JP4172203B2

JP4172203B2 - Power supply system, power supply control method, and computer-readable recording medium storing a program for causing computer to execute power supply control

Info

Publication number: JP4172203B2
Application number: JP2002135848A
Authority: JP
Inventors: 晃山本
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2002-05-10
Filing date: 2002-05-10
Publication date: 2008-10-29
Anticipated expiration: 2022-05-10
Also published as: JP2003333835A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、第１の電源から出力される電圧を変換して第２の電源および電気負荷系に供給する電源システム、電源システムにおける電源制御方法、および電源システムにおける電源制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
最近、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車（ＨｙｂｒｉｄＶｅｈｉｃｌｅ）および電気自動車（ＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅ）が大きな注目を集めている。そして、ハイブリッド電気自動車は、一部、実用化されている。
【０００３】
いわゆるパラレルハイブリッド自動車と呼ばれるものは、従来のエンジンに加え、直流電源またはインバータによって駆動されるモータを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流に変換し、その変換した交流によりモータを回転することによって動力源を得るものである。また、シリーズハイブリッド自動車と呼ばれるものでは、エンジンによって駆動された発電機からの電力を利用してモータを駆動する。さらに、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。
【０００４】
このようなハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧がモータを駆動するインバータに供給されるように構成したシステムについても検討されている。
【０００５】
また、ハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を降圧し、その降圧した直流電圧をライト等の負荷に供給することが行なわれている。
【０００６】
すなわち、ハイブリッド自動車または電気自動車は図１３に示す電源システム５００を搭載している。図１３を参照して、電源システム５００は、直流電源Ｂ１，Ｂ２と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、電圧センサー５０１，５０５と、コンデンサ５０２，５０４，５１０と、コンバータ５０３と、インバータ５０６と、電流センサー５０７と、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０９と、負荷５１１と、制御装置５２０とを含む。
【０００７】
直流電源Ｂ１は、直流電圧を出力する。電圧センサー５０１は、直流電源Ｂ１の直流電圧を検出して制御装置５２０へ出力する。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置５２０によってオンされると、直流電源Ｂ１からの直流電圧をコンデンサ５０２およびＤＣ／ＤＣコンバータ５０９に供給する。コンデンサ５０２は、直流電源Ｂ１からシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２を介して供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をコンバータ５０３へ供給する。
【０００８】
コンバータ５０３は、コンデンサ５０２から供給された直流電圧を制御装置５２０からの制御に従って昇圧し、その昇圧した直流電圧をコンデンサ５０４へ供給する。コンデンサ５０４は、コンバータ５０３から供給された直流電圧を平滑化してインバータ５０６へ供給する。電圧センサー５０５は、コンデンサ５０４の両側の電圧、すなわち、インバータ５０６への入力電圧を検出する。
【０００９】
インバータ５０６は、コンデンサ５０４から直流電圧が供給されると制御装置５２０からの制御に基づいて直流電圧を交流電圧に変換してモータ５０８を駆動する。これにより、モータ５０８は、トルク指令値によって指定されたトルクを発生するように駆動される。
【００１０】
ＤＣ／ＤＣコンバータ５０９は、直流電源Ｂ１からシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２を介して供給された直流電圧を、制御装置５２０からの制御信号に応じて降圧し、その降圧した直流電圧をコンデンサ５１０へ供給する。コンデンサ５１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０９から供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を負荷５１１および直流電源Ｂ２に供給する。直流電源Ｂ２は、直流電圧を負荷５１１に供給する。そして、負荷５１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０９および／または直流電源Ｂ２から供給された直流電圧により駆動される。
【００１１】
制御装置５２０は、電圧センサー５０１，５０５からの電圧、および電流センサー５０７からのモータ電流等に基づいて、コンバータ５０３およびインバータ５０６を制御するための制御信号を生成し、その生成した制御信号をコンバータ５０３およびインバータ５０６へ出力する。また、制御装置５２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０９を制御するための制御信号を生成してＤＣ／ＤＣコンバータ５０９へ出力する。
【００１２】
モータ５０８および負荷５１１を駆動するとき、制御装置５２０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオンする。そして、直流電源Ｂ１は直流電圧を出力し、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、直流電源Ｂ１から出力された直流電圧をコンデンサ５０２およびＤＣ／ＤＣコンバータ５０９に供給する。また、電圧センサー５０１は、直流電源Ｂ１の直流電圧を検出して制御装置５２０へ出力し、電圧センサー５０５は、コンデンサ５０４の両端の電圧、すなわち、インバータ５０６への入力電圧を検出して制御装置５２０へ出力し、電流センサー５０７はモータ電流を検出して制御装置５２０へ出力する。
【００１３】
制御装置５２０は、直流電源Ｂ１から出力される直流電圧、インバータ５０６への入力電圧、およびモータ電流等に基づいて、コンバータ５０３およびインバータ５０６を駆動するための制御信号を生成し、その生成した制御信号をコンバータ５０３およびインバータ５０６へ出力する。
【００１４】
一方、コンデンサ５０２は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２から供給された直流電圧を平滑化してコンバータ５０３へ供給する。コンバータ５０３は、コンデンサ５０２から供給された直流電圧を、制御装置５２０からの制御信号に応じて昇圧し、その昇圧した直流電圧をコンデンサ５０４へ供給する。コンデンサ５０４は、コンバータ５０３から供給された直流電圧を平滑化してインバータ５０６へ供給する。そして、インバータ５０６は、コンデンサ５０４から供給された直流電圧を、制御装置５２０からの制御信号に応じて交流電圧に変換し、その変換した交流電圧をモータ５０８へ供給してモータ５０８を駆動する。これにより、モータ５０８は、所定のトルクを発生する。
【００１５】
また、制御装置５２０は、直流電源Ｂ１からの直流電圧を降圧するようにＤＣ／ＤＣコンバータ５０９を制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０９は、直流電源Ｂ１からの直流電圧を降圧してコンデンサ５１０に供給する。コンデンサ５１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０９により降圧された直流電圧を平滑化して負荷５１１および直流電源Ｂ２に供給する。これにより、直流電源Ｂ２は充電され、負荷５１１は駆動される。そして、直流電源Ｂ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０９から負荷５１１へ供給される電力が負荷５１１で消費される電力よりも少ないとき直流電圧を負荷５１１に供給する。
【００１６】
このように、ハイブリッド自動車または電気自動車に搭載された電源システム５００は、直流電源Ｂ１からの直流電圧を昇圧して、所定のトルクを発生するようにモータ５０８を駆動するとともに、直流電源Ｂ１からの直流電圧を降圧して直流電源Ｂ２を充電するとともに負荷５１１を駆動する。
【００１７】
そして、車両用の駆動モータがメイン電源系に接続され、メイン電源からの電圧を降圧して補機系に供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータシステムについては、特開平９−３７４５９号公報に開示されている。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
図１３に示す電源システム５００においては、車両用のモータ５０８を駆動するインバータ５０６のスイッチング素子の温度上昇を防止するため、モータ５０８が発生すべきトルクを制限するトルク制限が行なわれる場合がある。
【００１９】
このようなトルク制限が行なわれると、メイン電源である直流電源Ｂ１からＤＣ／ＤＣコンバータ５０９に供給される直流電圧が低下する。そうすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０９からコンデンサ５１０を介して補機系の負荷５１１に供給される電力は低下するが、このような場合でも、負荷５１１を正常に動作させなければならず、直流電源Ｂ２から負荷５１１へ電力を供給して負荷５１１を正常に動作させる。その結果、直流電源Ｂ２の電力が消費され、直流電源Ｂ２に蓄積された電力が減少する。
【００２０】
このような補機系の直流電源Ｂ２に蓄積された電力が減少した状態が長期に亘って継続すると、電源システムが破綻するという問題がある。
【００２１】
そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、補機系の蓄電量の回復を従来の電源システムに比べて簡単な構成で早期に達成する電源システムを提供することである。
【００２２】
また、この発明の別の目的は、補機系の蓄電量の回復を従来の電源システムに比べて簡単な構成で早期に達成する電源システムにおける電源制御方法を提供することである。
【００２３】
さらに、この発明の別の目的は、補機系の蓄電量の回復を従来の電源システムに比べて簡単な構成で早期に達成する電源システムにおける電源制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体を提供することである。
【００２４】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
この発明によれば、電源システムは、第１の電源と、第１の電源から出力された電圧を変換する電圧変換器と、電圧変換器からの電圧が印加される第２の電源と、電圧変換器および／または第２の電源から電圧を受ける電気負荷系と、電圧変換器から出力される出力電流が通常動作時の電流値よりも低下した第１の状態から回復する第２の状態に移行したとき、電圧変換器から出力される出力電圧を少なくとも所定期間高くするように電圧変換器を制御する制御装置とを備える。
【００２５】
好ましくは、制御装置は、第２の状態を検出してから一定期間経過後に出力電圧を所定期間高くする制御を開始する。
【００２６】
より好ましくは、制御装置は、出力電圧を所定期間高くするとき、電気負荷系の消費電力と第２の電源の充電電力との和以上の出力電圧を出力するように電圧変換器を制御する。
【００２７】
さらに好ましくは、第１の状態は、第１の電源の出力電圧が低下した状態である。
【００２８】
さらに好ましくは、出力電圧を所定期間高くする制御を行なう必要がある状態を記憶する記憶手段をさらに備え、制御装置は、記憶手段に記憶された状態に応じ記出力電圧を所定期間高くする制御を行なう。
【００２９】
また、この発明によれば、電源制御方法は、第１の電源から出力された電圧を変換して電気負荷系および第２の電源に供給する電圧変換器を含む電源システムにおける電源制御方法であって、電圧変換器から出力される出力電圧が通常動作時の電流値よりも低下した第１の状態から回復する第２の状態に移行したことを検出する第１のステップと、電圧変換器から出力される出力電圧を少なくとも所定期間高くするように電圧変換器を制御する第２のステップとを含む。
【００３０】
好ましくは、第２のステップは、第２の状態の検出時から一定期間経過したことを検出する第１のサブステップと、一定期間の経過を検出したことに応じて出力電圧を所定期間高くする制御を行なう第２のサブステップとを含む。
【００３１】
好ましくは、第２のステップは、第２の状態の検出時から一定期間経過したことを検出する第１のサブステップと、一定期間の経過を検出したことに応じて、電気負荷系の消費電力と第２の電源の充電電力との和以上の出力電圧を出力するように電圧変換器を制御する第２のサブステップとを含む。
【００３２】
より好ましくは、第１のステップは、電圧変換器が第１の状態にあることを検出する第１のサブステップと、電圧変換器が第１の状態にあったことを示す情報を記憶手段に記憶する第２のサブステップと、電圧変換器が第２の状態に移行したことを検出する第３のサブステップとを含み、第２のステップは、電圧変換器が第１の状態にあったことを示す情報を記憶手段から読出す第４のサブステップと、その情報を読出したことに応じて出力電圧を所定期間高くする制御を行なう第５のサブステップとを含む。
【００３３】
さらに好ましくは、第２のステップは、第２の状態の検出時から一定期間経過したことを検出する第６のサブステップをさらに含み、第５のサブステップにおいて、電圧変換器が第１の状態にあったことを示す情報を読出したことおよび一定期間の経過を検出したことに応じて出力電圧を所定期間高くする制御が行なわれる。
【００３４】
さらに好ましくは、所定期間は、出力電圧が第１の状態にある期間に比例する期間または出力電圧が第１の状態にある期間と同じ期間である。
【００３５】
さらに、この発明によれば、第１の電源から出力された電圧を変換して電気負荷系および第２の電源に供給する電圧変換器を含む電源システムにおける電源制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体は、電圧変換器から出力される出力電圧が通常動作時の電流値よりも低下した第１の状態から回復する第２の状態に移行したことを検出する第１のステップと、電圧変換器から出力される出力電圧を少なくとも所定期間高くするように電圧変換器を制御する第２のステップとをコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体である。
【００３６】
好ましくは、第２のステップは、第２の状態の検出時から一定期間経過したことを検出する第１のサブステップと、一定期間の経過を検出したことに応じて出力電圧を所定期間高くする制御を行なう第２のサブステップとを含む。
【００３７】
好ましくは、第２のステップは、第２の状態の検出時から一定期間経過したことを検出する第１のサブステップと、一定期間の経過を検出したことに応じて、電気負荷系の消費電力と第２の電源の充電電力との和以上の出力電圧を出力するように電圧変換器を制御する第２のサブステップとを含む。
【００３８】
より好ましくは、第１のステップは、電圧変換器が第１の状態にあることを検出する第１のサブステップと、電圧変換器が第１の状態にあったことを示す情報を記憶手段に記憶する第２のサブステップと、電圧変換器が第２の状態に移行したことを検出する第３のサブステップとを含み、第２のステップは、電圧変換器が第１の状態にあったことを示す情報を記憶手段から読出す第４のサブステップと、電圧変換器が第１の状態にあったことを示す情報を読出したことに応じて出力電圧を所定期間高くする制御を行なう第５のサブステップとを含む。
【００３９】
さらに好ましくは、第２のステップは、第２の状態の検出時から一定期間経過したことを検出する第６のサブステップをさらに含み、第５のサブステップにおいて、電圧変換器が第１の状態にあったことを示す情報を読出したことおよび一定期間の経過を検出したことに応じて出力電圧を所定期間高くする制御が行なわれる。
【００４０】
さらに好ましくは、所定期間は、出力電圧が第１の状態にある期間に比例する期間または出力電圧が第１の状態にある期間と同じ期間である。
【００４１】
この発明においては、メイン電源である第１の電源に接続された、電圧変換器、電気負荷系および第２の電源から成る補機系において、第１の電源から電圧変換器へ供給される電圧が低下し、電圧変換器の出力電流が低電流値になった後、通常動作時の電流値に戻ると、第２の電源は電圧変換器からの通常よりも高い電圧によって充電される。したがって、補機系の充電量を従来に比べ簡単な構成でより早期に回復できる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００４３】
図１を参照して、この発明の実施の形態による電源システム１００は、直流電源Ｂ１，Ｂ２と、電圧センサー１０，１３，２７，２８と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ１〜Ｃ３と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、電流センサー２４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５と、負荷２６と、温度センサー２９と、制御装置３０とを備える。
【００４４】
モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。あるいは、このモータはエンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてもよい。この場合には、モータＭ１を単に始動あるいは発電機能のみを持つものとし、モータＭ１によって駆動力を得ないように設計してもよい。
【００４５】
また、負荷２６は、ハイブリッド自動車または電気自動車に搭載されるライトおよびエアコン用のインバータ等の車に搭載される各種補機類または電装品である。
【００４６】
昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。リアクトルＬ１の一方端は直流電源Ｂ１の電源ラインに接続され、他方端はＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ２との中間点、すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタとの間に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタは電源ラインに接続され、ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタはアースラインに接続される。また、各ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。
【００４７】
インバータ１４は、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。Ｕ相アーム１５、Ｖ相アーム１６、およびＷ相アーム１７は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。
【００４８】
Ｕ相アーム１５は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８から成る。また、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。
【００４９】
各相アームの中間点は、モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、Ｕ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８の中間点にそれぞれ接続されている。
【００５０】
直流電源Ｂ１は、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。そして、直流電源Ｂ１は、たとえば、２８０Ｖ程度の直流電圧を出力する。電圧センサー１０は、直流電源Ｂ１から出力される電圧Ｖ１を検出し、その検出した電圧Ｖ１を制御装置３０へ出力する。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオンされる。コンデンサＣ１は、直流電源Ｂ１から供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を昇圧コンバータ１２へ供給する。
【００５１】
昇圧コンバータ１２は、コンデンサＣ１から供給された直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＵを受けると、信号ＰＷＵによってＮＰＮトランジスタＱ２がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサＣ２に供給する。この場合、ＮＰＮトランジスタＱ１は、信号ＰＷＵによってオフされている。また、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０から信号ＰＷＤを受けると、コンデンサＣ２を介してインバータ１４から供給された直流電圧を降圧して直流電源Ｂ１を充電する。昇圧コンバータ１２は、たとえば、コンデンサＣ１から供給された２８０Ｖ程度の直流電圧を５００Ｖ程度に昇圧してコンデンサＣ２に供給する。
【００５２】
コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサー１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち、インバータ１４への入力電圧ＩＶＶを検出し、その検出した入力電圧ＩＶＶを制御装置３０へ出力する。
【００５３】
インバータ１４は、コンデンサＣ２から直流電圧が供給されると制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換してモータＭ１を駆動する。これにより、モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ１４は、電源システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置３０からの信号ＰＷＭＣに基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００５４】
電流センサー２４は、モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置３０へ出力する。
【００５５】
電圧センサー２７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５への入力電圧Ｖ２を検出して制御装置３０へ出力する。温度センサー２９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５における素子温度ＴＣを検出し、その検出した素子温度ＴＣを制御装置３０へ出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、直流電源Ｂ１から供給された直流電圧を制御装置３０からの信号ＭＤＲＳによって降圧してコンデンサＣ３に供給する。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、たとえば、２８０Ｖ程度の入力電圧を１４〜１６Ｖの範囲の電圧に降圧してコンデンサＣ３に供給する。
【００５６】
コンデンサＣ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５からの直流電圧を平滑化して負荷２６および直流電源Ｂ２に供給する。これにより直流電源Ｂ２は充電され、負荷２６は駆動される。電圧センサー２８は、直流電源Ｂ２の出力電圧Ｖ３を検出して制御装置３０へ出力する。直流電源Ｂ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５からコンデンサＣ３を介して負荷２６へ供給される電力が負荷２６の消費電力よりも少ないとき直流電圧を負荷２６に供給する。
【００５７】
制御装置３０は、外部に設けられたＥＣＵ（ＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＣｏｎｔｒｏｌＵｎｉｔ）から入力されたトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮ、電圧センサー１０からの電圧Ｖ１、電圧センサー１３からの入力電圧ＩＶＶ、および電流センサー２４からのモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ１２を駆動するための信号ＰＷＵとインバータ１４を駆動するための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＵおよび信号ＰＷＭＩをそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。信号ＰＷＵは、昇圧コンバータ１２がコンデンサＣ１からの直流電圧を入力電圧ＩＶＶに変換する場合に昇圧コンバータ１２を駆動するための信号である。
【００５８】
また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部のＥＣＵから受けると、モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。この場合、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ４，Ｑ６，Ｑ８は信号ＰＷＭＣによってスイッチング制御される。すなわち、モータＭ１のＵ相で発電されるときＮＰＮトランジスタＱ６，Ｑ８がオンされ、Ｖ相で発電されるときＮＰＮトランジスタＱ４，Ｑ８がオンされ、Ｗ相で発電されるときＮＰＮトランジスタＱ４，Ｑ６がオンされる。これにより、インバータ１４は、モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ１２へ供給する。
【００５９】
さらに、制御装置３０は、電圧センサー２７からの入力電圧Ｖ２、電圧センサー２８からの出力電圧Ｖ３および温度センサー２９からの素子温度ＴＣに基づいて、後述する方法によってＤＣ／ＤＣコンバータ２５を制御するための信号ＭＤＲＳを生成し、その生成した信号ＭＤＲＳをＤＣ／ＤＣコンバータ２５へ出力する。
【００６０】
さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオンするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。
【００６１】
図２は、制御装置３０の機能ブロック図である。図２を参照して、制御装置３０は、モータトルク制御手段３０１と、電圧変換制御手段３０２と、コンバータ制御手段３０３とを含む。モータトルク制御手段３０１は、トルク指令値ＴＲ、直流電源Ｂ１の出力電圧Ｖ１、モータ電流ＭＣＲＴ、モータ回転数ＭＲＮおよびインバータ１４への入力電圧ＩＶＶに基づいて、モータＭ１の駆動時、後述する方法により昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＵと、インバータ１４のＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフするための信号ＰＷＭＩとを生成し、その生成した信号ＰＷＵおよび信号ＰＷＭＩをそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００６２】
電圧変換制御手段３０２は、回生制動時、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部のＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するための信号ＰＷＤを生成して昇圧コンバータ１２へ出力する。このように、昇圧コンバータ１２は、直流電圧を降圧するための信号ＰＷＤにより電圧を降下させることもできるので、双方向コンバータの機能を有するものである。さらに、電圧変換制御手段３０２は、回生制動時、信号ＲＧＥを外部のＥＣＵから受けると、モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１４へ出力する。
【００６３】
コンバータ制御手段３０３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５への入力電圧Ｖ２、直流電源Ｂ２の出力電圧Ｖ３およびＤＣ／ＤＣコンバータ２５の素子温度ＴＣに基づいて、後述する方法によって信号ＭＤＲＳを生成してＤＣ／ＤＣコンバータ２５へ出力する。
【００６４】
図３は、モータトルク制御手段３０１の機能ブロック図である。図３を参照して、モータトルク制御手段３０１は、モータ制御用相電圧演算部４０と、インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２と、インバータ入力電圧指令演算部５０と、コンバータ用デューティー比演算部５２と、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４とを含む。
【００６５】
モータ制御用相電圧演算部４０は、インバータ１４への入力電圧ＩＶＶを電圧センサー１３から受け、モータＭ１の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴを電流センサー２４から受け、トルク指令値ＴＲを外部ＥＣＵから受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部４０は、これらの入力される信号に基づいて、モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２へ出力する。インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、モータ制御用相電圧演算部４０から受けた計算結果に基づいて、実際にインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８をオン／オフする信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１４の各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８へ出力する。
【００６６】
これにより、各ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ８は、スイッチング制御され、モータＭ１が指令されたトルクを出すようにモータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。
【００６７】
一方、インバータ入力電圧指令演算部５０は、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）を演算し、その演算した最適値をコンバータ用デューティー比演算部５２へ出力する。
【００６８】
コンバータ用デューティー比演算部５２は、電圧センサー１０からの出力電圧Ｖ１（バッテリ電圧Ｖ１）に基づいて、電圧センサー１３からの入力電圧ＩＶＶを、インバータ入力電圧指令演算部５０から出力される最適値に設定するためのデューティー比を演算する。コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、コンバータ用デューティー比演算部５２からのデューティー比に基づいて昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＵを生成する。そして、コンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４は、生成した信号ＰＷＵを昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。そして、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、信号ＰＷＵに基づいてオン／オフされる。これによって、昇圧コンバータ１２は、入力電圧ＩＶＶが最適値になるように直流電圧を変換する。
【００６９】
なお、昇圧コンバータ１２の下側のＮＰＮトランジスタＱ２のオンデューティーを大きくすることによりリアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側のＮＰＮトランジスタＱ１のオンデューティーを大きくすることにより電源ラインの電圧が下がる。そこで、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２のデューティー比を制御することで、電源ラインの電圧を直流電源Ｂ１の出力電圧以上の任意の電圧に制御可能である。
【００７０】
図４を参照して、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、ＭＯＳトランジスタ２５１〜２５４と、トランス２５５，２５６と、ダイオード２５７，２５８と、コイル２５９と、コンデンサ２６０とを含む。
【００７１】
ＭＯＳトランジスタ２５１，２５２は、電源ライン３１とアースライン３２との間に直列に接続される。また、ＭＯＳトランジスタ２５３，２５４は、電源ライン３１とアースライン３２との間に直列に接続される。ＭＯＳトランジスタ２５１，２５２は、電源ライン３１とアースライン３２との間にＭＯＳトランジスタ２５３，２５４と並列に接続される。
【００７２】
トランス２５５は、その一方端がＭＯＳトランジスタ２５１とＭＯＳトランジスタ２５２との間のノードＮ１に接続され、他方端がＭＯＳトランジスタ２５３とＭＯＳトランジスタ２５４との間のノードＮ２に接続される。
【００７３】
トランス２５６は、トランス２５５に対向して設けられる。ダイオード２５７は、トランス２５６からコイル２５９へ出力電流Ｉｏを流すようにトランス２５６とコイル２５９との間に接続される。
【００７４】
ダイオード２５８は、ダイオード２５７とコイル２５９との間のノードＮ３からトランス２５６の低圧側への電流を阻止するようにトランス２５６とノードＮ３との間に接続される。コイル２５９は、ダイオード２５７と負荷２６との間に接続される。
【００７５】
コンデンサ２６０は、コイル２５９の出力側と接地ノード２６１との間に接続され、コイル２５９からの出力電圧を平滑化して負荷２６に供給する。
【００７６】
ＭＯＳトランジスタ２５１，２５４がオンされ、ＭＯＳトランジスタ２５２，２５３がオフされると、電源ライン３１、ＭＯＳトランジスタ２５１、ノードＮ１、トランス２５５、ノードＮ２、ＭＯＳトランジスタ２５４およびアースライン３２の経路で入力電流Ｉｉｎが流れる。そして、トランス２５５，２５６は、巻線比に応じて入力電圧Ｖｉｎを降圧して出力電圧Ｖｏを出力する。
【００７７】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２５の二次側では、トランス２５６、ダイオード２５７、コイル２５９、負荷２６、および接地ノード２６１の経路、またはトランス２５６、ダイオード２５７、コイル２５９、直流電源Ｂ２、および接地ノード２６１の経路で出力電流Ｉｏが流れる。
【００７８】
ＭＯＳトランジスタ２５１，２５４がオン／オフされる割合、つまり、デューティー比に応じて、入力電流Ｉｉｎが変化し、トランス２５５に印加される電圧が変化する。すなわち、ＭＯＳトランジスタ２５１，２５４のデューティー比が大きくなると、入力電流Ｉｉｎが増加し、トランス２５５に印加される電圧が増加する。また、ＭＯＳトランジスタ２５１，２５４のデューティー比が小さくなると、入力電流Ｉｉｎが減少し、トランス２５５に印加される電圧が減少する。
【００７９】
そして、トランス２５５，２５６は、トランス２５５に印加される電圧を、その電圧レベルに応じて降圧するので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５の二次側の出力電圧Ｖｏは、トランス２５５に印加される電圧に応じて変化する。
【００８０】
コンバータ制御手段３０３は、判定回路３０３１と、メモリ３０３２と、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３とを含む。
【００８１】
判定回路３０３１は、電圧センサー２７が検出したＤＣ／ＤＣコンバータ２５への入力電圧Ｖ２と、温度センサー２９が検出したＤＣ／ＤＣコンバータ２５における素子温度ＴＣとを受ける。そして、判定回路３０３１は、入力電圧Ｖ２および素子温度ＴＣに基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５におけるモードＭＤＥが出力制限モード、通常出力モードおよび高出力モードのいずれであるのかを判定し、その判定結果をＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３へ出力する。この場合、判定回路３０３１は、モードＭＤＥが出力制限モードであるとき判定結果ＭＤＥ１をＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３へ出力し、モードＭＤＥが通常出力モードであるとき判定結果ＭＤＥ２をＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３へ出力し、モードＭＤＥが高出力モードであるとき判定結果ＭＤＥ３をＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３へ出力する。
【００８２】
図５、図６および図７を参照して、通常出力モード、出力制限モードおよび高出力モードについて説明する。図５は、通常出力モードを説明するための図であり、図６は、出力制限モードを説明するための図であり、図７は、高出力モードを説明するための図である。なお、図５、図６および図７においては、メイン電源である直流電源Ｂ１に接続された、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５、負荷２６および直流電源Ｂ２からなる補機系を簡略化して示す。
【００８３】
図５を参照して、通常出力モードにおいては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、直流電源Ｂ１から出力された約２８０Ｖの直流電圧を約１４Ｖの直流電圧に降圧して負荷２６および直流電源Ｂ２に供給する。そして、通常出力モードにおいては、直流電源Ｂ２における電力の低下は小さいので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５から負荷２６に流れる電流Ｉ１は大電流であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５から直流電源Ｂ２に流れる電流Ｉ２は小電流である。このように、通常出力モードにおいては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、電力を供給して負荷２６を駆動しながら直流電源Ｂ２を充電する。
【００８４】
図６を参照して、出力制限モードにおいては、直流電源Ｂ１からＤＣ／ＤＣコンバータ２５へ供給される直流電圧は低下するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、負荷２６で消費される電力を十分に供給できず、直流電源Ｂ２が負荷２６を駆動するための直流電圧を殆ど供給する。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５から負荷２６に供給される直流電流Ｉ１は小電流であり、直流電源Ｂ２から負荷２６に供給される直流電流Ｉ３は大電流である。このように、出力制限モードにおいては、直流電源Ｂ２が負荷２６で消費される直流電力の殆どを供給する。
【００８５】
図７を参照して、高出力モードにおいては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、直流電源Ｂ１から出力された約２８０Ｖの直流電圧を１５〜１６Ｖの範囲の直流電圧に降圧し、その降圧した直流電圧を負荷２６および直流電源Ｂ２に供給する。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、通常出力モードにおける出力電圧（約１４Ｖ）よりも高い出力電圧（１５〜１６Ｖ）を出力するので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５から負荷２６に流れる直流電流Ｉ１およびＤＣ／ＤＣコンバータ２５から直流電源Ｂ２に流れる直流電流Ｉ２は大電流である。このように、高出力モードにおいては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、大電流を供給して負荷２６を駆動するとともに直流電源Ｂ２を充電する。
【００８６】
再び、図４を参照して、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５におけるモードＭＤＥが出力制限モードであることを示す判定結果ＭＤＥ１を判定回路３０３１から受けると、ＭＯＳトランジスタ２５２，２５４をオフし、オンデューティーが最小になるようにＭＯＳトランジスタ２５１，２５４を駆動する。そして、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、出力制限モードにおいてＭＯＳトランジスタ２５１〜２５４を駆動したとき、メモリ３０３２にアクセスし、メモリ３０３２に記憶されたカウント値を“１”だけ増加する。
【００８７】
また、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５におけるモードＭＤＥが通常出力モードであることを示す判定結果ＭＤＥ２を判定回路３０３１から受けると、出力電圧Ｖｏが約１４ＶになるようにＭＯＳトランジスタ２５１〜２５４を駆動する。
【００８８】
さらに、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５におけるモードＭＤＥが高出力モードであることを示す判定結果ＭＤＥ３を判定回路３０３１から受けると、出力電圧Ｖｏが約１５〜１６ＶになるようにＭＯＳトランジスタ２５１〜２５４を駆動する。そして、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、メモリ３０３２にアクセスし、メモリ３０３２に記憶されたカウント値を“１”だけ減少する。
【００８９】
好ましくは、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、判定結果ＭＤＥ３を判定回路３０３１から受けると、電圧センサー２８から受けた直流電源Ｂ２の出力電圧Ｖ３に基づいて、直流電源Ｂ２を十分に充電するために必要な充電電力と、負荷２６の消費電力とを演算し、充電電力と消費電力との和以上の電力を出力するようにＭＯＳトランジスタ２５１〜２５４を駆動する。つまり、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、直流電源Ｂ２の充電電力と負荷２６の消費電力との和以上の電力を負荷２６および直流電源Ｂ２に供給するために必要な出力電圧を出力するようにＭＯＳトランジスタ２５１〜２５４を駆動する。これにより、負荷２６を正常に駆動するとともに直流電源Ｂ２を十分に充電するための電力を負荷２６および直流電源Ｂ２に供給できる。
【００９０】
なお、必要な充電電力の演算は、次のように行なう。電圧センサー２８からの出力電圧Ｖ３は、直流電源Ｂ２の開放端電圧（ＯＣＶ：ＯｐｅｎＣｉｒｃｕｉｔＶｏｌｔａｇｅ）であり、開放端電圧ＯＣＶは、充電容量（ＳＯＣ：ＳｃａｌｅＯｆＣｈａｒｇｅ）と一定の関係を有するので、直流電源Ｂ２の現在の開放端電圧ＯＣＶを検出すれば、その検出した開放端電圧ＯＣＶから直流電源Ｂ２の現在の充電容量ＳＯＣを検出できる。そして、直流電源Ｂ２の満充電容量は予め解かっているので、満充電容量から現在の充電容量を減算すれば、直流電源Ｂ２を満充電するために必要な充電容量を検出できる。したがって、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、開放端電圧ＯＣＶと充電容量ＳＯＣとの関係および直流電源Ｂ２の満充電容量を保持しており、電圧センサー２８から受けた出力電圧Ｖ３に基づいて直流電源Ｂ２の現在の充電容量を開放端電圧ＯＣＶと充電容量ＳＯＣとの関係を参照して検出する。そして、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、満充電容量から現在の充電容量を減算して直流電源Ｂ２を満充電するために必要な充電容量を検出する。
【００９１】
また、負荷２６における消費電力は予め解っているので、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、負荷２６における消費電力を保持している。
【００９２】
図８を参照して、直流電源Ｂ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５、負荷２６および直流電源Ｂ２から成る電源システムにおける動作について説明する。一連の動作が開始されると、コンバータ制御手段３０３の判定回路３０３１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５への入力電圧Ｖ２を電圧センサー２７から受け、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５における素子温度ＴＣを温度センサー２９から受ける。そして、判定回路３０３１は、入力電圧Ｖ２が基準値以下であるか否かを判定する（ステップＳ１）。より具体的には、判定回路３０３１は、入力電圧Ｖ２が基準値である２００Ｖ以下であるか否かを判定する。
【００９３】
判定回路３０３１は、入力電圧Ｖ２が基準値以下ではないと判定したとき、素子温度ＴＣが出力制限温度ＴＲＡよりも高いか否かを判定する（ステップＳ２）。そして、素子温度ＴＣが出力制限温度ＴＲＡよりも高くないと判定されたとき、ステップＳ５へ移行する。
【００９４】
一方、ステップＳ１において、入力電圧Ｖ２が基準値以下であるとき、または素子温度ＴＣが出力制限温度ＴＲＡよりも高いとき、判定回路３０３１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５におけるモードＭＤＥが出力制限モードにあると判定して判定結果ＭＤＥ１をＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３へ出力する。
【００９５】
ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、判定結果ＭＤＥ１を判定回路３０３１から受けると、ＭＯＳトランジスタ２５２，２５３をオフし、オンデューティーが最小になるようにＭＯＳトランジスタ２５１，２５４を駆動する。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は負荷２６に小電流を供給し、直流電源Ｂ２が大電流を供給して負荷２６を駆動する。すなわち、出力制限が行なわれる（ステップＳ３）。そして、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、メモリ３０３２へアクセスし、メモリ３０３２に記憶されたカウント値を“１”だけ増加する（ステップＳ４）。その後、ステップＳ１へ戻る。
【００９６】
ステップＳ２において、素子温度ＴＣが出力制限温度ＴＲＡ以下であると判定されると、判定回路３０３１は、素子温度ＴＣが出力復帰温度ＴＲＢよりも高いか否かを判定する（ステップＳ５）。ステップＳ５において、素子温度ＴＣが出力復帰温度ＴＲＢよりも高くないと判定されたとき、判定回路３０３１は、素子温度ＴＣが高出力可能温度ＴＨＣよりも高いか否かを判定する（ステップＳ６）。ステップＳ６において、素子温度ＴＣが高出力可能温度ＴＨＣよりも高くないと判定されたとき、判定回路３０３１は、メモリ３０３２へアクセスし、メモリ３０３２に記憶されたカウント値を読出してカウント値が”１”以上であるか否かを判定する（ステップＳ７）。
【００９７】
ステップＳ５において素子温度ＴＣが出力復帰温度ＴＲＢよりも高いと判定されたとき、またはステップＳ６において素子温度ＴＣが高出力可能温度ＴＨＣよりも高いと判定されたとき、またはステップＳ７においてカウント値が”１”以上でないと判定されたとき、判定回路３０３１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５におけるモードＭＤＥを通常出力モードと判定し、判定結果ＭＤＥ２をＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３へ出力する。そして、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５の出力電圧が約１４ＶになるようにＭＯＳトランジスタ２５１〜２５４を駆動する。すなわち、通常出力が行なわれる（ステップＳ８）。その後、ステップＳ１に戻る。
【００９８】
なお、ステップＳ５において、素子温度ＴＣが出力復帰温度ＴＲＢよりも高いと判定されたとき、素子温度ＴＣは、出力復帰温度ＴＲＢ＜ＴＣ≦出力制限温度ＴＲＡの範囲にあるので、判定回路３０３１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を通常出力モードで駆動可能と判定し、通常出力モードでＤＣ／ＤＣコンバータ２５を駆動することとしたものである。また、ステップＳ６において、素子温度ＴＣが高出力可能温度ＴＨＣよりも高いと判定されたとき、素子温度ＴＣは、高出力可能温度ＴＨＣ＜ＴＣ≦出力復帰温度ＴＲＢの範囲にあるので、判定回路３０３１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を高出力モードで駆動するのは困難であると判定し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を通常出力モードで駆動することとしたものである。さらに、ステップＳ７において、カウント値が”１”以上でないと判定されたとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は出力制限モードで駆動されていないので（ステップＳ３，Ｓ４参照）、直流電源Ｂ２の充電容量が減少していない。したがって、判定回路３０３１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を高出力モードで駆動して直流電源Ｂ２を充電する必要がないと判定し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を通常出力モードで駆動することとしたものである。
【００９９】
一方、ステップＳ７において、カウント値が”１”以上であると判定されたとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は出力制限モードで既に駆動されているので（ステップＳ３，Ｓ４参照）、直流電源Ｂ２の充電容量が消費されている。したがって、判定回路３０３１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を高出力モードで駆動して負荷２６および直流電源Ｂ２に大電流を供給する必要があると判定し、判定結果ＭＤＥ３をＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３へ出力する。
【０１００】
そうすると、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、判定結果ＭＤＥ３に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５からの出力電圧が１５〜１６Ｖの範囲になるようにＭＯＳトランジスタ２５１〜２５４を駆動する。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、高出力モードで駆動される（ステップＳ９）。そして、ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を高出力モードで駆動すると、メモリ３０３２へアクセスし、メモリ３０３２に記憶されたカウント値を”１”だけ減少する（ステップＳ１０）。その後、ステップＳ１に戻る。
【０１０１】
ステップＳ１０において、カウント値を”１”だけ減少することにしたのは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を高出力モードで駆動すれば、出力制限モードにおいて減少した直流電源Ｂ２の充電容量が補われるからである。
【０１０２】
また、この発明においては、図９に示すフローチャートに従って、直流電源Ｂ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５、負荷２６および直流電源Ｂ２から成る電源システムにおける動作が行なわれてもよい。
【０１０３】
図９に示すフローチャートは、図８に示すフローチャートのステップＳ７とステップＳ９との間にステップＳ１１を挿入したものであり、その他は図８に示すフローチャートと同じである。図９を参照して、ステップＳ７においてカウント値が”１”以上であると判定されたとき、判定回路３０３１は、カウント値が”１”以上であると判定してから、すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を高出力モードで駆動すべきと判定してから一定期間が経過したか否かを判定し、一定期間が経過していると判定すると、判定結果ＭＤＥ３をＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３へ出力する（ステップＳ１１）。そして、ステップＳ９で移行し、上述したようにＤＣ／ＤＣコンバータ２５が高出力モードで駆動される。
【０１０４】
ステップＳ１１において、一定期間の経過を判定することにしたのは、ステップＳ６において素子温度ＴＣが高出力可能温度ＴＨＣ以下であると判定されても、素子温度ＴＣが高出力可能温度ＴＨＣよりもどの程度低いかが明らかではなく、素子温度ＴＣが高出力可能温度ＴＨＣよりも十分に低下してからＤＣ／ＤＣコンバータ２５を高出力モードで駆動した方がよいので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を高出力モードで駆動すべきと判定してから一定期間が経過した後、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５を高出力モードで駆動することとしたものである。
【０１０５】
なお、図８および図９のステップＳ２で素子温度ＴＣが出力制限温度ＴＲＡよりも高いと判定することは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５の出力電流が低電流モードにあることを判定することに相当し、ステップＳ５において、素子温度ＴＣが出力復帰温度ＴＲＢよりも高いと判定することは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５の出力電流が低電流モードから回復したモードに移行したことを検出することに相当する。
【０１０６】
図１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５における出力電圧および素子温度の時間経過を示す。図１０を参照して、素子温度ＴＣが出力制限温度ＴＲＡよりも高いＡ点においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は出力制限モードで駆動されるので（ステップＳ２〜Ｓ４参照）、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５の出力電圧は大きく低下し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５における素子温度ＴＣも低下する。そして、素子温度ＴＣが出力復帰温度ＴＲＢよりも高いＢ点においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は通常出力モードで駆動されるので（ステップＳ５，Ｓ８参照）、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５の出力電圧は約１４程度に上昇し、素子温度ＴＣは、ほぼ、出力復帰温度ＴＲＢに保持される。したがって、点Ａから点Ｂまでの期間が出力制限期間であり、素子温度ＴＣが点Ｂに達した時点でメモリ３０３２に記憶されたカウント値が”１”だけ増加される。
【０１０７】
そして、点Ｂの後、一定期間が経過し（図９のステップＳ１１参照）、素子温度ＴＣが高出力可能温度ＴＨＣよりも低い点Ｃに達すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は高出力モードで駆動されるので（ステップＳ９参照）、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、通常出力モードにおける出力電圧（約１４Ｖ）よりも高い１５〜１６Ｖの出力電圧を出力し、素子温度ＴＣは上昇する。したがって、点Ｃから点Ｄまでの期間が高出力期間であり、点Ｄの時点でメモリ３０３２に記憶されたカウント値が”１”だけ減少され、カウント値が”０”になる。
【０１０８】
なお、高出力期間は、出力制限期間に比例する期間、または出力制限期間と同じ期間に設定される。これは、高出力モードは、出力制限モードにおいて直流電源Ｂ２が負荷２６に直流電圧を供給することによって減少した充電容量を補うモードであるからである。
【０１０９】
図１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５における入力電圧および出力電圧の時間経過を示す。図１１を参照して、タイミングｔ１までは通常出力モードであるため、入力電圧および出力電圧は、通常の値を保持する。そして、タイミングｔ１で入力電圧が低下し、出力制限モードに入ると出力電圧も低下する。出力制限期間は、タイミングｔ２まで継続され、タイミングｔ２で入力電圧が通常の値に復帰して通常出力モードになると、出力電圧も通常の値になる。その後、タイミングｔ３で高出力モードに入ると出力電圧は通常の値（約１４Ｖ）よりも高い１５〜１６Ｖになる。そして、タイミングｔ４でメモリ３０３２に記憶されたカウント値が”１”だけ減少され、カウント値が”０”になる。なお、入力電圧は、タイミングｔ２以降、通常の値に保持される。
【０１１０】
再び、図１を参照して、電源システム１００における動作について説明する。制御装置３０は、外部のＥＣＵからトルク指令値ＴＲが入力されると、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオンするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力するとともに、モータＭ１がトルク指令値ＴＲを発生するように昇圧コンバータ１２およびインバータ１４を制御するための信号ＰＷＵおよび信号ＰＷＭＩを生成してそれぞれ昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【０１１１】
そして、直流電源Ｂ１は直流電圧を出力し、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は直流電圧をコンデンサＣ１およびＤＣ／ＤＣコンバータ２５へ供給する。コンデンサＣ１は、供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を昇圧コンバータ１２へ供給する。
【０１１２】
そうすると、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２は、制御装置３０からの信号ＰＷＵに応じてオン／オフされ、直流電圧を変換してコンデンサＣ２に供給する。電圧センサー１３は、コンデンサＣ２の両端の電圧であるインバータ１４への入力電圧ＩＶＶを検出し、その検出した入力電圧ＩＶＶを制御装置３０へ出力する。
【０１１３】
コンデンサＣ２は、昇圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４に供給する。インバータ１４は、制御装置３０からの信号ＰＷＭＩに基づいて、コンデンサＣ２から供給された直流電圧を交流電圧に変換してモータＭ１を駆動する。これにより、モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生する。
【０１１４】
また、制御装置３０は、上述したように信号ＭＤＲＳを生成してＤＣ／ＤＣコンバータ２５へ出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、直流電源Ｂ１から供給された直流電圧を降圧してコンデンサＣ３に供給する。コンデンサＣ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５からの出力電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を負荷２６および直流電源Ｂ２に供給する。これにより、負荷２６が駆動され、通常出力モードおよび高出力モードにおいて直流電源Ｂ２が充電される。また、出力制限モードにおいては、直流電源Ｂ２は直流電流を供給して負荷２６を駆動する。
【０１１５】
電源システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、制御装置３０は、回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受け、その受けた信号ＲＧＥに応じて、上述した方法によって信号ＰＷＭＣおよび信号ＰＷＤを生成し、その生成した信号ＰＷＭＣおよび信号ＰＷＤをそれぞれインバータ１４および昇圧コンバータ１２へ出力する。
【０１１６】
モータＭ１は、交流電圧を発電してインバータ１４へ供給する。インバータ１４は、制御装置３０からの信号ＰＷＭＣに応じて交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサＣ２を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。そうすると、昇圧コンバータ１２は、制御装置３０からの信号ＰＷＤに応じて、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧してコンデンサＣ１およびシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２を介して直流電源Ｂ１を充電する。
【０１１７】
上記においては、ＤＣ／ＤＣコンバータはトランス型のＤＣ／ＤＣコンバータ２５であるとして説明したが、この発明においては、ＤＣ／ＤＣコンバータは図１２に示すチョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータ２５Ａであってもよい。
【０１１８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２５Ａは、ＮＰＮトランジスタＱ１０，Ｑ１１と、ダイオードＤ１０，Ｄ１１と、リアクトルＬ２とを含む。
【０１１９】
リアクトルＬ２の一方端は負荷２６および直流電源Ｂ２の電源ラインに接続され、他方端はＮＰＮトランジスタＱ１０とＮＰＮトランジスタＱ１１との中間点、すなわち、ＮＰＮトランジスタＱ１０のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ１１のコレクタとの間に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１０，Ｑ１１は、電源ライン３１とアースライン３２との間に直列に接続される。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１０のコレクタは電源ライン３１に接続され、ＮＰＮトランジスタＱ１１のエミッタはアースライン３２に接続される。また、各ＮＰＮトランジスタＱ１０，Ｑ１１のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１０，Ｄ１１が配置されている。
【０１２０】
ＤＣ／ＤＣコンバータがチョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータ２５Ａであるとき、コンバータ制御手段３０３のＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路３０３３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５ＡのＮＰＮトランジスタＱ１０，Ｑ１１をオン／オフするための信号ＴＤＲＳを生成してＮＰＮトランジスタＱ１０，Ｑ１１へ出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２５Ａが直流電圧を降圧するとき、ＮＰＮトランジスタＱ１０がオンされ、ＮＰＮトランジスタＱ１１がオフされるので、信号ＴＤＲＳは、ＮＰＮトランジスタＱ１０を所定のデューティー比でオン／オフするための信号と、ＮＰＮトランジスタＱ１１をオフするための信号とから成る。そして、ＮＰＮトランジスタＱ１０を所定のデューティー比でオン／オフするための信号は、直流電圧を降圧する割合に応じて決定され、直流電圧を降圧する割合が大きいときＮＰＮトランジスタＱ１０のオン期間は短く設定され、直流電圧を降圧する割合が小さいときＮＰＮトランジスタＱ１０のオン期間が長く設定される。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５Ａを上述した各モードで駆動する場合、ＮＰＮトランジスタＱ１０，Ｑ１１が各モードに応じたデューティーでオン／オフされる。
【０１２１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２５Ａの各モードにおける制御は、上述した図８および図９に示すフローチャートに従って行なわれる。
【０１２２】
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５，２５Ａにおける電圧変換の制御は、実際にはＣＰＵ（ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ）によって行なわれ、ＣＰＵは、図８および図９に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをＲＯＭ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）から読出し、その読出したプログラムを実行して図８および図９に示すフローチャートに従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５のＭＯＳトランジスタ２５１〜２５４またはＤＣ／ＤＣコンバータ２５ＡのＮＰＮトランジスタＱ１０，Ｑ１１のデューティー比を各モードに応じて可変し、直流電源Ｂ１から供給された直流電圧の出力電圧への降圧を制御する。したがって、ＲＯＭは、図８および図９に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（ＣＰＵ）読取り可能な記録媒体に相当する。
【０１２３】
この発明の実施の形態によれば、電源システムは、メイン電源に接続された補機系の直流電源の充電容量が減少したとき、ＤＣ／ＤＣコンバータを高出力モードで駆動して補機系の負荷を駆動しながら直流電源を充電するために必要な出力電圧を出力するようにＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコンバータ制御装置を備えるので、補機系の直流電源の直流電力が消費されても、直流電源を速やかに充電できる。
【０１２４】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態による電源システムの概略ブロック図である。
【図２】図１に示す制御装置の機能ブロック図である。
【図３】図２に示すモータトルク制御手段の機能を説明するための機能ブロック図である。
【図４】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの回路図および図２に示すコンバータ制御手段の機能ブロック図である。
【図５】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの通常出力モードを説明するための図である。
【図６】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの出力制限モードを説明するための図である。
【図７】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの高出力モードを説明するための図である。
【図８】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの各モードにおける動作を説明するためのフローチャートである。
【図９】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの各モードにおける動作を説明するための他のフローチャートである。
【図１０】出力電圧および素子温度の時間経過を示す図である。
【図１１】入力電圧および出力電圧の時間経過を示す図である。
【図１２】チョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図１３】ハイブリッド自動車または電気自動車に搭載される電源システムの従来の機能ブロック図である。
【符号の説明】
１０，１３，２７，２８，５０１，５０４電圧センサー、１２昇圧コンバータ、１４，５０６インバータ、１５Ｕ相アーム、１６Ｖ相アーム、１７Ｗ相アーム、２４，５０７電流センサー、２５，２５Ａ，５０９ＤＣ／ＤＣコンバータ、２６，５１１負荷、２９温度センサー、３０，５２０制御装置、３１電源ライン、３２アースライン、４０モータ制御用相電圧演算部、４２インバータ用ＰＷＭ信号変換部、５０インバータ入力電圧指令演算部、５２コンバータ用デューティー比演算部、５４コンバータ用ＰＷＭ信号変換部、１００，５００電源システム、２５１〜２５４ＭＯＳトランジスタ、２５５，２５６トランス、２５９コイル、２６１接地ノード、３０１モータトルク制御手段、３０２電圧変換制御手段、３０３コンバータ制御手段、５０３コンバータ、３０３１判定回路、３０３２メモリ、３０３３ＭＯＳＦＥＴ駆動制御回路、Ｂ１，Ｂ２直流電源、ＳＲ１，ＳＲ２システムリレー、Ｃ１，Ｃ２，２６０，５０２，５０４，５１０コンデンサ、Ｌ１，３１１リアクトル、Ｑ１〜Ｑ１１，３１２，３１３ＮＰＮトランジスタ、Ｄ１〜Ｄ１１，２５７，２５８ダイオード、Ｍ１，５０８モータ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention converts a voltage output from a first power supply and supplies it to a second power supply and an electric load system, a power supply control method in the power supply system, and a computer for executing power supply control in the power supply system The present invention relates to a computer-readable recording medium on which the program is recorded.
[0002]
[Prior art]
Recently, hybrid vehicles and electric vehicles have attracted a great deal of attention as environmentally friendly vehicles. Some hybrid electric vehicles have been put into practical use.
[0003]
What is called a parallel hybrid vehicle is a vehicle that uses a DC power source or a motor driven by an inverter as a power source in addition to a conventional engine. That is, a power source is obtained by driving the engine, a DC voltage from a DC power source is converted into AC by an inverter, and a motor is rotated by the converted AC to obtain a power source. Moreover, in what is called a series hybrid vehicle, a motor is driven using electric power from a generator driven by an engine. Furthermore, an electric vehicle is a vehicle that uses a DC power source, an inverter, and a motor driven by the inverter as a power source.
[0004]
In such a hybrid vehicle or electric vehicle, a system in which a DC voltage from a DC power source is boosted by a boost converter and the boosted DC voltage is supplied to an inverter that drives a motor is also being studied. .
[0005]
In hybrid vehicles or electric vehicles, a DC voltage from a DC power source is stepped down and the stepped down DC voltage is supplied to a load such as a light.
[0006]
That is, a hybrid vehicle or an electric vehicle is equipped with a power supply system 500 shown in FIG. Referring to FIG. 13, power supply system 500 includes DC power supplies B1 and B2, system relays SR1 and SR2, voltage sensors 501 and 505, capacitors 502, 504 and 510, converter 503, inverter 506, and current. A sensor 507, a DC / DC converter 509, a load 511, and a control device 520 are included.
[0007]
The DC power supply B1 outputs a DC voltage. The voltage sensor 501 detects the DC voltage of the DC power supply B1 and outputs it to the control device 520. When system relays SR1 and SR2 are turned on by control device 520, system relays SR1 and SR2 supply DC voltage from DC power supply B1 to capacitor 502 and DC / DC converter 509. Capacitor 502 smoothes the DC voltage supplied from DC power supply B1 via system relays SR1 and SR2, and supplies the smoothed DC voltage to converter 503.
[0008]
Converter 503 boosts the DC voltage supplied from capacitor 502 in accordance with control from control device 520, and supplies the boosted DC voltage to capacitor 504. Capacitor 504 smoothes the DC voltage supplied from converter 503 and supplies it to inverter 506. The voltage sensor 505 detects the voltage on both sides of the capacitor 504, that is, the input voltage to the inverter 506.
[0009]
When a DC voltage is supplied from the capacitor 504, the inverter 506 converts the DC voltage into an AC voltage based on the control from the control device 520, and drives the motor 508. Thereby, the motor 508 is driven so as to generate the torque designated by the torque command value.
[0010]
DC / DC converter 509 steps down the DC voltage supplied from DC power supply B 1 via system relays SR 1 and SR 2 in accordance with a control signal from control device 520 and supplies the reduced DC voltage to capacitor 510. . Capacitor 510 smoothes the DC voltage supplied from DC / DC converter 509 and supplies the smoothed DC voltage to load 511 and DC power supply B2. The DC power supply B2 supplies a DC voltage to the load 511. Load 511 is driven by a DC voltage supplied from DC / DC converter 509 and / or DC power supply B2.
[0011]
Control device 520 generates a control signal for controlling converter 503 and inverter 506 based on the voltage from voltage sensors 501 and 505, the motor current from current sensor 507, and the like, and converts the generated control signal into a converter. 503 and the inverter 506. The control device 520 generates a control signal for controlling the DC / DC converter 509 and outputs the control signal to the DC / DC converter 509.
[0012]
When driving motor 508 and load 511, control device 520 turns on system relays SR1 and SR2. DC power supply B1 outputs a DC voltage, and system relays SR1 and SR2 supply the DC voltage output from DC power supply B1 to capacitor 502 and DC / DC converter 509. The voltage sensor 501 detects the DC voltage of the DC power supply B1 and outputs it to the control device 520. The voltage sensor 505 detects the voltage at both ends of the capacitor 504, that is, the input voltage to the inverter 506, and controls the control device. The current sensor 507 detects the motor current and outputs it to the control device 520.
[0013]
Control device 520 generates a control signal for driving converter 503 and inverter 506 based on the DC voltage output from DC power supply B1, the input voltage to inverter 506, the motor current, and the like, and the generated control The signal is output to converter 503 and inverter 506.
[0014]
On the other hand, capacitor 502 smoothes the DC voltage supplied from system relays SR 1 and SR 2 and supplies it to converter 503. Converter 503 boosts the DC voltage supplied from capacitor 502 in accordance with a control signal from control device 520, and supplies the boosted DC voltage to capacitor 504. Capacitor 504 smoothes the DC voltage supplied from converter 503 and supplies it to inverter 506. Inverter 506 converts the DC voltage supplied from capacitor 504 into an AC voltage according to a control signal from control device 520, and supplies the converted AC voltage to motor 508 to drive motor 508. Thereby, the motor 508 generates a predetermined torque.
[0015]
The control device 520 controls the DC / DC converter 509 so as to step down the DC voltage from the DC power supply B1, and the DC / DC converter 509 steps down the DC voltage from the DC power supply B1 and supplies it to the capacitor 510. To do. Capacitor 510 smoothes the DC voltage stepped down by DC / DC converter 509 and supplies it to load 511 and DC power supply B2. As a result, the DC power source B2 is charged and the load 511 is driven. The DC power supply B2 supplies a DC voltage to the load 511 when the power supplied from the DC / DC converter 509 to the load 511 is less than the power consumed by the load 511.
[0016]
Thus, the power supply system 500 mounted on the hybrid vehicle or the electric vehicle boosts the DC voltage from the DC power supply B1 to drive the motor 508 so as to generate a predetermined torque, and from the DC power supply B1. The DC voltage is stepped down to charge the DC power supply B2, and the load 511 is driven.
[0017]
A DC / DC converter system in which a vehicle drive motor is connected to a main power supply system and a voltage from the main power supply is stepped down and supplied to an auxiliary system is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 9-37459. ing.
[0018]
[Problems to be solved by the invention]
In the power supply system 500 shown in FIG. 13, in order to prevent the temperature of the switching element of the inverter 506 that drives the motor 508 for the vehicle from being increased, torque limitation that limits the torque that should be generated by the motor 508 may be performed.
[0019]
When such torque limitation is performed, the DC voltage supplied to the DC / DC converter 509 from the DC power supply B1 which is the main power supply decreases. Then, the power supplied from the DC / DC converter 509 to the auxiliary load 511 via the capacitor 510 is reduced. Even in such a case, the load 511 must be operated normally, and the DC power supply B2 Power is supplied to the load 511 to operate the load 511 normally. As a result, the power of the DC power supply B2 is consumed, and the power stored in the DC power supply B2 is reduced.
[0020]
When such a state in which the power stored in the auxiliary DC power supply B2 is reduced continues for a long period of time, there is a problem that the power supply system fails.
[0021]
Accordingly, the present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a power supply system that achieves the recovery of the amount of power stored in the auxiliary system at an early stage with a simpler configuration than the conventional power supply system. Is to provide.
[0022]
Another object of the present invention is to provide a power supply control method in a power supply system that achieves the recovery of the amount of power stored in the auxiliary system at an early stage with a simple configuration as compared with the conventional power supply system.
[0023]
Furthermore, another object of the present invention is to record a program for causing a computer to execute power supply control in a power supply system that achieves recovery of the storage amount of an auxiliary machine system earlier with a simpler configuration than a conventional power supply system. It is to provide a computer-readable recording medium.
[0024]
[Means for Solving the Problems and Effects of the Invention]
According to the present invention, a power supply system includes a first power supply, a voltage converter that converts a voltage output from the first power supply, a second power supply to which a voltage from the voltage converter is applied, and a voltage An electric load system that receives a voltage from the converter and / or the second power source, and a second state in which the output current output from the voltage converter recovers from the first state in which the current value has decreased below the current value during normal operation. And a control device that controls the voltage converter so as to increase the output voltage output from the voltage converter at least for a predetermined period.
[0025]
Preferably, the control device starts control to increase the output voltage for a predetermined period after a predetermined period has elapsed after detecting the second state.
[0026]
More preferably, when the output voltage is increased for a predetermined period, the control device controls the voltage converter so as to output an output voltage equal to or higher than the sum of the power consumption of the electric load system and the charging power of the second power supply.
[0027]
More preferably, the first state is a state in which the output voltage of the first power supply is lowered.
[0028]
More preferably, it further comprises storage means for storing a state where it is necessary to perform control for increasing the output voltage for a predetermined period, and the control device performs control for increasing the output voltage for a predetermined period according to the state stored in the storage means. Do.
[0029]
According to the present invention, the power supply control method is a power supply control method in a power supply system including a voltage converter that converts the voltage output from the first power supply and supplies the voltage to the electric load system and the second power supply. A first step of detecting that the output voltage output from the voltage converter has shifted to a second state that recovers from the first state in which the output voltage is lower than the current value during normal operation; And a second step of controlling the voltage converter to increase the output voltage to be output for at least a predetermined period.
[0030]
Preferably, the second step includes a first sub-step for detecting that a certain period has elapsed from the time of detection of the second state, and increasing the output voltage for a predetermined period in response to detecting the passage of the certain period. And a second sub-step for performing control.
[0031]
Preferably, the second step includes: a first sub-step for detecting that a certain period has elapsed since the detection of the second state; and a power consumption of the electric load system in response to detecting the passage of the certain period. And a second sub-step for controlling the voltage converter to output an output voltage equal to or higher than the sum of the charging power of the second power source.
[0032]
More preferably, in the first step, the first sub-step for detecting that the voltage converter is in the first state and information indicating that the voltage converter is in the first state are stored in the storage means. A second sub-step of storing and a third sub-step of detecting that the voltage converter has transitioned to the second state, wherein the second step was in the first state A fourth sub-step for reading out the information indicating that from the storage means, and a fifth sub-step for performing control to increase the output voltage for a predetermined period in response to reading out the information.
[0033]
More preferably, the second step further includes a sixth sub-step for detecting that a certain period of time has elapsed since the detection of the second state, and in the fifth sub-step, the voltage converter is in the first state. In response to reading out the information indicating that a certain period has elapsed and detecting the passage of a predetermined period, control is performed to increase the output voltage for a predetermined period.
[0034]
More preferably, the predetermined period is a period proportional to a period during which the output voltage is in the first state or a period during which the output voltage is in the first state.
[0035]
Furthermore, according to the present invention, a program for causing a computer to execute power supply control in a power supply system including a voltage converter that converts a voltage output from a first power supply and supplies the voltage to an electric load system and a second power supply. The computer-readable recording medium on which is recorded is a first medium that detects that the output voltage output from the voltage converter has shifted to a second state that recovers from the first state in which the output voltage is lower than the current value during normal operation. A computer-readable recording medium on which a program for causing a computer to execute the first step and the second step of controlling the voltage converter to increase the output voltage output from the voltage converter at least for a predetermined period is recorded It is.
[0036]
Preferably, the second step includes a first sub-step for detecting that a certain period has elapsed from the time of detection of the second state, and increasing the output voltage for a predetermined period in response to detecting the passage of the certain period. And a second sub-step for performing control.
[0037]
Preferably, the second step includes: a first sub-step for detecting that a certain period has elapsed since the detection of the second state; and a power consumption of the electric load system in response to detecting the passage of the certain period. And a second sub-step for controlling the voltage converter to output an output voltage equal to or higher than the sum of the charging power of the second power source.
[0038]
More preferably, in the first step, the first sub-step for detecting that the voltage converter is in the first state and information indicating that the voltage converter is in the first state are stored in the storage means. A second sub-step of storing and a third sub-step of detecting that the voltage converter has transitioned to the second state, wherein the second step was in the first state And a fourth sub-step for reading information indicating that the voltage converter is in the first state, and a control for increasing the output voltage for a predetermined period in response to reading the information indicating that the voltage converter is in the first state. 5 substeps.
[0039]
More preferably, the second step further includes a sixth sub-step for detecting that a certain period of time has elapsed since the detection of the second state, and in the fifth sub-step, the voltage converter is in the first state. In response to reading out the information indicating that a certain period has elapsed and detecting the passage of a predetermined period, control is performed to increase the output voltage for a predetermined period.
[0040]
More preferably, the predetermined period is a period proportional to a period during which the output voltage is in the first state or a period during which the output voltage is in the first state.
[0041]
In the present invention, in an auxiliary system consisting of a voltage converter, an electric load system, and a second power source connected to a first power source as a main power source, a voltage supplied from the first power source to the voltage converter When the output current of the voltage converter becomes a low current value and then returns to the current value during normal operation, the second power supply is charged with a voltage higher than normal from the voltage converter. Therefore, the charge amount of the auxiliary system can be recovered earlier with a simpler configuration than in the past.
[0042]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.
[0043]
Referring to FIG. 1, a power supply system 100 according to an embodiment of the present invention includes DC power supplies B1, B2, voltage sensors 10, 13, 27, 28, system relays SR1, SR2, capacitors C1-C3, Boost converter 12, inverter 14, current sensor 24, DC / DC converter 25, load 26, temperature sensor 29, and control device 30 are provided.
[0044]
The motor M1 is a drive motor for generating torque for driving drive wheels of a hybrid vehicle or an electric vehicle. Alternatively, the motor may have a function of a generator driven by an engine, and may operate as an electric motor for the engine so that, for example, the engine can be started. In this case, the motor M1 may be designed to have only a starting function or a power generation function so that no driving force is obtained by the motor M1.
[0045]
The load 26 is a variety of auxiliary equipment or electrical components mounted on a vehicle such as a light and air conditioner inverter mounted on a hybrid vehicle or an electric vehicle.
[0046]
Boost converter 12 includes a reactor L1, NPN transistors Q1, Q2, and diodes D1, D2. Reactor L1 has one end connected to the power supply line of DC power supply B1, and the other end connected to the intermediate point between NPN transistor Q1 and NPN transistor Q2, that is, between the emitter of NPN transistor Q1 and the collector of NPN transistor Q2. The NPN transistors Q1 and Q2 are connected in series between the power supply line and the earth line. The collector of NPN transistor Q1 is connected to the power supply line, and the emitter of NPN transistor Q2 is connected to the ground line. In addition, diodes D1 and D2 that allow current to flow from the emitter side to the collector side are disposed between the collector and emitter of each NPN transistor Q1 and Q2.
[0047]
Inverter 14 includes a U-phase arm 15, a V-phase arm 16, and a W-phase arm 17. U-phase arm 15, V-phase arm 16, and W-phase arm 17 are provided in parallel between the power supply line and the earth line.
[0048]
The U-phase arm 15 includes NPN transistors Q3 and Q4 connected in series, the V-phase arm 16 includes NPN transistors Q5 and Q6 connected in series, and the W-phase arm 17 includes NPN transistors Q7 and Q7 connected in series. Consists of Q8. Further, diodes D3 to D8 that flow current from the emitter side to the collector side are connected between the collectors and emitters of the NPN transistors Q3 to Q8, respectively.
[0049]
An intermediate point of each phase arm is connected to each phase end of each phase coil of motor M1. That is, the motor M1 is a three-phase permanent magnet motor, and is configured such that one end of three U, V, and W phase coils is commonly connected to the middle point, and the other end of the U phase coil is the NPN transistors Q3 and Q4. The other end of the V-phase coil is connected to the intermediate point of the NPN transistors Q5 and Q6, and the other end of the W-phase coil is connected to the intermediate point of the NPN transistors Q7 and Q8.
[0050]
The DC power supply B1 is composed of a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion. DC power supply B1 outputs a DC voltage of about 280V, for example. The voltage sensor 10 detects the voltage V1 output from the DC power supply B1 and outputs the detected voltage V1 to the control device 30. System relays SR1 and SR2 are turned on by a signal SE from control device 30. Capacitor C1 smoothes the DC voltage supplied from DC power supply B1, and supplies the smoothed DC voltage to boost converter 12.
[0051]
Boost converter 12 boosts the DC voltage supplied from capacitor C1 and supplies the boosted voltage to capacitor C2. More specifically, when boosting converter 12 receives signal PWU from control device 30, boosting converter 12 boosts the DC voltage according to the period during which NPN transistor Q2 is turned on by signal PWU, and supplies the boosted voltage to capacitor C2. In this case, the NPN transistor Q1 is turned off by the signal PWU. Further, when step-up converter 12 receives signal PWD from control device 30, step-up converter 12 steps down the DC voltage supplied from inverter 14 via capacitor C2 and charges DC power supply B1. Boost converter 12 boosts, for example, a DC voltage of about 280V supplied from capacitor C1 to about 500V and supplies the boosted voltage to capacitor C2.
[0052]
Capacitor C 2 smoothes the DC voltage from boost converter 12 and supplies the smoothed DC voltage to inverter 14. The voltage sensor 13 detects the voltage across the capacitor C 2, that is, the input voltage IVV to the inverter 14, and outputs the detected input voltage IVV to the control device 30.
[0053]
When the DC voltage is supplied from the capacitor C2, the inverter 14 converts the DC voltage into an AC voltage based on the signal PWMI from the control device 30 and drives the motor M1. Thereby, the motor M1 is driven so as to generate the torque specified by the torque command value TR. Further, the inverter 14 converts the AC voltage generated by the motor M1 into a DC voltage based on the signal PWMC from the control device 30 during regenerative braking of the hybrid vehicle or electric vehicle on which the power supply system 100 is mounted, and the conversion is performed. A DC voltage is supplied to the boost converter 12 via the capacitor C2. Note that regenerative braking here refers to braking with regenerative power generation when the driver driving a hybrid vehicle or electric vehicle performs foot braking, or turning off the accelerator pedal while driving, although the foot brake is not operated. This includes decelerating the vehicle (or stopping acceleration) while generating regenerative power.
[0054]
Current sensor 24 detects motor current MCRT flowing through motor M 1 and outputs the detected motor current MCRT to control device 30.
[0055]
The voltage sensor 27 detects the input voltage V 2 to the DC / DC converter 25 and outputs it to the control device 30. The temperature sensor 29 detects the element temperature TC in the DC / DC converter 25 and outputs the detected element temperature TC to the control device 30. The DC / DC converter 25 steps down the DC voltage supplied from the DC power supply B1 by the signal MDRS from the control device 30 and supplies the voltage to the capacitor C3. In this case, for example, the DC / DC converter 25 steps down the input voltage of about 280 V to a voltage in the range of 14 to 16 V and supplies it to the capacitor C3.
[0056]
Capacitor C3 smoothes the DC voltage from DC / DC converter 25 and supplies it to load 26 and DC power supply B2. As a result, the DC power supply B2 is charged and the load 26 is driven. The voltage sensor 28 detects the output voltage V3 of the DC power supply B2 and outputs it to the control device 30. The DC power supply B2 supplies a DC voltage to the load 26 when the power supplied from the DC / DC converter 25 to the load 26 via the capacitor C3 is less than the power consumption of the load 26.
[0057]
The control device 30 includes a torque command value TR and a motor rotational speed MRN input from an externally provided ECU (Electrical Control Unit), a voltage V1 from the voltage sensor 10, an input voltage IVV from the voltage sensor 13, and a current sensor. Based on the motor current MCRT 24, a signal PWU for driving the boost converter 12 and a signal PWMI for driving the inverter 14 are generated by a method described later, and the generated signal PWU and signal PWMI are respectively boosted. Output to the converter 12 and the inverter 14. Signal PWU is a signal for driving boost converter 12 when boost converter 12 converts the DC voltage from capacitor C1 into input voltage IVV.
[0058]
When control device 30 receives a signal RGE indicating that the hybrid vehicle or electric vehicle has entered the regenerative braking mode from an external ECU, signal PWMC for converting the AC voltage generated by motor M1 into a DC voltage. Is output to the inverter 14. In this case, the NPN transistors Q4, Q6, Q8 of the inverter 14 are switching-controlled by the signal PWMC. That is, NPN transistors Q6 and Q8 are turned on when power is generated in the U phase of motor M1, NPN transistors Q4 and Q8 are turned on when power is generated in V phase, and NPN transistors Q4 and Q6 are turned on when power is generated in W phase. Turned on. Thereby, the inverter 14 converts the AC voltage generated by the motor M1 into a DC voltage and supplies it to the boost converter 12.
[0059]
Further, the control device 30 controls the DC / DC converter 25 by a method described later based on the input voltage V2 from the voltage sensor 27, the output voltage V3 from the voltage sensor 28, and the element temperature TC from the temperature sensor 29. The signal MDRS is generated and the generated signal MDRS is output to the DC / DC converter 25.
[0060]
Further, control device 30 generates signal SE for turning on system relays SR1 and SR2, and outputs the signal SE to system relays SR1 and SR2.
[0061]
FIG. 2 is a functional block diagram of the control device 30. Referring to FIG. 2, control device 30 includes motor torque control means 301, voltage conversion control means 302, and converter control means 303. The motor torque control means 301 is based on the torque command value TR, the output voltage V1 of the DC power supply B1, the motor current MCRT, the motor rotational speed MRN, and the input voltage IVV to the inverter 14 when the motor M1 is driven by the method described later. A signal PWU for turning on / off NPN transistors Q1, Q2 of boost converter 12 and a signal PWMI for turning on / off NPN transistors Q3-Q8 of inverter 14 are generated, and the generated signal PWU and signal PWMI are generated. Are output to boost converter 12 and inverter 14, respectively.
[0062]
When the voltage conversion control means 302 receives a signal RGE indicating that the hybrid vehicle or the electric vehicle has entered the regenerative braking mode from the external ECU during regenerative braking, the voltage conversion control means 302 decreases the DC voltage supplied from the inverter 14. PWD is generated and output to boost converter 12. Thus, the boost converter 12 can also lower the voltage by the signal PWD for stepping down the DC voltage, and thus has a bidirectional converter function. Further, when the signal RGE is received from an external ECU during regenerative braking, the voltage conversion control means 302 generates a signal PWMC for converting the AC voltage generated by the motor M1 into a DC voltage, and outputs the signal PWMC to the inverter 14.
[0063]
Based on the input voltage V2 to the DC / DC converter 25, the output voltage V3 of the DC power supply B2, and the element temperature TC of the DC / DC converter 25, the converter control means 303 generates a signal MDRS by a method described later to generate DC / DC Output to the DC converter 25.
[0064]
FIG. 3 is a functional block diagram of the motor torque control means 301. Referring to FIG. 3, motor torque control means 301 includes motor control phase voltage calculation unit 40, inverter PWM signal conversion unit 42, inverter input voltage command calculation unit 50, and converter duty ratio calculation unit 52. Converter PWM signal converter 54.
[0065]
Motor control phase voltage calculation unit 40 receives input voltage IVV to inverter 14 from voltage sensor 13, receives motor current MCRT flowing in each phase of motor M1 from current sensor 24, and receives torque command value TR from an external ECU. . Then, the motor control phase voltage calculation unit 40 calculates the voltage to be applied to the coils of each phase of the motor M1 based on these input signals, and the calculated result to the inverter PWM signal conversion unit 42. Output. Based on the calculation result received from the motor control phase voltage calculation unit 40, the inverter PWM signal conversion unit 42 generates a signal PWMI that actually turns on / off each of the NPN transistors Q3 to Q8 of the inverter 14, and generates the signal PWMI. The signal PWMI is output to the NPN transistors Q3 to Q8 of the inverter 14.
[0066]
Thereby, each NPN transistor Q3-Q8 is switching-controlled, and controls the electric current which flows through each phase of the motor M1 so that the motor M1 may output the commanded torque. In this way, the motor drive current is controlled, and a motor torque corresponding to the torque command value TR is output.
[0067]
On the other hand, inverter input voltage command calculation unit 50 calculates an optimum value (target value) of the inverter input voltage based on torque command value TR and motor rotational speed MRN, and uses the calculated optimum value for converter duty ratio calculation unit 52. Output to.
[0068]
Based on output voltage V1 (battery voltage V1) from voltage sensor 10, converter duty-ratio calculation unit 52 converts input voltage IVV from voltage sensor 13 to an optimum value output from inverter input voltage command calculation unit 50. Calculate the duty ratio for setting. Converter PWM signal converter 54 generates signal PWU for turning on / off NPN transistors Q1 and Q2 of boost converter 12 based on the duty ratio from converter duty ratio calculator 52. Then, converter PWM signal converter 54 outputs the generated signal PWU to NPN transistors Q1 and Q2 of boost converter 12. Then, NPN transistors Q1 and Q2 of boost converter 12 are turned on / off based on signal PWU. Thereby, boost converter 12 converts the DC voltage so that input voltage IVV becomes an optimum value.
[0069]
Note that increasing the on-duty of the NPN transistor Q2 on the lower side of the boost converter 12 increases the power storage in the reactor L1, so that a higher voltage output can be obtained. On the other hand, increasing the on-duty of the upper NPN transistor Q1 reduces the voltage of the power supply line. Therefore, by controlling the duty ratio of the NPN transistors Q1 and Q2, the voltage of the power supply line can be controlled to an arbitrary voltage higher than the output voltage of the DC power supply B1.
[0070]
Referring to FIG. 4, DC / DC converter 25 includes MOS transistors 251 to 254, transformers 255 and 256, diodes 257 and 258, a coil 259, and a capacitor 260.
[0071]
MOS transistors 251 and 252 are connected in series between power supply line 31 and earth line 32. MOS transistors 253 and 254 are connected in series between power supply line 31 and earth line 32. MOS transistors 251 and 252 are connected in parallel with MOS transistors 253 and 254 between power supply line 31 and earth line 32.
[0072]
Transformer 255 has one end connected to node N1 between MOS transistor 251 and MOS transistor 252, and the other end connected to node N2 between MOS transistor 253 and MOS transistor 254.
[0073]
The transformer 256 is provided to face the transformer 255. The diode 257 is connected between the transformer 256 and the coil 259 so that the output current Io flows from the transformer 256 to the coil 259.
[0074]
The diode 258 is connected between the transformer 256 and the node N3 so as to block the current from the node N3 between the diode 257 and the coil 259 to the low voltage side of the transformer 256. The coil 259 is connected between the diode 257 and the load 26.
[0075]
Capacitor 260 is connected between the output side of coil 259 and ground node 261, smoothes the output voltage from coil 259, and supplies it to load 26.
[0076]
When the MOS transistors 251 and 254 are turned on and the MOS transistors 252 and 253 are turned off, the input current Iin passes through the path of the power supply line 31, the MOS transistor 251, the node N1, the transformer 255, the node N2, the MOS transistor 254, and the ground line 32. Flows. The transformers 255 and 256 step down the input voltage Vin according to the winding ratio and output the output voltage Vo.
[0077]
On the secondary side of the DC / DC converter 25, the path of the transformer 256, the diode 257, the coil 259, the load 26, and the ground node 261, or the path of the transformer 256, the diode 257, the coil 259, the DC power supply B2, and the ground node 261. The output current Io flows.
[0078]
The input current Iin changes according to the rate at which the MOS transistors 251 and 254 are turned on / off, that is, the duty ratio, and the voltage applied to the transformer 255 changes. That is, when the duty ratio of the MOS transistors 251 and 254 increases, the input current Iin increases and the voltage applied to the transformer 255 increases. Further, when the duty ratio of the MOS transistors 251 and 254 decreases, the input current Iin decreases and the voltage applied to the transformer 255 decreases.
[0079]
Since the transformers 255 and 256 step down the voltage applied to the transformer 255 according to the voltage level, the output voltage Vo on the secondary side of the DC / DC converter 25 becomes the voltage applied to the transformer 255. Will change accordingly.
[0080]
Converter control means 303 includes a determination circuit 3031, a memory 3032, and a MOSFET drive control circuit 3033.
[0081]
The determination circuit 3031 receives the input voltage V2 to the DC / DC converter 25 detected by the voltage sensor 27 and the element temperature TC in the DC / DC converter 25 detected by the temperature sensor 29. Then, the determination circuit 3031 determines whether the mode MDE in the DC / DC converter 25 is the output limit mode, the normal output mode, or the high output mode based on the input voltage V2 and the element temperature TC, and the determination result Is output to the MOSFET drive control circuit 3033. In this case, the determination circuit 3031 outputs the determination result MDE1 to the MOSFET drive control circuit 3033 when the mode MDE is the output restriction mode, and outputs the determination result MDE2 to the MOSFET drive control circuit 3033 when the mode MDE is the normal output mode. When the mode MDE is the high output mode, the determination result MDE3 is output to the MOSFET drive control circuit 3033.
[0082]
The normal output mode, output limit mode, and high output mode will be described with reference to FIGS. FIG. 5 is a diagram for explaining the normal output mode, FIG. 6 is a diagram for explaining the output restriction mode, and FIG. 7 is a diagram for explaining the high output mode. 5, FIG. 6, and FIG. 7 show a simplified auxiliary system including a DC / DC converter 25, a load 26, and a DC power supply B2 connected to a DC power supply B1 that is a main power supply.
[0083]
Referring to FIG. 5, in the normal output mode, DC / DC converter 25 steps down DC voltage of about 280V output from DC power supply B1 to DC voltage of about 14V and supplies it to load 26 and DC power supply B2. To do. In the normal output mode, since the power reduction in the DC power supply B2 is small, the current I1 flowing from the DC / DC converter 25 to the load 26 is a large current, and the current I2 flowing from the DC / DC converter 25 to the DC power supply B2 is large. Is a small current. Thus, in the normal output mode, the DC / DC converter 25 charges the DC power supply B2 while supplying power and driving the load 26.
[0084]
Referring to FIG. 6, in the output limiting mode, the DC voltage supplied from DC power supply B1 to DC / DC converter 25 decreases, so that DC / DC converter 25 sufficiently supplies power consumed by load 26. The DC power supply B2 supplies almost all the DC voltage for driving the load 26. Therefore, the DC current I1 supplied from the DC / DC converter 25 to the load 26 is a small current, and the DC current I3 supplied from the DC power supply B2 to the load 26 is a large current. Thus, in the output restriction mode, the DC power supply B2 supplies most of the DC power consumed by the load 26.
[0085]
Referring to FIG. 7, in the high output mode, DC / DC converter 25 steps down the DC voltage of about 280V output from DC power supply B1 to a DC voltage in the range of 15 to 16V, and the reduced DC voltage. Is supplied to the load 26 and the DC power source B2. In this case, since the DC / DC converter 25 outputs an output voltage (15 to 16 V) higher than the output voltage (about 14 V) in the normal output mode, the DC current I1 and DC flowing from the DC / DC converter 25 to the load 26 are output. DC current I2 flowing from / DC converter 25 to DC power supply B2 is a large current. Thus, in the high output mode, the DC / DC converter 25 supplies a large current to drive the load 26 and charges the DC power supply B2.
[0086]
Referring to FIG. 4 again, when MOSFET drive control circuit 3033 receives determination result MDE1 from determination circuit 3031 indicating that mode MDE in DC / DC converter 25 is the output limiting mode, MOS drive circuits 252 and 254 are turned on. The MOS transistors 251 and 254 are driven to turn off and minimize the on-duty. When the MOSFET drive control circuit 3033 drives the MOS transistors 251 to 254 in the output restriction mode, the MOSFET drive control circuit 3033 accesses the memory 3032 and increases the count value stored in the memory 3032 by “1”.
[0087]
Further, when the MOSFET drive control circuit 3033 receives the determination result MDE2 indicating that the mode MDE in the DC / DC converter 25 is the normal output mode from the determination circuit 3031, the MOS transistor 251 so that the output voltage Vo becomes about 14V. Drive ~ 254.
[0088]
Further, the MOSFET drive control circuit 3033 receives the determination result MDE3 indicating that the mode MDE in the DC / DC converter 25 is the high output mode from the determination circuit 3031 so that the output voltage Vo becomes about 15 to 16V. The transistors 251 to 254 are driven. Then, the MOSFET drive control circuit 3033 accesses the memory 3032 and decreases the count value stored in the memory 3032 by “1”.
[0089]
Preferably, when MOSFET determination control circuit 3033 receives determination result MDE3 from determination circuit 3031, it is necessary to sufficiently charge DC power supply B2 based on output voltage V3 of DC power supply B2 received from voltage sensor 28. The charging power and the power consumption of the load 26 are calculated, and the MOS transistors 251 to 254 are driven so as to output a power equal to or higher than the sum of the charging power and the power consumption. That is, the MOSFET drive control circuit 3033 outputs the output voltage necessary for supplying the load 26 and the DC power supply B2 with power equal to or higher than the sum of the charging power of the DC power supply B2 and the power consumption of the load 26. 251 to 254 are driven. As a result, it is possible to supply the load 26 and the DC power supply B2 with power for normally driving the load 26 and sufficiently charging the DC power supply B2.
[0090]
The necessary charging power is calculated as follows. The output voltage V3 from the voltage sensor 28 is an open circuit voltage (OCV) of the DC power supply B2, and the open circuit voltage OCV has a certain relationship with the charge capacity (SOC: Scale Of Charge). If the current open-end voltage OCV of the DC power supply B2 is detected, the current charge capacity SOC of the DC power supply B2 can be detected from the detected open-end voltage OCV. Since the full charge capacity of the DC power supply B2 is known in advance, the charge capacity required to fully charge the DC power supply B2 can be detected by subtracting the current charge capacity from the full charge capacity. Therefore, MOSFET drive control circuit 3033 maintains the relationship between open-circuit voltage OCV and charge capacity SOC and the full charge capacity of DC power supply B2, and based on output voltage V3 received from voltage sensor 28, DC power supply B2 The current charge capacity is detected with reference to the relationship between the open-circuit voltage OCV and the charge capacity SOC. Then, the MOSFET drive control circuit 3033 detects the charge capacity necessary to fully charge the DC power supply B2 by subtracting the current charge capacity from the full charge capacity.
[0091]
Further, since the power consumption at the load 26 is known in advance, the MOSFET drive control circuit 3033 holds the power consumption at the load 26.
[0092]
With reference to FIG. 8, the operation in the power supply system including DC power supply B1, DC / DC converter 25, load 26 and DC power supply B2 will be described. When a series of operations is started, the determination circuit 3031 of the converter control unit 303 receives the input voltage V2 to the DC / DC converter 25 from the voltage sensor 27, and the element temperature TC in the DC / DC converter 25 from the temperature sensor 29. receive. Then, the determination circuit 3031 determines whether or not the input voltage V2 is equal to or lower than a reference value (step S1). More specifically, the determination circuit 3031 determines whether or not the input voltage V2 is equal to or lower than the reference value of 200V.
[0093]
When the determination circuit 3031 determines that the input voltage V2 is not equal to or less than the reference value, the determination circuit 3031 determines whether the element temperature TC is higher than the output limit temperature TRA (step S2). When it is determined that the element temperature TC is not higher than the output limit temperature TRA, the process proceeds to step S5.
[0094]
On the other hand, in step S1, when the input voltage V2 is equal to or lower than the reference value, or when the element temperature TC is higher than the output limit temperature TRA, the determination circuit 3031 has the mode MDE in the DC / DC converter 25 in the output limit mode. And the determination result MDE1 is output to the MOSFET drive control circuit 3033.
[0095]
When MOSFET determination control circuit 3033 receives determination result MDE1 from determination circuit 3031, it turns off MOS transistors 252 and 253 and drives MOS transistors 251 and 254 so that the on-duty is minimized. Therefore, the DC / DC converter 25 supplies a small current to the load 26, and the DC power source B2 supplies a large current to drive the load 26. That is, output restriction is performed (step S3). Then, the MOSFET drive control circuit 3033 accesses the memory 3032 and increases the count value stored in the memory 3032 by “1” (step S4). Then, it returns to step S1.
[0096]
If it is determined in step S2 that the element temperature TC is equal to or lower than the output limit temperature TRA, the determination circuit 3031 determines whether or not the element temperature TC is higher than the output return temperature TRB (step S5). When it is determined in step S5 that the element temperature TC is not higher than the output return temperature TRB, the determination circuit 3031 determines whether or not the element temperature TC is higher than the high output possible temperature THC (step S6). When it is determined in step S6 that the element temperature TC is not higher than the high output possible temperature THC, the determination circuit 3031 accesses the memory 3032, reads the count value stored in the memory 3032, and the count value is “1”. It is determined whether or not it is greater than or equal to “step S7”.
[0097]
When it is determined in step S5 that the element temperature TC is higher than the output return temperature TRB, or in step S6, it is determined that the element temperature TC is higher than the high output possible temperature THC, or in step S7, the count value is “ When it is determined that it is not 1 ″ or more, the determination circuit 3031 determines that the mode MDE in the DC / DC converter 25 is the normal output mode, and outputs the determination result MDE2 to the MOSFET drive control circuit 3033. The MOSFET drive control circuit 3033 drives the MOS transistors 251 to 254 so that the output voltage of the DC / DC converter 25 is about 14V. That is, normal output is performed (step S8). Then, it returns to step S1.
[0098]
When it is determined in step S5 that the element temperature TC is higher than the output return temperature TRB, the element temperature TC is in the range of output return temperature TRB <TC ≦ output limit temperature TRA. It is determined that the DC / DC converter 25 can be driven in the normal output mode, and the DC / DC converter 25 is driven in the normal output mode. When it is determined in step S6 that the element temperature TC is higher than the high output possible temperature THC, the element temperature TC is in the range of the high output possible temperature THC <TC ≦ the output return temperature TRB. Is determined that it is difficult to drive the DC / DC converter 25 in the high output mode, and the DC / DC converter 25 is driven in the normal output mode. Furthermore, when it is determined in step S7 that the count value is not “1” or more, the DC / DC converter 25 is not driven in the output limiting mode (see steps S3 and S4), and therefore the charging capacity of the DC power source B2 is It has not decreased. Therefore, the determination circuit 3031 determines that there is no need to charge the DC power source B2 by driving the DC / DC converter 25 in the high output mode, and drives the DC / DC converter 25 in the normal output mode. is there.
[0099]
On the other hand, when it is determined in step S7 that the count value is “1” or more, the DC / DC converter 25 is already driven in the output limiting mode (see steps S3 and S4), and therefore the DC power supply B2 is charged. Capacity is consumed. Therefore, the determination circuit 3031 determines that it is necessary to drive the DC / DC converter 25 in the high output mode to supply a large current to the load 26 and the DC power supply B2, and outputs the determination result MDE3 to the MOSFET drive control circuit 3033. To do.
[0100]
Then, MOSFET drive control circuit 3033 drives MOS transistors 251 to 254 so that the output voltage from DC / DC converter 25 falls within the range of 15 to 16 V in accordance with determination result MDE3. That is, the DC / DC converter 25 is driven in the high output mode (step S9). When the DC / DC converter 25 is driven in the high output mode, the MOSFET drive control circuit 3033 accesses the memory 3032 and decreases the count value stored in the memory 3032 by “1” (step S10). Then, it returns to step S1.
[0101]
The reason why the count value is decreased by “1” in step S10 is that if the DC / DC converter 25 is driven in the high output mode, the reduced charge capacity of the DC power source B2 in the output limit mode is compensated. is there.
[0102]
In the present invention, the operation in the power supply system including DC power supply B1, DC / DC converter 25, load 26 and DC power supply B2 may be performed according to the flowchart shown in FIG.
[0103]
The flowchart shown in FIG. 9 is the same as the flowchart shown in FIG. 8 except that step S11 is inserted between step S7 and step S9 of the flowchart shown in FIG. Referring to FIG. 9, when it is determined in step S7 that the count value is “1” or more, determination circuit 3031 determines that the count value is “1” or more, that is, DC / DC. It is determined whether or not a certain period has elapsed since it was determined that the converter 25 should be driven in the high output mode. If it is determined that the certain period has elapsed, the determination result MDE3 is output to the MOSFET drive control circuit 3033. (Step S11). In step S9, the DC / DC converter 25 is driven in the high output mode as described above.
[0104]
In step S11, it is determined that the elapse of the certain period of time is that the element temperature TC is higher than the high output possible temperature THC even if it is determined in step S6 that the element temperature TC is equal to or lower than the high output possible temperature THC. It is not clear whether the temperature is low, and it is better to drive the DC / DC converter 25 in the high output mode after the element temperature TC is sufficiently lower than the high output possible temperature THC. The DC / DC converter 25 is driven in the high output mode after a certain period of time has elapsed since it was determined that it should be driven.
[0105]
Note that determining that the element temperature TC is higher than the output limit temperature TRA in step S2 of FIGS. 8 and 9 corresponds to determining that the output current of the DC / DC converter 25 is in the low current mode. In step S5, determining that the element temperature TC is higher than the output return temperature TRB corresponds to detecting that the output current of the DC / DC converter 25 has shifted from the low current mode to the mode restored.
[0106]
FIG. 10 shows the time course of the output voltage and element temperature in the DC / DC converter 25. Referring to FIG. 10, at point A where element temperature TC is higher than output limit temperature TRA, DC / DC converter 25 is driven in the output limit mode (see steps S2 to S4). The output voltage of the DC / DC converter 25 greatly decreases, and the element temperature TC of the DC / DC converter 25 also decreases. At point B where the element temperature TC is higher than the output return temperature TRB, the DC / DC converter 25 is driven in the normal output mode (see steps S5 and S8), so the output voltage of the DC / DC converter 25 is about The temperature rises to about 14, and the element temperature TC is substantially held at the output return temperature TRB. Therefore, the period from the point A to the point B is the output limiting period, and when the element temperature TC reaches the point B, the count value stored in the memory 3032 is increased by “1”.
[0107]
Then, after a certain period of time has elapsed after point B (see step S11 in FIG. 9), when the element temperature TC reaches a point C lower than the high output possible temperature THC, the DC / DC converter 25 is driven in the high output mode. Therefore, the DC / DC converter 25 outputs an output voltage of 15 to 16 V higher than the output voltage (about 14 V) in the normal output mode, and the element temperature TC rises. Therefore, the period from the point C to the point D is a high output period, the count value stored in the memory 3032 at the time of the point D is decreased by “1”, and the count value becomes “0”.
[0108]
The high output period is set to a period proportional to the output restriction period or the same period as the output restriction period. This is because the high output mode is a mode that compensates for the reduced charge capacity when the DC power supply B2 supplies a DC voltage to the load 26 in the output limiting mode.
[0109]
FIG. 11 shows the time course of the input voltage and output voltage in the DC / DC converter 25. Referring to FIG. 11, since the normal output mode is set until timing t1, the input voltage and the output voltage hold normal values. Then, the input voltage decreases at timing t1, and the output voltage also decreases when the output restriction mode is entered. The output restriction period continues until timing t2, and when the input voltage returns to the normal value at timing t2 and enters the normal output mode, the output voltage also becomes the normal value. Thereafter, when the high output mode is entered at timing t3, the output voltage becomes 15 to 16 V, which is higher than the normal value (about 14 V). At a timing t4, the count value stored in the memory 3032 is decreased by “1”, and the count value becomes “0”. Note that the input voltage is held at a normal value after timing t2.
[0110]
With reference to FIG. 1 again, the operation in the power supply system 100 will be described. When torque command value TR is input from an external ECU, control device 30 generates signal SE for turning on system relays SR1 and SR2 and outputs the signal SE to system relays SR1 and SR2, and motor M1 receives torque command. Signal PWU and signal PWMI for controlling boost converter 12 and inverter 14 to generate value TR are generated and output to boost converter 12 and inverter 14, respectively.
[0111]
DC power supply B1 outputs a DC voltage, and system relays SR1 and SR2 supply the DC voltage to capacitor C1 and DC / DC converter 25. Capacitor C 1 smoothes the supplied DC voltage and supplies the smoothed DC voltage to boost converter 12.
[0112]
Then, NPN transistors Q1 and Q2 of boost converter 12 are turned on / off according to signal PWU from control device 30, converts a DC voltage, and supplies the same to capacitor C2. The voltage sensor 13 detects an input voltage IVV to the inverter 14 that is a voltage across the capacitor C 2, and outputs the detected input voltage IVV to the control device 30.
[0113]
Capacitor C 2 smoothes the DC voltage from boost converter 12 and supplies the smoothed DC voltage to inverter 14. Based on the signal PWMI from the control device 30, the inverter 14 converts the DC voltage supplied from the capacitor C2 into an AC voltage and drives the motor M1. As a result, the motor M1 generates a torque specified by the torque command value TR.
[0114]
Further, control device 30 generates signal MDRS as described above and outputs it to DC / DC converter 25. The DC / DC converter 25 steps down the DC voltage supplied from the DC power supply B1 and supplies it to the capacitor C3. Capacitor C3 smoothes the output voltage from DC / DC converter 25 and supplies the smoothed DC voltage to load 26 and DC power supply B2. As a result, the load 26 is driven, and the DC power supply B2 is charged in the normal output mode and the high output mode. In the output restriction mode, the DC power supply B2 supplies a DC current to drive the load 26.
[0115]
At the time of regenerative braking of the hybrid vehicle or electric vehicle on which power supply system 100 is mounted, control device 30 receives signal RGE indicating that the regenerative braking mode has been entered from an external ECU, and has been described above according to the received signal RGE. The signal PWMC and the signal PWD are generated by the method, and the generated signal PWMC and the signal PWD are output to the inverter 14 and the boost converter 12, respectively.
[0116]
The motor M1 generates an alternating voltage and supplies it to the inverter 14. Inverter 14 converts an AC voltage into a DC voltage according to signal PWMC from control device 30, and supplies the converted DC voltage to boost converter 12 via capacitor C2. Then, boost converter 12 steps down the DC voltage supplied from inverter 14 in accordance with signal PWD from control device 30, and charges DC power supply B1 via capacitor C1 and system relays SR1 and SR2.
[0117]
In the above description, the DC / DC converter is described as the transformer type DC / DC converter 25. However, in the present invention, the DC / DC converter may be the chopper type DC / DC converter 25A shown in FIG. Good.
[0118]
DC / DC converter 25A includes NPN transistors Q10 and Q11, diodes D10 and D11, and a reactor L2.
[0119]
Reactor L2 has one end connected to load 26 and the power supply line of DC power supply B2, and the other end connected to the intermediate point between NPN transistor Q10 and NPN transistor Q11, that is, between the emitter of NPN transistor Q10 and the collector of NPN transistor Q11. Connected to. NPN transistors Q10 and Q11 are connected in series between power supply line 31 and earth line 32. The collector of NPN transistor Q10 is connected to power supply line 31, and the emitter of NPN transistor Q11 is connected to earth line 32. In addition, diodes D10 and D11 that allow current to flow from the emitter side to the collector side are disposed between the collectors and emitters of the NPN transistors Q10 and Q11.
[0120]
When the DC / DC converter is a chopper type DC / DC converter 25A, the MOSFET drive control circuit 3033 of the converter control means 303 outputs a signal TDRS for turning on / off the NPN transistors Q10 and Q11 of the DC / DC converter 25A. Generated and output to NPN transistors Q10 and Q11. When DC / DC converter 25A steps down the DC voltage, NPN transistor Q10 is turned on and NPN transistor Q11 is turned off. Therefore, signal TDRS is a signal for turning on / off NPN transistor Q10 at a predetermined duty ratio. , And a signal for turning off the NPN transistor Q11. The signal for turning on / off the NPN transistor Q10 at a predetermined duty ratio is determined according to the ratio of stepping down the DC voltage, and the ON period of the NPN transistor Q10 is set short when the ratio of stepping down the DC voltage is large. When the ratio of reducing the DC voltage is small, the ON period of the NPN transistor Q10 is set to be long. When the DC / DC converter 25A is driven in each mode described above, the NPN transistors Q10 and Q11 are turned on / off with a duty corresponding to each mode.
[0121]
Control in each mode of the DC / DC converter 25A is performed according to the flowcharts shown in FIGS.
[0122]
The voltage conversion control in the DC / DC converters 25 and 25A is actually performed by a CPU (Central Processing Unit), and the CPU reads a program including each step of the flowcharts shown in FIGS. 8), the read program is executed, and the duty ratios of the MOS transistors 251 to 254 of the DC / DC converter 25 or the NPN transistors Q10 and Q11 of the DC / DC converter 25A are executed according to the flowcharts shown in FIGS. Is varied according to each mode to control the step-down of the DC voltage supplied from the DC power supply B1 to the output voltage. Therefore, the ROM corresponds to a computer (CPU) readable recording medium in which a program having the steps of the flowcharts shown in FIGS. 8 and 9 is recorded.
[0123]
According to the embodiment of the present invention, when the charging capacity of the auxiliary DC power supply connected to the main power supply decreases, the power supply system drives the DC / DC converter in the high output mode to Since it has a converter control device that controls the DC / DC converter so as to output the output voltage necessary for charging the DC power supply while driving the load, even if the DC power of the auxiliary DC power supply is consumed, The DC power supply can be charged quickly.
[0124]
The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above description of the embodiments but by the scope of claims for patent, and is intended to include meanings equivalent to the scope of claims for patent and all modifications within the scope.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic block diagram of a power supply system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a functional block diagram of the control device shown in FIG.
FIG. 3 is a functional block diagram for explaining functions of motor torque control means shown in FIG. 2;
4 is a circuit diagram of the DC / DC converter shown in FIG. 1 and a functional block diagram of converter control means shown in FIG. 2;
FIG. 5 is a diagram for explaining a normal output mode of the DC / DC converter shown in FIG. 1;
6 is a diagram for explaining an output limiting mode of the DC / DC converter shown in FIG. 1. FIG.
7 is a diagram for explaining a high output mode of the DC / DC converter shown in FIG. 1; FIG.
FIG. 8 is a flowchart for explaining an operation in each mode of the DC / DC converter shown in FIG. 1;
FIG. 9 is another flowchart for explaining the operation in each mode of the DC / DC converter shown in FIG. 1;
FIG. 10 is a diagram showing a time course of output voltage and element temperature.
FIG. 11 is a diagram showing the passage of time of input voltage and output voltage.
FIG. 12 is a circuit diagram of a chopper type DC / DC converter.
FIG. 13 is a conventional functional block diagram of a power supply system mounted on a hybrid vehicle or an electric vehicle.
[Explanation of symbols]
10, 13, 27, 28, 501, 504 Voltage sensor, 12 step-up converter, 14,506 inverter, 15 U-phase arm, 16 V-phase arm, 17W-phase arm, 24,507 current sensor, 25, 25A, 509 DC / DC converter, 26,511 load, 29 temperature sensor, 30,520 control device, 31 power supply line, 32 ground line, 40 motor control phase voltage calculation unit, 42 inverter PWM signal conversion unit, 50 inverter input voltage command calculation unit , 52 Converter duty ratio calculation unit, 54 Converter PWM signal conversion unit, 100,500 power supply system, 251 to 254 MOS transistor, 255, 256 transformer, 259 coil, 261 ground node, 301 motor torque control means, 302 voltage conversion Control means 303 Converter control means, 503 converter, 3031 determination circuit, 3032 memory, 3033 MOSFET drive control circuit, B1, B2 DC power supply, SR1, SR2 system relay, C1, C2, 260, 502, 504, 510 capacitor, L1, 311 reactor, Q1-Q11, 312, 313 NPN transistor, D1-D11, 257, 258 diode, M1,508 motor.

Claims

A first power source;
A voltage converter for converting a voltage output from the first power supply;
A second power source to which a voltage from the voltage converter is applied;
An electrical load system receiving a voltage from the voltage converter and / or the second power source;
The operation mode of the power converter is a normal operation mode, an output limiting mode for limiting the output current of the power converter as compared to the normal operation mode, and an output voltage of the power converter is higher than that of the normal operation mode. And a control device for setting to one of the high output modes to be controlled
In the case where the operation mode is set to the output restriction mode in response to establishment of a predetermined restriction condition, the control device releases the output restriction mode in response to establishment of a predetermined release condition. A power supply system that controls the voltage converter to provide an output mode for a predetermined period .

2. The power supply according to claim 1, wherein the control device starts an operation in the high-power mode by the power converter after a predetermined period has elapsed since the high-power mode can be set after the release condition is satisfied. system.

The control device is required to supply the electric load system and the second power source with power more than the sum of the power consumption of the electric load system and the charging power of the second power source in the high output mode. The power supply system according to claim 1, wherein the voltage converter is controlled so as to output a correct output voltage.

The said control apparatus sets the operation mode of the said power converter to the said output restriction | limiting mode, when the input voltage to the said power converter from the said 1st power supply falls below a reference value. Item 4. The power supply system according to any one of Items 3.

A storage means for storing a state that needs to be set to the high output mode ;
The power supply system according to claim 1, wherein the control device sets an operation mode of the power converter to the high output mode according to a state stored in the storage unit.

A power supply control method in a power supply system including a voltage converter for converting a voltage output from a first power supply and supplying the voltage to an electric load system and a second power supply,
A first step of determining the setting and release of the output restriction mode for restricting the output current of the power converter from the normal operation mode ;
When the output restriction mode once set in the first step is canceled, a high output mode for controlling the output voltage of the power converter higher than the normal operation mode is provided for a predetermined period after the cancellation. And a second step of controlling the voltage converter .

The second step includes
A first sub-step for detecting that a certain period of time has elapsed since the release of the output restriction mode in the first step;
The power supply control method according to claim 6, further comprising: a second sub-step of controlling the power converter in the high output mode in response to detecting the elapse of the predetermined period.

The second step includes
A first sub-step for detecting that a certain period of time has elapsed since the release of the output restriction mode in the first step;
In order to supply the electric load system and the second power source with power that is equal to or greater than the sum of the power consumption of the electric load system and the charging power of the second power source in response to detecting the passage of the predetermined period. And a second sub-step of controlling the voltage converter so as to output an output voltage required for the power supply.

The first step includes
A first sub-step of setting the voltage converter to the output restriction mode in response to establishment of a predetermined restriction condition ;
A second sub-step of storing in the storage means information indicating that the voltage converter has been set to the output restriction mode ;
A third substep for releasing the output restriction mode in response to establishment of a predetermined release condition ,
The second step includes
A fourth sub-step of reading from the storage means information indicating that the voltage converter has been set to output limiting mode ;
The power supply control method according to claim 6, further comprising: a fifth sub-step of controlling the power converter in the high output mode in response to reading the information.

The second step further includes a sixth sub-step for detecting that a certain period has elapsed from the time when the output restriction mode is released in the first step ,
10. The power supply control method according to claim 9, wherein, in the fifth sub-step, the power converter is controlled in the high-power mode in response to reading the information and detecting the elapse of the predetermined period. .

The predetermined period is a period that is proportional to a period in which the power converter is set in the output restriction mode or a period that is the same as a period in which the power converter is set in the output restriction mode. The power supply control method according to any one of 10.

A computer-readable record recording a program for causing a computer to execute power control in a power supply system including a voltage converter for converting a voltage output from a first power supply and supplying the voltage to an electric load system and a second power supply A medium,
A first step of determining the setting and release of the output restriction mode for restricting the output current of the power converter from the normal operation mode ;
When the output restriction mode once set in the first step is canceled, a high output mode for controlling the output voltage of the power converter higher than the normal operation mode is provided for a predetermined period after the cancellation. A computer-readable recording medium having recorded thereon a program for causing a computer to execute the second step of controlling the voltage converter .

The second step includes
A first sub-step for detecting that a certain period of time has elapsed since the release of the output restriction mode in the first step;
And a second sub-step for controlling the power converter in the high-power mode in response to detection of the elapse of the certain period of time. A readable recording medium.

The second step includes
A first sub-step for detecting that a certain period of time has elapsed since the release of the output restriction mode in the first step;
In order to supply the electric load system and the second power source with power that is equal to or greater than the sum of the power consumption of the electric load system and the charging power of the second power source in response to detecting the passage of the predetermined period. The computer-readable recording medium which recorded the program for making the computer run of Claim 12 including the 2nd sub-step which controls the said voltage converter so that the output voltage required for 1 may be output.

The first step includes
A first sub-step of setting the voltage converter to the output restriction mode in response to establishment of a predetermined restriction condition ;
A second sub-step of storing in the storage means information indicating that the voltage converter has been set to the output restriction mode ;
A third substep for releasing the output restriction mode in response to establishment of a predetermined release condition ,
The second step includes
A fourth sub-step of reading from the storage means information indicating that the voltage converter has been set to output limiting mode ;
13. A computer readable recording program for causing a computer to execute according to claim 12, comprising: a fifth sub-step for controlling the power converter in the high power mode in response to reading the information. recoding media.

The second step further includes a sixth sub-step for detecting that a certain period has elapsed from the time when the output restriction mode is released in the first step ,
16. The computer-implemented method of claim 15, wherein, in the fifth sub-step, the power converter is controlled in the high power mode in response to reading the information and detecting the passage of the fixed period. A computer-readable recording medium in which a program for causing the program to be recorded is recorded.

13. The predetermined period is a period that is proportional to a period in which the power converter is set in the output restriction mode or a period that is the same as a period in which the power converter is set in the output restriction mode. A computer-readable recording medium on which a program to be executed by the computer according to any one of 16 is recorded.

The said control apparatus sets any one of the said normal operation mode, the said output restriction | limiting mode, and the said high output mode to the said operation mode based on the input voltage and element temperature of the said power converter. 6. The power supply system according to any one of items 5.

The power supply system according to claim 18, wherein the control device prohibits the setting of the high output mode when the element temperature is higher than a predetermined temperature.

The operation mode of the power converter is set to any one of the normal operation mode, the output limiting mode, and the high output mode based on an input voltage and an element temperature of the power converter. The power supply control method according to claim 11.

The power supply control method according to claim 20, further comprising a third step of prohibiting the power converter from being controlled in the high-power mode when the element temperature is higher than a predetermined temperature.

The operation mode of the power converter is set to any one of the normal operation mode, the output limit mode, and the high output mode based on an input voltage and an element temperature of the power converter. The computer-readable recording medium which recorded the program for making the computer of any one of Claim 17 perform.

23. A program for causing a computer to execute the program according to claim 22, further causing the computer to execute a third step of prohibiting the power converter from being controlled in the high output mode when the element temperature is higher than a predetermined temperature. A recorded computer-readable recording medium.