
【００４２】
可飽和リアクトルＳＬ１は、コア２０の飽和特性を用いている。可飽和リアクトルＳＬ１には、スイッチＱ１の電流が流れるため、磁束は、図３に示すＢ−Ｈカーブ上のゼロから第１象限の飽和との間を増減する。
【００４３】
また、一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂが飽和する。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。凹部２１を有した可飽和リアクトルＳＬ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢｃ→Ｂｄ→Ｂｅと移動する。Ｂ−Ｈカーブ上のＢｄ−Ｂｅ間は飽和状態である。凹部２１を設けることにより、飽和時の磁束が減少し、凹部２１以外の部分は飽和しない。従って、損失の上昇も凹部２１のみとなり、全体のコア損失は低減する。
【００４４】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係る力率改善回路の動作を説明する。
【００４５】
まず、スイッチＱ１をオンさせると、交流電源電圧Ｖｉを整流した電圧により、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→ＳＬ１→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流が流れる。このとき、インピーダンスの高い可飽和リアクトルＳＬ１に電圧が印加されて、スイッチＱ１に流れる電流がゼロとなる。そして、スイッチＱ１は電流ゼロでオンされる。このため、スイッチＱ１はＺＣＳ動作となる。
【００４６】
次に、可飽和リアクトルＳＬ１が飽和すると、可飽和リアクトルＳＬ１のインピーダンスは略零となるため、可飽和リアクトルＳＬ１の電圧は消失して、昇圧リアクトルＬ１に電圧が移動する。この電圧により、スイッチＱ１に流れる電流は直線的に増加していく。
【００４７】
次に、スイッチＱ１をオフさせると、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａに蓄えられたエネルギーにより、５ａ→５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａで、電流が流れる。このため、平滑コンデンサＣ１が充電されるとともに、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００４８】
同様に、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーによりスイッチＱ１の電圧が上昇する。また、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーにより、ＳＬ１→Ｄ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａ→ＳＬ１で電流が流れる。即ち、ダイオードＤ2を介して可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーを負荷ＲＬに回生する。
【００４９】
回生時間（ダイオードＤ２に電流が流れている時間Ｔｒ）は、昇圧リアクトルＬ１の巻き上げ巻線５ｂに生じる電圧に依存し、この電圧が高い場合に回生時間が短くなる。したがって、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂとの接続点、即ちタップの位置が入力側に近いほど（巻き上げ巻線５ｂの巻数を増やす）、回生時間が短くなる。ただし、この場合、出力電流に対して入力電流が増加し、スイッチＱ１のオン幅が減少するので、入力、出力条件により回生時間は、適切な値とする必要がある。
【００５０】
次に、回生が完了した時刻において、ダイオードＤ２の電流がゼロとなり、逆特性が回復した後、再び、スイッチＱ１をオンすると、ＺＣＳ動作を継続できる。また、制御回路１０は、スイッチＱ１のオンデューティを、交流電源電圧Ｖｉに等しい波形となるように制御するので、昇圧型の力率改善回路を構成できる。
【００５１】
このように第１の実施の形態に係る力率改善回路によれば、スイッチＱ１に直列に可飽和リアクトルＳＬ１を接続したので、スイッチＱ１をオンした時にダイオードリカバリーによるスパイク電流が流れなくなる。このため、ノイズが低減され、ノイズフィルタも小型化されるので、スイッチング電源の小型、高効率化を図ることができる。
【００５２】
また、可飽和リアクトルＳＬ１を用いて、スイッチＱ１をオン時にＺＣＳを行わせることにより、スイッチング損失及びスイッチングノイズを低減できるので、高効率、低ノイズ化を図ることができる。また、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられるエネルギーを、負荷ＲＬに回生でき、電力損失を減じて、高効率化できる。
【００５３】
（第２の実施の形態）
図４は第２の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。図４に示す第２の実施の形態に係る力率改善回路は、スイッチＱ１をオン時にＺＣＳを行わせ、同時にスナバコンデンサＣ２の電荷を回収させ、スイッチＱ１をオフした時にＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチ）を行わせることにより、整流ダイオードのリカバリーによる損失を低減させ、電流の変化を緩やかにすることにより、高効率、低ノイズのスイッチング動作を行わせるものである。
【００５４】
即ち、スイッチＱ１をオフした時にダイオードＤ３を介してスナバコンデンサＣ２を充電することにより、スイッチＱ１の電圧の立ち上がりを緩やかにしスイッチＱ１のオフ時の損失を軽減するとともにノイズの発生も軽減する。また、スイッチＱ１をオンした時に、可飽和リアクトルＳＬ１に発生する電圧によりスナバコンデンサＣ２の電荷を負荷に回生する。
【００５５】
このため、図４に示す力率改善回路では、スイッチＱ１をオフした時の電圧の立ち上がりを緩やかにするためにスナバコンデンサＣ２を追加し、スイッチＱ１がオン時にスナバコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーを負荷ＲＬに回生するために可飽和リアクトルＳＬ１にさらに補助巻線６ｂを設けたことを特徴とする。
【００５６】
図４において、可飽和リアクトルＳＬ１は、主巻線６ａ（巻数ｎ３）と補助巻線６ｂ（巻数ｎ４）とを有し、可飽和リアクトルＳＬ１の主巻線６ａは、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂとの接続点とスイッチＱ１の主端子の一端との間に接続される。なお、主巻線６ａの巻数ｎ３と補助巻線６ｂの巻数ｎ４との巻数比は、例えば２：１とするのが好ましい。
【００５７】
スイッチＱ１に並列に、ダイオードＤ３とスナバコンデンサＣ２とからなる第３直列回路が接続されている。ダイオードＤ３とスナバコンデンサＣ２との接続点とダイオードＤ１の一端との間には、ダイオードＤ４と可飽和リアクトルＳＬ１の補助巻線６ｂとからなる第４直列回路が接続されている。可飽和リアクトルＳＬ１の主巻線６ａとスイッチＱ１とダイオードＤ３のアノードとの接続点と平滑コンデンサＣ１との間には、ダイオードＤ２が接続されている。
【００５８】
なお、図４に示すその他の構成は図１に示すものと同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００５９】
図５は可飽和リアクトルと昇圧リアクトルとを一体化したリアクトルの構造図である。図５に示すリアクトルは、日の字型のコア２０を有し、このコア２０は、Ａ脚２０ａとＢ脚２０ｂと中央脚２０ｃとからなる。中央脚２０ｃにはギャップ２２が形成され、中央脚２０ｃには巻線５ａ，５ｂからなる昇圧リアクトルＬ１が巻回されている。
【００６０】
Ｂ脚２０ｂには、巻線６ａと巻線６ｂとが巻回されているとともに、凹部２１が１箇所形成されている。この凹部２１により、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和する。この飽和する巻線６ａ，巻線６ｂを、可飽和リアクトルＳＬ１として兼用することによりコア損失を低減できる。また、昇圧リアクトルＬ１と可飽和リアクトルＳＬ１とが一体化できるので、力率改善回路を小型化できる。
【００６１】
次にこのように構成された第２の実施の形態に係る力率改善回路の動作を図６乃至図９に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図６は第２の実施の形態に係る力率改善回路の交流電源電圧波形と整流出力電流波形のタイミングチャートである。図７は第２の実施の形態に係る力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。図８は第２の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号のタイミングチャートである。図９は第２の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号のタイミングチャートである。
【００６２】
なお、図６では、交流電源電圧Ｖｉ、整流出力電流Ｉ_０を示している。図７では、図６のＡ部の詳細を示している。図７乃至図９では、交流電源に流れる入力電流Ｉｉ、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、ダイオードＤ２に流れる電流Ｄ２ｉを示している。Ｑ１制御信号Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲートに印加される信号を示している。
【００６３】
まず、時刻ｔ_２（ｔ_２１）において、スイッチＱ１をオンさせると、交流電源電圧Ｖｉを整流した電圧により、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→６ａ→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流が流れる。このため、インピーダンスの高い可飽和リアクトルＳＬ１に電圧が印加されて、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉがゼロとなる。このため、スイッチＱ１は電流ゼロでオンされるため、ＺＣＳ動作となる。図８からわかるようにスイッチＱ１がオンした後、電流が立ち上がり、ＺＣＳ動作を達成していることがわかる。
【００６４】
また、同時に、可飽和リアクトルＳＬ１が不飽和時には（時刻ｔ_２１から時刻ｔ_２２）、可飽和リアクトルＳＬ１の補助巻線６ｂに電圧が発生する。この補助巻線６ｂに発生した電圧により、スナバコンデンサＣ２に蓄えられた電荷は、Ｃ２→６ｂ→Ｄ４→Ｃ１→Ｃ２で流れる。このとき、主巻線６ａ及び補助巻線６ｂ間のリーケージインダクタとスナバコンデンサＣ２とにより電圧共振が発生するため、この電圧共振により、ダイオードＤ４に流れる電流Ｄ４ｉは正弦波状に上昇する。また、スナバコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ_２は、正弦波状に下降して、時刻ｔ_２２においてゼロとなる。
【００６５】
次に、時刻ｔ_２２において、可飽和リアクトルＳＬ１が飽和すると、可飽和リアクトルＳＬ１のインピーダンスは略零となるため、可飽和リアクトルＳＬ１の電圧は消失して、昇圧リアクトルＬ１に電圧が移動する。この電圧により、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉは直線的に増加していく。
【００６６】
次に、時刻ｔ_３（時刻ｔ_３１）において、スイッチＱ１をオフさせると、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａに蓄えられたエネルギーにより、５ａ→５ｂ→Ｄ１→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａで、電流Ｄ１ｉが時刻ｔ_３から時刻ｔ_４まで流れる。このため、平滑コンデンサＣ１が充電されるとともに、負荷ＲＬに電力が供給される。
【００６７】
同時に、時刻ｔ_３（時刻ｔ_３１）において、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーにより、５ａ→６ａ→Ｄ３→Ｃ２→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａで、電流が流れる。このため、スナバコンデンサＣ２が充電され、時刻ｔ_３１から時刻ｔ_３２において、スナバコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ_２がゼロから緩やかに上昇する。また、時刻ｔ_３１から時刻ｔ_３２において、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖもゼロから緩やかに上昇する。このため、スイッチＱ１はＺＶＳ動作となる。図９からわかるようにスイッチＱ１がオフした後、電圧が緩やかに立ち上がり、ＺＶＳ動作を達成していることがわかる。
【００６８】
次に、スナバコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ_２（スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖと同じ電圧）が出力電圧（平滑コンデンサＣ１の電圧）と等しくなった時（時刻ｔ_３２）に、可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーにより、６ａ→Ｄ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａ→６ａで電流Ｄ２ｉが流れる。即ち、ダイオードＤ２を介して可飽和リアクトルＳＬ１に蓄えられたエネルギーを負荷ＲＬに回生する。
【００６９】
回生時間（ダイオードＤ２に電流Ｄ２ｉが流れている時間Ｔｒ＝ｔ_３３−ｔ_３２）は、昇圧リアクトルＬ１の巻き上げ巻線５ｂに生じる電圧に依存し、この電圧が高い場合に回生時間が短くなる。
【００７０】
次に、前記回生が完了した時刻において、ダイオードＤ２の電流Ｄ２ｉがゼロとなり、逆特性が回復した後、再び、スイッチＱ１をオンすると、ＺＣＳ動作を継続できる。また、制御回路１０は、スイッチＱ１のオンデューティを、交流電源電圧Ｖｉに等しい波形となるように制御するので、昇圧型の力率改善回路を構成できる。
【００７１】
このように第２の実施の形態に係る力率改善回路によれば、スイッチＱ１をオン時にＺＣＳを行わせ、同時にスナバコンデンサＣ２の電荷を回収させ、スイッチＱ１をオフした時にＺＶＳを行わせることにより、整流ダイオードのリカバリーによる損失を低減させ、電流の変化を緩やかにすることにより、高効率、低ノイズのスイッチング動作を行わせることができる。
【００７２】
即ち、スイッチＱ１をオフした時にダイオードＤ３を介してスナバコンデンサＣ２を充電することにより、スイッチＱ１の電圧の立ち上がりを緩やかにしスイッチＱ１のオフ時の損失を軽減するとともにノイズの発生も軽減することができる。また、スイッチＱ１をオンした時に、可飽和リアクトルＳＬ１に発生する電圧によりスナバコンデンサＣ２の電荷を負荷に回生することができる。
【００７３】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態に係る力率改善回路は、第１の実施の形態に係る力率改善回路に対して制御回路１０ａの構成のみが異なり、交流電源電圧値に応じて主スイッチのスイッチング周波数を変化させ、交流電源電圧の低い部分でのスイッチング周波数を低下又はスイッチング動作を停止させ、交流電源電圧の低い部分の電力損失を低減して、小型、高効率、低ノイズ化したことを特徴とする。
【００７４】
（第１実施例）
第１実施例では、交流電源電圧が下限設定電圧以下の場合に主スイッチのスイッチング周波数を下限周波数（例えば２０ＫＨｚ）に設定し、交流電源電圧が上限設定電圧以上の場合に主スイッチのスイッチング周波数を上限周波数（例えば１００ＫＨｚ）に設定し、交流電源電圧が下限設定電圧から上限設定電圧までの範囲の場合に主スイッチのスイッチング周波数を下限周波数から上限周波数まで徐々に変化させることを特徴とする。
【００７５】
図１０は第３の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例を示す回路構成図である。図１１は第３の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例の交流電源電圧波形とスイッチング周波数のタイミングチャートである。図１１は、交流電源電圧Ｖｉがゼロから最大値まで変化した場合に、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆがゼロから例えば１００ＫＨｚまで変化することを示している。
【００７６】
図１２では、図１１に示すタイミングチャートのＡ部（交流電源電圧Ｖｉが最大値付近）における１００ＫＨｚのスイッチング波形を示している。図１３では、図１１に示すタイミングチャートのＢ部（交流電源電圧Ｖｉが低い部分）における２０ＫＨｚのスイッチング波形を示している。
【００７７】
なお、図１０に示すその他の構成は、図１に示す構成と同一構成であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００７８】
制御回路１０ａは、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１５、ＰＷＭコンパレータ１１６を有して構成される。なお、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３及びＰＷＭコンパレータ１１６は、図１に示すものと同じであるので、それらの説明は省略する。
【００７９】
ＶＣＯ１１５（本発明の周波数制御手段に対応）は、全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧の電圧値に応じてスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを変化させた三角波信号（本発明の周波数制御信号に対応）を生成するもので、全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧が増加するに従ってスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆが増加する電圧周波数変換特性を有している。
【００８０】
図１４は第３の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例に設けられたＶＣＯの詳細な回路構成図である。ＶＣＯ１１５において、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１に抵抗Ｒ１が接続され、抵抗Ｒ１に直列に抵抗Ｒ２が接続されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点にはツェナーダイオードＺＤのカソードが接続され、ツェナーダイオードＺＤのアノードは制御電源Ｅ_Ｂの正極及びヒステリシスコンパレータ１１５ａの電源端子ｂに接続されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はヒステリシスコンパレータ１１５ａの入力端子ａに接続され、ヒステリシスコンパレータ１１５ａの接地端子ｃは制御電源Ｅ_Ｂの負極と抵抗Ｒ２の他端に接続されている。ヒステリシスコンパレータ１１５ａの出力端子ｄはＰＷＭコンパレータ１１６の一端子に接続されている。ヒステリシスコンパレータ１１５ａは、図１６に示すように、入力端子ａに印加される電圧Ｅａが増加するに従ってスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆが増加する電圧周波数変換特性ＣＶを有した三角波信号を発生する。
【００８１】
図１４に示すＶＣＯ１１５では、図１１に示す交流電源電圧Ｖｉが最大値付近（Ａ部）に達したとき、ツェナーダイオードＺＤが降伏するので、入力端子ａに印加される電圧Ｅａは、ツェナーダイオードＺＤの降伏電圧Ｖ_Ｚと制御電源電圧Ｅ_Ｂとの合計電圧（Ｖ_Ｚ＋Ｅ_Ｂ）、即ち上限設定電圧に設定される。また、交流電源電圧Ｖｉが低い部分（Ｂ部）に達したとき、制御電源Ｅ_ＢからツェナーダイオードＺＤを介して抵抗Ｒ２に電流が流れるので、入力端子ａに印加される電圧Ｅａは、制御電源電圧Ｅ_Ｂ、即ち下限設定電圧に設定される。さらに、交流電源電圧Ｖｉが最大値付近と低い部分までの範囲の場合には、入力端子ａに印加される電圧Ｅａは、合計電圧（Ｖ_Ｚ＋Ｅ_Ｂ）と制御電源電圧Ｅ_Ｂとの範囲で徐々に変化する。
【００８２】
このため、図１６に示すように、交流電源電圧Ｖｉが下限設定電圧Ｅ_Ｂ以下の場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを下限周波数ｆ_１２（例えば２０ＫＨｚ）に設定し、交流電源電圧Ｖｉが上限設定電圧（Ｖ_Ｚ＋Ｅ_Ｂ）以上の場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを上限周波数ｆ_１１（例えば１００ＫＨｚ）に設定し、交流電源電圧Ｖｉが下限設定電圧Ｅ_Ｂから上限設定電圧（Ｖ_Ｚ＋Ｅ_Ｂ）までの範囲の場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを下限周波数ｆ_１２から上限周波数ｆ_１１まで徐々に変化させるようになっている。
【００８３】
ＰＷＭコンパレータ１１６（本発明のパルス幅制御手段に対応）は、ＶＣＯ１１５からの三角波信号が−端子に入力され、誤差増幅器１１３からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、図１７に示すように、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１に印加して平滑コンデンサＣ１の出力電圧を所定電圧に制御する。
【００８４】
また、ＰＷＭコンパレータ１１６は、平滑コンデンサＣ１の出力電圧が基準電圧Ｅ１に達して、フィードバック信号ＦＢが低下すると、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上となるパルスオン幅を短くすることによって、出力電圧を所定電圧に制御する。即ち、パルス幅を制御している。
【００８５】
なお、ＶＣＯ１１５からの三角波信号の電圧の最大値、最小値は、周波数により変化しない。このため、誤差増幅器１１３のフィードバック信号ＦＢにより、周波数に関係なく、パルス信号のオン／オフのデューティ比が決定されるようになっている。また、スイッチング周波数ｆが変わることで、パルス信号のオン幅が変わっても、パルス信号のオン／オフのデューティ比は変わらない。
【００８６】
次に、このように構成された第３の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例の動作を図１０乃至図１７を参照しながら説明する。ここでは、制御回路１０ａの動作についてのみ説明する。
【００８７】
まず、誤差増幅器１１１は、平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｅ１との誤差を増幅して、誤差電圧信号を生成して乗算器１１２に出力する。乗算器１１２は、誤差増幅器１１１からの誤差電圧信号と全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１からの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を誤差増幅器１１３の＋端子に出力する。
【００８８】
次に、誤差増幅器１１３は、電流検出抵抗Ｒ（本発明の電流検出手段に対応）による電圧と乗算出力電圧との誤差を増幅して、誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてＰＷＭコンパレータ１１６に出力する。
【００８９】
一方、ＶＣＯ１１５は、全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧の電圧値に応じてスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆが変化した三角波信号を生成する。
【００９０】
ここで、図１５のタイミングチャートを用いて説明すると、交流電源電圧Ｖｉが最大値付近（例えば時刻ｔ_２〜ｔ_３、時刻ｔ_６〜ｔ_７）に達したときには、図１４に示すツェナーダイオードＺＤが降伏するので、入力端子ａに印加される電圧Ｅａは、ツェナーダイオードＺＤの降伏電圧Ｖ_Ｚと制御電源電圧Ｅ_Ｂとの合計電圧（Ｖ_Ｚ＋Ｅ_Ｂ）、即ち上限設定電圧に設定される。このため、交流電源電圧Ｖｉが上限設定電圧（Ｖ_Ｚ＋Ｅ_Ｂ）以上の場合には、ＶＣＯ１１５により、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆは、上限周波数ｆ_１１（例えば１００ＫＨｚ）に設定される。
【００９１】
次に、交流電源電圧Ｖｉが低い部分（例えば時刻ｔ_０〜ｔ_１、時刻ｔ_４〜ｔ_５）に達したときには、図１４に示す制御電源Ｅ_ＢからツェナーダイオードＺＤを介して抵抗Ｒ２に電流が流れるので、入力端子ａに印加される電圧Ｅａは、制御電源電圧Ｅ_Ｂ、即ち下限設定電圧に設定される。このため、交流電源電圧Ｖｉが下限設定電圧Ｅ_Ｂ以下の場合には、ＶＣＯ１１５により、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆは、下限周波数ｆ_１２（例えば２０ＫＨｚ）に設定される。
【００９２】
さらに、交流電源電圧Ｖｉが最大値付近と低い部分までの範囲（例えば時刻ｔ_１〜ｔ_２、時刻ｔ_３〜ｔ_４、時刻ｔ_５〜ｔ_６）の場合には、入力端子ａに印加される電圧Ｅａは、合計電圧（Ｖ_Ｚ＋Ｅ_Ｂ）と制御電源電圧Ｅ_Ｂとの範囲で徐々に変化する。このため、交流電源電圧Ｖｉが下限設定電圧Ｅ_Ｂから上限設定電圧（Ｖ_Ｚ＋Ｅ_Ｂ）までの範囲の場合には、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆは下限周波数ｆ_１２から上限周波数ｆ_１１まで徐々に変化する。
【００９３】
次に、交流電源電圧Ｖｉが最大値付近（例えば時刻ｔ_２〜ｔ_３、時刻ｔ_６〜ｔ_７）の場合には、ＰＷＭコンパレータ１１６は、図１７に示すように、フィードバック信号ＦＢの値が上限周波数ｆ_１１を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が上限周波数ｆ_１１を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなる上限周波数ｆ_１１を持つパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１に印加する。
【００９４】
一方、交流電源電圧Ｖｉが低い部分（例えば時刻ｔ_０〜ｔ_１、時刻ｔ_４〜ｔ_５）の場合には、ＰＷＭコンパレータ１１６は、図１７に示すように、フィードバック信号ＦＢの値が下限周波数ｆ_１２を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が下限周波数ｆ_１２を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなる下限周波数ｆ_１２を持つパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１に印加する。
【００９５】
また、交流電源電圧Ｖｉが最大値付近と低い部分までの範囲（例えば時刻ｔ_１〜ｔ_２、時刻ｔ_３〜ｔ_４、時刻ｔ_５〜ｔ_６）の場合には、ＰＷＭコンパレータ１１６は、下限周波数ｆ_１２から上限周波数ｆ_１１までの範囲で徐々に変化する周波数を持つパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１に印加する。
【００９６】
このように、第１実施例によれば、第１の実施の形態に係る力率改善回路の効果が得られるとともに、交流電源電圧Ｖｉに応じてスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを変化させ、交流電源電圧Ｖｉの低い部分でのスイッチング周波数ｆを低下させることで、図１３に示すように、スイッチＱ１のオン時間も長くなり、電流も増加し負荷ＲＬに電力を供給できる。また、スイッチング回数が減少するため、スイッチング損失も低減できる。
【００９７】
特に、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆとして例えば１００ｋＨｚを上限周波数とし、人間の聞こえない周波数、例えば２０ｋＨｚを下限周波数とし、他の部分を交流電源電圧Ｖｉにスイッチング周波数ｆを比例させたので、スイッチング損失を低減でき、また、可聴周波数以下となり、不快な騒音を発生することもない。
【００９８】
また、磁束は電流に比例するため、交流電源電圧Ｖｉの最大値の時（電流も最大）に最大周波数とし、他の部分は交流電源電圧Ｖｉに比例させて周波数を変化させても、昇圧リアクトルＬ１の磁束は最大値を上回ることはなく、昇圧リアクトルＬ１は大型化せず、スイッチング損失を低減できる。
【００９９】
また、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆが下限周波数から上限周波数までの範囲に亙るので、発生するノイズも周波数に対して分散するから、ノイズを低減できる。このため、小型、高効率、低ノイズ化できる力率改善回路を提供できる。
【０１００】
（第２実施例）
図１８は第３の実施の形態に係る力率改善回路の第２実施例の交流電源電圧波形とＶＣＯにより変化するスイッチング周波数のタイミングチャートである。
【０１０１】
図１５に示す第１実施例では、交流電源電圧Ｖｉが低い部分に達したときに、ＶＣＯ１１５により、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを下限周波数ｆ_１２（例えば２０ＫＨｚ）に設定したが、図１８に示す第２実施例では、交流電源電圧Ｖｉが低い部分の場合で、下限周波数ｆ_１２未満では、ＶＣＯ１１５により、主スイッチＱ１の動作を停止させたことを特徴とする。この停止部分では、入力電流も少ないため、交流電源電流波形の歪みも最低限に抑えられる。
【０１０２】
（第３実施例）
第３実施例では、交流電源電圧が設定電圧以下の場合に主スイッチのスイッチング周波数を下限周波数（例えば２０ＫＨｚ）に設定し、交流電源電圧が設定電圧を超えた場合に主スイッチのスイッチング周波数を上限周波数（例えば１００ＫＨｚ）に設定したことを特徴とする。
【０１０３】
図１９は第３の実施の形態に係る力率改善回路の第３実施例のＶＣＯの詳細な回路構成図である。図１９に示すＶＣＯ１１５Ａにおいて、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１に抵抗Ｒ１が接続され、抵抗Ｒ１に直列に抵抗Ｒ２が接続されている。コンパレータ１１５ｂは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電圧を＋端子に入力し、基準電圧Ｅｒ１を−端子に入力し、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電圧が基準電圧Ｅｒ１よりも大きいときＨレベルをトランジスタＴＲ１のベースに出力する。この場合、基準電圧Ｅｒ１を前記設定電圧に設定する。
【０１０４】
トランジスタＴＲ１のエミッタは接地され、トランジスタＴＲ１のコレクタは、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＴＲ２のベースと抵抗Ｒ４の一端と抵抗Ｒ５の一端とに接続されている。抵抗Ｒ４の他端は電源Ｖ_Ｂに接続され、抵抗Ｒ５の他端は接地されている。トランジスタＴＲ２のエミッタは抵抗Ｒ６を介して電源Ｖ_Ｂに接続され、トランジスタＴＲ２のコレクタはコンデンサＣを介して接地されている。
【０１０５】
コンパレータ１１５ｃにヒステリシスを持たせるために、＋端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ９を接続し、＋端子は、抵抗Ｒ８を介して接地されるとともに、抵抗Ｒ１０を介して電源Ｖ_Ｂに接続されている。
【０１０６】
コンパレータ１１５ｃは、コンデンサＣの電圧を−端子に入力している。また、コンデンサＣの放電に、出力端子からダイオードＤ及び抵抗Ｒ７の直列回路が−端子に接続されている。図２０に示すように、交流電源電圧Ｖｉが設定電圧以下の場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを下限周波数ｆ_１２に設定した三角波信号を生成し、交流電源電圧Ｖｉが設定電圧を超えた場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを上限周波数ｆ_１１に設定した三角波信号を生成する。
【０１０７】
次に、このように構成された第３の実施の形態に係る力率改善回路の第３実施例の動作を図１９及び図２０を参照しながら説明する。ここでは、ＶＣＯ１１５Ａの動作についてのみ説明する。
【０１０８】
まず、ＶＣＯ１１５Ａは、全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧の電圧値に応じてスイッチＱ１のスイッチング周波数ｆが変化した三角波信号を生成する。
【０１０９】
ここで、図２０のタイミングチャートを用いて説明すると、交流電源電圧Ｖｉが設定電圧を超えた場合（例えば時刻ｔ_２〜ｔ_３、時刻ｔ_５〜ｔ_６）、コンパレータ１１５ｂからのＨレベルによりトランジスタＴＲ１がオンする。このため、電源Ｖ_Ｂから抵抗Ｒ４及びトランジスタＴＲ２のベースを介して抵抗Ｒ３に電流が流れるため、トランジスタＴＲ２のコレクタ電流が増大する。すると、トランジスタＴＲ２のコレクタに流れる電流によりコンデンサＣが短時間で充電される。即ち、コンデンサＣの電圧Ｅｃが上昇して、この電圧Ｅｃがコンパレータ１１５ｃに入力されるため、コンパレータ１１５ｃは、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを上限周波数ｆ_１１（例えば１００ＫＨｚ）に設定した三角波信号を生成する。
【０１１０】
一方、交流電源電圧Ｖｉが設定電圧以下の場合（例えば時刻ｔ_０〜ｔ_２、時刻ｔ_３〜ｔ_５）、コンパレータ１１５ｂからＨレベルは出力されないため、トランジスタＴＲ１はオフとなる。このため、トランジスタＴＲ２のコレクタ電流が減少するため、コンデンサＣの充電時間は長くなる。即ち、コンデンサＣの電圧Ｅｃはゆるやかに上昇して、この電圧Ｅｃがコンパレータ１１５ｃに入力されるため、コンパレータ１１５ｃは、スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを下限周波数ｆ_１２（例えば２０ＫＨｚ）に設定した三角波信号を生成する。
【０１１１】
次に、交流電源電圧Ｖｉが設定電圧を超えた場合（例えば時刻ｔ_２〜ｔ_３、時刻ｔ_５〜ｔ_６）、ＰＷＭコンパレータ１１６は、フィードバック信号ＦＢの値が上限周波数ｆ_１１を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が上限周波数ｆ_１１を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなる上限周波数ｆ_１１を持つパルス信号を生成し、パルス信号をスイッチＱ１に印加する。
【０１１２】
一方、交流電源電圧Ｖｉが設定電圧以下の場合（例えば時刻ｔ_０〜ｔ_２、時刻ｔ_３〜ｔ_５）、ＰＷＭコンパレータ１１６は、フィードバック信号ＦＢの値が下限周波数ｆ_１２を持つ三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が下限周波数ｆ_１２を持つ三角波信号の値未満のときにオフとなる下限周波数ｆ_１２を持つパルス信号を生成し、パルス信号をスイッチＱ１に印加する。
【０１１３】
このように第３実施例によれば、交流電源電圧が設定電圧以下の場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数を下限周波数に設定し、交流電源電圧が設定電圧を超えた場合にスイッチＱ１のスイッチング周波数を上限周波数に設定しても、第１実施例の効果とほぼ同等な効果が得られる。
【０１１４】
なお、第３の実施の形態では、第１の実施の形態の制御回路１０を制御回路１０ａに変更した力率改善回路であるが、本発明は、第３の実施の形態の変形例として、第２の実施の形態の制御回路１０を制御回路１０ａに変更した力率改善回路にも適用できる。
【０１１５】
（第４の実施の形態）
次に第４の実施の形態に係る力率改善回路を説明する。第１乃至第３の実施の形態に係る力率改善回路では、主スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【０１１６】
一方、ＳＩＴ（static induction transistor、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【０１１７】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【０１１８】
そこで、第４の実施の形態に係る力率改善回路は、第１の実施の形態に係る力率改善回路の構成を有すると共に、スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【０１１９】
図２１は第４の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。図２１に示す力率改善回路は、図１に示す第１の実施の形態に係る力率改善回路の構成を有すると共に、交流電源Ｖａｃ１から入力される交流電源電圧を全波整流回路Ｂ１で整流して、得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、全波整流回路Ｂ１の負極側出力端Ｐ２と電流検出抵抗Ｒとの間には、突入電流制限抵抗Ｒ１が接続されている。
【０１２０】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１には、昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａ及び可飽和リアクトルＳＬ１を介してＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎが接続され、スイッチＱ１ｎは、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。
【０１２１】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【０１２２】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ２とダイオードＤ６とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ６の両端電圧をスイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、平滑コンデンサＣ１に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【０１２３】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ６から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧によりスイッチＱ１ｎがオンする。
【０１２４】
制御回路１１は、平滑コンデンサＣ１の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力し、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【０１２５】
また、昇圧リアクトルＬ１に設けられた補助巻線５ｄの一端は、スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ７の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｄの他端は、ダイオードＤ７のカソードに接続され、ダイオードＤ７のアノードはコンデンサＣ７の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｄとダイオードＤ７とコンデンサＣ７とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｄで発生した電圧をダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給する。
【０１２６】
なお、制御回路１１は、第１の実施の形態の制御回路１０の機能も有している。ここでは、図面の複雑化を避けるために、制御回路１０を構成している、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、ＯＳＣ１１４、ＰＷＭコンパレータ１１６を省略した。
【０１２７】
次にこのように構成された第４の実施の形態に係る力率改善回路の動作を図２１乃至図２３を参照しながら説明する。
【０１２８】
なお、図２３において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電源電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ１電圧は、平滑コンデンサＣ１の電圧を示し、Ｃ６電圧は、コンデンサＣ６の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂからスイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【０１２９】
まず、時刻ｔ_０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電源電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプのスイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、平滑コンデンサＣ１を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に印加される（図２２中の▲１▼）。
【０１３０】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ６に蓄えられる（図２２中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ６の端子ｆ側が例えば零電位となり、コンデンサＣ６の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ６の電圧は、図２３に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ６の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【０１３１】
そして、コンデンサＣ６の電圧が、スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図２３の時刻ｔ_１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図２２中の▲３▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
【０１３２】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、平滑コンデンサＣ１は、充電されて（図２２中の▲４▼）、平滑コンデンサＣ１の電圧が上昇していき、平滑コンデンサＣ１の充電が完了する。
【０１３３】
次に、時刻ｔ_２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図２２中の▲５▼）。このため、スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１から昇圧リアクトルＬ１の昇圧巻線５ａ及び可飽和リアクトルＳＬ１を介してスイッチＱ１ｎに電流が流れて（図２２中の▲６▼）、昇圧リアクトルＬ１及び可飽和リアクトルＳＬ１にエネルギーが蓄えられる。
【０１３４】
また、昇圧リアクトルＬ１と電磁結合している補助巻線５ｄにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ７を介して制御回路１１に供給される（図２２中の▲７▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【０１３５】
次に、時刻ｔ_３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号をスイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ_３にスイッチＱ１ｎがオフして、電流Ｄ２ｉがダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ１に流れて負荷ＲＬに電力が供給される。また、昇圧リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーにより電流Ｄ１ｉがダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に流れて負荷ＲＬに電力が供給される。
【０１３６】
また、時刻ｔ_３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図２２中の▲８▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【０１３７】
なお、時刻ｔ_３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ_０）からの経過時間として設定され、例えば平滑コンデンサＣ１と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ１・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、スイッチＱ１ｎは、図１に示す第１の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１の動作と同様に動作する。
【０１３８】
このように第４の実施の形態に係る力率改善回路によれば、第１の実施の形態の効果が得られるとともに、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧によりスイッチＱ１ｎをオフさせ、平滑コンデンサＣ１が充電された後、スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率な力率改善回路を提供することができる。
【０１３９】
なお、第４の実施の形態は、第１の実施の形態の構成に図２１に示すようなノーマリオン回路を追加したが、例えば、本発明は、第２の実施の形態の構成に図２１に示すようなノーマリオン回路を追加してもよく、また、第３の実施の形態の構成に図２１に示すようなノーマリオン回路を追加してもよい。
【０１４０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチがオン時にＺＣＳ動作となりスイッチがオフ時にＺＶＳ動作となりスイッチング損失が低減し、効率が向上する。また、スイッチングノイズも低減し、フィルタを小型化でき、昇圧リアクトルと可飽和リアクトルも一体化できる。これにより、小型、低ノイズ、高効率な昇圧型の力率改善回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係る力率改善回路に設けられた可飽和リアクトルの構造図である。
【図３】第１の実施の形態に係る力率改善回路に設けられた可飽和リアクトルのＢ−Ｈ特性を示す図である。
【図４】第２の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。
【図５】可飽和リアクトルと昇圧リアクトルとを一体化したリアクトルの構造図である。
【図６】第２の実施の形態に係る力率改善回路の交流電源電圧波形と整流出力電流波形のタイミングチャートである。
【図７】第２の実施の形態に係る力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。
【図８】第２の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号のタイミングチャートである。
【図９】第２の実施の形態に係る力率改善回路のスイッチＱ１のターンオフ時の各部ににおける信号のタイミングチャートである。
【図１０】第３の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例を示す回路構成図である。
【図１１】第３の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例の交流電源電圧波形とスイッチング周波数のタイミングチャートである。
【図１２】図１１に示すタイミングチャートのＡ部における１００ＫＨｚのスイッチング波形を示す図である。
【図１３】図１１に示すタイミングチャートのＢ部における２０ＫＨｚのスイッチング波形を示す図である。
【図１４】第３の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例に設けられたＶＣＯの詳細な回路構成図である。
【図１５】第３の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例の交流電源電圧波形とヒステリシスコンパレータに入力される電圧とこの電圧により変化するスイッチング周波数のタイミングチャートである。
【図１６】第３の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例のＶＣＯの特性を示す図である。
【図１７】第３の実施の形態に係る力率改善回路の第１実施例のＶＣＯの周波数の変化に応じてＰＷＭコンパレータのパルス周波数が変化した様子を示す図である。
【図１８】第３の実施の形態に係る力率改善回路の第２実施例の交流電源電圧波形とヒステリシスコンパレータに入力される電圧により変化するスイッチング周波数のタイミングチャートである。
【図１９】第３の実施の形態に係る力率改善回路の第３実施例のＶＣＯの詳細な回路構成図である。
【図２０】第３の実施の形態に係る力率改善回路の第３実施例の交流電源電圧波形とコンデンサの電圧とこの電圧により変化するスイッチング周波数のタイミングチャートである。
【図２１】第４の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路構成図である。
【図２２】第４の実施の形態に係る力率改善回路の動作を説明するための図である。
【図２３】第４の実施の形態に係る力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。
【図２４】従来の力率改善回路を示す回路構成図である。
【図２５】従来の力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。
【符号の説明】
Ｖａｃ１ 交流電源
Ｂ１ 全波整流回路
１０，１０ａ，１１，１００ 制御回路
Ｑ１，Ｑ１ｎ スイッチ
ＲＬ 負荷
Ｒ１〜Ｒ１０ 抵抗
Ｌ１ 昇圧リアクトル
ＳＬ１ 可飽和リアクトル
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ スナバコンデンサ
Ｃ６，Ｃ７ コンデンサ
Ｓ１ スイッチ
５ｄ Ｌ１の補助巻線
１２ 起動電源部
１３ 通常動作電源部
Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード
Ｒ 電流検出抵抗
１１１ 誤差増幅器
１１２ 乗算器
１１３ 誤差増幅器
１１４ 発振器（ＯＳＣ）
１１５ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１１５ａ ヒステリシスコンパレータ
１１５ｂ，１１５ｃ コンパレータ
１１６ ＰＷＭコンパレータ

Claims (12)

1. 交流電源の交流電源電圧を整流回路で整流した整流電圧を昇圧リアクトルを介して入力して主スイッチによりオン／オフして入力力率を改善するとともに、直流の出力電圧に変換する力率改善回路であって、
   前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルに巻回された昇圧巻線及び巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
   前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルの昇圧巻線と可飽和リアクトルと前記主スイッチとからなる第２直列回路と、
   前記主スイッチと前記可飽和リアクトルとの接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第２ダイオードと、
   前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記平滑コンデンサの出力電圧を所定電圧に制御する制御手段と、
   前記主スイッチに並列に接続され、第３ダイオードとスナバコンデンサとからなる第３直列回路とを備え、
   前記可飽和リアクトルは、補助巻線をさらに備え、
   前記第３ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続点と前記第１ダイオードの一端との間に接続され、第４ダイオードと前記可飽和リアクトルの補助巻線とからなる第４直列回路と、
   を有することを特徴とする力率改善回路。
2. 前記主スイッチに並列に接続された第５ダイオードを有し、該第５ダイオードは、前記主スイッチの寄生ダイオードであることを特徴とする請求項１記載の力率改善回路。
3. 前記昇圧リアクトルと前記可飽和リアクトルとは、同一コア上に巻回されて一体化された一体型リアクトルからなることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の力率改善回路。
4. 前記可飽和リアクトルのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする請求項３記載の力率改善回路。
5. 前記制御手段は、前記主スイッチのターンオン時にゼロ電流スイッチさせ、前記主スイッチのターンオフ時にゼロ電圧スイッチさせることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の力率改善回路。
6. 前記制御手段は、前記主スイッチのスイッチング周波数を前記交流電源の交流電源電圧値に応じて制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の力率改善回路。
7. 前記制御手段は、
   前記出力電圧と基準電圧との誤差を増幅して第１誤差電圧信号を生成する第１誤差電圧生成手段と、
   この第１誤差電圧生成手段の第１誤差電圧信号と前記整流回路の整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を生成する乗算出力電圧生成手段と、
   前記整流回路に流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
   この電流検出手段で検出された入力電流に応じた電圧と前記乗算出力電圧生成手段の乗算出力電圧との誤差を増幅して第２誤差電圧信号を生成する第２誤差電圧生成手段と、
   前記整流回路の整流電圧値に応じて前記主スイッチのスイッチング周波数を変化させた周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、
   前記第２誤差電圧生成手段の第２誤差電圧信号に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記主スイッチのスイッチング周波数を変化させたパルス信号を生成し、パルス信号を前記主スイッチに印加して前記出力電圧を所定電圧に制御するパルス幅制御手段と、
   を有することを特徴とする請求項６記載の力率改善回路。
8. 前記制御手段は、前記交流電源電圧が下限設定電圧以下の場合に前記スイッチング周波数を下限周波数に設定し、前記交流電源電圧が上限設定電圧以上の場合に前記スイッチング周波数を上限周波数に設定し、前記交流電源電圧が前記下限設定電圧から前記上限設定電圧までの範囲の場合に前記スイッチング周波数を前記下限周波数から前記上限周波数まで徐々に変化させることを特徴とする請求項６又は請求項７記載の力率改善回路。
9. 前記制御手段は、前記交流電源電圧が前記下限設定電圧未満の場合には前記主スイッチのスイッチング動作を停止させることを特徴とする請求項８記載の力率改善回路。
10. 前記整流回路と前記平滑コンデンサとの間に接続され、前記交流電源がオンされたときに前記平滑コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗を有し、
    前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、
    前記制御手段は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記平滑コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項記載の力率改善回路。
11. 前記昇圧リアクトルは、補助巻線をさらに備え、該補助巻線に発生する電圧を前記制御手段に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項１０記載の力率改善回路。
12. 前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
    前記制御手段は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１０又は請求項１１記載の力率改善回路。

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