JP4142803B2

JP4142803B2 - ブラシレスモータ

Info

Publication number: JP4142803B2
Application number: JP11528999A
Authority: JP
Inventors: 英樹須永; 太新木; 剛関根; 栄二高橋; 滋規大平
Original assignee: Calsonic Kansei Corp
Current assignee: Marelli Corp
Priority date: 1998-08-20
Filing date: 1999-04-22
Publication date: 2008-09-03
Anticipated expiration: 2019-04-22
Also published as: JP2000134978A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両用の送風機ファンの駆動などに好適なアウタロータ形のブラシレスＤＣモータにおいて、電機子コイルを流れる電流の切り替えタイミングを最適化したブラシレスモータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、自動車などの車両に搭載されるモータ、例えば空調装置に用いられる送風機ファンの回転駆動用モータには、電機子コイルに流れる電流の方向を整流子とブラシを用いて切り替えるＤＣモータが用いられてきた。
【０００３】
この従来の車両搭載のＤＣモータでは、電源に車両のバッテリーを用い、定電圧電源で駆動する。このためブラシを用いたＤＣモータの回転制御では、電源電圧を分圧抵抗によって分圧して用いる。例えばバッテリー電圧が１２Ｖで、ＤＣモータを３Ｖで駆動する場合、残りの９Ｖは分圧抵抗に印加され、熱となって消費される。このため、分圧抵抗で消費される電力が無駄になってエネルギー効率が良くない。さらにブラシによるしゅう動音が騒音発生の原因となっていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＤＣモータをブラシレス構造とし、電源電圧のデューティを可変（パルス幅制御）して回転制御した場合、ロータ磁極の検出位置から電機子コイルを流れる電流を切り替えるタイミングによって、トルクの発生効率が変化する。またその切替タイミングによって、モータとその収納ケースとの共鳴によるうなり音の大きさも変化する。
【０００５】
上記トルクの発生効率が最大となる切替タイミングと、うなり音が最小となる切替タイミングとは異なり、効率を優先すればうなり音が大きくなり、うなり音を小さくすれば、効率が低下する。
【０００６】
そこで本発明は、送風機ファンなどに用いるＤＣモータをブラシレス構造とし、電機子コイル電流の切り替えタイミングを最適制御して省エネルギーかつ低騒音なブラシレスモータを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するため、本発明のブラシレスモータは、モータの内周側に電機子を配置したアウタロータ形のブラシレスＤＣモータにおいて、ステータ（３）に配置された電機子コイル（４）を流れる電流を切り替えるスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）と、ロータ（１）に取り付けられた界磁用永久磁石（２）に対し一定の遅れ角にてロータ（１）と一体に取り付けられ、ロータ（１）の回転位置を示すセンサマグネット（５）と、前記ステータ（３）に取り付けられ、前記センサマグネット（５）による磁界の方向を検出する磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）と、この磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）からの磁界方向変化検出を受けて、ロータ（１）の回転速度を算出し、この回転速度に応じた、前記センサマグネット（５）の界磁用永久磁石（２）に対する遅れ角を進める進角制御のための進角量を出力する進角制御手段（１２ａ）と、前記磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）からの磁界方向変化検出を受けて、前記進角量に応じた進角制御を行い、スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）の電流切り替えタイミングを制御するタイミング制御手段（１２ｂ）とを具備し、前記進角制御手段（１２ａ）は、回転速度の算出を、前記ロータ（１）の回転周期に相当する前記センサマグネット（５）の磁界方向変化の時間間隔に基づいて行うことを特徴とする。
【０００８】
以上の構成によって、モータの回転速度に応じて、界磁用永久磁石の回転位置に対し、スイッチング素子の電流切り替えタイミングを制御し、特に、前記進角制御手段（１２ａ）による回転速度の算出が、前記ロータ（１）の回転周期に相当する前記センサマグネット（５）の磁界方向変化の時間間隔に基づいて行われ、回転周期内に発生する回転速度の算出誤差の要因が相殺される。
【０００９】
さらに、前記進角制御手段（１２ａ）が、前記ロータ（１）の回転速度が低速時には前記遅れ角の進角量を少なく制御し、高速時には前記遅れ角の進角量を多く制御することによって、モータが低速回転のとき、低騒音となることを優先し、モータが高速回転のとき、高効率であることを優先する制御を行う。
【００１０】
また、前記進角制御手段（１２ａ）が、前記ロータ（１）の回転速度に応じて前記遅れ角の進角量を滑らかに変化させることによって、モータの回転速度に応じて、スイッチング素子の電流切り替えタイミングを滑らかに変化させる。
【００１２】
【発明の効果】
本発明の請求項１に記載のブラシレスモータは、モータの回転速度に応じて、界磁用永久磁石の回転位置に対し、スイッチング素子の電流切り替えタイミングを制御するので、モータ効率や騒音を考慮して、電機子コイルを流れる電流の切り替えタイミングを最適制御できる。
【００１３】
本発明の請求項２に記載のブラシレスモータは、相対的に騒音発生が問題となるモータが低速回転のとき、高効率であることよりも低騒音となることを優先し、相対的に効率が問題となるモータが高速回転のとき、低騒音であることよりも高効率であることを優先する制御を行うので、省エネルギーかつ低騒音なブラシレスモータを提供できる。
【００１４】
本発明の請求項３に記載のブラシレスモータは、モータの回転速度に応じて、界磁用永久磁石の回転位置に対し、スイッチング素子の電流切り替えタイミングを滑らかに変化させるので、回転トルクの変化が穏やかで、滑らかな回転を得られる。
【００１５】
本発明の請求項４または請求項５に記載のブラシレスモータは、センサマグネットがＮ極とＳ極とを複数対有するか、または磁気センサが複数個配置されているので、ロータが１回転する間に複数回磁界方向の変化を検出でき、ロータの回転速度が変化しても、その変化に追随して高速応答で、きめ細かくタイミング制御できる。
【００１６】
また、本発明の請求項６に記載のブラシレスモータは、進角制御手段によりロータの回転周期に相当するセンサマグネットの磁界方向変化の時間間隔に基づいて回転速度を算出して、回転周期内に発生する回転速度の算出誤差の要因を相殺するため、正確な回転速度に基づいた制御が可能となる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係るブラシレスモータの実施の形態を詳細に説明する。
【００１８】
図１は、本発明に係るブラシレスモータの第１の実施の形態を適用したブラシレスモータを下側から見た下面図であり、（ａ）はトルク発生効率が良くなる構成例、（ｂ）は低騒音となる構成例を示す。本図に示すブラシレスモータは、車両用空調装置の送風機ファンの駆動に用いられ、三相２極巻線のアウタロータ形のブラシレスＤＣモータであり、内周側のステータに電機子コイル、外側のロータに界磁用永久磁石を備えたものである。
【００１９】
ステータ３には、各突出部３ａ〜３ｆをコアとして電機子コイル４ａ〜４ｆが三相に配置され、その外側には、９０度間隔でメインマグネット（界磁用永久磁石）２を備えたロータ１が配置されている。このロータ１の回転位置を示すセンサマグネット５は、Ｎ極とＳ極とが２対、ロータ１の回転中心に対し均等角度に配置され、ロータ１と一体に回転するシャフト６に取り付けられている。このセンサマグネット５による磁界の方向を検出するホールＩＣ１〜３（磁気センサ）が、ステータ３の内周に１２０度間隔で均等配置されている。
【００２０】
ブラシレスＤＣモータでは、メインマグネット２の検出位置から電機子コイル４ａ〜４ｆを流れる電流を切り替えるタイミングによって、発生するトルクが変化する。ロータ１の回転位置を示すセンサマグネット５を、図１（ａ）に示すようにメインマグネット２に対し遅れ角３０度でシャフト６に取り付けた場合、最も発生トルクが大きくなり、効率が良くなる。図１（ｂ）に示すように遅れ角４２度のときは、モータの振動周波数とモータ収納ケースの固有振動周波数との共鳴によるうなり音が最も小さくなる。本実施の形態では、センサマグネット２を、一例として遅れ角４４度でシャフト６に取り付けている。これは、機構的な誤差などによって、うなり音が最も小さくなる遅れ角には幅があり、通常最もうなり音の小さくなる遅れ角４２度に対し、余裕をみて、遅れ角４４度で取り付けて、その誤差を電気的な進角制御で補うためである。なお、▲１▼は電流経路が短く、他の電機子コイルに比べ２倍の電流が流れているコイルを示す。▲２▼は電機子コイル３ｃ（３ｆ）とメインマグネット２との反発力による正回転トルク発生位置、▲３▼は電機子コイル３ａ（３ｄ）とメインマグネット２との反発力による逆トルク発生位置を示す。
【００２１】
図２は、本実施の形態のブラシレスモータの制御回路部のブロック図である。センサ信号検出回路１１は、ホールＩＣ１〜３からセンサマグネット５の磁界方向変化検出を受けて、それぞれの反転信号を生成し、非反転信号と合わせて六信号からなるセンサ信号としてマイクロコンピュータ１２に入力する。これは、本実施の形態で用いるマイクロコンピュータ１２が、入力信号の立ち下がりエッジのみを検出するため、立ち上がりエッジを立ち下がりエッジに変換して検出するためである。このマイクロコンピュータ１２内の処理では、進角制御手段１２ａにて、センサ信号を受けて、その磁界方向変化検出の周期からモータの回転速度を算出し、この回転速度に応じた、センサマグネット５の界磁用永久磁石２に対する遅れ角を進める進角制御のための進角量を出力する。次にタイミング制御手段１２ｂにて、センサ信号、進角量、および空調制御装置（図示せず）からモータを回転指示する回転指示信号（ＰＷＭ信号）を受けて、進角量に応じた進角制御を行い、モータ駆動回路１３を介してＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）Ｑ１〜Ｑ６の電流切り替えタイミングを制御する。
【００２２】
図３（ａ）は、本実施の形態のブラシレスモータの制御回路部の進角制御を行わない場合のタイミングチャートであり、（ｂ）は、このタイミングで制御されるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ６）の接続関係を示す。センサマグネット５は、Ｎ極とＳ極とが９０度ごとに配置されるため、ホールＩＣからの磁界方向変化検出信号は、ロータ１が１回転する間に２周期変化する。これによって、ロータの回転を２倍細かくタイミング制御することができる。また、ホールＩＣを均等間隔で３個配置したことによって、ロータの回転を３倍細かくタイミング制御することができる。この均等間隔で配置されたホールＩＣ１〜３からの磁界方向変化検出に基づき、ロータ１が１回転する間にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ６）のオン／オフを計１２回スイッチングし、オンとなるＭＯＳＦＥＴの組み合わせによって、電機子コイル４ａ〜４ｆを流れる電流の方向を切り替える。
【００２３】
図４は、（ａ）がロータ回転位置、（ｂ）がそのときの制御に用いるホールＩＣ信号およびＭＯＳＦＥＴの導通状態との対応関係を示す。ロータ回転角０度のときはホールＩＣ３からの信号を用い、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），（Ｑ５）が導通状態となる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）が電源側、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ５）が接地側となり、接続点Ｕと接続点Ｖとの間に電圧が印加される。
【００２４】
図５は、ホールＩＣ３切替時の各コイルの通電状態と、メインマグネット２に対するセンサマグネット５の遅れ角による位置を示す図である。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）と（Ｑ５）がオンし、Ｕ側（Ｑ１）が電源電圧となり、Ｖ側（Ｑ５）が接地される。電流経路Ｓ１をＵ側（＋）→コイル４ｆ→コイル４ｃ→Ｖ側（ＧＮＤ）とし、電流経路Ｓ２をＵ側（＋）→コイル４ｅ→コイル４ｂ→コイル４ａ→コイル４ｄ→Ｖ側（ＧＮＤ）とすると、電流経路Ｓ１は抵抗値が半分のため、電流値が２倍となる（図１の▲１▼）。この電流値が２倍となるコイルとメインマグネット２との間には、他のコイルと比べ特に強い反発力を生じ、逆トルクを打ち消す強い回転トルクを生じる。
【００２５】
図６は、（ａ）がロータ回転角３０度の場合を示し、（ｂ）がそのときの制御に用いるホールＩＣ信号およびＭＯＳＦＥＴの導通状態との対応関係を示す。ロータ回転角３０度のときはホールＩＣ１からの信号を用い、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３），（Ｑ５）が導通状態となる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）が電源側、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ５）が接地側となり、接続点Ｗと接続点Ｖとの間に電圧が印加される。
【００２６】
図７は、ホールＩＣ１切替時の各コイルの通電状態と、メインマグネット２に対するセンサマグネット５の遅れ角による位置を示す図である。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）と（Ｑ５）がオンし、Ｗ側（Ｑ３）が電源電圧となり、Ｖ側（Ｑ５）が接地される。電流経路Ｓ３をＵ側（＋）→コイル４ａ→コイル４ｄ→Ｖ側（ＧＮＤ）とし、電流経路Ｓ４をＵ側（＋）→コイル４ｂ→コイル４ｅ→コイル４ｆ→コイル４ｃ→Ｖ側（ＧＮＤ）とすると、電流経路Ｓ３は抵抗値が半分のため、電流値が２倍となる。
【００２７】
図８は、ホールＩＣからの信号に基づき、ＭＯＳＦＥＴの出力切替制御信号を出力するタイミングチャートであり、（ａ）はセンサ（ホールＩＣ）からの入力信号、（ｂ）はＭＯＳＦＥＴのゲート信号を示す。
【００２８】
（ａ）に示すＳＡＨ，ＳＡＬは、それぞれホールＩＣ１からの信号およびその反転信号を示す。同様にＳＢＨ，ＳＢＬは、それぞれホールＩＣ２からの、ＳＣＨ，ＳＣＬは、それぞれホールＩＣ３からの信号およびその反転信号を示す。以上の６信号によって、ロータの３０度回転ごとにきめ細かくタイミングを制御することができる。しかも回転数の変化に対する応答性の高い制御を可能としている。
【００２９】
（ｂ）は、進角制御時のＭＯＳＦＥＴに出力するゲート信号を示し、ＡＴ，ＢＴ，ＣＴはハイサイド（電源側）、ＡＢ，ＢＢ，ＣＢはローサイド（接地側）のＭＯＳＦＥＴに対するゲート信号を示す。本実施の形態では、上記センサ入力の６信号の立ち下がりによって、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号をタイミング制御する。この場合、各センサ信号の立ち下がりに対応して、次の立ち下がりに相当するタイミング（ロータ１の３０度回転相当）を予測して、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号をオン／オフ制御する。その際、センサ信号の立ち下がりエッジ間の時間からロータの回転速度を算出し、その回転速度に対応した進角制御のための進角量を求める。そして、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号をオン／オフ制御する際、その進角量に応じた制御を行い、タイミング制御する。なお、センサ信号の立ち上がりエッジを用いても同様の制御を行うことができる。
【００３０】
図９は、モータの回転数に対する進角制御量の対応関係を示し、（ａ）は進角量を角度で表し、（ｂ）は進角量を時間で表す。（ａ）に示すようにモータの回転数が１８００ｒｐｍまでは進角量を０として、機構的に固定された遅れ角Ｄ（例えば４４度）でＭＯＳＦＥＴの出力をオン／オフ制御する。これは、モータの起動時などは、モータの回転速度が安定せず、センサ信号の立ち下がりエッジ間の時間からロータの回転速度を算出し、その回転速度に対応した進角制御を行うと、センサ信号の立ち下がり検出から次の立ち下がりを予測する予測制御が実際の回転数とずれを生じ、進角量が実際の回転数とは合わないものとなるからである。すなわち回転速度が安定しない間に進角制御を行うと、回転トルクに変動を生じ回転むらの原因となるので、一定の回転速度に達するまで、機構的に固定された遅れ角すなわち低騒音となる遅れ角でＭＯＳＦＥＴの出力をオン／オフ制御し、進角制御を行わない。
【００３１】
モータの回転数が１８００ｒｐｍに達すると進角制御を開始し、２５００ｒｐｍまでの間は遅れ角をＤからＤ−８に直線的に滑らかに連続変化させる。遅れ角を急激に変化させると、回転トルクも急激に変化し、回転むらの原因とるので、これを避けるため、遅れ角を滑らかに連続変化させる。モータの回転数が２５００ｒｐｍ以上では、８度進角制御を行い、遅れ角をＤ−８（３６度）とする。
【００３２】
マイクロコンピュータのソフトウェア制御にて、上記回転数に応じた制御を行うために、（ｂ）に示すモータ回転数に対応した進角時間制御を行う。まず、モータ回転数が１８００ｒｐｍまでは進角制御を行わないので、センサ信号の立ち下がりエッジを検出すると、その検出からすぐにＭＯＳＦＥＴの出力をオン／オフ制御する。
【００３３】
モータ回転数が１８００ｒｐｍに達すると進角制御を開始し、図８に示されたようにロータ１の３０度回転ごとにセンサ信号を受けて、次の立ち下がりに相当するタイミング（ロータ１の３０度回転相当）を予測してＭＯＳＦＥＴのゲート信号をオン／オフ制御する。すなわちモータ回転数が１８００ｒｐｍ（周期：３３．３ｍｓｅｃ）のとき、ロータが３０度回転に要する時間は２．７８ｍｓｅｃであり、２５００ｒｐｍ（周期：２４ｍｓｅｃ）のとき、ロータが３０度回転に要する時間は２ｍｓｅｃなので、センサ信号の立ち下がりエッジからこの３０度回転に要する時間経過した後、ＭＯＳＦＥＴのゲート信号をオン／オフ制御する。２５００ｒｐｍのとき、８度進角制御を行うためには、ソフトウェアによる進角時間を（２−０．５３３）ｍｓｅｃとする。
【００３４】
以上説明したように、第１の実施の形態では、３０度回転に要する時間から、ロータの回転数を算出し、算出された回転数に応じて進角時間を決定するので、高速応答が可能で、きめ細かい制御が可能となっている。
【００３５】
ここで、図１０（ａ）において、ホールＩＣ１〜ＩＣ３で検出されるセンサマグネットからの磁気信号を、同図（ｂ）において、この磁気信号をホールＩＣ内部のコンパレータ（図示せず）により２値化して出力される出力信号をそれぞれ示す。
【００３６】
本図に示すように、磁気信号を入力するコンパレータのしきい値レベルは、本図の矢印１４ａで示すように標準値に対する所定のばらつき範囲内で許容されるので、その出力信号のエッジ（極性切り替りタイミング）にもばらつきが生じる可能性がある。従って、異なるホールＩＣからの出力信号のエッジに基づいて回転数を検出する場合にあっては、それぞれコンパレータのしきい値が同一ではないために、これが算出される回転数の誤差の要因となる。
【００３７】
また、本図（ａ）に実線で示すように、各磁気信号は、理想的には互いに１２０度の位相差をもってホールＩＣに入力されるべきだが、実際には、破線で示すように、理想とは異なった波形を示す。その要因としては、以下のものが挙げられる。
【００３８】
第１の要因としては、はんだ付け等の作業のばらつきにより、理想的には均等間隔で配置固定されるべきホールＩＣの間隔が、不均等となることが挙げられる。これにより、本図の矢印１４ｂで示すような時間軸に対するずれが生じている。第２の要因としては、磁化工程でのばらつきによりセンサマグネットの着磁状態が不均等になることが挙げられる。このため、磁気信号には、本図の矢印１４ｃで示すような歪みが生じている。
【００３９】
従って、本図に示すように、実際のホールＩＣの出力信号における、理想に対するエッジタイミングのばらつきは、コンパレータのしきい値レベルによる電気的な要因に、上記の機械的な要因を加えたものとなる。このため、理想的なエッジ間周期（この図の場合３０度）に対する実際の周期が変動することとなる。そして、このように、回転角が３６０度に満たないエッジ間周期からモータ回転数を算出した場合には、その算出誤差が増大し、正確な回転数での進角制御が困難となる可能性がある。
【００４０】
そこで、ロータの回転周期、即ち３６０度回転に相当するエッジ間周期から回転数を算出するように構成された本発明のブラシレスモータの第２の実施の形態を説明する。この実施の形態では、ロータの回転角３６０度に相当するエッジ間周期から回転数を算出することで、これより短いエッジ間周期（例えば３０度）での検出によっては顕在化してしまう上記第１および第２の要因の影響を防止している。加えて、同一のホールＩＣでの検出により、コンパレータ間のしきい値レベルの差による、回転数の誤差発生をキャンセルしている。
【００４１】
図１１は、第２の実施の形態において回転数誤差を低減可能とする原理を説明するためのタイミングチャートである。
【００４２】
ホールＩＣ１〜ＩＣ３からは、本図に示すように、理想的には均等な位相差をもった出力信号が得られ、その１周期は正確に回転角３６０度となるべきだが、本実施の形態にあって電気角２周期分に相当するロータの１周期時間内には、実際には、上記説明した要因により、立ち下がりエッジにおけるずれａおよびｃと、立ち上がりエッジにおけるずれｂおよびｄが存在する。
【００４３】
ところが、ロータの１周期分に相当するエッジ間周期を検出する方法を採ることにより、これらずれが相殺して、本図に示すように、ほぼ回転角３６０度に相当する正確な周期が検出可能となる。
【００４４】
図１２は、進角制御手段１２ａにおける回転数算出の動作を示すフローチャートであり、進角量を決定する前段階として繰返し実行されるものである。
【００４５】
本図におけるステップＳ１においては、進角制御手段１２ａは、回転指示が入力されている状態においてマイクロコンピュータ１２の所定の割込みポートにセンサ信号検出回路１１からの信号エッジ（立上がりあるいは立ち下がり）が検出されたときに、内部タイマーをリセットするとともに、エッジ数を積算するための変数ｉを０（零）に初期化する。そして、上述の割込みポートに入力される信号のエッジ（立上がりあるいは立ち下がり）により、この処理に割込みがかかると、ステップＳ３において進角制御手段１２ａは、変数ｉを繰上げ、エッジ数を積算する。そして、ステップＳ５においては、変数ｉが、ロータ１周期に相当する所定の数（この実施の形態では４）であるか否かを判定し、ここでＮＯと判定されると次の割込みがかかるのを待ち、次の割込みにより再びステップＳ３を行う。一方、ステップＳ５において、ＹＥＳと判定されると、進角制御手段１２ａは、次のステップＳ７において、内部タイマーを停止させて、ロータ１周期を計測する。そして、ステップＳ９においては、計測されたロータ１周期の逆数（回転数）を算出し、ステップＳ１１においては、算出された回転数に応じたソフトウェアによる進角時間ｔを決定して、次回の進角制御に使用する。その際、進角時間ｔ（ｓｅｃ）は、進角量をα（度）、ロータ１周期をＴ（ｓｅｃ）とすると、
ｔ＝Ｔ×（３０−α）／３６０
として求める。尚、ブラシレスモータが作動している間は、以上の動作が逐次実行されるようになっている。
【００４６】
以上の説明から明らかなように、この第２の実施の形態では、回転数の算出をロータの回転周期に相当するエッジ間周期に基づいて行うため、誤差の少ない正確な回転数算出ができ、正確な回転数での進角制御が可能となる。
【００４７】
これ以降は、本発明に係るブラシレスモータの第１の実施の形態および第２の実施の形態に共通な特性を説明する。
【００４８】
図１３は、センサマグネット５のメインマグネット２に対する遅れ角と騒音レベルとの関係を示す。回転数が２４００ｒｐｍでは、送風音による影響で遅れ角によるうなり音成分がマスクされてしまい、騒音レベルが一定となる。回転数が９００ｒｐｍでは、送風音が小さくなるので、相対的にうなり音成分が大きくなり、遅れ角が大きくなるにつれ騒音が小さくなる。このことから、特に低回転数領域では、遅れ角を大きくすることによる低騒音化の効果が大きい。
【００４９】
図１４は、センサマグネット５のメインマグネット２に対する遅れ角とモータ効率との関係を示す。遅れ角３０度程度でモータ効率が最大となり、その結果回転トルクが最大となる。上記の遅れ角と騒音レベルとの関係を考慮すると、高回転数領域では、遅れ角を変えても騒音が変化しないので、モータ効率を優先した遅れ角に設定することによって、高効率なモータを得ることができる。
【００５０】
以上のことから、ロータの回転速度が低速時には遅れ角の進角量を少なく制御し、高速時には遅れ角の進角量を多く制御することによって、回転数によって低騒音と高効率とを最適な割合で両立した制御ができる。
【００５１】
図１５は、モータ回転数とその騒音の１２次成分との遅れ角による関係の変化を示す。例えば１０００ｒｐｍすなわち毎秒１６．７回転のとき１２次成分は２００Ｈｚとなり、モータとその収納ケースとの共鳴により、うなり音が極大となる。さらに回転数が高くなると、うなり音よりも送風音が大きくなりマスクされてしまう。
【００５２】
図１６は、モータ回転数とその騒音の２４次成分との遅れ角による関係の変化を示す。例えば５００ｒｐｍすなわち毎秒８．３回転のとき２４次成分は２００Ｈｚとなり、モータとその収納ケースとの共鳴により、うなり音が極大となる。さらに回転数が高くなると、うなり音よりも送風音が大きくなりマスクされてしまう。
【００５３】
以上述べたように本発明のブラシレスモータを車両用空調装置の送風機ファンの駆動用に用いることによって、低回転時すなわち送風量が少ないときは低騒音で、高回転時すなわち送風量が多いときは高効率運転によって省エネルギーでかつ高トルクな回転力を得ることができ、これを回転数によって最適な割合に制御して、快適な空調環境を得ることができる。
【００５４】
なお、本実施の形態では、車両用空調装置の送風機ファンの駆動用ブラシレスモータとして説明したが、例えば、車両用エンジンのラジエータ冷却ファンにも同様に適用でき、さらに室内用空調装置の送風機ファンなどにも用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るブラシレスモータの第１の実施の形態の下面図であり、（ａ）はトルク発生効率が良くなる構成例、（ｂ）は低騒音となる構成例を示す図である。
【図２】図１に示した形態における制御回路部のブロック図である。
【図３】（ａ）は、ブラシレスモータの制御回路部のタイミングチャートであり、（ｂ）は、ＭＯＳＦＥＴの接続関係を示す図である。
【図４】（ａ）がロータ回転位置、（ｂ）がホールＩＣ信号およびＭＯＳＦＥＴの導通状態との対応関係を示す図である。
【図５】ホールＩＣ３切替時の各コイルの通電状態と、メインマグネットに対するセンサマグネットの遅れ角による位置を示す図である。
【図６】（ａ）がロータ回転角３０度の場合を示し、（ｂ）がホールＩＣ信号およびＭＯＳＦＥＴの導通状態との対応関係を示す図である。
【図７】ホールＩＣ１切替時の各コイルの通電状態と、メインマグネットに対するセンサマグネットの遅れ角による位置を示す図である。
【図８】（ａ）はセンサ（ホールＩＣ）からの入力信号、（ｂ）はＭＯＳＦＥＴのゲート信号を示すタイミングチャートである。
【図９】モータの回転数に対する進角制御量を示す図であって、（ａ）は進角量を角度で表し、（ｂ）は進角量を時間で表す図である。
【図１０】モータの回転数算出誤差の要因を説明した図である。
【図１１】本発明に係るブラシレスモータの第２の実施の形態における回転数算出誤差を低減する原理を説明したタイミングチャートである。
【図１２】図１１に示した形態における回転数算出のための処理過程を説明したフローチャートである。
【図１３】センサマグネットのメインマグネットに対する遅れ角と騒音レベルとの関係を示す図である。
【図１４】センサマグネットのメインマグネットに対する遅れ角とモータ効率との関係を示す図である。
【図１５】モータ回転数とその騒音の１２次成分との関係を示す図である。
【図１６】モータ回転数とその騒音の２４次成分との関係を示す図である。
【符号の説明】
１…ロータ，２…メインマグネット（界磁用永久磁石），３…ステータ，４ａ〜ｆ…電機子コイル，５…センサマグネット，６…シャフト，１１…センサ信号検出回路，１２…マイクロコンピュータ，１３…モータ駆動回路，ＩＣ１〜３…ホールＩＣ（磁気センサ），▲１▼…２倍の電流が流れているコイル，▲２▼…正回転トルク発生位置，▲３▼…逆トルク発生位置。

Claims

モータの内周側に電機子を配置したアウタロータ形のブラシレスＤＣモータにおいて、
ステータ（３）に配置された電機子コイル（４）を流れる電流を切り替えるスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）と、
ロータ（１）に取り付けられた界磁用永久磁石（２）に対し一定の遅れ角にてロータ（１）と一体に取り付けられ、ロータ（１）の回転位置を示すセンサマグネット（５）と、
前記ステータ（３）に取り付けられ、前記センサマグネット（５）による磁界の方向を検出する磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）と、
この磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）からの磁界方向変化検出を受けて、ロータ（１）の回転速度を算出し、この回転速度に応じた、前記センサマグネット（５）の界磁用永久磁石（２）に対する遅れ角を進める進角制御のための進角量を出力する進角制御手段（１２ａ）と、
前記磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）からの磁界方向変化検出を受けて、前記進角量に応じた進角制御を行い、スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）の電流切り替えタイミングを制御するタイミング制御手段（１２ｂ）とを具備し、
前記進角制御手段（１２ａ）は、回転速度の算出を、前記ロータ（１）の回転周期に相当する前記センサマグネット（５）の磁界方向変化の時間間隔に基づいて行うことを特徴とするブラシレスモータ。
前記進角制御手段（１２ａ）が、前記ロータ（１）の回転速度が低速時には前記遅れ角の進角量を少なく制御し、高速時には前記遅れ角の進角量を多く制御することを特徴とする請求項１記載のブラシレスモータ。
前記進角制御手段（１２ａ）が、前記ロータ（１）の回転速度に応じて前記遅れ角の進角量を滑らかに変化させることを特徴とする請求項１または請求項２記載のブラシレスモータ。
前記センサマグネット（５）は、Ｎ極とＳ極とが複数対、ロータ（１）の回転中心に対し均等角度に配置されていることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のブラシレスモータ。
前記磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）が、前記ステータ（３）周囲に均等角度にて複数個配置されていることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のブラシレスモータ。