JP4156258B2

JP4156258B2 - Resonant type inverter

Info

Publication number: JP4156258B2
Application number: JP2002091855A
Authority: JP
Inventors: 勝彦古川; 貞夫篠原; 弘明鷹觜
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2002-03-28
Filing date: 2002-03-28
Publication date: 2008-09-24
Anticipated expiration: 2022-03-28
Also published as: JP2003289673A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、スイッチング素子と共振用コンデンサを備えた共振型インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、図５や図６に示すようなソフトスイッチングを行うＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相の共振型インバータは、負荷として３相の誘導電動機や直流ブラシレスモータ等からなるモータＭ１が接続された、例えばＩＧＢＴ（ Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング素子として用いたインバータ部から構成される。インバータ部は、直流電源Ｖ３の両端に、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリッジ構造に接続したものであって、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間には、モータＭ１等の誘導性の負荷が発生する回生エネルギーや誘導性の負荷に蓄えられた電流エネルギーを循環させる目的で、転流ダイオード（ＦＷＤ：Free Wheeling Diode ）Ｄ１〜Ｄ６が接続される。また、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間には、ＩＧＢＴのターンＯＮ時やターンＯＦＦ時に、図５における構成の場合は、双方向スイッチユニットＳＵ１〜ＳＵ３に接続されるインダクタンスＬ１〜Ｌ３との共振によって、また図６における構成の場合は、双方向スイッチユニットＳＵ４〜ＳＵ６に接続されるインダクタンスＬ４〜Ｌ６との共振によって電流を流す共振用コンデンサＣ１〜Ｃ６も接続される。
【０００３】
上述のようなソフトスイッチングを行う共振型インバータでは、共振用コンデンサとインダクタンスとの共振電流によって共振用コンデンサを充放電し、ＩＧＢＴのスイッチングを制御する。すなわち、ＩＧＢＴがターンＯＦＦし、共振用コンデンサが充電する場合、共振用コンデンサが与える時定数によるＩＧＢＴに印加される電圧の上昇の遅れから、ＩＧＢＴのＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）が実現し、逆にＩＧＢＴがターンＯＮする前に、共振用コンデンサを放電する場合、転流ダイオードが導通することによりＩＧＢＴへ加えられる電圧、電流が”ゼロ”となることから、ＩＧＢＴのＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）、及びＺＣＳ（Zero current Switching：ゼロ電流スイッチング）が実現するため、スイッチング素子のターンＯＦＦ、またはターンＯＮ時に発生する損失を少なくすることができる。
【０００４】
このように、ソフトスイッチングを行う共振型インバータでは、それぞれのスイッチング素子に共振用コンデンサを接続することが一般的である。しかし、上述のような共振型インバータでは、スイッチング素子をターンＯＦＦした後に、この共振用コンデンサを原因とする発振が起こる場合がある。ここで、発振現象が発生する原理を、図面を参照して簡単に説明する。図７は、発振現象の発生原理を説明するために、前述の図５や図６に示したソフトスイッチングを行う共振型インバータの１相分（例えばここではＵ相とする）の回路を抜き出して示した図である。
【０００５】
回路図には、電源Ｖｉの両端にＩＧＢＴＱ１のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ２のコレクタ端子とが接続された共振型インバータの１相分のＩＧＢＴを配置し、それぞれのＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子の端子間に転流ダイオードＤ１、Ｄ２及び共振用コンデンサＣ１、Ｃ２を並列に接続した構成を示す。また、説明のために、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ端子には直列に配線インダクタンスＬｐ１を、ＩＧＢＴＱ２のコレクタ端子には直列に配線インダクタンスＬｐ２を、転流ダイオードＤ１のカソード側には直列に配線インダクタンスＬｐ３を、転流ダイオードＤ２のカソード側には直列に配線インダクタンスＬｐ４をそれぞれ等価的に配置して示している。
【０００６】
図７を用いて発振現象の発生原理を説明すると、図７（ａ）に示すようなＩＧＢＴＱ１がＯＮ状態で負荷電流がＩＧＢＴＱ１を通して流れている状態１から、図７（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴＱ１がターンＯＦＦして負荷電流が共振用コンデンサＣ１、Ｃ２を流れるような状態２になると、共振用コンデンサＣ１の両端電圧はゼロから電源電圧へと上昇し、共振用コンデンサＣ２の両端電圧は電源電圧と同じ値から次第にゼロに降下していく。そして、共振用コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ２がゼロになると、図７（ｃ）に示すように、転流ダイオードＤ２が導通する状態３となり、負荷電流はすべて転流ダイオードＤ２を通して流れ始める。
【０００７】
このとき、転流ダイオードＤ２の導通開始時に、等価的に転流ダイオードＤ２に直列に挿入される配線インダクタンスＬｐ４によって誘起電圧が発生し、その電圧がトリガとなって、並列に接続された共振用コンデンサＣ２との間で構成するループ回路で共振が起こり、図８に示すように、状態３の領域において共振型インバータの出力に発振現象によるノイズが発生する。同様に、ＩＧＢＴＱ２をＯＮ状態からターンＯＦＦした際にも、等価的に転流ダイオードＤ１に直列に挿入される配線インダクタンスＬｐ３によって誘起電圧が発生し、共振用コンデンサＣ１との間で構成するループ回路で共振が起こり発振現象によるノイズが発生する。
【０００８】
この発振のピーク電圧は、共振用コンデンサを取り付けない場合のピーク電圧（ハードスイッチングのターンＯＦＦサージ電圧）より大きくなる場合があると共に、この発振現象により伝導ノイズや放射ノイズが増大するという問題が発生する。このため、この発振現象を抑制しなければノイズに低減効果のあるソフトスイッチングの効果が損なわれるという問題があった。
そこで、この問題を解決するために、例えば特開平１１−３３２２５０号公報に記載のものが提案されている。同公報によると、この装置は、共振用インダクタンスと共振用コンデンサを接続するためのスイッチ手段と、スイッチング回路及び共振用コンデンサを、１つのモジュールのパッケージ内に組み込むことで、共振電流のループを縮小化し、外部へのノイズ発生を低減すると共に、余分な配線インダクタンスを減少させて不要な輻射ノイズも低減する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このようにスイッチング素子を共振用コンデンサと同一のモジュールパッケージ内に組み込んだ場合には、共振電流ループの縮小化と配線インダクタンスの減少によるノイズ低減の効果は得られるが、ＩＧＢＴのように発熱の多いスイッチング素子を用いる場合には、共振コンデンサがスイッチング素子の熱影響を受けることがあるので、このような熱影響を軽減することが望ましい。
【００１０】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、スイッチング素子のスイッチング時の発振現象を抑制すると共にスイッチング素子の発熱の影響を軽減できる共振型インバータを提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明に係る共振型インバータは、スイッチング素子（例えば実施の形態のＩＧＢＴ１、２１、２２）とコンデンサ（例えば実施の形態の共振用コンデンサ８、３３、３４）との並列接続回路を備えた共振型インバータにおいて、前記スイッチング素子と並列に接続される第１、第２のダイオードを設け、前記第１のダイオード（例えば実施の形態の転流ダイオードＢ５、及び転流ダイオード２３、２４）は、前記スイッチング素子の近傍に配置すると共に、前記スイッチング素子と同一の基板パターンに接続し、前記第２のダイオード（例えば実施の形態の転流ダイオードＡ１０、及び外付けダイオード３１、３２）は、前記第１のダイオードと同一もしくはそれ以上の順方向電流容量を持ち、前記コンデンサの近傍に配置すると共に、前記スイッチング素子及び前記第１のダイオードの接続された基板パターンと補助導体を介して接続された別の基板パターンに接続すると共に、前記コンデンサを並列に接続することを特徴とする。
【００１２】
以上の構成を備えた共振型インバータは、スイッチング素子の転流ダイオードを第１のダイオードと第２のダイオードとに分割することで、ダイオード１個あたりに流れる負荷電流を分割して減らすことができる。更に、第２のダイオードを共振用コンデンサの近傍に配置すると共に、スイッチング素子及び第１のダイオードの接続された基板パターンと補助導体を介して接続された別の基板パターンにコンデンサと共に接続することで、等価的に第２のダイオードに直列に挿入され、コンデンサと共振を起こす配線インダクタンスを小さくして、その影響を軽減することができる。また、コンデンサと第２のダイオードが接続されている基板パターンは、スイッチング素子及び第１のダイオードの接続された基板パターンと補助導体を介して接続された別の基板パターンとなっているので、コンデンサに対するスイッチング素子からの発熱の影響を軽減できる。
【００１３】
さらに、コンデンサとの共振を起こす配線インダクタンスが小さい第２のダイオードに電流を多く流すことで、等価的に第１のダイオードに直列に挿入される配線インダクタンスに発生する誘導電圧の発生を少なくし、コンデンサとの間で発生する共振を抑制することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の一実施の形態について説明する。
まず、図面を参照して、本実施の形態の共振型インバータにおける発振現象の抑制方法について説明する。
図１は、本実施の形態の共振型インバータにおける発振現象の抑制方法をモデル化した図面であって、スイッチング素子Ｑに対する転流ダイオード及び共振用コンデンサＣの配置や接続方法を、前述の図５や図６に示したソフトスイッチングを行う３相の共振型インバータにおける６組のスイッチング素子及びその周辺素子のいずれか１組を抜き出して示した図によって、部分的に抜き出して説明する。ここで、図１に示したスイッチング素子Ｑは、図５や図６に示した３相の共振型インバータにおける６個のスイッチング素子の１個を代表するスイッチング素子である。
【００１５】
図１において、本実施の形態の共振型インバータは、スイッチング素子Ｑのエミッタ端子とコレクタ端子の端子間に、２本の転流ダイオードＤａ、Ｄｂを並列接続する。そして、例えば一方の転流ダイオードＤａの配線インダクタンスの影響を最小限に抑えるように、転流ダイオードＤａの近傍に、極力配線長を短くした共振用コンデンサＣを配置して、転流ダイオードＤａの根本に並列に接続する。また、図１には、説明のために、スイッチング素子Ｑのコレクタ端子には直列に配線インダクタンスＬｐを、転流ダイオードＤａのカソード側には直列に配線インダクタンスＬｐａを、転流ダイオードＤｂのカソード側には直列に配線インダクタンスＬｐｂをそれぞれ等価的に配置して示している。
【００１６】
以上のような実装による共振型インバータは、転流ダイオードを２個に分けたため、スイッチング素子Ｑのスイッチングを切り換える際に、転流ダイオードＤａまたは転流ダイオードＤｂの１本あたりに流れる負荷電流量を削減することができる。従って、等価的にそれぞれの転流ダイオードに直列に挿入される配線インダクタンスＬｐａまたはＬｐｂに発生する誘起電圧Ｖａ、Ｖｂを減少させ、発振現象で発生する電圧変動を低減することが可能となる。
また、転流ダイオードＤａの近傍に、極力配線長を短くした共振用コンデンサＣを配置して、転流ダイオードＤａの根本に並列に接続するようにしたので、等価的に転流ダイオードＤｂに直列に挿入される配線インダクタンスＬｐｂと、共振することで発振現象を引き起こす共振用コンデンサＣが、配線インダクタンスＬｐｂと共振電流のループを構成しないようにすることができる。また、共振用コンデンサＣと配線インダクタンスＬｐａとによる共振電流のループを、最小限の大きさにとどめるようにすることができる。
【００１７】
（第１の実施の形態）
以上のような発振現象の抑制方法を踏まえて、本発明の第１の実施の形態について図面を参照して説明する。
図２及び図３は、本発明の第１の実施の形態の共振型インバータの実装を示す図であって、図１に示すモデル化した図面に対応して、図５や図６に示した３相の共振型インバータにおける６組のスイッチング素子及びその周辺素子について、代表して１個のスイッチング素子Ｑに対する転流ダイオードＤａと転流ダイオードＤｂ、及び共振用コンデンサＣの配置や接続方法を部分的に抜き出して説明する。
なお、本実施の形態では、モジュール化された共振型インバータにおける半導体パッケージの内部構造を一例として説明し、図２に半導体パッケージ内部構造の上面図を示す。また、図２に示す半導体パッケージ内部構造の上面図のＡ−Ａ線に沿った断面図を図３（ａ）に示し、Ｂ−Ｂ線に沿った断面図を図３（ｂ）に示す。
【００１８】
図２及び図３において、符号１は、本実施の形態の共振型インバータを構成するスイッチング素子であるＩＧＢＴであって、ＩＧＢＴ１は、ベース板２に対して半田等の接着部材３を介して設けられた基板パターン４に、コレクタ端子を半田Ｈで半田付けした状態で配置される。基板パターン４はＩＧＢＴ１が設けられる上面側に導電部材による電気回路が形成され、ベース板２と接着される底面側は絶縁被覆されている。また、ＩＧＢＴ１の近傍には、転流ダイオード５がＩＧＢＴ１のコレクタ端子と接続された基板パターン４に、カソード端子を半田Ｈで半田付けした状態で配置される。
また、ＩＧＢＴ１のエミッタ端子は、転流ダイオード５のアノード端子と共に、超音波溶接されたボンディングワイヤ６によって、平板状の導電部材からなるバスバー７に接続されている。
【００１９】
一方、共振用コンデンサ８は、ＩＧＢＴ１と転流ダイオード５が接続された基板パターン４とは別の基板パターン９に、一方の端子を半田Ｈで半田付けした状態で配置される。また共振用コンデンサ８の近傍には、転流ダイオード１０が基板パターン９にカソード端子を半田Ｈで半田付けした状態で配置される。なお、基板パターン９も、基板パターン４と同様に、ベース板２に対して接着部材３を介して設けられており、上面側に導電部材による電気回路が形成され、ベース板２と接着される底面側は絶縁被覆されている。
【００２０】
また、共振用コンデンサ８のもう一方の端子は、転流ダイオード１０のアノード端子と共に、超音波溶接されたボンディングワイヤ１１によって、バスバー７に接続されている。更に、基板パターン４と基板パターン９との間は、バスバー１２によって接続されている。なお、図２及び図３（ａ）、（ｂ）において符号Ｔで示した黒丸は、各素子とボンディングワイヤ６、あるいはボンディングワイヤ１１との超音波溶接部を示す。
第１の実施の形態の共振型インバータは、上述のように実装されたＩＧＢＴ１、転流ダイオード５、コンデンサ７、転流ダイオード８を６組用いて構成される。
【００２１】
このように、第１の実施の形態の共振型インバータは、上述のように６組のスイッチング素子Ｑと周辺素子を実装することにより、転流ダイオードを、ＩＧＢＴ１と同一の基板パターン４に接続された転流ダイオード５と、共振コンデンサ７と同一の基板パターン９に接続された転流ダイオード１０との２個に分けて、ＩＧＢＴ１のスイッチングを切り換える際に、転流ダイオード１０または転流ダイオード５の１本あたりに流れる負荷電流量を削減する。
【００２２】
また、転流ダイオード１０の近傍に共振用コンデンサ８を配置して、共振用コンデンサ８を転流ダイオード１０と同じ基板パターン９に接続するようにし、等価的に転流ダイオード５に直列に挿入される配線インダクタンスと、共振用コンデンサ８とが共振電流のループを構成しないようにする。また、等価的に転流ダイオード１０に直列に挿入される配線インダクタンスと、共振用コンデンサ８とによる共振電流のループを、最小限の大きさにとどめるようにする。
【００２３】
以上の構成により、第１の実施の形態の共振型インバータは、ＩＧＢＴ１とその周辺素子において、図１に示した発振現象の抑制方法を実現し、伝導ノイズや放射ノイズの少ないソフトスイッチングインバータを実現する。
【００２４】
なお、上述の第１の実施の形態においては、共振用コンデンサ８に近い方の転流ダイオード１０の順方向電流容量を、ＩＧＢＴ１に近い方の転流ダイオード５の順方向電流容量よりも大きくすることで、極力負荷電流を共振用コンデンサ８に近い方の転流ダイオード１０に流すことで、等価的に転流ダイオード５に直列に挿入される配線インダクタンスに発生する誘導電圧の発生を少なくし、共振用コンデンサ８との間で発生する共振を抑制することができる。
また、本実施の形態では、モジュール化された共振型インバータにおける半導体パッケージの内部構造を一例として説明したが、上述の説明と同じように、それぞれの部品を配置して接続するようにすれば、モジュール化された共振型インバータに限らず、ディスクリート部品で構成された共振型インバータも同様に構成することができる。
【００２５】
以上説明したように、第１の実施の形態の共振型インバータは、スイッチング素子の転流ダイオードを転流ダイオード５と転流ダイオード１０とに分割することで、ダイオード１個あたりに流れる負荷電流を分割して減らし、更に、転流ダイオード１０を共振用コンデンサ８の近傍に配置すると共に、ＩＧＢＴ１及び転流ダイオード５とは別の基板パターン９に共振用コンデンサ８と共に接続することで、等価的に転流ダイオード１０に直列に挿入され、共振用コンデンサ８と共振を起こす配線インダクタンスを小さくして、その影響を軽減することができる。また、共振用コンデンサ８との共振を起こす配線インダクタンスが小さい転流ダイオード１０に電流を多く流すことで、等価的に転流ダイオード５に直列に挿入される配線インダクタンスに発生する誘導電圧の発生を少なくし、共振用コンデンサ８との間で発生する共振を抑制することができる。従って、発振現象によるノイズの発生を抑制した共振型インバータを実現できるという効果が得られる。
【００２６】
更に、共振用コンデンサ８と転流ダイオード１０が接続されている基板パターン９は、ＩＧＢＴ１及び転流ダイオード５の接続された基板パターン４とバスバー７、１２を介して接続された別の基板パターンとなっているので、共振用コンデンサ８に対するＩＧＢＴ１からの発熱の影響を軽減できる。また、転流ダイオード１０からの発熱も小さくなるので、共振用コンデンサ８に対する転流ダイオード１０からの発熱の影響も軽減できる。従って、安定して動作する共振型インバータを実現できるという効果が得られる。
更に、基板パターン４と基板パターン９とをインピーダンスの小さい平板状の導電部材からなるバスバーで接続することで、共振用コンデンサ８及び転流ダイオード１０の接続された基板パターン９をレイアウトする位置の自由度を上げることができ、スイッチング素子のＩＧＢＴ１と共振用コンデンサ８の離間距離を発熱量に応じて設計の段階で自由に調整することが可能である。
【００２７】
（第２の実施の形態）
同様に図１を用いて説明した発振現象の抑制方法を踏まえて、本発明の第２の実施の形態について図面を参照して説明する。
図４は、本発明の第２の実施の形態の共振型インバータの実装を示す図である。第２の実施の形態では、図５や図６に示した３相の共振型インバータにおける６組のスイッチング素子及びその周辺素子について、代表して３相の内の１相を構成する２個のスイッチング素子Ｑに対する転流ダイオードＤａと転流ダイオードＤｂ、及び共振用コンデンサＣの配置や接続方法を部分的に抜き出して、例えば共振型インバータを構成するスイッチング素子が、２個１組のモジュールを構成している場合の発振現象の抑制方法を説明する。
【００２８】
図４において、符号２１及び２２は、本実施の形態の共振型インバータを構成する１組（１相分）のスイッチング素子であるＩＧＢＴであって、ＩＧＢＴ２１とＩＧＢＴ２２は、モジュールとしてＩＧＢＴ２１、２２のそれぞれエミッタとコレクタとの間に並列に接続された転流ダイオード２３、２４と共に、同一のＩＧＢＴパッケージ２５に納められている。
また、ＩＧＢＴパッケージ２５には、ＩＧＢＴ２１のコレクタと転流ダイオード２３のカソードとの接続点がプラス端子２６として出力されている。また、ＩＧＢＴ２２のエミッタと転流ダイオード２４のアノードとの接続点がマイナス端子２７として出力されている。更に、ＩＧＢＴ２１のエミッタと、転流ダイオード２３のアノードと、ＩＧＢＴ２２のコレクタと、転流ダイオード２４のカソードの接続点が出力端子２８として出力されている。
【００２９】
このようなＩＧＢＴのモジュールに対して、外付けダイオード３１を、外付けダイオード３１のカソードをＩＧＢＴパッケージ２５のプラス端子２６へ、外付けダイオード３１のアノードをＩＧＢＴパッケージ２５の出力端子２８へ、それぞれ接続して配置する。同様に、外付けダイオード３２を、外付けダイオード３２のカソードをＩＧＢＴパッケージ２５の出力端子２８へ、外付けダイオード３２のアノードをＩＧＢＴパッケージ２５のマイナス端子２７へ、それぞれ接続して配置する。
そして、外付けダイオード３１、３２に、それぞれ共振用コンデンサ３３、３４を、配線長を極力短くした状態で並列に接続する。
【００３０】
なお、図４には、説明のために、ＩＧＢＴ２１のコレクタ端子に直列に配線インダクタンス４１を、ＩＧＢＴ２２のコレクタ端子に直列に配線インダクタンス４２を、転流ダイオード２３のカソード側に直列に配線インダクタンス４３を、転流ダイオード２４のカソード側に直列に配線インダクタンス４４をそれぞれ等価的に配置して示している。更に、外付けダイオード３１のカソード側に直列に配線インダクタンス４５を、外付けダイオード３２のカソード側に直列に配線インダクタンス４６をそれぞれ等価的に配置して示している。
第２の実施の形態の共振型インバータは、上述のように接続されたＩＧＢＴ２１、２２と転流ダイオード２３、２４を含むＩＧＢＴパッケージ２５と、外付けダイオード３１、３２、更に共振用コンデンサ３３、３４で構成する１相分の回路を３組用いて構成する。
【００３１】
第２の実施の形態の共振型インバータは、このようにＩＧＢＴパッケージと外付けダイオード及び共振コンデンサを実装することにより、ＩＧＢＴ２１に対する転流ダイオードを、ＩＧＢＴパッケージ２５に内蔵された転流ダイオード２３と外付けダイオード３１との２個に分け、ＩＧＢＴ２２に対する転流ダイオードを、ＩＧＢＴパッケージ２５に内蔵された転流ダイオード２４と外付けダイオード３２との２個に分ける。そして、ＩＧＢＴ２１またはＩＧＢＴ２２のスイッチングを切り換える際に、それぞれのダイオードの１本あたりに流れる負荷電流量を削減する。
【００３２】
また、外付けダイオード３１の近傍に共振用コンデンサ３３を、外付けダイオード３２の近傍に共振用コンデンサ３４をそれぞれ配置して、共振用コンデンサ３３を外付けダイオード３１へ、共振用コンデンサ３４を外付けダイオード３２へ、それぞれ極力配線長を短くした状態で接続するようにし、等価的に転流ダイオード２３に直列に挿入される配線インダクタンス４３と、共振用コンデンサ３３とによる共振電流のループを構成しないようにすることができる。また、等価的に外付けダイオード３１に直列に挿入される配線インダクタンス４５と、共振用コンデンサ３３とによる共振電流のループを最小限の大きさにとどめるようにする。同様に、等価的に転流ダイオード２４に直列に挿入される配線インダクタンス４４と、共振用コンデンサ３４とによる共振電流のループを構成しないようにする。また、等価的に外付けダイオード３２に直列に挿入される配線インダクタンス４６と、共振用コンデンサ３４とによる共振電流のループを最小限の大きさにとどめるようにする。
【００３３】
以上の構成により、第２の実施の形態の共振型インバータは、ＩＧＢＴ２１及びＩＧＢＴ２２とその周辺素子において、図１に示した発振現象の抑制方法を実現し、伝導ノイズや放射ノイズの少ないソフトスイッチングインバータを実現する。
【００３４】
なお、第１の実施の形態と同様に、上述の第２の実施の形態においては、共振用コンデンサ３３に近い方の外付けダイオード３１の順方向電流容量を、ＩＧＢＴ２１に近い方の転流ダイオード２３の順方向電流容量よりも大きくすることで、負荷電流が共振用コンデンサ３３に近い方の外付けダイオード３１に多く流れるので、転流ダイオード２３に流れる電流が小さくなり、等価的に転流ダイオード２３に直列に挿入される配線インダクタンス４３に発生する誘導電圧が低減され、共振用コンデンサ３３との間で発生する共振を抑制することができる。
【００３５】
同様に、共振用コンデンサ３４に近い方の外付けダイオード３２の順方向電流容量を、ＩＧＢＴ２２に近い方の転流ダイオード２４の順方向電流容量よりも大きくすることで、負荷電流が共振用コンデンサ３４に近い方の外付けダイオード３２に多く流れ、このときに転流ダイオード２４に流れる電流が小さいので、等価的に転流ダイオード２４に直列に挿入される配線インダクタンス４４に発生する誘導電圧が低減され、共振用コンデンサ３４との間で発生する共振を抑制することができる。
【００３６】
以上説明したように、第２の実施の形態の共振型インバータは、共振型インバータを構成するＩＧＢＴが転流ダイオードと共にモジュール化され、全て同一のパッケージに納められている場合、パッケージの外部接続端子に、パッケージの内部に内蔵された転流ダイオードと同じ向きの外付けダイオード３１や外付けダイオード３２を接続することで、ダイオード１個あたりに流れる負荷電流を分割して減らすことができる。更に、外付けダイオード３１に配線長を極力短くした共振用コンデンサ３３を配置することで、等価的に外付けダイオード３１に直列に挿入され、共振用コンデンサ３３と共振を起こす配線インダクタンスを小さくして、その影響を軽減することができる。
【００３７】
また、共振用コンデンサ３３との共振を起こす配線インダクタンスが小さい外付けダイオード３１に電流が多く流れ、このときに転流ダイオード２３に流れる電流が小さいので、等価的に転流ダイオード２３に直列に挿入される配線インダクタンス４３に発生する誘導電圧の発生を少なくし、共振用コンデンサ３３との間で発生する共振を抑制することができる。なお、転流ダイオード２４、外付けダイオード３２、共振用コンデンサ３４についても同様の原理が適用できる。従って、発振現象によるノイズの発生を抑制した共振型インバータを実現できるという効果が得られる。
更に、転流ダイオード３１、３２からの発熱が小さくなるので、共振用コンデンサ３３、３４に対する転流ダイオード３１、３２からの発熱の影響を軽減できる。従って、安定して動作する共振型インバータを実現できるという効果が得られる。
【００３８】
【発明の効果】
以上の如く、請求項１に記載の共振型インバータによれば、スイッチング素子の転流ダイオードを第１のダイオードと第２のダイオードとに分割することで、ダイオード１個あたりに流れる負荷電流を分割して減らし、更に、第２のダイオードを共振用コンデンサの近傍に配置すると共に、スイッチング素子及び第１のダイオードとは別の基板パターンにコンデンサと共に接続することで、等価的に第２のダイオードに直列に挿入され、コンデンサと共振を起こす配線インダクタンスを小さくして、その影響を軽減することができる。
従って、発振現象によるノイズの発生を抑制した共振型インバータを実現できるという効果が得られる。特に、スイッチング素子と転流ダイオードとが予め同一のパッケージ内に組み込まれているような場合、あるいは共振用コンデンサを同一のモジュールパッケージ内に含まないスイッチング素子を利用する場合でも、発振現象によるノイズの発生を抑制した共振型インバータを実現できるという効果が得られる。
【００３９】
さらに、コンデンサとの共振を起こす配線インダクタンスが小さい第２のダイオードに電流を多く流すことで、等価的に第１のダイオードに直列に挿入される配線インダクタンスに発生する誘導電圧の発生を少なくし、コンデンサとの間で発生する共振を抑制することができる。
従って、余計な部品等を追加せずに、更に発振現象によるノイズの発生を抑制した共振型インバータを実現できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における共振型インバータの発振現象を抑制する方法を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態における共振型インバータのスイッチング素子及び周辺素子の実装を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態における共振型インバータのスイッチング素子及び周辺素子の実装を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態における共振型インバータのスイッチング素子及び周辺素子の実装を示すブロック図である。
【図５】代表的な共振型インバータの構成を示す回路図である。
【図６】代表的な共振型インバータの構成を示す回路図である。
【図７】共振型インバータの発振現象の発生原理を説明する図である。
【図８】共振型インバータの出力に発生した発振現象を示す波形図である。
【符号の説明】
Ｑスイッチング素子
Ｄａ、Ｄｂ転流ダイオード
Ｃ共振用コンデンサ
Ｌｐ、Ｌｐａ、Ｌｐｂ配線インダクタンス
１ＩＧＢＴ
２ベース板
３絶縁部材
４基板パターン
５転流ダイオード
７、１２バスバー
８共振用コンデンサ
９基板パターン
１０転流ダイオード
２１、２２ＩＧＢＴ
２３、２４転流ダイオード
２５ＩＧＢＴパッケージ
２６プラス端子
２７マイナス端子
２８出力端子
３１、３２外付けダイオード
３３、３４共振用コンデンサ
４１、４２、４３、４４、４５、４６配線インダクタンス[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a resonance type inverter including a switching element and a resonance capacitor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a three-phase resonant inverter composed of U-phase, V-phase, and W-phase that performs soft switching as shown in FIGS. 5 and 6 has a motor M1 composed of a three-phase induction motor or a DC brushless motor as a load. For example, it is composed of an inverter unit using, for example, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) Q1 to Q6 as switching elements. The inverter unit is formed by connecting IGBTs Q1 to Q6 to both ends of a DC power source V3 in a three-phase bridge structure including a U phase, a V phase, and a W phase, and between the collector terminal and the emitter terminal of each IGBT, For the purpose of circulating regenerative energy generated by an inductive load such as M1 and current energy stored in the inductive load, commutation diodes (FWD: Free Wheeling Diodes) D1 to D6 are connected. Also, between the collector terminal and the emitter terminal of each IGBT, when the IGBT is turned ON or OFF, in the case of the configuration in FIG. 5, resonance with inductances L1 to L3 connected to the bidirectional switch units SU1 to SU3. Further, in the case of the configuration in FIG. 6, resonance capacitors C1 to C6 that flow current by resonance with inductances L4 to L6 connected to the bidirectional switch units SU4 to SU6 are also connected.
[0003]
In the resonance type inverter that performs soft switching as described above, the resonance capacitor is charged and discharged by the resonance current of the resonance capacitor and the inductance to control the switching of the IGBT. That is, when the IGBT is turned off and the resonance capacitor is charged, the ZVS (Zero Voltage Switching) of the IGBT is realized from the delay in the voltage applied to the IGBT due to the time constant given by the resonance capacitor. On the other hand, when the resonant capacitor is discharged before the IGBT is turned on, the voltage and current applied to the IGBT become “zero” when the commutation diode is turned on. Therefore, the ZVS (Zero Voltage) of the IGBT is reduced. Since switching (zero voltage switching) and ZCS (zero current switching) are realized, the loss generated when the switching element is turned off or turned on can be reduced.
[0004]
As described above, in a resonance type inverter that performs soft switching, a resonance capacitor is generally connected to each switching element. However, in the resonance type inverter as described above, oscillation may occur due to the resonance capacitor after the switching element is turned off. Here, the principle of the oscillation phenomenon will be briefly described with reference to the drawings. FIG. 7 shows a circuit for one phase (for example, U phase here) of the resonance type inverter that performs soft switching shown in FIG. 5 and FIG. 6 in order to explain the generation principle of the oscillation phenomenon. FIG.
[0005]
In the circuit diagram, an IGBT for one phase of a resonant inverter in which an emitter terminal of IGBTQ1 and a collector terminal of IGBTQ2 are connected to both ends of a power supply Vi is arranged, and between the collector terminal and the emitter terminal of each IGBT. A configuration in which commutation diodes D1 and D2 and resonance capacitors C1 and C2 are connected in parallel is shown. For the sake of explanation, the wiring inductance Lp1 is serially connected to the collector terminal of the IGBT Q1, the wiring inductance Lp2 is serially connected to the collector terminal of the IGBT Q2, and the wiring inductance Lp3 is serially connected to the cathode side of the commutation diode D1. A wiring inductance Lp4 is equivalently arranged in series on the cathode side of the current diode D2.
[0006]
The generation principle of the oscillation phenomenon will be described with reference to FIG. 7. As shown in FIG. 7B, from the state 1 in which the IGBT Q <b> 1 is ON and the load current flows through the IGBT Q <b> 1 as shown in FIG. When the IGBT Q1 is turned off and the load current flows through the resonance capacitors C1 and C2, the voltage across the resonance capacitor C1 rises from zero to the power supply voltage, and the voltage across the resonance capacitor C2 It gradually drops from the same value as the voltage to zero. When the voltage V2 across the resonance capacitor C2 becomes zero, as shown in FIG. 7C, the commutation diode D2 becomes conductive 3, and all the load current begins to flow through the commutation diode D2.
[0007]
At this time, when conduction of the commutation diode D2 starts, an induced voltage is generated by the wiring inductance Lp4 equivalently inserted in series with the commutation diode D2, and the voltage is used as a trigger for resonance connected in parallel. Resonance occurs in the loop circuit formed with the capacitor C2, and as shown in FIG. 8, noise due to oscillation occurs in the output of the resonance type inverter in the state 3 region. Similarly, when the IGBT Q2 is turned off from the ON state, an induced voltage is generated by the wiring inductance Lp3 that is equivalently inserted in series with the commutation diode D1, and a loop circuit configured between the resonance capacitor C1 and the resonance capacitor C1. Resonance occurs and noise due to oscillation occurs.
[0008]
This oscillation peak voltage may be greater than the peak voltage (hard switching turn-off surge voltage) when no resonance capacitor is attached, and this oscillation phenomenon increases conduction noise and radiation noise. To do. For this reason, if this oscillation phenomenon is not suppressed, there has been a problem that the effect of soft switching that reduces noise is impaired.
Therefore, in order to solve this problem, for example, a device described in Japanese Patent Laid-Open No. 11-332250 has been proposed. According to the publication, this device reduces the resonance current loop by incorporating the switching means for connecting the resonance inductance and the resonance capacitor, the switching circuit and the resonance capacitor into a single module package. In addition to reducing external noise generation, unnecessary wiring inductance is reduced to reduce unnecessary radiation noise.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
When the switching element is incorporated in the same module package as the resonance capacitor in this way, the effect of noise reduction by reducing the resonance current loop and reducing the wiring inductance can be obtained, but it generates a lot of heat like an IGBT. When the switching element is used, the resonance capacitor may be affected by the thermal effect of the switching element. Therefore, it is desirable to reduce such a thermal effect.
[0010]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a resonance type inverter that can suppress an oscillation phenomenon at the time of switching of a switching element and reduce an influence of heat generation of the switching element.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, a resonant inverter according to the invention of claim 1 includes a switching element (for example, IGBTs 1, 22, and 22 in the embodiment) and a capacitor (for example, the resonant capacitors 8, 33, and 34 in the embodiment). The first and second diodes connected in parallel with the switching element are provided, and the first diode (for example, the commutation diode B5 of the embodiment, and The commutation diodes 23 and 24) are arranged in the vicinity of the switching element, and are connected to the same substrate pattern as the switching element, and the second diode (for example, the commutation diode A10 of the embodiment and the external connection) The diodes 31, 32) Having a forward current capacity equal to or greater than that of the first diode; In the vicinity of the capacitor, the substrate pattern connected to the switching element and the first diode and another substrate pattern connected via an auxiliary conductor With connection , The capacitor In parallel It is characterized by connecting.
[0012]
The resonant inverter having the above configuration can divide and reduce the load current that flows per diode by dividing the commutation diode of the switching element into the first diode and the second diode. . Further, the second diode is disposed in the vicinity of the resonance capacitor, and connected to the substrate pattern to which the switching element and the first diode are connected and another substrate pattern connected via the auxiliary conductor together with the capacitor. The wiring inductance which is equivalently inserted in series with the second diode and causes resonance with the capacitor can be reduced, and the influence can be reduced. In addition, since the substrate pattern to which the capacitor and the second diode are connected is a different substrate pattern connected to the substrate pattern to which the switching element and the first diode are connected via the auxiliary conductor, the capacitor It is possible to reduce the influence of heat generation from the switching element.
[0013]
further By causing a large amount of current to flow through the second diode having a small wiring inductance that causes resonance with the capacitor, the induction voltage generated in the wiring inductance that is equivalently inserted in series with the first diode is reduced. Can be suppressed.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, a method for suppressing an oscillation phenomenon in the resonance type inverter according to the present embodiment will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram modeling a method for suppressing an oscillation phenomenon in the resonance type inverter according to the present embodiment. The arrangement and connection method of the commutation diode and the resonance capacitor C with respect to the switching element Q are shown in FIG. FIG. 6 is a partially extracted diagram illustrating one of six switching elements and their peripheral elements in the three-phase resonant inverter that performs soft switching shown in FIG. Here, the switching element Q shown in FIG. 1 is a switching element that represents one of the six switching elements in the three-phase resonant inverter shown in FIGS. 5 and 6.
[0015]
In FIG. 1, the resonant inverter of the present embodiment has two commutation diodes Da and Db connected in parallel between the emitter terminal and the collector terminal of the switching element Q. For example, in order to minimize the influence of the wiring inductance of one of the commutation diodes Da, a resonance capacitor C having a wiring length as short as possible is disposed in the vicinity of the commutation diode Da, and Connect to the root in parallel. In FIG. 1, for the sake of explanation, a wiring inductance Lp is connected in series to the collector terminal of the switching element Q, a wiring inductance Lpa is connected in series to the cathode side of the commutation diode Da, and a cathode side of the commutation diode Db. Are equivalently arranged in series with the wiring inductance Lpb.
[0016]
Since the resonant inverter with the above-described mounting divides the commutation diode into two, when switching the switching of the switching element Q, the amount of load current flowing per one of the commutation diode Da or the commutation diode Db is changed. Can be reduced. Accordingly, it is possible to reduce the induced voltages Va and Vb generated in the wiring inductance Lpa or Lpb that are equivalently inserted in series with the respective commutation diodes, and to reduce the voltage fluctuation caused by the oscillation phenomenon.
In addition, a resonance capacitor C having a wiring length as short as possible is disposed in the vicinity of the commutation diode Da and is connected in parallel to the root of the commutation diode Da. The resonance capacitor C that causes an oscillation phenomenon by resonating with the wiring inductance Lpb inserted into the wiring inductance Lpb can be prevented from forming a loop of the wiring inductance Lpb and the resonance current. Further, the resonance current loop formed by the resonance capacitor C and the wiring inductance Lpa can be kept to a minimum size.
[0017]
(First embodiment)
The first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings on the basis of the method for suppressing the oscillation phenomenon as described above.
2 and 3 are diagrams showing the implementation of the resonant inverter according to the first embodiment of the present invention, and are shown in FIGS. 5 and 6 corresponding to the modeled drawings shown in FIG. Regarding the six sets of switching elements and their peripheral elements in a three-phase resonance type inverter, the arrangement and connection method of the commutation diode Da and commutation diode Db and the resonance capacitor C with respect to one switching element Q are representative. This will be explained.
In this embodiment, the internal structure of the semiconductor package in the modular resonance inverter is described as an example, and FIG. 2 shows a top view of the internal structure of the semiconductor package. 2A is a cross-sectional view taken along line AA of the top view of the internal structure of the semiconductor package shown in FIG. 2, and FIG. 3B is a cross-sectional view taken along line BB.
[0018]
2 and 3, reference numeral 1 denotes an IGBT which is a switching element constituting the resonant inverter of the present embodiment, and the IGBT 1 is provided on the base plate 2 via an adhesive member 3 such as solder. The collector terminal is arranged in a state where the collector terminal is soldered to the substrate pattern 4 by solder H. In the substrate pattern 4, an electric circuit made of a conductive member is formed on the upper surface side where the IGBT 1 is provided, and the bottom surface side bonded to the base plate 2 is covered with insulation. Further, in the vicinity of the IGBT 1, the commutation diode 5 is disposed in a state where the cathode terminal is soldered with the solder H to the substrate pattern 4 connected to the collector terminal of the IGBT 1.
The emitter terminal of the IGBT 1 is connected together with the anode terminal of the commutation diode 5 to the bus bar 7 made of a flat conductive member by the ultrasonically welded bonding wire 6.
[0019]
On the other hand, the resonance capacitor 8 is disposed in a state where one terminal is soldered with solder H to a substrate pattern 9 different from the substrate pattern 4 to which the IGBT 1 and the commutation diode 5 are connected. Further, in the vicinity of the resonance capacitor 8, the commutation diode 10 is arranged in a state where the cathode terminal is soldered to the substrate pattern 9 with the solder H. Similarly to the substrate pattern 4, the substrate pattern 9 is also provided on the base plate 2 via the adhesive member 3, and an electric circuit made of a conductive member is formed on the upper surface side and bonded to the base plate 2. The bottom side is covered with insulation.
[0020]
The other terminal of the resonance capacitor 8 is connected to the bus bar 7 together with the anode terminal of the commutation diode 10 by the ultrasonically welded bonding wire 11. Further, the substrate pattern 4 and the substrate pattern 9 are connected by a bus bar 12. 2, 3 </ b> A, and 3 </ b> B, a black circle indicated by a symbol T indicates an ultrasonic welding portion between each element and the bonding wire 6 or the bonding wire 11.
The resonant inverter according to the first embodiment is configured by using six sets of the IGBT 1, the commutation diode 5, the capacitor 7, and the commutation diode 8 that are mounted as described above.
[0021]
As described above, in the resonant inverter according to the first embodiment, the commutation diode is connected to the same substrate pattern 4 as the IGBT 1 by mounting the six switching elements Q and the peripheral elements as described above. The commutation diode 5 and the commutation diode 10 connected to the same substrate pattern 9 as the resonant capacitor 7 are divided into two, and when switching the switching of the IGBT 1, the commutation diode 10 or the commutation diode 5 Reduce the amount of load current that flows per line.
[0022]
Further, a resonance capacitor 8 is disposed in the vicinity of the commutation diode 10 so that the resonance capacitor 8 is connected to the same substrate pattern 9 as the commutation diode 10 and is equivalently inserted in series with the commutation diode 5. The wiring inductance and the resonance capacitor 8 should not form a resonance current loop. In addition, the loop of resonance current due to the wiring inductance equivalently inserted in series with the commutation diode 10 and the resonance capacitor 8 is kept to a minimum size.
[0023]
With the above configuration, the resonant inverter of the first embodiment realizes the method for suppressing the oscillation phenomenon shown in FIG. 1 in the IGBT 1 and its peripheral elements, and realizes a soft switching inverter with less conduction noise and radiation noise. To do.
[0024]
In the first embodiment described above, the forward current capacity of the commutation diode 10 closer to the resonance capacitor 8 is made larger than the forward current capacity of the commutation diode 5 closer to the IGBT 1. Thus, by causing the load current to flow through the commutation diode 10 closer to the resonance capacitor 8 as much as possible, the generation of induced voltage generated in the wiring inductance equivalently inserted in series with the commutation diode 5 is reduced. Resonance generated with the resonance capacitor 8 can be suppressed.
Further, in the present embodiment, the internal structure of the semiconductor package in the modular resonance type inverter has been described as an example. However, as described above, if each component is arranged and connected, Not only a modular resonance type inverter but also a resonance type inverter composed of discrete components can be similarly configured.
[0025]
As described above, the resonant inverter according to the first embodiment divides the commutation diode of the switching element into the commutation diode 5 and the commutation diode 10 so that the load current flowing per diode can be reduced. In addition, the commutation diode 10 is disposed in the vicinity of the resonance capacitor 8 and connected to the substrate pattern 9 different from the IGBT 1 and the commutation diode 5 together with the resonance capacitor 8 so as to be equivalent. The wiring inductance inserted in series with the commutation diode 10 and causing resonance with the resonance capacitor 8 can be reduced, and the influence can be reduced. Further, by causing a large amount of current to flow in the commutation diode 10 having a small wiring inductance that causes resonance with the resonance capacitor 8, an induction voltage generated in the wiring inductance that is equivalently inserted in series with the commutation diode 5 is generated. The resonance generated between the resonance capacitor 8 and the resonance capacitor 8 can be suppressed. Therefore, it is possible to realize a resonance type inverter that suppresses generation of noise due to an oscillation phenomenon.
[0026]
Further, the substrate pattern 9 to which the resonance capacitor 8 and the commutation diode 10 are connected is composed of the substrate pattern 4 to which the IGBT 1 and the commutation diode 5 are connected and another substrate pattern connected through the bus bars 7 and 12. Therefore, the influence of heat generation from the IGBT 1 on the resonance capacitor 8 can be reduced. Further, since the heat generation from the commutation diode 10 is reduced, the influence of the heat generation from the commutation diode 10 on the resonance capacitor 8 can be reduced. Therefore, an effect that a resonant inverter that operates stably can be realized.
Further, by connecting the substrate pattern 4 and the substrate pattern 9 with a bus bar made of a flat conductive member having a low impedance, the position of the substrate pattern 9 to which the resonance capacitor 8 and the commutation diode 10 are connected can be freely laid out. The distance between the switching element IGBT 1 and the resonance capacitor 8 can be freely adjusted at the design stage according to the amount of heat generated.
[0027]
(Second Embodiment)
Similarly, based on the method for suppressing the oscillation phenomenon described with reference to FIG. 1, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 4 is a diagram showing the implementation of the resonant inverter according to the second embodiment of the present invention. In the second embodiment, the six switching elements and their peripheral elements in the three-phase resonant inverter shown in FIG. 5 and FIG. 6 are typically represented by two elements constituting one of the three phases. The arrangement and connection method of the commutation diode Da and commutation diode Db and the resonance capacitor C with respect to the switching element Q are partially extracted, and for example, the switching elements constituting the resonance type inverter constitute a set of two modules. A method for suppressing the oscillation phenomenon in the case of the above will be described.
[0028]
In FIG. 4, reference numerals 21 and 22 denote IGBTs that are one set (one phase) of switching elements constituting the resonant inverter of the present embodiment. The IGBT 21 and the IGBT 22 are respectively modules of the IGBTs 21 and 22 as modules. Along with commutation diodes 23 and 24 connected in parallel between the emitter and the collector, they are housed in the same IGBT package 25.
Further, the connection point between the collector of the IGBT 21 and the cathode of the commutation diode 23 is output to the IGBT package 25 as a positive terminal 26. The connection point between the emitter of the IGBT 22 and the anode of the commutation diode 24 is output as a minus terminal 27. Further, a connection point between the emitter of the IGBT 21, the anode of the commutation diode 23, the collector of the IGBT 22, and the cathode of the commutation diode 24 is output as an output terminal 28.
[0029]
For such an IGBT module, the external diode 31 is connected to the positive terminal 26 of the IGBT package 25 and the anode of the external diode 31 is connected to the output terminal 28 of the IGBT package 25. And place it. Similarly, the external diode 32 is arranged with the cathode of the external diode 32 connected to the output terminal 28 of the IGBT package 25 and the anode of the external diode 32 connected to the negative terminal 27 of the IGBT package 25.
The resonance capacitors 33 and 34 are connected in parallel to the external diodes 31 and 32, respectively, with the wiring length being as short as possible.
[0030]
For the sake of explanation, FIG. 4 shows a wiring inductance 41 in series with the collector terminal of the IGBT 21, a wiring inductance 42 in series with the collector terminal of the IGBT 22, and a wiring inductance 43 in series with the cathode side of the commutation diode 23. The wiring inductances 44 are equivalently arranged in series on the cathode side of the commutation diode 24. Further, a wiring inductance 45 is arranged in series on the cathode side of the external diode 31 and a wiring inductance 46 is equivalently arranged in series on the cathode side of the external diode 32.
The resonant inverter of the second embodiment includes an IGBT package 25 including IGBTs 21 and 22 and commutation diodes 23 and 24 connected as described above, external diodes 31 and 32, and resonance capacitors 33 and 34. The three-phase circuit composed of
[0031]
In the resonant inverter according to the second embodiment, the IGBT package, the external diode, and the resonant capacitor are mounted in this manner, so that the commutation diode for the IGBT 21 and the commutation diode 23 built in the IGBT package 25 are externally connected. The commutation diode for the IGBT 22 is divided into two, that is, the commutation diode 24 built in the IGBT package 25 and the external diode 32. Then, when switching the switching of the IGBT 21 or the IGBT 22, the amount of load current that flows per one of the respective diodes is reduced.
[0032]
Further, a resonance capacitor 33 is disposed in the vicinity of the external diode 31, and a resonance capacitor 34 is disposed in the vicinity of the external diode 32. The resonance capacitor 33 is externally attached to the external diode 31. The diode 32 is connected with the wiring length as short as possible, so that a resonance current loop is not formed by the wiring inductance 43 equivalently inserted in series with the commutation diode 23 and the resonance capacitor 33. Can be. In addition, the resonance current loop formed by the wiring inductance 45 equivalently inserted in series with the external diode 31 and the resonance capacitor 33 is kept to a minimum size. Similarly, a resonance current loop is not formed by the wiring inductance 44 equivalently inserted in series with the commutation diode 24 and the resonance capacitor 34. Further, the loop of resonance current by the wiring inductance 46 inserted in series with the external diode 32 and the resonance capacitor 34 is limited to a minimum size.
[0033]
With the above configuration, the resonant inverter according to the second embodiment realizes the method for suppressing the oscillation phenomenon shown in FIG. 1 in the IGBT 21 and the IGBT 22 and its peripheral elements, and is a soft switching inverter with less conduction noise and radiation noise. Is realized.
[0034]
As in the first embodiment, in the second embodiment described above, the forward current capacity of the external diode 31 closer to the resonance capacitor 33 is equal to the commutation diode closer to the IGBT 21. Since the load current flows through the external diode 31 closer to the resonance capacitor 33 by making the current capacity larger than the forward current capacity of 23, the current flowing through the commutation diode 23 becomes smaller and equivalently the commutation diode. 23, the induced voltage generated in the wiring inductance 43 inserted in series with the power supply 23 is reduced, and the resonance generated with the resonance capacitor 33 can be suppressed.
[0035]
Similarly, by making the forward current capacity of the external diode 32 closer to the resonance capacitor 34 larger than the forward current capacity of the commutation diode 24 closer to the IGBT 22, the load current is increased. Because the current flowing through the commutation diode 24 is small at this time, the induced voltage generated in the wiring inductance 44 equivalently inserted in series with the commutation diode 24 is reduced. Resonance generated with the resonance capacitor 34 can be suppressed.
[0036]
As described above, the resonant inverter according to the second embodiment is configured such that the IGBTs constituting the resonant inverter are modularized together with commutation diodes, and all are housed in the same package. Further, by connecting the external diode 31 and the external diode 32 in the same direction as the commutation diode built in the package, the load current flowing per diode can be divided and reduced. Further, by arranging the resonance capacitor 33 with the wiring length as short as possible in the external diode 31, the wiring inductance equivalently inserted in series with the external diode 31 and causing resonance with the resonance capacitor 33 can be reduced. , The effect can be reduced.
[0037]
Further, since a large amount of current flows through the external diode 31 having a small wiring inductance that causes resonance with the resonance capacitor 33 and the current flowing through the commutation diode 23 is small at this time, it is equivalently inserted in series with the commutation diode 23. The induction voltage generated in the wiring inductance 43 generated can be reduced, and the resonance generated with the resonance capacitor 33 can be suppressed. The same principle can be applied to the commutation diode 24, the external diode 32, and the resonance capacitor 34. Therefore, it is possible to realize a resonance type inverter that suppresses generation of noise due to an oscillation phenomenon.
Furthermore, since the heat generation from the commutation diodes 31 and 32 is reduced, the influence of the heat generation from the commutation diodes 31 and 32 on the resonance capacitors 33 and 34 can be reduced. Therefore, an effect that a resonant inverter that operates stably can be realized.
[0038]
【The invention's effect】
As described above, according to the resonance type inverter according to the first aspect, the load current flowing per diode is divided by dividing the commutation diode of the switching element into the first diode and the second diode. In addition, the second diode is arranged in the vicinity of the resonance capacitor, and connected to the substrate pattern different from the switching element and the first diode together with the capacitor, so that the second diode is equivalently formed. It is possible to reduce the influence by reducing the wiring inductance that is inserted in series and causes resonance with the capacitor.
Therefore, it is possible to realize a resonance type inverter that suppresses generation of noise due to an oscillation phenomenon. In particular, even when the switching element and the commutation diode are incorporated in the same package in advance, or when the switching element that does not include the resonance capacitor in the same module package is used, noise caused by the oscillation phenomenon may occur. An effect of realizing a resonant inverter that suppresses generation is obtained.
[0039]
further By causing a large amount of current to flow through the second diode having a small wiring inductance that causes resonance with the capacitor, the induction voltage generated in the wiring inductance that is equivalently inserted in series with the first diode is reduced. Can be suppressed.
Therefore, it is possible to realize a resonant inverter that further suppresses the generation of noise due to an oscillation phenomenon without adding extra components.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a method for suppressing an oscillation phenomenon of a resonant inverter according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing mounting of a switching element and peripheral elements of the resonant inverter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing mounting of a switching element and peripheral elements of the resonant inverter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing mounting of a switching element and peripheral elements of a resonant inverter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a typical resonant inverter.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a typical resonant inverter.
FIG. 7 is a diagram for explaining the principle of occurrence of an oscillation phenomenon of a resonant inverter.
FIG. 8 is a waveform diagram showing an oscillation phenomenon that occurs at the output of a resonant inverter.
[Explanation of symbols]
Q switching element
Da, Db commutation diode
C Resonant capacitor
Lp, Lpa, Lpb Wiring inductance
1 IGBT
2 Base plate
3 Insulating material
4 Substrate pattern
5 Commutation diode
7, 12 Busbar
8 Resonance capacitor
9 Substrate pattern
10 Commutation diode
21, 22 IGBT
23, 24 Commutation diode
25 IGBT package
26 Positive terminal
27 Negative terminal
28 Output terminal
31, 32 External diode
33, 34 Resonant capacitor
41, 42, 43, 44, 45, 46 Wiring inductance

Claims

In a resonant inverter with a parallel connection circuit of a switching element and a capacitor,
Providing first and second diodes connected in parallel with the switching element;
The first diode is disposed in the vicinity of the switching element and connected to the same substrate pattern as the switching element,
The second diode has a forward current capacity equal to or greater than that of the first diode, is disposed in the vicinity of the capacitor, and has a substrate pattern to which the switching element and the first diode are connected. resonant inverter, characterized by connecting the capacitor in parallel as well as connected to another board pattern connected through an auxiliary conductor.