JP4068113B2 - パルスレーダ装置及びその距離検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、高周波信号を送信し、その反射波の信号から目標物までの距離を高精度に検知するパルスレーダ装置に関する。

レーダ装置では、現在、所定周波数（車載レーダの場合７６ＧＨｚ等）に変調されたパルスを送信波として放出し、対象物による反射波の遅延時間から対象物との距離を求めるパルス方式と、所定周波数範囲内で三角波ＦＭ変調を行った信号を送信して対象物に反射させ、送信波と反射波との周波数差を求めることによって対象物との距離を求めるＦＭ−ＣＷ方式が一般に採用されている。

従来のパルス方式のレーダは、送信部で用いる高周波信号と受信部のミキサで用いられる高周波信号に異なった周波数の信号を用い、中間周波数の信号（以下ＩＦ信号）としてその差の周波数を求め、このＩＦ信号の振幅が最大になる遅延時間を検出することにより、目標物までの距離を検知している（例えば非特許文献１参照。）。

しかしながら、このパルス方式のレーダでは、高価な高周波発振器を送信部と受信部にそれぞれ１台づつ計２台必要とするので、レーダ装置の小型化、低コスト化の点において問題がある。

またレーダ装置は、ミリ波信号を扱うため個々の部品が高価となる。そのため、１つの高周波発信器からの信号を送信部では変調し、受信部では周波数変換器に用いるホモダイン方式が一般に用いられる。ホモダイン方式では、１台の高周波発振器からの信号を送信部と受信部で共通に使用するため、送信波と受信波が逆位相となり反射波を検知できないヌルが生じるが、受信部に、例えば２台の受信周波数変換器（以下ミキサ）を備えて２系列で受信し、各ミキサへの入力として高周波発振器からの信号の位相を互いに９０度違わせた信号を供給することによって、ＩＦ信号が両方ともヌルになるのを防いでいる（例えば非特許文献２参照。）。

しかし、このホモダイン方式の構成の場合においても、受信部にミキサとＩＦ受信回路を２系統分必要となるため、やはり小型化、低コスト化に点において問題がある。
吉田孝著「改訂レーダ技術」社団法人電子情報通信学会、平成８年１０月１日発行、ｐ．７４−７５，ｐ．１７５−１７７ ＢＯＳＣＨ、ｐ．５"SRR basic technical concept"、[online]、［平成１５年２月１４日検索］、インターネット＜ＵＲＬ：www.ero.dk/EROWEB/SRD/UWB/Folien%20Hr.%20Reiche.ppt_1.ppt＞

パルスレーダ装置を、送信部の高周波発振器の出力を受信部のミキサでも共用するホモダイン方式で構成した場合、静止した目標物を検知した場合の受信信号とは、送信信号が目標物までの距離の往復に要した時間分遅延したものであるので、一定周波数の送信信号とは遅延時間分の位相差が生じている。この位相差をΔθとすれば、

となる。ただし（１）式でＲはレーダと目標物との距離、λｃは高周波信号の波長、ω_c は高周波信号の角周波数、τは目標までの往復遅延時間である。
このとき、ミキサの出力信号ｈ（ｔ）は、

となる。但し（２）式で、ＡはＩＦ信号振幅で、送信部から受信ミキサ出力までの回線設計により決まる。またω₀ は、パルス変調の基本角周波数、γはパルス変調の送信側初期位相である。

なお、（２）式で、高周波の送信機出力の位相と、受信ミキサへの入力位相差は式簡略化のため、０度としている。
（２）式より、ＩＦ信号ｈ（ｔ）は、距離Ｒに対しλｃ／２周期で正弦波的に変化する。そして対象物との距離Ｒ＝λｃ／８，３λｃ／８のとき反射波の信号が送信波と逆位相となるのでｈ（ｔ）＝０となり反射波が復調できないヌルが生じる。また更に対象物との距離が離れるとλｃ／４毎にｈ（ｔ）＝０となりヌルが生じる。このとき、レーダ受信信号は無くなり受信側では対象物を検知できない。

このヌルが生じるポイント（ヌル点）は高周波の波長のオーダで発生する。例えば高周波信号の周波数を７６ＧＨｚとすれば、その波長λｃ≒３．９ｍｍなので、往復で３．９／４≒１ｍｍとなり、目標物との距離が１ｍｍ変化する毎にヌル点が発生する。これに対応する為、従来のレーダ装置では、受信部にミキサを２つ備えて２系統とし、高周波発振器の原信号と、原信号を１／４位相を遅延させた信号の双方を用いて復調を行っていた。しかしながら、このホモダイン方式では受信側の高周波回路を２系統持つことになり装置が高価・大型化してしまう。

またＦＭ−ＣＷ方式では、近距離（ｃｍ単位）にある対象物との距離が正確に測定するには、変調幅が７００ＭＨｚ程度の高価なＦＭ発振器が必要となり、やはり装置が高価になってしまう。よってＦＭ−ＣＷ方式では、対象物との距離が近い場合、距離の測定が難しい。

本発明は、上記の課題を解決するために成されたもので、装置の小型化、低コストが可能となるレーダ装置を提供することを課題とする。
また、本発明は、近距離においても精度の高い計測を可能としたレーダ装置を提供することを課題とする。

更に本発明は、他装置からの干渉を除去することができるレーダ装置を提供することを課題とする。

本発明によるパルスレーダ装置は、送信の高周波と受信周波数変換に同じ周波数の高周波信号を用いるホモダイン式のパルスレーダ装置を前提とし、上記問題点を解決する為、発振手段、ＡＳＫ変調手段、送信手段、受信手段、遅延時間検出手段、及び距離算出手段を備える。

発振手段波、周波数変調された前記高周波信号を発振する。
ＡＳＫ変調手段波、前記高周波信号をパルス振幅変調する。
送信手段は、前記ＡＳＫ変調手段によって変調された信号を送信信号として外部に放出する。

受信手段は、前記送信信号の反射波を受信信号として受信する。
遅延時間検出手段は、前記受信信号の遅延時間を検出する。
距離算出手段は、前記遅延時間から目標物までの距離を求める。

この構成により目標物からの反射信号を検知できないヌル点が発生しないレーダ装置を構成することができ、また小型で低コストのレーダ装置を実現することが出来る。
また本発明によるパルスレーダ装置は、前記高周波信号より周波数が低い高速矩形波信号を発振する高速矩形波発振手段と、前記高速矩形波信号より周波数が低い低速矩形波信号を発振する低速矩形波信号発振手段とを更に備え、前記ＡＳＫ変調手段は、前記高速矩形波信号と前記低速矩形波信号を重畳した信号によってスイッチングして前記高周波信号をパルス振幅変調する構成とすることも出来る。

このような構成により、他のレーダ装置からの干渉を受けないレーダ装置とすることが出来る。

本発明によれば、１つの高周波発振器による高周波信号を、送信部と受信部のミキサで共用しても出力にヌル点が発生しない、高精度で低コストであり、従来より小型化されたレーダ装置を実現できる。

また検知距離が近距離であっても高精度な測定が可能なレーダ装置を実現することが出来る。
更に、他装置からの干渉を防ぐことができるので、複数のレーダ装置を至近距離に設置して使用した場合も高精度の検知が可能となる。

以下に本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。尚以下の例では、１０ｍより近距離にある目標物を個別に精度良く識別し検知することを目的とした車載用のレーダ装置を例として説明しているが、本発明は車載用のレーダ装置に限定されるものではなく、水位の測定用のレーダ装置、遮断機での検知等、近距離での高精度な測定が可能、他装置からの干渉を除去できる、装置を安価・小型化できる等の本発明によるレーダ装置の特徴が有効な他の分野にも適用することが出来る。

図１は、第１の実施形態におけるレーダ装置の構成を示すブロック図である。
図１に示すレーダ装置では、送信部にｆｍＯＳＣ１１、送信高周波発振器（ＶＣＯ）１２、ＡＳＫスイッチ回路１３、高速矩形波ＯＳＣ１４及び送信アンテナ（Ｔ−ａｎｔ）１５を有し、また受信部にはローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６、受信アンテナ（Ｒ−ａｎｔ）１７、第１の高周波ゲート（Ｇａｔｅ１）１８、第２のＩＦ帯ゲート（Ｇａｔｅ２）２１、受信ミキサ（Ｍｉｘ）１９、第１のデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ１）２４、帯域通過濾波器（ＢＰＦ）２２、Ｉ／Ｑ検波器（Ｉ／Ｑ−ＤＥＴ）２３及び第２のデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ２）２０を有している。

ｆｍＯＳＣ１１は、送信高周波発振器１２に対して周波数ｆｍの三角波信号を出力する。送信高周波発振器１２は、電圧制御発振器で、ｆｍＯＳＣ１１から入力される直流電圧値に基づいて周波数変調を行い、入力電圧に比例した周波数を持つ周波数変調された高周波ＦＭ波を搬送波としてＡＳＫスイッチ回路１３に出力する。ＡＳＫスイッチ回路１３は、送信高周波発振器１２から入力される搬送波を、高速矩形波ＯＳＣ１４からの矩形波によってスイッチングして、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）方式の変調を行なう。高速矩形波ＯＳＣ１４は検知するレーダが目標の最大距離の往復の遅延時間を一周期とする周波数ｆ０（ｆｍが７６ＭＨｚの時は、例えば１０ＭＨｚ程度）の矩形波をＡＳＫスイッチ回路１３に出力する。送信アンテナ１５は、ＡＳＫスイッチ回路１３から出力される送信信号を外部に放射する。

ローパスフィルタ１６は、高速矩形波ＯＳＣ１４の出力信号から周波数ｆ０の基本波成分のみを抽出し、Ｉ／Ｑ検波器２３に出力する。受信アンテナ１７は、送信アンテナ１５から放射された送信信号が対象物に反射された反射波信号を受信し、受信信号として第１の高周波ゲート１８に入力する。第１の高周波ゲート１８及び第２のＩＦ帯ゲート２１は、高速動作するＡＮＤゲートで、第２のデジタルシグナルプロセッサ２０からのゲーティング信号に基づいて入力信号をゲーティングし、出力する。受信ミキサ１９は、送信高周波発振器１２からのＦＭ波によって第１の高周波ゲート１８からの高周波信号を周波数変換する。第２のデジタルシグナルプロセッサ２０は、第１のデジタルシグナルプロセッサ２４からの遅延指令信号に基づいて高速矩形波ＯＳＣ１４からのパルス信号を遅延させてゲーティング信号を生成し、第１の高周波ゲート１８及び第２のＩＦ帯ゲート２１に出力する。帯域通過濾波器２２は、第２のＩＦ帯ゲート２１の出力信号から周波数ｆ０付近の成分を抽出しＩ／Ｑ検波器２３に出力する。Ｉ／Ｑ検波器２３は、ローパスフィルタ１６の出力信号を基準位相として、帯域通過濾波器２２からの入力信号の位相検波を行い、同相成分（Ｉｃｈ）及び直交成分（Ｑｃｈ）をそれぞれ第１のデジタルシグナルプロセッサ２４に出力する。第１のデジタルシグナルプロセッサ２４は、第２のデジタルシグナルプロセッサ２０に遅延指令信号によってゲーティング信号の遅延時間を指示し、Ｉ／Ｑ検波器２３の出力を測定してレベルが最大になる時を受信信号の遅延時間τとして求め、この遅延時間τから目標物との距離Ｒを算出して出力する。

図１の構成のレーダ装置において、送信高周波発振器１２は、周波数変調された三角波等の高周波信号（以下ＦＭ波）を出力する。
図２に送信高周波発振器１２から出力されるＦＭ波を示す。

同図の送信ＦＭ波３１は、周期１／ｆｍ（周波数ｆｍ）、変調周波数幅ΔＦの三角波となっており、この信号が振幅変調されて送信アンテナ１６から放射される。そして受信アンテナ１６で受信した信号３２は、信号３１より目標物との距離に比例して遅延が生じている。またこのＦＭ波は一部が分岐され受信部の受信ミキサ１９に供給される。

送信部において、送信高周波発振器１２から出力された送信部ＦＭ波は、図３に示す高速矩形波ＯＳＣ１４からの周波数ｆ０、パルス幅Ｔｗの短いパルス信号（以下スイッチ信号）により、ＡＳＫスイッチ回路１３で振幅変調を受け、送信アンテナ１５から輻射される。

図４に送信信号のスペクトラムを示す。
図４に示す送信信号は、中心周波数ｆ_T として、図３に示したスイッチ信号の周波数ｆ０毎に成分を持ち、またその包絡線は、中心周波数ｆ_Tの上下に１／Ｔｗの周波数（スイッチ信号のパルス幅Ｔｗ）の周期を持つ。また送信信号の中心周波数ｆ_T は全体のスペクトラムと共に図２に示す送信ＦＭ波３１のように時間と共に、三角状に周波数が変化する。

レーダ装置は、図４に示したような送信信号を輻射し、目標物からの反射波を受信アンテナ１７によって受信する。
図５は、この受信高周波信号のスペクトラムを示す図である。

同図の受信信号は、図４に示した送信信号のスペクトラムを、ビート周波数ｆｂ分だけシフトした中心周波数ｆ_R のスペクトラムを持ち、また周波数スペクトラムが、全体として図２に示す受信ＦＭ波３２のように三角状に周波数がシフトする変化をしている。

このビート周波数ｆｂは、目標物までの距離Ｒ、ＦＭ変調の三角波周波数ｆ_m 、変調周波数幅ΔＦから（３）式によって表される。

ただし、上式においてｃは光速である。
この受信高周波信号は、第１の高周波ゲート１８によりゲーティングされ、第１の高周波ゲート１８からはゲーティング信号がＯＮの期間のみ入力信号が出力される。

図６は、ゲーティング信号及び第１の高周波ゲート１８の入力信号と、出力信号の関係を示す図である。
第１の高周波ゲート１８は、第１のデジタルシグナルプロセッサ２４から供給されるゲーティング信号がＯＮである期間には入力信号をそのまま出力し、ゲーティング信号がＯＦＦであるときは、入力信号は遮断されて出力しない。

図６（ａ）は、第１の高周波ゲート１８への入力信号で、送信信号より遅延時間τだけ位相がずれている。また同図（ｂ）は入力信号と遅延時間τ_m が一致しない場合のゲーティング信号、同図（ｃ）はその出力信号、同図（ｄ）は入力信号と遅延時間τ_mが一致した場合のゲーティング信号、同図（ｅ）はその出力信号を示す。

同図（ｂ）のゲーティング信号は、第２のデジタルシグナルプロセッサ２０が第１のデジタルシグナルプロセッサ２４からの遅延指令信号に基づいて、高速矩形波ＯＳＣ１４の出力信号を遅延させて生成したもので、図３に示したスイッチ信号と同一の周波数ｆ０、同一のパルス幅Ｔｗを持つ。

ゲーティング信号は送信信号に対してτ_m 遅延しており、同図（ｂ）例では、このゲーティング信号の遅延時間τ_m≠τとなっており同図（ａ）の入力信号と同図（ｂ）のゲーティング信号が同じ時間に信号が存在してる部分は無い。よって、この場合は第１の高周波ゲート１８の出力は同図（ｃ）の様に０となる。

一方同図（ｄ）の様にゲーティング信号の遅延時間τ_m ＝τの時、ゲーティング信号と受信信号の信号の位置が一致するので、同図（ｅ）に示すように第１の高周波ゲート１８からは、入信号がそのまま出力される。第１のデジタルシグナルプロセッサ２４は、Ｉ／Ｑ検波器２３の出力を測定しながら第２のデジタルシグナルプロセッサ２０に遅延指令信号を出力して、遅延時間τ_m＝τとなるゲーティング信号の遅延時間τ_m を求める。

第１の高周波ゲート１８からの高周波出力信号は、ミキサ１９において送信高周波発振器１２からの高周波ＦＭ波により周波数変換されＩＦ信号として出力される。このＩＦ信号のスペクトラムを図７に示す。

ミキサ１９では、送信信号と受信信号をミキシングしているので、両者の差分がＩＦ信号として出力される。例えば、図５の周波数ｆ_R を中心としたスペクトラムと図４の周波数ｆ_T のみ検波（ＡＳＫ変調されていないのでｆｍ波となる）のスペクトラムの差分が図７の周波数ｆ０＋ｆｂ等のスペクトラムとなっている。

ミキサ１９から出力されるＩＦ信号は第２のＩＦ帯ゲート１９により更にゲーティングされる。第２のＩＦ帯ゲート２１は、第１の高周波ゲート１８と同様、第１のデジタルシグナルプロセッサ２４から供給されるゲーティング信号がＯＮである期間には入力信号をそのまま出力し、ゲーティング信号がＯＦＦであるときは、入力信号は遮断されて出力しない。第１のゲート１８と第２のゲート１９は同じゲーティング信号によって同時に動作し、またゲーティング信号は、第１のデジタルシグナルプロセッサ２４からの指示に基づいてゲーティングの遅延時間τ_m が順次変化するように制御されている。

第２のＩＦ帯ゲート２１によってゲーティングされたＩＦ信号は、短いパルス幅であり、図７に示すように、スイッチング波の繰り返し周波数ｆ０の整数倍の周波数を持つ多数の高調波成分（２ｆ０，３ｆ０・・・）を含む。よって、次の帯域通過濾波器２２により、図７にＢＰＦと示した必要となる基本波成分ｆ０±ｆｂの成分みを通過させて抽出する。

またこの基本波成分ｆ０は、図７に示すように周波数スペクトラムでは、パルス変調の基本波成分ｆ０の上下にビート周波数ｆｂ分離れた周波数ｆ０＋ｆｂ、ｆ０−ｆｂの２つのスペクトラムを有する。

このＩＦ信号はＩ−Ｑ検波器２３によって、高速矩形波ＯＳＣ１４からローパスフィルタ１６を介して入力される基本周波数ｆ０の安定した信号とミキシングされ、この信号を基準位相として周波数がｆｂで同相成分Ｉと直交成分Ｑのビート信号ｆｂを、図８に示すように出力する。この信号の大きさは、受信信号の遅延時間τとゲーティング信号の遅延時間τm が一致した時最大となる。

第１のデジタルシグナルプロセッサ２４は、この出力値のレベルが最大になった時の第１及び第２のゲートのゲーティング信号の遅延時間τ_m から、目標物までの遅延時間τを求め、この遅延時間τから目標物までの距離Ｒを算出する。尚出力レベルとしては、第１のデジタルシグナルプロセッサ２４が、例えばサンプル値の２乗和（Ｉ²＋Ｑ² ）を求めて用いたり、或いはＩ−Ｑ検波器２３の出力波形をＦＦＴ(高速フーリエ変換)し、ｆｂ成分スペクトラムを求めて用いる。

遅延時間τと目標物までの距離Ｒの関係は、光速をｃとすれば、（４）式で表せる。

（４）式を用いなくても、ビート周波数ｆｂは（３）式で示すように距離に比例しているので、この周波数を測定すれば、距離が検知できるかのように見える。この考えに基づいたものが従来技術のＦＭ−ＣＷレーダ方式であるが、ＦＭ−ＣＷレーダ方式では検知距離１ｍ以下のように非常に近い場合は、ビート周波数ｆｂは非常に低くなり、周波数を正確に検知するのが難しい。また原理的に目標物の距離分解能をΔＲとすれば、ＦＭ−ＣＷ方式の周波数変調幅ΔＦとの関係は

となり、分解能ΔＲとして高精度な値、例えば２０ｃｍの分解能が必要な場合、（５）式より周波数変調幅ΔＦは

となる。しかし７５０ＭＨｚの周波数変調幅を、歪みを少なくしてＦＭ変調するのは、非常に難しい。またその為のＦＭ発振器は非常に高価なものとなってしまう。
第１の実施形態及び後述する第２の実施形態のレーダ装置では、ビート周波数ｆｂを測定するのではなく、ビート信号はゲーティングされた受信信号レベルの最大値を測定するための補助信号であり、またビート信号の周波数を求めるのではなくビート信号のレベルを計測してその値が最大となるゲーティング信号の遅延τ_m を求め、このゲーティングの遅延時間τ_m から目標物との距離Ｒを算出している。

尚、第１の実施形態及び後述する第２の実施形態のレーダ装置では、送信周波数変調（ＦＭ波）の波形として、図２に示した三角波を用いた場合を例として説明している。しかし第１の実施形態及び後述する第２の実施形態のレーダ装置では、このＦＭ波として三角形の代わりに他の波形の信号、例えば正弦波を用いても、ヌル点の発生しない信号がミキサ出力ＩＦとなり、レーダ信号を検出することができる。ＦＭ波が三角波の場合は、ビート信号が三角波の上昇区間および下降区間の間は一定の周波数となるが、正弦波の場合にはビート周波数は常に変化しているので、ビート信号の処理が多少むずかしくなるが、レベル検知は上記した第１の実施形態と同様に可能である。

次に第２の実施形態について説明する。尚以下の説明では、第１の実施形態と同様の部分は説明を省略する。
図９は、第２の実施形態のレーダ装置の構成を示すブロック図である。

図１に示した第１の実施形態の構成と比較すると、第２の実施形態の構成では、送信部に低速矩形波発振器８１を更に備えている。
低速矩形波発振器８１は、高速矩形波ＯＳＣ１４で生成されるスイッチ信号より低周波の矩形波信号を出力する。第２の実施形態のレーダ装置では、高速パルス信号であるスイッチ信号と、この低速矩形波発振器８１による高速パルス信号より低い周波数信号との積の信号でＡＳＫ変調することによって、近距離に他のレーダ装置があっても、受信側で他装置からの干渉を防ぐ効果が得られる。

低速矩形波発振器８１の出力波形を図１０に、高速矩形波ＯＳＣ１４によって生成される高速スイッチ信号の波形を図１１に示す。尚図１１の信号は、基本的には、図３に示したスイッチ信号と同じものである。

図１０に示した低速矩形信号はスイッチ信号の周期１／ｆ０より長い周期Ｔｓ、デューティ比が５０％の矩形波信号となっている。尚車載用レーダ装置等近距離内に複数のレーダ装置がある環境では、各レーダ装置でこの低速矩形信号にそれぞれ周波数ｆｓが異なった信号を用いる。

図９の高速矩形波ＯＳＣ１４は低速矩形波発振器８１から入力されるこの低速矩形信号と、図１１に示した高速スイッチ信号の積を求め、図１２に示す波形を出力する。
図１２に示す複合したスイッチ信号は、Ｔｓの周期を持ち、また図１０に示した低速矩形信号に基づいてＴｓ／２周期毎に図１１のスイッチ信号の波形と、出力レベルが０の状態となる波形となっている。

この複合したスイッチ信号を変調波として、ＡＳＫスイッチ回路１３でＦＭ高周波信号に対して２重のＡＳＫ変調を行うと、送信信号の中心周波数ｆ_T 付近のスペクトラムは、図１３に示す形となる。

図１３の第２の実施形態のレーダ装置の送信スペクトラムは、図４に示した第１の実施形態の場合の送信スペクトラムに比べると、図４で生じている各々の線スペクトラム（図１３で太線で表現）を中心として新たに周波数ｆｓ（＝１／Ｔｓ）毎にサイドバンドが広がった形にスペクトラムが生じている。例えば、周波数ｆ_T のスペクトラムを中心として両側に周波数ｆ_T −ｆｓ、ｆ_T＋ｆｓのスペクトラムが生じている。

またこの送信信号の各スペクトラムは、第１の実施形態と同じく、図２に示した送信ＦＭ波３１のように時間と共に、全体が三角波状に平行移動した形で変化する周波数変調を受けている。尚図１３の送信信号のスペクトラムは、簡略化の為に、三角波状の変化をある短い時間の値に固定して表したものである。

目標物からの反射信号は、受信アンテナ１７によってレーダ装置に受信される。この受信高周波信号は、第１の実施形態と同じく、送信された高周波信号に比べ、中心周波数がビート周波数ｆｂだけシフトした形となっているので、第１の高周波ゲート１８によるゲーティング後、ミキサ１９によって送信高周波発振器１２からの高周波ＦＭ波により周波数変換されたＩＦ信号は、図１４の様になる。

尚図１４に示すように、ＩＦ信号のスペクトラムは、直流側の周波数ｆｓのスペクトラムと周波数ｆ０の下側サイドバンドｆ０−ｎｆｓ（但しｎは１，３，５の乗数）のスペクトラムがクロスし干渉し波形歪みとならないために、低速パルスの基本周波数ｆｓは、高速パルスの基本周波数ｆ０より十分低く選ぶ必要がある。ｎは１０まで考慮すれば十分であるのでｆｓはｆ０の１／１０以下とする。

このＩＦ信号は、第２のＩＦ帯ゲート２１によってゲーティングされる。
図１５は、ゲーティング信号及び第２のＩＦ帯ゲート２１の入力信号と、出力信号の関係を示す図である。

第２のＩＦ帯ゲート２１は、第１の高周波ゲート１８と同様、第１のデジタルシグナルプロセッサ２４から供給されるゲーティング信号がＯＮである期間には入力信号をそのまま出力し、ゲーティング信号がＯＦＦであるときは、入力信号は遮断されて出力しない。これにより、第１の高周波ゲート１８が高周波動作のために十分に減衰が得られずに生じたノイズや、ミキサ１９で生じたノイズを除去することが出来る。

図１５（ａ）は、図１０に示した低速矩形信号である。同図（ｂ）は第２のＩＦ帯ゲート２１への入力信号で、送信信号より遅延時間τだけ時間がずれている。また同図（ｃ）は入力信号と位相が一致しない場合のゲーティング信号、同図（ｄ）はその出力信号、同図（ｅ）は入力信号と位相が一致した場合のゲーティング信号、同図（ｆ）はその出力信号を示す。

同図（ｃ）例では、ゲーティング信号の遅延時間τ_m ≠受信信号の遅延時間τとなっており同図（ｂ）の入力信号と同図（ｃ）のゲーティング信号が同じ時間にＯＮとならず重なっていないので、この場合は第１の高周波ゲート１８の出力は同図（ｄ）の様に０となる。

一方同図（ｅ）の様にゲーティング信号の遅延時間τ_m ＝受信信号の遅延時間τの時、同図（ｆ）に示すように第２の高周波ゲート２１からは、入信号がそのまま出力される。第１のデジタルシグナルプロセッサ２４は、Ｉ／Ｑ検波器２３の出力を測定しながら第２のデジタルシグナルプロセッサ２０に遅延指令信号を出力して、遅延時間τ_m＝τとなるゲーティング信号の遅延時間τ_m を求める。

第２のＩＦ帯ゲート２１によってゲーティングされたＩＦ信号は、帯域通過濾波器２２によりｆｂとｆｓ成分及び２倍波以上が成分を除かれ、図１４にＢＰＦと示した必要となる基本波成分ｆ０付近のみが抽出され通過する。そしてこの信号は、Ｉ−Ｑ検波器２３によって、高速矩形波ＯＳＣ１４からローパスフィルタ１６を介して入力される基本周波数ｆ０の安定した信号とミキシングされ、この信号を基準位相として同相成分Ｉと直交成分Ｑのビート信号が出力される。

図１６（ａ）は、第２のＩＦ帯ゲート２１の出力波形、同図（ｂ）は帯域通過濾波器２２の出力波形、同図（ｃ）はＩ−Ｑ検波器２３から出力されるビート信号の波形を示す図である。尚同図（ｃ）のＩ−Ｑ検波器２３の出力ＩとＱはその出力レベルが異なるのみで、波形は同じになる。

同図（ａ）は、ゲーティング信号の遅延時間τ_m ＝受信信号の遅延時間τの時のＩＦ帯ゲート２１の出力信号の波形で、この信号が帯域通過濾波器２２を介してＩ−Ｑ検波器２３に入力されると、同図（ｃ）に示す低速矩形信号の周波数ｆｓとビート周波数ｆｂを持つ波形の信号を出力する。

第１のデジタルシグナルプロセッサ２４は、ゲーティング信号の遅延時間τ_m を変えながらＩ-Ｑ検波器２３の出力を調べ、最も出力信号レベルが高い時の遅延時間τ_mを受信信号の遅延時間τとする。

図１７にＩ−Ｑ検波器２３から出力されるビート信号のスペクトラムを示す。
同図に示す第２の実施形態のレーダ装置でのＩ−Ｑ検波器２３からの出力信号のスペクトラムは、図８に示した第１の実施形態のものと比較すると、低速パルス周波数ｆｓの両側にビート周波数ｆｂ離れたの周波数ｆｓ−ｆｂ、ｆｓ＋ｆｂのスペクトラム成分を有することである。第１のデジタルシグナルプロセッサ２４は、この２つの周波数のスペクトラムの大きさを測定し、出力レベルが最大となったときゲーティング信号の遅延時間τ_m ＝受信信号の遅延時間τであると判断する。尚出力レベルとしては、例えばサンプル値のそれぞれの２乗和（Ｉ²＋Ｑ² ）を用いたり、或いはＩ−Ｑ検波器２３の出力波形をＦＦＴ(高速フーリエ変換)し、ｆｂ成分スペクトラム若しくは周波数ｆｓ±ｆｂの成分のスペクトラムの最大値を用いる。

尚図１７において、直流側のビート周波数ｆｂと周波数ｆｓの下側のサイドバンドｆｓ−ｆｂがクロスして干渉し、波形歪みが生じない為には、低速矩形信号の基本周波数ｆｓは、ビート周波数ｆｂの最大値の２倍以上の値である必要がある。

この第２の実施形態のレーダ装置では、低速矩形信号の周波数ｆｓを、各レーダにそれぞれに別個の値を設定することにより他装置からの干渉波を防ぐことができる。
尚上記例では低速矩形信号として、図１０に示したデューティ５０％の繰り返しパルスを用いた場合を示しているが、このような信号の代わりに、擬似ランダムコードを用いて生成したパルス列を低速矩形信号として用いることも出来る。この場合、各レーダ装置毎に固有のランダム系列を用い、受信部のＩ−Ｑ検波器の出力で、自己が送信した擬似ランダムコードとの相関を取ることにより、他装置からの干渉を防ぐことができる。

また図１及び図９に示した第１、第２の実施形態のレーダ装置では、第１の高周波ゲート１８及び第２のＩＦ帯ゲート２１の２つのゲート回路を有し、２度のゲーティングを行っているが、ゲート回路に十分な減衰量を得られるものを用いることが出来れば、１つのゲート回路を有し、１度のみゲーティングを行う構成としても良い。

（付記１） 送信の高周波信号発振器と受信周波数変換に同じ周波数の高周波信号を用いるホモダイン式のパルスレーダ装置において、
周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
前記高周波信号をパルス振幅変調するＡＳＫ変調手段と、
前記ＡＳＫ変調手段によって変調された信号を送信信号として外部に放出する送信手段と、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
前記遅延時間から目標物までの距離を求める距離算出手段と
を備えるパルスレーダ装置。

（付記２） 前記高周波信号は三角波であることを特徴とする付記１に記載のパルスレーダ装置。
（付記３） 前記高周波信号より周波数が小さい高速矩形波信号を発振する高速矩形波発振手段を更に備え、前記ＡＳＫ変調手段は、前記高速矩形波信号によってスイッチングして前記高周波信号をパルス振幅変調することを特徴とする付記１又は２に記載のパルスレーダ装置。

（付記４） 前記遅延時間検出手段は、前記高速矩形波信号を遅延させて生成したゲーティング信号と、前記受信信号と前記高周波信号との差を示すＩＦ信号との積の信号を求め、当該信号の出力レベルが最も大きくなる前記ゲーティング信号の遅延時間を前記受信信号の遅延時間とすることを特徴とする付記３に記載のパルスレーダ装置。

（付記５） 前記高周波信号より周波数が低い高速矩形波信号を発振する高速矩形波発振手段と、前記高速矩形波信号より周波数が低い低速矩形波信号を発振する低速矩形波信号発振手段とを更に備え、前記ＡＳＫ変調手段は、前記高速矩形波信号と前記低速矩形波信号の積の信号によってスイッチングして前記高周波信号をパルス振幅変調することを特徴とする付記１又は２に記載のパルスレーダ装置。

（付記６） 前記低速矩形波信号は、前記高速矩形波信号の周波数の１／１０以下で、前記送信信号と前記受信信号の周波数差を示すビート信号の周波数より２倍以上高い周波数を持つことを特徴とする付記５に記載のパルスレーダ装置。

（付記７） 前記低速矩形波信号の周波数は、前記パルスレーダ装置毎に異なる値を持つことを特徴とする付記５又は６に記載のパルスレーダ装置。
（付記８） 前記低速矩形波信号は擬似ランダムコードを用いて生成することを特徴とする付記５乃至７の何れか１つに記載のパルスレーダ装置。

（付記９） 送信の高周波信号発振器と受信周波数変換に同じ周波数の高周波信号を用いるホモダイン式のパルスレーダ装置における目標物との距離の検出方法であって、
周波数変調された前記高周波信号を発振し、
前記高周波信号をパルス振幅変調し、
前記パルス振幅変調された信号を送信信号として外部に放出し、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信し、
前記受信信号の遅延時間を検出し、
前記遅延時間から前記目標物までの距離を求める距離の検出方法。

（付記１０） 送信の高周波信号発振器と受信周波数変換に同じ周波数の高周波信号を用いるホモダイン式のパルスレーダ装置における目標物との距離の検出方法であって、
周波数変調された前記高周波信号を発振し、
前記高周波信号より周波数が小さい高速矩形波信号を発振し、
前記高速矩形波信号より周波数が小さい低速矩形波信号を発振し、
前記高速矩形波信号と前記低速矩形波信号の積の信号によってスイッチングして前記高周波信号をパルス振幅変調し、
前記パルス振幅変調された信号を送信信号として外部に放出し、
前記送信信号の反射波を受信信号として受信し、
前記受信信号の遅延時間を検出し、
前記遅延時間から前記目標物までの距離を求める距離の検出方法。

第１の実施形態におけるレーダ装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態における送信高周波発振器から出力される高周波信号を示す図である。 第１の実施形態における高速スイッチ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態における送信信号のスペクトラムを示す図である。 第１の実施形態における受信信号のスペクトラムを示す図である。 ゲーティング信号及び第１の高周波ゲートの入力信号と、出力信号の関係を示す図である。 第１の実施形態におけるＩＦ信号のスペクトラムを示す図である。 第１の実施形態におけるＩ−Ｑ検波器から出力されるビート信号のスペクトラムを示す図である。 第２の実施形態におけるレーダ装置の構成を示すブロック図である。 低速矩形波発振器から出力される低速矩形信号波形を示す図である。 第２の実施形態における高速スイッチ信号の波形を示す図である。 第２の実施形態における複合した送信スイッチ信号の波形を示す図である。 第２の実施形態における送信スペクトラムを示す図である。 第２の実施形態におけるＩＦ信号のスペクトラムを示す図である。 第２の実施形態におけるゲーティング信号及び第２のＩＦ帯ゲートの入力信号と、出力信号の関係を示す図である。 第２の実施形態における第２のＩＦ帯ゲート、帯域通過濾波器及びＩ−Ｑ検波器の出力波形を示す図である。 第２の実施形態におけるＩ−Ｑ検波器から出力されるビート信号のスペクトラムを示す図である。

符号の説明

１１ ｆｍＯＳＣ
１２ 送信高周波発振器
１３ ＡＳＫスイッチ回路
１４ 高速矩形波ＯＳＣ
１５ 送信アンテナ
１６ ローパスフィルタ
１７ 受信アンテナ
１８ 第１の高周波ゲート
１９ 受信ミキサ
２０ 第１のデジタルシグナルプロセッサ
２１ 第２のＩＦ帯ゲート
２２ 帯域通過濾波器
２３ Ｉ／Ｑ検波器
２４ 第２のデジタルシグナルプロセッサ
８１ 低速矩形波発振器

Claims (3)

1. 送信の高周波信号発振器と受信周波数変換に同じ周波数の高周波信号を用いるホモダイン式のパルスレーダ装置において、
   周波数変調された前記高周波信号を発振する発振手段と、
   前記高周波信号より周波数が小さい高速矩形波信号を発振する高速矩形波発振手段と、
   前記高速矩形波信号より周波数が小さい低速矩形波信号を発振する低速矩形波発振手段と、
   前記高速矩形波信号と前記低速矩形波信号を重畳した信号、または、前記高速矩形波信号と前記低速矩形波信号の積の信号によってスイッチングして前記高周波信号をパルス振幅変調するＡＳＫ変調手段と、
   前記ＡＳＫ変調手段によって変調された信号を送信信号として外部に放出する送信手段と、
   前記送信信号の反射波を受信信号として受信する受信手段と、
   前記高速矩形波信号を遅延させて生成したゲーティング信号と、前記受信信号と前記高周波信号との差を示すＩＦ信号との積の信号を求め、当該信号の出力レベルが最も大きくなる前記ゲーティング信号の遅延時間を前記受信信号の遅延時間とすることにより前記受信信号の遅延時間を検出する遅延時間検出手段と、
   前記遅延時間から目標物までの距離を求める距離算出手段と、
   を備えることを特徴とするパルスレーダ装置。
2. 前記出力レベルは、ＩＦ信号がＩ−Ｑ検波器によって変換されて得られる信号の大きさであることを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。
3. 前記高周波信号は三角波であることを特徴とする請求項１に記載のパルスレーダ装置。

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