JP4218867B2

JP4218867B2 - Uninterruptible power system

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Publication number: JP4218867B2
Application number: JP2002315333A
Authority: JP
Inventors: 潤川上; 保雅村井; 勝金子
Original assignee: Ｔｄｋラムダ株式会社
Priority date: 2002-10-30
Filing date: 2002-10-30
Publication date: 2009-02-04
Anticipated expiration: 2022-10-30
Also published as: JP2004153916A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源と負荷機器との間に接続される無停電電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の無停電電源装置は、入力端子に入力される交流電力を制御整流器（レクチファイヤ：ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）で直流電力に変換する。なお、制御整流器は、ＡＣ／ＤＣコンバータの一種であり、特に入力電圧よりも高い出力電圧を出力するものである。また、直流電力といった場合、一般的には電圧が一定である電力を想起するが、制御整流器が出力する直流電力の電圧は、一般的には、電圧の極性がプラスとマイナスとの間で変化しない程度に脈動している電圧、たとえば半波整流電圧のような電圧になっている。
【０００３】
そして、制御整流器が出力する直流電力でコンデンサは充電される。また、インバータは、コンデンサに充電されている直流電力を交流電力へ変換する。インバータが生成した交流電力は、出力端子から負荷機器へ供給される。
【０００４】
また、入力電力が異常な状態になると、無停電電源装置は、制御整流器を停止するとともに、バッテリからコンデンサへ電力を供給する。これにより、バッテリに蓄電されている電力で、負荷機器を動作させることができる。このような無停電電源装置は、たとえば、特許文献１に開示されている。
【０００５】
【特許文献１】
特開２０００−０６００２６号公報（図１、図６）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この特許文献１に開示される無停電電源装置では、制御整流器を構成する第二の制御回路には、入力電圧と、出力電圧とが入力されている。そして、この第二の制御回路は、入力電圧に基づいて生成した基準正弦波と、三角波とをコンパレータで比較し、このコンパレータの出力に基づいてパルスを生成している。また、この第二の制御回路では、基準正弦波に対して出力電圧が減算されている。これにより、制御整流器は、出力電圧に基づいて、出力電力と釣り合う電力を入力することができる。
【０００７】
しかしながら、このように出力電圧に基づいてパルスを生成した場合、制御整流器の電力変換効率は、無制御のまま放置されている。そして、この従来の制御整流器では、コンデンサの充電電圧は、通常、入力電圧や出力電圧とは無関係に、それらの電圧よりも非常に高い電圧に制御されてしまう。その結果、この従来の制御整流器は、電力の変換効率が低いものとなる。
【０００８】
特に、入力端子に入力されている交流電力を、常に制御整流器およびインバータを介して負荷機器へ供給するような無停電電源装置では、この制御整流器の電力変換効率の低さが、定常的な電力変換効率の低下を引き起こしてしまうことになる。
【０００９】
本発明は、以上の課題を解決するためになされたものであり、制御整流器の電力変換効率を制御可能とし、その結果、高い電力変換効率を実現することができる無停電電源装置を得ることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る無停電電源装置は、交流電源が接続される入力端子と、コンデンサと、入力端子から入力される交流電力を直流電力に変換してコンデンサを充電する制御整流器と、コンデンサを充電する電力を出力するバッテリと、コンデンサを介して供給される直流電力を交流電力へ変換するインバータと、インバータの交流電力を出力する出力端子と、を備え、バッテリは、コンデンサの充電電圧が入力されるチャージャを介して充電され、バッテリに接続されるＤＣ／ＤＣコンバータによりバッテリに蓄電されている直流電力をコンデンサに出力する無停電電源装置であって、制御整流器は、目標電圧に対するコンデンサの充電電圧の差分電圧を演算する差分電圧演算手段と、差分電圧を減らすための電流指令を出力する電圧補償手段と、電流指令が大きければ大きいほどパルス幅が広いパルスを生成するパルス生成回路と、入力端子とコンデンサとの間に設けられ、パルスが入力されたときにオン状態にスイッチングされるスイッチング素子と、を備えるものである。
【００１１】
この構成を採用すれば、目標電圧よりもコンデンサの充電電圧が低い場合には、それらの差分電圧を減らすための電流指令が出力される。目標電圧よりもコンデンサの充電電圧が低ければ低いほど、パルス幅が広いパルスが生成され、スイッチング素子は、このパルスが入力されたときにオン状態にスイッチングされる。逆に、目標電圧よりもコンデンサの充電電圧が高い場合には、それらの差分電圧を減らすための電流指令が出力される。目標電圧よりもコンデンサの充電電圧が高ければ高いほど、パルス幅が狭いパルスが生成され、スイッチング素子は、このパルスが入力されたときにオン状態にスイッチングされる。したがって、コンデンサは、最終的には、目標電圧に充電される。
【００１２】
また、制御整流器は、コンデンサの充電電圧が目標電圧となるように制御することで、入力端子に入力される交流電力を直流電力へ変換している。したがって、入力電力と出力電力とに基づいて交流電力を直流電力へ変換する、従来の電力制御方式の制御整流器と比べた場合、制御整流器の出力電圧、すなわちコンデンサの充電電圧を低く維持することができる。その結果、制御整流器の電力変換効率は向上し、従来の電力制御方式の制御整流器と比べて高い電力変換効率を実現することができる。そして、入力端子に入力されている交流電力を、常に、制御整流器およびインバータを介して負荷機器へ供給するような場合であっても、入力端子に入力される交流電力を効率よく負荷機器へ供給することができる。また、リミッタ手段により負の電流指令を出力されることがないため、回生電力を防止するダイオードを設ける必要がない。
【００１３】
本発明に係る無停電電源装置は、さらに制御整流器とＤＣ／ＤＣコンバータとを共に動作させて直流電力を供給する出力分担モードが設けられ、制御整流器は、パルスのパルス幅を最大にしたとしてもコンデンサに充電することができない高い電圧を、目標電圧として差分電圧演算手段へ出力する出力分担目標電圧設定手段と、出力分担目標電圧設定手段の目標電圧を差分電圧演算手段へ出力する場合に、バッテリから電力を出力させる制御本体と、を備えるものである。
【００１４】
この構成を採用すれば、出力分担目標電圧設定手段が出力する目標電圧が差分電圧演算手段へ出力されると、この目標電圧が、パルスのパルス幅を最大にしたとしてもコンデンサに充電することができない高い電圧になっているので、制御整流器が如何に制御したとしても、差分電圧は０にならない。そのため、パルス生成回路からは、パルス幅の広いパルスが出力され続ける。その結果、制御整流器は、交流電力に基づく電力をコンデンサへ供給し続ける。
【００１５】
したがって、入力端子に入力される交流電力でコンデンサを充電し、このコンデンサに充電される電力をそのままインバータで交流電力へ逆変換し続けることになるので、入力端子に入力される交流電力を効率よく負荷機器へ供給することができる。
【００１６】
また、コンデンサには、バッテリからも電力が供給されている。したがって、入力電力の異常などに起因して制御整流器からの電力が低下したとしても、バッテリからの電力でコンデンサの充電電圧を維持することができる。そして、バッテリからの電力でコンデンサの充電電圧を維持することができるので、入力電力が異常な状態になったとしても制御整流器を停止させることなく、制御整流器からは可能な限りの電力を供給させ続けることができる。また、制御整流器から可能な限りの電力を供給させ続けることで、バッテリの放電回数や放電深度を効果的に抑制することができる。その結果、バッテリの寿命は長くなる。
【００１７】
本発明に係る無停電電源装置は、さらに、制御整流器は、パルスのパルス幅を可変することができる範囲内の電流指令が電圧補償手段から出力されるような電圧を、目標電圧として出力するオンライン目標電圧設定手段と、オンライン目標電圧設定手段の目標電圧および出力分担目標電圧設定手段の目標電圧の中のいずれか一方を選択して差分電圧演算手段へ出力する選択手段と、を備えるものである。
【００１８】
この構成を採用すれば、選択手段がオンライン目標電圧設定手段の目標電圧を選択して差分電圧演算手段へ出力すると、制御整流器は、コンデンサの充電電圧が、このオンライン目標電圧設定手段の目標電圧となるようにパルスを生成する。そして、無停電電源装置は、コンデンサの充電電圧が、このオンライン目標電圧設定手段の目標電圧となる状態で、入力端子に入力される交流電力のみを負荷機器へ供給することができる。
【００１９】
また、選択手段が出力分担目標電圧設定手段の目標電圧を差分電圧演算手段へ出力すると、無停電電源装置はバッテリの長寿命化を図りつつ、効率よく電力を供給することができる。
【００２０】
本発明に係る無停電電源装置は、さらに、電圧補償手段は、差分電圧演算手段から出力されている現在の差分電圧と、差分電圧演算手段が出力した過去の差分電圧と、を用いてフィルタリングした電流指令を出力し、出力端子から出力される交流電力に基づいて、その交流電力と平衡するオンライン運転の目標電圧を演算し、さらに、この演算によって求めた目標電圧が目標電圧として設定されていた場合に差分電圧演算手段が出力したであろう過去の差分電圧を演算する過去差分電圧推定手段を設け、出力分担目標電圧設定手段の目標電圧に替えて、オンライン目標電圧設定手段の目標電圧を差分電圧演算手段へ設定するときには、電圧補償手段は、過去差分電圧推定手段が演算した過去の差分電圧を用いて電流指令を演算するものである。
【００２１】
この構成を採用すれば、電圧補償手段は、差分電圧演算手段から出力されている現在の差分電圧と、差分電圧演算手段が出力した過去の差分電圧とを用いてフィルタリングして電流指令を生成する。したがって、負荷機器の消費電力などが変動して、現在の差分電圧が瞬時的に変動してしまったとしても、電流指令は安定化する。その結果、負荷機器の消費電力などによらず安定した電力を負荷機器へ供給することができる。
【００２２】
しかも、出力分担目標電圧設定手段の目標電圧に替えて、オンライン目標電圧設定手段の目標電圧を差分電圧演算手段へ設定するときには、電圧補償手段は、過去差分電圧推定手段が演算した過去の差分電圧を用いて電流指令を演算する。これにより、電圧補償手段は、コンデンサの充電電圧は、直ちにオンライン運転時の目標電圧に収束し、その目標電圧に安定化することになる。また、コンデンサの充電電圧が目標電圧へ収束している途中で目標電圧が更新されることがあったとしても、その新たな目標電圧へ収束するように制御を切り替えることができる。
【００２３】
したがって、電流指令を安定化しつつ、出力分担運転からオンライン運転へ切り替えたときの制御不能状態の発生を効果的に抑制することができる。
【００２４】
本発明に採用される制御整流器は、交流電力が入力されるスイッチング素子を、オン状態とオフ状態との間でスイッチング制御することでコンデンサを充電する制御整流器において、目標電圧に対するコンデンサの充電電圧の差分電圧を演算する差分電圧演算手段と、差分電圧を減らすための電流指令を出力する電圧補償手段と、電流指令が大きければ大きいほどパルス幅が広いパルスを生成するパルス生成回路と、を備え、スイッチング素子は、パルスが入力されたときにオン状態にスイッチングされるものである。
【００２５】
この構成を採用すれば、コンデンサを、最終的には、目標電圧に充電することができる。また、制御整流器は、コンデンサの充電電圧が目標電圧となるように制御しているので、入力電力と出力電力とに基づいて交流電力を直流電力へ変換する、従来の電力制御方式の制御整流器と比べた場合、制御整流器の出力電圧、すなわちコンデンサの充電電圧を低く維持することができる。その結果、制御整流器の電力変換効率は向上する。
【００２６】
本発明に採用される制御整流器は、さらに、パルスのパルス幅を可変することができる範囲内の電流指令が電圧補償手段から出力されるような電圧を、目標電圧として差分電圧演算手段へ出力するオンライン目標電圧設定手段と、出力端子から出力される交流電力に基づいて、その交流電力と平衡するオンライン運転の目標電圧を演算し、さらに、この演算によって求めた目標電圧が目標電圧として設定されていた場合に差分電圧演算手段が出力したであろう過去の差分電圧を演算する過去差分電圧推定手段と、を設け、電圧補償手段は、差分電圧演算手段から出力されている現在の差分電圧と、差分電圧演算手段が出力した過去の差分電圧と、を用いてフィルタリングした電流指令を出力し、特に、オンライン目標電圧設定手段の目標電圧に基づいて制御を開始する場合には、過去差分電圧推定手段が演算した過去の差分電圧を用いて電流指令を演算するものである。
【００２７】
この構成を採用すれば、電圧補償手段は、差分電圧演算手段から出力されている現在の差分電圧と、差分電圧演算手段が出力した過去の差分電圧とを用いてフィルタリングして電流指令を生成するので、電流指令は安定化する。しかも、オンライン目標電圧設定手段の目標電圧に基づいて制御を開始する場合には、過去差分電圧推定手段が演算した過去の差分電圧を用いて電流指令を演算するので、その直前の動作状態に係わらず、コンデンサの充電電圧は、直ちにオンライン運転時の目標電圧に収束し、その目標電圧に安定化することになる。また、コンデンサの充電電圧が目標電圧へ収束している途中で目標電圧が更新されることがあったとしても、その新たな目標電圧へ収束するように制御を切り替えることができる。したがって、オンライン運転を開始する際に制御不能状態などが発生してしまうことを効果的に抑制することができる。
【００２８】
本発明に採用される制御整流器は、さらに、差分電圧演算手段、電圧補償手段、オンライン目標電圧設定手段および過去差分電圧推定手段は、コンデンサの充電電圧をデジタル値へ変換するとともに電流指令をアナログ値へ変換するデジタルシグナルプロセッサにおいて、実現されているものである。
【００２９】
この構成を採用すれば、たとえば、過去差分電圧推定手段が演算した過去の差分電圧を用いて、電圧補償手段に電流指令を演算させることが簡単に実現できる。これに対して、同様の機能をアナログ回路で実現しようとした場合には、この過去の差分電圧はオペアンプに並列に接続されるコンデンサの直流電圧として保持されているので、オペアンプの演算速度を損なってしまうことなく、コンデンサの直流電圧を任意の電圧に制御することはとても難しい。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態に係る無停電電源装置および制御整流器を、図面に基づいて説明する。
【００３１】
図１は、本発明の実施の形態に係る無停電電源装置およびその接続部分を示す接続図である。
【００３２】
無停電電源装置の一対の入力端子１，２には、商用交流電源などの交流電源３が接続される。これにより、一対の入力端子１，２には、交流電力が入力される。一対の入力端子１，２の間には、入力コンデンサ４が接続されている。
【００３３】
無停電電源装置の一対の出力端子５，６には、コンピュータ、通信機器、その他の負荷機器７が接続されている。一対の出力端子５，６から出力される交流電力で、負荷機器７は動作することができる。一対の出力端子５，６の間には、出力コンデンサ８が接続されている。
【００３４】
一対の入力端子１，２と一対の出力端子５，６との間には、制御整流器本体１０と、一対のコンデンサ１１，１２と、インバータ本体１３と、がその順に接続されている。一対の入力端子１，２に入力される交流電力は、制御整流器本体１０で直流電力へ変換される。この直流電圧で一対のコンデンサ１１，１２は充電される。インバータ本体１３は、直流電圧を他の交流電力へ変換する。直流から交流へ変換された交流電力は、一対の出力端子５，６から出力される。なお、他方の入力端子２と、他方の出力端子６とは、グランド１４に接続されている。一対のコンデンサ１１，１２は、それぞれの一方の端子がグランド１４に接続されている。
【００３５】
制御整流器本体１０には、制御整流器制御回路１５が接続されている。制御整流器は、制御整流器本体１０と、制御整流器制御回路１５とで構成されている。インバータ本体１３には、インバータ制御回路１６が接続されている。インバータは、インバータ本体１３と、インバータ制御回路１６とで構成されている。
【００３６】
この無停電電源装置には、さらに、制御整流器本体１０、一対のコンデンサ１１，１２およびインバータ本体１３からなる電力供給経路をバイパスして、一方の入力端子１と一方の出力端子５とを直接に接続する、バイパス配線１７が設けられている。以下、バイパス配線１７が入力端子１側に接続される位置を、バイパスの分岐点１８と記載する。バイパス配線１７が出力端子５側に接続される位置を、バイパスの合流点１９と記載する。
【００３７】
一方の入力端子１と、バイパスの分岐点１８との間には、入力リレースイッチ２１が設けられている。他方の入力端子２と、制御整流器本体１０との間には、他の入力リレースイッチ２２が設けられている。これらの入力リレースイッチ２１および他の入力リレースイッチ２２を閉じることで、一対の入力端子１，２と制御整流器本体１０とを接続することができる。逆に、これらの入力リレースイッチ２１および他の入力リレースイッチ２２を開くことで、一対の入力端子１，２と制御整流器本体１０とを切り離すことができる。
【００３８】
入力リレースイッチ２１と、バイパスの分岐点１８との間には、二入力リレースイッチ２３が設けられている。二入力リレースイッチ２３の他方の接点は、他の入力リレースイッチ２２に接続されている。二入力リレースイッチ２３を入力リレースイッチ２１側に接続することで、一対の入力端子１，２に入力される電圧を制御整流器本体１０へ入力することができる。逆に、二入力リレースイッチ２３を他の入力リレースイッチ２２側に接続することで、制御整流器本体１０の入力電圧を０Ｖに固定することができる。
【００３９】
バイパス配線１７には、バイパスリレースイッチ２４が設けられている。インバータ本体１３と、バイパスの合流点１９との間には、インバータリレースイッチ２５が設けられている。バイパスリレースイッチ２４を開くとともにインバータリレースイッチ２５を閉じることで、インバータ本体１３から出力される交流電力を、一対の出力端子５，６から出力することができる。逆に、バイパスリレースイッチ２４を閉じるとともにインバータリレースイッチ２５を開くことで、バイパス配線１７を介して一対の入力端子１，２に入力される交流電源３からの交流電力を、一対の出力端子５，６から出力することができる。
【００４０】
なお、以下の構成の説明では、入力リレースイッチ２１、他の入力リレースイッチ２２およびインバータリレースイッチ２５が閉じており、バイパスリレースイッチ２４が開いており、さらに、二入力リレースイッチ２３が一方の入力端子１側の端子に接続されているものとして説明する。
【００４１】
この無停電電源装置には、さらに、一方のコンデンサ１１の充電電圧（レール電圧）と、他方のコンデンサ１２の充電電圧（レール電圧）との和の電圧（レールトゥレール電圧）が入力されるチャージャ３１と、このチャージャ３１に接続されるバッテリ３２と、バッテリ３２に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータ３３と、が備えられている。
【００４２】
チャージャ３１は、レールトゥレール電圧を所定のバッテリ充電電圧へ変換する。バッテリ３２は、このバッテリ充電電圧で充電される。ＤＣ／ＤＣコンバータ３３は、バッテリ３２に蓄電されている直流電力を、昇圧して、一対のコンデンサ１１，１２へ出力する。
【００４３】
なお、このＤＣ／ＤＣコンバータ３３は、基本的に、図示外のトランスと、スイッチングトランジスタとで構成されている。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３からは、バッテリ３２の充電電圧にトランスの巻き数比を乗算した電圧が出力される。そして、バッテリ３２はフル充電であっても所定の電圧以下の電圧を発生するので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３から出力される電圧も、自ずとある電圧以下の電圧となる。その結果、このＤＣ／ＤＣコンバータ３３を動作させると、レールトゥレール電圧は、基本的に、このＤＣ／ＤＣコンバータ３３の出力電圧となる。
【００４４】
さらに、この無停電電源装置には、制御本体４１が設けられている。制御本体４１は、上述する各種のリレースイッチ２１，２２，２３，２４，２５へ制御信号を出力する。入力リレースイッチ２１、他の入力リレースイッチ２２、バイパスリレースイッチ２４は、制御信号が入力されると閉じる。インバータリレースイッチ２５は、制御信号が入力されると開く。二入力リレースイッチ２３は、制御信号が入力されると、一方の入力端子１側に接続され、制御信号が入力されないときには、他方の入力端子２側に接続される。
【００４５】
また、制御本体４１は、無停電電源装置の動作モードに応じて、制御整流器制御回路１５、インバータ制御回路１６、チャージャ３１およびＤＣ／ＤＣコンバータ３３へ起動信号や停止信号を出力する。また、制御本体４１は、制御整流器制御回路１５へ、所定の動作モードとなることを指示するモード信号を出力する。
【００４６】
無停電電源装置の動作モードとしては、制御整流器本体１０、制御整流器制御回路１５およびＤＣ／ＤＣコンバータ１３を共に動作させる出力分担モードと、制御整流器本体１０と制御整流器制御回路１５のみを動作させるオンラインモードと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３のみを動作させるバックアップモードと、がある。
【００４７】
なお、無停電電源装置の動作モードとしては、この他にも、バイパスモードが存在する。バイパスモードでは、制御本体４１は、インバータリレースイッチ２５およびバイパスリレースイッチ２４へ制御信号を出力する。これにより、インバータリレースイッチ２５は開く。また、バイパスリレースイッチ２４は閉じられる。これにより、制御整流器本体１０、制御整流器制御回路１５、インバータ本体１３、インバータ制御回路１６などが故障していたとしても、一対の入力端子１，２に入力される交流電力をそのまま一対の出力端子５，６から出力することができる。
【００４８】
次に、この実施の形態に係る無停電電源装置の各部の細かい構成を説明する。
【００４９】
インバータ本体１３は、一方の出力端子５に接続される放電コイル５１と、放電コイル５１と一方のコンデンサ１１との間に接続されるプラス放電トランジスタ５２と、プラス放電トランジスタ５２と並列に接続される保護ダイオード５３と、放電コイル５１と他方のコンデンサ１２との間に接続されるマイナス放電トランジスタ５４と、マイナス放電トランジスタ５４と並列に接続される他の保護ダイオード５５と、を備える。
【００５０】
プラス放電トランジスタ５２をオン状態に制御すると、一方のコンデンサ１１が、放電コイル５１を介して一方の出力端子５に接続される。一方のコンデンサ１１の他端は、グランド１４を介して他方の出力端子６に接続されている。これにより、一方のコンデンサ１１の充電電圧が、一対の出力端子５，６から出力される。
【００５１】
逆に、マイナス放電トランジスタ５４をオン状態に制御すると、他方のコンデンサ１２が、放電コイル５１を介して一方の出力端子５に接続される。他方のコンデンサ１２の他端は、グランド１４を介して他方の出力端子６に接続されている。これにより、他方のコンデンサ１２の充電電圧が、一対の出力端子５，６から出力される。
【００５２】
インバータ制御回路１６は、プラス放電トランジスタ５２およびマイナス放電トランジスタ５４へ互いに逆相となるパルス列を出力する。これにより、プラス放電トランジスタ５２とマイナス放電トランジスタ５４とは、交互にオン状態になる。プラス放電トランジスタ５２がオン状態に制御され、その後にマイナス放電トランジスタ５４がオン状態に制御されることで、１サイクル分の交流電力が出力されることになる。
【００５３】
なお、実際には、インバータ制御回路１６は、制御信号を、半サイクルの間に、複数個のパルスをプラス放電トランジスタ５２あるいはマイナス放電トランジスタ５４へ出力する。これにより、インバータは、レール電圧の高低に関係なく、一対の出力端子５，６から、任意の周波数および任意の振幅を有する交流電力を出力することができる。
【００５４】
制御整流器本体１０は、二入力リレースイッチ２３に接続される充電コイル６１と、充電コイル６１と一方のコンデンサ１１との間に接続されるマイナス充電トランジスタ６２と、マイナス充電トランジスタ６２と並列に接続されるプラス充電ダイオード６３と、充電コイル６１と他方のコンデンサ１２との間に接続されるプラス充電トランジスタ６４と、プラス充電トランジスタ６４と並列に接続されるマイナス充電ダイオード６５と、を備える。なお、マイナス充電トランジスタ６２と、プラス充電トランジスタ６４とは、共にスイッチング素子である。
【００５５】
たとえば、一方の入力端子１の電位が他方の入力端子２の電位よりも高い状態で、プラス充電トランジスタ６４をオン状態とオフ状態との間でスイッチング制御する。プラス充電トランジスタ６４がオフ状態からオン状態へ制御されると、充電コイル６１、プラス充電トランジスタ６４、他のコンデンサ１２を介して、一方の入力端子１から他方の出力端子２へ電流が流れる。この電流で充電コイル６１には電気エネルギーが蓄電される。なお、このプラス充電トランジスタ６４がオン状態である期間に流れる電流で、他のコンデンサ１２は放電される。
【００５６】
プラス充電トランジスタ６４がオン状態からオフ状態へ制御されると、一方の入力端子１の電位が他方の入力端子２の電位よりも高いので、一対の入力端子１，２から入力される電気エネルギーと、充電コイル６１に蓄電されている電気エネルギーとが、プラス充電ダイオード６３を介して一方のコンデンサ１１に印加される。これにより、一方のコンデンサ１１は、入力電圧よりも絶対値が大きいプラスの電圧に充電される。
【００５７】
また、一方の入力端子１の電位が他方の入力端子２の電位よりも低い状態で、マイナス充電トランジスタ６２をオン状態とオフ状態との間でスイッチング制御する。マイナス充電トランジスタ６２がオフ状態からオン状態へ制御されると、一方のコンデンサ１１、マイナス充電トランジスタ６２、充電コイル６１を介して、他方の入力端子２から一方の出力端子１へ電流が流れる。この電流で充電コイル６１には電気エネルギーが蓄電される。なお、このマイナス充電トランジスタ６２がオン状態である期間に流れる電流で、一方のコンデンサ１１は放電される。
【００５８】
マイナス充電トランジスタ６２がオン状態からオフ状態へ制御されると、他方の入力端子２の電位が一方の入力端子１の電位よりも高いので、一対の入力端子１，２から入力される電気エネルギーと、充電コイル６１に蓄電されている電気エネルギーとが、マイナス充電ダイオード６５を介して他方のコンデンサ１２に印加される。これにより、他方のコンデンサ１２は、入力電圧よりも絶対値が大きいマイナスの電圧に充電される。
【００５９】
このように制御整流器本体１０は、プラス充電トランジスタ６４およびマイナス充電トランジスタ６２をオン状態とオフ状態との間でスイッチング制御することで、一方のコンデンサ１１をプラスの電圧に充電し、且つ、他方のコンデンサ１２をマイナスの電圧に充電する。
【００６０】
なお、プラス充電トランジスタ６４やマイナス充電トランジスタ６２をオフ状態からオン状態へ制御したときの充電コイル６１の両端にかかる電位差が大きければ大きいほど、充電コイル６１には大きな電気エネルギーが蓄電されるので、コンデンサ１１，１２の充電電圧の絶対値は大きくなる。
【００６１】
また、一方の入力端子１の電位が他方の入力端子２の電位よりも高い状態でのプラス充電トランジスタ６４のオン期間を長くすると、それだけ充電コイル６１には大きな電気エネルギーが蓄電されるので、一方のコンデンサ１１の充電電圧の絶対値は大きくなる。逆に、一方の入力端子１の電位が他方の入力端子２の電位よりも低い状態でのマイナス充電トランジスタ６２のオン期間を長くすると、それだけ充電コイル６１には大きな電気エネルギーが蓄電されるので、他方のコンデンサ１２の充電電圧の絶対値は大きくなる。
【００６２】
制御整流器制御回路１５は、図２に示すように、一対の入力端子１，２の間に入力される入力電圧を検出する入力電圧検出回路７１と、一対の出力端子５，６から出力される出力電圧を検出する出力電圧検出回路７２と、一方の出力端子５に流れる出力電流を検出する出力電流検出回路７３と、レールトゥレール電圧を検出するレールトゥレール電圧検出回路７４と、これら４つの検出回路７１，７２，７３，７４の検出値が入力されるデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ：ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）７５と、ＤＳＰ７５が出力する電流指令が入力される瞬時制御部７６と、を備える。瞬時制御部７６は、パルス生成回路である。
【００６３】
瞬時制御部７６は、主に、入力電圧を正規化する正規化回路８１と、正規化回路８１の出力電圧を所定の倍率だけ増幅する増幅回路８２と、増幅回路８２の出力が入力される加算回路８３と、三角波を出力する三角波発生回路８４と、加算回路８３の出力と三角波とを比較するコンパレータ８５と、コンパレータ８５の出力を反転する反転回路８６と、を備える。コンパレータ８５の出力は、プラス充電トランジスタ６４に入力される。反転回路８６の出力は、マイナス充電トランジスタ６２に入力される。なお、コンパレータ８５の反転入力に入力される電圧（値）は、指令値と呼ばれている。
【００６４】
図３（Ａ）に示すような正弦波の交流電圧が一対の入力端子１，２に入力されている場合、正規化回路８１からは、図３（Ｂ）に示すような正規化された正弦波が出力される。増幅回路８２は、この正規化された正弦波を所定の倍率（Ｋ倍）に増幅する。図３（Ｃ）に示すような増幅された正弦波は、加算回路８３を介してコンパレータ８５の反転入力に入力される。コンパレータ８５は、この増幅された正弦波と、非反転入力に入力される図３（Ｄ）に示すような三角波とを比較する（図３（Ｅ）参照）。そして、コンパレータ８５は、三角波の電圧レベルが増幅された正弦波の電圧レベルよりも高くなっている期間をパルス幅とするパルスを連続的に出力する（図３（Ｆ）参照）。このコンパレータ８５から出力されるパルス列は、入力電圧が高くなればなるほどパルス幅が狭くなり、入力電圧が低くなればなるほどパルス幅が広くなっている。反転回路８６は、このコンパレータから出力されるパルスを反転して出力する（図３（Ｇ）参照）。
【００６５】
ここで、図３（Ｈ）に示すように、一方のコンデンサ１１の充電電圧の絶対値と、他方のコンデンサ１２の充電電圧の絶対値とは、入力電圧の振幅よりも大きい場合を例に説明する。
【００６６】
上述するパルスの列がプラス充電トランジスタ６４およびマイナス充電トランジスタ６２に入力され、プラス充電トランジスタ６４とマイナス充電トランジスタ６２とが交互にオン状態にスイッチングされると、充電コイル６１には、図３（Ｉ）に示すように、入力電圧から他方のコンデンサ１２の充電電圧を減算した包絡線と、入力電圧から一方のコンデンサ１１の充電電圧を減算した包絡線との間で交互に切り替わる電圧波形の電圧が印加される。充電コイル６１には、この電圧波形に従った電気エネルギーが蓄電される。
【００６７】
そして、入力電圧が正の期間においては、充電コイル６１に蓄電されている電気エネルギーは、一方のコンデンサ１１へ供給される。逆に、入力電圧が負の期間においては、充電コイル６１に蓄電されている電気エネルギーは、他方のコンデンサ１２へ供給される。充電コイル６１に流れる電流波形を、図３（Ｊ）に示す。
【００６８】
瞬時制御部７６には、さらに、正規化回路８１から出力される正弦波と、ＤＳＰ７５が出力する電流指令とを乗算する乗算回路９１と、一方の入力端子１に流れる電流を検出する入力電流検出回路９２と、この入力電流から乗算回路９１の出力を減算する減算回路９３と、減算回路９３の出力を補償する電流補償回路９４と、が設けられている。電流補償回路９４の出力は、加算回路８３に入力される。
【００６９】
正弦波の交流電圧が一対の入力端子１，２に入力されている場合、正規化回路８１から出力される正弦波と、ＤＳＰ７５が出力する電流指令とを乗算することで、電流指令を振幅とする正弦波が生成される。この電流指令を振幅とする正弦波は、減算回路９３において反転された後、電流補償回路９４を介して加算回路８３に入力される。
【００７０】
したがって、コンパレータ８５の反転入力に入力される正弦波の振幅は、電流指令を振幅とする正弦波の分だけ増減する。
【００７１】
正の値の電流指令が出力されると、コンパレータ８５の反転入力に入力される指令値（正弦波）の振幅は小さくなる。その結果、入力電圧がプラスである期間において、コンパレータ８５が出力する各パルスのパルス幅は広くなり、充電コイル６１に蓄電される電気エネルギーは大きくなり、一方のコンデンサ１１の充電可能な電圧も高くなる。同様に、入力電圧がマイナスである期間において、反転回路８６が出力する各パルスのパルス幅が広くなり、充電コイル６１に蓄電される電気エネルギーは大きくなり、他方のコンデンサ１２の充電可能な電圧も高くなる。
【００７２】
また、電流指令が正の値の範囲内で増加すると、コンデンサ１１，１２の充電電圧は高くなる。逆に、電流指令が正の値の範囲内で減少すると、コンデンサ１１，１２の充電電圧は低くなる。
【００７３】
逆に、負の値の電流指令が出力されると、コンパレータ８５の反転入力に入力される指令値（正弦波）の振幅は大きくなる。その結果、入力電圧がプラスである期間において、コンパレータ８５が出力する各パルスのパルス幅は狭くなり、充電コイル６１に蓄電される電気エネルギーは小さくなり、一方のコンデンサ１１の充電可能な電圧も低くなる。同様に、入力電圧がマイナスである期間において、反転回路８６が出力する各パルスのパルス幅が狭くなり、充電コイル６１に蓄電される電気エネルギーは小さくなり、他方のコンデンサ１２の充電可能な電圧も低くなる。
【００７４】
また、電流指令が負の値の範囲内で増加すると、コンデンサ１１，１２の充電電圧は低くなる。逆に、電流指令が負の値の範囲内で減少すると、コンデンサ１１，１２の充電電圧は高くなる。
【００７５】
なお、乗算回路９１と、電流補償回路９４との間には、入力電流から乗算回路９１の出力を減算する減算回路９３が設けられている。したがって、プラス充電トランジスタ６４がオン状態の期間に、一方の入力端子１から入力される電流がその時々の電流指令に一致した段階で、減算回路９３の出力は０となる。この制御によって、一方の入力端子１からは、電流指令の分だけ余分な電流が入力されることになる。
【００７６】
ＤＳＰ７５は、コンピュータの一種であり、特に、信号処理に最適化されたコンピュータである。そして、ＤＳＰ７５は、主に、レールトゥレール電圧の実効電圧値をデジタル値へ変換するＡＤコンバータ１０１と、レールトゥレール電圧の目標電圧を記憶する目標電圧レジスタ１０２と、目標電圧からレールトゥレール電圧の実効電圧を減算する減算手段１０３と、減算手段１０３での減算結果が入力される電圧補償手段１０４と、電圧補償手段１０４から出力される内部電流指令が入力されるリミッタ手段１０５と、リミッタ手段１０５の出力（電流指令）が入力されるＤＡコンバータ１０６と、を備える。ＤＡコンバータ１０６は、デジタル値である電流指令を、アナログのレベル信号へ変換する。この電流指令のレベル信号が、瞬時制御部７６の乗算回路９１に入力される。なお、目標電圧レジスタ１０２と、減算手段１０３は、差分電圧演算手段を構成する。
【００７７】
減算手段１０３は、目標電圧からレールトゥレール電圧の実効電圧を減算する。この減算結果は、目標電圧に対するレールトゥレール電圧の実効電圧の差分電圧となる。差分電圧は、目標電圧よりもレールトゥレール電圧が低い場合には、プラスの値となる。逆に、目標電圧よりもレールトゥレール電圧が高い場合には、差分電圧は、マイナスの値となる。目標電圧とレールトゥレール電圧の実効電圧とが一致する場合には、差分電圧は０となる。
【００７８】
電圧補償手段１０４は、図４に示すように、差分電圧を入力として、一次ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ−ｄｕｒａｔｉｏｎＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ演算処理を行う。そして、演算結果を内部電流指令として出力する。
【００７９】
この一次ＩＩＲフィルタ演算処理は、下記式１に示すように、差分電圧に所定の係数Ｃ１を乗算した後に、フィードバック演算値と、フィードフォワード演算値とを加算したものを、内部電流指令として出力する。フィードバック演算値およびフィードフォワード演算値は、１つ前の差分電圧に基づいて演算される。但し、式１において、Ｉｍａｇ（ｎ）は、今回の内部電流指令、Ａ１，Ｂ１およびＣ１は予め定めた係数、Ｘ（ｎ）は今回の差分電圧、Ｘ１（ｎ−１）は前回の差分電圧に基づいてフィルタ演算処理で得られた内部変数である。
【００８０】
Ｉｍａｇ（ｎ）＝（Ａ１＋Ｂ１）・Ｘ１（ｎ−１）＋Ｃ１・Ｘ（ｎ）・・・式１
【００８１】
このように、今回の差分電圧と、前回の差分電圧に基づいて得られる内部変数とを利用することで、差分電圧の変化量に対する内部電流指令の変化量を抑制することができる。これにより、電流指令を安定化することができる。
【００８２】
リミッタ手段１０５は、内部電流指令が０以上である場合には、その内部電流指令をそのまま出力し、内部電流指令が０よりも小さい場合には、内部電流指令として０を出力する。
【００８３】
０よりも小さい負の内部電流指令をそのままＤＡコンバータ１０６から出力した場合、次のような問題が発生する。すなわち、０よりも小さい負の内部電流指令をそのままＤＡコンバータ１０６から出力すると、コンパレータ８５の反転入力に入力される波形の振幅は、電流指令が０である場合にコンパレータ８５の反転入力に入力される波形の振幅よりも、大きくなる。その分、コンパレータ８５や反転回路８６から出力されるパルスの充電時のパルス幅は、電流指令が０である場合よりも狭くなる。
【００８４】
充電時のパルス幅が狭くなると、そのパルスで充電コイル６１に蓄電される電気エネルギーは小さくなる。たとえば、電流指令が０において入力電圧と平衡するように一方のコンデンサ１１が充電されている状態を例に説明する。このような状態において、充電コイル６１に蓄電される電気エネルギーが小さくなると、充電コイル６１側から一方のコンデンサ１１側へ供給される電気エネルギーよりも、マイナス充電トランジスタ６２がプラス充電トランジスタ６４と逆相でオン状態に制御されたときに一方のコンデンサ１１から充電コイル６１側へ戻る電気エネルギーの方が大きくなってしまう。この電気エネルギーは、交流電源３から見ると、負荷機器７から交流電源３へ戻ってゆく回生電力となる。同様に、他方のコンデンサ１２からも、プラス充電トランジスタ６４を介して、負荷機器７から交流電源３への回生電力が発生してしまう。
【００８５】
しかし、この実施の形態では、リミッタ手段１０５によって、０以下の負の電流指令が出力されないようにしている。このようにすると、充電コイル６１側から一方のコンデンサ１１側へ供給される電気エネルギーと、一方のコンデンサ１１から充電コイル６１側へ戻る電気エネルギーとは、最低限でも一致するため、負荷機器７から交流電源３への回生電力が発生しなくなる。同様に、充電コイル６１側から他方のコンデンサ１２側へ供給される電気エネルギーと、他方のコンデンサ１２から充電コイル６１側へ戻る電気エネルギーとは、最低限でも一致するため、負荷機器７から交流電源３への回生電力が発生しなくなる。
【００８６】
その結果、マイナス充電トランジスタ６２と一方のコンデンサ１１との間に回生電力の発生を防止するためのダイオードや、プラス充電トランジスタ６４と他方のコンデンサ１２との間に回生電力の発生を防止するためのダイオードを設けなくても、回生電力の発生を効果的に抑制することができる。
【００８７】
なお、ＤＳＰ７５は、交流電力の１サイクル毎に、電流指令を更新する。
【００８８】
ＤＳＰ７５は、また、オンライン目標電圧設定手段として、出力電圧の実効電圧をデジタル値へ変換するＡＤコンバータ１１１と、３０Ｖの電圧値を記憶する出力加算値用レジスタ１１２と、出力実効電圧に出力加算値用レジスタに記憶されている３０Ｖの電圧を加算し、さらにその値を二倍にした電圧を出力する出力加算手段１１３と、入力電圧の実効電圧をデジタル値へ変換するＡＤコンバータ１１４と、１０Ｖの電圧値を記憶する入力加算値用レジスタ１１５と、入力実効電圧に入力加算値用レジスタに記憶されている１０Ｖの電圧を加算し、さらにさらにその値を二倍にした電圧を出力する入力加算手段１１６と、これら２つの加算手段１１３，１１６の出力値同士の大小を比較し、大きい方の出力値を出力する比較手段１１７と、比較手段１１７の出力が入力されるランプ手段１１８と、を備える。ランプ手段１１８から出力される目標電圧は、後述する選択手段１２２によって、目標電圧レジスタ１０２に設定される。
【００８９】
出力電圧の実効電圧が約１００Ｖで、且つ、入力電圧の実効電圧が約１００Ｖであるとすると、出力加算手段１１３からは約３４２（＝（（１００×２１／２）＋３０）×２）Ｖが出力され、入力加算手段１１６からは約３０２（＝（（１００×２１／２）＋１０）×２）Ｖが出力される。比較手段１１７は、大きい方の３４２Ｖを選択して出力する。
【００９０】
ランプ手段１１８は、現在の目標電圧レジスタ１０２に設定されている目標電圧から段階的に、比較手段１１７から出力される目標電圧へ変化するように、段階的に増加あるいは減少する複数の目標電圧を生成する。各目標電圧は、後述する選択手段１２２によって、順番に目標電圧レジスタ１０２に設定される。
【００９１】
なお、ランプ手段１１８は、複数の目標電圧による目標電圧の変化速度が、インバータによる出力電圧の最大変化速度よりも約１／５〜１／１０程度の速度となるように、複数の目標電圧を生成する。これにより、インバータの制御出力を不安定にしてしまわない程度に早い速度で、レール電圧を変化させてゆくことができる。
【００９２】
また、このように目標電圧レジスタ１０２に設定される目標電圧を、出力電圧や入力電圧を基準として一定のマージンを確保した値に設定することで、レール電圧を、これら入力電圧や出力電圧の最悪条件よりも高い電圧に制御する必要がなくなる。その結果、制御整流器の電力変換効率を、改善することができる。
【００９３】
そして、目標電圧レジスタ１０２に、ランプ手段１１８の目標電圧が設定されると、その設定された目標電圧とレールトゥレール電圧との差分電圧が演算され、この差分電圧を解消するための電流指令がＤＳＰ７５から出力される。瞬時制御部７６は、この電流指令を補うようにパルス列を出力する。制御整流器本体１０は、このパルス列でスイッチングする。これにより、一対のコンデンサ１１，１２の充電電圧は、次第に目標電圧に近づいてゆき、最終的には目標電圧に安定する。
【００９４】
ＤＳＰ７５は、さらに、出力分担目標電圧設定手段としての出力分担モード目標電圧レジスタ１２１と、選択手段１２２と、出力電流の実効電流をデジタル値へ変換するＡＤコンバータ１２３と、出力電流の実効電流と出力電圧の実効電圧とを乗算して出力電力の実効電力を演算する出力電力演算手段１２４と、過去差分電圧推定手段としての内部変数設定手段１２５と、を備える。
【００９５】
出力分担モード目標電圧レジスタ１２１には、出力分担モード時に、目標電圧レジスタ１０２に設定する目標電圧が記憶されている。
【００９６】
この出力分担モード時の目標電圧は、制御整流器とＤＣ／ＤＣコンバータ３３とを同時に動作させた場合に生じうるレールトゥレール電圧の最大電圧よりも大きな電圧とする。具体的には、レール電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３の出力電圧によって制限されているので、出力分担モード時の目標電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３の最大出力電圧よりも高い電圧であればよい。そして、たとえば日本国内仕様であるならば、分担モード時の目標電圧は、２４０Ｖ程度に設定すればよい。
【００９７】
選択手段１２２は、制御本体４１からのモード信号に基づいて、出力分担モード目標電圧レジスタ１２１の出力分担モード目標電圧と、ランプ手段１１８から出力されるオンラインモード目標電圧との中のいずれか一方を選択し、選択した目標電圧を目標電圧レジスタに設定する。具体的には、出力分担モードが指定された場合には、出力分担モード目標電圧レジスタ１２１の出力分担モード目標電圧を目標電圧レジスタ１０２に設定する。逆に、オンラインモードが指定された場合には、ランプ手段１１８から出力されるオンラインモード目標電圧を目標電圧レジスタ１０２に設定する。
【００９８】
出力電力演算手段１２４が演算した出力電力の実効電力は、内部変数設定手段１２５に入力される。
【００９９】
内部変数設定手段１２５は、制御本体４１からのモード信号が出力分担モードからオンラインモードへ変更された場合に、出力電力の実効電力に基づいて電圧補償手段１０４の内部変数を演算し、この内部変数を電圧補償手段１０４に設定する。電圧補償手段１０４は、この内部変数設定手段１２５によって演算された内部変数を用いて、内部電流指令を演算する。
【０１００】
内部変数設定手段１２５による内部変数の演算処理手順は、以下の通りである。
【０１０１】
たとえば、モード信号が出力分担モードからオンラインモードへ変更されると、内部変数設定手段１２５は、その時の出力電力の実効電力に基づいて、その実効電力をオンラインモードで出力する場合の内部電流指令を演算する。
【０１０２】
次に、内部変数設定手段１２５は、演算した内部電流指令に基づいて、内部変数を演算する。この実施の形態では、上記式１を用いて電流指令が演算されている。上記式１において、レールトゥレール電圧がオンラインモードの目標電圧に安定した場合には、差分電圧Ｘ（ｎ）は０となる。差分電圧Ｘ（ｎ）が０であるとすると、内部変数設定手段１２５は、下記式２に示す簡単な割り算処理で、内部変数Ｘ１（ｎ−１）を求めることができる。電圧補償手段１０４は、この式２で求めたＸ１（ｎ−１）を用いて、実際の内部電流指令を演算する。
【０１０３】
Ｘ１（ｎ−１）＝Ｉｍａｇ（ｎ）／（Ａ１＋Ｂ１）・・・式２
【０１０４】
このように、出力分担モードからオンラインモードへ切り替わる際に、電圧補償手段１０４の内部変数を強制的に変更することで、以下の効果が得られる。
【０１０５】
制御整流器を出力分担モードで動作させると、目標電圧レジスタ１０２には、出力分担モード目標電圧レジスタ１２１に記憶されている目標電圧が設定される。この出力分担モード目標電圧レジスタ１２１に記憶されている目標電圧は、制御整流器とＤＣ／ＤＣコンバータ３３とを同時に動作させた場合に生じうるレールトゥレール電圧の最大電圧よりも大きな電圧になっている。そのため、電圧補償手段１０４には、０よりも大きい差分電圧が入力され続ける。その結果、電圧補償手段１０４は、内部電流指令をどんどん大きく制御してゆく。
【０１０６】
瞬時制御部７６は、電流指令に応じたパルス幅のパルスを出力する。電流指令が大きくなれば、パルス幅が広いパルスを出力し、電流指令が小さくなれば、パルス幅が狭いパルスを出力する。そして、このような各種のパルス幅のパルスを出力できるようにするため、電流指令のレンジの一部が、パルス幅の０％〜１００％のレンジに割り当てられるのが一般的である。このように電流指令のレンジの一部に、パルス幅の０％〜１００％のレンジを割り当てることで、制御ループの一部をデジタル化しつつも、任意のループゲインとオフセットとを実現することができる。
【０１０７】
電流指令のレンジの一部に、パルス幅の０％〜１００％のレンジを割り当てる場合としては、たとえば、電流指令のレンジが０から２５５までの値をとることができる場合に、パルス幅の０％〜１００％のレンジをその３２から１６４までに割り当てる場合がある。
【０１０８】
しかしながら、このように電流指令のレンジの一部に、パルス幅の０％〜１００％のレンジを割り当てた状態で、制御整流器を出力分担モードで動作させると、上述したように、どんなに制御したとしても差分電圧は減少してこない。その結果、電圧補償手段１０４は、内部電流指令をどんどん大きく制御してしまう。その結果、１００％のパルス幅に割り当てられた電流指令よりも、内部電流指令が大きくなってしまうことになる。上述の例では、電流指令が１６５以上の値になってしまうことになる。
【０１０９】
そして、このように１００％のパルス幅に割り当てられた電流指令よりも内部電流指令が大きくなっている状態で、出力分担モードからオンラインモードに切り替わった場合、内部変数にも大きな値が設定されてしまっているため、目標電圧レジスタ１０２に設定される目標電圧をオンラインモードの目標電圧へ変更したとしても、内部目標電流は、直ぐに、所望のオンラインモードにおける内部目標電流に収束されない。
【０１１０】
その結果、出力分担モードからオンラインモードに切り替えたとしても、暫らくの間は、１００％のパルス幅が出力されつづけてしまう。この間に、大きな負荷変動があって、目標電圧をそれに応じて更新したとしても、制御整流器は、その負荷変動に応じた適切なレール電圧に制御することはできない。つまり、制御不能状態が発生してしまう。
【０１１１】
また、１００％のパルス幅が出力されつづけてしまうことで、レール電圧が異常に高い電圧となってしまうことも考えられる。その結果、制御整流器、インバータ、チャージャ３１、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３の各種のスイッチングトランジスタやダイオードの耐圧を超えてしまうようなレール電圧によって、これらのメイン素子を破損してしまうことも考えられる。
【０１１２】
そこで、この実施の形態のように、出力分担モードからオンラインモードに切り替わる時の出力電力の実効電力に基づいて、その出力電力をオンラインモードで給電した場合の内部電流指令を仮に演算し、この仮の内部電流指令に基づいて仮の内部変数を演算し、さらに、電圧補償手段１０４がこの仮の内部変数と、オンラインモード時の差分電圧とに基づいて実際の内部電流指令を演算することで、出力分担モードからオンラインモードに切り替わった直後から、適切なパルス幅のパルスを生成することができる。その結果、レール電圧は、出力電力に見合った所望の電圧へ直ちに収束する。そして、この実施の形態では、出力分担モードからオンラインモードに切り替えた直後に制御不能状態が発生しなくなる。
【０１１３】
また、出力分担モードからオンラインモードに切り替えた直後に、１００％のパルス幅のパルスが出力されつづけてしまうことが無くなる。その結果、レール電圧が異常に高い電圧となってしまうことはなく、制御整流器、インバータ、チャージャ３１、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３の各種のスイッチングトランジスタやダイオードの耐圧を超えてしまうようなレール電圧を発生してしまうこともなくなる。
【０１１４】
次に、以上のような構成を有する無停電電源装置の全体的な動作を説明する。
【０１１５】
一対の入力端子１，２に交流電源３が接続され、且つ、一対の出力端子５，６に負荷機器７が接続された状態で、図示外の電源スイッチが操作されると、無停電電源装置は、動作を開始する。なお、電源が投入された時点では、入力リレースイッチ２１、他の入力リレースイッチ２２およびバイパスリレースイッチ２４が開いており、インバータリレースイッチ２５は閉じており、さらに、二入力リレースイッチ２３が他方の入力端子２側に接続されている。
【０１１６】
制御本体４１は、起動されると、最初に初期設定処理を行う。この初期設定処理では、上述する各リレースイッチ２１，２２，２３，２４，２５の接点が制御信号に応じて所定の開閉動作をするか否かをテストする。このテストで、所定の開閉動作をしないリレースイッチがあった場合には、制御本体４１は、図示外の起動エラーインジケータを点灯する。また、必要に応じて、制御本体４１は、図示外の通信手段から起動エラー信号を出力する。
【０１１７】
初期設定が無事に完了すると、制御本体４１は、入力リレースイッチ２１、他の入力リレースイッチ２２および二入力リレースイッチ２３へ制御信号を出力する。これにより、各入力リレースイッチ２１，２２は閉じ、二入力リレースイッチ２３は一方の入力端子１側に接続される。この結果、一対の入力端子１，２に入力される電圧は、制御整流器本体１０に入力される。
【０１１８】
なお、バッテリ３２が充電されている場合、制御本体４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３およびインバータを起動して、バックアップモードで動作を開始する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３から出力される直流電力で、一対のコンデンサ１１，１２は充電され、インバータ本体１３から交流電力が出力される。インバータ本体１３から出力される交流電力は、インバータリレースイッチ２５および一対の出力端子５，６を介して、負荷機器７へ供給される。負荷機器７は、この交流電力で直ちに起動することができる。
【０１１９】
次に、制御本体４１は、入力電力の状態を確認し、入力電力が正常である場合には、制御整流器を起動するとともに、オンラインモードを指定するモード信号を出力する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３を停止する。なお、チャージャ３１を起動して、バッテリ３２を充電してもよい。
【０１２０】
ＤＳＰ７５では、出力加算手段１１３から出力される電圧と、入力加算手段１１６から出力される電圧の中の大きい方の出力値が比較手段１１７から出力され、この大きい方の出力値に基づいて複数の目標電圧がランプ手段１１８において生成される。この複数の目標電圧は、選択手段１２２によって、順次予め定められた時間間隔毎に、目標電圧レジスタ１０２に設定される。
【０１２１】
そして、ＤＳＰ７５からは、目標電圧レジスタ１０２の目標電圧に対するレールトゥレール電圧の差分電圧に基づいて、電流指令が出力される。瞬時制御部７６は、この電流指令に応じたパルス幅のパルス列を生成する。制御整流器本体１０は、このパルス列に基づいてスイッチング動作を開始する。
【０１２２】
これにより、レールトゥレール電圧は、ランプ手段１１８から出力される目標電圧に制御される。
【０１２３】
なお、このようにＤＣ／ＤＣコンバータ３３を動作させている状態からオンライン運転を開始する場合には、その切替時に、レールトゥレール電圧は所定の電圧に制御されている。そのため、ＤＳＰ７５には、図示外の目標電圧レジスタ１０２の初期値設定手段を設け、その初期値設定手段が、オンラインモード制御を開始する前に、目標電圧レジスタ１０２に、その初期値として、ＡＤコンバータ１０１から入力されるレールトゥレール電圧の実効電圧を設定するとよい。これにより、レールトゥレール電圧の急激な変動を抑制し、レールトゥレール電圧の変動に起因して、インバータ本体１３の出力電力が大きく変動してしまうことを防止することができる。
【０１２４】
また、出力電圧や入力電圧が変動すると、目標電圧レジスタ１０２の目標電圧が、それに応じた目標電圧へ更新される。そして、ＤＳＰ７５からは、新たな電流指令が出力され、瞬時制御部７６は、この新たな電流指令に応じた新たなパルス幅のパルス列を生成し、制御整流器本体１０は、このパルス列に基づいてスイッチング動作を行う。これにより、レールトゥレール電圧は、入力電圧や出力電圧に対して一定のマージンを確保した電圧に維持される。その結果、負荷機器７の消費電力が大きく変動したとしても、インバータは、安定した品質の交流電力を負荷機器７へ供給し続けることができる。
【０１２５】
そして、このオンライン運転中に入力電力が低下したりすると、制御本体４１は、制御整流器を停止するとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３を起動して、バックアップモードに切り替える。その結果、入力電力が異常状態になっているにもかかわらず、インバータは、安定した品質の交流電力を負荷機器７へ供給し続けることができる。
【０１２６】
また、制御本体４１は、オンラインモード起動に替えて、あるいは、オンライン運転の後に設定や必要に応じて、出力分担モードを指定するモード信号を出力する。制御本体４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３が停止している場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３を起動する。また、チャージャ３１が起動している場合には、チャージャ３１を停止する。
【０１２７】
出力分担モードが指定されると、ＤＳＰ７５の選択手段１２２は、出力分担モード目標電圧レジスタ１２１に記憶されている目標電圧を、目標電圧レジスタ１０２に設定する。そして、ＤＳＰ７５からは、目標電圧レジスタ１０２に設定されている目標電圧に対するレールトゥレール電圧の差分電圧に基づいて、電流指令が出力される。瞬時制御部７６は、この電流指令に応じたパルス幅のパルス列を生成する。制御整流器本体１０は、このパルス列に基づいてスイッチング動作を開始する。
【０１２８】
この出力分担モードの場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３が起動されている。そのため、レールトゥレール電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３の出力電圧となる。その結果、この出力分担モードでは、目標電圧レジスタ１０２の目標電圧に対するレールトゥレール電圧の差分電圧が減少することはなく、電流指令はどんどん大きくなってゆく。その結果、瞬時制御部７６が生成する各パルスのパルス幅は電流指令が最大となるパルス列に固定され、制御整流器からインバータへ最大の入力電力が供給され続けることになる。
【０１２９】
その結果、最大の入力電力が制御整流器からインバータに供給され続けるので、最も効率よく入力電力を負荷機器７へ供給することができる。特に、この実施の形態では、回生電力をリミット手段１０５で防止して、制御整流器本体１０に回生電力を防止するためのダイオードを設けないようにしているので、それだけ制御整流器本体１０での電力供給効率が向上している。したがって、制御整流器本体１０は、従来では到底に実現することができない非常に高い効率で負荷機器７へ電力を供給することができる。
【０１３０】
また、この出力分担モードでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３も常に、バッテリ３２の電力を負荷機器７へ供給するように動作している。そのため、入力電圧が低下したり、入力電力が停電したりした場合には、それによって不足する電力は、バッテリ３２から瞬時に供給される。その結果、瞬時停電などを起こすことなく、負荷機器７へ安定した電力を供給し続けることができる。
【０１３１】
しかも、この出力分担モードでは、入力電圧が低下した場合であっても、その低下した入力電力を可能な限り負荷機器７へ供給する。そのため、入力電圧の低下を検出したらオンラインモードからバックアップモードへ切り替えてしまう制御に比べて、バッテリ３２の電力消費を抑えることができる。その結果、バッテリ３２の放電する回数や放電する深度を効果的に抑制し、バッテリ３２の長寿命化を実現することができる。
【０１３２】
さらに、制御本体４１は、必要に応じて、モード信号を出力分担モードからオンラインモードへ切り替える。また、制御本体４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３３を停止する。
【０１３３】
モード信号が出力分担モードからオンラインモードへ切り替わると、ＤＳＰ７５の選択手段１２２は、目標電圧レジスタ１０２に、ランプ手段１１８から出力される目標電圧を設定する。これにより、オンライン運転時の目標電圧に対するレールトゥレール電圧の差分電圧が、差分電圧として出力される。
【０１３４】
また、これと同時に、内部変数設定手段１２５は、その切り替わる時の出力電力の実効電力に基づいて電圧補償手段１０４の内部変数を演算し、この内部変数を電圧補償手段１０４に設定する。
【０１３５】
そして、電圧補償手段１０４は、オンライン運転時の目標電圧に対するレールトゥレール電圧の差分電圧と、出力電力に見合うと推定される内部変数とに基づいて、内部電流指令を出力する。
【０１３６】
その結果、レールトゥレール電圧は、直ちにオンライン運転時の目標電圧に収束し、その目標電圧に安定化することになる。また、このレールトゥレール電圧が目標電圧に収束している間に目標電圧が更新されることがあったとしても、その新たな目標電圧に収束するように制御を切り替えることができる。つまり、出力分担モードからオンラインモードに切り替えた直後に、制御不能状態が発生してしまうことはない。
【０１３７】
以上のように、この実施の形態では、一対のコンデンサ１１，１２の充電電圧が目標電圧となるように制御整流器を制御しているので、間接的に、電力の変換効率を制御することができる。その結果、高い電力変換効率を実現することかできる。
【０１３８】
以上の実施の形態は、本発明の好適な実施の形態の例であるが、本発明はこれに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々の変形、変更が可能である。
【０１３９】
たとえば、上記実施の形態では、制御本体４１からのモード信号が出力分担モードからオンラインモードへ変更される場合にのみ、内部変数を更新している。この他にもたとえば、バックアップモードからオンラインモードへ切り替える場合や、バイパスモードからオンラインモードへ切り替える場合などのように、制御整流器がオンラインモードで動作を開始する場合には常に内部変数を設定するようにしてもよい。さらには、無停電電源装置を停止状態からいきなりオンラインモードで起動する場合にも、内部変数を設定するようにしてもよい。この場合には、たとえば、過去の負荷電力を記憶しておき、その過去の負荷電力に基づいて内部変数を演算すればよい。
【０１４０】
このようにオンラインモードで動作を開始する場合に、出力電力などに基づいて内部変数を設定することで、一次ＩＩＲフィルタを使用しながらも、オンラインモードを開始すると、直ちにレールトゥレール電圧を目標電圧に安定化させることができる。
【０１４１】
上述の実施の形態では、電圧補償手段１０４は、一次のＩＩＲフィルタ演算処理を実行している。この他にもたとえば、電圧補償手段１０４によるフィルタ演算処理は、二次ＩＩＲフィルタ演算処理であっても、さらに高次のＩＩＲフィルタ演算処理であってもよい。さらには、少なくとも、過去の差分電圧に基づいて得られる内部変数を利用するフィルタ演算処理であってもよい。
【０１４２】
但し、電圧補償手段１０４のフィルタ演算処理を、二次あるいはさらに高次のＩＩＲフィルタ演算処理とした場合には、その次数分の内部変数が演算処理に利用される。そして、内部変数設定手段１２５は、内部電流指令に基づいて内部変数を逆演算しているので、内部変数が複数個になった場合には、各内部変数の絶対値を演算することができなくなる。したがって、内部電流指令に対応する正確な内部変数を設定することができなくなる。一次のＩＩＲフィルタ演算処理であれば、確実に内部変数を演算することができるので、正確な内部変数に基づいて確実に制御不能状態を防止することができる。
【０１４３】
なお、二次あるいはさらに高次のＩＩＲフィルタ演算処理である場合には、複数個の内部変数が同一の値であるとして演算し、この値を全ての内部変数に設定するようにすれば、制御不能状態を効果的に抑制することができる。
【０１４４】
上述の実施の形態では、レールトゥレール電圧に基づいて差分電圧を演算している。この他にもたとえば、レール電圧に基づいて差分電圧を演算してもよい。また、比較手段１１７で比較される電圧は、それぞれ実効値とされているが、両者またはいずれか一方をピークトゥピーク電圧や振幅などの瞬時値としてもよい。
【０１４５】
上述の実施の形態では、瞬時制御部７６をアナログ回路で実現している。この他にもたとえば、瞬時制御部７６と同等の機能をＤＳＰに組み込み、ＤＳＰから正弦波の電圧信号を出力するようにしてもよい。これにより、制御素子数を削減することができる。
【０１４６】
たとえば、電流指令をアナログへ変換するＤＡコンバータ１０６の替わりに、電流指令の振幅を有する正弦波のサンプリング値を、その位相が入力電圧波形と同期させるように出力する電流指令波形出力手段と、入力電流をデジタル値へ変換するＡＤコンバータと、この電流指令波形のサンプリング値から入力電流のデジタル値を減算する減算手段と、減算手段の出力値が入力される電流補償手段と、所定の振幅を有する正弦波のサンプリング値を、その位相が入力電圧波形と同期させるように出力する固定波形出力手段と、固定波形出力手段の出力と電流補償手段の出力とを加算する加算手段と、三角波のサンプリング値を出力する三角波形出力手段と、三角波形出力手段の出力と加算手段の出力とが入力されるコンパレート手段と、コンパレート手段の出力をアナログ波形へ変換するＤＡコンバータと、をＤＳＰ７５に設ければよい。
【０１４７】
そして、コンパレート手段は、三角波のサンプリング値が加算手段の出力値よりも大きい場合には１を出力し、三角波のサンプリング値が加算手段の出力値よりも小さい場合には０を出力する。これにより、上記実施の形態と同等のパルス幅を有するパルスの列をＤＳＰから出力することができる。
【０１４８】
上記実施の形態では、レールトゥレール電圧に基づいて電流指令を演算するまでの処理を、ＤＳＰ７５で実行している。この他にも、レールトゥレール電圧に基づいて電流指令を演算する処理は、図５に示すアナログ回路で実現することができる。
【０１４９】
図５に示すアナログ回路では、レールトゥレール電圧は目標電圧とともに第一のオペアンプ１３１に入力される。この第一のオペアンプ１３１は、目標電圧に対するレールトゥレール電圧の差分電圧を出力する。差分電圧は、第二のオペアンプ１３２の反転入力に入力される。第二のオペアンプ１３２の正入力端子はグランドに設置されている。また、第二のオペアンプ１３２には並列にコンデンサ１３３が接続される。なお、第二のオペアンプ１３２の出力と、グランドとの間に接続されるダイオード１３４が、リミッタ手段１０５に相当する。このダイオード１３４が接続された第二のオペアンプ１３２の出力が、電流指令に相当する。
【０１５０】
そして、図５と図２とを比較すれば判るように、コンデンサ１３３の直流電圧が、電圧補償手段の内部変数に相当する。したがって、このアナログ回路において、本実施の形態のように内部変数を任意の値に設定するためには、このコンデンサ１３３の直流電圧を、任意の電圧に制御できるように構成する必要がある。
【０１５１】
しかしながら、このコンデンサ１３３は、第二のオペアンプ１３２と並列に接続されている。そのため、その両端をショートして０Ｖにすることは可能であったとしても、任意の電圧に制御することは非常に難しい。また、このコンデンサ１３３に並列に、コンデンサ１３３の直流充電電圧を制御するための回路を接続した場合、その回路への配線の配線容量などによって、第二のオペアンプ１３２の演算速度が非常に遅くなってしまう。
【０１５２】
それゆえ、レールトゥレール電圧に基づいて電流指令を演算するＤＳＰ７５の内部処理を、アナログ回路で実現した場合、本実施の形態のように、オンライン運転開始時に、コンデンサ１３３の直流電圧を任意の電圧に設定することは非常に難しい。しかしながら、低価格製品やユーザの要求によっては、この種のアナログ回路を利用することができる。
【０１５３】
【発明の効果】
本発明では、コンデンサの充電電圧を制御するので、間接的に、制御整流器の電力変換効率を制御することができる。その結果、本発明では、高い電力変換効率を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る無停電電源装置およびその接続部分を示す接続図である。
【図２】図１中の制御整流器制御回路およびその周辺回路を示すブロック図である。
【図３】図２に示す制御整流器制御回路の動作の説明図である。
【図４】図２中の電圧補償手段の構成を示すフィルタ構成図である。
【図５】図２中の減算手段と、電圧補償手段とをアナログ回路で実現する場合の変形例を示す回路図である。
【符号の説明】
１，２入力端子
５，６出力端子
１０制御整流器本体（制御整流器）
１１，１２コンデンサ
１３インバータ本体（インバータ）
１５制御整流器制御回路（制御整流器）
１６インバータ制御回路（インバータ）
３２バッテリ
４１制御本体
６２マイナス充電トランジスタ（スイッチング素子）
６４プラス充電トランジスタ（スイッチング素子）
７５デジタルシグナルプロセッサ
７６瞬時制御部（パルス生成回路）
１０２目標電圧レジスタ（差分電圧演算手段）
１０３減算手段（差分電圧演算手段）
１０４電圧補償手段
１１１ＡＤコンバータ（オンライン目標電圧設定手段）
１１２出力加算値用レジスタ（オンライン目標電圧設定手段）
１１２選択手段
１１３出力加算手段（オンライン目標電圧設定手段）
１１４ＡＤコンバータ（オンライン目標電圧設定手段）
１１５入力加算値用レジスタ（オンライン目標電圧設定手段）
１１６入力加算手段（オンライン目標電圧設定手段）
１１７比較手段（オンライン目標電圧設定手段）
１１８ランプ手段（オンライン目標電圧設定手段）
１２１出力分担モード目標電圧レジスタ（出力分担目標電圧設定手段）
１２５内部変数設定手段（過去差分電圧推定手段）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to an uninterruptible power supply connected between an AC power supply and a load device.
[0002]
[Prior art]
  Conventional uninterruptible power supplies use AC power input to the input terminals.controlIt is converted into DC power by a rectifier (rectifier). In addition,Control rectifierIs a kind of AC / DC converter and outputs an output voltage higher than the input voltage. Also, in the case of direct current power, in general, we recall power with a constant voltage,Control rectifierIn general, the voltage of the direct-current power output by the power supply is a voltage that pulsates to such an extent that the polarity of the voltage does not change between plus and minus, for example, a voltage such as a half-wave rectified voltage.
[0003]
  AndControl rectifierThe capacitor is charged with the DC power output from. The inverter also converts the DC power charged in the capacitor into AC power. The AC power generated by the inverter is supplied from the output terminal to the load device.
[0004]
  If the input power becomes abnormal, the uninterruptible power supplyControl rectifierAnd supplying power from the battery to the capacitor. Thereby, a load apparatus can be operated with the electric power stored in the battery. Such an uninterruptible power supply is disclosed in Patent Document 1, for example.
[0005]
[Patent Document 1]
  JP 2000-060026 (FIGS. 1 and 6)
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
  However, in the uninterruptible power supply disclosed in Patent Document 1,Control rectifierAn input voltage and an output voltage are input to the second control circuit that constitutes. The second control circuit compares a reference sine wave generated based on the input voltage with a triangular wave by a comparator, and generates a pulse based on the output of the comparator. In the second control circuit, the output voltage is subtracted from the reference sine wave. ThisControl rectifierCan input electric power balanced with the output electric power based on the output voltage.
[0007]
  However, when generating a pulse based on the output voltage in this way,Control rectifierThe power conversion efficiency is left uncontrolled. And this conventionalControl rectifierThen, the charging voltage of the capacitor is usually controlled to a voltage much higher than those voltages regardless of the input voltage or the output voltage. As a result, this conventionalControl rectifierThe power conversion efficiency is low.
[0008]
  In particular, AC power input to the input terminalControl rectifierAnd uninterruptible power supplies that supply load equipment via an inverter.Control rectifierThis low power conversion efficiency causes a steady decrease in power conversion efficiency.
[0009]
  The present invention has been made to solve the above problems,Control rectifierIt is an object of the present invention to obtain an uninterruptible power supply that can control the power conversion efficiency of the power supply, and as a result, can realize high power conversion efficiency.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
  An uninterruptible power supply according to the present invention is an input terminal to which an AC power supply is connected, a capacitor, and converts the AC power input from the input terminal into DC power to charge the capacitor.Control rectifierA battery that outputs power for charging the capacitor, an inverter that converts DC power supplied via the capacitor into AC power, and an output terminal that outputs AC power of the inverter. An uninterruptible power supply that is charged via a charger to which a charging voltage is input and outputs DC power stored in the battery to a capacitor by a DC / DC converter connected to the battery,Control rectifierThe differential voltage calculation means for calculating the differential voltage of the capacitor charging voltage with respect to the target voltage, the voltage compensation means for outputting a current command for reducing the differential voltage, and a pulse having a wider pulse width as the current command is larger. A pulse generation circuit to be generated; and a switching element that is provided between the input terminal and the capacitor and is switched to an on state when a pulse is input.
[0011]
  If this configuration is adopted, when the charging voltage of the capacitor is lower than the target voltage, a current command for reducing the differential voltage is output. As the capacitor charging voltage is lower than the target voltage, a pulse having a wider pulse width is generated, and the switching element is switched to the ON state when this pulse is input. On the contrary, when the charging voltage of the capacitor is higher than the target voltage, a current command for reducing the differential voltage is output. As the capacitor charging voltage is higher than the target voltage, a pulse having a narrower pulse width is generated, and the switching element is switched to the ON state when this pulse is input. Thus, the capacitor is eventually charged to the target voltage.
[0012]
  Also,Control rectifierControls AC power input to the input terminal to DC power by controlling the charging voltage of the capacitor to be the target voltage. Therefore, the conventional power control system that converts AC power to DC power based on input power and output power.Control rectifierCompared toControl rectifierThe output voltage of the capacitor, that is, the charging voltage of the capacitor can be kept low. as a result,Control rectifierThe power conversion efficiency of the conventional power control method is improvedControl rectifierHigh power conversion efficiency can be realized. And, the AC power input to the input terminal is alwaysControl rectifierAnd even if it is a case where it supplies to a load apparatus via an inverter, the alternating current power input into an input terminal can be efficiently supplied to a load apparatus.In addition, since a negative current command is not output by the limiter means, it is not necessary to provide a diode for preventing regenerative power.
[0013]
  The uninterruptible power supply according to the present invention further includesControl rectifierAnd DC / DC converters are operated together to provide DC power.DoProvided,Control rectifierThe output sharing target voltage setting means for outputting a high voltage that cannot be charged to the capacitor even if the pulse width of the pulse is maximized to the differential voltage calculation means as the target voltage, and the target voltage of the output sharing target voltage setting means And a control main body that outputs electric power from the battery when outputting to the differential voltage calculation means.
[0014]
  If this configuration is adopted, when the target voltage output by the output sharing target voltage setting means is output to the differential voltage calculation means, the target voltage can charge the capacitor even if the pulse width of the pulse is maximized. Because it is a high voltage that can not beControl rectifierRegardless of how it is controlled, the differential voltage does not become zero. Therefore, a pulse having a wide pulse width continues to be output from the pulse generation circuit. as a result,Control rectifierContinues to supply power based on AC power to the capacitor.
[0015]
  Therefore, the capacitor is charged with the AC power input to the input terminal, and the power charged in the capacitor is continuously converted back to AC power by the inverter, so the AC power input to the input terminal is efficiently converted. Can be supplied to load equipment.
[0016]
  The capacitor is also supplied with power from the battery. Therefore, due to abnormal input power etc.Control rectifierEven if the power from the power supply decreases, the charging voltage of the capacitor can be maintained by the power from the battery. And since the charging voltage of the capacitor can be maintained with the power from the battery, even if the input power becomes abnormalControl rectifierWithout stoppingControl rectifierCan continue to supply as much power as possible. Also,Control rectifierThus, by continuously supplying as much power as possible, the number of discharges and the depth of discharge of the battery can be effectively suppressed. As a result, the battery life is extended.
[0017]
  The uninterruptible power supply according to the present invention further includes:Control rectifierThe target voltage of the online target voltage setting means and the target voltage of the online target voltage setting means for outputting a voltage that outputs a current command within a range in which the pulse width of the pulse can be varied from the voltage compensation means as a target voltage. andOutput sharingSelecting means for selecting any one of the target voltages of the target voltage setting means and outputting the selected voltage to the differential voltage calculating means.
[0018]
  If this configuration is adopted, when the selection means selects the target voltage of the online target voltage setting means and outputs it to the differential voltage calculation means,Control rectifierGenerates a pulse so that the charging voltage of the capacitor becomes the target voltage of the online target voltage setting means. The uninterruptible power supply can supply only the AC power input to the input terminal to the load device in a state where the charging voltage of the capacitor becomes the target voltage of the online target voltage setting means.
[0019]
  Also, the selection meansOutput sharingWhen the target voltage of the target voltage setting means is output to the differential voltage calculation means, the uninterruptible power supply can efficiently supply power while extending the battery life.
[0020]
  In the uninterruptible power supply according to the present invention, the voltage compensation unit further performs filtering using the current differential voltage output from the differential voltage calculation unit and the past differential voltage output from the differential voltage calculation unit. Based on the AC power output from the output terminal, the current command is output, the target voltage for online operation that balances the AC power is calculated, and the target voltage obtained by this calculation was set as the target voltage In the case, the differential voltage calculation means is provided with the past differential voltage estimation means for calculating the past differential voltage that would have been output,Output sharingWhen setting the target voltage of the online target voltage setting means in the differential voltage calculation means instead of the target voltage of the target voltage setting means, the voltage compensation means uses the past differential voltage calculated by the past differential voltage estimation means to Command is calculated.
[0021]
  If this configuration is adopted, the voltage compensating means generates a current command by filtering using the current differential voltage output from the differential voltage calculating means and the past differential voltage output from the differential voltage calculating means. . Therefore, even if the power consumption of the load device fluctuates and the current differential voltage fluctuates instantaneously, the current command is stabilized. As a result, stable power can be supplied to the load device regardless of the power consumption of the load device.
[0022]
  Moreover,Output sharingWhen setting the target voltage of the online target voltage setting means in the differential voltage calculation means instead of the target voltage of the target voltage setting means, the voltage compensation means uses the past differential voltage calculated by the past differential voltage estimation means to Calculate the command. As a result, the voltage compensation unit immediately converges the capacitor charging voltage to the target voltage during online operation and stabilizes the target voltage. Further, even when the target voltage is updated while the charging voltage of the capacitor has converged to the target voltage, the control can be switched so as to converge to the new target voltage.
[0023]
  Therefore, while stabilizing the current command,Output sharingOccurrence of an uncontrollable state when switching from driving to online driving can be effectively suppressed.
[0024]
  Adopted in the present inventionControl rectifierCharges the capacitor by switching the switching element to which AC power is input between the on state and the off stateControl rectifierA differential voltage calculation means for calculating a differential voltage of the capacitor charging voltage with respect to the target voltage, a voltage compensation means for outputting a current command for reducing the differential voltage, and a pulse having a wider pulse width as the current command is larger. And a pulse generation circuit for generating the switching element, wherein the switching element is switched to an ON state when a pulse is input.
[0025]
  If this configuration is adopted, the capacitor can be finally charged to the target voltage. Also,Control rectifierSince the capacitor charging voltage is controlled to be the target voltage, the conventional power control system that converts AC power to DC power based on the input power and output power.Control rectifierCompared toControl rectifierThe output voltage of the capacitor, that is, the charging voltage of the capacitor can be kept low. as a result,Control rectifierThe power conversion efficiency is improved.
[0026]
  Adopted in the present inventionControl rectifierFurther includes an on-line target voltage setting means for outputting a voltage at which a current command within a range in which the pulse width of the pulse can be output is output from the voltage compensation means to the differential voltage calculation means as a target voltage, and an output Based on the AC power output from the terminal, the target voltage for online operation that balances with the AC power is calculated, and if the target voltage obtained by this calculation is set as the target voltage, the differential voltage calculation means Past difference voltage estimation means for calculating a past difference voltage that would have been output, and the voltage compensation means includes the current difference voltage output from the difference voltage calculation means and the past output from the difference voltage calculation means. Output the current command filtered by using the differential voltage of, especially when starting control based on the target voltage of the online target voltage setting means Are those in which the last differential voltage estimating means for calculating a current command using past difference voltage operation.
[0027]
  If this configuration is adopted, the voltage compensating means generates a current command by filtering using the current differential voltage output from the differential voltage calculating means and the past differential voltage output from the differential voltage calculating means. Therefore, the current command is stabilized. Moreover, when the control is started based on the target voltage of the online target voltage setting means, the current command is calculated using the past differential voltage calculated by the past differential voltage estimation means. First, the charging voltage of the capacitor immediately converges to the target voltage during online operation and stabilizes to the target voltage. Further, even when the target voltage is updated while the charging voltage of the capacitor has converged to the target voltage, the control can be switched so as to converge to the new target voltage. Therefore, it is possible to effectively suppress the occurrence of an uncontrollable state or the like when starting online operation.
[0028]
  Adopted in the present inventionControl rectifierFurther, the differential voltage calculation means, the voltage compensation means, the online target voltage setting means, and the past differential voltage estimation means, in the digital signal processor that converts the charging voltage of the capacitor into a digital value and converts the current command into an analog value, It has been realized.
[0029]
  By adopting this configuration, for example, it is possible to easily cause the voltage compensation means to calculate the current command using the past differential voltage calculated by the past differential voltage estimation means. On the other hand, when the same function is to be realized by an analog circuit, the past differential voltage is held as a DC voltage of a capacitor connected in parallel to the operational amplifier, which impairs the operational speed of the operational amplifier. Therefore, it is very difficult to control the DC voltage of the capacitor to an arbitrary voltage.
[0030]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Hereinafter, an uninterruptible power supply according to an embodiment of the present invention andControl rectifierIs described based on the drawings.
[0031]
  FIG. 1 is a connection diagram showing an uninterruptible power supply device and its connecting portion according to an embodiment of the present invention.
[0032]
  An AC power supply 3 such as a commercial AC power supply is connected to the pair of input terminals 1 and 2 of the uninterruptible power supply. Thereby, AC power is input to the pair of input terminals 1 and 2. An input capacitor 4 is connected between the pair of input terminals 1 and 2.
[0033]
  A pair of output terminals 5 and 6 of the uninterruptible power supply is connected to a computer, communication equipment, and other load equipment 7. The load device 7 can operate with AC power output from the pair of output terminals 5 and 6. An output capacitor 8 is connected between the pair of output terminals 5 and 6.
[0034]
  Between the pair of input terminals 1, 2 and the pair of output terminals 5, 6,Control rectifierA main body 10, a pair of capacitors 11 and 12, and an inverter main body 13 are connected in that order. The AC power input to the pair of input terminals 1 and 2 isControl rectifierIt is converted into DC power by the main body 10. The pair of capacitors 11 and 12 are charged with this DC voltage. The inverter body 13 converts the DC voltage into other AC power. AC power converted from DC to AC is output from the pair of output terminals 5 and 6. The other input terminal 2 and the other output terminal 6 are connected to the ground 14. One terminal of each of the pair of capacitors 11 and 12 is connected to the ground 14.
[0035]
  Control rectifierThe main body 10 hasControl rectifierA control circuit 15 is connected.Control rectifierIsControl rectifierA main body 10;Control rectifierAnd a control circuit 15. An inverter control circuit 16 is connected to the inverter body 13. The inverter includes an inverter main body 13 and an inverter control circuit 16.
[0036]
  In this uninterruptible power supply,Control rectifierA bypass wiring 17 is provided to bypass the power supply path including the main body 10, the pair of capacitors 11 and 12, and the inverter main body 13 and directly connect one input terminal 1 and one output terminal 5. Hereinafter, a position where the bypass wiring 17 is connected to the input terminal 1 side is referred to as a bypass branch point 18. A position where the bypass wiring 17 is connected to the output terminal 5 side is described as a bypass junction 19.
[0037]
  An input relay switch 21 is provided between one input terminal 1 and the bypass branch point 18. The other input terminal 2,Control rectifierAnother input relay switch 22 is provided between the main body 10. By closing these input relay switch 21 and other input relay switch 22, a pair of input terminals 1, 2 andControl rectifierThe main body 10 can be connected. Conversely, by opening these input relay switch 21 and other input relay switch 22, a pair of input terminals 1, 2 andControl rectifierThe main body 10 can be separated.
[0038]
  A two-input relay switch 23 is provided between the input relay switch 21 and the bypass branch point 18. The other contact of the two-input relay switch 23 is connected to the other input relay switch 22. By connecting the two-input relay switch 23 to the input relay switch 21 side, the voltage input to the pair of input terminals 1 and 2 can be reduced.Control rectifierInput to the main body 10 is possible. Conversely, by connecting the two-input relay switch 23 to the other input relay switch 22 side,Control rectifierThe input voltage of the main body 10 can be fixed to 0V.
[0039]
  A bypass relay switch 24 is provided in the bypass wiring 17. An inverter relay switch 25 is provided between the inverter body 13 and the bypass junction 19. By opening the bypass relay switch 24 and closing the inverter relay switch 25, AC power output from the inverter body 13 can be output from the pair of output terminals 5 and 6. Conversely, by closing the bypass relay switch 24 and opening the inverter relay switch 25, the AC power from the AC power source 3 input to the pair of input terminals 1 and 2 via the bypass wiring 17 is converted to the pair of output terminals 5. , 6 can be output.
[0040]
  In the following description of the configuration, the input relay switch 21, the other input relay switch 22, and the inverter relay switch 25 are closed, the bypass relay switch 24 is opened, and the two-input relay switch 23 is connected to one input. Description will be made assuming that the terminal 1 is connected to the terminal.
[0041]
  The uninterruptible power supply is further supplied with a voltage (rail-to-rail voltage) that is the sum of the charging voltage (rail voltage) of one capacitor 11 and the charging voltage (rail voltage) of the other capacitor 12. 31, a battery 32 connected to the charger 31, and a DC / DC converter 33 connected to the battery 32.
[0042]
  The charger 31 converts the rail-to-rail voltage into a predetermined battery charging voltage. The battery 32 is charged with this battery charging voltage. The DC / DC converter 33 boosts the DC power stored in the battery 32 and outputs the boosted DC power to the pair of capacitors 11 and 12.
[0043]
  The DC / DC converter 33 basically includes a transformer (not shown) and a switching transistor. Therefore, the DC / DC converter 33 outputs a voltage obtained by multiplying the charging voltage of the battery 32 by the turns ratio of the transformer. Since the battery 32 generates a voltage equal to or lower than a predetermined voltage even when it is fully charged, the voltage output from the DC / DC converter 33 is naturally a voltage equal to or lower than a certain voltage. As a result, when the DC / DC converter 33 is operated, the rail-to-rail voltage basically becomes the output voltage of the DC / DC converter 33.
[0044]
  Further, the uninterruptible power supply device is provided with a control main body 41. The control body 41 outputs a control signal to the various relay switches 21, 22, 23, 24, 25 described above. The input relay switch 21, the other input relay switch 22, and the bypass relay switch 24 are closed when a control signal is input. The inverter relay switch 25 opens when a control signal is input. The two-input relay switch 23 is connected to one input terminal 1 side when a control signal is input, and is connected to the other input terminal 2 side when no control signal is input.
[0045]
  Further, the control main body 41 is in accordance with the operation mode of the uninterruptible power supply.Control rectifierA start signal and a stop signal are output to the control circuit 15, the inverter control circuit 16, the charger 31 and the DC / DC converter 33. The control body 41 isControl rectifierA mode signal is output to the control circuit 15 to instruct a predetermined operation mode.
[0046]
  As the operation mode of the uninterruptible power supply,Control rectifierBody 10,Control rectifierThe control circuit 15 and the DC / DC converter 13 are operated together.Output sharingMode,Control rectifierWith body 10Control rectifierThere are an online mode in which only the control circuit 15 is operated and a backup mode in which only the DC / DC converter 13 is operated.
[0047]
  In addition to this, there is a bypass mode as an operation mode of the uninterruptible power supply. In the bypass mode, the control body 41 outputs a control signal to the inverter relay switch 25 and the bypass relay switch 24. Thereby, the inverter relay switch 25 is opened. Further, the bypass relay switch 24 is closed. ThisControl rectifierBody 10,Control rectifierEven if the control circuit 15, the inverter body 13, the inverter control circuit 16, etc. are out of order, the AC power input to the pair of input terminals 1 and 2 can be output as it is from the pair of output terminals 5 and 6.
[0048]
  Next, a detailed configuration of each part of the uninterruptible power supply according to this embodiment will be described.
[0049]
  The inverter body 13 is connected in parallel with the discharge coil 51 connected to one output terminal 5, the plus discharge transistor 52 connected between the discharge coil 51 and one capacitor 11, and the plus discharge transistor 52. A protective diode 53, a negative discharge transistor 54 connected between the discharge coil 51 and the other capacitor 12, and another protective diode 55 connected in parallel with the negative discharge transistor 54 are provided.
[0050]
  When the positive discharge transistor 52 is controlled to be turned on, one capacitor 11 is connected to one output terminal 5 via the discharge coil 51. The other end of one capacitor 11 is connected to the other output terminal 6 through a ground 14. As a result, the charging voltage of one capacitor 11 is output from the pair of output terminals 5 and 6.
[0051]
  Conversely, when the minus discharge transistor 54 is controlled to be in the ON state, the other capacitor 12 is connected to one output terminal 5 via the discharge coil 51. The other end of the other capacitor 12 is connected to the other output terminal 6 via the ground 14. Thereby, the charging voltage of the other capacitor 12 is output from the pair of output terminals 5 and 6.
[0052]
  The inverter control circuit 16 outputs a pulse train having phases opposite to each other to the plus discharge transistor 52 and the minus discharge transistor 54. Thereby, the positive discharge transistor 52 and the negative discharge transistor 54 are alternately turned on. The positive discharge transistor 52 is controlled to be in the ON state, and then the negative discharge transistor 54 is controlled to be in the ON state, whereby AC power for one cycle is output.
[0053]
  Actually, the inverter control circuit 16 outputs a plurality of pulses to the plus discharge transistor 52 or the minus discharge transistor 54 during a half cycle. Thereby, the inverter can output AC power having an arbitrary frequency and an arbitrary amplitude from the pair of output terminals 5 and 6 regardless of the level of the rail voltage.
[0054]
  Control rectifierThe main body 10 includes a charging coil 61 connected to the two-input relay switch 23, a minus charging transistor 62 connected between the charging coil 61 and one capacitor 11, and a plus connected in parallel with the minus charging transistor 62. A charging diode 63, a positive charging transistor 64 connected between the charging coil 61 and the other capacitor 12, and a negative charging diode 65 connected in parallel with the positive charging transistor 64 are provided. Note that the negative charge transistor 62 and the positive charge transistor 64 are both switching elements.
[0055]
  For example, in a state where the potential of one input terminal 1 is higher than the potential of the other input terminal 2, the plus charge transistor 64 is controlled to be switched between an on state and an off state. When the positive charging transistor 64 is controlled from the off state to the on state, a current flows from one input terminal 1 to the other output terminal 2 via the charging coil 61, the positive charging transistor 64, and the other capacitor 12. Electric energy is stored in the charging coil 61 by this current. The other capacitor 12 is discharged by a current that flows during a period in which the positive charging transistor 64 is on.
[0056]
  When the positive charging transistor 64 is controlled from the on state to the off state, the potential of one input terminal 1 is higher than the potential of the other input terminal 2, so that the electric energy input from the pair of input terminals 1 and 2 The electric energy stored in the charging coil 61 is applied to one capacitor 11 via the positive charging diode 63. As a result, one capacitor 11 is charged to a positive voltage having an absolute value larger than the input voltage.
[0057]
  Further, the negative charge transistor 62 is controlled to be switched between the on state and the off state in a state where the potential of one input terminal 1 is lower than the potential of the other input terminal 2. When the negative charging transistor 62 is controlled from the off state to the on state, a current flows from the other input terminal 2 to the one output terminal 1 via the one capacitor 11, the negative charging transistor 62, and the charging coil 61. Electric energy is stored in the charging coil 61 by this current. One capacitor 11 is discharged by a current that flows during a period in which the negative charge transistor 62 is on.
[0058]
  When the negative charging transistor 62 is controlled from the on state to the off state, the potential of the other input terminal 2 is higher than the potential of the one input terminal 1, so that the electric energy input from the pair of input terminals 1 and 2 The electric energy stored in the charging coil 61 is applied to the other capacitor 12 via the negative charging diode 65. As a result, the other capacitor 12 is charged to a negative voltage having an absolute value larger than the input voltage.
[0059]
  in this wayControl rectifierThe main body 10 switches the positive charge transistor 64 and the negative charge transistor 62 between the on state and the off state, thereby charging one capacitor 11 to a positive voltage and negatively charging the other capacitor 12. Charge to voltage.
[0060]
  Note that the larger the potential difference applied to both ends of the charging coil 61 when the positive charging transistor 64 and the negative charging transistor 62 are controlled from the off state to the on state, the greater the electrical energy stored in the charging coil 61. The absolute value of the charging voltage of the capacitors 11 and 12 increases.
[0061]
  Further, if the ON period of the positive charging transistor 64 in a state where the potential of the one input terminal 1 is higher than the potential of the other input terminal 2 is lengthened, a large amount of electric energy is stored in the charging coil 61. The absolute value of the charging voltage of the capacitor 11 increases. Conversely, if the on-period of the negative charging transistor 62 in a state where the potential of one input terminal 1 is lower than the potential of the other input terminal 2 is increased, a large amount of electrical energy is stored in the charging coil 61. The absolute value of the charging voltage of the other capacitor 12 increases.
[0062]
  Control rectifierAs shown in FIG. 2, the control circuit 15 includes an input voltage detection circuit 71 that detects an input voltage input between the pair of input terminals 1 and 2, and an output voltage output from the pair of output terminals 5 and 6. Output voltage detection circuit 72 for detecting the output current, output current detection circuit 73 for detecting the output current flowing through one output terminal 5, rail-to-rail voltage detection circuit 74 for detecting the rail-to-rail voltage, and these four detection circuits A digital signal processor (DSP) 75 to which detection values 71, 72, 73, and 74 are input, and an instantaneous control unit 76 to which a current command output by the DSP 75 is input. The instantaneous control unit 76 is a pulse generation circuit.
[0063]
  The instantaneous control unit 76 mainly includes a normalization circuit 81 that normalizes the input voltage, an amplification circuit 82 that amplifies the output voltage of the normalization circuit 81 by a predetermined magnification, and an addition to which the output of the amplification circuit 82 is input. The circuit 83 includes a triangular wave generating circuit 84 that outputs a triangular wave, a comparator 85 that compares the output of the adding circuit 83 with the triangular wave, and an inverting circuit 86 that inverts the output of the comparator 85. The output of the comparator 85 is input to the positive charging transistor 64. The output of the inverting circuit 86 is input to the negative charging transistor 62. The voltage (value) input to the inverting input of the comparator 85 is called a command value.
[0064]
  When a sinusoidal AC voltage as shown in FIG. 3A is input to the pair of input terminals 1 and 2, the normalization circuit 81 generates a normalized sine as shown in FIG. A wave is output. The amplifier circuit 82 amplifies the normalized sine wave by a predetermined magnification (K times). The amplified sine wave as shown in FIG. 3C is input to the inverting input of the comparator 85 via the adder circuit 83. The comparator 85 compares the amplified sine wave with the triangular wave as shown in FIG. 3D input to the non-inverting input (see FIG. 3E). The comparator 85 continuously outputs a pulse having a pulse width during a period in which the triangular wave voltage level is higher than the amplified sine wave voltage level (see FIG. 3F). In the pulse train output from the comparator 85, the pulse width becomes narrower as the input voltage becomes higher, and the pulse width becomes wider as the input voltage becomes lower. The inverting circuit 86 inverts and outputs the pulse output from the comparator (see FIG. 3G).
[0065]
  Here, as shown in FIG. 3H, the case where the absolute value of the charging voltage of one capacitor 11 and the absolute value of the charging voltage of the other capacitor 12 are larger than the amplitude of the input voltage will be described as an example. To do.
[0066]
  When the above-described pulse train is input to the positive charge transistor 64 and the negative charge transistor 62, and the positive charge transistor 64 and the negative charge transistor 62 are alternately switched to the ON state, the charging coil 61 has the structure shown in FIG. ), The voltage of the voltage waveform alternately switching between the envelope obtained by subtracting the charging voltage of the other capacitor 12 from the input voltage and the envelope obtained by subtracting the charging voltage of the one capacitor 11 from the input voltage is Applied. The charging coil 61 stores electrical energy according to this voltage waveform.
[0067]
  Then, during a period when the input voltage is positive, the electrical energy stored in the charging coil 61 is supplied to one capacitor 11. On the contrary, during the period when the input voltage is negative, the electrical energy stored in the charging coil 61 is supplied to the other capacitor 12. A waveform of a current flowing through the charging coil 61 is shown in FIG.
[0068]
  The instantaneous control unit 76 further includes a multiplication circuit 91 that multiplies the sine wave output from the normalization circuit 81 and a current command output from the DSP 75, and an input current detection that detects a current flowing through one input terminal 1. A circuit 92, a subtraction circuit 93 that subtracts the output of the multiplication circuit 91 from the input current, and a current compensation circuit 94 that compensates the output of the subtraction circuit 93 are provided. The output of the current compensation circuit 94 is input to the adder circuit 83.
[0069]
  When a sine wave AC voltage is input to the pair of input terminals 1 and 2, the sine wave output from the normalization circuit 81 is multiplied by the current command output from the DSP 75, thereby obtaining the current command as the amplitude. A sine wave is generated. A sine wave having the amplitude of the current command is inverted by the subtracting circuit 93 and then input to the adding circuit 83 via the current compensating circuit 94.
[0070]
  Accordingly, the amplitude of the sine wave input to the inverting input of the comparator 85 increases or decreases by the amount of the sine wave whose amplitude is the current command.
[0071]
  When a positive current command is output, the amplitude of the command value (sine wave) input to the inverting input of the comparator 85 decreases. As a result, during the period when the input voltage is positive, the pulse width of each pulse output from the comparator 85 is widened, the electric energy stored in the charging coil 61 is large, and the chargeable voltage of one capacitor 11 is also high. Become. Similarly, during the period when the input voltage is negative, the pulse width of each pulse output from the inverting circuit 86 is widened, the electrical energy stored in the charging coil 61 is increased, and the chargeable voltage of the other capacitor 12 is also increased. Get higher.
[0072]
  Further, when the current command increases within a positive value range, the charging voltage of the capacitors 11 and 12 increases. On the other hand, when the current command decreases within a positive value range, the charging voltage of the capacitors 11 and 12 decreases.
[0073]
  Conversely, when a negative current command is output, the amplitude of the command value (sine wave) input to the inverting input of the comparator 85 increases. As a result, during the period when the input voltage is positive, the pulse width of each pulse output from the comparator 85 is narrowed, the electric energy stored in the charging coil 61 is small, and the chargeable voltage of one capacitor 11 is also low. Become. Similarly, during the period when the input voltage is negative, the pulse width of each pulse output from the inverting circuit 86 is narrowed, the electrical energy stored in the charging coil 61 is small, and the chargeable voltage of the other capacitor 12 is also low. Lower.
[0074]
  Further, when the current command increases within a negative value range, the charging voltages of the capacitors 11 and 12 are lowered. On the other hand, when the current command decreases within a negative value range, the charging voltage of the capacitors 11 and 12 increases.
[0075]
  A subtracting circuit 93 that subtracts the output of the multiplying circuit 91 from the input current is provided between the multiplying circuit 91 and the current compensating circuit 94. Accordingly, the output of the subtracting circuit 93 becomes 0 when the current input from one input terminal 1 matches the current command during the period in which the positive charging transistor 64 is in the ON state. By this control, an excess current is input from one input terminal 1 by the amount of the current command.
[0076]
  The DSP 75 is a kind of computer, and in particular is a computer optimized for signal processing. The DSP 75 mainly includes an AD converter 101 that converts an effective voltage value of a rail-to-rail voltage into a digital value, a target voltage register 102 that stores a target voltage of the rail-to-rail voltage, and a rail-to-rail voltage from the target voltage. Subtracting means 103 for subtracting the effective voltage, voltage compensating means 104 to which the result of subtraction by subtracting means 103 is input, limiter means 105 to which an internal current command output from voltage compensating means 104 is input, and limiter means And a DA converter 106 to which 105 outputs (current commands) are input. The DA converter 106 converts a current command, which is a digital value, into an analog level signal. This current command level signal is input to the multiplication circuit 91 of the instantaneous control unit 76. Note that the target voltage register 102 and the subtracting means 103 constitute a differential voltage calculating means.
[0077]
  The subtracting means 103 subtracts the effective voltage of the rail-to-rail voltage from the target voltage. The subtraction result is a differential voltage of the effective voltage of the rail-to-rail voltage with respect to the target voltage. The differential voltage is a positive value when the rail-to-rail voltage is lower than the target voltage. Conversely, when the rail-to-rail voltage is higher than the target voltage, the differential voltage is a negative value. When the target voltage and the effective voltage of the rail-to-rail voltage match, the differential voltage is zero.
[0078]
  As shown in FIG. 4, the voltage compensation unit 104 performs a primary IIR (Infinite-Duration Impulse Response) filter calculation process with the differential voltage as an input. Then, the calculation result is output as an internal current command.
[0079]
  In this primary IIR filter calculation process, as shown in the following equation 1, after the differential voltage is multiplied by a predetermined coefficient C1, a value obtained by adding the feedback calculation value and the feedforward calculation value is output as an internal current command. . The feedback calculation value and the feedforward calculation value are calculated based on the previous differential voltage. In Equation 1, Imag (n) is the current internal current command, A1, B1 and C1 are predetermined coefficients, X (n) is the current differential voltage, and X1 (n-1) is the previous differential voltage. Is an internal variable obtained by the filter calculation process based on the above.
[0080]
  Imag (n) = (A1 + B1) .X1 (n-1) + C1.X (n) Formula 1
[0081]
  In this way, by using the current differential voltage and the internal variable obtained based on the previous differential voltage, the amount of change in the internal current command with respect to the amount of change in the differential voltage can be suppressed. Thereby, a current command can be stabilized.
[0082]
  The limiter 105 outputs the internal current command as it is when the internal current command is 0 or more, and outputs 0 as the internal current command when the internal current command is smaller than 0.
[0083]
  When a negative internal current command smaller than 0 is directly output from the DA converter 106, the following problem occurs. That is, when a negative internal current command smaller than 0 is output from the DA converter 106 as it is, the amplitude of the waveform input to the inverting input of the comparator 85 is input to the inverting input of the comparator 85 when the current command is 0. Larger than the amplitude of the waveform. Accordingly, the pulse width when charging the pulses output from the comparator 85 and the inverting circuit 86 becomes narrower than when the current command is zero.
[0084]
  When the pulse width at the time of charging becomes narrower, the electrical energy stored in the charging coil 61 by that pulse becomes smaller. For example, a case where one capacitor 11 is charged so that the current command is 0 and the input voltage is balanced will be described as an example. In such a state, when the electrical energy stored in the charging coil 61 becomes smaller, the negative charging transistor 62 and the positive charging transistor 64 have a phase opposite to that of the electrical energy supplied from the charging coil 61 side to the one capacitor 11 side. Therefore, the electric energy returning from the one capacitor 11 to the charging coil 61 side becomes larger when controlled to the on state. When viewed from the AC power source 3, this electrical energy becomes regenerative power returning from the load device 7 to the AC power source 3. Similarly, regenerative power from the load device 7 to the AC power supply 3 is also generated from the other capacitor 12 via the positive charging transistor 64.
[0085]
  However, in this embodiment, the limiter means 105 prevents a negative current command of 0 or less from being output. In this case, since the electrical energy supplied from the charging coil 61 side to the one capacitor 11 side and the electrical energy returning from the one capacitor 11 to the charging coil 61 side match at least, the load device 7 Regenerative power to the AC power supply 3 is not generated. Similarly, since the electric energy supplied from the charging coil 61 side to the other capacitor 12 side and the electric energy returning from the other capacitor 12 to the charging coil 61 side coincide at least, the load device 7 supplies the AC power source. No regenerative power to 3 will be generated.
[0086]
  As a result, a diode for preventing the generation of regenerative power between the negative charge transistor 62 and the one capacitor 11, or a regenerative power between the positive charge transistor 64 and the other capacitor 12 is prevented. Even without providing a diode, the generation of regenerative power can be effectively suppressed.
[0087]
  The DSP 75 updates the current command every cycle of AC power.
[0088]
  The DSP 75 also serves as an online target voltage setting means, an AD converter 111 that converts the effective voltage of the output voltage into a digital value, an output addition value register 112 that stores a voltage value of 30 V, and an output addition value to the output effective voltage. Output adding means 113 for adding the voltage of 30V stored in the register for registering and further doubling the value, AD converter 114 for converting the effective voltage of the input voltage into a digital value, and 10V An input addition value register 115 for storing a voltage value, and an input addition means for adding a voltage of 10V stored in the input addition value register to the input effective voltage, and further outputting a voltage obtained by doubling the value. 116 and a comparison means 117 that compares the output values of the two addition means 113 and 116 and outputs the larger output value; Includes a lamp unit 118 for output of compare unit 117 is input. The target voltage output from the ramp means 118 is set in the target voltage register 102 by the selection means 122 described later.
[0089]
  Assuming that the effective voltage of the output voltage is about 100V and the effective voltage of the input voltage is about 100V, the output adding means 113 gives about 342 (= ((100 × 21/2) +30) × 2) V. About 302 (= ((100 × 21/2) +10) × 2) V is output from the input adding means 116. The comparison means 117 selects and outputs the larger 342V.
[0090]
  The ramp means 118 increases a plurality of target voltages that increase or decrease in stages so as to change from the target voltage set in the current target voltage register 102 to the target voltage output from the comparison means 117 in a stepwise manner. Generate. Each target voltage is sequentially set in the target voltage register 102 by the selection means 122 described later.
[0091]
  The ramp means 118 sets the plurality of target voltages so that the change speed of the target voltage by the plurality of target voltages is about 1/5 to 1/10 of the maximum change speed of the output voltage by the inverter. Generate. As a result, the rail voltage can be changed at such a high speed that the control output of the inverter is not unstable.
[0092]
  In addition, by setting the target voltage set in the target voltage register 102 to a value that secures a certain margin with reference to the output voltage or the input voltage in this way, the rail voltage is set to the worst of the input voltage or the output voltage. There is no need to control the voltage higher than the condition. as a result,Control rectifierIt is possible to improve the power conversion efficiency.
[0093]
  When the target voltage of the ramp means 118 is set in the target voltage register 102, a differential voltage between the set target voltage and the rail-to-rail voltage is calculated, and a current command for eliminating this differential voltage is obtained. Output from the DSP 75. The instantaneous control unit 76 outputs a pulse train so as to supplement this current command.Control rectifierThe main body 10 is switched by this pulse train. Thereby, the charging voltage of the pair of capacitors 11 and 12 gradually approaches the target voltage, and finally becomes stable at the target voltage.
[0094]
  The DSP 75 furtherOutput sharingAs a target voltage setting meansOutput sharingThe mode target voltage register 121, the selection means 122, the AD converter 123 that converts the effective current of the output current into a digital value, the effective current of the output current and the effective voltage of the output voltage are multiplied to obtain the effective power of the output power. Output power calculating means 124 for calculating, and internal variable setting means 125 as past difference voltage estimating means.
[0095]
  Output sharingIn the mode target voltage register 121,Output sharingIn the mode, the target voltage set in the target voltage register 102 is stored.
[0096]
  thisOutput sharingThe target voltage in mode isControl rectifierAnd the DC / DC converter 33 are set to a voltage higher than the maximum voltage of the rail-to-rail voltage that can occur when the DC / DC converter 33 is operated simultaneously. Specifically, since the rail voltage is limited by the output voltage of the DC / DC converter 33,Output sharingThe target voltage in the mode may be a voltage higher than the maximum output voltage of the DC / DC converter 33. And for example, if it ’s Japanese specification,SharingThe target voltage in the mode may be set to about 240V.
[0097]
  The selection means 122 is based on the mode signal from the control body 41.Output sharingOf the mode target voltage register 121Output sharingOne of the mode target voltage and the online mode target voltage output from the ramp means 118 is selected, and the selected target voltage is set in the target voltage register. In particular,Output sharingIf a mode is specified,Output sharingOf the mode target voltage register 121Output sharingThe mode target voltage is set in the target voltage register 102. Conversely, when the online mode is designated, the online mode target voltage output from the ramp means 118 is set in the target voltage register 102.
[0098]
  The effective power of the output power calculated by the output power calculation unit 124 is input to the internal variable setting unit 125.
[0099]
  The internal variable setting means 125 receives a mode signal from the control body 41.Output sharingWhen the mode is changed to the online mode, the internal variable of the voltage compensation unit 104 is calculated based on the effective power of the output power, and this internal variable is set in the voltage compensation unit 104. The voltage compensation unit 104 calculates an internal current command using the internal variable calculated by the internal variable setting unit 125.
[0100]
  The internal variable calculation processing procedure by the internal variable setting means 125 is as follows.
[0101]
  For example, if the mode signal isOutput sharingWhen the mode is changed to the online mode, the internal variable setting means 125 calculates an internal current command for outputting the effective power in the online mode based on the effective power of the output power at that time.
[0102]
  Next, the internal variable setting unit 125 calculates an internal variable based on the calculated internal current command. In this embodiment, the current command is calculated using Equation 1 above. In the above formula 1, when the rail-to-rail voltage is stabilized at the target voltage in the online mode, the differential voltage X (n) becomes zero. Assuming that the differential voltage X (n) is 0, the internal variable setting unit 125 can obtain the internal variable X1 (n−1) by a simple division process shown in the following equation 2. The voltage compensator 104 calculates an actual internal current command using X1 (n−1) obtained by Equation 2.
[0103]
  X1 (n−1) = Imag (n) / (A1 + B1) Equation 2
[0104]
  in this way,Output sharingThe following effects can be obtained by forcibly changing the internal variable of the voltage compensation means 104 when switching from the mode to the online mode.
[0105]
  Control rectifierTheOutput sharingWhen operating in the mode, the target voltage register 102 hasOutput sharingA target voltage stored in the mode target voltage register 121 is set. thisOutput sharingThe target voltage stored in the mode target voltage register 121 isControl rectifierAnd the DC / DC converter 33 are operated at the same time, the voltage is higher than the maximum rail-to-rail voltage that can be generated. Therefore, a differential voltage larger than 0 is continuously input to the voltage compensation unit 104. As a result, the voltage compensation means 104 controls the internal current command more and more.
[0106]
  The instantaneous control unit 76 outputs a pulse having a pulse width corresponding to the current command. When the current command increases, a pulse with a wide pulse width is output, and when the current command decreases, a pulse with a narrow pulse width is output. In order to be able to output pulses having such various pulse widths, a part of the current command range is generally assigned to a range of 0% to 100% of the pulse width. By assigning a range of 0% to 100% of the pulse width to a part of the current command range in this way, it is possible to realize an arbitrary loop gain and offset while digitizing a part of the control loop. it can.
[0107]
  As a case where the range of 0% to 100% of the pulse width is assigned to a part of the range of the current command, for example, when the range of the current command can take a value from 0 to 255, the pulse width of 0% The range of 100% to 100% may be assigned to 32 to 164.
[0108]
  However, in the state where the range of 0% to 100% of the pulse width is assigned to a part of the range of the current command in this way,Control rectifierTheOutput sharingWhen operating in the mode, as described above, the differential voltage does not decrease no matter how controlled. As a result, the voltage compensation means 104 controls the internal current command more and more. As a result, the internal current command becomes larger than the current command assigned to the pulse width of 100%. In the above example, the current command becomes a value of 165 or more.
[0109]
  And in the state where the internal current command is larger than the current command assigned to the pulse width of 100% in this way,Output sharingWhen the mode is switched to the online mode, a large value is also set in the internal variable. Therefore, even if the target voltage set in the target voltage register 102 is changed to the target voltage in the online mode, the internal target current is Immediately, it does not converge to the internal target current in the desired online mode.
[0110]
  as a result,Output sharingEven if the mode is switched to the online mode, a pulse width of 100% continues to be output for a while. During this time, even if there is a large load fluctuation and the target voltage is updated accordingly,Control rectifierCannot be controlled to an appropriate rail voltage according to the load variation. That is, an uncontrollable state occurs.
[0111]
  It is also conceivable that the rail voltage becomes an abnormally high voltage by continuously outputting a pulse width of 100%. as a result,Control rectifierThese main elements may be damaged by rail voltages that exceed the withstand voltages of various switching transistors and diodes of the inverter, charger 31, and DC / DC converter 33.
[0112]
  So, like this embodiment,Output sharingBased on the effective power of the output power when switching from the mode to the online mode, the internal current command when the output power is supplied in the online mode is temporarily calculated, and the temporary internal variable is calculated based on the temporary internal current command. Further, the voltage compensation means 104 calculates an actual internal current command based on the temporary internal variable and the differential voltage in the online mode,Output sharingImmediately after switching from the mode to the online mode, a pulse having an appropriate pulse width can be generated. As a result, the rail voltage immediately converges to a desired voltage commensurate with the output power. And in this embodiment,Output sharingImmediately after switching from mode to online mode, the uncontrollable state does not occur.
[0113]
  Also,Output sharingImmediately after switching from the mode to the online mode, a pulse having a pulse width of 100% is not continuously output. As a result, the rail voltage never becomes abnormally high.Control rectifierIn addition, rail voltages that exceed the withstand voltages of the various switching transistors and diodes of the inverter, charger 31 and DC / DC converter 33 are not generated.
[0114]
  Next, the overall operation of the uninterruptible power supply apparatus having the above configuration will be described.
[0115]
  When a power switch (not shown) is operated in a state where the AC power source 3 is connected to the pair of input terminals 1 and 2 and the load device 7 is connected to the pair of output terminals 5 and 6, an uninterruptible power supply device Starts the operation. When the power is turned on, the input relay switch 21, the other input relay switch 22, and the bypass relay switch 24 are open, the inverter relay switch 25 is closed, and the two-input relay switch 23 is the other. It is connected to the input terminal 2 side.
[0116]
  When activated, the control body 41 first performs an initial setting process. In this initial setting process, it is tested whether or not the contacts of the above-described relay switches 21, 22, 23, 24, 25 perform a predetermined opening / closing operation in accordance with a control signal. If there is a relay switch that does not perform a predetermined opening / closing operation in this test, the control main body 41 turns on a start error indicator (not shown). Further, as necessary, the control main body 41 outputs a startup error signal from a communication means (not shown).
[0117]
  When the initial setting is successfully completed, the control body 41 outputs a control signal to the input relay switch 21, the other input relay switch 22, and the two-input relay switch 23. Thereby, each input relay switch 21 and 22 is closed, and the two-input relay switch 23 is connected to one input terminal 1 side. As a result, the voltage input to the pair of input terminals 1 and 2 isControl rectifierInput to the main body 10.
[0118]
  When the battery 32 is charged, the control main body 41 activates the DC / DC converter 33 and the inverter and starts operation in the backup mode. As a result, the pair of capacitors 11 and 12 are charged with DC power output from the DC / DC converter 33, and AC power is output from the inverter body 13. AC power output from the inverter body 13 is supplied to the load device 7 via the inverter relay switch 25 and the pair of output terminals 5 and 6. The load device 7 can be activated immediately with this AC power.
[0119]
  Next, the control main body 41 confirms the state of the input power, and when the input power is normal,Control rectifierAnd a mode signal designating the online mode is output. Further, the DC / DC converter 33 is stopped. The charger 31 may be activated to charge the battery 32.
[0120]
  In the DSP 75, the larger output value of the voltage output from the output addition unit 113 and the voltage output from the input addition unit 116 is output from the comparison unit 117, and a plurality of values are output based on the larger output value. A target voltage is generated in the ramp means 118. The plurality of target voltages are sequentially set in the target voltage register 102 at predetermined time intervals by the selection unit 122.
[0121]
  A current command is output from the DSP 75 based on the differential voltage of the rail-to-rail voltage with respect to the target voltage of the target voltage register 102. The instantaneous control unit 76 generates a pulse train having a pulse width corresponding to the current command.Control rectifierThe main body 10 starts a switching operation based on this pulse train.
[0122]
  As a result, the rail-to-rail voltage is controlled to the target voltage output from the ramp means 118.
[0123]
  When online operation is started from the state where the DC / DC converter 33 is operated as described above, the rail-to-rail voltage is controlled to a predetermined voltage at the time of switching. Therefore, the DSP 75 is provided with an initial value setting means for the target voltage register 102 (not shown), and the initial value setting means stores an AD converter as an initial value in the target voltage register 102 before starting the online mode control. The effective voltage of the rail-to-rail voltage input from 101 may be set. Thereby, it is possible to suppress a rapid change in the rail-to-rail voltage and prevent the output power of the inverter main body 13 from changing greatly due to the change in the rail-to-rail voltage.
[0124]
  When the output voltage or the input voltage fluctuates, the target voltage in the target voltage register 102 is updated to a target voltage corresponding to the target voltage. Then, a new current command is output from the DSP 75, and the instantaneous control unit 76 generates a pulse train having a new pulse width corresponding to the new current command,Control rectifierThe main body 10 performs a switching operation based on this pulse train. As a result, the rail-to-rail voltage is maintained at a voltage that secures a certain margin with respect to the input voltage and the output voltage. As a result, even if the power consumption of the load device 7 fluctuates greatly, the inverter can continue to supply AC power with stable quality to the load device 7.
[0125]
  And if input power falls during this online operation, control main part 41 will beControl rectifierAnd the DC / DC converter 33 is activated to switch to the backup mode. As a result, the inverter can continue to supply stable quality AC power to the load device 7 even though the input power is in an abnormal state.
[0126]
  In addition, the control main body 41 can be changed to online mode activation, or after setting and after online operation,Output sharingOutputs a mode signal that specifies the mode. The control main body 41 activates the DC / DC converter 33 when the DC / DC converter 33 is stopped. Further, when the charger 31 is activated, the charger 31 is stopped.
[0127]
  Output sharingWhen the mode is designated, the selection means 122 of the DSP 75Output sharingThe target voltage stored in the mode target voltage register 121 is set in the target voltage register 102. The DSP 75 outputs a current command based on the differential voltage of the rail-to-rail voltage with respect to the target voltage set in the target voltage register 102. The instantaneous control unit 76 generates a pulse train having a pulse width corresponding to the current command.Control rectifierThe main body 10 starts a switching operation based on this pulse train.
[0128]
  thisOutput sharingIn the mode, the DC / DC converter 33 is activated. Therefore, the rail-to-rail voltage becomes the output voltage of the DC / DC converter 33. As a result, thisOutput sharingIn the mode, the difference voltage of the rail-to-rail voltage with respect to the target voltage of the target voltage register 102 does not decrease, and the current command increases gradually. As a result, the pulse width of each pulse generated by the instantaneous control unit 76 is fixed to a pulse train that maximizes the current command,Control rectifierThe maximum input power continues to be supplied from the inverter to the inverter.
[0129]
  As a result, the maximum input power isControl rectifierTherefore, the input power can be supplied to the load device 7 most efficiently. In particular, in this embodiment, regenerative power is prevented by the limit means 105,Control rectifierThe main body 10 is not provided with a diode to prevent regenerative power, so thatControl rectifierThe power supply efficiency in the main body 10 is improved. Therefore,Control rectifierThe main body 10 can supply electric power to the load device 7 with very high efficiency that cannot be realized at all in the past.
[0130]
  Also thisOutput sharingIn the mode, the DC / DC converter 33 always operates to supply the power of the battery 32 to the load device 7. Therefore, when the input voltage decreases or the input power is interrupted, the insufficient power is instantaneously supplied from the battery 32. As a result, stable power can be continuously supplied to the load device 7 without causing an instantaneous power failure or the like.
[0131]
  And thisOutput sharingIn the mode, even when the input voltage is lowered, the reduced input power is supplied to the load device 7 as much as possible. Therefore, the power consumption of the battery 32 can be suppressed as compared with the control in which the online mode is switched to the backup mode when a decrease in the input voltage is detected. As a result, the number of discharges and the depth of discharge of the battery 32 can be effectively suppressed, and the life of the battery 32 can be extended.
[0132]
  Further, the control body 41 sends a mode signal as necessary.Output sharingSwitch from mode to online mode. Further, the control main body 41 stops the DC / DC converter 33.
[0133]
  Mode signal isOutput sharingWhen the mode is switched to the online mode, the selection unit 122 of the DSP 75 sets the target voltage output from the ramp unit 118 in the target voltage register 102. Thereby, the differential voltage of the rail-to-rail voltage with respect to the target voltage at the time of online operation is output as a differential voltage.
[0134]
  At the same time, the internal variable setting unit 125 calculates the internal variable of the voltage compensation unit 104 based on the effective power of the output power at the time of switching, and sets the internal variable in the voltage compensation unit 104.
[0135]
  And the voltage compensation means 104 outputs an internal current command based on the differential voltage of the rail-to-rail voltage with respect to the target voltage during online operation and the internal variable estimated to match the output power.
[0136]
  As a result, the rail-to-rail voltage immediately converges to the target voltage during online operation and stabilizes to the target voltage. Further, even if the target voltage is updated while the rail-to-rail voltage converges to the target voltage, the control can be switched so as to converge to the new target voltage. That meansOutput sharingImmediately after switching from the mode to the online mode, an uncontrollable state does not occur.
[0137]
  As described above, in this embodiment, the charging voltage of the pair of capacitors 11 and 12 is set to the target voltage.Control rectifierTherefore, it is possible to indirectly control the power conversion efficiency. As a result, high power conversion efficiency can be realized.
[0138]
  The above embodiment is an example of a preferred embodiment of the present invention, but the present invention is not limited to this, and various modifications and changes can be made without departing from the scope of the present invention. It is.
[0139]
  For example, in the above embodiment, the mode signal from the control body 41 isOutput sharingOnly when changing from mode to online mode, internal variables are updated. Other than this, for example, when switching from backup mode to online mode or switching from bypass mode to online mode,Control rectifierWhen starting operation in the online mode, an internal variable may always be set. Furthermore, the internal variable may be set even when the uninterruptible power supply is suddenly started in the online mode from the stopped state. In this case, for example, past load power may be stored, and an internal variable may be calculated based on the past load power.
[0140]
  Thus, when starting the operation in the online mode, by setting the internal variable based on the output power and the like, the rail-to-rail voltage is immediately set to the target voltage when the online mode is started while using the primary IIR filter. Can be stabilized.
[0141]
  In the above-described embodiment, the voltage compensation unit 104 performs the primary IIR filter calculation process. In addition, for example, the filter calculation process by the voltage compensation unit 104 may be a secondary IIR filter calculation process or a higher-order IIR filter calculation process. Furthermore, it may be a filter calculation process that uses at least an internal variable obtained based on a past differential voltage.
[0142]
  However, when the filter calculation process of the voltage compensation means 104 is a secondary or higher-order IIR filter calculation process, internal variables corresponding to the order are used for the calculation process. Since the internal variable setting means 125 reversely calculates the internal variable based on the internal current command, it becomes impossible to calculate the absolute value of each internal variable when there are a plurality of internal variables. . Therefore, it becomes impossible to set an accurate internal variable corresponding to the internal current command. If it is a primary IIR filter calculation process, an internal variable can be calculated with certainty, and therefore an uncontrollable state can be reliably prevented based on an accurate internal variable.
[0143]
  In the case of secondary or higher-order IIR filter calculation processing, calculation is performed assuming that a plurality of internal variables have the same value, and this value is set for all internal variables. The impossible state can be effectively suppressed.
[0144]
  In the above-described embodiment, the differential voltage is calculated based on the rail-to-rail voltage. In addition, for example, the differential voltage may be calculated based on the rail voltage. In addition, although the voltages compared by the comparison unit 117 are effective values, both or one of them may be an instantaneous value such as peak-to-peak voltage or amplitude.
[0145]
  In the above-described embodiment, the instantaneous control unit 76 is realized by an analog circuit. In addition, for example, a function equivalent to that of the instantaneous control unit 76 may be incorporated in the DSP, and a sine wave voltage signal may be output from the DSP. Thereby, the number of control elements can be reduced.
[0146]
  For example, instead of the DA converter 106 that converts the current command to analog, a current command waveform output means that outputs a sampling value of a sine wave having the amplitude of the current command so that its phase is synchronized with the input voltage waveform; An AD converter that converts a current into a digital value; a subtracting unit that subtracts a digital value of an input current from a sampling value of the current command waveform; a current compensating unit that receives an output value of the subtracting unit; and a predetermined amplitude Fixed waveform output means for outputting the sine wave sampling value so that its phase is synchronized with the input voltage waveform, addition means for adding the output of the fixed waveform output means and the output of the current compensation means, and the triangular wave sampling value A triangular waveform output means, a comparator means for inputting the output of the triangular waveform output means and the output of the addition means, and a comparator A DA converter for converting the output of the rate means to an analog waveform, a may be provided to the DSP75.
[0147]
  The comparing means outputs 1 when the triangular wave sampling value is larger than the output value of the adding means, and outputs 0 when the triangular wave sampling value is smaller than the output value of the adding means. Thereby, a pulse train having a pulse width equivalent to that in the above embodiment can be output from the DSP.
[0148]
  In the above embodiment, the DSP 75 executes processing until the current command is calculated based on the rail-to-rail voltage. In addition to this, the process of calculating the current command based on the rail-to-rail voltage can be realized by the analog circuit shown in FIG.
[0149]
  In the analog circuit shown in FIG. 5, the rail-to-rail voltage is input to the first operational amplifier 131 together with the target voltage. The first operational amplifier 131 outputs a differential voltage of the rail-to-rail voltage with respect to the target voltage. The differential voltage is input to the inverting input of the second operational amplifier 132. The positive input terminal of the second operational amplifier 132 is installed at the ground. A capacitor 133 is connected in parallel to the second operational amplifier 132. The diode 134 connected between the output of the second operational amplifier 132 and the ground corresponds to the limiter unit 105. The output of the second operational amplifier 132 to which the diode 134 is connected corresponds to a current command.
[0150]
  As can be seen from a comparison between FIG. 5 and FIG. 2, the DC voltage of the capacitor 133 corresponds to the internal variable of the voltage compensation means. Therefore, in this analog circuit, in order to set the internal variable to an arbitrary value as in the present embodiment, it is necessary to configure the DC voltage of the capacitor 133 to be controlled to an arbitrary voltage.
[0151]
  However, the capacitor 133 is connected in parallel with the second operational amplifier 132. Therefore, even if it is possible to make both ends short to 0 V, it is very difficult to control to an arbitrary voltage. In addition, when a circuit for controlling the DC charging voltage of the capacitor 133 is connected in parallel with the capacitor 133, the operation speed of the second operational amplifier 132 becomes very slow due to the wiring capacity of the wiring to the circuit. End up.
[0152]
  Therefore, when the internal processing of the DSP 75 that calculates the current command based on the rail-to-rail voltage is realized by an analog circuit, the DC voltage of the capacitor 133 is set to an arbitrary voltage at the start of online operation as in this embodiment. It is very difficult to set. However, this type of analog circuit can be used depending on low-cost products and user requirements.
[0153]
【The invention's effect】
  In the present invention, since the charging voltage of the capacitor is controlled, indirectly,Control rectifierThe power conversion efficiency can be controlled. As a result, in the present invention, high power conversion efficiency can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a connection diagram illustrating an uninterruptible power supply according to an embodiment of the present invention and a connection portion thereof.
2 is a diagram in FIG.Control rectifierIt is a block diagram which shows a control circuit and its peripheral circuit.
FIG. 3 shows in FIG.Control rectifierIt is explanatory drawing of operation | movement of a control circuit.
4 is a filter configuration diagram showing a configuration of voltage compensation means in FIG. 2. FIG.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a modification when the subtracting means and the voltage compensating means in FIG. 2 are realized by analog circuits.
[Explanation of symbols]
1, 2 input terminals
5,6 Output terminal
10Control rectifierBody (Control rectifier)
11,12 capacitor
13 Inverter body (Inverter)
15Control rectifierControl circuit (Control rectifier)
16 Inverter control circuit (inverter)
32 battery
41 Control body
62 Negative charge transistor (switching element)
64 plus charge transistor (switching element)
75 Digital signal processor
76 Instantaneous control unit (pulse generation circuit)
102 Target voltage register (difference voltage calculation means)
103 Subtraction means (difference voltage calculation means)
104 Voltage compensation means
111 AD converter (Online target voltage setting means)
112 Output addition value register (online target voltage setting means)
112 Selection means
113 Output addition means (online target voltage setting means)
114 AD converter (Online target voltage setting means)
115 Input addition value register (on-line target voltage setting means)
116 Input addition means (online target voltage setting means)
117 comparison means (online target voltage setting means)
118 Lamp means (online target voltage setting means)
121Output sharingMode target voltage register (Output sharingTarget voltage setting means)
125 Internal variable setting means (past difference voltage estimation means)

Claims

An input terminal to which an AC power supply is connected;
A capacitor,
A control rectifier that converts AC power input from the input terminal to DC power and charges the capacitor;
A battery that outputs power for charging the capacitor;
An inverter that converts DC power supplied through the capacitor into AC power;
An output terminal for outputting AC power of the inverter, and the battery is an uninterruptible power supply that is charged through a charger to which the charging voltage of the capacitor is input and charges the capacitor by a DC / DC converter. And
The control rectifier is
Differential voltage calculation means for calculating a differential voltage of the charging voltage of the capacitor with respect to the target voltage;
Voltage compensation means for outputting a current command for reducing the differential voltage;
Limiter means for preventing the output of a current command in which the current command is negative;
A pulse generation circuit for generating a pulse having a wider pulse width as the current command is larger;
A switching element provided between the input terminal and the capacitor and switched to an ON state when the pulse is input,
An output sharing mode for operating the control rectifier and the DC / DC converter together to supply DC power is provided,
The control rectifier is
In the output sharing mode, even if the pulse width of the pulse is maximized, a high voltage that cannot charge the capacitor is output as a target voltage to the differential voltage calculation means, and an output sharing target voltage setting means,
When outputting the target voltage of the output sharing target voltage setting means to the differential voltage calculation means, a control body that outputs power from the battery;
Uninterruptible power supply comprising: a.

The control rectifier is:
Online target voltage setting means for outputting, as a target voltage, a voltage such that a current command within a range in which the pulse width of the pulse can be varied is output from the voltage compensation means;
And selecting means for selecting one of a target voltage of the online target voltage setting means and a target voltage of the output shared target voltage setting means and outputting the selected voltage to the differential voltage calculation means. The uninterruptible power supply according to Item 1 .

The voltage compensation means outputs a current command filtered using the current differential voltage output from the differential voltage calculation means and the past differential voltage output from the differential voltage calculation means,
Based on the AC power output from the output terminal, the target voltage for online operation that is balanced with the AC power is calculated, and the difference is calculated when the target voltage obtained by this calculation is set as the target voltage. Providing a past differential voltage estimating means for calculating a past differential voltage that would have been output by the voltage calculating means;
When the target voltage of the online target voltage setting means is set in the differential voltage calculation means instead of the target voltage of the output sharing target voltage setting means, the voltage compensation means is calculated by the past differential voltage estimation means. The uninterruptible power supply according to claim 2, wherein a current command is calculated using a past differential voltage.