JP4203210B2

JP4203210B2 - Power supply

Info

Publication number: JP4203210B2
Application number: JP2000094838A
Authority: JP
Inventors: 千尋岡土
Original assignee: Toshiba IT and Control Systems Corp
Current assignee: Toshiba IT and Control Systems Corp
Priority date: 2000-03-30
Filing date: 2000-03-30
Publication date: 2008-12-24
Anticipated expiration: 2020-03-30
Also published as: JP2001286059A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主としてレーザダイオードやレーザ用閃光管等の負荷に電力または電流を高速に供給する電力供給装置に係り、特に負荷の非直線性や放電管が一般的に有する負性抵抗の有無に関係なく、安定にかつ高速にしかも高精度に電流または電力制御できるようにした電力供給装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、主としてレーザ用閃光管やレーザダイオード等の負荷に電流や電力を高速に供給する電力供給装置が多く用いられている。
【０００３】
以下に、この種の電力供給装置を代表するものとして、例えば“特許第２６５８９００号［パルス電源装置］”に示されている技術について説明する。
【０００４】
図９は、従来のパルス電源装置の回路構成例を示すブロック図である。
【０００５】
図９において、充電電源１からコンデンサ２を充電し、スイッチング素子（以下、ＩＧＢＴとして述べる）３をオンオフさせることにより、リアクトル４、ダイオード５、フィルタ用のコンデンサ７からなる電力変換部である降圧チョッパ回路の出力電力を制御し、逆阻止用のダイオード８を介して閃光管９に電力を供給する。
【０００６】
リアクトル４の電流は電流検出器６により検出してＩとし、また閃光管９の電圧は電圧検出器１０により検出してＶとし、掛算器１１によりＩとＶとの積を求めて負荷電力Ｖ₁₁を得る。
【０００７】
電力指令Ｐ^*１２と上記負荷電力Ｖ₁₁とを、ヒステリシスコンパレータ１３により比較してＰＷＭ信号を出力し、駆動回路１４を介してＩＧＢＴ３をオンオフすることにより、閃光管９へ供給する電力を制御するようになっている。
【０００８】
なお、直流電源１５と抵抗１６とから、シンマー電流を流すシンマー回路が構成されている。
【０００９】
図１０は、図９のパルス電源装置の動作波形を示す図である。
【００１０】
図１０に示すように、電力指令Ｐ^*１２に対して、ヒステリシスコンパレータ１３のヒステリシスによって、＋ΔＰと−ΔＰの幅の間をＩＧＢＴ３がオンオフすることにより電力を制御する、いわゆるデルタモジュレーションと呼ばれる方式で負荷電力を制御する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述のような制御方式を用いたパルス電源装置は、回路構成が簡単でまた制御が容易である反面、次のような問題点がある。
【００１２】
（ａ）ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が変化する。すなわち、コンデンサ２の電圧の１／２の負荷電圧の時が、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が最も高く、コンデンサ２が放電して低下するに従って、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が低下する。
【００１３】
このため、ＩＧＢＴ３の信頼性を確保するために最高周波数を制限することから、リアクトル４のインダクタンスが比較的大きく、電力制御の応答が遅くなる。
【００１４】
（ｂ）ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が低下した範囲では、電力応答も遅くなる。
【００１５】
（ｃ）ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が低下すると、リアクトル４の騒音が大きくなる。
【００１６】
（ｄ）リプル電力一定制御であることから、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が低下すると、コンデンサ７の容量を大きく設計してリプル電力を低下させる設計とする必要が生じ、その結果として応答性が低下する。
【００１７】
（ｅ）負荷がレーザダイオードの場合、電力一定制御では、ダイオード５の温度上昇によって順電圧降下が低下し、電流が増加することになって好ましくなく、むしろ電流一定制御の方が望ましい。
【００１８】
本発明の第１の目的は、スイッチング素子のスイッチング周波数を一定に制御しながら電流制御を行ない、さらにフィルタコンデンサを省略して電流制御応答を速くして、電源電圧と負荷電圧との差電圧に関係無く安定にかつ高速にしかも高精度に電流制御を行なうことが可能な電力供給装置を提供することにある。
【００１９】
また、本発明の第２の目的は、スイッチング素子のスイッチング周波数を一定に制御しながら電力制御を行ない、さらにフィルタコンデンサを極少または省略して電力制御応答を速くして、電源電圧と負荷電圧との差電圧に関係無く安定にかつ高速にしかも高精度に電力制御を行なうことが可能な電力供給装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記第１の目的を達成するために、請求項１に対応する発明では、直流電源の出力側にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御されることで出力電流を制御するスイッチング素子を有する電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷に電流を供給する電力供給装置において、サンプリング周期毎の、前記電力変換装置の電力変換部の出力電流を求める手段と、前記サンプリング周期の初期において前記スイッチング素子をオンし、前記電力変換装置の電力変換部の入力電流と当該電力変換部の直流電源電圧Ｖｃ／出力電圧（負荷電圧）Ｖ _L から得られる係数倍とを乗算し、この乗算値の積分値が目標出力電流値に達すると前記スイッチング素子をオフさせることにより、前記スイッチング素子をパルス幅変調制御する手段とを備えている。
【００２１】
従って、請求項１の発明の電力供給装置においては、サンプリング周期の初期において電力変換装置の電力変換部のスイッチング素子をオンさせ、スイッチング素子出力側の（瞬時）入力電流の係数倍の積分値が目標出力電流値に達するとスイッチング素子をオフさせることにより、負荷に供給する電流の制御を安定にかつ高速にしかも高精度に行なうことができる。
【００２２】
また、上記第２の目的を達成するために、請求項２に対応する発明では、直流電源の出力側にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御されることで出力電流を制御するスイッチング素子を有する電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷に電流を供給する電力供給装置において、サンプリング周期毎の、前記電力変換装置の電力変換部の出力電力を求める手段と、
前記サンプリング周期の初期において前記スイッチング素子をオンし、前記電力変換装置の電力変換部の入力電力の積分値が目標出力電力値に達すると前記スイッチング素子をオフさせることにより、スイッチング素子をパルス幅変調制御する手段とを備えている。
【００２３】
従って、請求項２の発明の電力供給装置においては、サンプリング周期の初期において電力変換装置の電力変換部のスイッチング素子をオンさせ、スイッチング素子出力側の（瞬時）電力の積分値が目標出力電力値に達するとスイッチング素子をオフさせることにより、負荷に供給する電力の制御を安定にかつ高速にしかも高精度に行なうことができる。
【００２４】
一方、請求項３に対応する発明では、上記請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装置において、前記スイッチング素子をオフさせる手段としては、当該スイッチング素子の出力側電圧Ｖ _D が前記直流電源電圧Ｖ _C とがほぼ等しい関係にあるとき、当該スイッチング素子の出力側の瞬時電力Ｖ _D ・ｉの積分値と当該スイッチング素子の出力側の負荷供給電力Ｖ _L ・ｉの積分値との間に下記式が成立し、当該下記式の左辺が目標値である右辺に一致するように制御し、一致したときに前記スイッチング素子をオフ制御する。
【００２５】
【数２】

【００２６】
従って、請求項３に対応する発明の電力変換装置においては、上記式の左辺が目標値である右辺に一致するように制御することにより、負荷に供給する電流または電力の制御を、安定にかつ高速にしかも高精度に行なうことができる。
【００３１】
一方、請求項４に対応する発明では、上記請求項１に対応する発明の電力供給装置において、電力変換装置の電力変換部の目標出力電流値の位相を進める位相進み手段を付加して、電力変換装置の電力変換部の入力電流相当分を制御する。
【００３２】
従って、請求項４に対応する発明の電力変換装置においては、目標出力電流値の位相を進めて目標値を得ることにより、電力変換部の一部を構成する遅れ分を補償して高速に応答することができる。
【００３９】
さらに、請求項５に対応する発明では、上記請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装置において、電力変換装置の電力変換部の入力部と出力部との間に、電圧レベルを変換する変圧器を設ける。
【００４０】
従って、請求項５に対応する発明の電力変換装置においては、電圧／電流のレベル変換を容易に行なうことができる。
【００４１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００４２】
（第１の実施の形態）
図１は、本実施の形態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図であり、図９と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分について述べる。
【００４３】
図１において、コンデンサ２の電圧源から、ＩＧＢＴ３Ａ、リアクトル４Ａ、ダイオード５Ａ、および電流検出器６Ａからなる電力変換部であるＡグループの降圧チョッパ回路と、ＩＧＢＴ３Ｂ、リアクトル４Ｂ、ダイオード５Ｂ、および電流検出器６Ｂからなる電力変換部であるＢグループの降圧チョッパ回路とを並列接続して、負荷であるレーザダイオード９１に電流を供給する。
【００４４】
コンデンサ２の電圧を電圧検出器１７で検出してＶ₁₇とし、電圧検出器１０で検出した負荷電圧Ｖ₁₀を函数回路１９を通してＶ₁₉とし、割算回路１８によりＶ₁₇／Ｖ₁₉＝Ｖ₁₈を求め、電流検出器６Ａからの出力Ｉ_AとＶ₁₈ _との積を掛算回路２０Ａで求めて、積分器２１Ａで積分した値Ｖ_21Aを求める。
【００４５】
発振器２２からサンプリング周期を決める周波数を出力し、分配器２３から交互に出力するリセットＡとリセットＢの信号を出力し、リセット信号の立上りで積分器２１ＡをリセットＡによりリセットする。
【００４６】
電流指令ｉ^*を進み回路２５を介して目標電流値Ｖ₂₅を出力し、上記積分値Ｖ_21AとＶ₂₅とをコンパレータ２６Ａにより比較して、フリップフロップ２７Ａに入力する。
【００４７】
フリップフロップ２７Ａは、リセットＡ信号の立上りでリセットされ、コンパレータ２６Ａの出力でセットする。
【００４８】
フリップフリップ２７Ａからの出力で、駆動回路１４Ａを介してＩＧＢＴ３ＡをＰＷＭ制御する。
【００４９】
電流検出器６Ｂからの出力Ｉ_Bと割算器１８からの出力Ｖ₁₈との積を掛算器２０Ｂで求め、その出力をリセットＢでリセットされる積分器２１Ｂで積分した出力を目標電流値Ｖ₂₅とコンパレータ２６Ｂで比較し、リセットＢでリセットされるフリップフロップ２７Ｂをセットし、フリップフロップ２７Ｂからの出力で、駆動回路１４Ｂを介してＩＧＢＴ３ＢをＰＷＭ制御する。
【００５０】
なお、函数回路１９は省略することにより、チョッパ部の内部電圧降下分が無視されるので、少し精度は落ちることが考えられるが、実用上支障はない。
【００５１】
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力供給装置の動作について、図２を用いて説明する。
【００５２】
時刻ｔ₀において、ＩＧＢＴ３がオンすると電流ｉは増加を開始し、ダイオード５の両端電圧Ｖ_Dは、ほぼコンデンサ２の電圧Ｖ_Cとなる（正確にはＶ_C−Ｖ_CE Ｖ_CEはＩＧＢＴ３のオン電圧）。
【００５３】
このために、瞬時電力Ｖ_D・ｉ（≒Ｖ_C・ｉ）が、リアクトル４、負荷９に注入される。
【００５４】
この瞬時電力Ｖ_C・ｉを積分した値∫Ｖ_C・ｉは、図２（ｃ）のＶ_D・ｉを積分した値にほぼ等しくなり、これが降圧チョッパ回路に入力された電力Ｐ₁となる。
【００５５】
【数３】

一方、負荷９に供給される電力Ｐ₂は、次のように表わされる。
【００５６】
【数４】

【００５７】
他に、ＩＧＢＴ３、リアクトル４、ダイオード５による損失をＰ（ｉ）が存在するので、次式が成立する。
【００５８】
【数５】

一般的には、Ｐ（ｉ）はＰ₂の数％であるので、次式が成立する。
【００５９】
【数６】

【００６０】
ＰＷＭ１サイクル間のＶ_CとＶ_Lはほぼ一定と考えられるので、（５）式は次式のように表わされる。
【００６１】
【数７】

上記式の左辺は、図２（ｄ）に示すような波形となる。
【００６２】
よって、負荷電流ｉを目標値ｉ^*に制御するには、時刻ｔ₀でＩＧＢＴ３をオンさせ、
【００６３】
【数８】

【００６４】
をオフさせることで、負荷電流を定常的に制御できることになる。
【００６５】
実際には、リアクトル４による遅れ分があるので、降圧チョッパ回路の入力電力よりも出力電力が遅れることになる。
【００６６】
この点、本実施の形態では、目標出力電流値である目標値ｉ^*の位相を進める位相進み回路２５を付加して、入力電流相当分の遅れ分を補償することにより、この出力電力の遅れを短縮することができる。
【００６７】
一般的には、上記式（４）が成立するが、特殊な用途では、損失Ｐ（ｉ）が無視できない場合がある。
【００６８】
このような場合には、
【００６９】
【数９】

【００７０】
なる近似的式（７）で比較して、ＩＧＢＴ３をオフさせる時刻ｔ₁を求めることができる。
【００７１】
また、図（２）のＶ_Dの平均値をＥ₃とすると、
【００７２】
【数１０】

となり、ＰＷＭの変調率をＭとすると、Ｅ₃＝ＭＶ_Cとなるので、
【００７３】
【数１１】

【００７４】
となるので、この（９）式により時刻ｔ₁でＩＧＢＴ３をオフさせることでも、同等な制御が実現できる。
【００７５】
時刻ｔ₁でスイッチング素子３をオフさせると、ダイオード５の両端電圧はゼロとなり、時刻ｔ₁〜ｔ₂の間は、リアクトル４に蓄積されているエネルギーが負荷９に流出して、電流がＩ₁からＩ₂まで減少する。
【００７６】
なお、図２（ｄ）の積分は、∫（Ｖ_D／Ｖ_L）・ｉを使ってもよいが、Ｖ_Cはコンデンサ２の電圧制御のため検出しているので、∫（Ｖ_C／Ｖ_L）・ｉを使う方が、より経済的である。
【００７７】
時刻ｔ₂になると、リセット信号により積分値∫（Ｖ_C／Ｖ_L）・ｉをリセットする。
【００７８】
図１のフリップフリップ２７もリセット信号でリセットし、
ｉ^*＝∫（Ｖ_C／Ｖ_L）・ｉ
となった時刻にフリップフロップ２７をセットするので、フリップフロップ２７の出力は図２（ｆ）に示すようになり、この信号でＩＧＢＴ３をスイッチングすることにより、降圧チョッパ出力電流を制御できることになる。
【００７９】
定常状態では、ｔ₀〜ｔ₁間でリアクトル４に蓄えられたエネルギーは、ｔ₁〜ｔ₂間に負荷に放出されるので、電力応答は１サイクル以内である。
【００８０】
この遅れ分を補償するために、図１の位相進み回路２５が設けられ、電流基準ｉ^*２４の変化分を進み回路２５で余分に与えることにより、高速な電流制御が達成できる。
【００８１】
なお、この位相進み回路２５は、省略することもできる。
【００８２】
なお、図１には、図２に示す回路を２組組み込んで、図３に示すようなタイミングで、すなわちサンプリング周期により順次等間隔で動作させるように制御している。
【００８３】
また、函数回路１９は、降圧チョッパ回路の電圧降下分を補正すべく挿入されているものであり、精度不要の場合はに省略することもできる。
【００８４】
すなわち、リセットＡとリセットＢとが交互に等間隔で入力され、電流Ｉ_AとＩ_Bは１８０度位相差を持つように、フリップフリップ２７Ａ，２７ＢによりＩＧＢＴ３Ａ，３Ｂを交互にスイッチングすることにより、図３に示すように、デューティが５０％のスイッチングの場合には、負荷電流Ｉ_A＋Ｉ_Bはリプルの極めて少ない波形となる。
【００８５】
また、デューティが５０％でない場合には、ややリプルが増加する。
【００８６】
なお、図１では、電力変換装置を電力変換部である２組のチョッパ回路で構成した場合を示したが、これに限らず、３組以上のチョッパ回路で電力変換装置を構成しても、全く同様な原理で特定デューティでリプルがゼロとなる。
【００８７】
さらに、１組のチョッパ回路でも使用可能であり、リプルを減少させたい場合には、図４に示すように、コンデンサ７によりリプル分を吸収し、ダイオード８を介して閃光管９に電力を供給する。
【００８８】
なお、このダイオード８は、シンマー電力を安定に流す上で必要であるので、負荷がレーザダイオードの場合には不要となる。
【００８９】
上述したように、本実施の形態の電力供給装置では、サンプリング周期の初期に電力変換部であるチョッパ回路のＩＧＢＴ３Ａ，３Ｂを交互にオンさせ、チョッパ入力側の瞬時電力をチョッパ出力（または負荷）電圧で除した値の積分値が目標電流値に達すると、ＩＧＢＴ３Ａ，ＩＧＢＴ３Ｂを交互にオフさせるようにしているので、負荷であるレーザダイオード９１に供給する電流の制御を、リプルの極めて少ない状態で、安定にかつ高速にしかも高精度に行なうことが可能となる。
【００９０】
さらに、従来必要であったコンデンサ７、ダイオード８が必要ないので、効率の高い電力変換を行なうことが可能となる。
【００９１】
（第２の実施の形態）
前記第１の実施の形態では、負荷電流目標値とチョッパ入力側から計算した積分値を比較してＩＧＢＴ３Ａ，ＩＧＢＴ３Ｂをオン，オフさせる構成としているが、本実施の形態では、例えば図５に示すように、負荷電流目標値とチョッパ出力側電圧（損失も含め）との積から負荷側目標電力を求め、チョッパ入力側の電力の積分値を比較してＩＧＢＴ３をオン，オフさせて負荷電流を間接的に制御する構成としている。
【００９２】
なお、図１の主回路部分は同一であるので、図５ではその図示を省略している。
【００９３】
コンデンサ２の電圧を電圧検出器１７で検出してＶ₁₇とし、負荷電流Ｉ_Aとの積を掛算器２０Ａで求め、その出力を、リセットＡでリセットされる積分器２１Ａで積分した値をＶ_21Aとして求める。
【００９４】
一方、電圧検出器１０で検出した負荷電圧Ｖ₁₀から、函数回路３１を介してチョッパ回路の内部電圧を求めてＶ₃₁とし、掛算器２８によりＶ₃₁と目標電流値ｉ^*２４とを掛算して目標電力を求めてＶ₂₈とし、コンパレータ２６Ａにより前記Ｖ_21Aと比較してＩＧＢＴ３Ａのオフタイミングを求める（式（７））。
【００９５】
この回路では、負荷電流を直接制御していないので、安全のため、負荷電流Ｉ_A _がレベル検出器２９Ａを介し過電流になった場合に、論理和（ＯＲ）回路３０Ａを介してフリップフロップ２７Ａをセットして、ＩＧＢＴ３Ａをオフさせる動作を行なう。
【００９６】
また、他の一組のチョッパ回路についても、全く同様にレベル検出器２９Ｂ、ＯＲ回路３０Ｂが配置されている。
【００９７】
なお、函数回路３１の目標電流ｉ^*入力を省略すると精度がやや悪くなり、更に函数回路３１そのものを省略するとさらに精度が悪化することが考えられるが、この誤差は数％程度であるので、実用的には無視してもよい。
【００９８】
また、レベル検出器２９Ａ，２９Ｂ、ＯＲ回路３０Ａ，３０Ｂを省略することが可能なことは、説明するまでもない。
【００９９】
さらに、図１で説明した位相進み回路２５を、図５の掛算器２８の前段または後段に追加することにより、応答を速くすることができることも、前記図１の場合と同様である。
【０１００】
図６は、函数回路３１の一例を示す図である。また、チョッパ回路の内部損失の考えを図６（ｂ）に示す。
【０１０１】
ダイオードＤは、ＩＧＢＴ３とダイオード５の電流に依存しない電圧降下分であり、抵抗ｒは全ての抵抗分を示し、リアクトルＬは理想的なリアクトルとして示してある。
【０１０２】
このため、電流ｉ₁が流れた場合のチョッパ回路の内部電圧Ｖ₃₁（函数回路３１の出力でもある）は、図６（ａ）に示すように、理想ダイオードと抵抗の電圧降下を負荷電圧Ｖ_Lに加えた値となる。
【０１０３】
（第３の実施の形態）
図７は、本実施の形態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分について述べる。
【０１０４】
図７では、図１のチョッパ回路が１組の場合について示しているが、勿論、複数組の場合にも適用できることは説明するまでもない。
【０１０５】
フリップフロップ２７の出力から、変調率検出回路３２を介して変調率Ｖ₃₂Ｍを求める。
【０１０６】
この場合、最も簡単な方法は、フリップフロップ２７の出力を平均化する方法であるが、ディジタル的に求めれば、１サイクル検出が可能である。
【０１０７】
変調率Ｖ₃₂Ｍを、逆数回路３３により１／Ｍを求め、制限回路３４を介して掛算器２０によりＩ／Ｍを求めて、積分器２１により∫（Ｉ／Ｍ）ｄｔを求める（式（８））。
【０１０８】
この値と目標電流ｉ^*とをコンパレータ２６で比較し、ＩＧＢＴ３のオフタイミングを求める（式（９））。
【０１０９】
レベル検出器２９、ＯＲ回路３０は、図５の場合と同様な作用を行ない、省略することが可能である。
【０１１０】
制限回路３４は、起動前に１／Ｍの値が異常になるのを防ぐ目的で挿入している。
【０１１１】
（第４の実施の形態）
図８は、本実施の形態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分ついてのみ述べる。
【０１１２】
すなわち、本実施の形態の電力供給装置は、図８に示すように、コンデンサ２の電圧をインバータブリッジ３５により交流に変換し、電圧レベルを変換する変圧器３６を介して出力を整流器３７で整流し、リアクトル４で平滑化した電力を閃光管９へ供給する。
【０１１３】
コンデンサ２の電圧は、電圧検出器１７で検出してＶ₁₂とし、負荷電流は電流検出器６で検出してＩ₆とし、負荷電圧を電圧検出器１０で検出してＶ₁₀として出力する。
【０１１４】
制御回路は、前記図１の場合と同様に構成（但し１相分でよい）することにより、出力電流を目標値に制御することができる。
【０１１５】
この時の各部の波形Ｖ，Ｖ₁，Ｖ₁₀，Ｉ₆，ＰＷＭを図８に示している。
【０１１６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電力供給装置によれば、負荷の電流を、入力電力と入力電圧、負荷電圧とから各サンプリング周期毎に高速にしかも瞬時値で制御するようにしているので、負荷の非直線や放電管が一般的に有する負性抵抗の有無に関係なく、安定にかつ高精度にしかも高速に電流または電力制御を行なうことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電力供給装置の第１の実施の形態を示すブロック図。
【図２】同第１の実施の形態の電力供給装置における動作を説明するための図。
【図３】同第１の実施の形態の電力供給装置における動作を説明するための図。
【図４】本発明による電力供給装置の変形例を示す回路図。
【図５】本発明による電力供給装置の第２の実施の形態を示すブロック図。
【図６】本発明による電力供給装置の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図７】同第２の実施の形態の電力供給装置における動作を説明するための図。
【図８】本発明による電力供給装置の第４の実施の形態を示すブロック図。
【図９】従来のパルス電源装置の回路構成例を示すブロック図。
【図１０】図９のパルス電源装置の動作波形を示す図。
【符号の説明】
１…充電電源、
２…コンデンサ、
３…ＩＧＢＴ、
４…リアクトル、
５…ダイオード、
６…電流検出器、
７…コンデンサ、
９…閃光管、
１０，１７…電圧検出器、
１１…掛算器、
１２…電力指令、
１３…ヒステリシスコンパレータ、
１４…駆動回路、
１５…直流電源、
１６…抵抗、
１８…割算器、
１９…函数回路、
２０…掛算器、
２１…積分器、
２２…発振器、
２３…分散器、
２４…電流基準、
２５…位相進み回路、
２６…コンパレータ、
２７…フリップフロップ、
２８…掛算器、
２９…レベル検出器、
３０…論理和（ＯＲ）回路、
３１…函数回路、
３２…変調率検出回路、
３３…逆数回路、
３４…制限回路、
３５…インバータブリッジ、
３６…変圧器、
３７…整流器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention mainly relates to a power supply device that supplies power or current to a load such as a laser diode or a laser flash tube at a high speed, and particularly to the nonlinearity of the load and the presence or absence of a negative resistance that a discharge tube generally has. Regardless of the present invention, the present invention relates to a power supply apparatus capable of controlling current or power stably and at high speed with high accuracy.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, many power supply apparatuses that supply current and power at high speed mainly to a load such as a laser flash tube and a laser diode have been used.
[0003]
Hereinafter, as a representative of this type of power supply apparatus, for example, a technique disclosed in “Patent No. 2658900 [Pulse power supply apparatus]” will be described.
[0004]
FIG. 9 is a block diagram showing a circuit configuration example of a conventional pulse power supply device.
[0005]
In FIG. 9, a capacitor 2 is charged from a charging power source 1 and a switching element (hereinafter referred to as IGBT) 3 is turned on / off to turn on / off a step-down chopper that is a power conversion unit including a reactor 4, a diode 5, and a filter capacitor 7. The output power of the circuit is controlled, and power is supplied to the flash tube 9 via the reverse blocking diode 8.
[0006]
The current of the reactor 4 is detected by the current detector 6 and set to I, the voltage of the flash tube 9 is detected by the voltage detector 10 and set to V, and the multiplier 11 calculates the product of I and V to obtain the load power V _{Get 11} .
[0007]
A power command P ^* 12 and the load power V _11, and outputs a PWM signal by comparing the hysteresis comparator 13, by turning on and off the IGBT3 via the drive circuit 14 to control the power supplied to the flash tube 9 It is like that.
[0008]
The DC power supply 15 and the resistor 16 constitute a simmer circuit for passing a simmer current.
[0009]
FIG. 10 is a diagram illustrating operation waveforms of the pulse power supply device of FIG.
[0010]
As shown in FIG. 10, in response to the power command P ^* 12, the hysteresis is controlled by turning on and off the IGBT 3 between + ΔP and −ΔP by the hysteresis of the hysteresis comparator 13 in a so-called delta modulation method. Control load power.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
However, the pulse power supply device using the control method as described above has a simple circuit configuration and easy control, but has the following problems.
[0012]
(A) The switching frequency of the IGBT 3 changes. That is, when the load voltage is ½ of the voltage of the capacitor 2, the switching frequency of the IGBT 3 is the highest, and the switching frequency of the IGBT 3 decreases as the capacitor 2 discharges and decreases.
[0013]
For this reason, since the maximum frequency is limited in order to ensure the reliability of the IGBT 3, the inductance of the reactor 4 is relatively large, and the response of power control becomes slow.
[0014]
(B) In the range where the switching frequency of the IGBT 3 is lowered, the power response is also slowed.
[0015]
(C) When the switching frequency of the IGBT 3 decreases, the noise of the reactor 4 increases.
[0016]
(D) Since the ripple power is constant control, if the switching frequency of the IGBT 3 is lowered, it is necessary to design the capacitor 7 to have a large capacity so as to reduce the ripple power, and as a result, the responsiveness is lowered.
[0017]
(E) In the case where the load is a laser diode, in the constant power control, the forward voltage drop decreases due to the temperature rise of the diode 5 and the current increases, which is not preferable. Rather, the constant current control is more desirable.
[0018]
The first object of the present invention is to perform current control while controlling the switching frequency of the switching element to be constant, further omit the filter capacitor to speed up the current control response, and to obtain a difference voltage between the power supply voltage and the load voltage. An object of the present invention is to provide a power supply device capable of performing current control stably, at high speed and with high accuracy.
[0019]
Further, the second object of the present invention is to perform power control while controlling the switching frequency of the switching element to be constant, to further reduce the power consumption of the power supply voltage and the load voltage by minimizing or omitting the filter capacitor to speed up the power control response. It is an object of the present invention to provide a power supply device capable of performing power control stably, at high speed and with high accuracy regardless of the difference voltage between the two.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the first object, in the invention corresponding to claim 1, there is provided a power converter having a switching element for controlling output current by pulse width modulation (PWM) control on the output side of the DC power supply. In the power supply device that supplies current to the load by the provided power conversion device, means for obtaining the output current of the power conversion unit of the power conversion device for each sampling cycle, and the switching element is turned on at the initial stage of the sampling cycle Then, the input current of the power conversion unit of the power conversion device is multiplied by the coefficient multiple obtained from the DC power supply voltage Vc / output voltage (load voltage) _{VL of the} power conversion unit, and the integral value of the multiplied value is the target. Means for controlling the pulse width modulation of the switching element by turning off the switching element when the output current value is reached.
[0021]
Therefore, in the power supply device according to the first aspect of the present invention, the switching element of the power conversion unit of the power conversion device is turned on at the initial stage of the sampling period, and the integral value of the factor of the (instantaneous) input current on the switching element output side is When the target output current value is reached, the switching element is turned off, so that the current supplied to the load can be controlled stably and at high speed with high accuracy.
[0022]
In order to achieve the second object, in the invention corresponding to claim 2, the power conversion having a switching element for controlling the output current by pulse width modulation (PWM) control on the output side of the DC power supply. Means for obtaining output power of the power conversion unit of the power conversion device for each sampling period in a power supply device that supplies current to a load by a power conversion device including a unit;
The turns on the switching element at the beginning of the sampling period, by the integral value of the input power of the power conversion unit of the power converter turns off the switching element to reach the target output power value, the pulse width modulation of the switching element Means for controlling .
[0023]
Therefore, in the power supply device according to the second aspect of the present invention, the switching element of the power conversion unit of the power conversion device is turned on at the initial stage of the sampling period, and the integral value of (instantaneous) power on the switching element output side is the target output power value. By turning off the switching element when the value reaches, control of the power supplied to the load can be performed stably and at high speed with high accuracy.
[0024]
On the other hand, in the invention corresponding to claim 3, in the power supply device of the invention corresponding to claim 1 or claim 2 above, as means for turning off the switching element, the output side voltage V _{D of the} switching element is When the DC power supply voltage V _C is substantially equal , the integrated value of the instantaneous power V _D · i on the output side of the switching element and the integrated value of the load supply power V _L · i on the output side of the switching element In the meantime, the following equation is established, and the left side of the following equation is controlled to coincide with the right side which is the target value.
[0025]
[Expression 2]

[0026]
Therefore, in the power conversion device of the invention corresponding to claim 3, by controlling so that the left side of the above equation matches the right side which is the target value, the control of the current or power supplied to the load can be performed stably and It can be performed at high speed and with high accuracy.
[0031]
On the other hand, in the invention corresponding to claim 4 , in the power supply device of the invention corresponding to claim 1 above, a phase advance means for advancing the phase of the target output current value of the power conversion unit of the power conversion device is added to The amount corresponding to the input current of the power conversion unit of the converter is controlled.
[0032]
Therefore, in the power converter of the invention corresponding to claim 4 , the target output current value is advanced to obtain the target value, thereby compensating for the delay constituting a part of the power converter and responding at high speed. can do.
[0039]
Furthermore, in the invention corresponding to claim 5 , in the power supply device of the invention corresponding to claim 1 or claim 2, the voltage level is set between the input unit and the output unit of the power conversion unit of the power conversion device. Provide a transformer to convert.
[0040]
Therefore, in the power converter of the invention corresponding to claim 5 , voltage / current level conversion can be easily performed.
[0041]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0042]
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a circuit configuration example of the power supply apparatus according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted, and different parts will be described here.
[0043]
In FIG. 1, from a voltage source of a capacitor 2, a step-down chopper circuit of group A which is a power conversion unit including an IGBT 3A, a reactor 4A, a diode 5A, and a current detector 6A, an IGBT 3B, a reactor 4B, a diode 5B, and a current detection A step-down chopper circuit of group B, which is a power conversion unit composed of the generator 6B, is connected in parallel to supply current to the laser diode 91 that is a load.
[0044]
The voltage of the capacitor 2 is detected by the voltage detector ₁₇ and set to V ₁₇ , the load voltage V ₁₀ detected by the voltage detector 10 is set to V ₁₉ through the function circuit 19, and V ₁₇ / V ₁₉ = V ₁₈ by the division circuit _18. , The product of the output I _A from the current detector 6A and V ₁₈ _is obtained by the multiplication circuit 20A, and the value V _21A integrated by the integrator 21A is obtained.
[0045]
A frequency for determining the sampling period is output from the oscillator 22, reset A and reset B signals are output alternately from the distributor 23, and the integrator 21 A is reset by the reset A at the rising edge of the reset signal.
[0046]
The current command i ^* is advanced and the target current value V ₂₅ is output via the circuit 25. The integrated values V _21A and V ₂₅ are compared by the comparator 26A and input to the flip-flop 27A.
[0047]
The flip-flop 27A is reset at the rising edge of the reset A signal and set by the output of the comparator 26A.
[0048]
With the output from the flip flip 27A, the IGBT 3A is PWM controlled via the drive circuit 14A.
[0049]
Obtains the product of the output V ₁₈ from the current detector outputs from 6B I _B and divider 18 in multiplier 20B, target current value V output that is integrated by the integrator 21B are reset its output a reset B Flip-flop 27B which is compared with ₂₅ and comparator 26B and is reset by reset B is set, and IGBT 3B is PWM-controlled via drive circuit 14B with the output from flip-flop 27B.
[0050]
By omitting the function circuit 19, the internal voltage drop of the chopper part is ignored, so that the accuracy may be slightly reduced, but there is no practical problem.
[0051]
Next, operation | movement of the electric power supply apparatus of this Embodiment comprised as mentioned above is demonstrated using FIG.
[0052]
At time t ₀ , when the IGBT 3 is turned on, the current i starts to increase, and the voltage V _D across the diode 5 becomes approximately the voltage V _{C of the} capacitor 2 (more precisely, V _C −V _CE V _CE is the on-voltage of IGBT3).
[0053]
For this purpose, instantaneous power V _D · i (≈V _C · i) is injected into the reactor 4 and the load 9.
[0054]
The value ∫V _C · i obtained by integrating the instantaneous power V _C · i is substantially equal to the value obtained by integrating V _D · i in FIG. 2C, and this is the power P ₁ input to the step-down chopper circuit. .
[0055]
[Equation 3]

On the other hand, the electric power P ₂ supplied to the load 9 is expressed as follows.
[0056]
[Expression 4]

[0057]
In addition, since P (i) exists as a loss due to the IGBT 3, the reactor 4, and the diode 5, the following equation is established.
[0058]
[Equation 5]

Generally, since P (i) is several percent of P ₂ , the following equation is established.
[0059]
[Formula 6]

[0060]
Since V _C and V _L during one PWM cycle are considered to be substantially constant, equation (5) is expressed as the following equation.
[0061]
[Expression 7]

The left side of the above equation has a waveform as shown in FIG.
[0062]
Therefore, to control the load current i to the target value i ^* , the IGBT 3 is turned on at time t ₀ ,
[0063]
[Equation 8]

[0064]
By turning off, the load current can be steadily controlled.
[0065]
Actually, since there is a delay due to the reactor 4, the output power is delayed from the input power of the step-down chopper circuit.
[0066]
In this respect, in this embodiment, a phase advance circuit 25 that advances the phase of the target value i ^* that is the target output current value is added to compensate for the delay corresponding to the input current, thereby delaying the output power. Can be shortened.
[0067]
In general, the above formula (4) is established, but the loss P (i) may not be ignored in special applications.
[0068]
In such a case,
[0069]
[Equation 9]

[0070]
The time t ₁ at which the IGBT 3 is turned off can be obtained by comparison using the approximate expression (7).
[0071]
Also, if E ₃ the mean value of V _D of FIG. (2),
[0072]
[Expression 10]

If the PWM modulation rate is M, E ₃ = MV _C ,
[0073]
[Expression 11]

[0074]
Therefore, equivalent control can be realized by turning off the IGBT ₃ at time t _{1 according} to the equation (9).
[0075]
When the switching element 3 is turned off at time t ₁ , the voltage across the diode 5 becomes zero, and during time t _{1 to} t ₂ , the energy stored in the reactor 4 flows out to the load 9 and the current is I Decrease from ₁ to I ₂ .
[0076]
The integration of FIG. 2 (d) may use ∫ (V _D / V _L ) · i, but V _C is detected for voltage control of the capacitor 2, so ∫ (V _C / V It is more economical to use _L ) · i.
[0077]
Becomes a time t _2, the resetting an integral value _{_{∫ (V C / V L)}} · i by a reset signal.
[0078]
1 is also reset by a reset signal,
i ^* = ∫ (V _C / V _L ) · i
Since the flip-flop 27 is set at this time, the output of the flip-flop 27 is as shown in FIG. 2 (f). By switching the IGBT 3 with this signal, the step-down chopper output current can be controlled.
[0079]
At steady state, the energy stored in the reactor 4 at between t ₀ ~t _1, since being released to the load between t ₁ ~t _2, power response is within one cycle.
[0080]
In order to compensate for this delay, the phase advance circuit 25 of FIG. 1 is provided, and by providing the change amount of the current reference i ^* 24 redundantly by the advance circuit 25, high-speed current control can be achieved.
[0081]
The phase advance circuit 25 can be omitted.
[0082]
In FIG. 1, two sets of the circuit shown in FIG. 2 are incorporated, and control is performed so that the circuits are operated sequentially at equal intervals according to the timing shown in FIG.
[0083]
The function circuit 19 is inserted to correct the voltage drop of the step-down chopper circuit, and can be omitted when accuracy is not required.
[0084]
That is, by alternately switching the

IGBTs

3A and 3B by the flip-

flops

27A and 27B so that the reset A and the reset B are alternately input at equal intervals and the currents I _A and I _B have a phase difference of 180 degrees, as shown in FIG. 3, when the duty is 50% of the switching, the load current I _a + I _B is extremely small wave ripple.
[0085]
Further, when the duty is not 50%, the ripple slightly increases.
[0086]
In addition, in FIG. 1, although the case where the power converter device was configured with two sets of chopper circuits as power converters was shown, the present invention is not limited thereto, and the power converter device may be configured with three or more sets of chopper circuits. The ripple becomes zero at a specific duty on the same principle.
[0087]
Further, it can be used in one set of chopper circuits, and when it is desired to reduce the ripple, the ripple is absorbed by the capacitor 7 and power is supplied to the flash tube 9 via the diode 8 as shown in FIG. To do.
[0088]
Note that the diode 8 is necessary for the flow of the simmer power stably, and thus is not necessary when the load is a laser diode.
[0089]
As described above, in the power supply device of the present embodiment, the

IGBTs

3A and 3B of the chopper circuit, which is the power conversion unit, are alternately turned on at the beginning of the sampling period, and the instantaneous power on the chopper input side is output to the chopper (or load). When the integrated value of the value divided by the voltage reaches the target current value, the IGBT 3A and IGBT 3B are alternately turned off, so that the control of the current supplied to the laser diode 91 that is the load can be performed with extremely little ripple. Therefore, it is possible to carry out stably, at high speed and with high accuracy.
[0090]
Furthermore, since the capacitor 7 and the diode 8 which are conventionally required are not required, it is possible to perform power conversion with high efficiency.
[0091]
(Second Embodiment)
In the first embodiment, the load current target value and the integrated value calculated from the chopper input side are compared to turn on and off the IGBT 3A and IGBT 3B. In the present embodiment, for example, as shown in FIG. Thus, the load side target power is obtained from the product of the load current target value and the chopper output side voltage (including loss), and the integrated value of the power on the chopper input side is compared to turn the IGBT 3 on and off to change the load current. It is configured to indirectly control.
[0092]
Since the main circuit portion of FIG. 1 is the same, its illustration is omitted in FIG.
[0093]
The voltage of the capacitor 2 is detected by the voltage detector 17 to obtain V ₁₇ , the product of the load current I _A is obtained by the multiplier 20 _A, and the output is integrated by the integrator 21 A reset by the reset A V _Ask as _21A .
[0094]
On the other hand, the load voltage V ₁₀ detected by the voltage detector 10, and V ₃₁ seeking an internal voltage of the chopper circuit through a function circuit 31, multiplying the V ₃₁ and the target current value i ^* 24 by multiplier 28 and V ₂₈ and obtains a target power Te, obtains the off timing of the IGBT3A compared to the V _21A by the comparator 26A (equation (7)).
[0095]
In this circuit, since the load current is not directly controlled, for safety, when the load current I _A _becomes an overcurrent via the level detector 29A, the flip-flop 27A via the OR circuit 30A is used. Is set to turn off the IGBT 3A.
[0096]
Also, the level detector 29B and the OR circuit 30B are arranged in the same manner for the other set of chopper circuits.
[0097]
Note that if the target current i ^* input of the function circuit 31 is omitted, the accuracy may be slightly deteriorated, and if the function circuit 31 itself is omitted, the accuracy may be further deteriorated. May be ignored.
[0098]
Needless to say, the level detectors 29A and 29B and the

OR circuits

30A and 30B can be omitted.
[0099]
Further, the response can be speeded up by adding the phase advance circuit 25 described in FIG. 1 to the front stage or the rear stage of the multiplier 28 in FIG. 5, as in the case of FIG.
[0100]
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the function circuit 31. Moreover, the idea of the internal loss of the chopper circuit is shown in FIG.
[0101]
The diode D is a voltage drop that does not depend on the currents of the IGBT 3 and the diode 5, the resistance r indicates all resistances, and the reactor L is shown as an ideal reactor.
[0102]
Therefore, the internal voltage V ₃₁ (which is also the output of the function circuit 31) of the chopper circuit when the current i ₁ flows is the voltage drop between the ideal diode and the resistor as shown in FIG. _The value added to _L.
[0103]
(Third embodiment)
FIG. 7 is a block diagram showing a circuit configuration example of the power supply apparatus according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals and the description thereof will be omitted, and different parts will be described here.
[0104]
Although FIG. 7 shows a case where the chopper circuit of FIG. 1 is one set, it is needless to say that the present invention can be applied to a case where there are a plurality of sets.
[0105]
From the output of the flip-flop 27, the modulation rate V ₃₂ M is obtained through the modulation rate detection circuit 32.
[0106]
In this case, the simplest method is to average the outputs of the flip-flops 27, but if it is obtained digitally, one cycle can be detected.
[0107]
The modulation factor V ₃₂ M is obtained by 1 / M by the reciprocal circuit 33, I / M is obtained by the multiplier 20 through the limiting circuit 34, and ∫ (I / M) dt is obtained by the integrator 21 (formula ( 8)).
[0108]
This value is compared with the target current i ^* by the comparator 26 to determine the off timing of the IGBT 3 (formula (9)).
[0109]
The level detector 29 and the OR circuit 30 perform the same operation as in FIG. 5 and can be omitted.
[0110]
The limiting circuit 34 is inserted for the purpose of preventing the 1 / M value from becoming abnormal before activation.
[0111]
(Fourth embodiment)
FIG. 8 is a block diagram showing a circuit configuration example of the power supply apparatus according to the present embodiment. The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Only different parts will be described here.
[0112]
That is, in the power supply apparatus of the present embodiment, as shown in FIG. 8, the voltage of the capacitor 2 is converted into AC by the inverter bridge 35, and the output is rectified by the rectifier 37 via the transformer 36 that converts the voltage level. Then, the electric power smoothed by the reactor 4 is supplied to the flash tube 9.
[0113]
The voltage of the capacitor 2 is detected by the voltage detector 17 to be V ₁₂ , the load current is detected by the current detector 6 to be I ₆ , and the load voltage is detected by the voltage detector 10 and output as V ₁₀ .
[0114]
The control circuit can control the output current to the target value by configuring the control circuit in the same way as in FIG.
[0115]
Waveforms V, V ₁ , V ₁₀ , I ₆ , and PWM of each part at this time are shown in FIG.
[0116]
【The invention's effect】
As described above, according to the power supply device of the present invention, the load current is controlled at high speed and instantaneous value for each sampling period from the input power, the input voltage, and the load voltage. Regardless of the non-linearity of the load or the presence or absence of the negative resistance generally possessed by the discharge tube, it becomes possible to carry out current or power control stably, with high accuracy and at high speed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a power supply apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram for explaining an operation in the power supply device of the first embodiment;
FIG. 3 is a diagram for explaining an operation in the power supply device of the first embodiment;
FIG. 4 is a circuit diagram showing a modification of the power supply device according to the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a second embodiment of the power supply apparatus according to the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing a third embodiment of the power supply apparatus according to the present invention.
FIG. 7 is a view for explaining an operation in the power supply device of the second embodiment;
FIG. 8 is a block diagram showing a fourth embodiment of a power supply apparatus according to the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing a circuit configuration example of a conventional pulse power supply device.
10 is a diagram showing operation waveforms of the pulse power supply device of FIG. 9;
[Explanation of symbols]
1 ... Charging power supply,
2 ... Capacitor,
3 ... IGBT,
4 ... Reactor,
5 ... Diode,
6 ... current detector,
7: Capacitor,
9 ... Flash tube,
10, 17 ... voltage detector,
11 ... Multiplier,
12 ... Power command,
13 ... Hysteresis comparator,
14 ... Drive circuit,
15 ... DC power supply,
16 ... resistance,
18: Divider,
19: Function circuit,
20 ... multiplier,
21 ... Integrator,
22 ... Oscillator,
23: Disperser,
24 ... Current reference,
25. Phase advance circuit,
26: Comparator,
27 ... flip-flop,
28 ... multiplier,
29 ... Level detector,
30: logical sum (OR) circuit,
31 ... Function circuit,
32. Modulation rate detection circuit,
33 ... Reciprocal circuit,
34 ... Limit circuit,
35 ... Inverter bridge,
36 ... Transformer,
37: Rectifier.

Claims

In a power supply device that supplies current to a load by a power conversion device including a power conversion unit having a switching element that controls output current by pulse width modulation (PWM) control on the output side of a DC power supply,
Means for obtaining an output current of the power converter of the power converter for each sampling period;
The turns on the switching element at the beginning of the sampling period, and multiplies the DC power supply voltage Vc / output voltage (load voltage) V _L of the input current and the power conversion unit of the power converting unit of the power converter, the multiplication Means for controlling the pulse width modulation of the switching element by turning off the switching element when an integral value of the values reaches a target output current value;
A power supply device comprising:

In a power supply device that supplies current to a load by a power conversion device including a power conversion unit having a switching element that controls output current by pulse width modulation (PWM) control on the output side of a DC power supply,
Means for obtaining the output power of the power converter of the power converter for each sampling period;
The switching element is turned on at the initial stage of the sampling period, and the switching element is turned off when the integral value of the input power of the power conversion unit of the power conversion device reaches a target output power value. Means for modulation control;
A power supply device comprising:

In the electric power supply apparatus according to claim 1 or 2,
Means for detecting the DC power supply voltage V _{C of} the power converter of the power converter, the load voltage V _L on the output side of the power converter, and the input current or output current i of the power converter of the power converter, respectively. ,
As means for turning off the switching element, when the output side voltage V _D of the switching element is substantially equal to the DC power supply voltage V _C , the integral of the instantaneous power V _D · i on the output side of the switching element The following formula is established between the value and the integral value of the load supply power V _L · i on the output side of the switching element, and the left side of the following formula is controlled so as to match the right side which is the target value. The power supply apparatus characterized in that the switching element is sometimes turned off.

The power supply device according to claim 1,
A power supply apparatus comprising: a phase advance means for advancing the phase of a target output current value of the power conversion unit of the power conversion apparatus to control an amount corresponding to the input current of the power conversion unit of the power conversion apparatus.

In the electric power supply apparatus according to claim 1 or 2,
A power supply device comprising a transformer for converting a voltage level between an input unit and an output unit of a power conversion unit of the power conversion device.