JP4178591B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はインバータ回路により放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の放電灯点灯装置のブロック構成図を図２５に示す。この放電灯点灯装置は、交流電源１０をＡＣ−ＤＣ変換手段１１にて直流電圧に変換し、ＤＣ−ＤＣ変換手段１２にて前記直流電圧を所定の直流電圧に変換し、ＤＣ−ＡＣ変換手段１３にて前記直流電圧を高周波電圧に変換し、ＡＣ−ＡＣ変換手段１４にて前記高周波電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路１５に供給する構成である。ＤＣ−ＤＣ変換手段１２には少なくとも一つのスイッチング要素が具備されており、前記スイッチング要素は制御回路１から出力される信号Ｓ１にてオン・オフ制御される。ＤＣ−ＡＣ変換手段１３には少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路が具備されており、前記スイッチング要素のオン・オフの周波数は負荷回路１５の状態に応じて制御回路２にて制御され、制御回路２から出力される信号Ｓ２は駆動回路４に入力される。駆動回路４は信号Ｓ２を受けて信号Ｓ３を出力し、前記スイッチング要素は駆動回路４から出力される信号Ｓ３にて交互にオン・オフ制御される。制御回路１、制御回路２及び駆動回路４には制御電源生成回路５から各々制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）が供給され動作する。
【０００３】
図２６に具体的な従来例の回路構成を示す。ＡＣ−ＤＣ変換手段はダイオードＤ１〜Ｄ４からなる全波整流回路で構成され、フィルター回路ＦＴを介して交流電源ＡＣを直流電圧に変換する。ＤＣ−ＤＣ変換手段は雑音防止用コンデンサＣ１、平滑用コンデンサＣ２、チョッパーダイオードＤ５、スイッチング素子（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ１、チョッパーチョークＬ１からなる昇圧型チョッパー回路で構成される。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ制御はチョッパー用制御回路１から出力されるオン・オフ信号Ｓ１により行われる。スイッチング素子Ｑ１がオン・オフを繰り返すことにより、高周波にて直流電圧をチョッピングし、平滑用コンデンサＣ２にて平滑して、全波整流回路の出力電圧のピーク値よりも高い直流電圧Ｖｄｃを出力する。
【０００４】
ＤＣ−ＡＣ変換手段はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３、ＤＣカット用コンデンサＣ３、共振用チョークＬ２、共振用コンデンサＣ４からなるハーフブリッジ式インバータ回路で構成され、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を交互にオン・オフすることにより、コンデンサＣ４とインダクタＬ２からなる共振回路にて高周波電力が生成される。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の発振周波数制御はインバータ用制御回路２にて行われ、負荷回路の状態に応じた発振信号Ｓ２を出力する。インバータ用制御回路２から出力される発振信号Ｓ２を受けてドライバー用制御回路４（例えばＩＲ社製ＩＲ２１１１）から出力される駆動信号Ｓ３（Ｈ），Ｓ３（Ｌ）によりスイッチング素子Ｑ２及びＱ３が交互にオン・オフ制御される。駆動信号Ｓ３（Ｈ）は高圧側スイッチング素子Ｑ２の駆動信号であり、駆動信号Ｓ３（Ｌ）は低圧側スイッチング素子Ｑ３の駆動信号である。低圧側スイッチング素子Ｑ３は制御電源であるＶｃｃを電源として、高圧側スイッチング素子Ｑ２はコンデンサＣ５を電源として駆動制御される。コンデンサＣ５はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電位Ｖ０と制御電源ＶｃｃにダイオードＤ６を介して接続されており、低圧側スイッチング素子Ｑ３のオン時（スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電位Ｖ０が０Ｖとなる期間）に制御電源ＶｃｃよりダイオードＤ６を介して電力供給を得て、高圧側スイッチング素子Ｑ２のオン時には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電位Ｖ０を基準として高圧側スイッチング素子Ｑ２の駆動電源として動作する。尚、ドライバー用制御回路４にＩＲ社製ＩＲ２１１１を用いた回路構成においてはインバータ用制御回路２からドライバー用制御回路４へ入力される発振信号Ｓ２がＨｉｇｈレベルの場合、スイッチング素子Ｑ２はオン、スイッチング素子Ｑ３はオフとなり、発振信号Ｓ２がＬｏｗレベルの場合、スイッチング素子Ｑ２はオフ、スイッチング素子Ｑ３はオンとなる。
【０００５】
チョッパー出力電圧Ｖｄｃに比べ、負荷である放電灯ＬＡを点灯させる為の始動電圧が高い場合、例えば、管径が細ければ細いほど且つ管長が長ければ長いほど始動電圧は高くなるが、その場合、昇圧トランスＴ１を用いて、インバータ回路の出力をさらに昇圧した高周波電力で放電灯ＬＡを点灯させる。尚、負荷である放電灯ＬＡのフィラメント両端にはランプ点灯始動時にフィラメントを予熱するための予熱回路ｙ１，ｙ２が接続されている。
【０００６】
チョッパー用制御回路１、インバータ用制御回路２及びドライバー用制御回路４の制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は、チョッパーチョークＬ１の補助巻線、及び昇圧トランスＴ１の補助巻線から各々抵抗Ｒ４とダイオードＤ７、及び抵抗Ｒ５とダイオードＤ９を介して供給される電力を制御電源生成回路５にて各制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）に生成し、各制御回路１，２，４へ供給して、各々の制御回路１，２，４を動作させるものである。また、チョッパー用制御回路１の制御電源Ｖｃｃ１には別経路の制御電源供給手段として抵抗Ｒｓが設けられており、インバータ制御回路２の制御電源Ｖｃｃ３は制御電源生成回路５ａ（例えば三端子レギュレータ等）により安定化した電源を供給する構成となっている。
【０００７】
本回路に交流電源ＡＣが供給されると、制御電源供給手段としての抵抗Ｒｓにより最初にチョッパー用制御回路１が動作を開始し、次にドライバー用制御回路４が動作を開始し、最後に制御電源生成回路５にて安定した制御電源Ｖｃｃ３が供給された時点でインバータ制御回路２が動作を開始する。また、本回路に交流電源ＡＣの供給が停止されると、まず最初にインバータ制御回路２が動作を停止し、次にドライバー用制御回路４が動作を停止し、最後にチョッパー用制御回路１が動作を停止する。
【０００８】
次に別の従来例の放電灯点灯装置のブロック構成図を図２７に示す。基本構成は図２５の放電灯点灯装置と同じであるが、この放電灯点灯装置においては、赤外線リモートコントローラ３１（以下リモコンと呼ぶ）の操作により出力されるリモコン信号Ｓ６を受信部３２にて受信し、制御回路３にてリモコン信号Ｓ６に応じた点灯制御信号Ｓ４を生成し、この点灯制御信号Ｓ４によって制御回路２の発振動作を制御することにより所定の負荷状態をリモコン操作によって任意に変化させるものである。この構成において、従来、リモコン操作により負荷である放電灯を消灯させる制御を行う場合、制御回路２から駆動回路４へ出力される発振信号Ｓ２の出力を停止させる（Ｌｏｗレベルとする）ことにより、ＤＣ−ＡＣ変換手段１３に具備されたスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、放電灯への電力供給を停止させる制御を行うことが一般的であった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図２６に示す回路構成においては、交流電源ＡＣの供給開始時（以下電源ＯＮ時と称する）には以下のような問題が生じる。図２８は電源ＯＮ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１（Ｓ１）、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２（Ｓ３（Ｈ））、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３（Ｓ３（Ｌ））、インバータ制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１にて電源をＯＮすると、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは交流電圧の√２倍のピーク値直流電圧が出力される。ｔ２にてチョッパー用制御回路１が動作開始すると、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１はオン・オフ制御されるため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは所定の高い電圧になる。次に、ｔ３にてドライバー用制御回路４が動作開始すると、インバータ用制御回路２はまだ動作開始していないため発振信号Ｓ２はＬｏｗレベルであり、よって、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２はＬｏｗレベル、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＨｉｇｈレベルで保持される。次に、ｔ４にてインバータ用制御回路２が動作開始すると、発振信号Ｓ２は発振動作を開始し、それに伴って、ドライバー用制御回路４によりスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３もオン・オフ制御される。ｔ４にてインバータ回路のスイッチング動作が開始されると、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３には図２９に示すような振動波形電流Ｉｄ２，Ｉｄ３が流れ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に過大なストレスを生じる。図２９にはスイッチング動作が開始された直後（図２８のｔ４時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３及びドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。このような振動波形電流が発生する原因は、ＤＣカット用コンデンサＣ３と昇圧トランスＴ１の一次側インダクタンスの過渡状態における共振作用によるものであり、この振動波形のピーク値はチョッパー出力電圧Ｖｄｃが高いほど高くなる。このスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に流れる振動波形電流は定常時に流れている電流に比べて数倍のピーク値を有しているので、電流定格の大きいスイッチング素子を用いる必要が有り、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のコスト及びサイズが増大することになる。
【００１０】
また、図２６に示す回路構成においては、交流電源ＡＣの供給停止時（以下電源ＯＦＦ時と称する）には以下のような問題が生じる。図３０は電源ＯＦＦ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１にて電源ＯＦＦすると、まず最初にｔ２にてインバータ用制御回路２が動作を停止し、発振信号Ｓ２はＬｏｗレベルとなる。このとき、ドライバー用制御回路４はまだ動作しているため、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２はＬｏｗレベル、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＨｉｇｈレベルに保持される。その後、ｔ３でドライバー用制御回路４が、ｔ４でチョッパー用制御回路１が各々動作を停止する。
【００１１】
ここで、ｔ２にてインバータ用制御回路２が動作を停止すると、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ３には図３１に示すような振動波形電流Ｉｄ３が流れ、スイッチング素子Ｑ３に過大なストレスを生じる。図３１にはインバータ用制御回路２が動作停止した直後（図３０のｔ２時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３、及び各ドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。このような振動波形電流が発生する原因は、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ３がオンの状態で固定されてインバータ回路のスイッチング動作を停止する際に必ずスイッチング素子Ｑ３、コンデンサＣ３，Ｃ４、インダクタＬ２、トランスＴ１からなる共振ループが形成されるためであり、オン状態で固定となるスイッチング素子Ｑ３に大きな振動波形電流が流れ、スイッチング素子Ｑ３に大きなストレスを与える。このスイッチング素子Ｑ３に流れる振動波形電流は、定常時に流れている電流に比べて数倍のピーク値を有しているので、電流定格の大きい素子を用いる必要が有り、スイッチング素子Ｑ３のコスト及びサイズが増大することになる。
【００１２】
また、図２７に示す回路構成においても、上記の問題と同様の問題が生じる。図３２はリモコン制御による放電灯の点灯制御時（以下リモコンＯＮ時と称す）からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１にてリモコンをＯＮ操作すると、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２はＬｏｗレベルに保持された状態から発振信号出力状態へと変化する。このとき、チョッパー用制御回路１及びドライバー用制御回路４は常に動作している状態であるため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃが高い状態にてインバータ回路のスイッチング動作が開始され、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３には図２９に示すような振動波形電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に過大なストレスを生じる。
【００１３】
また、リモコン制御による放電灯の消灯制御（以下リモコンＯＦＦ時と称す）においても上記の問題と同様の問題が生じる。図３３はリモコンＯＦＦ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１にてリモコンをＯＦＦ操作すると、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２は発振信号出力状態からＬｏｗレベルに保持された状態となる。このとき、チョッパー用制御回路１及びドライバー用制御回路４は常に動作している状態であるため、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２はＬｏｗレベル、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＨｉｇｈレベルで保持される。よって、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ３には図３１に示すような振動波形電流が流れ、スイッチング素子Ｑ３に過大なストレスを生じる。
【００１４】
本発明は上記のような課題を解決しようとするものであり、その目的とするところは、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷回路への高周波電力の供給を停止する際にインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源１０を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段１１と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換手段１１の出力電圧を前記交流電源１０の交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ変換手段１２と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段１２のスイッチング要素を駆動制御するための第１の制御回路１と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段１２の出力電圧を入力とし、少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイッチング要素を駆動回路４より出力される駆動信号Ｓ３により交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段１３と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段１３のスイッチング要素のオン・オフの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号Ｓ２を出力し、その出力を前記駆動回路４を介してスイッチング要素の駆動信号Ｓ３として供給する第２の制御回路２と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段１３の出力電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路１５に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ変換手段１４とを有する放電灯点灯装置において、
前記第１及び第２の制御回路１，２と前記駆動回路４の制御電源Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２，Ｖｃｃ３は同一電源Ｖｃｃから供給され、前記負荷回路１５に高周波電力の供給を開始するときには、第２の制御回路２、駆動回路４、第１の制御回路１の順に動作開始させ、前記負荷回路１５への高周波電力の供給を停止するときには、第１又は第２の制御回路１，２の動作停止よりも先に前記駆動回路４の動作を停止させることを特徴とするものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１に本発明の一実施例のブロック構成図を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図２５に示す従来例と略同じ構成となっているが、第１の制御回路１、第２の制御回路２、及び駆動回路４の制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は同一の制御電源生成回路５から供給され、第１の制御回路１、第２の制御回路２、及び駆動回路４には各々制御電源の供給開始及び供給停止を遅延させる為の遅延手段７〜９が設けられており、電原ＯＮ時には第２の制御回路２→駆動回路４→第１の制御回路１の順に動作開始させ、また電源ＯＦＦ時には駆動回路４→第２の制御回路２→第１の制御回路１の順に動作停止させるようにしたものである。
【００１７】
図２及び図３に本実施例の具体的な回路構成を示す。基本構成は図２６に示す従来例の構成と略同じであるが、一つの制御電源生成回路５にて生成される制御電源Ｖｃｃを遅延回路７〜９を介して各制御回路（チョッパー用制御回路１、ドライバー用制御回路４、インバータ用制御回路２）に各々制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）として供給する構成となっている。なお、本実施例の制御電源生成回路５にはチョッパー回路の出力電圧Ｖｄｃを所定の制御電源電圧Ｖｃｃに変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いているが、本発明はこれに限定されるものではない。
【００１８】
図３は図２中の遅延回路７〜９の構成を示すものである。制御電源生成回路５から制御電源電圧Ｖｃｃの供給が開始されると、遅延回路の出力（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６の時定数により上昇し、制御電源生成回路５からの制御電源電圧Ｖｃｃの供給が停止されると、遅延回路の出力は抵抗Ｒ７とコンデンサＣ６の時定数（及び各制御回路の消費電力）により下降する。この時定数を調整することにより制御回路１、制御回路２及び駆動回路４の制御電源の立ち上がり及び立ち下がりを変化させ、電原ＯＮ時には制御回路２→駆動回路４→制御回路１の順に動作開始させ、また、電源ＯＦＦ時には駆動回路４→制御回路２→制御回路１の順に動作停止させるようにしたものである。
【００１９】
図４に電源ＯＮ時の各制御電源電圧（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）の立ち上がり特性を示し、図５に電源ＯＦＦ時の各制御電源電圧（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）の立ち下がり特性を示す。図４において、電源ＯＮすると、ｔ０にて制御電源生成回路５が出力を開始し、各制御回路に供給される制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は各遅延回路にて図中に示すように上昇する。ここで、各制御回路は制御電源が動作開始電圧に達したときに動作を開始するものとすると、ｔ１にてインバータ用制御回路２、ｔ２にてドライバー用制御回路４、ｔ３にてチョッパー用制御回路１が各々動作を開始する。また、図５において、電源ＯＦＦすると、ｔ０にて制御電源生成回路５が出力を停止し、各制御回路に供給される制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は各遅延回路にて図中に示すように下降する。ここで、各制御回路は制御電源が動作停止電圧に達したときに動作を停止するものとすると、ｔ１にてドライバー用制御回路４、ｔ２にてインバータ用制御回路２、ｔ３にてチョッパー用制御回路１が各々動作を停止する。
【００２０】
図６は本実施例の電源ＯＮ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、及びチョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中ｔ１にて電源ＯＮすると、チョッパー出力電圧は交流電圧実効値の√２倍のピーク値直流電圧が出力される。ｔ２にてインバータ用制御回路２が動作開始すると、発振信号Ｓ２は発振動作を開始するが、ドライバー用制御回路４はまだ動作していないため、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２及びスイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＬｏｗレベルで保持される。ｔ３にてドライバー用制御回路４が動作開始すると、発振信号Ｓ２の発振動作に応じてドライバー用制御回路４のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３もオン・オフ制御され、インバータ回路のスイッチング動作が開始される。次にｔ４にてチョッパー用制御回路１が動作開始すると、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１はオン・オフ制御されるため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは所定の高い電圧になる。
【００２１】
図７にはスイッチング動作が開始された直後（図６のｔ３時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３及びドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。スイッチング動作が開始された直後ではまだチョッパー用制御回路１が動作していないため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは交流電圧実効値の√２倍のピーク値直流電圧しか出力されていない。よって、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に流れる振動波形電流は図２９に示した従来例の振動波形電流よりも大幅に低減される。
【００２２】
図８は本実施例の電源ＯＦＦ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、及びチョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中ｔ１にて電源ＯＦＦすると、まず最初にｔ２にてドライバー用制御回路４が動作停止し、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２及びＱ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３はＬｏｗレベルで保持される。その後、ｔ３でインバータ用制御回路２が動作停止し、ｔ４でチョッパー用制御回路１が動作停止する。
【００２３】
図９にはドライバー用制御回路４が動作停止し、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２及びＱ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３がＬｏｗレベルで保持された直後（図８のｔ２時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３及びドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。この場合、ドライバー用制御回路４が動作停止すると、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３はＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は共にオフとなるためインバータ回路上には共振ループが形成されず、従来例の図３１に示したような、オン状態で固定となるスイッチング素子Ｑ３に大きな振動波形電流が流れることはない。
【００２４】
なお、チョッパー用制御回路１を最後に停止させる理由としては、放電灯の点灯中（つまりインバータ回路がスイッチング動作中）にチョッパー回路が停止するとチョッパー電圧Ｖｄｃが低下し、放電灯へ供給される高周波電力が低下することにより放電灯が立消えを起こし、共振条件の変化により進相領域でのスイッチング動作が行われ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に過大なストレスが発生する可能性がある為であり、インバータ回路のスイッチング動作が停止、つまりはドライバー用制御回路４が動作停止した後であればチョッパー用制御回路１とインバータ用制御回路２の動作停止が逆になっても問題は無い。
【００２５】
（実施例２）
図１０に本発明の実施例２の回路構成を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図２に示す実施例１と同じ構成となっており、図２中の遅延回路７〜９を図１０に示す回路構成に置き換えたものである。以下、この図１０に示す遅延回路の構成について説明する。遅延回路の入力端子とグランドの間には、抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ９とＲ１０の接続点の電位はコンパレータＣＰ１の負入力端子に印加されており、コンパレータＣＰ１の正入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。コンパレータＣＰ１の出力は抵抗Ｒ１２を介して入力端子に接続されると共に、トランジスタＱ４，Ｑ６の各ベースに接続されている。トランジスタＱ４，Ｑ６，Ｑ１２の各エミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ６のコレクタは抵抗Ｒ１０とＲ１１の接続点に接続されている。トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタＱ１２のベースに接続されると共に、抵抗Ｒ１８を介して入力端子に接続されている。トランジスタＱ１２のコレクタは抵抗Ｒ８を介してトランジスタＱ５のベースに接続されている。トランジスタＱ５のエミッタは入力端子に接続されており、コレクタは出力端子に接続されている。
【００２６】
図１０の構成においては制御電源生成回路５から出力される電源電圧ＶｃｃをコンパレータＣＰ１にて比較し、電源電圧Ｖｃｃが所定の電圧以上になると、各々の制御回路に制御電源を供給する構成となっている。電源電圧Ｖｃｃが低い場合、コンパレータＣＰ１がＨｉｇｈレベルの出力となるため、トランジスタＱ４、Ｑ６がＯＮ、トランジスタＱ１２がＯＦＦ、トランジスタＱ５がＯＦＦとなり、制御回路への制御電源供給は遮断される。電源電圧Ｖｃｃが所定電圧以上になると、コンパレータＣＰ１がＬｏｗレベルの出力となるため、トランジスタＱ４、Ｑ６がＯＦＦ、トランジスタＱ１２がＯＮ、トランジスタＱ５がＯＮとなり、制御回路への制御電源供給が開始される。また、トランジスタＱ６がＯＦＦされることによりコンパレータＣＰ１へ入力される電源電圧Ｖｃｃの分圧比が変わり、電源電圧Ｖｃｃが所定の電圧以下となった場合の各々の制御回路への制御電源の供給を遮断するタイミングを遅延させる構成となっている。この抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１の分圧比を調整することにより図１１及び図１２に示すような電源電圧Ｖｃｃの立ち上がり、及び立ち下がりに応じた各制御回路の動作開始時間、動作停止時間を設定することができ、実施例１と同様な効果を得ることが出来る。
【００２７】
（実施例３）
図１３に本発明の実施例３の回路構成を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図２に示す実施例１と同じ構成となっており、図２中の遅延回路７〜８は各制御回路を構成する制御ＩＣに具備されているものである。チョッパー用制御回路１、ドライバー用制御回路４、インバータ用制御回路２には各々専用の制御ＩＣが使用されており、例えばチョッパー用制御ＩＣにモトローラ社製ＭＣ３３２６２、ドライバー用制御ＩＣにＩＲ社製ＩＲ２１１１を用いた場合、動作開始制御電圧及び動作停止制御電圧は以下のようになっている。
【００２８】
よって、インバータ用制御ＩＣに少なくとも制御電圧８Ｖよりも低い電圧で動作開始及び動作停止するものを用いれば、簡単な構成にて実施例１と同様の効果を得ることが出来る。
【００２９】
（実施例４）
図１４に本発明の実施例４の回路構成を示し、図１５に本実施例のチョッパー用制御回路１の制御電源電圧Ｖｃｃ１の時間変化を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図１３に示す実施例３と略同じ構成となっており、図１３中のインバータ回路内にコンデンサＣ７、ダイオ一ドＤ１１，Ｄ１２からなるチョッパー用制御回路１の起動回路が追加されている。チョッパー用制御ＩＣにモトロ―ラ社製ＭＣ３３２６２を用いる場合、動作開始に必要な制御電源電圧が１３Ｖであるのに対し、一旦動作すれば低い電圧（最低８Ｖ）でも動作可能である。そこで、制御電源生成回路５から供給される制御電源電圧をチョッパー用制御ＩＣの動作開始電圧よりも低くし、インバータ回路内に設けた起動回路にてチョッパー用制御ＩＣを起動させる構成としている。インバータ回路のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が動作を開始すると、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点に一端を接続されたコンデンサＣ７は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電圧変化に応じてダイオードＤ１１，Ｄ１２を介して充放電を繰り返す。このコンデンサＣ７とダイオードＤ１１，Ｄ１２からなる起動回路の電力供給を受けてチョッパー用制御回路１の制御電源ラインに設けられたコンデンサＣ９の電圧が上昇し、コンデンサＣ９の電圧がチョッパー用制御回路１の動作開始電圧に達するとチョッパー用制御回路１は動作を開始する。コンデンサＣ７の容量を小さくすれば起動回路からの電力供給は少なくなるため、一旦動作が開始されればチョッパー用制御回路１の制御電圧は制御電源生成回路５から供給される制御電源電圧となる。チョッパー用制御回路１の制御電源生成回路５から供給される制御電源電圧はダイオードＤ８を介して供給されるため、その他の制御回路には高い制御電圧は供給されない。また、この起動回路の構成ではスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のスイッチング動作が速い（スイッチング周波数が高い）ほどコンデンサＣ７の充放電動作が早く行われるため起動回路からの電力供給は多くなる。通常、放電灯を点灯させる場合、最初は高い周波数にてインバータ回路をスイッチングして放電灯を点灯始動させ、その後、低い周波数に移行して放電灯を点灯維持する。つまり、起動回路の消費電力は放電灯点灯中は低く抑えることができる。この構成により、実施例１と同様の効果を得ることができ、かつ放電灯点灯中の回路損失を少なくできる。
【００３０】
（実施例５）
図１６及び図１７に本発明の実施例５の回路構成を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図１４に示す実施例４と略同じ構成となっており、制御電源生成回路５から出力される制御電源ラインに電源ＯＮ／ＯＦＦに応じて各制御回路１，２，４への制御電源の供給を開始／停止する制御電源遮断回路６を設けたものである。制御電源遮断回路６は図１７に示すように構成されており、入力端子にはトランジスタＱ８のエミッタが接続され、出力端子にはトランジスタＱ８のコレクタが接続されている。トランジスタＱ８のベースは抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ７のコレクタに接続されており、トランジスタＱ７のエミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ７のベースは抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の接続点に接続されており、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の直列回路には、整流回路から出力される脈流電圧Ｓ５が印加されている。抵抗Ｒ１５の両端にはコンデンサＣ８が並列接続されている。
【００３１】
以下、この制御電源遮断回路６の動作について説明する。電源ＯＮされると整流回路の出力から脈流電圧Ｓ５が制御電源遮断回路６に入力され、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５とコンデンサＣ８にて分圧平滑されてトランジスタＱ７をオンし、抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ８のベース電流を流してトランジスタＱ８がオンすることにより、入力端子の制御電源電圧Ｖｃｃは出力端子を経て各制御回路に供給される。また、電源ＯＦＦされると脈流電圧Ｓ５が無くなるためトランジスタＱ７がオフし、トランジスタＱ８がオフすることにより、入力端子の制御電源電圧Ｖｃｃは各制御回路へ供給されなくなる。この構成により、実施例１と同様の効果を得ることができ、かつ放電灯点灯中の回路損失を少なくでき、かつ電源ＯＮ／ＯＦＦ時の各制御回路の動作開始及び動作停止を確実に且つ早急に行うことができる。
【００３２】
（実施例６）
図１８に本発明の実施例６のブロック構成図を示す。本実施例の基本構成は従来例の図２７の放電灯点灯装置と同じであるが、制御回路１、制御回路２及び駆動回路４の制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は同一の制御電源生成回路５から制御電源遮断手段６を介して供給され、制御回路１、制御回路２及び駆動回路４には各々制御電源の供給開始及び供給停止を遅延させる為の遅延手段７，９，８が設けられている。また、リモコン３１からの放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６を受信する受信部３２と、受信部３２で受信した信号を電気信号Ｓ４に変換する制御回路３が設けられており、リモコンＯＮ時には制御回路３からの信号Ｓ４により制御電源遮断手段６にて制御電源を各制御回路に供給することにより、制御回路２→駆動回路４→制御回路１の順に動作開始させ、また、リモコンＯＦＦ時には制御回路３からの信号Ｓ４により制御電源遮断手段６にて各制御回路への制御電源の供給を遮断することにより、駆動回路４→制御回路２→制御回路１（もしくは駆動回路４→制御回路１→制御回路２）の順に動作停止させるようにしたものである。
【００３３】
本実施例の具体的回路構成を図１９及び図２０に示す。回路構成は実施例４の図１４と略同一であり、リモコン３１からの信号Ｓ６を受信する受信部３２と、信号Ｓ６に応じた放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４を出力するリモコン用制御回路３と、信号Ｓ４を受けて制御電源供給を入・切する制御電源遮断手段６が追加されている。図２０に制御電源遮断手段６の回路構成を示す。制御電源遮断手段６の入力端子はトランジスタＱ１１のエミッタに接続され、出力端子はトランジスタＱ１１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１１のベースは抵抗Ｒ１７を介してトランジスタＱ１０のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１０及びＱ９のエミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ１０のベースはトランジスタＱ９のコレクタに接続されると共に、抵抗Ｒ１６を介してＶｃｃ４に接続されている。トランジスタＱ９のベースには、放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４が接続されている。
【００３４】
以下、本実施例の動作について説明する。リモコン操作により放電灯を点灯させる場合、放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４はＬｏｗレベルが出力され、トランジスタＱ９がオフ、トランジスタＱ１０がオン、トランジスタＱ１１がオンとなり、制御電源が各制御回路に供給され、放電灯の点灯動作が開始される。次に、リモコン操作により放電灯を消灯させる場合、放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４はＨｉｇｈレベルが出力され、トランジスタＱ９がオン、トランジスタＱ１０がオフ、トランジスタＱ１１がオフとなり、各制御回路への制御電源の供給を遮断され、放電灯の消灯動作が行われる。
【００３５】
図２１及び図２２に本実施例のリモコンＯＮ及びリモコンＯＦＦからのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、及びチョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示す。図２１において、ｔ０にてリモコンＯＮ操作が行われると、ｔ１でインバータ用制御回路２、ｔ２でドライバー用制御回路４、ｔ３でチョッパー用制御回路１の順に動作が開始されるため、実施例１と同様の効果を得ることができる。図２２において、ｔ０にてリモコンＯＦＦ操作が行われると、ｔ１でドライバー用制御回路４、ｔ２でインバータ用制御回路２、ｔ３でチョッパー用制御回路１の順に動作が停止されるため、実施例１と同様の効果を得ることができる。
【００３６】
なお、本回路構成におけるリモコン操作での放電灯消灯時（つまりリモコン待機状態）では、リモコン用制御回路３以外の各制御回路の制御電源は遮断されるため、リモコン待機状態での消費電力を大幅に低減することが可能となる。
【００３７】
（実施例７）
図２３に本発明の実施例７の回路構成を示す。基本構成は実施例６の図１９に示した放電灯点灯装置と略同一であるが、整流回路の出力にチョッパー用制御回路１の起動用抵抗Ｒｓを具備し、リモコン操作における放電灯消灯制御時（例えばリモコン待機状態、豆球点灯状態等）ではチョッパー用制御回路１を間欠的に動作させ、チョッパー出力電圧Ｖｄｃをある一定以上確保するようにしたものである。
【００３８】
本回路構成のリモコン用制御回路３には電源ＯＦＦ後、ある一定期間内に再度電源ＯＮすると放電灯の点灯状態を順送りに切り替える（例えば全灯→調光、調光→豆球点灯、豆球点灯→全灯となる）機能（以下、１・２スイッチ機能と称す）を具備しており、その機能は電源ＯＦＦ後、制御電源生成回路５から供給されるリモコン用制御回路３の制御電源Ｖｃｃ４が供給停止となる期間までの間に再度電源ＯＮされれば動作可能である（以下この期間を１・２スイッチ機能保持時間と称す）。なお、本回路構成においては制御電源生成回路５にＤＣ−ＤＣコンバータを用いているため、電源ＯＦＦ後チョッパー出力電圧Ｖｄｃが一定電圧以下に低下すると制御電源生成回路５からの電源供給が停止する構成となっている。ところが、実施例６の図１９のような構成においては、リモコン操作における放電灯消灯制御時（例えばリモコン待機時、豆球点灯時等）ではチョッパー用制御回路１の動作が停止しているため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは整流回路の出力電圧のピーク値しかなく、よってチョッパー回路が動作している状態（放電灯点灯時）に比べて１・２スイッチ機能保持時間が短いという問題があった。この問題を解決するためにはリモコン操作における放電灯消灯制御時においてもチョッパー回路を動作させ、チョッパー出力電圧を確保する方法があるが、この方法では放電灯消灯制御時の消費電力が増えるという問題があった。
【００３９】
本実施例は、上記の問題を解消するためのものであり、その方法としてはリモコン操作における放電灯消灯制御時には起動用抵抗Ｒｓからの電源供給によりチョッパー用制御回路１を間欠的に動作させ、チョッパー出力電圧Ｖｄｃをある一定以上確保することにより１・２スイッチ機能保持時間を確保することである。
【００４０】
図２４に本実施例における電源ＯＦＦ後の１・２スイッチ機能保持時間の差を示す。チョッパー回路が動作している場合、チョッパー出力電圧は図中Ｖｄｃ１にて出力されるため、ｔ０にて電源ＯＦＦされた場合、１・２スイッチ機能保持時間はｔ３まで保持可能である。チョッパー回路が動作停止している場合、チョッパー出力電圧は図中Ｖｄｃ３にて出力されるため、ｔ０にて電源ＯＦＦされた場合、１・２スイッチ機能保持時間はｔ１しか保持できない。そこで、本実施例のようにチョッパー回路を間欠的に動作させると、チョッパー出力電圧は図中Ｖｄｃ２のようにＶｄｃ３より高い電圧にて出力されるため、ｔ０にて電源ＯＦＦされた場合、１・２スイッチ機能保持時間はｔ１より長いｔ２まで保持可能となる。また、この構成においては放電灯消灯制御時にチョッパー回路を間欠的に動作させているため、放電灯消灯制御時の消費電力を最小限に抑えることができる。
【００４１】
【発明の効果】
本発明によれば、交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を前記交流電源の交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御するための第１の制御回路と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイッチング要素を駆動回路より出力される駆動信号により交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オフの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力し、その出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素の駆動信号として供給する第２の制御回路と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ変換手段とを有する放電灯点灯装置において、前記第１及び第２の制御回路と前記駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記負荷回路に高周波電力の供給を開始するときに、第２の制御回路、駆動回路、第１の制御回路の順に動作開始させるので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
【００４２】
また、請求項２の発明によれば、請求項１と同じ構成の放電灯点灯装置において、前記第１及び第２の制御回路と前記駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記負荷回路への高周波電力の供給を停止するときに、第１又は第２の制御回路の動作停止よりも先に駆動回路の動作を停止させるようにしたので、負荷回路への高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
【００４３】
また、請求項３の発明によれば、請求項１及び２記載の機能を両方具備するので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷回路への高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
また、請求項４の発明によれば、請求項３に記載の放電灯点灯装置において、赤外線リモートコントローラ等の遠隔操作手段からの制御信号を受信し、その信号に応じて前記負荷回路への電力供給を制御する第３の制御回路をさらに備え、前記第１、第２及び第３の制御回路と駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を開始及び停止する為に、請求項３記載の機能を具備するので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷回路に高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
【００４４】
また、請求項７の発明によれば、請求項３〜６に記載の放電灯点灯装置において、前記第１の制御回路の動作開始電源電圧が動作中の電源電圧よりも高いので、確実に第１の制御回路の動作開始を遅らせることができるという効果がある。
また、請求項８の発明によれば、請求項７記載の放電灯点灯装置において、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素の接続点の電圧変化を利用して第１の制御回路の起動に必要な電源電圧を供給するので、確実に第１の制御回路の動作開始を遅らせることができ、かつ放電灯の始動後にＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素の動作周波数を低下させることにより、回路損失を低減できるという効果がある。
【００４５】
また、請求項９の発明によれば、請求項１乃至８のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、前記駆動回路は第２の制御回路の一つの発振出力を入力して、その信号を前記ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素のオン・オフ信号に変換し、一対のスイッチング要素の各々にオン・オフ信号を出力するように構成されているので、この駆動回路が停止すれば、第２の制御回路が動作していても、ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素を共にオフさせることができ、インバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
【００４６】
また、請求項５の発明によれば、請求項４に記載の放電灯点灯装置において、遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を開始及び停止する為に、同一電源から供給される第１及び第２の制御回路及び駆動回路の制御電源供給を開始及び停止する手段を有するので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷回路に高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減でき、かつ前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を停止させた状態での消費電力を大幅に低減できるという効果がある。
【００４７】
また、請求項６の発明によれば、請求項５記載の放電灯点灯装置において、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路への高周波電力の供給を停止した場合、前記ＤＣ―ＤＣ変換手段を間欠的に動作させるので、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を停止させた状態での消費電力を大幅に低減でき、かつ前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を停止させた状態での１・２スイッチ機能保持時間を充分に確保できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１の概略構成を示すブロック回路図である。
【図２】本発明の実施例１の具体構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施例１の要部構成を示す回路図である。
【図４】本発明の実施例１の電源オン時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図５】本発明の実施例１の電源オフ時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図６】本発明の実施例１の電源オン時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図７】本発明の実施例１のインバータ動作開始時の動作を示す波形図である。
【図８】本発明の実施例１の電源オフ時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図９】本発明の実施例１のインバータ動作停止時の動作を示す波形図である。
【図１０】本発明の実施例２の要部構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施例２の電源オン時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図１２】本発明の実施例２の電源オフ時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図１３】本発明の実施例３の具体構成を示す回路図である。
【図１４】本発明の実施例４の具体構成を示す回路図である。
【図１５】本発明の実施例４の電源オン時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図１６】本発明の実施例５の具体構成を示す回路図である。
【図１７】本発明の実施例５の要部構成を示す回路図である。
【図１８】本発明の実施例６の概略構成を示すブロック回路図である。
【図１９】本発明の実施例６の具体構成を示す回路図である。
【図２０】本発明の実施例６の要部構成を示す回路図である。
【図２１】本発明の実施例６のリモコンオン時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図２２】本発明の実施例６のリモコンオフ時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図２３】本発明の実施例７の具体構成を示す回路図である。
【図２４】本発明の実施例７のチョッパー出力電圧の変化を示す説明図である。
【図２５】従来例１の概略構成を示すブロック回路図である。
【図２６】従来例１の具体構成を示す回路図である。
【図２７】従来例２の概略構成を示すブロック回路図である。
【図２８】従来例１の電源オン時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図２９】従来例１のインバータ動作開始時の動作を示す波形図である。
【図３０】従来例１の電源オフ時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図３１】従来例１のインバータ動作停止時の動作を示す波形図である。
【図３２】従来例２のリモコンオン時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図３３】従来例２のリモコンオフ時の各部の動作波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 第１の制御回路（チョッパー用制御回路）
２ 第２の制御回路（インバータ用制御回路）
４ 駆動回路（ドライバー用制御回路）
５ 制御電源生成回路
７ 遅延手段
８ 遅延手段
９ 遅延手段
１０ 交流電源
１１ ＡＣ−ＤＣ変換手段
１２ ＤＣ−ＤＣ変換手段
１３ ＤＣ−ＡＣ変換手段
１４ ＡＣ−ＡＣ変換手段
１５ 負荷回路
【発明の属する技術分野】
本発明はインバータ回路により放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の放電灯点灯装置のブロック構成図を図２５に示す。この放電灯点灯装置は、交流電源１０をＡＣ−ＤＣ変換手段１１にて直流電圧に変換し、ＤＣ−ＤＣ変換手段１２にて前記直流電圧を所定の直流電圧に変換し、ＤＣ−ＡＣ変換手段１３にて前記直流電圧を高周波電圧に変換し、ＡＣ−ＡＣ変換手段１４にて前記高周波電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路１５に供給する構成である。ＤＣ−ＤＣ変換手段１２には少なくとも一つのスイッチング要素が具備されており、前記スイッチング要素は制御回路１から出力される信号Ｓ１にてオン・オフ制御される。ＤＣ−ＡＣ変換手段１３には少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路が具備されており、前記スイッチング要素のオン・オフの周波数は負荷回路１５の状態に応じて制御回路２にて制御され、制御回路２から出力される信号Ｓ２は駆動回路４に入力される。駆動回路４は信号Ｓ２を受けて信号Ｓ３を出力し、前記スイッチング要素は駆動回路４から出力される信号Ｓ３にて交互にオン・オフ制御される。制御回路１、制御回路２及び駆動回路４には制御電源生成回路５から各々制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）が供給され動作する。
【０００３】
図２６に具体的な従来例の回路構成を示す。ＡＣ−ＤＣ変換手段はダイオードＤ１〜Ｄ４からなる全波整流回路で構成され、フィルター回路ＦＴを介して交流電源ＡＣを直流電圧に変換する。ＤＣ−ＤＣ変換手段は雑音防止用コンデンサＣ１、平滑用コンデンサＣ２、チョッパーダイオードＤ５、スイッチング素子（例えばＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ１、チョッパーチョークＬ１からなる昇圧型チョッパー回路で構成される。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ制御はチョッパー用制御回路１から出力されるオン・オフ信号Ｓ１により行われる。スイッチング素子Ｑ１がオン・オフを繰り返すことにより、高周波にて直流電圧をチョッピングし、平滑用コンデンサＣ２にて平滑して、全波整流回路の出力電圧のピーク値よりも高い直流電圧Ｖｄｃを出力する。
【０００４】
ＤＣ−ＡＣ変換手段はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３、ＤＣカット用コンデンサＣ３、共振用チョークＬ２、共振用コンデンサＣ４からなるハーフブリッジ式インバータ回路で構成され、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を交互にオン・オフすることにより、コンデンサＣ４とインダクタＬ２からなる共振回路にて高周波電力が生成される。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の発振周波数制御はインバータ用制御回路２にて行われ、負荷回路の状態に応じた発振信号Ｓ２を出力する。インバータ用制御回路２から出力される発振信号Ｓ２を受けてドライバー用制御回路４（例えばＩＲ社製ＩＲ２１１１）から出力される駆動信号Ｓ３（Ｈ），Ｓ３（Ｌ）によりスイッチング素子Ｑ２及びＱ３が交互にオン・オフ制御される。駆動信号Ｓ３（Ｈ）は高圧側スイッチング素子Ｑ２の駆動信号であり、駆動信号Ｓ３（Ｌ）は低圧側スイッチング素子Ｑ３の駆動信号である。低圧側スイッチング素子Ｑ３は制御電源であるＶｃｃを電源として、高圧側スイッチング素子Ｑ２はコンデンサＣ５を電源として駆動制御される。コンデンサＣ５はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電位Ｖ０と制御電源ＶｃｃにダイオードＤ６を介して接続されており、低圧側スイッチング素子Ｑ３のオン時（スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電位Ｖ０が０Ｖとなる期間）に制御電源ＶｃｃよりダイオードＤ６を介して電力供給を得て、高圧側スイッチング素子Ｑ２のオン時には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電位Ｖ０を基準として高圧側スイッチング素子Ｑ２の駆動電源として動作する。尚、ドライバー用制御回路４にＩＲ社製ＩＲ２１１１を用いた回路構成においてはインバータ用制御回路２からドライバー用制御回路４へ入力される発振信号Ｓ２がＨｉｇｈレベルの場合、スイッチング素子Ｑ２はオン、スイッチング素子Ｑ３はオフとなり、発振信号Ｓ２がＬｏｗレベルの場合、スイッチング素子Ｑ２はオフ、スイッチング素子Ｑ３はオンとなる。
【０００５】
チョッパー出力電圧Ｖｄｃに比べ、負荷である放電灯ＬＡを点灯させる為の始動電圧が高い場合、例えば、管径が細ければ細いほど且つ管長が長ければ長いほど始動電圧は高くなるが、その場合、昇圧トランスＴ１を用いて、インバータ回路の出力をさらに昇圧した高周波電力で放電灯ＬＡを点灯させる。尚、負荷である放電灯ＬＡのフィラメント両端にはランプ点灯始動時にフィラメントを予熱するための予熱回路ｙ１，ｙ２が接続されている。
【０００６】
チョッパー用制御回路１、インバータ用制御回路２及びドライバー用制御回路４の制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は、チョッパーチョークＬ１の補助巻線、及び昇圧トランスＴ１の補助巻線から各々抵抗Ｒ４とダイオードＤ７、及び抵抗Ｒ５とダイオードＤ９を介して供給される電力を制御電源生成回路５にて各制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）に生成し、各制御回路１，２，４へ供給して、各々の制御回路１，２，４を動作させるものである。また、チョッパー用制御回路１の制御電源Ｖｃｃ１には別経路の制御電源供給手段として抵抗Ｒｓが設けられており、インバータ制御回路２の制御電源Ｖｃｃ３は制御電源生成回路５ａ（例えば三端子レギュレータ等）により安定化した電源を供給する構成となっている。
【０００７】
本回路に交流電源ＡＣが供給されると、制御電源供給手段としての抵抗Ｒｓにより最初にチョッパー用制御回路１が動作を開始し、次にドライバー用制御回路４が動作を開始し、最後に制御電源生成回路５にて安定した制御電源Ｖｃｃ３が供給された時点でインバータ制御回路２が動作を開始する。また、本回路に交流電源ＡＣの供給が停止されると、まず最初にインバータ制御回路２が動作を停止し、次にドライバー用制御回路４が動作を停止し、最後にチョッパー用制御回路１が動作を停止する。
【０００８】
次に別の従来例の放電灯点灯装置のブロック構成図を図２７に示す。基本構成は図２５の放電灯点灯装置と同じであるが、この放電灯点灯装置においては、赤外線リモートコントローラ３１（以下リモコンと呼ぶ）の操作により出力されるリモコン信号Ｓ６を受信部３２にて受信し、制御回路３にてリモコン信号Ｓ６に応じた点灯制御信号Ｓ４を生成し、この点灯制御信号Ｓ４によって制御回路２の発振動作を制御することにより所定の負荷状態をリモコン操作によって任意に変化させるものである。この構成において、従来、リモコン操作により負荷である放電灯を消灯させる制御を行う場合、制御回路２から駆動回路４へ出力される発振信号Ｓ２の出力を停止させる（Ｌｏｗレベルとする）ことにより、ＤＣ−ＡＣ変換手段１３に具備されたスイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、放電灯への電力供給を停止させる制御を行うことが一般的であった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図２６に示す回路構成においては、交流電源ＡＣの供給開始時（以下電源ＯＮ時と称する）には以下のような問題が生じる。図２８は電源ＯＮ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１（Ｓ１）、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２（Ｓ３（Ｈ））、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３（Ｓ３（Ｌ））、インバータ制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１にて電源をＯＮすると、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは交流電圧の√２倍のピーク値直流電圧が出力される。ｔ２にてチョッパー用制御回路１が動作開始すると、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１はオン・オフ制御されるため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは所定の高い電圧になる。次に、ｔ３にてドライバー用制御回路４が動作開始すると、インバータ用制御回路２はまだ動作開始していないため発振信号Ｓ２はＬｏｗレベルであり、よって、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２はＬｏｗレベル、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＨｉｇｈレベルで保持される。次に、ｔ４にてインバータ用制御回路２が動作開始すると、発振信号Ｓ２は発振動作を開始し、それに伴って、ドライバー用制御回路４によりスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３もオン・オフ制御される。ｔ４にてインバータ回路のスイッチング動作が開始されると、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３には図２９に示すような振動波形電流Ｉｄ２，Ｉｄ３が流れ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に過大なストレスを生じる。図２９にはスイッチング動作が開始された直後（図２８のｔ４時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３及びドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。このような振動波形電流が発生する原因は、ＤＣカット用コンデンサＣ３と昇圧トランスＴ１の一次側インダクタンスの過渡状態における共振作用によるものであり、この振動波形のピーク値はチョッパー出力電圧Ｖｄｃが高いほど高くなる。このスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に流れる振動波形電流は定常時に流れている電流に比べて数倍のピーク値を有しているので、電流定格の大きいスイッチング素子を用いる必要が有り、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のコスト及びサイズが増大することになる。
【００１０】
また、図２６に示す回路構成においては、交流電源ＡＣの供給停止時（以下電源ＯＦＦ時と称する）には以下のような問題が生じる。図３０は電源ＯＦＦ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１にて電源ＯＦＦすると、まず最初にｔ２にてインバータ用制御回路２が動作を停止し、発振信号Ｓ２はＬｏｗレベルとなる。このとき、ドライバー用制御回路４はまだ動作しているため、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２はＬｏｗレベル、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＨｉｇｈレベルに保持される。その後、ｔ３でドライバー用制御回路４が、ｔ４でチョッパー用制御回路１が各々動作を停止する。
【００１１】
ここで、ｔ２にてインバータ用制御回路２が動作を停止すると、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ３には図３１に示すような振動波形電流Ｉｄ３が流れ、スイッチング素子Ｑ３に過大なストレスを生じる。図３１にはインバータ用制御回路２が動作停止した直後（図３０のｔ２時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３、及び各ドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。このような振動波形電流が発生する原因は、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ３がオンの状態で固定されてインバータ回路のスイッチング動作を停止する際に必ずスイッチング素子Ｑ３、コンデンサＣ３，Ｃ４、インダクタＬ２、トランスＴ１からなる共振ループが形成されるためであり、オン状態で固定となるスイッチング素子Ｑ３に大きな振動波形電流が流れ、スイッチング素子Ｑ３に大きなストレスを与える。このスイッチング素子Ｑ３に流れる振動波形電流は、定常時に流れている電流に比べて数倍のピーク値を有しているので、電流定格の大きい素子を用いる必要が有り、スイッチング素子Ｑ３のコスト及びサイズが増大することになる。
【００１２】
また、図２７に示す回路構成においても、上記の問題と同様の問題が生じる。図３２はリモコン制御による放電灯の点灯制御時（以下リモコンＯＮ時と称す）からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１にてリモコンをＯＮ操作すると、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２はＬｏｗレベルに保持された状態から発振信号出力状態へと変化する。このとき、チョッパー用制御回路１及びドライバー用制御回路４は常に動作している状態であるため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃが高い状態にてインバータ回路のスイッチング動作が開始され、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３には図２９に示すような振動波形電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に過大なストレスを生じる。
【００１３】
また、リモコン制御による放電灯の消灯制御（以下リモコンＯＦＦ時と称す）においても上記の問題と同様の問題が生じる。図３３はリモコンＯＦＦ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、チョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中、ｔ１にてリモコンをＯＦＦ操作すると、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２は発振信号出力状態からＬｏｗレベルに保持された状態となる。このとき、チョッパー用制御回路１及びドライバー用制御回路４は常に動作している状態であるため、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２はＬｏｗレベル、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＨｉｇｈレベルで保持される。よって、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ３には図３１に示すような振動波形電流が流れ、スイッチング素子Ｑ３に過大なストレスを生じる。
【００１４】
本発明は上記のような課題を解決しようとするものであり、その目的とするところは、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷回路への高周波電力の供給を停止する際にインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源１０を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段１１と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換手段１１の出力電圧を前記交流電源１０の交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ変換手段１２と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段１２のスイッチング要素を駆動制御するための第１の制御回路１と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段１２の出力電圧を入力とし、少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイッチング要素を駆動回路４より出力される駆動信号Ｓ３により交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段１３と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段１３のスイッチング要素のオン・オフの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号Ｓ２を出力し、その出力を前記駆動回路４を介してスイッチング要素の駆動信号Ｓ３として供給する第２の制御回路２と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段１３の出力電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路１５に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ変換手段１４とを有する放電灯点灯装置において、
前記第１及び第２の制御回路１，２と前記駆動回路４の制御電源Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２，Ｖｃｃ３は同一電源Ｖｃｃから供給され、前記負荷回路１５に高周波電力の供給を開始するときには、第２の制御回路２、駆動回路４、第１の制御回路１の順に動作開始させ、前記負荷回路１５への高周波電力の供給を停止するときには、第１又は第２の制御回路１，２の動作停止よりも先に前記駆動回路４の動作を停止させることを特徴とするものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１に本発明の一実施例のブロック構成図を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図２５に示す従来例と略同じ構成となっているが、第１の制御回路１、第２の制御回路２、及び駆動回路４の制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は同一の制御電源生成回路５から供給され、第１の制御回路１、第２の制御回路２、及び駆動回路４には各々制御電源の供給開始及び供給停止を遅延させる為の遅延手段７〜９が設けられており、電原ＯＮ時には第２の制御回路２→駆動回路４→第１の制御回路１の順に動作開始させ、また電源ＯＦＦ時には駆動回路４→第２の制御回路２→第１の制御回路１の順に動作停止させるようにしたものである。
【００１７】
図２及び図３に本実施例の具体的な回路構成を示す。基本構成は図２６に示す従来例の構成と略同じであるが、一つの制御電源生成回路５にて生成される制御電源Ｖｃｃを遅延回路７〜９を介して各制御回路（チョッパー用制御回路１、ドライバー用制御回路４、インバータ用制御回路２）に各々制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）として供給する構成となっている。なお、本実施例の制御電源生成回路５にはチョッパー回路の出力電圧Ｖｄｃを所定の制御電源電圧Ｖｃｃに変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いているが、本発明はこれに限定されるものではない。
【００１８】
図３は図２中の遅延回路７〜９の構成を示すものである。制御電源生成回路５から制御電源電圧Ｖｃｃの供給が開始されると、遅延回路の出力（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６の時定数により上昇し、制御電源生成回路５からの制御電源電圧Ｖｃｃの供給が停止されると、遅延回路の出力は抵抗Ｒ７とコンデンサＣ６の時定数（及び各制御回路の消費電力）により下降する。この時定数を調整することにより制御回路１、制御回路２及び駆動回路４の制御電源の立ち上がり及び立ち下がりを変化させ、電原ＯＮ時には制御回路２→駆動回路４→制御回路１の順に動作開始させ、また、電源ＯＦＦ時には駆動回路４→制御回路２→制御回路１の順に動作停止させるようにしたものである。
【００１９】
図４に電源ＯＮ時の各制御電源電圧（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）の立ち上がり特性を示し、図５に電源ＯＦＦ時の各制御電源電圧（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）の立ち下がり特性を示す。図４において、電源ＯＮすると、ｔ０にて制御電源生成回路５が出力を開始し、各制御回路に供給される制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は各遅延回路にて図中に示すように上昇する。ここで、各制御回路は制御電源が動作開始電圧に達したときに動作を開始するものとすると、ｔ１にてインバータ用制御回路２、ｔ２にてドライバー用制御回路４、ｔ３にてチョッパー用制御回路１が各々動作を開始する。また、図５において、電源ＯＦＦすると、ｔ０にて制御電源生成回路５が出力を停止し、各制御回路に供給される制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は各遅延回路にて図中に示すように下降する。ここで、各制御回路は制御電源が動作停止電圧に達したときに動作を停止するものとすると、ｔ１にてドライバー用制御回路４、ｔ２にてインバータ用制御回路２、ｔ３にてチョッパー用制御回路１が各々動作を停止する。
【００２０】
図６は本実施例の電源ＯＮ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、及びチョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中ｔ１にて電源ＯＮすると、チョッパー出力電圧は交流電圧実効値の√２倍のピーク値直流電圧が出力される。ｔ２にてインバータ用制御回路２が動作開始すると、発振信号Ｓ２は発振動作を開始するが、ドライバー用制御回路４はまだ動作していないため、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２及びスイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３はＬｏｗレベルで保持される。ｔ３にてドライバー用制御回路４が動作開始すると、発振信号Ｓ２の発振動作に応じてドライバー用制御回路４のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３もオン・オフ制御され、インバータ回路のスイッチング動作が開始される。次にｔ４にてチョッパー用制御回路１が動作開始すると、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１はオン・オフ制御されるため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは所定の高い電圧になる。
【００２１】
図７にはスイッチング動作が開始された直後（図６のｔ３時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３及びドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。スイッチング動作が開始された直後ではまだチョッパー用制御回路１が動作していないため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは交流電圧実効値の√２倍のピーク値直流電圧しか出力されていない。よって、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に流れる振動波形電流は図２９に示した従来例の振動波形電流よりも大幅に低減される。
【００２２】
図８は本実施例の電源ＯＦＦ時からのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、及びチョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示したものである。図中ｔ１にて電源ＯＦＦすると、まず最初にｔ２にてドライバー用制御回路４が動作停止し、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２及びＱ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３はＬｏｗレベルで保持される。その後、ｔ３でインバータ用制御回路２が動作停止し、ｔ４でチョッパー用制御回路１が動作停止する。
【００２３】
図９にはドライバー用制御回路４が動作停止し、ドライバー用制御回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ２及びＱ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３がＬｏｗレベルで保持された直後（図８のｔ２時）のインバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ゲート電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３及びドレイン電流Ｉｄ２，Ｉｄ３の波形を示している。この場合、ドライバー用制御回路４が動作停止すると、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３はＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は共にオフとなるためインバータ回路上には共振ループが形成されず、従来例の図３１に示したような、オン状態で固定となるスイッチング素子Ｑ３に大きな振動波形電流が流れることはない。
【００２４】
なお、チョッパー用制御回路１を最後に停止させる理由としては、放電灯の点灯中（つまりインバータ回路がスイッチング動作中）にチョッパー回路が停止するとチョッパー電圧Ｖｄｃが低下し、放電灯へ供給される高周波電力が低下することにより放電灯が立消えを起こし、共振条件の変化により進相領域でのスイッチング動作が行われ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に過大なストレスが発生する可能性がある為であり、インバータ回路のスイッチング動作が停止、つまりはドライバー用制御回路４が動作停止した後であればチョッパー用制御回路１とインバータ用制御回路２の動作停止が逆になっても問題は無い。
【００２５】
（実施例２）
図１０に本発明の実施例２の回路構成を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図２に示す実施例１と同じ構成となっており、図２中の遅延回路７〜９を図１０に示す回路構成に置き換えたものである。以下、この図１０に示す遅延回路の構成について説明する。遅延回路の入力端子とグランドの間には、抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ９とＲ１０の接続点の電位はコンパレータＣＰ１の負入力端子に印加されており、コンパレータＣＰ１の正入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。コンパレータＣＰ１の出力は抵抗Ｒ１２を介して入力端子に接続されると共に、トランジスタＱ４，Ｑ６の各ベースに接続されている。トランジスタＱ４，Ｑ６，Ｑ１２の各エミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ６のコレクタは抵抗Ｒ１０とＲ１１の接続点に接続されている。トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタＱ１２のベースに接続されると共に、抵抗Ｒ１８を介して入力端子に接続されている。トランジスタＱ１２のコレクタは抵抗Ｒ８を介してトランジスタＱ５のベースに接続されている。トランジスタＱ５のエミッタは入力端子に接続されており、コレクタは出力端子に接続されている。
【００２６】
図１０の構成においては制御電源生成回路５から出力される電源電圧ＶｃｃをコンパレータＣＰ１にて比較し、電源電圧Ｖｃｃが所定の電圧以上になると、各々の制御回路に制御電源を供給する構成となっている。電源電圧Ｖｃｃが低い場合、コンパレータＣＰ１がＨｉｇｈレベルの出力となるため、トランジスタＱ４、Ｑ６がＯＮ、トランジスタＱ１２がＯＦＦ、トランジスタＱ５がＯＦＦとなり、制御回路への制御電源供給は遮断される。電源電圧Ｖｃｃが所定電圧以上になると、コンパレータＣＰ１がＬｏｗレベルの出力となるため、トランジスタＱ４、Ｑ６がＯＦＦ、トランジスタＱ１２がＯＮ、トランジスタＱ５がＯＮとなり、制御回路への制御電源供給が開始される。また、トランジスタＱ６がＯＦＦされることによりコンパレータＣＰ１へ入力される電源電圧Ｖｃｃの分圧比が変わり、電源電圧Ｖｃｃが所定の電圧以下となった場合の各々の制御回路への制御電源の供給を遮断するタイミングを遅延させる構成となっている。この抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１の分圧比を調整することにより図１１及び図１２に示すような電源電圧Ｖｃｃの立ち上がり、及び立ち下がりに応じた各制御回路の動作開始時間、動作停止時間を設定することができ、実施例１と同様な効果を得ることが出来る。
【００２７】
（実施例３）
図１３に本発明の実施例３の回路構成を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図２に示す実施例１と同じ構成となっており、図２中の遅延回路７〜８は各制御回路を構成する制御ＩＣに具備されているものである。チョッパー用制御回路１、ドライバー用制御回路４、インバータ用制御回路２には各々専用の制御ＩＣが使用されており、例えばチョッパー用制御ＩＣにモトローラ社製ＭＣ３３２６２、ドライバー用制御ＩＣにＩＲ社製ＩＲ２１１１を用いた場合、動作開始制御電圧及び動作停止制御電圧は以下のようになっている。
【００２８】
【００２９】
（実施例４）
図１４に本発明の実施例４の回路構成を示し、図１５に本実施例のチョッパー用制御回路１の制御電源電圧Ｖｃｃ１の時間変化を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図１３に示す実施例３と略同じ構成となっており、図１３中のインバータ回路内にコンデンサＣ７、ダイオ一ドＤ１１，Ｄ１２からなるチョッパー用制御回路１の起動回路が追加されている。チョッパー用制御ＩＣにモトロ―ラ社製ＭＣ３３２６２を用いる場合、動作開始に必要な制御電源電圧が１３Ｖであるのに対し、一旦動作すれば低い電圧（最低８Ｖ）でも動作可能である。そこで、制御電源生成回路５から供給される制御電源電圧をチョッパー用制御ＩＣの動作開始電圧よりも低くし、インバータ回路内に設けた起動回路にてチョッパー用制御ＩＣを起動させる構成としている。インバータ回路のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が動作を開始すると、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点に一端を接続されたコンデンサＣ７は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の電圧変化に応じてダイオードＤ１１，Ｄ１２を介して充放電を繰り返す。このコンデンサＣ７とダイオードＤ１１，Ｄ１２からなる起動回路の電力供給を受けてチョッパー用制御回路１の制御電源ラインに設けられたコンデンサＣ９の電圧が上昇し、コンデンサＣ９の電圧がチョッパー用制御回路１の動作開始電圧に達するとチョッパー用制御回路１は動作を開始する。コンデンサＣ７の容量を小さくすれば起動回路からの電力供給は少なくなるため、一旦動作が開始されればチョッパー用制御回路１の制御電圧は制御電源生成回路５から供給される制御電源電圧となる。チョッパー用制御回路１の制御電源生成回路５から供給される制御電源電圧はダイオードＤ８を介して供給されるため、その他の制御回路には高い制御電圧は供給されない。また、この起動回路の構成ではスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のスイッチング動作が速い（スイッチング周波数が高い）ほどコンデンサＣ７の充放電動作が早く行われるため起動回路からの電力供給は多くなる。通常、放電灯を点灯させる場合、最初は高い周波数にてインバータ回路をスイッチングして放電灯を点灯始動させ、その後、低い周波数に移行して放電灯を点灯維持する。つまり、起動回路の消費電力は放電灯点灯中は低く抑えることができる。この構成により、実施例１と同様の効果を得ることができ、かつ放電灯点灯中の回路損失を少なくできる。
【００３０】
（実施例５）
図１６及び図１７に本発明の実施例５の回路構成を示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図１４に示す実施例４と略同じ構成となっており、制御電源生成回路５から出力される制御電源ラインに電源ＯＮ／ＯＦＦに応じて各制御回路１，２，４への制御電源の供給を開始／停止する制御電源遮断回路６を設けたものである。制御電源遮断回路６は図１７に示すように構成されており、入力端子にはトランジスタＱ８のエミッタが接続され、出力端子にはトランジスタＱ８のコレクタが接続されている。トランジスタＱ８のベースは抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ７のコレクタに接続されており、トランジスタＱ７のエミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ７のベースは抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の接続点に接続されており、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の直列回路には、整流回路から出力される脈流電圧Ｓ５が印加されている。抵抗Ｒ１５の両端にはコンデンサＣ８が並列接続されている。
【００３１】
以下、この制御電源遮断回路６の動作について説明する。電源ＯＮされると整流回路の出力から脈流電圧Ｓ５が制御電源遮断回路６に入力され、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５とコンデンサＣ８にて分圧平滑されてトランジスタＱ７をオンし、抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ８のベース電流を流してトランジスタＱ８がオンすることにより、入力端子の制御電源電圧Ｖｃｃは出力端子を経て各制御回路に供給される。また、電源ＯＦＦされると脈流電圧Ｓ５が無くなるためトランジスタＱ７がオフし、トランジスタＱ８がオフすることにより、入力端子の制御電源電圧Ｖｃｃは各制御回路へ供給されなくなる。この構成により、実施例１と同様の効果を得ることができ、かつ放電灯点灯中の回路損失を少なくでき、かつ電源ＯＮ／ＯＦＦ時の各制御回路の動作開始及び動作停止を確実に且つ早急に行うことができる。
【００３２】
（実施例６）
図１８に本発明の実施例６のブロック構成図を示す。本実施例の基本構成は従来例の図２７の放電灯点灯装置と同じであるが、制御回路１、制御回路２及び駆動回路４の制御電源（Ｖｃｃ１〜Ｖｃｃ３）は同一の制御電源生成回路５から制御電源遮断手段６を介して供給され、制御回路１、制御回路２及び駆動回路４には各々制御電源の供給開始及び供給停止を遅延させる為の遅延手段７，９，８が設けられている。また、リモコン３１からの放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６を受信する受信部３２と、受信部３２で受信した信号を電気信号Ｓ４に変換する制御回路３が設けられており、リモコンＯＮ時には制御回路３からの信号Ｓ４により制御電源遮断手段６にて制御電源を各制御回路に供給することにより、制御回路２→駆動回路４→制御回路１の順に動作開始させ、また、リモコンＯＦＦ時には制御回路３からの信号Ｓ４により制御電源遮断手段６にて各制御回路への制御電源の供給を遮断することにより、駆動回路４→制御回路２→制御回路１（もしくは駆動回路４→制御回路１→制御回路２）の順に動作停止させるようにしたものである。
【００３３】
本実施例の具体的回路構成を図１９及び図２０に示す。回路構成は実施例４の図１４と略同一であり、リモコン３１からの信号Ｓ６を受信する受信部３２と、信号Ｓ６に応じた放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４を出力するリモコン用制御回路３と、信号Ｓ４を受けて制御電源供給を入・切する制御電源遮断手段６が追加されている。図２０に制御電源遮断手段６の回路構成を示す。制御電源遮断手段６の入力端子はトランジスタＱ１１のエミッタに接続され、出力端子はトランジスタＱ１１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１１のベースは抵抗Ｒ１７を介してトランジスタＱ１０のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１０及びＱ９のエミッタはグランドに接続されている。トランジスタＱ１０のベースはトランジスタＱ９のコレクタに接続されると共に、抵抗Ｒ１６を介してＶｃｃ４に接続されている。トランジスタＱ９のベースには、放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４が接続されている。
【００３４】
以下、本実施例の動作について説明する。リモコン操作により放電灯を点灯させる場合、放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４はＬｏｗレベルが出力され、トランジスタＱ９がオフ、トランジスタＱ１０がオン、トランジスタＱ１１がオンとなり、制御電源が各制御回路に供給され、放電灯の点灯動作が開始される。次に、リモコン操作により放電灯を消灯させる場合、放電灯のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４はＨｉｇｈレベルが出力され、トランジスタＱ９がオン、トランジスタＱ１０がオフ、トランジスタＱ１１がオフとなり、各制御回路への制御電源の供給を遮断され、放電灯の消灯動作が行われる。
【００３５】
図２１及び図２２に本実施例のリモコンＯＮ及びリモコンＯＦＦからのスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧波形Ｖｇｓ１、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧波形Ｖｇｓ２、スイッチング素子Ｑ３のゲート電圧波形Ｖｇｓ３、インバータ用制御回路２の発振信号Ｓ２、及びチョッパー出力電圧波形Ｖｄｃの時間変化を示す。図２１において、ｔ０にてリモコンＯＮ操作が行われると、ｔ１でインバータ用制御回路２、ｔ２でドライバー用制御回路４、ｔ３でチョッパー用制御回路１の順に動作が開始されるため、実施例１と同様の効果を得ることができる。図２２において、ｔ０にてリモコンＯＦＦ操作が行われると、ｔ１でドライバー用制御回路４、ｔ２でインバータ用制御回路２、ｔ３でチョッパー用制御回路１の順に動作が停止されるため、実施例１と同様の効果を得ることができる。
【００３６】
なお、本回路構成におけるリモコン操作での放電灯消灯時（つまりリモコン待機状態）では、リモコン用制御回路３以外の各制御回路の制御電源は遮断されるため、リモコン待機状態での消費電力を大幅に低減することが可能となる。
【００３７】
（実施例７）
図２３に本発明の実施例７の回路構成を示す。基本構成は実施例６の図１９に示した放電灯点灯装置と略同一であるが、整流回路の出力にチョッパー用制御回路１の起動用抵抗Ｒｓを具備し、リモコン操作における放電灯消灯制御時（例えばリモコン待機状態、豆球点灯状態等）ではチョッパー用制御回路１を間欠的に動作させ、チョッパー出力電圧Ｖｄｃをある一定以上確保するようにしたものである。
【００３８】
本回路構成のリモコン用制御回路３には電源ＯＦＦ後、ある一定期間内に再度電源ＯＮすると放電灯の点灯状態を順送りに切り替える（例えば全灯→調光、調光→豆球点灯、豆球点灯→全灯となる）機能（以下、１・２スイッチ機能と称す）を具備しており、その機能は電源ＯＦＦ後、制御電源生成回路５から供給されるリモコン用制御回路３の制御電源Ｖｃｃ４が供給停止となる期間までの間に再度電源ＯＮされれば動作可能である（以下この期間を１・２スイッチ機能保持時間と称す）。なお、本回路構成においては制御電源生成回路５にＤＣ−ＤＣコンバータを用いているため、電源ＯＦＦ後チョッパー出力電圧Ｖｄｃが一定電圧以下に低下すると制御電源生成回路５からの電源供給が停止する構成となっている。ところが、実施例６の図１９のような構成においては、リモコン操作における放電灯消灯制御時（例えばリモコン待機時、豆球点灯時等）ではチョッパー用制御回路１の動作が停止しているため、チョッパー出力電圧Ｖｄｃは整流回路の出力電圧のピーク値しかなく、よってチョッパー回路が動作している状態（放電灯点灯時）に比べて１・２スイッチ機能保持時間が短いという問題があった。この問題を解決するためにはリモコン操作における放電灯消灯制御時においてもチョッパー回路を動作させ、チョッパー出力電圧を確保する方法があるが、この方法では放電灯消灯制御時の消費電力が増えるという問題があった。
【００３９】
本実施例は、上記の問題を解消するためのものであり、その方法としてはリモコン操作における放電灯消灯制御時には起動用抵抗Ｒｓからの電源供給によりチョッパー用制御回路１を間欠的に動作させ、チョッパー出力電圧Ｖｄｃをある一定以上確保することにより１・２スイッチ機能保持時間を確保することである。
【００４０】
図２４に本実施例における電源ＯＦＦ後の１・２スイッチ機能保持時間の差を示す。チョッパー回路が動作している場合、チョッパー出力電圧は図中Ｖｄｃ１にて出力されるため、ｔ０にて電源ＯＦＦされた場合、１・２スイッチ機能保持時間はｔ３まで保持可能である。チョッパー回路が動作停止している場合、チョッパー出力電圧は図中Ｖｄｃ３にて出力されるため、ｔ０にて電源ＯＦＦされた場合、１・２スイッチ機能保持時間はｔ１しか保持できない。そこで、本実施例のようにチョッパー回路を間欠的に動作させると、チョッパー出力電圧は図中Ｖｄｃ２のようにＶｄｃ３より高い電圧にて出力されるため、ｔ０にて電源ＯＦＦされた場合、１・２スイッチ機能保持時間はｔ１より長いｔ２まで保持可能となる。また、この構成においては放電灯消灯制御時にチョッパー回路を間欠的に動作させているため、放電灯消灯制御時の消費電力を最小限に抑えることができる。
【００４１】
【発明の効果】
本発明によれば、交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を前記交流電源の交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御するための第１の制御回路と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイッチング要素を駆動回路より出力される駆動信号により交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オフの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力し、その出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素の駆動信号として供給する第２の制御回路と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ変換手段とを有する放電灯点灯装置において、前記第１及び第２の制御回路と前記駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記負荷回路に高周波電力の供給を開始するときに、第２の制御回路、駆動回路、第１の制御回路の順に動作開始させるので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
【００４２】
また、請求項２の発明によれば、請求項１と同じ構成の放電灯点灯装置において、前記第１及び第２の制御回路と前記駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記負荷回路への高周波電力の供給を停止するときに、第１又は第２の制御回路の動作停止よりも先に駆動回路の動作を停止させるようにしたので、負荷回路への高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
【００４３】
また、請求項３の発明によれば、請求項１及び２記載の機能を両方具備するので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷回路への高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
また、請求項４の発明によれば、請求項３に記載の放電灯点灯装置において、赤外線リモートコントローラ等の遠隔操作手段からの制御信号を受信し、その信号に応じて前記負荷回路への電力供給を制御する第３の制御回路をさらに備え、前記第１、第２及び第３の制御回路と駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を開始及び停止する為に、請求項３記載の機能を具備するので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷回路に高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
【００４４】
また、請求項７の発明によれば、請求項３〜６に記載の放電灯点灯装置において、前記第１の制御回路の動作開始電源電圧が動作中の電源電圧よりも高いので、確実に第１の制御回路の動作開始を遅らせることができるという効果がある。
また、請求項８の発明によれば、請求項７記載の放電灯点灯装置において、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素の接続点の電圧変化を利用して第１の制御回路の起動に必要な電源電圧を供給するので、確実に第１の制御回路の動作開始を遅らせることができ、かつ放電灯の始動後にＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素の動作周波数を低下させることにより、回路損失を低減できるという効果がある。
【００４５】
また、請求項９の発明によれば、請求項１乃至８のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、前記駆動回路は第２の制御回路の一つの発振出力を入力して、その信号を前記ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素のオン・オフ信号に変換し、一対のスイッチング要素の各々にオン・オフ信号を出力するように構成されているので、この駆動回路が停止すれば、第２の制御回路が動作していても、ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素を共にオフさせることができ、インバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減できるという効果がある。
【００４６】
また、請求項５の発明によれば、請求項４に記載の放電灯点灯装置において、遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を開始及び停止する為に、同一電源から供給される第１及び第２の制御回路及び駆動回路の制御電源供給を開始及び停止する手段を有するので、負荷回路に高周波電力を供給開始する際、及び負荷回路に高周波電力の供給を停止する際のインバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスを低減でき、かつ前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を停止させた状態での消費電力を大幅に低減できるという効果がある。
【００４７】
また、請求項６の発明によれば、請求項５記載の放電灯点灯装置において、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路への高周波電力の供給を停止した場合、前記ＤＣ―ＤＣ変換手段を間欠的に動作させるので、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を停止させた状態での消費電力を大幅に低減でき、かつ前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を停止させた状態での１・２スイッチ機能保持時間を充分に確保できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１の概略構成を示すブロック回路図である。
【図２】本発明の実施例１の具体構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施例１の要部構成を示す回路図である。
【図４】本発明の実施例１の電源オン時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図５】本発明の実施例１の電源オフ時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図６】本発明の実施例１の電源オン時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図７】本発明の実施例１のインバータ動作開始時の動作を示す波形図である。
【図８】本発明の実施例１の電源オフ時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図９】本発明の実施例１のインバータ動作停止時の動作を示す波形図である。
【図１０】本発明の実施例２の要部構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施例２の電源オン時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図１２】本発明の実施例２の電源オフ時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図１３】本発明の実施例３の具体構成を示す回路図である。
【図１４】本発明の実施例４の具体構成を示す回路図である。
【図１５】本発明の実施例４の電源オン時の制御電源電圧の変化を示す特性図である。
【図１６】本発明の実施例５の具体構成を示す回路図である。
【図１７】本発明の実施例５の要部構成を示す回路図である。
【図１８】本発明の実施例６の概略構成を示すブロック回路図である。
【図１９】本発明の実施例６の具体構成を示す回路図である。
【図２０】本発明の実施例６の要部構成を示す回路図である。
【図２１】本発明の実施例６のリモコンオン時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図２２】本発明の実施例６のリモコンオフ時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図２３】本発明の実施例７の具体構成を示す回路図である。
【図２４】本発明の実施例７のチョッパー出力電圧の変化を示す説明図である。
【図２５】従来例１の概略構成を示すブロック回路図である。
【図２６】従来例１の具体構成を示す回路図である。
【図２７】従来例２の概略構成を示すブロック回路図である。
【図２８】従来例１の電源オン時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図２９】従来例１のインバータ動作開始時の動作を示す波形図である。
【図３０】従来例１の電源オフ時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図３１】従来例１のインバータ動作停止時の動作を示す波形図である。
【図３２】従来例２のリモコンオン時の各部の動作波形を示す波形図である。
【図３３】従来例２のリモコンオフ時の各部の動作波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 第１の制御回路（チョッパー用制御回路）
２ 第２の制御回路（インバータ用制御回路）
４ 駆動回路（ドライバー用制御回路）
５ 制御電源生成回路
７ 遅延手段
８ 遅延手段
９ 遅延手段
１０ 交流電源
１１ ＡＣ−ＤＣ変換手段
１２ ＤＣ−ＤＣ変換手段
１３ ＤＣ−ＡＣ変換手段
１４ ＡＣ−ＡＣ変換手段
１５ 負荷回路
Claims (9)
- 交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を前記交流電源の交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ変換手段と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御するための第１の制御回路と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイッチング要素を駆動回路より出力される駆動信号により交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オフの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力し、その出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素の駆動信号として供給する第２の制御回路と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ変換手段とを有する放電灯点灯装置において、
前記第１及び第２の制御回路と前記駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記負荷回路に高周波電力の供給を開始するときに、第２の制御回路、駆動回路、第１の制御回路の順に動作開始させることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を前記交流電源の交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ変換手段と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御するための第１の制御回路と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイッチング要素を駆動回路より出力される駆動信号により交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オフの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力し、その出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素の駆動信号として供給する第２の制御回路と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ変換手段とを有する放電灯点灯装置において、
前記第１及び第２の制御回路と前記駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記負荷回路への高周波電力の供給を停止するときに、第１又は第２の制御回路の動作停止よりも先に前記駆動回路を動作停止させることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を前記交流電源の交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ変換手段と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御するための第１の制御回路と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイッチング要素を駆動回路より出力される駆動信号により交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オフの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力し、その出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素の駆動信号として供給する第２の制御回路と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ変換手段とを有する放電灯点灯装置において、
前記第１及び第２の制御回路と前記駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記負荷回路に高周波電力の供給を開始するときには、第２の制御回路、駆動回路、第１の制御回路の順に動作開始させ、前記負荷回路への高周波電力の供給を停止するときには、第１又は第２の制御回路の動作停止よりも先に前記駆動回路を動作停止させることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 交流電源を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換手段と、
前記ＡＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を前記交流電源の交流電圧ピーク値よりも高い所定の直流電圧に変換する、少なくとも一つのスイッチング要素を有するＤＣ−ＤＣ変換手段と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチング要素を駆動制御するための第１の制御回路と、
前記ＤＣ−ＤＣ変換手段の出力電圧を入力とし、少なくとも一対のスイッチング要素の直列回路を有し、両スイッチング要素を駆動回路より出力される駆動信号により交互にオン・オフすることで所定の高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素のオン・オフの周波数を負荷の状態に応じて制御する信号を出力し、その出力を前記駆動回路を介してスイッチング要素の駆動信号として供給する第２の制御回路と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換手段の出力電圧を所定の高周波電圧に変換し、負荷回路に高周波電力を供給するＡＣ−ＡＣ変換手段と、
遠隔操作手段からの制御信号を受信し、その信号に応じて前記負荷回路への電力供給を制御する第３の制御回路とを有する放電灯点灯装置において、
前記第１、第２及び第３の制御回路と前記駆動回路の制御電源は同一電源から供給され、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を開始するときには、第２の制御回路、駆動回路、第１の制御回路の順に動作開始させ、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路への高周波電力の供給を停止するときには、第１又は第２の制御回路の動作停止よりも先に前記駆動回路を動作停止させることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を開始及び停止する為に、前記同一電源から供給される第１及び第２の制御回路と駆動回路の制御電源供給を開始及び停止する手段を備えることを特徴とする請求項４に記載の放電灯点灯装置。
- 請求項５記載の放電灯点灯装置において、前記遠隔操作手段の操作により前記負荷回路に高周波電力の供給を停止した場合、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段を間欠的に動作させることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 前記第１の制御回路の動作開始電源電圧が動作中の電源電圧よりも高いことを特徴とする請求項３乃至６のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
- 前記ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素の接続点の電圧変化を利用して前記第１の制御回路の起動に必要な電源電圧を供給することを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
- 前記駆動回路は第２の制御回路の一つの発振出力を入力して、該信号を前記ＤＣ−ＡＣ変換手段に具備された一対のスイッチング要素のオン・オフ信号に変換して一対のスイッチング要素の各々に出力することを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
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