JP4282851B2 - 電磁石の制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子スイッチと直列にコイルの電源電圧の端子間に接続された少なくとも１つの保持コイルと、この保持コイル内を流れる保持電流を測定するための手段と、この保持電流を測定するための手段及び前記電子スイッチの制御電極に接続された保持電流を調整するための手段を有する電磁石を制御するための制御手段と、この制御手段の電源手段とを備えた電磁石の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
遮断器は、一般的には、一定数の電気補助機械、さらに特定すると閉鎖電磁石（ＸＦ）又は開放電磁石を備える。通常、２つの型の開放電磁石、つまり電圧引き外し装置が設けられる。それらは、遮断器の開放を引き起こさなければならない所定の条件が満たされると作動しなければならない電磁石を備える。不足電圧引き外し装置（ＭＮ）は、保護される電力システムの電圧が所定の閾値を下回ると、遮断器の開放を引き起こし、分流引き外し装置（ＭＸ）は、電力システムの電圧が別の閾値を超えると、遮断器の開放を引き起こす。
【０００３】
電磁石の制御に対して、相対的に高い突入電流を一時的に供給して、その後により低い保持電流を流すことが知られている（フランス特許出願ＦＲ−Ａ−２，１３３，６５２号明細書）。これは、保持電流を構成するために電流が切り替えられる単一コイルを備える装置、又は突入コイル及び保持コイルで形成されている二重コイルのどちらかで達成することができる。また、事前設定されたレベル間で突入電流及び保持電流を調整することも知られている（フランス特許出願ＦＲ−Ａ−２，５６８，７１５号明細書）。この装置は、無視できない電力を消費する電源回路によって供給される。したがって、この装置は高価で、かさばる。
【０００４】
電磁石の制御装置の電源回路は、補助電源電圧の発生を必要とすることがある。欧州特許出願ＥＰ−Ａ−３５３，５３３号明細書は、この目的のために、コイルに直列に接続されているトランジスタがオフ状態にされているときに、電磁石の制御コイル内に誘導される電圧を使用することを提案している。この実施形態は、電流の一部が電源回路に分岐されるだけで、コイル内を流れている電流を調整できるようにはなっていない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、装置に必要な電源電圧を安価に、かつ小容積で供給する一方で、保持電流を容易に調整できるようにする電磁石の制御装置を提供するにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明に従って、この目的は、制御手段の電源手段は、保持電流が供給されるように保持コイル及び電子スイッチと直列に接続され、保持電流を測定するための手段は、直列に接続された追加的電子スイッチ及び測定抵抗を有し、電源手段に並列に接続された測定回路を有し、制御手段は、追加的電子スイッチを周期的にオン状態にするように前記抵抗の端子及び前記追加的電子スイッチの制御電極に接続される、と言う構成によって達成される。
【０００７】
【発明の実施の形態】
その他の優位点及び特徴は、非制約的な例としてだけ示され、添付図面に表されている特定の実施形態に関する以下の説明からさらに明確になるだろう。
【０００８】
フランス特許出願ＦＲ−Ａ−２，５６８，７１５号明細書に記述されている型の図１に示した装置は、トランジスタＴ１及び測定抵抗Ｒ１と直列に、電源電圧Ｖａの端子と接地端子間に接続されている保持コイル１を備える。フリーホィールダイオードＤ１は、周知の極性で保持コイル１と並列に接続される。制御調整回路２は、トランジスタＴ１の制御電極に接続されている。制御調整回路２の入力は、電磁石の制御信号Ａを受信する。制御調整回路２は、トランジスタＴ１がオンになるときに、保持コイル１内を流れている電流を表している信号ｌｂを受信するために、抵抗Ｒ１の端子にも接続されている。このようにして、制御調整回路２は、装置を制御できるようにし、コイル内の電流を、電源電圧Ｖａとは無関係に事前設定値に調整できるようにする。電源電圧Ｖａの端子に接続されている電源回路３は、制御調整回路２に安定化されている補助電源電圧を供給する。
【０００９】
図１に示した装置においては、電源回路３が、無視できないほどの電力を消費する。一例として、電源回路３が供給しなければならない電流が約４ｍＡであり、電源電圧Ｖａが５００Ｖに達する場合、電源回路３によって消費されている電力は２Ｗに達する。電磁石コイルは、従来、約数ワットの電力を消費するので、電源回路の相対的な量は不釣合いである。スイッチング電源回路３の使用は、その電力消費を制限できるようにする可能性があるが、費用の問題も、容積の問題も解決しないだろう。
【００１０】
欧州特許出願ＥＰ−Ａ−３５３，５３３号明細書に説明されている型である、図２に示した装置は、トランジスタＴ２とＴ３に直列で電源電圧Ｖａの端子と接地端子との間に接続されている保持コイル１を備える。パルス幅変調（ＰＷＭ）型制御回路４は、トランジスタＴ２とＴ３の制御電極に接続される。電源回路５は、図２に示されている実施形態では負である補助電源電圧Ｖｂ２を、電源電圧Ｖａから引き出すことができるようにする。保持コイル１及びＮＰＮ型トランジスタＴ３のコレクタの共通接続点はダイオードＤ２により電源電圧Ｖａの端子に接続されているが、保持コイル１及びＰＮＰ型トランジスタＴ２のコレクタの共通接続点は、サイリスタＴｈを介して接地されている。サイリスタＴｈは、サイリスタＴｈの端子に、ダイオードＤ３と直列に接続されているコンデンサＣ１の端子に発生する補助電源電圧Ｖｂ２を制御するために使用される。電圧Ｖｂ２の調整回路６は、コンデンサＣ１に並列接続されており、サイリスタＴｈのゲートにサイリスタの制御信号を供給する。制御回路４の制御によって、トランジスタＴ２がオン状態からオフ状態に切り替わると、保持コイル１に電圧が誘導される。この結果、ダイオードＤ３の陰極に負の電圧が生じ、この電圧がコンデンサＣ１を負に充電する。必要とされている電圧がコンデンサＣ１の端子に得られると、電圧Ｖｂ２の調整回路６が、サイリスタＴｈによって必要とされている値にこの電圧を維持する。
【００１１】
図２に示した回路においては、図１に示した装置のように、トランジスタＴ１と直列に接続されている抵抗による電流の測定を使用して、事前設定されている値に、コイル内を流れている電流を調整することはできない。コイルに流れている電流の一部は、実際、電源回路５に分岐される。
【００１２】
図３に示した本発明の実施形態においては、制御装置は、全波整流ブリッジ７によって交流電源圧に接続される。全波整流ブリッジは、少なくとも１つの保持コイル１の電源電圧Ｖａを供給する。好ましい実施形態においては、装置は、突入コイル（図３に表されていない）及び図３に示した保持コイル１によって構成された保持コイル付きの二重コイル装置である。
【００１３】
保持コイル１は、図中のＭＯＳ型のトランジスタＴ４及び２つの補助電源電圧ＶｂとＶｃを供給する電源回路８と直列に接続されている。
【００１４】
電磁石の制御は、マイクロプロセッサを基本として構成されたマイクロプロセッサ回路９で実行されている。図３では、それは、電源電圧Ｖａの端子間に直列で接続されている２つの抵抗Ｒ２とＲ３によって形成されている電圧デバイダの中間点に接続されている入力端子Ｅ１を備える。このようにして、装置は、電圧トリップ装置の電磁石の制御のために使用することができ、整流器ブリッジ７の入力に供給されている電圧を表している抵抗Ｒ３の端子電圧は、不足電圧引き外し装置の場合にはマイクロプロセッサによって事前設定された最低の閾値と比較され、分流器引き外し装置の場合にはマイクロプロセッサによって事前設定された最大の閾値と比較される。
【００１５】
マイクロプロセッサ回路９の出力端子Ｓ１は、それ自体電源電圧Ｖａが供給されている電圧整合回路１０を介して、トランジスタＴ４の制御電極に接続される。マイクロプロセッサ回路９は、一方で抵抗Ｒ３の端子の電圧値に従って、他方では保持コイル１内の保持電流を事前設定値まで締め付けるために、トランジスタＴ４の状態を制御する。保持電流のこの締めつけ又は調整を実行するために、マイクロプロセッサ回路９は、この電流の測定を必要とする。このためには、装置が、電源回路８に並列に接続されている測定回路を備える。測定回路は、図中のＭＯＳ型のトランジスタＴ５と直列に接続されている測定抵抗Ｒ４を備える。トランジスタＴ５の制御電極は、マイクロプロセッサ回路９の出力端子Ｓ２に接続されるが、測定抵抗Ｒ４の端子での電圧は、マイクロプロセッサ回路９の入力端子Ｅ２に供給される。
【００１６】
図３の特定の実施形態においては、電源回路８は、保持コイル１及びトランジスタＴ４と直列に、電源電圧Ｖａの端子間に接続されているツェナーダイオードＺ１を備える。ダイオードＤ４は、コンデンサＣ２と直列に、ツェナーダイオードＺ１の両端に接続されている。補助電源電圧Ｖｂの調整回路１１は、コンデンサＣ２と並列に接続されている。
【００１７】
図３では、補助電源電圧Ｖｂが、マイクロプロセッサ回路９の電源入力端子に供給されている。調整されていない補助電源電圧Ｖｃは、コンデンサＣ２の端子の電圧である。それは、図４においてさらに詳細に説明されるように、突入コイルの制御のために使用することができる。好ましい実施形態においては、電圧Ｖｂは５Ｖに近いが、電圧Ｖｃは約１０Ｖである。
【００１８】
図３に示した装置は、次のように動作する。調整されている保持電流の保持コイル１内での流れは、マイクロプロセッサ回路９で制御される。トランジスタＴ４がオンであるとき、保持電流は、ツェナーダイオードＺ１の端子に、事前設定電圧、例えば約１０Ｖを発生させ、その電圧がダイオードＤ４によってコンデンサを充電する。調整されていない補助電源電圧Ｖｃは、このようにしてコンデンサＣ２の端子で得られる。この電圧はＶｂの電圧調整回路に適用され、補助電源電圧Ｖｂを供給するために、例えば直線調整器などの任意の既知の型であってよい。
【００１９】
定期的に、好ましくは３１２μｓ毎に、マイクロプロセッサ回路９は、測定抵抗Ｒ４の端子での電圧測定に必要な時間中、同時に、トランジスタＴ４とＴ５のターンオン命令信号をその出力端子Ｓ１とＳ２に発生する。トランジスタＴ５がオンであるとき、ツェナーダイオードＺ１の端子に、つまり電源回路８の入力に供給されている電圧は、例えば、数ボルト（例えば３Ｖ）に近い値まで減少する。保持電流は、もはや電源回路に供給されないが、逆極性のダイオードＤ４が、トランジスタＴ５を通るコンデンサＣ２の放電を妨げる。コイル内を流れる保持電流は、それからトランジスタＴ５を介して、測定抵抗Ｒ４を通って流れる。マイクロプロセッサ回路９は、このようにして定期的にその入力端子Ｅ２に保持電流を表している測定値を得る。この測定値は、保持電流を調整するために、マイクロプロセッサ回路９によって使用される。保持電流が事前設定されている設定値を下回るか、それに等しい場合、マイクロプロセッサ回路９は、次の測定までトランジスタＴ４をオンにしておく。他方、保持電流が設定点値を上回ると、トランジスタＴ４は、次の測定までオフにされる。
【００２０】
図３の電源回路８は、電源電圧Ｖａのレベルに関係なく、５Ｖという電圧Ｖｂにて４ｍＡという供給電流の場合、約２０ｍＷという非常に低い電力を消費するにすぎない。
【００２１】
図３に示した装置は、図４に示されている追加要素によって完成することができる。この実施形態においては、装置は、さらに、トランジスタＴ６及び測定抵抗Ｒ５に直列で、電源電圧Ｖａの端子に接続されている突入コイル１２を備える。フリーホィールダイオードＤ５は、突入コイル１２と並列に接続されている。マイクロプロセッサ回路９は、突入突入コイル１２の突入電流の流れを制御するように設計されている制御出力端子Ｓ３を備える。図３及び図４においては、この電流は、測定抵抗Ｒ５の端子での電圧を表している入力端子Ｅ３に加えられる信号、つまり突入コイル１２内を流れている突入電流を表している信号を受信するマイクロプロセッサ回路９により従来の方法で調整することができる。
【００２２】
マイクロプロセッサ回路９から出力される制御信号は、例えば約５Ｖという非常に低い電圧信号であるが、保持コイル１及び１２の電源電圧Ｖａは２２０Ｖ又は５００Ｖにも達することがある。これは、出力端子Ｓ１及びＳ２とトランジスタＴ４及びＴ６の制御電極の間に電圧整合回路の取付けを必要とする。
【００２３】
図３の電圧整合回路１０の既知の種類の特定の実施形態は、図５で表されている。それは、ツェナーダイオードＺ２と直列で、電源電圧Ｖａの端子間に接続されている高耐圧抵抗Ｒ６を備える。抵抗Ｒ７は、トランジスタＴ７と直列にして、ツェナーダイオードＺ２に並列に接続される。トランジスタＴ７の制御電極は、マイクロプロセッサ回路９の出力端子Ｓ１に接続される。抵抗Ｒ６とＲ７、及びツェナーダイオードＺ２の共通接続点は、トランジスタＴ４の制御電極に接続されている電圧整合回路の出力を形成する。端子Ｓ１に供給されている論理信号のレベルが低い（例えば０Ｖ）とき、トランジスタＴ７はオフにされ、トランジスタＴ８の制御電極は、電圧Ｖｃを上回る、ツェナーダイオードＺ２のツェナー電圧に対応する高いレベルにある。一例として、ツェナーダイオードＺ２のツェナー電圧は約１８Ｖであってよい。それから、トランジスタＴ４はオンにされる。他方、端子Ｓ１に供給されている論理信号のレベルが高い（例えば５Ｖ）場合、トランジスタＴ７はオンにされ、ツェナーダイオードＺ２を短絡し、トランジスタＴ４の制御電極を低いレベルに切り替え、その結果トランジスタＴ４をターンオフする。
【００２４】
同じ型の回路は、出力端子Ｓ３とトランジスタＴ６の制御電極の間で使用できるだろう。しかし、高耐圧抵抗Ｒ６及びツェナーダイオードＺ２の使用を必要としているこのような回路はかさばる。図４の特定の実施形態は、電圧整合回路の電源電圧として電源回路８によって供給されている補助電源電圧Ｖｃを使用することによってこの欠点を克服できるようにする。約５Ｖという補助電源電圧Ｖｂは、トランジスタＴ６をスイッチングするには十分ではないことに注意する必要がある。他方、約１０Ｖという電圧Ｖｃはきわめて適切である。図４の電圧整合回路は、補助供給電圧ＶｃとトランジスタＴ６の制御電極の間で直列に接続されている２つの抵抗Ｒ８及びＲ９を備える。ＭＯＳ型のトランジスタＴ８は、抵抗Ｒ８及びＲ９に共通な接続点と接地点との間に接続される。トランジスタＴ８の制御電極は、抵抗Ｒ１０によって出力端子Ｓ３及び補助電源電圧端子に接続される。端子Ｓ３に加えられる論理信号が低レベルにあるとき、トランジスタＴ８はオフにされ、トランジスタＴ６はオンにされる。他方、端子Ｓ３に加えられている論理信号が高レベルにあるとき、トランジスタＴ８はオンにされ、トランジスタＴ６をオフにする。
【００２５】
補助電源の電圧調整回路１１も、その供給電圧Ｖｂが一定の閾値を下回ったときにマイクロプロセッサをリセットするために、マイクロプロセッサ回路９のリセット入力端子Ｒに接続されている出力端子を備える（図３）。
【００２６】
装置の電源投入時、マイクロプロセッサ回路９は自動的にリセットされる。その入出力ポートは高いインピーダンスにある。図５では、トランジスタＴ７の制御電極及び接地点に接続されている抵抗Ｒ１１が、この電極の電位を０Ｖに設定し、トランジスタＴ７をオフにし、それがトランジスタＴ４をオンにする。したがって、コンデンサＣ２の充電は、自動的に行われ、装置の起動を保証する。
【００２７】
最近のマイクロプロセッサは、たいていの場合、この電源電圧の減少のケースでリセット機能を有する。このケースでは、マイクロプロセッサ回路９の入力端子Ｒに接続されている電圧調整回路１１の出力は、もはや絶対必要ではなく、電圧Ｖｂはもはやそれほど正確ではない。その場合、電源回路８を簡略化することが可能である。簡略化されている代替回路は、図６に示されている。
【００２８】
図６では、電圧調整回路１１が除去され、ツェナーダイオードＺ１は、通常はオンである、直列なダイオードＤ６を備えている回路、及び閾値電圧が、例えば５Ｖという必要とされている補助電源電圧Ｖｂに等しいツェナーダイオードＺ３によって置き換えられている。ダイオードＤ６は、ダイオードＤ４の電圧に対する温度変動の影響を補償することができる。
【００２９】
制御装置が図６の簡略化されている電源回路８を備える場合、補助電源電圧Ｖｃは、図４の電圧整合回路の供給にはもはや使用できない。電圧整合回路１０（図５）のツェナーダイオードＺ２の端子での電圧は、補助電源電圧Ｖｃの代替として使用することができる。
【００３０】
電磁石をアンラッチするためには、突入コイル及び保持コイルでの電流は、少なくとも１５ｍｓ中断されなければならない。マイクロプロセッサ回路９に電源電圧を供給する保持電流を排除すると、この期間中にこの電源を維持するという問題が生じる。例えば、マイクロプロセッサ回路９が４ｍＡを消費する場合、その電源を１５ｍｓ維持するということは、大型のコンデンサＣ２（図３）の使用を示唆し、したがってかさばる。本発明の改善策に従って、コンデンサＣ２のサイズを縮小できるようにするために、制御装置は、トランジスタＴ４の電源オフを命令するアンラッチ命令が送られるとすぐに、マイクロプロセッサにストップ（ＳＴＯＰ）モードと呼ばれる特定のスタンバイモードに切り替えさせる。ストップ（ＳＴＯＰ）モードでは、マイクロプロセッサ回路は、例えば、約数マイクロアンペア（１から１０μＡ）という大幅に削減されている電流しか消費しない。コンデンサＣ２はもはや保持電流によって充電されなくなるので、それはゆっくりと放電する。電圧Ｖｂが事前設定された閾値を下回ると、マイクロプロセッサは、電圧調整回路１１によって、又はそれ自体によって、又は適切な比較回路によって自動的にリセットされる。このリセットは、電源投入フェーズにおけるように、高インピーダンスへのマイクロプロセッサ入出力の切替えを引き起こし、その結果トランジスタＴ４をオンにし、コンデンサＣ２を充電し、補助電源電圧Ｖｂを増加させる。ただし、コンデンサＣ２は、マイクロプロセッサのリセットのために特定の寸法に作られ、電磁石のアンラッチに必要な１５ｍｓ後につねに発生する。電磁石がアンラッチされると、リセットが発生したときのコイル内の保持電流の流れは、さらに大きい突入電流を必要とする電磁石のラッチを引き起こすには不十分である。
【００３１】
前記説明において、保持コイル１は保持コイルであり、突入コイル１２（図４）は突入コイルである。本発明は、装置が、コイルを通って流れている電流に応じて、保持コイル及び突入コイルの両方として動作しているただ１つのコイル（１）を備えるケースにも適用し、マイクロプロセッサ回路９は、突入電流を下回るレベルまで保持電流を調整する。
【００３２】
マイクロプロセッサ回路９の入力端子Ｅ１に加えられている信号が、保護される電力システムの電圧を表している図３に従った装置は、不足電圧又は分流引き外し装置（ＭＮ又はＭＸ）の制御に特に適している。
【００３３】
本発明は、任意の型の電磁石、及び特に、遮断器の閉鎖電磁石に適用し、その場合、適切な信号が入力端子Ｅ１に供給される。
【図面の簡単な説明】
【図１】先行技術による電磁石の制御装置の構成を示す回路図。
【図２】先行技術による電磁石の制御装置の構成を示す回路図。
【図３】本発明に係る電磁石の制御装置の第１の実施形態の構成を示す回路図。
【図４】突入コイルを備えている第２実施形態において、図３に従った装置の追加要素を示す回路図。
【図５】図３に従った装置の電圧整合回路の特定の実施形態を示す回路図。
【図６】図３に従った装置の電源回路の代替実施形態を示す回路図。
【符号の説明】
１ 保持コイル
２ 制御調整回路
３ 電源回路
４ パルス幅変調型制御回路
５ 電源回路
６ 電圧Ｖｂ２の調整回路
７ 全波整流器ブリッジ
８ 電源回路
９ マイクロプロセッサ回路
１０ 電圧整合回路
１１ 電圧調整回路
１２ 突入コイル

Claims (7)

1. 電子スイッチ（Ｔ４）と直列にコイルの電源電圧（Ｖａ）の端子間に接続された少なくとも１つの保持コイル（１）と、この保持コイル（１）内を流れる保持電流を測定するための手段と、この保持電流を測定するための手段及び前記電子スイッチ（Ｔ４）の制御電極に接続された保持電流を調整するための手段を有する電磁石を制御するための制御手段と、この制御手段の電源手段（８）と、を備えた電磁石の制御装置において、
   前記制御手段の電源手段（８）は、保持電流が供給されるように保持コイル（１）及び電子スイッチ（Ｔ４）と直列に接続され、
   前記保持電流を測定するための手段は、直列に接続された追加的電子スイッチ（Ｔ５）及び測定抵抗（測定抵抗Ｒ４）を有し、前記電源手段（８）に並列に接続された測定回路を有し、
   前記制御手段（９，１０）は、前記追加的電子スイッチを周期的にオン状態にするように前記抵抗の端子及び前記追加的電子スイッチ（Ｔ５）の制御電極に接続された、
   ことを特徴とする電磁石の制御装置装置。
2. 前記電源手段（８）は、前記保持コイル（１）及び前記電子スイッチ（Ｔ４）と直列に接続されたでツェナーダイオード（Ｚ１，Ｚ３）と、前記ツェナーダイオードの端子間にコンデンサ（Ｃ２）と直列に接続されたダイオード（Ｄ４）を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電磁石の制御装置。
3. 前記電源手段は、前記ツェナーダイオード（Ｚ３）と直列に接続されたでダイオード（Ｄ６）を備えたことを特徴とする請求項２に記載の電磁石の制御装置。
4. 前記電源手段は、コンデンサ（Ｃ２）と並列に接続された電圧調整回路（１１）を備えたことを特徴とする請求項２に記載の電磁石の制御装置。
5. 前記制御手段は、マイクロプロセッサを基本として構成されたマイクロプロセッサ回路（９）を備えたことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載された電磁石の制御装置。
6. 前記制御手段は、前記マイクロプロセッサ回路（９）と前記電子スイッチ（Ｔ４）の制御電極の間に接続された電圧整合回路（１０）を備えたことを特徴とする請求項５に記載の電磁石の制御装置。
7. 前記マイクロプロセッサ回路（９）は、それが電磁石にアンラッチ命令を供給するときに、スタンバイモードに切り替わることを特徴とする請求項５又は６に記載の電磁石の制御装置。

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