JP4259626B2

JP4259626B2 - デジタル化信号の等化装置

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Application number: JP21262396A
Authority: JP
Inventors: アンドレーアス・メンクホッフ
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Current assignee: TDK Micronas GmbH
Priority date: 1995-08-12
Filing date: 1996-08-12
Publication date: 2009-04-30
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は供給された信号が予め定められた制限内の振幅で任意に調節可能である隣接周波数範囲の複数のデジタル化信号用の等化装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
このような回路はオーディオ装置のトーン制御装置として多かれ少かれ複雑な形態で使用される。元来、これらはアナログ信号のみを処理していた。等化装置は可変で周波数依存レベル制御が所望される場合に使用される。ビデオ信号範囲では、例えば等化装置は特定のビデオ周波数範囲の大きさを増加または減少することにより画像送信システムの性能の強化または画像強化を許容する。信号処理回路のデジタル化を増加することにより、このような等化装置はデジタル技術によっても構成される。複雑性と価格の問題はデジタルフィルタバンクにより解決され、これは供給されたデジタル信号をデジタル帯域通過フィルタの大きさにより個々の周波数範囲に分割し、帯域通過フィルタ処理した信号の個々の振幅により所望の振幅応答特性を発生する。デジタル等化装置用の可変帯域通過フィルタを有するこのようなフィルタバンクは例えば文献（“Tunable Digital Frequency Response Equalization Filters ”、IEEE Transactions on Acoustics,Speech,and Signal Processing 、ASSP-35 巻、No.1、1987年１月、118 〜120 頁）に記載されている。ここで使用されている帯域通過フィルタの帯域幅と勾配度はそれぞれのフィルタのオーダーと、等化装置に課された要求による品質係数（Ｑ）によって決定される。周波数応答特性の所望の変形は個々の帯域通過フィルタの応答特性を増加または減少して得られる。
【０００３】
使用される帯域通過フィルタの通常不満足な選択性によってこのタイプの等化装置には困難な問題がある。例えば個々の帯域通過フィルタの帯域幅が比較的狭く、Ｑが比較的高い（図２の曲線ｖｂはＱが０．８に対応する）ように選択されるならば、隣接する帯域通過フィルタの応答特性の相互の重複は小さい。しかしながら、２つの隣接する周波数範囲の大きさが共に増加または減少されるならば、この範囲の振幅特性は平坦であるが中間範囲で不所望なディップまたは不所望な振幅を示す点で不都合である。個々の帯域通過フィルタの帯域幅が比較的広くＱが比較的小さい（図２の曲線ｖａはＱが０．２に対応する）ように選択されるならば、不所望なディップが防止されることができる。しかしながら、その場合、新たな問題が生じる。帯域通過フィルタの広い帯域幅と低いＱにより、後者の効果はそれぞれの周波数範囲に限定されないで、隣接範囲にも影響を与える。例えば隣接帯域通過フィルタの周波数応答特性が共に１２ｄＢに増加されるならば、２つのフィルタ曲線が重畳されて大きな重複範囲が生じ、従ってこの重複領域では振幅が非常に増加される（図２では、所望の１２ｄＢの代りに約１７ｄＢになる）結果となる。それ故、実際にこれらの２つの制限の妥協が一般の等化装置で必要とされる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
急勾配の帯域通過フィルタを選択すると、これは非常に計算の労力を要し、従ってかなりの量の回路を必要とするが、この問題は緩和される。マルチメディアサービスまたは他のデジタル信号処理回路用のパーソナルコンピュータをも含む消費者セクタの多数の応用では、実効的であるが、デジタル等化装置に関して特にデジタル信号処理回路のモノリシック集積に適している廉価な解決策が必要とされる。
【０００５】
それ故、本発明の目的は、デジタル等化装置の改良された回路を提供することであり、その周波数範囲は、中間範囲で生じるオーバーシュートまたはギャップがなく、予め定められた振幅応答特性に応じて、可能な限り正確な大きさと可能な限り円滑な変化で増加または減少されることができることが要求される。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１によると、この目的は以下のようにｎ個の周波数範囲のデジタル化信号を有する等化装置で達成される。
【０００７】
本発明は、ｎ−１個の周波数限界点によって区分された隣接するｎ個の周波数範囲を有するデジタル信号用の等化装置において、等化装置はｎ−１個の縦続フィルタ回路と制御ユニットとを具備し、前記ｎ−１個の縦続フィルタ回路のそれぞれのフィルタ回路は前記ｎ−１個の周波数限界点のそれぞれに対応して設けられており、
各フィルタ回路は、そのフィルタ回路に対応する周波数限界点を周波数限界とする１個のデジタルローパスフィルタと１個のデジタルハイパスフィルタとの並列回路により構成され、それらのデジタルローパスフィルタおよびデジタルハイパスフィルタはそれぞれ相補的な伝達関数を有しており、それらデジタルローパスフィルタおよびデジタルハイパスフィルタの通過帯域の利得はそれらの出力を加重する手段によって調節可能に構成され、フィルタ回路はさらに加重する手段を介して出力されるデジタルローパスフィルタおよびデジタルハイパスフィルタの並列の出力を結合してフィルタ回路の出力として出力する結合段を備えており、
制御ユニットは前記各フィルタ回路の前記デジタルローパスフィルタとデジタルハイパスフィルタの出力の加重量を制御するように構成され、
各周波数限界点の両側の隣接する２つの周波数範囲では周波数の増加された周波数範囲のほうが振幅を増加させるときには、前記制御ユニットによってその周波数限界点に対応するフィルタ回路のデジタルハイパスフィルタからの出力信号がデジタルローパスフィルタからの出力信号よりも大きな加重を割当てられ、
各周波数限界点の両側の隣接する２つの周波数範囲では周波数の増加された周波数範囲のほうが振幅を減少させるときには、前記制御ユニットによってその周波数限界点に対応するフィルタ回路のデジタルローパスフィルタからの出力信号がデジタルハイパスフィルタからの出力信号よりも大きな加重を割当てられるように構成されていることを特徴としている。
【０００８】
このような等化装置により、使用者により選択される振幅応答特性は並列接続された独立した帯域通過フィルタを使用している一般的な等化装置回路で可能であるよりも非常に正確に近似されることができる。本発明による等化装置は相互依存の縦続フィルタ回路に基づいている。各フィルタ回路は相補型伝達関数を有するローパスフィルタおよびハイパスフィルタを具備し、それぞれのフィルタの通過帯域利得は停止帯域減衰とは異なって調節可能である。フィルタ回路の縦続により、各周波数範囲の絶対レベルは全ての先行および後続のフィルタ回路に依存される。ｎ個の周波数帯域を有する等化装置では、ｎ−１個の縦続フィルタ回路またはフィルタ素子が通常必要とされる。関連するアルゴリズムは簡単であるが、個々のフィルタ回路の相互依存は所望の振幅応答特性の調節を複雑にし、従ってこのような方法は特に純粋にマニュアル制御の等化装置では不適切である。モノリシック集積回路技術を使用して等化装置が構成されるならば、所望の振幅応答特性を調節する簡単なアルゴリズムは容易に自動化されることができ、即ち小さいサブプログラムとして構成されることができる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明と好ましい実施例を添付図面を参照してより詳細に説明する。同様の部品または信号は同一の参照符号により示されている。
【００１０】
図１はオーディオ信号の等化装置用の手動調節装置を概略して示している。これはそれぞれ１つの周波数範囲ｎｉに割当てられる６つのスライダー制御装置ｓｒを含んでいる。一般的なアナログまたはデジタル等化装置では、この周波数範囲ｎｉは帯域通過フィルタにより決定され、この帯域通過フィルタの通過帯域利得は他の帯域通過フィルタと独立してスライダー制御装置ｓｒにより調節されることができる。耳の感度が対数特性を有するので、同一の特性がスライダー制御装置に使用され、それによって通常のｄＢ調節が得られる。図１では、全てのスライダー制御装置ｓｒの位置は図２で示されている等化装置の所望の振幅応答特性ｖｓに対応する。明瞭にする目的で、振幅応答特性と周波数軸は全ての後述の図面では対数的に示されており、個々の周波数範囲ｎｉは対数的に等しい幅を有する。これは絶対的に必要なことではなく、特に例えばＦＦＴ技術を使用して構成されるデジタルフィルタバンクの場合には、満たされることは困難である。このようなフィルタバンクでは、個々のフィルタ範囲ｎｉは通常絶対周波数スケールで等しい帯域幅を有する。オーディオ信号の場合では対数依存性はまた主観的周波数印象にも適用されるので、絶対周波数スケールにおける一定帯域幅は帯域通過フィルタで不所望である。ハイパスまたはローパスフィルタの使用により、個々の周波数範囲ｎｉの周波数限界は簡単な方法で任意に予め設定され、従って周波数範囲全体の最適な分割は本発明による等化装置で可能である。さらに、いくつかのフィルタ回路の周波数限界が可変であるならば、自由度がさらに得られる。
【００１１】
図３は図１の調節装置で調節される帯域通過フィルタで形成された１から６の６つの周波数範囲ｎｉを概略して示している。個々の利得は等しく、従って振幅応答特性ｖは小さいリップルを除いて平坦である。帯域通過フィルタを有する一般的な等化装置では、この平坦特性は０−ｄＢ設定でのみ適用される。全ての他のレベルでは、振幅の増加または減少は中間範囲で生じるので、これらが等しくても、この特性は適応されない。しかしながら、本発明による等化装置では振幅の結合増加または減少は相対的周波数応答特性に影響しないが、周波数中立利得調節に対応する。オーディオ応用では、これは周波数歪みのない音量制御に対応する。図３では個々のフィルタ範囲ｎｉは僅かに重複する。
【００１２】
図２は図１による等化装置の設定においてｄＢ特性として振幅応答特性ｖを概略的に示している。振幅応答特性ｖｂは０．８の比較的高いＱを有する帯域通過フィルタに対応する。周波数範囲２、３（図３参照）では所望の１２ｄＢは最大値において到達されるが帯域通過フィルタが高いＱのために、かなりのリップルが存在し、周波数範囲２と３の間に所望の振幅減少が生じることがわかる。振幅応答特性ｖａは低いＱ帯域通過フィルタ、即ちＱが０．２であるフィルタに基づくものであり、それによってリップルは避けられる。しかしながら、低いＱの結果として、個々の周波数範囲ｎｉはもはや相互に独立せず、隣接周波数範囲との不所望な重畳が生じる。すなわち、振幅応答特性ｖａは周波数範囲２と３の間で１７ｄＢまで増加し、１２ｄＢの設定レベルをかなり越える。図１の所望の振幅応答特性に対する良好な近似値は１点鎖線ｖｓにより表されており、これは周波数範囲２と３で丁度１２ｄＢのレベルを有し、他の周波数範囲で値０ｄＢを想定し、転移が円滑で可能な限り狭い。本発明はこの振幅応答特性ｖｓを可能にする。
【００１３】
図４は本発明による等化装置のフィルタ回路Ｆｉの基本構造をブロック図で示している。各フィルタ回路はフィルタ装置全体の１段階を形成し、周波数限界ｆｇを限定する。振幅応答特性ｖを制御するため、このフィルタ回路Ｆｉはローパスフィルタｔｐとハイパスフィルタｈｐの並列結合を使用し、その周波数応答特性は、ローパスフィルタとハイパスフィルタが同一の利得を有するならば、可能な限り平坦な振幅応答特性ｖが並列結合に対して生じる。これはローパスフィルタとハイパスフィルタの周波数応答特性が相補型伝達関数により結合される場合である。最も簡単な場合では、ローパスフィルタは伝達関数ｈ（ｔｐ）＝ｇ１・（１＋ｚ^-1）／２を有し、ハイパスフィルタは伝達関数（ｈ（ｈｐ）＝ｇ２・（１−ｚ^-1）／２を有する。係数ｇ１、ｇ２は加重係数である。これらが等しいならば、即ちｇ１＝ｇ２＝ｇであるならば、以下の関係は２つの伝達関数の加算を保持する。
【００１４】
ｈ＝ｈ（ｔｐ）＋ｈ（ｈｐ）：
ｈ＝ｇ・（１＋ｚ^-1）／２＋ｇ・（１−ｚ^-1）／２＝ｇ
このことは適切なローパスフィルタと適切なハイパスフィルタが並列に接続されるならば、結果的な振幅応答特性は平坦であり、加重係数ｇは配列回路の出力におけるデジタル信号の均一な利得レベルに対応する。結果的な伝達関数ｈは従って振幅が加重係数により変化されることを除いてデジタル信号に影響しない。
【００１５】
より複雑なローパスおよびハイパスフィルタが使用されるならば、ローパスフィルタとハイパスフィルタの応答特性曲線のスカートはより急勾配になり、振幅応答特性全体は変化のない加重係数では最大値が平坦になる。このような相補型伝達関数は文献（“Multirate Systems Filter Banks”、第５章、“Maximally Decimated Filter Banks”、188 〜285 頁）に詳細に記載されている。この章の序文の188 〜191 頁のセクション5.0 〜5.02で説明されているように、例えばデジタル化信号はローパスフィルタとハイパスフィルタにより周波数分割され、続いて信号損失を生じることなく再結合できることが古くから知られている。アングロサクソンの使用法では、このようなフィルタ結合の名称は“パワー対称フィルタバンク”、“パワー相補型フィルタバンク”、“直角ミラーフィルタバンク”すなわち短くすると“ＱＭＦバンク”または“パワー対称ＱＭＦバンク”とも呼ばれている。本発明によるフィルタ回路では、これは等化装置の縦続の結果として疑似信号による歪みを起こすのでサンプリング速度変換が前述の文献のフィルタ例のように生じるものはない。
【００１６】
図４では、フィルタ回路Ｆｉに入力ｅｉでデジタル信号が供給され、このデジタル信号は直接本来の入力信号であるかまたは先行するフィルタ回路Ｆｉから来るものである。一般にローパスフィルタｔｐまたはハイパスフィルタｈｐの帯域幅はデジタル信号の値に影響せず、従って通過帯域で０ｄＢの利得が想定されることができる。これは図５の振幅応答特性ｖｔとｖｈに対応する。このようなローパスまたはハイパスフィルタでは、信号の大きさにおける所望の増加または減少はローパスフィルタｔｐに続く乗算器ｍｔおよびハイパスフィルタｈｐに続く乗算器ｍｈにより達成される。各乗算係数入力には乗算係数、即ちローパスブランチの乗算係数ｋｔとハイパスブランチの乗算係数ｋｈとして加重係数ｇ１、ｇ２が与えられる。フィルタ回路Ｆｉは勿論、ハードウェアまたはソフトウェアまたは混合した形態で構成されてもよい。乗算器ｍｔとｍｈはまたそれぞれローパスフィルタとハイパスフィルタの一部を形成してもよく、この場合、通過帯域の振幅応答特性ｖは０ｄＢではなく、それぞれ乗算係数ｋｔとｋｈに対応する。図４ではローパスおよびハイパス信号ブランチの出力は混合段、最も簡単な例では加算器ａｄにより再結合される。後者の出力信号は出力ａｏで現れ、その後のフィルタ回路Ｆｉに供給されるか等化装置のデータまたは信号出力に転送される。
【００１７】
前述の文献の第3.6 章の“IIR Filters Based on two Allpass Filters”、84〜99頁から、デジタルＱＭＦバンクが知られており、これは特にローパスおよびハイパスフィルタの相補型伝送関数を構成するのに適している。ローパスフィルタおよびハイパスフィルタの代りに、これらは入力端で並列接続する２つのフィルタサブ回路を含んでおり、その出力はローパス信号とハイパス信号をそれぞれ得るために加算されおよび減算される。各２つのフィルタ回路はデジタル全通過フィルタから構成されるが、これらのフィルタは異なった位相応答特性を有する。減算の代りに、勿論２つの出力信号の加算が行われてもよく、この場合第２のフィルタサブ回路の出力は関連する加算器の前で取消されなければならない。このような全通過フィルタを有する相補型のローパス／ハイパスフィルタ対の構成は、ローパスフィルタの計算の演算が相補型ハイパスフィルタを得るため単一の減算で補足されなければならないだけなので特に簡単である。従って、このような全通過フィルタが等化装置に使用されるならば、ローパスフィルタのみが実際に計算されなければならず、これはさらに構成が容易である。一般的な等化装置は真の帯域通過フィルタを必要とし、その計算は匹敵する品質でより複雑である。ローパスとハイパスブランチの信号は加算器と減算器の後または２つの加算器の後の各乗算器によりそれぞれ加重される。
【００１８】
図５はローパスフィルタｔｐの振幅応答特性ｖｔとハイパスフィルタｈｐの振幅応答特性ｖｈとを概略的に示している。ローパスフィルタでは、付加的な振幅応答特性が加重係数ｇ１＝＋６ｄＢ，＋３ｄＢ，−３ｄＢに対して示されている。関連する周波数限界ｆｇは周波数範囲全体を第１の低周波数範囲ｆｂ１と第２の高周波数範囲ｆｂ２に分割し、第１の周波数範囲ｆｂ１はローパスフィルタｔｐの通過帯域に割当てられ、第２の周波数範囲ｆｂ２はハイパスフィルタｈｐの通過帯域に割当てられる。＋６ｄＢだけ増幅されるローパス信号の例では、関連する振幅応答特性ｖｔ´は結果的な振幅応答特性ｖｒを得るため増幅されていないハイパスフィルタの振幅応答特性ｖｈと結合される。これは第１の周波数範囲ｆｂ１で＋６ｄＢのレベルと、第２の周波数範囲ｆｂ２で０ｄＢのレベルとを有する。応答特性曲線のスカートはもとの周波数限界ｆｇから僅かにより高い周波数方向へシフトしている。
【００１９】
図５より、２つの周波数範囲ｎｉは単一のフィルタ回路Ｆｉでレベル制御できることが明白である。ローパス信号ブランチのレベル増加または減少は第１の周波数範囲ｆｂ１のレベルに影響し、ハイパスフィルタｈｐのレベル増加または減少は第２の周波数範囲ｆｂ２のレベルに影響する。従って、所望の振幅応答特性は幾つかのフィルタ回路Ｆｉの適切な組合わせにより設定されることができる。
【００２０】
図６は本発明による１乃至３の３つの周波数範囲ｎｉの等化装置の完全なブロック図を示している。３つの周波数範囲ｎｉは２つのフィルタ回路Ｆ１、Ｆ２を必要とし、これは縦続接続され、ローパスフィルタｔｐ１、ｔｐ２とハイパスフィルタｈｐ１、ｈｐ２とをそれぞれ具備している。第１のフィルタ回路Ｆ１の入力は等化装置のデータ入力Ｅに接続され、第２のフィルタ回路Ｆ２の出力は等化装置のデータ出力Ａに接続されている。等化装置の調節装置ｑは例えば図１で示されているような手動の調節装置を含んでおり、その出力で等化装置の制御信号ｅｑを制御ユニットｓｔへ提供する。等化装置の制御信号はコードの形態の所望の振幅応答特性を含んでおり、コード化は例えばスライダー制御装置ｓｒのそれぞれの位置により決定される。マルチメディアおよび類似の応用では、等化装置の制御信号ｅｑは勿論、異なって発生されることができ、例えばスクリーン上のメニュー制御または記憶された設定を経て自動的に行われる。
【００２１】
制御ユニットｓｔは等化装置の制御信号ｅｑを、変更された制御信号ｋｉに変換するアルゴリズムを含んでおり、この変更された制御信号Ｋｉは最終的に個々の乗算係数ｋ１乃至ｋ４を表す。所望のレベルの第１、第２の周波数範囲１、２が第１のフィルタ回路Ｆ１の振幅応答特性ｖ１により正確に設定されるならば、アルゴリズムはとくに簡単であり、明白であり、第２のフィルタ回路Ｆ２は第２と第３の周波数範囲２、３の間で１８ｄＢだけ相対的レベル変化を実行しなければならず、これは振幅応答特性ｖ２にしたがって行われる。振幅応答特性ｖ１、ｖ２、ｖは図７で示されている。第２のフィルタ回路Ｆ２のローパスブランチを０ｄＢに設定することにより、３つのレベル値−３ｄＢ、＋６ｄＢ、−６ｄＢからの４つの乗算係数ｋ１乃至ｋ４の数学的重複決定の問題も解決される。これを図９と１０を参照して詳細に考慮する。
【００２２】
等化装置の振幅応答特性ｖの所望レベル値は個々の乗算係数を与える。
【００２３】
第１のフィルタ回路Ｆ１のローパスブランチでは、ｋ１＝−３ｄＢ＝０．７０７、
第１のフィルタ回路Ｆ１のハイパスブランチでは、ｋ２＝＋６ｄＢ＝２、
第２のフィルタ回路Ｆ２のローパスブランチでは、ｋ３＝０ｄＢ＝１、
第２のフィルタ回路Ｆ２のハイパスブランチでは、ｋ４＝−１８ｄＢ＝１／８である。
【００２４】
信号はそれぞれ第１の加算器ａｄ１と第２の加算器ａｄ２により第１、第２のフィルタ回路Ｆ１とＦ２中で結合される。データ入力Ｅとデータ出力Ａとの間の個々のフィルタ回路Ｆｉの配列とその数は任意である。
【００２５】
図６の実施形態では、各周波数範囲ｎｉでは、振幅応答特性ｖの結果的なレベルは関連するローパスおよびハイパスフィルタの加重または乗算係数から導出されることがすぐにわかる。関連する乗算係数の積はそれぞれの周波数範囲ｎｉの結果的なレベルを与える。“各周波数範囲の関連する乗算係数”はこの範囲内でローパスフィルタまたはハイパスフィルタの一方の通過帯域に割当てられる乗算係数を意味する。他の乗算係数は関連する停止帯域に対して割当てられ、考慮しない。従って、以下の積は図６、７で示されている３つの周波数範囲に与えられる。
【００２６】
第１の周波数範囲では、
ｎｉ＝１：ｋ１・ｋ３＝１／（ＳＱＲ２）・１＝０．７０７＝−３ｄＢ、
第２の周波数範囲では、
ｎｉ＝２：ｋ２・ｋ３＝２・１＝２＝＋６ｄＢ、
第３の周波数範囲では、
ｎｉ＝３：ｋ２・ｋ４＝２・１／８＝０．２５＝−１２ｄＢである。
【００２７】
図８は４つの周波数範囲を有する等化装置の実施例を概略的に示しており、これは本発明によると３つのフィルタ回路Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３を必要とする。図７とは異なって、個々の乗算係数は異なった配列で構成される。第１のフィルタ回路Ｆ１は第１の周波数限界ｆ１の所望のレベルではなく第２の周波数限界ｆ２の所望のレベルを受ける。ローパスブランチは−３ｄＢ（第２の周波数範囲）で加重され、ハイパスブランチは＋６ｄＢ（第３の周波数範囲）で加重される。第１のフィルタ回路Ｆ１の関連する振幅応答特性ｖ１は図９で示されている。
【００２８】
第２のフィルタ回路Ｆ２は第３の周波数限界ｆ３において第３、第４の周波数範囲に割当てられる。第３の周波数範囲は既にその正確な値、即ち＋６ｄＢを有するので、この値は変化されてはならず、従って第３のフィルタ回路Ｆ３のローパスブランチは加重係数０ｄＢが割当てられる。ハイパスブランチは＋６ｄＢと−６ｄＢとの間で相対的なレベル変化を実行しなければならず、従って加重−１２ｄＢを割当てられる。結果的な振幅応答特性ｖ２もまた図９で示されている。
【００２９】
第１の周波数限界ｆ１で＋３ｄＢから−３ｄＢまでのレベル変化のみが存在するので、これは第３のフィルタ回路Ｆ３で実行される。第２の周波数範囲のレベルは既に所望の値、即ち−３ｄＢを有するので、この値は変化されなければならず、従って第３のフィルタ回路Ｆ３のハイパスブランチは加重０ｄＢが割当てられる。関連するローパスブランチは上昇する周波数方向において第１の周波数限界ｆ１で＋３ｄＢから−３ｄＢの振幅減少を実行しなければならず、これは−６ｄＢの相対的レベル変化に対応する。これは第３のフィルタ回路Ｆ３のローパスブランチの加重を＋６ｄＢに設定することによって達成される。
【００３０】
等化装置の所望で結果的な振幅応答特性ｖは図８の上部で示されており、図９は３つのフィルタ回路Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３の関連する振幅応答特性ｖ１、ｖ２、ｖ３を示している。明瞭にする目的で、図８には制御ユニットは示されておらず、それぞれの乗算係数はｄＢ値として与えられている。各加重係数に関しては、［］を施した選択的加重係数が図８で与えられており、これは所望の振幅応答特性ｖを生じる。３つのフィルタ回路Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３の関連する振幅応答特性ｖ１、ｖ２、ｖ３が図１０で示されている。図７と図１０の振幅応答特性の比較は相対的レベル変化の大きさおよび方向が等しいことを示している。振幅応答特性ｖ１、ｖ３は＋３ｄＢと−３ｄＢの一定のレベルシフトだけ異なっている。
【００３１】
図８では図６のように、４つの所望なレベル＋３ｄＢ、−３ｄＢ、＋６ｄＢ、−６ｄＢから計算されなければならない６つの乗算係数が重複決定される。それ故、基本的な曲線形態では異ならずＤＣレベルでのみ異なる無数の異なった解が存在する。数学的にこれらの解は等価であるが、実際の構成期間では、内部ダイナミック範囲、即ち内部のビット数がかなりの量を超過し、不必要なレベル変化がデジタル化雑音を増加する事実から問題が生じる。それ故、完全なローパス／ハイパスフィルタの設定で開始することが適切であり、ここでは図９のように主観的な感度は最大であり、即ちオーディオ信号の場合、約３０００ヘルツである。ここから、両周波数範囲において周波数範囲が０ｄＢで変化しないようにする。この方法で、不必要なレベル切換えが防止される。第３の周波数範囲ｎｉ＝３では加重係数＋９ｄＢと−３ｄＢは最終的に＋６ｄＢのレベルを構成するため接近するので、図１０の実施例は最適ではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】等化装置の手動調節装置の概略図。
【図２】所望および不所望の振幅応答特性の例を示したグラフ。
【図３】図１、２に属する周波数範囲の概略図。
【図４】本発明によるフィルタ回路のブロック図。
【図５】図４の回路の幾つかの振幅応答特性のグラフ。
【図６】２つのフィルタ回路を有する等化装置の１実施形態のブロック図。
【図７】図６の回路の幾つかの振幅応答特性図。
【図８】３つのフィルタ回路を有する等化装置の概略図。
【図９】図８の回路の幾つかの振幅応答特性図。
【図１０】図８の回路の幾つかの振幅応答特性図。

Claims

ｎ−１個の周波数限界点によって区分された隣接するｎ個の周波数範囲を有するデジタル信号用の等化装置において、
等化装置は縦続接続されたｎ−１個のフィルタ回路と、制御ユニットとを具備し、
前記縦続接続されたｎ−１個のフィルタ回路のそれぞれは前記ｎ−１個の周波数限界点のそれぞれ１つに対応して設けられており、各フィルタ回路は、
そのフィルタ回路に対応する周波数限界点を周波数限界とする１個のデジタルローパスフィルタと１個のデジタルハイパスフィルタとの並列回路により構成され、それらのデジタルローパスフィルタおよびデジタルハイパスフィルタはそれぞれ相補的な伝達関数を有しており、
それらデジタルローパスフィルタおよびデジタルハイパスフィルタの通過帯域の利得はそれらの出力を加重する手段によって調節可能に構成され、各フィルタ回路はさらに加重する手段を介して並列に出力されるデジタルローパスフィルタの出力とデジタルハイパスフィルタの出力とを結合してそのフィルタ回路の出力として出力する結合段を備えており、
前記制御ユニットは前記縦続接続されたｎ−１個のフィルタ回路のそれぞれに設けられている前記デジタルローパスフィルタとデジタルハイパスフィルタの出力の加重量を制御するように構成され、
各周波数限界点の両側の隣接する２つの周波数範囲においては周波数の増加された周波数範囲のほうが振幅を増加させるときには、前記制御ユニットによってその周波数限界点に対応するフィルタ回路のデジタルハイパスフィルタからの出力信号がデジタルローパスフィルタからの出力信号よりも大きな加重を割当てられ、
各周波数限界点の両側の隣接する２つの周波数範囲においては周波数の増加された周波数範囲のほうが振幅を減少させるときには、前記制御ユニットによってその周波数限界点に対応するフィルタ回路のデジタルローパスフィルタからの出力信号がデジタルハイパスフィルタからの出力信号よりも大きな加重を割当てられるように構成されている等化装置。
制御ユニットは前記ｎ−１個のフィルタ回路のそれぞれのフィルタ回路に設けられているデジタルローパスフィルタおよびデジタルハイパスフィルタの出力を加重するための乗算係数を形成し、
前記ｎ−１個のフィルタ回路のそれぞれのデジタルローパスフィルタの出力を加重する手段およびデジタルハイパスフィルタの出力を加重する手段は前記デジタルローパスフィルタの出力およびデジタルハイパスフィルタの出力にそれぞれ結合されている乗算器によって構成され、
前記制御ユニットにより形成されたデジタルローパスフィルタの乗算係数とデジタルハイパスフィルタの乗算係数がそれらの乗算器に供給されて前記デジタルローパスフィルタの出力信号およびデジタルハイパスフィルタの出力信号とそれぞれ乗算されるように構成されている請求項１記載の等化装置。
前記ｎ−１個のフィルタ回路のそれぞれのデジタルローパスフィルタの通過帯域における内部利得は１に設定され、また、前記ｎ−１個のフィルタ回路のそれぞれのデジタルハイパスフィルタの通過帯域における内部利得は１に設定されている請求項２記載の等化装置。
前記ｎ−１個のフィルタ回路のそれぞれのデジタルローパスフィルタとデジタルハイパスフィルタとはそれぞれ直角ミラーフィルタバンクとして構成されている請求項１乃至３のいずれか１項記載の等化装置。
前記ｎ−１個のフィルタ回路の少なくとも１つのフィルタ回路において、デジタルローパスフィルタの出力信号の乗算係数とデジタルハイパスフィルタの出力信号の乗算係数の少なくとも一方の乗算係数は値１を有している請求項２または３記載の等化装置。