JP4259843B2

JP4259843B2 - 遅延ホッピング連続雑音送信参照方式を用いた超広帯域通信システム及び方法

Info

Publication number: JP4259843B2
Application number: JP2002296940A
Authority: JP
Inventors: ラルフ・トマス・ホクター; デビッド・エム・ダベンポート; アーロン・マーク・デンティンジャー; ニック・アンドリュー・ヴァン・ストラレン; ハロルド・ウッドラフ・トムリンソン，ジュニア; ケネス・ブレイクリイ・ウェルズ，ザ・セカンド; ジョン・エリック・ハーシェイ
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 2001-10-10
Filing date: 2002-10-10
Publication date: 2009-04-30
Anticipated expiration: 2022-10-10
Also published as: US20030069026A1; EP1303056A2; EP1303056A3; JP2003169000A; US7068715B2

Description

【０００１】
【発明の背景】
本発明は、超広帯域通信システムの送信、受信、検出、同期、及び利用に関する。具体的には、本発明は、連続雑音送信参照遅延ホッピング（transmitted-reference, delay hopped、ＴＲ／ＤＨ）方式の超広帯域無線通信システムに関する。
【０００２】
従来の超広帯域（ＵＷＢ）無線システムは、時間長が典型的には１ナノ秒未満の極く短い無線周波数（ＲＦ）パルスの系列を送受信することにより動作する。この方式をインパルス無線と呼ぶ。個々のパルスは典型的には低エネルギを有する。結果的に、パルス状波形のデューティ・サイクルが小さくなり、平均電力が極く小さくなる。
【０００３】
ＵＷＢ通信システムを具現化する従来の一アプローチでは、パルス位置変調（ＰＰＭ）方式を用いてＵＷＢ搬送波に情報を刻印する。ＰＰＭは、一定数の異なる時間ウィンドウのうちのいずれに受信パルスが現われているかを受信器が決定して、この決定が１量子分の情報を伝達するという直交信号伝送方式である。例えば、二つの可能な時間ウィンドウが存在している場合には、一つのウィンドウの決定により１ビットの情報が伝達され、三つのウィンドウの場合には１トリットの情報が伝達され、四つのウィンドウの場合は２ビットが伝達され、以下同様となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ＰＰＭシステムをうまく動作させるためには、送信器と受信器との間で正確な時間同期を獲得して保持する必要がある。例えば、ＵＷＢＰＰＭシステムの場合に、この同期はパルス時間長の部分数の範囲内まで正確でなければならない。ＵＷＢシステムではパルス時間長は極く短いため、この同期の要件は非常に厳しい。この方法のための同期を確立するのに必要な時間は実現不可能なほど長く、一対よりも多い送信器及び受信器が同時刻に動作している場合に生ずる多元接続干渉の存在下では獲得が常に可能であるとは限らない。従来のＵＷＢインパルス無線通信の利用時には獲得時間が長いことが大きな問題点である。従って、従来のアプローチに付随していた同期の困難さをなくしたＵＷＢ通信システムが必要とされている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、二つの主な特徴の組み合わせ、及び各特徴を巡る革新的手法から成っている。これらの特徴の第一のものは当技術分野で送信参照（ＴＲ）方式として公知である。ＴＲ手法は、データによって変調されている搬送波及び変調されていない搬送波の二つの形態の広帯域搬送波の送信として定義される。これら二つの信号は受信器によって復元され、互いに対する相関を求めて変調データの検出を行なう。広く用いられている広帯域搬送波は連続広帯域擬似雑音源であり、変調形態及び非変調形態は典型的には、時間又は周波数のいずれかで互いから分離される。本発明で用いられる搬送波は、連続広帯域雑音又は連続広帯域擬似雑音である。従って、本発明では、「送信参照」という用語は、受信器にとって既知の特定の時間間隔によって互いから分離される雑音波形又は擬似雑音波形の多数のインスタンス（instance、実形態）の送受信を指すものとする。雑音波形をそれ自体で搬送波と呼ぶ。情報は、二つの送信雑音波形の相対的な位相を変調させることにより、上述のような信号によって伝送される。受信器は、有限の区間にわたって、受信した信号と該信号自体の遅延付き形態との相関を求めて信号を復調する。インパルス無線方法とは対照的に、送信参照手法の利用によって個々のパルスとの同期が不要になる。他方、この方式は、インパルス無線手法と比較すると信号対雑音比（ＳＮＲ）に弱点がある。
【０００６】
異なる遅延を付して二つのＵＷＢＴＲ信号を発生させると、幾つかの条件下では、同じ受信信号に対して二つの別個の相関器を適用することによりこれら二つのＵＷＢＴＲ信号の両方を同時に受信して復調することが可能になる。従って、それぞれ別個の送信器に関連付けられている異なる遅延を用いると、ＵＷＢＴＲ通信システムに一定量の多元接続収容力が付与される。一実施形態では「収容力」とは、通信システムがサポート可能な同時利用者数として定義される。
【０００７】
本発明の第二の特徴は、「遅延ホッピング」と呼ばれる形式の多元接続方式である。ＵＷＢ通信の場合には、遅延ホッピングとは、送信器及び受信器の両方にとって既知の固定されたパターンでＴＲＵＷＢ送信時に用いられる遅延を変化させる方法を指す。このパターンは符号語を構成しており、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）手法によって多元接続収容力が得られる。
【０００８】
ＣＤＭＡは、利用者がチャネルにランダムな態様で接続することを可能にする多元接続方法である。ＣＤＭＡシステムでは、異なる利用者からの信号送信が時間及び周波数の両方について完全に重畳してよい。これらの信号の復調には、各々の信号が受信器にとって既知の符号系列に関連付けられているという事実が利用されており、この符号を一般に拡散符号と呼んでいる。異なる送信器の拡散符号は、多数の符号が互いに殆ど干渉しないようにして同時に検出され得るという意味で直交（又は近似的に直交）していなければならない。
【０００９】
本発明の代表的な一実施形態は、同期が容易で且つ実用に耐える水準の多元接続収容力を有する連続雑音送信参照を送信するＵＷＢ通信方式を案出するためにＴＲ手法とＤＨ手法とを組み合わせることから成っている。
【００１０】
【発明の実施の形態】
一実施形態では、本書に記載する特定の送信参照（ＴＲ）方法は、少なくとも二つの連続雑音波形の送信を必要とする。二つの連続雑音波形は、受信器３００（図３）及び送信器１００（図１）の両方にとって既知の時間間隔Ｄによって分離される。送信データは、二つの連続雑音波形の相対的な振幅極性によって符号化される。送信波形の一方は常に同じ極性で送信され、この波形が参照信号となる。他方の波形は極性が変調されており、情報を担持した信号となる。「送信参照」という名称は、参照信号が情報を担持した信号と共に送信されるという事実に由来する。
【００１１】
図１に示すように、連続雑音送信参照を送信するのに用いられる送信器１００の一実施形態は、遅延時間間隔（Ｄ）を有する遅延１６０に接続されている広帯域雑音源１１０と、加算器１７０とを備えている。遅延１６０の出力は情報変調器１３０に接続されており、情報変調器１３０もまた加算器１７０に接続されている。アンテナ１８０が加算器１７０に接続されている。この実施形態では、連続雑音波形の二つのインスタンスが遅延時間間隔（Ｄ）によって分離される。遅延時間間隔（Ｄ）は送信器１００及び受信器３００（図３）に既知である。送信データは、各連続雑音波形の相対的な振幅極性によって符号化されている。
【００１２】
図２に示す送信器１００のもう一つの実施形態では、広帯域雑音源１１０がスペクトル成形装置１２０に接続されて、連続雑音搬送波を発生する。広帯域雑音源は、バック・バイアス・ダイオードを含んでいてよく、ダイオードの出力をキャパシタに通してあらゆるＤＣバイアスを除去する。また、広帯域雑音源は高速擬似ランダム雑音発生器を含んでいてもよい。スペクトル成形装置１２０は広帯域雑音源１１０の出力をフィルタ処理する。一実施形態では、スペクトル成形装置１２０はアナログ・フィルタを含んでいてよい。他の実施形態では、スペクトル成形装置１２０はディジタル・フィルタを含んでいてよい。スペクトル成形装置１２０は、所定の周波数帯域からエネルギを除去して、通信の一貫性を保護し且つ／又は連邦政府規制に従う。スペクトル成形された連続雑音送信参照は、加算器１７０及び情報変調器１３０へ供給される。
【００１３】
一実施形態では、情報変調器１３０は、スペクトル成形装置１２０からの連続雑音搬送波に対して遅延ホッピング符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）符号語を刻印する。やはりマルチプレクサ及びデータ極性スイッチ１５０に接続されている遅延ホッピング制御器１４０が、遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５を導出する。情報シンボル１４５が遅延ホッピング制御器１４０へ供給され、遅延ホッピング制御器１４０は情報シンボル１４５を用いて遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５を生成する。この符号語は、遅延値の系列と、関連するチップ位相極性の系列とから成っている。遅延ホッピング制御器１４０は、一実施形態では、有限状態順序機械で構成されている。一実施形態では、符号語はＮ_C個のチップを含んでいる。Ｎ_C個のチップの各々が、固定された時間間隔又は遅延によって分離される一対の連続雑音波形を含んでいる。
【００１４】
マルチプレクサ及びデータ極性スイッチ１５０は、固定された遅延帯１６０に対する広帯域連続雑音波形の適用及び経路選択、並びに情報を担持した波形に対するチップ極性値の適用を制御する。一実施形態では、遅延１６０は、同軸伝送ケーブルの分節のような離散的な遅延アナログ構成要素を含んでいてよい。他の実施形態では、遅延１６０はディジタル遅延構成要素を含んでいてもよい。他の実施形態において、雑音源１１０が擬似ランダム雑音源で構成されている場合には、遅延１６０は、雑音が発生されるときに擬似ランダム雑音源によって生成されてもよい。マルチプレクサ・スイッチ１５０は遅延ホッピング制御器１４０によって制御され、遅延ホッピング制御器１４０が遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５の相互相関の限度によって課される所定の設計規準に従って遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５を生成することにより制御される。スペクトル成形装置１３０の出力及び固定された遅延１６０の出力は、加算器１７０によって結合され加算されて、広帯域雑音源１１０によって発生される連続雑音搬送波の二つのインスタンスの和を含む連続雑音送信参照信号を発生する。このとき、第一のインスタンスは、遅延のない連続雑音波形を含んでおり、第二のインスタンスは、変調された遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５で刻印された１以上の連続雑音波形の遅延付きインスタンスを含んでいる。連続雑音波形はフィルタ１７５へ供給されてさらにフィルタ処理された後に、アンテナ１８０へ供給されて放射される。
【００１５】
遅延ホッピングは、送信参照方式ＵＷＢと共に用いられるべき符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式である。ＴＲＵＷＢにおいては、連続雑音送信参照信号を別個の遅延で送受信することにより、限定された量の多元接続収容力が利用可能となる。一つの遅延に同調されている受信器１００は、それ自体の遅延値で送信されている連続雑音送信参照信号に対する場合よりも遥かに低いエネルギ・レベルにある別個の遅延で受信した連続雑音送信参照信号に応答する。しかしながら、受信器のアンテナ３１０に異なる遅延を付した多数の送信が存在している場合には、異なる送信器から発した連続雑音送信参照信号の間に偽の相関が生ずる場合がある。多数の遅延、及び参照信号と情報を担持した信号との間での多数の相対的な信号極性を表わすチップを備えたＣＤＭＡ符号語を用いることにより、遅延ホッピングは、単に異なる遅延を付して送信する場合よりも大きい多元接続収容力に対応することができる。
【００１６】
送信参照／遅延ホッピング（ＴＲ／ＤＨ）方式の符号語（遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語１３５とも呼ぶ）は、順次送信されるＮ_C個のチップから成っている。Ｎ_C個のチップの各々が、固定された時間間隔で分離される連続雑音送信参照を含んでいる。異なるチップ区間にある連続雑音送信参照は一般的には、異なる遅延によって特徴付けられる。チップ値は、送信されたチップの関連する遅延値及び極性の両方で区別されることを特記しておく。Ｎ_C個のチップの符号語を用いて一つのデータ・ビットを送る場合に、この送られるべきデータ・ビットが１であれば、符号語の各々のチップの情報を担持するすべての信号が符号語極性ビットの極性を有する。送られるべきデータ・ビットが０であれば、符号語の各々のチップの情報を担持するすべての信号が符号語極性ビットの反対の極性で送信される。
【００１７】
パラメータの典型的な値は次の通りである。符号語内のチップ数（Ｎ_C）は５０〜１０００であり、各々のチップの時間長は１マイクロ秒〜１０マイクロ秒である。二つの連続雑音送信参照信号を分離する時間遅延は、可能な時間間隔の小集合から導出される。連続雑音送信参照信号を分離する間隔の時間長には基本的な制限が存在していないが、短い遅延の方が送信器１００及び受信器３００においてより正確に具現化され得る。
【００１８】
ＤＨＣＤＭＡ符号語１３５は、遅延ホッピング符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式の最も重要な部分である。ＤＨＣＤＭＡ符号語１３５は、コンピュータ検索を用いて容易に見出すことができる。例えば、発明者は符号語１０００個から成る集合を生成しており、各符号語が２００個のチップで構成され、１６の可能な遅延の集合から遅延を導出した。これらのＤＨＣＤＭＡ符号語１３５はすべて、絶対値にしてピーク自己相関の７％未満の自己相関サイドローブを有する。これらの語の任意の対の間の任意の遅延での相互相関の絶対値の最大値は、ピーク自己相関の１０％未満である。さらに多くのチップで構成されているさらに長い符号は一層良好な相関特性を有すると考えられる。
【００１９】
図３に、受信器３００のトップ・レベル構造を示す。送信参照／遅延ホッピング（ＴＲ／ＤＨ）符号語用の受信器３００は、アンテナ３１０に接続されている相関器バンク３２０から成っている。パルス対相関器バンク３２０内の各々の相関は異なる遅延に同調されている。相関器バンク３２０は、出力３５０を有するＣＤＭＡ符号語相関器３５０に接続されている。ＣＤＭＡ符号語相関器３４０は、一実施形態では、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１３４上で実行されるソフトウェアとして具現化される。他の実施形態では、符号語相関器３４０は、プログラマブル論理素子（ＰＬＤ）であってもよいし、又は特定応用向け集積回路（ＡＳＩＣ）であってもよい。相関器バンク３００の出力は、典型的には２ｍｓｐｓ〜１０ｍｓｐｓのサンプリング速度でＡ／Ｄ変換器３３０によってサンプリングされる。この速度はチップ時間によって決まる。一般的には、チップ当たり２以上のサンプルを得ると望ましい。
【００２０】
相関器バンク３２０内の各々の相関器は、図４に示すように、遅延３２２、信号乗算器３２４（四象限ギルバート・セル等）、及び有限時間積分器３２６を備えたアナログ回路である。信号を二つの経路に分割して、うち一方を遅延させる。受信信号の二つの形態を乗算して、積をチップ時間にわたって積分する。遅延３２２は、遅延付き回路経路の先行パルスが無遅延回路経路の追従パルスと時間的に位置合わせされるようなものとする。このノン・ゼロ平均の積をチップ間隔にわたって積分して、チップ信号を発生する。この回路は、Ｄによって与えられる遅延で受信信号の相関を推定する数学的演算を具現化していることを特記しておく。
【００２１】
ＣＤＭＡ符号相関器３４０は、パルス対相関器バンク３２０の多数の出力のサンプルを採取して、予期されるＣＤＭＡ符号語によって規定される態様でこれらのサンプルを足し合わせる。この動作の目的は、すべてのチップ信号の位置合わせした和を生成することにある。予期された符号語が送信された符号語１３５に整合していた場合には、この動作は、遅延ホッピング（ＤＨ）符号語波形全体に整合したゲート波形を、相関器３２０の出力において観測されたデータに適用する効果を有する。ゲート波形がチップ信号波形の形状に整合している場合には、マッチド・フィルタが具現化される。しかしながら、このためにはサンプル・クロックと送信器チップ・クロックとの相対的なタイミングを知る必要がある。個々のチップに適用されるゲート波形が時間長２Ｔ_cを有する矩形である場合には、ＣＤＭＡ符号語相関器３４０の効果は、個々のチップ波形のすべてを位相を合わせて加算することとなり、個々のチップ波形の高ＳＮＲ形態である出力を発生する。
【００２２】
一実施形態において、図５にＣＤＭＡ符号相関器の構造を示す。図示の特定的な符号相関器３４０は、図４に示す相関器バンク３２０の出力に整合するＣＤＭＡ符号語１３５を用いる。チップ時間遅延（Ｄ_{chip time}）並びに符号（加算及び減算）によって、要素的相関器のピークが同じ符号で時間的に整列することを特記しておく。ＣＤＭＡ符号語相関器からのＡ／Ｄ変換器の遅延付き出力は加算器３４４によって加算されて出力３５０として供給される。Ａ／Ｄ変換器３３０のサンプル時間はチップ時間の部分数であるものとして指定されているため、一実施形態では、図５の遅延３４２はすべて、一定数のディジタル記憶素子として具現化することができ、一つの記憶素子から次の記憶素子へ記憶データを渡すものとする。従って、一実施形態では、図５のＣＤＭＡ符号語相関器３４０は、プログラマブル論理素子（ＰＬＤ）又はＡＳＩＣとして具現化されるもののような同期ディジタル回路を示している。
【００２３】
図６では、送信器３００の一実施形態がベースバンド復調を用いて受信信号の相関関数の形状を修正している。アンテナ２０１が超広帯域信号を受信し、次いで超広帯域信号は増幅器２０２によって帯域通過フィルタ処理されて増幅される。この信号は、ミキサ２０３ａ及び２０３ｂにおいて直交で混成されて、複素受信信号の実数部及び虚数部を生成する。ローカル発振器の周波数を選択して、増幅器２０２からの受信信号の最大スペクトル・パワー密度の周波数を近似する。ミキサ２０３ａ及び２０３ｂからのベースバンド信号は、低域通過フィルタ６１０によってフィルタ処理されて、遅延２１ａ及び２１ｂの時間Ｄだけそれぞれ遅延される。次いで、遅延２１ａ及び２１ｂの出力について、アナログ乗算相関器２２ａ、２２ｂ、２２ｃ及び２２ｄを用いてミキサ２０３ａ及び２０３ｂからの無遅延信号との相関を求める。これらの相関器からのアナログ出力は、減算器２２０及び加算器２２１においてそれぞれ減算及び加算される。減算器２２０及び加算器２２１から得られたアナログ信号は、ミキサ２０３ａ及び２０３ｂからの複素ベースバンド信号の遅延付き形態と無遅延形態との間の複素相関のアナログ具現化形態であるものと考えることができる。減算器２２０の差出力が複素相関信号の実数部であり、加算器２２１の加算後の出力が複素相関信号の虚数部である。積分器２３ａ及び２３ｂが複素積分を実行して、複素積分はＡＤＣ２１０ａ及び２１０ｂによってディジタル化される。ディジタル化後の結果はＤＳＰ２１５へ送られる。多数の遅延チャネルを備えた受信器を具現化する場合には、破線で囲った項目（２１ａ〜ｂ、２２ａ〜ｄ、２３ａ〜ｂ、２１０ａ〜ｂ、２２０、２２１）は各々の異なる遅延チャネル毎に一回ずつ繰り返される。各々の受信器は、アンテナ２０１、増幅器２０２、ミキサ２０３ａ及びミキサ２０３ｂ、ローカル発振器２０４、移相器２０５、並びにＤＳＰ２１５の一つの複製のみを必要とする。
【００２４】
図６の受信器３００は、ＡＤＣ２１０ａ及び２１０ｂからの値によって形成される複素数値の位相角及び振幅を算出する。情報系列によって変調された複素数値系列の位相角を推定する動作は、ローカル・ビット判定を用いるか又は入力データを自乗するかのいずれかにより実行することができる。位相の補正によって、ＡＤＣ２１０ａ及び２１０ｂの複素出力を、ＡＤＣ２１０ａ及び２１０ｂから算出された位相角に依存する符号を有する実数へ変換することが可能になる。このようにして生成された実数データは、受信したパルス対の各パルスの相対的な位相に応じて正又は負のいずれかとなるため、図４に示す受信器１００の出力と完全に類似した態様で利用することができる。このデータの絶対値は、ここでの不整合遅延における相関関数の絶対値（modulus）によって決まるため、遅延の不整合には比較的感受性が低い。
【００２５】
図６の受信器に多数の遅延チャネルが必要とされる場合には、すべての遅延チャネルで同じＩ／Ｑ変換器を共有してよいことを特記しておく。また、遅延の変動に対するさらなる保護が必要とされる場合には、受信器チャネル当たり多数の遅延を具現化してよいことも特記しておく。例えば、一回はノミナルの遅延、一回はノミナルの遅延からオフセットを減じたもの、及び一回はノミナルの遅延に同じオフセットを加えたものとして、各々の遅延チャネルを三回ずつ複製することができる。追跡される各々の送信器について、各々のチャネルについて最適な遅延は出力エネルギの比較によって求めることができる。
【００２６】
図６の受信器３００は、ある遅延での入力信号の自己相関を算出することにより動作するので、受信器はまた、信号に加算されている任意の雑音の自己相関を同じ遅延で算出する。この遅延での雑音自己相関がノン・ゼロである場合には、ビット誤り確率を高めるような信号自己相関に対する加算オフセットを生ずる。この影響は二つの方法の一方で補正することができるが、いずれも雑音自己相関関数が既知であることを必要とする。第一の選択肢は、雑音自己相関の既知のゼロにおけるノミナルの遅延を指定するものである。第二の選択肢は、ビット検出の前に受信器の出力から既知のノン・ゼロの雑音相関値を減算するものである。雑音自己相関関数は、雑音の帯域を限定するフロント・エンド・フィルタの周波数応答関数から得ることができる。
【００２７】
例として、図７にプロットしたパワー・スペクトル密度を考察する。この例では雑音搬送波を用いる。図７は、帯域幅が２ギガヘルツで中心周波数が２ギガヘルツの雑音搬送波のパワー・スペクトル密度（ＰＳＤ）を示している。この図は、所望の帯域通過応答を有する５５１タップのＦＩＲフィルタで４０ギガヘルツでサンプリングされた未相関の雑音をフィルタ処理することにより形成されるシミュレートされた搬送波のサンプル・スペクトルである。図８は、ＴＲ／ＤＨＣＤＭＡ符号語１３５によって変調された同じ搬送波を示す。一実施形態では、ＣＤＭＡ符号語１３５は、１．６５ナノ秒、２．６５ナノ秒、３．６５ナノ秒及び４．６５ナノ秒の四つの遅延のうち一つで雑音搬送波に相関をそれぞれ付与する１６個の６００ナノ秒チップで構成されている。図８に示すように、ＴＲ／ＤＨ変調の最も顕著な効果は、全体のサイドローブ・レベルを高めることである。図８に示す高められた全体のサイドローブ・レベルはフィルタ１７５（図１）を用いてフィルタ除去し得ることが理解されよう。
【００２８】
図９〜図１２は、図８に示すスペクトルを有する雑音信号の復調における様々な段階を示している。図９は、雑音を含む信号波形の一部であって、図示の区画は２５ナノ秒の時間長を有する。図１０は、相関器バンク３２０の四つの乗算器の出力を示す。相関器バンク３２０の各々の相関器が、例えば図４に示す構造を有する。図１０は、時間長９．６マイクロ秒の単一のＴＲ／ＤＨ符号語の送信が生じている１５マイクロ秒の時間区間を示している。四つのパルス対相関器が、変調に用いられる１．６５ナノ秒、２．６５ナノ秒、３．６５ナノ秒及び４．６５ナノ秒の四つの遅延に同調されている。幾つかの時刻では乗算器の出力の平均レベルがゼロから遠ざかるようにシフトしており、これらの時刻は送信されるチップの時刻に対応していることを特記しておく。図１１は、パルス対相関器の四つの積分器の出力を示す。これらの波形は、シミュレーションから生ずる実際のチップ波形である。この例で送信されたＤＨＣＤＭＡ符号１３５は、整数の順序付き系列｛３，４，１，−４，−１，−２，３，−２，４，−１，−３，−２，−４，１，３，−４｝として表現することができる。この数値系列は、送信された遅延の数値を表しており、最も短いものから最も長いものへ番号付けされており、各数値の符号が送信されたチップの極性を表わしている。ＣＤＭＡ符号語１３５は、図１１に示す波形から分離して読み取る（"read off"）ことができる。例えば、左から右へ読み取ると、出力波形を発生する第一のチャネルは３であり、この波形の極性は正である。図１２は、入力が図１１に示すチップ波形から成っている場合の図３に示す形式のＤＨＣＤＭＡ符号相関器３４０の出力を示している。この比較的短い符号の場合には、符号相関器の出力は高いサイドローブを有する。他のＤＨＣＤＭＡ符号は１０００以上のチップを有しており、出力相関におけるピーク・メインローブ・レベルに対するピーク絶対値サイドローブ・レベルの比ははるかに小さい。
【００２９】
以上の本発明の議論は例証及び説明の目的で掲げられている。さらに、この記載は本発明を本書に開示した形態に限定するものではない。結果的に、上の教示に相応した関連技術分野の技術及び知見による変形及び改変は本発明の範囲内に含まれる。上で本書に記載した実施形態はさらに、本発明を実施するのに現状で既知の最良の態様を説明すると共に、当業者が本発明をそのまま、又は他の実施形態で、また本発明の特定の応用又は用途によって要求される様々な改変を施して利用することを可能にするためのものである。特許請求の範囲は、従来技術によって許容される範囲まで代替的な実施形態を包含するように解釈すべきものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】連続雑音遅延ホッピング送信参照を送信する送信器の代表的な一実施形態のブロック図である。
【図２】連続雑音遅延ホッピング送信参照を送信する送信器のもう一つの代表的な実施形態のブロック図である。
【図３】受信器の代表的な一実施形態のブロック図である。
【図４】相関器バンクの代表的な一実施形態のブロック図である。
【図５】ＣＤＭＡ符号語相関器の代表的な一実施形態のブロック図である。
【図６】受信器のもう一つの代表的な実施形態のブロック図である。
【図７】雑音搬送波のパワー・スペクトル密度の図である。
【図８】送信参照遅延ホッピングで変調した雑音搬送波のパワー・スペクトル密度の図である。
【図９】変調された信号の図である。
【図１０】受信器の代表的な一実施形態の相関器乗算器の出力の図である。
【図１１】受信器の代表的な一実施形態の積分器の出力の図である。
【図１２】ＣＤＭＡ符号語相関器の出力の図である。
【符号の説明】
１００送信器
３００受信器
３４２チップ時間遅延
３５０出力

Claims

遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語（１３５）に従って決定された異なる時間間隔Ｄにより遅延される複数の連続雑音送信波形を送信する送信器（１００）であって、該送信される複数の連続雑音送信波形は前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの相対的な極性により符号化されている、送信器（１００）と、該送信器（３００）により送信された前記複数の連続雑音送信波形を受信する受信器（３００）とを備えた無線通信システムであって、
前記受信器（３００）は、
異なる遅延に同調されている各々の相関器（３２０）を含んでいる相関器バンク（３２０）であって、該相関器バンク（３２０）の各々の相関器（３２０）が、
前記受信された信号の遅延付き形態及び無遅延形態を乗算する乗算器（３２２）と、
該乗算器（３２２）に接続されており該乗算器（３２２）により出力された信号を積分する積分器（３２６）とを含んでいる、相関器バンク（３２０）と、前記積分器（３２６）に接続されており、Ｎ_C個のチップに対応する前記ＣＤＭＡ符号語（１３５）の相関を求めるＣＤＭＡ符号語相関器（３４０）とを含んでおり、前記Ｎ _C 個のチップの各々が固定された時間間隔により分離される連続雑音送信波形を含んでいる、無線通信システム。
前記ＣＤＭＡ符号語相関器（３４０）は、前記Ｎ_C個のチップに対応する前記ＣＤＭＡ符号語（１３５）の相関を求めるＣＤＭＡ符号語相関器アルゴリズムを実行するディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）又はプログラマブル論理素子（ＰＬＤ）を含んでいる請求項１に記載の無線通信システム。
前記送信器（１００）が、供給された情報シンボル（１４５）を用いて前記遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語（１３５）を生成する遅延ホッピング制御器１４０を備えている請求項１又は２に記載の無線通信システム。
遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語（１３５）に従って決定された異なる時間間隔Ｄにより遅延される複数の連続雑音送信波形を発生する送信器（１００）であって、送信されるデータは前記複数の連続雑音送信の二つのインスタンスの相対的な極性により符号化されており、当該送信器（１００）はＮ_C個のチップで構成されるＣＤＭＡ符号語（１３５）を順次送信する、送信器（１００）と、該送信器（１００）により送信された前記複数の連続雑音送信波形を受信する受信器（３００）とを備えた超広帯域通信システムであって、前記送信器（１００）は、前記複数の連続雑音送信波形を発生する広帯域雑音源（１１０）と、該雑音源（１１０）に接続されており、前記時間間隔Ｄにより前記複数の連続雑音搬送波の１以上を遅延させる遅延（１６０）と、該遅延（１６０）に接続されており、前記ＣＤＭＡ符号語（１３５）を前記複数の連続雑音送信波形の１以上へ変調させる情報変調器（１３０）と、該情報変調器（１３０）及び前記雑音源（１１０）に接続されており、第一のインスタンスが無遅延連続雑音送信波形を含んでおり、第二のインスタンスが前記変調されたＣＤＭＡ符号語（１３５）を含む遅延付き連続雑音送信波形を含んでいる前記複数の連続雑音送信波形の前記二つのインスタンスを結合する加算器（１７０）とを含んでおり、前記受信器（３００）は、異なる遅延に同調されている各々の相関器（３２０）を含んでいる相関器バンク（３２０）であって、該相関器バンク（３２０）の各々の相関器（３２０）が、前記受信された信号の遅延付き形態及び無遅延形態を乗算する乗算器（３２２）と、該乗算器（３２２）に接続されており該乗算器（３２２）により出力された信号を積分する積分器（３２６）とを含んでいる、相関器バンク（３２０）と、前記積分器（３２６）に接続されており前記Ｎ_C個のチップに対応する前記ＣＤＭＡ符号語（１３５）の相関を求めるＣＤＭＡ符号語相関器（３４０）とを含んでおり、前記Ｎ _C 個のチップの各々が固定された時間間隔により分離される連続雑音送信波形を含んでいる、超広帯域通信システム。
前記雑音源（１１０）は広帯域雑音源又は擬似ランダム雑音源を含んでいる請求項４に記載の超広帯域通信システム。
前記ＣＤＭＡ符号相関器（３４０）は、前記相関器バンク（３２０）の出力に整合するＣＤＭＡ符号語（１３５）を用い、前記時間遅延並びに符号（加算及び減算）によって、前記相関器バンク（３２０）の前記出力を時間的に整列させ、加算して前記ＣＤＭＡ符号相関器（３４０）の出力（３５０）を生成する請求項４または５に記載の超広帯域通信システム。
連続雑音送信波形を通信する方法であって、複数の連続雑音送信波形を発生する工程と、遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語（１３５）に従って決定された異なる時間間隔Ｄだけ前記複数の連続雑音送信波形を遅延させる工程と、前記ＣＤＭＡ符号語を前記連続雑音送信波形の１以上の遅延付きインスタンスへ変調させる工程であって、前記ＣＤＭＡ符号語はＮ_C個のチップで構成されており、該Ｎ_C個のチップの各々が固定された時間間隔により分離される連続雑音送信波形を含んでいる、変調させる工程と、第一のインスタンスが無遅延連続雑音送信波形を含んでおり、第二のインスタンスが前記変調されたＣＤＭＡ符号語を含む前記連続雑音送信波形の前記１以上の前記遅延付きインスタンスを含んでいる前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの和を送信する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記和を受信する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和から前記Ｎ_C個のチップに対応する前記ＣＤＭＡ符号語の相関を求める工程とを備えた方法。
前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和と時間間隔Ｄを有する遅延との相関を求める工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和の遅延付き形態及び無遅延形態を乗算する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和の前記乗算された遅延付き形態及び無遅延形態を積分する工程とをさらに含んでいる請求項７に記載の方法。
所定の値に対応するように前記時間間隔Ｄを選択する工程をさらに含んでいる請求項７に記載の方法。
連続雑音送信波形を通信する方法であって、広帯域雑音源を用いて複数の連続雑音送信波形を発生する工程と、遅延ホッピングＣＤＭＡ符号語（１３５）に従って決定された異なる時間間隔Ｄだけ前記複数の連続雑音送信波形を遅延させる工程と、前記ＣＤＭＡ符号語を前記連続雑音送信波形の１以上の遅延付きインスタンスへ変調させる工程であって、前記ＣＤＭＡ符号語はＮ_C個のチップで構成されており、該Ｎ_C個のチップの各々が固定された時間間隔により分離される連続雑音送信波形を含んでいる、変調させる工程と、第一のインスタンスが無遅延連続雑音送信波形を含んでおり、第二のインスタンスが前記変調されたＣＤＭＡ符号語を含む連続雑音送信波形の前記１以上の前記遅延付きインスタンスを含んでいる前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの和を送信する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記和を受信する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和と時間間隔Ｄを有する遅延との相関を求める工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和の遅延付き形態及び無遅延形態を乗算する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和の前記乗算された遅延付き形態及び無遅延形態を積分する工程と、前記複数の連続雑音送信波形の二つのインスタンスの前記受信された和から前記Ｎ_C個のチップに対応する前記ＣＤＭＡ符号語の相関を求める工程とを備えた方法。