JP4066516B2

JP4066516B2 - Voltage-current conversion circuit and gamma correction circuit using the same

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Publication number: JP4066516B2
Application number: JP16535298A
Authority: JP
Inventors: 晃田中; 桂久大尾
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1998-06-12
Filing date: 1998-06-12
Publication date: 2008-03-26
Anticipated expiration: 2018-06-12
Also published as: JPH11355607A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＬＣＤパネル（液晶表示装置）ドライバ等の表示装置の映像信号処理回路に用いられるガンマ補正回路に関する。さらに詳しくは、電圧−電流変換回路であるｇｍアンプを用いて任意のガンマ曲線を形成するシステム、回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
液晶表示装置等に使用されるディスプレイの入出力特性は直線でなく曲線であらわされることが知られていて、この曲線に対応させるため様々な回路が検討されている。
【０００３】
図６にガンマ補正回路に用いられる電圧−電流変換回路（第５のｇｍアンプと記載する）の従来例を示す。
【０００４】
まず第５のｇｍアンプの回路接続について説明する。
トランジスタＱ５１とＱ５２のエミッタがエミッタ帰還抵抗Ｒ５０を介して共通接続され、トランジスタＱ５１のベースに入力信号（電圧）Ｖｉｎが供給され、トランジスタＱ５２のベースは基準バイアスから基準電圧Ｖ５０が供給されている。トランジスタＱ５１，Ｑ５２の各出力はダイオード構成されたカソードに相当するトランジスタＱ５３，Ｑ５４の各エミッタに接続され、一方ダイオードのアノードに相当するベースとコレクタは電源（基準電位）にそれぞれ接続されている。
さらに、トランジスタＱ５１，Ｑ５２の出力はエミッタが共通接続されていて差動増幅器を構成するトランジスタＱ５７，Ｑ５６の各ベースに接続されている。トランジスタＱ５７のコレクタは電源に接続され、Ｑ５６のコレクタから出力信号である出力電流Ｉ５６が導出される。
【０００５】
次に、この第５のｇｍアンプの電気的動作を説明する。
いまトランジスタＱ５１，Ｑ５２のエミッタに流れる電流Ｉ５１とＩ５２をＩｏとし、トランジスタＱ５１，Ｑ５２のベース・エミッタ間の順方向電圧をそれぞれＶｆ１，Ｖｆ２とすると、入力信号（電圧）Ｖｉｎは
Ｖｉｎ＝Ｖ５０−Ｖｆ２＋Ｒ５０（Ｉ５３−Ｉｏ）
＋Ｖｆ１・・・（１）
と表される。
ここで、式（１）のＲ５０を例えば、｜Ｒ５０（Ｉ５３−Ｉｏ）｜＞＞｜Ｖｆ１−Ｖｆ２｜の条件を満足するように選ぶと、
Ｖｉｎ＝Ｖ５０＋Ｒ５０（Ｉ５３−Ｉｏ）・・・（２）
となる。
式（２）からトランジスタＱ５３のコレクタ電流Ｉ５３を求めると、
Ｉ５３＝（Ｖｉｎ−Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ）
／Ｒ５０・・・（３）
となる。
ただし、電流Ｉ５３は０から２Ｉｏまで変化し、その後一定になる。
【０００６】
このことを考慮すると、入力信号（電圧）ＶｉｎとトランジスタＱ５１のコレクタに流れる電流Ｉ５３との関係は
Ｖｉｎ＜Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏのとき
Ｉ５３＝０・・・（４）
Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏのとき
Ｉ５３＝（Ｖｉｎ−Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ）
／Ｒ５０・・・（５）
Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎのとき
Ｉ５３＝２Ｉｏ・・・（６）
となる。
【０００７】
次に、トランジスタＱ５３，Ｑ５４，Ｑ５６，Ｑ５７の関係式からトランジスタＱ５６のコレクタに流れる出力電流Ｉ５６を求める。Ｉ５３，Ｉ５４，Ｉ５６とＩ５７の関係は、
Ｉ５３×Ｉ５７＝Ｉ５４×Ｉ５６・・・（７）
と求められる。
ここで、Ｉ５３＋Ｉ５４＝２Ｉｏ、Ｉ５６＋Ｉ５７＝Ｉ５５であるから、出力電流Ｉ５６は、
Ｉ５６＝（Ｉ５５／２Ｉｏ）×Ｉ５３・・・（８）
となる。
式（８）に式（４），（５），（６）を代入すると以下のようになる。
Ｖｉｎ＜Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏのとき
Ｉ５６＝０・・・（９）
Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏのとき
Ｉ５６＝（Ｉ５５／２Ｉｏ）
×（Ｖｉｎ−Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ）
／Ｒ５０・・・（１０）
Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎのとき
Ｉ５６＝Ｉ５５・・・（１１）
式（９），（１０），（１１）のそれぞれの場合について、トランジスタＱ５６のコレクタから導出される出力電流Ｉ５６の交流成分（ｉ５６）を求めると以下のようになる。
Ｖｉｎ＜Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏのとき
ｉ５６＝０・・・（１２）
Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏのとき
ｉ５６＝（Ｉ５５／２Ｉｏ）
×ｖｉｎ／Ｒ５０・・・（１３）
ただしｖｉｎは入力信号（電圧）の交流成分である。
Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎのとき
ｉ５６＝０・・・（１４）
となり、Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏのときのみｇｍアンプとして動作し、それ以外はゲインを持たないことになる。
【０００８】
上述の様に構成されたｇｍアンプを複数個設け各ｇｍアンプの出力電流Ｉ５６を合成し抵抗などを用いて電圧に変換しガンマ曲線を形成している。例えば２段縦続接続し、それぞれを第５のｇｍアンプ（ｇｍ５アンプ）、第６のｇｍアンプ（ｇｍ６アンプ）とし、それぞれの基準バイアスから発生する基準電圧をＶ５０，Ｖ６０とし、かつＶ５０＜Ｖ６０と設定する。ただし、ｇｍ６アンプは基準バイアスの基準電圧（Ｖ６０）が異なるだけでそれ以外はｇｍ５アンプと同一の回路構成であるからここでは図示しないことにする。
図７にこの様に構成したときのガンマ（γ）補正回路の電気的特性図を示す。このグラフの横軸は入力信号（電圧）Ｖｉｎ、縦軸は出力電流（Ｉ５６）と出力電圧Ｖｏｕｔを示して、グラフに示した折れ線の屈曲点は基準バイアスから供給される基準電圧Ｖ５０の設定値だけでなく、エミッタ帰還抵抗Ｒ５０の値とトランジスタＱ５１とＱ５２に流れるエミッタ電流の値を調整して決められている。
【０００９】
次に、上述したｇｍアンプとその動作を参照してガンマ補正回路の動作について説明する。
入力信号（電圧）Ｖｉｎが、Ｖ５０−Ｉｏ×Ｒ５０＜Ｖｉｎ＜Ｖ５０＋Ｉｏ×Ｒ５０のとき、Ｖ５０＋Ｉｏ×Ｒ５０＜Ｖ６０−Ｉｏ×Ｒ５０と設定すると、ｇｍ５アンプはＯＮし、ｇｍ６アンプはＯＦＦしている。上述したように抵抗Ｒ５０とトランジスタＱ５１のエミッタ電流Ｉｏを調整し、式（１３）を参照しかつｇｍ５アンプ全体の比例定数をｇｍとすると、ｇｍ５アンプの出力電流の交流成分ｉ１は入力信号（電圧）の交流成分をｖａｍｐとして
ｉ１＝ｇｍ×ｖａｍｐ・・・（１５）
となる。
よって出力電圧の交流成分ｖ１は
ｖ１＝Ｒ６０×ｉ１
＝ｇｍ×Ｒ６０×ｖａｍｐ・・・（１６）
但しｖａｍｐは入力信号（電圧）の交流成分ｖｉｎと等しい。またＲ６０は負荷抵抗である。
と求められる。
従って、出力端子Ｖｔで導出される出力電圧Ｖｏｕｔの交流成分ｖｏｕｔはｖ１と入力信号（電圧）の交流成分ｖｉｎを加算した値であるから、
ｖｏｕｔ＝ｖｉｎ＋ｖ１
＝（１＋ｇｍ×Ｒ６０）ｖｉｎ・・・（１７）
となる。
【００１０】
次に、Ｖ５０＋Ｉｏ×Ｒ５０＜Ｖｉｎ＜Ｖ６０−Ｉｏ×Ｒ５０のとき
ｇｍ５アンプとｇｍ６アンプ両方ともＯＦＦしているから、ｇｍ＝０で、入力信号（電圧）そのものを出力することになる。つまり、出力端子Ｖｔで導出される出力電圧Ｖｏｕｔの交流成分ｖｏｕｔは
ｖｏｕｔ＝ｖｉｎ・・・（１８）
となる。
ただし、この条件においてｇｍ５アンプの出力の直流電流は最大値で一定となるが、ｇｍ６アンプ出力の直流電流はまだ０である。
更に、Ｖ６０−Ｉｏ×Ｒ５０＜Ｖｉｎ＜Ｖ６０＋Ｉｏ×Ｒ５０のとき、
今度はｇｍ６アンプがＯＮし、ｇｍ５アンプはＯＦＦする。この場合はｇｍ５アンプが動作したときと同様に、
ｖｏｕｔ＝（１＋ｇｍ×Ｒ６０）ｖｉｎ・・・（１９）
とあらわせる。
ただし、ｇｍ６アンプの比例定数もｇｍとした。またこの条件においてもｇｍ５アンプの出力電流は最大値で一定のままである。
【００１１】
この結果、ｇｍアンプを２個用いて構成したガンマ補正回路の電気的特性を図７に示す。図７（ａ），（ｂ）の水平軸は入力信号（電圧）Ｖｉｎ、縦軸はガンマ補正回路の出力電流Ｉ５６である。図７（ａ）はｇｍ５アンプの基準バイアスから供給される基準電圧をＶ５０としたときのグラフを示し、Ｉｏ’はトランジスタＱ５６，Ｑ５７の電流源Ｉ５５ｓの１／２の電流量をあらわしている。
図７（ｂ）はｇｍ６アンプの基準バイアスから供給される電圧で、Ｖ５０をＶ６０としたときのグラフを示している。このグラフでも、Ｉｏ’については図７（ａ）と同様トランジスタＱ５６，Ｑ５７の電流源Ｉ５５ｓの１／２の電流量をあらわしている。
また図７（ｃ）は、横軸は入力信号Ｖｉｎ、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔとしたときの、ｇｍアンプを２個縦続して構成したガンマ補正回路のグラフを示し、具体的には図７（ａ），（ｂ）を合成し、電圧に変換したグラフになっている。
【００１２】
ここで図７（ａ），（ｂ），（ｃ）において、ガンマ曲線の屈曲点を示す電圧のγ１とγ２は基準電圧Ｖ５０とＶ６０の値とは異なっている。
具体的には、図７と式（９）、（１０）、（１１）から明らかなように、図６に示したｇｍアンプを用いた場合、グラフの屈曲点を示す水平軸のγ１とγ２の値はそれぞれ、
γ１＝Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ・・・（２０）
γ２＝Ｖ６０−Ｒ５０×Ｉｏ・・・（２１）
となっていて、外部電圧Ｖ５０とＶ６０から一意的に定まらない。
またｇｍアンプの比例定数ｇｍを０にしてスイッチングするためトランジスタのエミッタ抵抗の影響をうけ、屈曲点を示すγ１、γ２の切換がなだらかになる。さらにｇｍアンプのゲインが大きくなるとＶ５０＜γ１、γ２＜Ｖ６０の関係から、外部電圧を設定する範囲が限定される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その課題はディスプレイ装置におけるガンマ補正回路の入出力特性の屈曲点を示すスイッチングポイントを一意的に定めることである。
またｇｍアンプの伝達コンダクタンスをゼロにしないでスイッチングすることにより、トランジスタの内部抵抗、例えばエミッタ抵抗の影響を受けなくし、スイッチング（切換）ポイントを鋭くすることである。
又、ｇｍアンプのゲインが大きくなっても、ガンマ曲線の屈曲点の電圧の設定範囲を広くすることである。
更に、ｇｍアンプのゲインを変えるためエミッタ帰還抵抗値を変えたり、電流源の電流値を変えても、トランジスタのスイッチングポイントを一定にするとともに、外部電圧を用いて設定することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本願の第１の発明は、入力信号が供給される第１の端子と、第１の端子に接続された負荷素子と、第１の端子に第１の入力端子が接続され第２の入力端子に供給される第１の基準信号と比較し第１の出力信号を導出する第１の増幅器と、第２の入力端子に第１の基準信号を供給する第１の基準信号発生器と、第１の端子に第３の入力端子が接続され第４の入力端子に供給される第２の基準信号と比較し第２の出力信号を導出する第２の増幅器と、第４の入力端子に第２の基準信号を供給する第２の基準信号発生器と、負荷素子からの第３の出力信号と第１と第２の増幅器からの第１と第２の出力信号が合成されて合成信号を取り出す第２の端子とを備え、第１の増幅器および第２の増幅器のうち、少なくとも一方は、ベースに入力信号が供給されエミッタが帰還抵抗の一端に接続された第１のトランジスタと、帰還抵抗の他端にエミッタが接続されベースに基準電圧が供給される第２のトランジスタと、入力信号がベースに供給されエミッタ及びコレクタがそれぞれ第１又は第２のトランジスタのエミッタ及びコレクタに接続された第３のトランジスタと、第１のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第１のダイオードと、第２のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第２のダイオードと、第１と第２のトランジスタのコレクタがそれぞれベースに接続されエミッタが共通接続されコレクタから出力信号を導出する第４と第５のトランジスタからなる差動増幅器と、を備え、帰還抵抗に発生する電圧を第１と第２のトランジスタのベース・エミッタの順方向動作電圧の差より大きく設定したことを特徴とするガンマ補正回路である。
【００１７】
本願の第４の発明は、入力信号が供給される第１の端子と、第１の端子に一端が接続された負荷素子と、負荷素子の他端に接続された第２の端子と、ベースに入力信号が供給されエミッタが第１のエミッタ帰還抵抗の一端に接続された第１のトランジスタと、第１のエミッタ帰還抵抗の他端にエミッタが接続されベースに第１の基準電圧が供給される第２のトランジスタと、入力信号がベースに供給されエミッタが第２のトランジスタのエミッタに接続されコレクタが第２のトランジスタのコレクタに接続された第３のトランジスタと、第１のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第１のダイオードと、第２のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第２のダイオードと、第１と第２のトランジスタのコレクタがそれぞれベースに接続されエミッタが共通接続され第５のトランジスタのコレクタが基準電位に接続された第４と第５のトランジスタからなる第１の差動増幅器と、ベースに入力信号が供給されエミッタが第２のエミッタ帰還抵抗の一端に接続された第６のトランジスタと、第２のエミッタ帰還抵抗の他端にエミッタが接続されベースに第２の基準電圧が供給される第７のトランジスタと、第２の基準電圧がベースに供給されエミッタが第６のトランジスタのエミッタに接続されコレクタが第６のトランジスタのコレクタに接続された第８のトランジスタと、第６のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第３のダイオードと、第７のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第４のダイオードと、第６と第７のトランジスタのコレクタがそれぞれベースに接続されエミッタが共通接続され一方のトランジスタのコレクタが基準電位に接続され他方のトランジスタのコレクタから出力信号が導出される第９と第１０のトランジスタからなる第２の差動増幅器と、第４と第９のトランジスタのコレクタ電流を合成し第２の端子に接続し、第１の帰還抵抗に発生する電圧を第１と第２のトランジスタのベース・エミッタの順方向動作電圧の差より大きく設定し、かつ第２の帰還抵抗に発生する電圧を第６と第７のトランジスタのベース・エミッタの順方向動作電圧の差より大きく設定したことを特徴とするガンマ補正回路である。
【００１８】
したがって、差動型増幅器のトランジスタの動作が切換わった後も追加したトランジスタが動作しているためｇｍアンプは電流が流れ続け動作しているので、ｇｍアンプの比例定数ｇｍは０でない。
入力信号（電圧）が比較用基準電圧の近傍に達したとき、追加したトランジスタが動作しているので、ｇｍアンプを構成するトランジスタの内部エミッタ抵抗の変化が少なくなり、その結果屈曲点での切換が鋭くなる。
また本回路構成にすると、ｇｍアンプを構成するトランジスタのスイッチング（切換）ポイントを示す電圧がｇｍアンプの内部定数に依存せず、基準電圧だけで設定できる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の具体的な実施の形態につき添付図面を参照して説明する。また以後電圧−電流変換回路をｇｍアンプと称することにする。
実施の形態例１
まず、図１を参照して本発明のＬＣＤパネル装置等に用いられるガンマ補正回路について説明する。
【００２０】
入力信号（電圧）Ｖｉｎが負荷抵抗Ｒ１の一方の端子と第１のｇｍアンプの非反転端子さらに第２のｇｍアンプの非反転端子にそれぞれ接続されている。負荷抵抗Ｒ１の他方の端子は出力端子Ｖｔに接続されている。更に、第１のｇｍアンプの反転端子は第１の基準バイアスに接続され、第２のｇｍアンプの反転端子は第２の基準バイアスに接続されている。
【００２１】
第１と第２のｇｍアンプの出力は電流出力の回路構成になっていて、それぞれの出力は出力端子Ｖｔに接続されている。
次に、本ガンマ補正回路の電気的動作を説明する。
図１でガンマ曲線の屈曲点を示す第１と第２の基準バイアスから供給する基準電圧Ｖ１がＶ２より小さく設定してあるとする。
まず、入力信号（電圧）ＶｉｎがＶ１より小さいとき、第１のｇｍアンプ（以後ｇｍ１アンプと記載する）のみが動作し第２のｇｍアンプ（以後ｇｍ２アンプと記載する）は非動作状態になる。ｇｍ１アンプの比例常数（トランスコンダクタンス）をｇｍとすると、ｇｍ１アンプは入力信号（電圧）の交流成分に比例した交流電流を出力し、
ｉ１＝ｇｍ×ｖａｍｐ・・・（２２）
が流れる。
ここで、ｖａｍｐはｇｍ１アンプに供給される入力信号（電圧）の交流成分とする。
【００２２】
通常、出力側の接続はインピーダンスが高いので、ｇｍ１アンプに関する出力信号（電圧）の交流成分ｖ１は、
ｖ１＝Ｒ１×ｉ１
＝ｇｍ×Ｒ１×ｖａｍｐ・・・（２３）
となる。
また、ｖａｍｐはＶｉｎの交流成分ｖｉｎと等しく、ｖ１にｖｉｎを加算した信号電圧の交流成分が本ガンマ補正回路の出力電圧の交流成分であるから、いまこの出力電圧の交流成分をｖｏｕｔとすると、
ｖｏｕｔ＝ｖｉｎ＋ｇｍＲ１×ｖａｍｐ
＝（１＋ｇｍＲ１）ｖｉｎ・・・（２４）
と表される。
【００２３】
次に、入力信号（電圧）ＶｉｎがＶ１とＶ２の間（Ｖ１＜Ｖｉｎ＜Ｖ２）に存在する時、ｇｍ１，ｇｍ２アンプの両方のアンプは共に交流動作上非動作状態になる。即ち、ｇｍ１，ｇｍ２アンプの出力交流電流は共に、ｉ１＝０，ｉ２＝０であり、かつ上述のアンプの入力電圧の差は０で、交流成分ｖａｍｐ＝０だから、出力端子には入力信号（電圧）そのものが出力されることになる。
その結果、
ｖｏｕｔ＝ｖｉｎ・・・（２５）
となる。
【００２４】
更に、入力信号（電圧）Ｖｉｎがｇｍ２アンプに供給されている基準電圧Ｖ２より大きい（Ｖｉｎ＞Ｖ２）とき、ｇｍ１アンプは非動作状態にあり、ｇｍ２のみが動作状態となる。
この場合もＶｉｎ＜Ｖ１のときのｇｍ１アンプと同様な計算を行ない、かつｇｍ２アンプのトランスコンダクタンスをｇｍ１アンプの伝達コンダクタンスと等しくｇｍとすると、つぎの入力−出力関係式
ｖｏｕｔ＝（１＋ｇｍＲ１）ｖｉｎ・・・（２６）
が得られる。
【００２５】
これらの３つの条件を合わせると入力信号（電圧）Ｖｉｎに対する出力電圧が求まり、ガンマ曲線が形成される。
ここではｇｍアンプ２段縦続接続の例を示したが、さらに接続段数を増やして任意の曲線を形成できることは勿論である。
【００２６】
実施の形態例２
次に、図２を参照して本発明の実施の形態例２を説明する。図２は実施の形態例２のｇｍアンプを示す図である。なお以下に述べる実施の形態例では主にバイポーラトランジスタを用いたｇｍアンプの例を示したもので有るが、本発明の技術的思想はバイポーラトランジスタ以外の素子、例えばＭＯＳトランジスタ、ＢＩ−ＣＭＯＳを用いた回路でも同じ機能を持つものであれば、この実施の形態例２に限定されるものではない。
【００２７】
まずｇｍアンプの回路接続について説明する。
トランジスタＱ１１とＱ１２のエミッタがエミッタ帰還抵抗Ｒ１０を介して共通接続され、さらにトランジスタＱ１３のエミッタが直接トランジスタＱ１２のエミッタに接続されている。トランジスタＱ１１とＱ１３の共通接続されたベースに入力信号（電圧）Ｖｉｎが供給され、トランジスタＱ１２のベースは基準バイアスから基準電圧Ｖ１０が供給されている。トランジスタＱ１１の出力はダイオード構成され、カソードに相当するトランジスタＱ１４のエミッタに接続され、一方アノードに相当するベースとコレクタは基準電位（以下電源と記載する）に接続されている。
またトランジスタＱ１２とＱ１３のコレクタは共通接続され、ダイオード構成されたカソードに相当するトランジスタＱ１５のエミッタに接続され、一方アノードに相当するベースとコレクタは電源に接続されている。
【００２８】
さらに、トランジスタＱ１１と、Ｑ１２，Ｑ１３の出力はエミッタが共通接続されて差動増幅器を構成するトランジスタＱ１７，Ｑ１６の各ベースに接続されている。また共通接続されたエミッタは電流源Ｉ１８ｓを介してグランドに接続されている。
トランジスタＱ１７のコレクタは電源に接続され、トランジスタＱ１６のコレクタから出力信号である出力電流Ｉ１６が導出される。
【００２９】
次に、本実施の形態例２のｇｍアンプの電気的動作の直流動作と交流動作について説明する。
まず直流動作について説明する。いま入力信号（電圧）Ｖｉｎの電圧が差動増幅器を構成するトランジスタＱ１２のベースに供給されている基準電圧Ｖ１０より小さい（Ｖｉｎ＜Ｖ１０）とき、トランジスタＱ１１とＱ１２の電流源Ｉ１１ｓ、Ｉ１２ｓに流れる電流量Ｉ１１とＩ１２の電流を等しくＩｏとし、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース・エミッタ間の順方向電圧をＶｆ１１，Ｖｆ１２とすると、入力信号（電圧）Ｖｉｎは
Ｖｉｎ＝Ｖ１０−Ｖｆ１２＋Ｒ１０（Ｉ１４−Ｉｏ）
＋Ｖｆ１１・・・（２７）
となる。
【００３０】
ここで、式（２７）のＲ１０を大きく、｜Ｒ１０（Ｉ１４−Ｉｏ）｜＞＞｜Ｖｆ１１−Ｖｆ１２｜の条件を満足するように選ぶと、
Ｖｉｎ＝Ｖ１０
＋Ｒ１０（Ｉ１４−Ｉｏ）・・・（２８）
のように簡略化された式が得られる。式（２８）からＩ１４を求めると、
Ｉ１４＝（Ｖｉｎ−Ｖ１０＋Ｒ１０×Ｉｏ）
／Ｒ１０・・・（２９）
となる。
ただし、電流Ｉ１４は０からＩｏまで変化し、その後一定になる。
【００３１】
このことを考慮すると、入力信号（電圧）ＶｉｎとトランジスタＱ１１のコレクタに流れる電流Ｉ１４との関係は
Ｖｉｎ＜Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏのとき
Ｉ１４＝０・・・（３０）
Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ１０のとき
Ｉ１４＝（Ｖｉｎ−Ｖ１０＋Ｒ１０×Ｉｏ）
／Ｒ１０・・・（３１）
Ｖ１０＜Ｖｉｎのとき
Ｉ１４＝Ｉｏ・・・（３２）
となる。
【００３２】
次に、トランジスタＱ１４，Ｑ１５，Ｑ１６，Ｑ１７のコレクタに流れる電流Ｉ１４，Ｉ１５，Ｉ１６とＩ１７の関係式は、
Ｉ１４×Ｉ１７＝Ｉ１５×Ｉ１６・・・（３３）
と求められる。
ここで、Ｉ１４＋Ｉ１５＝２Ｉｏ，Ｉ１６＋Ｉ１７＝Ｉ１８であるから、出力信号である出力電流Ｉ１６は、
Ｉ１６＝（Ｉ１８／２Ｉｏ）Ｉ１４・・・（３４）
と求まる。
【００３３】
式（３４）に式（３０），（３１），（３２）を代入すると次のようになる。Ｖｉｎ＜Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏのとき
Ｉ１６＝０・・・（３５）
Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ１０のとき
Ｉ１６＝（Ｉ１８／２Ｉｏ）
×（Ｖｉｎ−Ｖ１０＋Ｒ１０×Ｉｏ）
／Ｒ１０・・・（３６）
Ｖ１０＜Ｖｉｎのとき
Ｉ１６＝Ｉ１８／２・・・（３７）
次に、交流動作について説明する。式（３５），（３６），（３７）のそれぞれの場合について、トランジスタＱ１６のコレクタ電流の交流成分（ｉ１６）を求めると以下のようになる。
Ｖｉｎ＜Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏのとき
ｉ１６＝０・・・（３８）
Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ１０のとき
ｉ１６＝（Ｉ１８／２Ｉｏ）
×ｖｉｎ／Ｒ１０・・・（３９）
ただしｖｉｎは入力信号（電圧）の交流成分である。
Ｖ１０＜Ｖｉｎのとき
ｉ１６＝０・・・（４０）
となり、Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ１０のときのみｇｍアンプとして動作し、それ以外はゲインを持たないことになる。
【００３４】
実施の形態例３
次に、図３を参照して本発明の実施の形態例３を説明する。図３は実施の形態例３のｇｍアンプを示す図である。なお以下に述べる実施の形態例３では主にバイポーラトランジスタを用いたｇｍアンプの例を示したもので有るが、本発明の技術的思想はバイポーラトランジスタ以外の素子、例えばＭＯＳトランジスタ、ＢＩ−ＣＭＯＳを用いた回路でも同じ機能を持つものであれば、上述した本発明の実施の形態例１，２と同様、この実施の形態例３に限定されるものではない。
【００３５】
まずｇｍアンプの電気的接続について説明する。
差動増幅器を構成するトランジスタＱ２１とＱ２２のエミッタがエミッタ帰還抵抗Ｒ２０を介して共通接続され、さらにトランジスタＱ２３のエミッタとコレクタが直接トランジスタＱ２１のエミッタとコレクタにそれぞれ接続されている。トランジスタＱ２１のベースに入力信号（電圧）Ｖｉｎが供給されトランジスタＱ２２とＱ２３の各ベースは共通接続され基準バイアスから基準電圧Ｖ２０が供給されている。
トランジスタＱ２１とＱ２３の出力はダイオード構成されてカソードに相当するトランジスタＱ２４のエミッタに接続され、一方アノードに相当するトランジスタＱ２４のベースとコレクタは電源に接続されている。またトランジスタＱ２２のコレクタは、ダイオード構成されたカソードに相当するトランジスタＱ２５のエミッタに接続され、一方アノードに相当するトランジスタＱ２５のベースとコレクタは電源に接続されている。
また、トランジスタＱ２１，Ｑ２３とトランジスタＱ２２の各エミッタはそれぞれ電流量Ｉ２１，Ｉ２２が流れる電流源Ｉ２１ｓ，Ｉ２２ｓに接続されている。
【００３６】
さらに、トランジスタＱ２１，Ｑ２３と、Ｑ２２の出力はエミッタが共通接続されて差動増幅器を構成するトランジスタＱ２７，Ｑ２６の各ベースに接続されている。トランジスタＱ２７のコレクタは電源に接続され、トランジスタＱ２６のコレクタから出力信号である出力電流Ｉ２６が導出される。
【００３７】
次に、本実施の形態例３のｇｍアンプの電気的動作について説明する。
まず直流動作について説明する。いま入力信号（電圧）Ｖｉｎが差動増幅器を構成するトランジスタＱ２２のベースに供給されている基準電圧Ｖ２０より大きい（Ｖｉｎ＞Ｖ２０）のとき、
電流Ｉ２１とＩ２２を等しくＩｏとし、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース・エミッタ間の順方向電圧をＶｆ２１，Ｖｆ２２とすると、入力信号（電圧）Ｖｉｎは
Ｖｉｎ＝Ｖ２０−Ｖｆ２２＋Ｒ２０（Ｉ２４−Ｉｏ）
＋Ｖｆ２１・・・（４１）
となる。
【００３８】
ここで、式（４１）のＲ２０を大きく、｜Ｒ２０（Ｉ２４−Ｉｏ）｜＞＞｜Ｖｆ２１−Ｖｆ２２｜の条件を満足するように選ぶと、
Ｖｉｎ＝Ｖ２０
＋Ｒ２０（Ｉ２４−Ｉｏ）・・・（４２）
となる。
式（４２）からＩ２４を求めると、
Ｉ２４＝（Ｖｉｎ−Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏ）
／Ｒ２０・・・（４３）
となる。
ただし、電流Ｉ２４はＩｏから２Ｉｏまで変化し、その後一定になる。
【００３９】
このことを考慮すると、入力信号（電圧）ＶｉｎとトランジスタＱ２１のコレクタに流れる電流Ｉ２４との関係は、
Ｖｉｎ＜Ｖ２０のとき
Ｉ２４＝Ｉｏ・・・（４４）
Ｖ２０＜Ｖｉｎ＜Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏのとき
Ｉ２４＝（Ｖｉｎ−Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏ）
／Ｒ２０・・・（４５）
Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏ＜Ｖｉｎのとき
Ｉ２４＝２Ｉｏ・・・（４６）
となる。
【００４０】
トランジスタＱ２４，Ｑ２５，Ｑ２６，Ｑ２７のコレクタに流れる電流Ｉ２４，Ｉ２５，Ｉ２６とＩ２７の関係は、
Ｉ２４×Ｉ２７＝Ｉ２５×Ｉ２６・・・（４７）
と求まる。
ここで、Ｉ２４＋Ｉ２５＝２Ｉｏ、Ｉ２６＋Ｉ２７＝Ｉ２８であるから、出力信号である出力電流Ｉ２６は、
Ｉ２６＝（Ｉ２８／２Ｉｏ）Ｉ２４・・・（４８）
となる。
【００４１】
式（４８）に式（４４），（４５），（４６）を代入すると以下のようにる。
Ｖｉｎ＜Ｖ２０のとき
Ｉ２６＝Ｉ２８／２・・・（４９）
Ｖ２０＜Ｖｉｎ＜Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏのとき
Ｉ２６＝（Ｉ２８／２Ｉｏ）
×（Ｖｉｎ−Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏ）
／Ｒ２０・・・（５０）
Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏ＜Ｖｉｎのとき
Ｉ２６＝Ｉ２８・・・（５１）
次に交流動作について説明する。式（４９），（５０），（５１）のそれぞれの場合について、トランジスタＱ２６のコレクタ電流の交流成分（ｉ２６）を求めると以下のようになる。
Ｖｉｎ＜Ｖ２０のとき
ｉ２６＝０・・・（５２）
Ｖ２０＜Ｖｉｎ＜Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏのとき
ｉ２６＝（Ｉ２８／Ｉ２０）
×ｖｉｎ／Ｒ２０・・・（５３）
ただしｖｉｎは入力信号（電圧）の交流成分である。
Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏ＜Ｖｉｎのとき
ｉ２６＝０・・・（５４）
となり、Ｖ２０＜Ｖｉｎ＜Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏのときのみｇｍアンプとして動作し、それ以外はゲインを持たないことになる。
【００４２】
実施の形態例４
次に、図４を参照して本発明の実施の形態例４を説明する。図４は実施の形態例４のガンマ補正回路を示す図である。なお以下に述べる実施の形態例では主にバイポーラトランジスタを用いたガンマ補正回路を示したもので有るが、本発明の技術的思想はバイポーラトランジスタ以外の素子、例えばＭＯＳトランジスタ、ＢＩ−ＣＭＯＳを用いた回路でも同じ機能を持つものであれば、上述した本発明の実施の形態例１，２と３同様、この実施の形態例４に限定されるものではない。
【００４３】
図４に示したガンマ補正回路は図１の回路構成と原理的に同じ構成で、基本構成要素として第３と第４のｇｍアンプさらに負荷素子の抵抗とから成り立っている。
まず第３のｇｍアンプ（以後ｇｍ３アンプと記載する）の回路接続関係について説明する。
トランジスタＱ３１とＱ３２のエミッタがエミッタ帰還抵抗Ｒ３０を介して共通接続され、さらにトランジスタＱ３３のエミッタが直接トランジスタＱ３２のエミッタに接続されている。トランジスタＱ３１とＱ３３の共通接続されたベースに入力信号（電圧）Ｖｉｎが供給されトランジスタＱ３２のベースは基準バイアスから基準電圧Ｖ３０が供給されている。
【００４４】
トランジスタＱ３１とＱ３２の各エミッタは、電流源Ｉ３２ｓとＩ３３ｓにそれぞれ接続されている。また電源ＶＣＣとグランド間に電流源Ｉ３５ｓとＩ３１ｓが直列接続され、電流源Ｉ３１ｓの電流量に応じて電流源Ｉ３２ｓ，Ｉ３３ｓの電流量Ｉ０は制御される。この電流を制御する回路は一般にカレントミラー回路を用いて構成されている。
トランジスタＱ３１の出力はダイオードＱ３４のカソードに接続され、アノードは電源ＶＣＣに接続されている。またトランジスタＱ３２とＱ３３のコレクタは共通接続され、ダイオードＱ３５のカソードに接続され、アノードは電源ＶＣＣに接続されている。
【００４５】
さらに、トランジスタＱ３１と、Ｑ３２，Ｑ３３の出力はエミッタが共通接続されて差動増幅器を構成するトランジスタＱ３７，Ｑ３６の各ベースに接続されている。トランジスタＱ３７のコレクタは電源ＶＣＣに接続され、Ｑ３６のコレクタは次段の第４のｇｍアンプに接続され、出力信号である出力電流Ｉ３６が導出される。
この差動増幅器を構成するトランジスタＱ３６，Ｑ３７の共通接続されたエミッタは電流源Ｉ３４ｓに接続され、この電流量２Ｉｏ’は前述した電流源Ｉ３１ｓを用いて制御される。
【００４６】
次に第４のｇｍアンプ（以後ｇｍ４アンプと記載する）の回路接続関係について説明する。
差動増幅器を構成するトランジスタＱ４１とＱ４２のエミッタがエミッタ帰還抵抗Ｒ４０を介して共通接続され、さらにトランジスタＱ４３のエミッタとコレクタが直接トランジスタＱ４１のエミッタとコレクタにそれぞれ接続されている。トランジスタＱ４１のベースに入力信号Ｖｉｎが供給され、トランジスタＱ４２とＱ４３の各ベースは共通接続され基準バイアスから基準電圧Ｖ４０が供給されている。
トランジスタＱ４１とＱ４３の出力はダイオードＱ４４のカソードに接続され、アノードは電源ＶＣＣに接続されている。またトランジスタＱ４２のコレクタは、ダイオードＱ４５のカソードに接続され、アノードは電源ＶＣＣに接続されている。
【００４７】
また、トランジスタＱ４１，Ｑ４３とトランジスタＱ４２の各エミッタはそれぞれ電流源Ｉ４１ｓ，Ｉ４２ｓに接続され、この電流源Ｉ４１ｓ，Ｉ４２ｓの電流量Ｉ０は前述の電流源Ｉ３１ｓの電流量に応じて制御される。
さらに、トランジスタＱ４１，Ｑ４３と、トランジスタＱ４２の出力はエミッタが共通接続されて差動増幅器を構成するトランジスタＱ４７，Ｑ４６の各ベースに接続されている。
【００４８】
差動増幅器を構成するトランジスタＱ４６，Ｑ４７の共通接続されたエミッタは電流源Ｉ４３ｓに接続され、この電流源Ｉ４３ｓの電流量２Ｉｏ’は電流源Ｉ３１ｓによって制御されている。
トランジスタＱ４７のコレクタは電源ＶＣＣに接続され、トランジスタＱ４６のコレクタは電流源Ｉ４４ｓとトランジスタＱ３６のコレクタにそれぞれ接続されている。
【００４９】
電流源Ｉ４５ｓの一方の端子は電源ＶＣＣに、また他方の端子は出力端子Ｖｔに接続されると共に、この電流量はカレントミラー回路等を用いて電流源Ｉ４４ｓの電流量に応じて制御される。
【００５０】
出力端子Ｖｔは負荷抵抗Ｒ４１を介して、トランジスタＱ３１，Ｑ３３，Ｑ４１の各ベースと入力信号（電圧）Ｖｉｎに接続されている。
【００５１】
次にガンマ補正回路の電気的動作について説明する。この回路構成のｇｍ３アンプは本発明の実施の形態例２で、またｇｍ４アンプの回路は本発明の実施の形態例３で説明した回路と基本的に同じであるため、回路動作の詳細な説明は省略することにする。
（１）まず入力信号（電圧）Ｖｉｎの信号電圧が基準電圧Ｖ３０より小さいとき、ｇｍ３アンプがＯＮし、このｇｍ３アンプ入力の電位差Ｖａｍｐに比例した電流Ｉ３６が流れる。一方このときｇｍ４アンプは交流的にＯＦＦしている。
ｇｍ３アンプを構成するトランジスタＱ３６からの出力電流の交流成分ｉ３６は、比例定数をｇｍとすると、
ｉ３６＝ｇｍ×ｖａｍｐ・・・（５５）
ただしｖａｍｐはＶａｍｐの交流成分である。
となる。
通常、出力側の接続に関し、インピーダンスが高いのでｇｍ３アンプにおける出力信号の交流成分ｖ１は以下のように求められる。
ｖ１＝Ｒ４１×ｉ３６
＝ｇｍ×Ｒ４１×ｖａｍｐ・・・（５６）
ただしｖａｍｐはＶａｍｐの交流成分である。
ここで、ＶａｍｐはＶｉｎと等しく、出力端子Ｖｔにあらわれる電圧の交流成分ｖｏｕｔは入力信号の交流成分ｖｉｎとｖ１を加えたものであるから、
ｖｏｕｔ＝ｖｉｎ
＋ｇｍ×Ｒ４１×ｖａｍｐ・・・（５７）
となる。
一方この条件では、トランジスタＱ４１がＯＦＦしていて、ｇｍ４アンプは交流的にＯＦＦの状態になる。しかしこのときトランジスタＱ４２，Ｑ４３のベースは同電位で直流的には動作していて、出力トランジスタＱ４６のコレクタから出力される出力電流Ｉ４６は一定値のＩｏ’である。
【００５２】
（２）次に、入力信号（電圧）Ｖｉｎの信号電圧が基準バイアスから供給される基準電圧Ｖ３０より大きくＶ４０より小さいとき、
ｇｍ３アンプとｇｍ４アンプはともに交流的にＯＦＦする。ただし、これらのｇｍアンプにおいては、従来例とは違いアンプのｇｍは０ではない。ｇｍ３アンプの初段の差動増幅器を構成するトランジスタＱ３２がＯＦＦするが、トランジスタＱ３１，Ｑ３３はＯＮしているので、ｇｍは０にはならない。
トランジスタＱ３１とＱ３３のベースは等電位になっているのでｇｍ３アンプの入力の電位差Ｖａｍｐは０、即ちｖａｍｐ＝０で、出力信号の交流成分はｖ１＝０となる。
このとき、トランジスタＱ３６のコレクタから取り出される出力電流Ｉ３６は一定値であるＩｏ’となる。
またｇｍ４アンプもｇｍ３アンプと同じ動作をし、トランジスタＱ４６のコレクタから取り出される出力電流はＩｏ’である。
その結果出力端子Ｖｔから導出される電圧は、交流成分に関して入力信号のみが寄与することになり、
ｖｏｕｔ＝ｖｉｎ・・・（５８）
となる。
【００５３】
（３）さらに、入力信号（電圧）Ｖｉｎの信号電圧が基準電圧Ｖ４０より大きいとき、
ｇｍ４アンプがＯＮし、このときの動作はｇｍ３アンプがＯＮした場合と同じである。またｇｍ３アンプは交流動作に関してはＯＦＦ状態のままである。
その結果、出力端子Ｖｔから導出される電圧の交流成分は、
ｖｏｕｔ＝（１＋ｇｍ×Ｒ４１）ｖｉｎ・・・（５９）
と導かれる。
【００５４】
いままで述べた３つの条件に伴う入力信号（電圧）と出力電流または出力電圧との関係を図５にあらわした。ここで、ガンマ（γ）曲線の屈曲点をγ１とγ２と表す。図５（ａ）はｇｍ３アンプ，図５（ｂ）はｇｍ４アンプの入出力特性のグラフで、図５（ｃ）はこれらを合成した総合図である。
図５（ｃ）のグラフにおいて、屈曲点γ１とγ２はそれぞれｇｍ３アンプのトランジスタＱ３２のベースに供給されている基準バイアスから供給される基準電圧Ｖ３０、またｇｍ４アンプのトランジスタＱ４２のベースに供給されている基準バイアスから供給されている基準電圧Ｖ４０となっている。
このγ１とγ２の値は図６で構成されたガンマ補正回路での値と異なり、エミッタ帰還抵抗Ｒ３０，Ｒ４０と、さらにエミッタ電流即ち電流源Ｉ３２ｓ，Ｉ３３ｓ，Ｉ４１ｓ，Ｉ４２ｓの電流量Ｉ３２，Ｉ３３，Ｉ４１，Ｉ４２に依存しないで、ｇｍ３アンプ，ｇｍ４アンプに供給されている基準電圧Ｖ３０，Ｖ４０のみで決定されている。
【００５５】
従って、上述のｇｍアンプを用いて、ガンマ補正回路を集積回路で構成すると、ガンマ曲線の屈曲点は内部回路の抵抗、電流値さらにアンプの利得などに依存しないで、外部電圧にのみ依存する。よってこの屈曲点は集積回路の製造プロセスがばらついて、回路素子の定数が変わっても変動しない利点が有る。
更に、ｇｍ３アンプ，ｇｍ４アンプは常に動作しているので、このｇｍアンプのトランジスタの内部エミッタ抵抗に影響されずスイッチングでき、その結果ガンマ曲線の切換ポイントが鋭くなる。
【００５６】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、ガンマ補正回路の入出力特性の屈曲点を示すスイッチングポイントが外部回路で一意的に設定できる。
また本発明のｇｍアンプを用いると、伝達コンダクタンスをゼロにしてスイッチングすることが無いから、トランジスタの内部抵抗例えばエミッタ抵抗の影響を受けず、スイッチングポイントの切換が鋭くなる。
また、ｇｍアンプのゲインが大きくなっても、屈曲点を表す電圧が抵抗、電流に依存しないから、この屈曲点（電圧）を設定する範囲が広くなった。
更に、ｇｍアンプのゲインを変えるために差動アンプの帰還抵抗値を変えたり、電流源の電流値を変えるが、本発明のｇｍアンプではスイッチングポイントが回路定数に依存することがなくなったので、アンプのゲインによらずガンマ曲線の屈曲点を任意に設定できるようになった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態例１に係るガンマ補正回路を示す回路構成図である。
【図２】本発明の実施の形態例２に係るｇｍアンプを示す回路構成図である。
【図３】本発明の実施の形態例３に係るｇｍアンプを示す回路構成図である。
【図４】本発明の実施の形態例４に係るガンマ補正回路を示す回路構成図である。
【図５】本発明の実施の形態例４に示したガンマ補正回路の電気的特性を示すグラフである。
【図６】従来例のｇｍアンプを示す回路構成図である。
【図７】従来例のｇｍアンプを用いてガンマ補正回路を構成したときの電気的特性を示すグラフである。
【符号の説明】
ｇｍ１…第１のｇｍアンプ、ｇｍ２…第２のｇｍアンプ、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ１０，Ｖ２０，Ｖ３０，Ｖ４０，Ｖ５０…基準電圧、Ｒ１，Ｒ４１…負荷素子（負荷抵抗）、Ｒ１０，Ｒ２０，Ｒ３０，Ｒ４０，Ｒ５０…エミッタ帰還抵抗、Ｑ１１〜Ｑ１７，Ｑ３１〜Ｑ３７…第３のｇｍアンプ（ｇｍ３アンプ）を構成するトランジスタ、Ｑ２１〜Ｑ２７，Ｑ４１〜Ｑ４７…第４のｇｍアンプ（ｇｍ４アンプ）を構成するトランジスタ、Ｑ５１〜Ｑ５７…第５のｇｍアンプを構成するトランジスタ、Ｉ１１ｓ，Ｉ１２ｓ，Ｉ１８ｓ，Ｉ２１ｓ，Ｉ２２ｓ，Ｉ２８ｓ，Ｉ３１ｓ〜Ｉ３５ｓ，Ｉ４１ｓ〜Ｉ４５ｓ，Ｉ５１ｓ，Ｉ５２ｓ，Ｉ５５ｓ…電流源、ＶＣＣ…電源[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a gamma correction circuit used in a video signal processing circuit of a display device such as an LCD panel (liquid crystal display device) driver. More specifically, the present invention relates to a system and a circuit for forming an arbitrary gamma curve using a gm amplifier which is a voltage-current conversion circuit.
[0002]
[Prior art]
It is known that the input / output characteristics of a display used in a liquid crystal display device or the like is represented by a curve instead of a straight line, and various circuits have been studied to deal with this curve.
[0003]
FIG. 6 shows a conventional example of a voltage-current conversion circuit (described as a fifth gm amplifier) used in the gamma correction circuit.
[0004]
First, the circuit connection of the fifth gm amplifier will be described.
The emitters of the transistors Q51 and Q52 are commonly connected via an emitter feedback resistor R50, and an input signal (voltage) Vin is supplied to the base of the transistor Q51. The base of the transistor Q52 is supplied with a reference voltage V50 from a reference bias. The outputs of the transistors Q51 and Q52 are connected to the emitters of transistors Q53 and Q54 corresponding to diode-configured cathodes, while the base and collector corresponding to the anodes of the diodes are connected to a power source (reference potential).
Further, the outputs of the transistors Q51 and Q52 are connected in common to the respective bases of the transistors Q57 and Q56 which constitute a differential amplifier with their emitters connected in common. The collector of the transistor Q57 is connected to a power source, and an output current I56 that is an output signal is derived from the collector of Q56.
[0005]
Next, the electrical operation of the fifth gm amplifier will be described.
Assuming that the currents I51 and I52 flowing through the emitters of the transistors Q51 and Q52 are Io and the forward voltages between the base and emitter of the transistors Q51 and Q52 are Vf1 and Vf2, respectively, the input signal (voltage) Vin is
Vin = V50−Vf2 + R50 (I53−Io)
+ Vf1 (1)
It is expressed.
Here, when R50 of the formula (1) is selected so as to satisfy the condition of | R50 (I53-Io) | >> | Vf1-Vf2 |
Vin = V50 + R50 (I53-Io) (2)
It becomes.
When the collector current I53 of the transistor Q53 is obtained from the equation (2),
I53 = (Vin−V50 + R50 × Io)
/ R50 (3)
It becomes.
However, the current I53 changes from 0 to 2Io and thereafter becomes constant.
[0006]
Considering this, the relationship between the input signal (voltage) Vin and the current I53 flowing through the collector of the transistor Q51 is
When Vin <V50-R50 × Io
I53 = 0 (4)
When V50−R50 × Io <Vin <V50 + R50 × Io
I53 = (Vin−V50 + R50 × Io)
/ R50 (5)
When V50 + R50 × Io <Vin
I53 = 2Io (6)
It becomes.
[0007]
Next, an output current I56 flowing through the collector of the transistor Q56 is obtained from the relational expression of the transistors Q53, Q54, Q56, and Q57. The relationship between I53, I54, I56 and I57 is
I53 × I57 = I54 × I56 (7)
Is required.
Here, since I53 + I54 = 2Io and I56 + I57 = I55, the output current I56 is
I56 = (I55 / 2Io) × I53 (8)
It becomes.
Substituting equations (4), (5), and (6) into equation (8) yields the following.
When Vin <V50-R50 × Io
I56 = 0 (9)
When V50−R50 × Io <Vin <V50 + R50 × Io
I56 = (I55 / 2Io)
× (Vin−V50 + R50 × Io)
/ R50 (10)
When V50 + R50 × Io <Vin
I56 = I55 (11)
For each of the formulas (9), (10), and (11), the AC component (i56) of the output current I56 derived from the collector of the transistor Q56 is obtained as follows.
When Vin <V50-R50 × Io
i56 = 0 (12)
When V50−R50 × Io <Vin <V50 + R50 × Io
i56 = (I55 / 2Io)
× vin / R50 (13)
However, vin is an AC component of the input signal (voltage).
When V50 + R50 x Io <Vin
i56 = 0 (14)
Therefore, it operates as a gm amplifier only when V50−R50 × Io <Vin <V50 + R50 × Io, and otherwise has no gain.
[0008]
A plurality of gm amplifiers configured as described above are provided, and the output current I56 of each gm amplifier is synthesized and converted into a voltage using a resistor or the like to form a gamma curve. For example, two stages are cascaded, and each is a fifth gm amplifier (gm5 amplifier) and a sixth gm amplifier (gm6 amplifier), and the reference voltages generated from the respective reference biases are V50 and V60, and V50 <V60. Set. However, since the gm6 amplifier has the same circuit configuration as the gm5 amplifier except that the reference voltage (V60) of the reference bias is different, it is not shown here.
FIG. 7 shows an electrical characteristic diagram of the gamma (γ) correction circuit configured as described above. The horizontal axis of this graph indicates the input signal (voltage) Vin, the vertical axis indicates the output current (I56) and the output voltage Vout, and the bent point of the broken line shown in the graph is the set value of the reference voltage V50 supplied from the reference bias. In addition, it is determined by adjusting the value of the emitter feedback resistor R50 and the value of the emitter current flowing through the transistors Q51 and Q52.
[0009]
Next, the operation of the gamma correction circuit will be described with reference to the above gm amplifier and its operation.
When the input signal (voltage) Vin is V50−Io × R50 <Vin <V50 + Io × R50, if V50 + Io × R50 <V60−Io × R50 is set, the gm5 amplifier is turned on and the gm6 amplifier is turned off. As described above, when the resistor R50 and the emitter current Io of the transistor Q51 are adjusted, the equation (13) is referred to, and the proportional constant of the entire gm5 amplifier is gm, the AC component i1 of the output current of the gm5 amplifier is the input signal (voltage ) AC component as vamp
i1 = gm × vamp (15)
It becomes.
Therefore, the AC component v1 of the output voltage is
v1 = R60 × i1
= Gm x R60 x vamp (16)
However, vamp is equal to the AC component vin of the input signal (voltage). R60 is a load resistance.
Is required.
Therefore, the AC component vout of the output voltage Vout derived at the output terminal Vt is a value obtained by adding v1 and the AC component vin of the input signal (voltage).
vout = vin + v1
= (1 + gm × R60) vin (17)
It becomes.
[0010]
Next, when V50 + Io × R50 <Vin <V60−Io × R50
Since both the gm5 amplifier and the gm6 amplifier are OFF, the input signal (voltage) itself is output when gm = 0. That is, the AC component vout of the output voltage Vout derived at the output terminal Vt is
vout = vin (18)
It becomes.
However, the direct current of the output of the gm5 amplifier is constant at the maximum value under this condition, but the direct current of the output of the gm6 amplifier is still zero.
Furthermore, when V60−Io × R50 <Vin <V60 + Io × R50,
This time, the gm6 amplifier is turned on and the gm5 amplifier is turned off. In this case, as when the gm5 amplifier is operating,
vout = (1 + gm × R60) vin (19)
It shows.
However, the proportional constant of the gm6 amplifier was also gm. Even under this condition, the output current of the gm5 amplifier remains constant at the maximum value.
[0011]
As a result, the electrical characteristics of a gamma correction circuit configured using two gm amplifiers are shown in FIG. 7A and 7B, the horizontal axis is the input signal (voltage) Vin, and the vertical axis is the output current I56 of the gamma correction circuit. FIG. 7A shows a graph when the reference voltage supplied from the reference bias of the gm5 amplifier is V50, and Io ′ represents a current amount ½ of the current source I55s of the transistors Q56 and Q57.
FIG. 7B is a voltage supplied from the reference bias of the gm6 amplifier, and shows a graph when V50 is V60. Also in this graph, Io ′ represents a half of the current amount of the current source I55s of the transistors Q56 and Q57 as in FIG. 7A.
FIG. 7C shows a graph of a gamma correction circuit configured by cascading two gm amplifiers, where the horizontal axis is the input signal Vin and the vertical axis is the output voltage Vout. Specifically, FIG. It is a graph in which (a) and (b) are synthesized and converted into voltage.
[0012]
Here, in FIGS. 7A, 7B and 7C, the voltages γ1 and γ2 indicating the inflection points of the gamma curve are different from the values of the reference voltages V50 and V60.
Specifically, as is clear from FIG. 7 and formulas (9), (10), and (11), when the gm amplifier shown in FIG. 6 is used, γ1 and γ2 on the horizontal axis indicating the bending point of the graph. Each value of
γ1 = V50 + R50 × Io (20)
γ2 = V60−R50 × Io (21)
It is not uniquely determined from the external voltages V50 and V60.
Further, since the proportional constant gm of the gm amplifier is switched to 0, the switching is effected by the emitter resistance of the transistor, and the switching between γ1 and γ2 indicating the bending point becomes smooth. Further, when the gain of the gm amplifier increases, the range in which the external voltage is set is limited from the relationship of V50 <γ1, γ2 <V60.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention has been made in view of such a problem, and its object is to uniquely determine a switching point indicating a bending point of input / output characteristics of a gamma correction circuit in a display device.
Further, by switching without setting the transmission conductance of the gm amplifier to zero, it is not affected by the internal resistance of the transistor, for example, the emitter resistance, and the switching (switching) point is sharpened.
Further, even if the gain of the gm amplifier increases, the setting range of the voltage at the inflection point of the gamma curve is widened.
Furthermore, even if the emitter feedback resistance value is changed to change the gain of the gm amplifier or the current value of the current source is changed, the switching point of the transistor is made constant and set using an external voltage.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
According to a first aspect of the present application, a first terminal to which an input signal is supplied, a load element connected to the first terminal, a first input terminal connected to the first terminal, and a second input terminal A first amplifier for deriving a first output signal in comparison with a first reference signal supplied to the first reference signal generator; a first reference signal generator for supplying a first reference signal to a second input terminal; A second amplifier for connecting a third input terminal to the first terminal and deriving a second output signal compared to a second reference signal supplied to the fourth input terminal; A second reference signal generator for supplying two reference signals, a third output signal from the load element, and the first and second output signals from the first and second amplifiers are combined to generate a combined signal. A second terminal to be taken out At least one of the first amplifier and the second amplifier has a first transistor in which an input signal is supplied to the base and an emitter connected to one end of the feedback resistor, and an emitter connected to the other end of the feedback resistor. A second transistor whose reference voltage is supplied to the base; a third transistor whose input signal is supplied to the base and whose emitter and collector are connected to the emitter and collector of the first or second transistor, respectively; A first diode having a cathode connected to the collector of the transistor and an anode connected to a reference potential; a second diode having a cathode connected to the collector of the second transistor and an anode connected to the reference potential; The collector of the second transistor is connected to the base and the emitter is connected in common, and the output signal is guided from the collector. The fourth and comprising a differential amplifier made of the fifth transistor, and a voltage generated in the feedback resistor larger set than the difference between the first and base-emitter forward operation voltage of the second transistor to be This is a gamma correction circuit characterized by that.
[0017]
A fourth invention of the present application includes a first terminal to which an input signal is supplied, a load element having one end connected to the first terminal, a second terminal connected to the other end of the load element, and a base And a first transistor having an emitter connected to one end of the first emitter feedback resistor, an emitter connected to the other end of the first emitter feedback resistor, and a first reference voltage supplied to the base. A second transistor having an input signal supplied to the base, an emitter connected to the emitter of the second transistor, a collector connected to the collector of the second transistor, and a collector of the first transistor A first diode having a cathode connected and an anode connected to a reference potential, and a second diode having a cathode connected to the collector of the second transistor and an anode connected to the reference potential. A first differential circuit composed of the fourth transistor and the fifth transistor, each having an anode, the collectors of the first and second transistors connected to the base, the emitter connected in common, and the collector of the fifth transistor connected to the reference potential An amplifier; a sixth transistor having an input supplied to the base and an emitter connected to one end of the second emitter feedback resistor; and an emitter connected to the other end of the second emitter feedback resistor and a second reference to the base. A seventh transistor to which a voltage is supplied; an eighth transistor having a second reference voltage supplied to the base, an emitter connected to the emitter of the sixth transistor, and a collector connected to the collector of the sixth transistor; A third diode having a cathode connected to the collector of the sixth transistor and an anode connected to the reference potential; and a seventh transistor The fourth diode, whose cathode is connected to the collector and whose anode is connected to the reference potential, and the collectors of the sixth and seventh transistors are connected to the base, the emitter is connected in common, and the collector of one transistor is connected to the reference potential And the second differential amplifier consisting of the ninth and tenth transistors from which the output signal is derived from the collector of the other transistor and the collector currents of the fourth and ninth transistors are combined and connected to the second terminal. The voltage generated in the first feedback resistor is set larger than the difference between the forward operation voltages of the base and emitter of the first and second transistors, and the voltage generated in the second feedback resistor is set to the sixth and seventh voltages. Set larger than the difference in the forward operating voltage between the base and emitter of the transistor. This is a gamma correction circuit characterized by that.
[0018]
Therefore, since the added transistor is operating even after the operation of the transistor of the differential amplifier is switched, the current flowing through the gm amplifier continues to operate, so the proportional constant gm of the gm amplifier is not zero.
When the input signal (voltage) reaches the vicinity of the reference voltage for comparison, the added transistor is operating, so that the change in the internal emitter resistance of the transistor constituting the gm amplifier is reduced, and as a result, switching at the inflection point. Becomes sharper.
Further, with this circuit configuration, the voltage indicating the switching point of the transistors constituting the gm amplifier can be set only by the reference voltage without depending on the internal constant of the gm amplifier.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, specific embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. Hereinafter, the voltage-current conversion circuit is referred to as a gm amplifier.
Embodiment 1
First, a gamma correction circuit used in the LCD panel device of the present invention will be described with reference to FIG.
[0020]
An input signal (voltage) Vin is connected to one terminal of the load resistor R1, the non-inverting terminal of the first gm amplifier, and the non-inverting terminal of the second gm amplifier. The other terminal of the load resistor R1 is connected to the output terminal Vt. Further, the inverting terminal of the first gm amplifier is connected to the first reference bias, and the inverting terminal of the second gm amplifier is connected to the second reference bias.
[0021]
The outputs of the first and second gm amplifiers have a current output circuit configuration, and each output is connected to the output terminal Vt.
Next, the electrical operation of this gamma correction circuit will be described.
It is assumed that the reference voltage V1 supplied from the first and second reference biases indicating the inflection point of the gamma curve in FIG. 1 is set smaller than V2.
First, when the input signal (voltage) Vin is smaller than V1, only the first gm amplifier (hereinafter referred to as gm1 amplifier) operates and the second gm amplifier (hereinafter referred to as gm2 amplifier) becomes inactive. . When the proportional constant (transconductance) of the gm1 amplifier is gm, the gm1 amplifier outputs an alternating current proportional to the alternating current component of the input signal (voltage).
i1 = gm × vamp (22)
Flows.
Here, vamp is an AC component of the input signal (voltage) supplied to the gm1 amplifier.
[0022]
Since the output side connection usually has high impedance, the AC component v1 of the output signal (voltage) related to the gm1 amplifier is
v1 = R1 × i1
= Gm x R1 x vamp (23)
It becomes.
Further, vamp is equal to the alternating current component Vin of Vin, and the alternating current component of the signal voltage obtained by adding Vin to v1 is the alternating current component of the output voltage of the gamma correction circuit.
vout = vin + gmR1 × vamp
= (1 + gmR1) vin (24)
It is expressed.
[0023]
Next, when the input signal (voltage) Vin is between V1 and V2 (V1 <Vin <V2), both of the amplifiers gm1 and gm2 are in a non-operating state for AC operation. That is, since the output AC currents of the gm1 and gm2 amplifiers are both i1 = 0 and i2 = 0, and the difference between the input voltages of the amplifiers is 0 and the AC component vamp = 0, the input signal ( Voltage) itself is output.
as a result,
vout = vin (25)
It becomes.
[0024]
Further, when the input signal (voltage) Vin is larger than the reference voltage V2 supplied to the gm2 amplifier (Vin> V2), the gm1 amplifier is in a non-operating state, and only gm2 is in an operating state.
Also in this case, if the same calculation as that of the gm1 amplifier when Vin <V1 is performed and the transconductance of the gm2 amplifier is set to gm equal to the transfer conductance of the gm1 amplifier, the following input-output relational expression
vout = (1 + gmR1) vin (26)
Is obtained.
[0025]
When these three conditions are combined, the output voltage with respect to the input signal (voltage) Vin is obtained, and a gamma curve is formed.
Here, an example of gm amplifier two-stage cascade connection is shown, but it is needless to say that an arbitrary curve can be formed by further increasing the number of connection stages.
[0026]
Embodiment 2
Next, Embodiment 2 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a diagram illustrating the gm amplifier according to the second embodiment. In the embodiment described below, an example of a gm amplifier using a bipolar transistor is mainly shown. However, the technical idea of the present invention is to use an element other than a bipolar transistor, such as a MOS transistor or a BI-CMOS. The present invention is not limited to the second embodiment as long as it has the same function.
[0027]
First, circuit connection of the gm amplifier will be described.
The emitters of the transistors Q11 and Q12 are commonly connected via an emitter feedback resistor R10, and the emitter of the transistor Q13 is directly connected to the emitter of the transistor Q12. An input signal (voltage) Vin is supplied to the commonly connected bases of the transistors Q11 and Q13, and the base of the transistor Q12 is supplied with a reference voltage V10 from a reference bias. The output of the transistor Q11 is configured as a diode and connected to the emitter of the transistor Q14 corresponding to the cathode, while the base and collector corresponding to the anode are connected to a reference potential (hereinafter referred to as a power supply).
The collectors of the transistors Q12 and Q13 are connected in common and connected to the emitter of a transistor Q15 corresponding to a diode-configured cathode, while the base and collector corresponding to the anode are connected to a power source.
[0028]
Further, the outputs of the transistors Q11, Q12, and Q13 are connected to the bases of the transistors Q17 and Q16 that constitute a differential amplifier with their emitters connected in common. The commonly connected emitters are connected to the ground via a current source I18s.
The collector of the transistor Q17 is connected to the power supply, and an output current I16 that is an output signal is derived from the collector of the transistor Q16.
[0029]
Next, a DC operation and an AC operation of the electrical operation of the gm amplifier according to the second embodiment will be described.
First, the DC operation will be described. When the voltage of the input signal (voltage) Vin is lower than the reference voltage V10 supplied to the base of the transistor Q12 constituting the differential amplifier (Vin <V10), the current flowing through the current sources I11s and I12s of the transistors Q11 and Q12 When the currents of the quantities I11 and I12 are equal to Io, and the forward voltages between the bases and emitters of the transistors Q11 and Q12 are Vf11 and Vf12, the input signal (voltage) Vin is
Vin = V10−Vf12 + R10 (I14−Io)
+ Vf11 (27)
It becomes.
[0030]
Here, when R10 of the equation (27) is increased and is selected so as to satisfy the condition of | R10 (I14-Io) | >> | Vf11-Vf12 |
Vin = V10
+ R10 (I14-Io) (28)
A simplified formula is obtained as follows. When I14 is obtained from the equation (28),
I14 = (Vin−V10 + R10 × Io)
/ R10 (29)
It becomes.
However, the current I14 changes from 0 to Io and thereafter becomes constant.
[0031]
Considering this, the relationship between the input signal (voltage) Vin and the current I14 flowing through the collector of the transistor Q11 is
When Vin <V10-R10 × Io
I14 = 0 (30)
When V10−R10 × Io <Vin <V10
I14 = (Vin−V10 + R10 × Io)
/ R10 (31)
When V10 <Vin
I14 = Io (32)
It becomes.
[0032]
Next, the relational expressions of the currents I14, I15, I16 and I17 flowing through the collectors of the transistors Q14, Q15, Q16 and Q17 are
I14 × I17 = I15 × I16 (33)
Is required.
Here, since I14 + I15 = 2Io and I16 + I17 = I18, the output current I16 as an output signal is
I16 = (I18 / 2Io) I14 (34)
Is obtained.
[0033]
Substituting equations (30), (31), and (32) into equation (34) yields the following. When Vin <V10-R10 × Io
I16 = 0 (35)
When V10−R10 × Io <Vin <V10
I16 = (I18 / 2Io)
× (Vin−V10 + R10 × Io)
/ R10 (36)
When V10 <Vin
I16 = I18 / 2 (37)
Next, AC operation will be described. For each of the formulas (35), (36), and (37), the AC component (i16) of the collector current of the transistor Q16 is obtained as follows.
When Vin <V10-R10 × Io
i16 = 0 (38)
When V10−R10 × Io <Vin <V10
i16 = (I18 / 2Io)
× vin / R10 (39)
However, vin is an AC component of the input signal (voltage).
When V10 <Vin
i16 = 0 (40)
Therefore, it operates as a gm amplifier only when V10−R10 × Io <Vin <V10, and otherwise has no gain.
[0034]
Embodiment 3
Next, Embodiment 3 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a diagram illustrating a gm amplifier according to the third embodiment. In the third embodiment described below, an example of a gm amplifier using a bipolar transistor is mainly shown. However, the technical idea of the present invention is that an element other than a bipolar transistor, such as a MOS transistor or a BI-CMOS, is used. As long as the used circuit has the same function, it is not limited to the third embodiment as in the first and second embodiments of the present invention.
[0035]
First, the electrical connection of the gm amplifier will be described.
The emitters of the transistors Q21 and Q22 constituting the differential amplifier are commonly connected via an emitter feedback resistor R20, and the emitter and collector of the transistor Q23 are directly connected to the emitter and collector of the transistor Q21, respectively. An input signal (voltage) Vin is supplied to the base of the transistor Q21, the bases of the transistors Q22 and Q23 are connected in common, and the reference voltage V20 is supplied from the reference bias.
The outputs of transistors Q21 and Q23 are diode-connected and connected to the emitter of transistor Q24 corresponding to the cathode, while the base and collector of transistor Q24 corresponding to the anode are connected to the power source. The collector of the transistor Q22 is connected to the emitter of a transistor Q25 corresponding to a diode-configured cathode, while the base and collector of the transistor Q25 corresponding to an anode are connected to a power source.
The emitters of the transistors Q21 and Q23 and the transistor Q22 are connected to current sources I21s and I22s through which current amounts I21 and I22 flow, respectively.
[0036]
Furthermore, the outputs of the transistors Q21, Q23, and Q22 are connected to the bases of the transistors Q27 and Q26 that form a differential amplifier with their emitters connected in common. The collector of the transistor Q27 is connected to a power supply, and an output current I26 that is an output signal is derived from the collector of the transistor Q26.
[0037]
Next, the electrical operation of the gm amplifier according to the third embodiment will be described.
First, the DC operation will be described. When the input signal (voltage) Vin is larger than the reference voltage V20 supplied to the base of the transistor Q22 constituting the differential amplifier (Vin> V20),
When the currents I21 and I22 are equal to Io, and the forward voltages between the bases and emitters of the transistors Q21 and Q22 are Vf21 and Vf22, the input signal (voltage) Vin is
Vin = V20−Vf22 + R20 (I24−Io)
+ Vf21 (41)
It becomes.
[0038]
Here, when R20 of the formula (41) is increased and selected so as to satisfy the condition of | R20 (I24-Io) | >> | Vf21-Vf22 |
Vin = V20
+ R20 (I24-Io) (42)
It becomes.
When I24 is obtained from the equation (42),
I24 = (Vin−V20 + R20 × Io)
/ R20 (43)
It becomes.
However, the current I24 changes from Io to 2Io and thereafter becomes constant.
[0039]
Considering this, the relationship between the input signal (voltage) Vin and the current I24 flowing through the collector of the transistor Q21 is
When Vin <V20
I24 = Io (44)
When V20 <Vin <V20 + R20 × Io
I24 = (Vin−V20 + R20 × Io)
/ R20 (45)
When V20 + R20 × Io <Vin
I24 = 2Io (46)
It becomes.
[0040]
The relationship between the currents I24, I25, I26 and I27 flowing through the collectors of the transistors Q24, Q25, Q26 and Q27 is as follows:
I24 × I27 = I25 × I26 (47)
Is obtained.
Here, since I24 + I25 = 2Io and I26 + I27 = I28, the output current I26 as an output signal is
I26 = (I28 / 2Io) I24 (48)
It becomes.
[0041]
Substituting equations (44), (45), and (46) into equation (48) yields the following.
When Vin <V20
I26 = I28 / 2 (49)
When V20 <Vin <V20 + R20 × Io
I26 = (I28 / 2Io)
× (Vin−V20 + R20 × Io)
/ R20 (50)
When V20 + R20 × Io <Vin
I26 = I28 (51)
Next, the AC operation will be described. For each of the formulas (49), (50), and (51), the AC component (i26) of the collector current of the transistor Q26 is obtained as follows.
When Vin <V20
i26 = 0 (52)
When V20 <Vin <V20 + R20 × Io
i26 = (I28 / I20)
× vin / R20 (53)
However, vin is an AC component of the input signal (voltage).
When V20 + R20 × Io <Vin
i26 = 0 (54)
Thus, it operates as a gm amplifier only when V20 <Vin <V20 + R20 × Io, and otherwise has no gain.
[0042]
Embodiment 4
Next, Embodiment 4 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a diagram illustrating a gamma correction circuit according to the fourth embodiment. In the embodiment described below, a gamma correction circuit using a bipolar transistor is mainly shown. However, the technical idea of the present invention is to use an element other than a bipolar transistor, such as a MOS transistor or a BI-CMOS. As long as the circuit has the same function, it is not limited to the fourth embodiment as in the first, second, and third embodiments of the present invention.
[0043]
The gamma correction circuit shown in FIG. 4 has the same configuration in principle as the circuit configuration shown in FIG. 1, and is composed of third and fourth gm amplifiers and resistances of load elements as basic components.
First, a circuit connection relationship of a third gm amplifier (hereinafter referred to as a gm3 amplifier) will be described.
The emitters of the transistors Q31 and Q32 are commonly connected via an emitter feedback resistor R30, and the emitter of the transistor Q33 is directly connected to the emitter of the transistor Q32. An input signal (voltage) Vin is supplied to the commonly connected bases of the transistors Q31 and Q33, and the base of the transistor Q32 is supplied with the reference voltage V30 from the reference bias.
[0044]
The emitters of the transistors Q31 and Q32 are connected to current sources I32s and I33s, respectively. Further, current sources I35s and I31s are connected in series between the power supply VCC and the ground, and the current amount I0 of the current sources I32s and I33s is controlled according to the current amount of the current source I31s. A circuit for controlling this current is generally configured using a current mirror circuit.
The output of the transistor Q31 is connected to the cathode of the diode Q34, and the anode is connected to the power supply VCC. The collectors of the transistors Q32 and Q33 are connected in common, connected to the cathode of the diode Q35, and the anode is connected to the power supply VCC.
[0045]
Further, the outputs of the transistors Q31, Q32, and Q33 are connected to the bases of the transistors Q37 and Q36 that form a differential amplifier with their emitters connected in common. The collector of the transistor Q37 is connected to the power supply VCC, and the collector of Q36 is connected to the fourth gm amplifier at the next stage, and an output current I36 that is an output signal is derived.
The commonly connected emitters of the transistors Q36 and Q37 constituting the differential amplifier are connected to a current source I34s, and the amount of current 2Io ′ is controlled using the above-described current source I31s.
[0046]
Next, the circuit connection relationship of the fourth gm amplifier (hereinafter referred to as gm4 amplifier) will be described.
The emitters of the transistors Q41 and Q42 constituting the differential amplifier are commonly connected via an emitter feedback resistor R40, and the emitter and collector of the transistor Q43 are directly connected to the emitter and collector of the transistor Q41, respectively. The input signal Vin is supplied to the base of the transistor Q41, the bases of the transistors Q42 and Q43 are connected in common, and the reference voltage V40 is supplied from the reference bias.
The outputs of the transistors Q41 and Q43 are connected to the cathode of the diode Q44, and the anode is connected to the power supply VCC. The collector of the transistor Q42 is connected to the cathode of the diode Q45, and the anode is connected to the power supply VCC.
[0047]
The emitters of the transistors Q41 and Q43 and the transistor Q42 are connected to current sources I41s and I42s, respectively, and the current amount I0 of the current sources I41s and I42s is controlled according to the current amount of the current source I31s.
Further, the outputs of the transistors Q41 and Q43 and the transistor Q42 are connected to the bases of the transistors Q47 and Q46 which constitute a differential amplifier with their emitters connected in common.
[0048]
The commonly connected emitters of the transistors Q46 and Q47 constituting the differential amplifier are connected to a current source I43s, and the current amount 2Io ′ of the current source I43s is controlled by the current source I31s.
The collector of the transistor Q47 is connected to the power supply VCC, and the collector of the transistor Q46 is connected to the current source I44s and the collector of the transistor Q36, respectively.
[0049]
One terminal of the current source I45s is connected to the power supply VCC, and the other terminal is connected to the output terminal Vt. The current amount is controlled according to the current amount of the current source I44s using a current mirror circuit or the like.
[0050]
The output terminal Vt is connected to the bases of the transistors Q31, Q33, Q41 and the input signal (voltage) Vin via a load resistor R41.
[0051]
Next, the electrical operation of the gamma correction circuit will be described. The gm3 amplifier having this circuit configuration is basically the same as that described in the second embodiment of the present invention, and the circuit of the gm4 amplifier is basically the same as the circuit described in the third embodiment of the present invention. Will be omitted.
(1) First, when the signal voltage of the input signal (voltage) Vin is smaller than the reference voltage V30, the gm3 amplifier is turned on, and a current I36 proportional to the potential difference Vamp of the gm3 amplifier input flows. On the other hand, at this time, the gm4 amplifier is OFF in an alternating manner.
The alternating current component i36 of the output current from the transistor Q36 constituting the gm3 amplifier has a proportionality constant gm.
i36 = gm × vamp (55)
Where vamp is an AC component of Vamp.
It becomes.
Since the impedance on the output side is usually high, the AC component v1 of the output signal in the gm3 amplifier is obtained as follows.
v1 = R41 × i36
= Gm x R41 x vamp (56)
However, vamp is an AC component of Vamp.
Here, Vamp is equal to Vin, and the AC component vout of the voltage appearing at the output terminal Vt is obtained by adding the AC components vin and v1 of the input signal.
vout = vin
+ Gm × R41 × vamp (57)
It becomes.
On the other hand, under this condition, the transistor Q41 is turned off, and the gm4 amplifier is turned off in an alternating manner. However, at this time, the bases of the transistors Q42 and Q43 operate at the same potential in a direct current, and the output current I46 output from the collector of the output transistor Q46 has a constant value Io ′.
[0052]
(2) Next, when the signal voltage of the input signal (voltage) Vin is larger than the reference voltage V30 supplied from the reference bias and smaller than V40,
Both the gm3 amplifier and the gm4 amplifier are turned off in an alternating manner. However, in these gm amplifiers, unlike the conventional example, the gm of the amplifier is not zero. Although the transistor Q32 constituting the first differential amplifier of the gm3 amplifier is turned off, the transistors Q31 and Q33 are turned on, so that gm does not become zero.
Since the bases of the transistors Q31 and Q33 are equipotential, the potential difference Vamp of the input of the gm3 amplifier is 0, that is, vamp = 0, and the AC component of the output signal is v1 = 0.
At this time, the output current I36 taken from the collector of the transistor Q36 becomes Io ′ which is a constant value.
The gm4 amplifier operates in the same manner as the gm3 amplifier, and the output current taken out from the collector of the transistor Q46 is Io ′.
As a result, only the input signal contributes to the voltage derived from the output terminal Vt with respect to the AC component,
vout = vin (58)
It becomes.
[0053]
(3) Further, when the signal voltage of the input signal (voltage) Vin is larger than the reference voltage V40,
The gm4 amplifier is turned on, and the operation at this time is the same as when the gm3 amplifier is turned on. In addition, the gm3 amplifier remains in the OFF state with respect to the AC operation.
As a result, the AC component of the voltage derived from the output terminal Vt is
vout = (1 + gm × R41) vin (59)
It is guided.
[0054]
FIG. 5 shows the relationship between the input signal (voltage) and the output current or output voltage associated with the three conditions described so far. Here, the bending points of the gamma (γ) curve are expressed as γ1 and γ2. FIG. 5A is a graph of input / output characteristics of the gm3 amplifier, FIG. 5B is a graph of input / output characteristics of the gm4 amplifier, and FIG.
In the graph of FIG. 5C, the inflection points γ1 and γ2 are respectively supplied to the reference voltage V30 supplied from the reference bias supplied to the base of the transistor Q32 of the gm3 amplifier and to the base of the transistor Q42 of the gm4 amplifier. The reference voltage V40 is supplied from the reference bias.
The values of γ1 and γ2 are different from the values in the gamma correction circuit configured in FIG. 6, and the emitter feedback resistors R30 and R40 and further the emitter currents, that is, the current amounts I32, I33, It is determined only by the reference voltages V30 and V40 supplied to the gm3 amplifier and the gm4 amplifier without depending on I41 and I42.
[0055]
Therefore, when the above-mentioned gm amplifier is used and the gamma correction circuit is configured as an integrated circuit, the inflection point of the gamma curve does not depend on the resistance of the internal circuit, the current value, the gain of the amplifier, etc., but depends only on the external voltage. Therefore, this inflection point has an advantage that the manufacturing process of the integrated circuit varies and does not change even if the constant of the circuit element changes.
Further, since the gm3 amplifier and the gm4 amplifier are always in operation, the gm3 amplifier and the gm4 amplifier can be switched without being influenced by the internal emitter resistance of the transistor of the gm amplifier. As a result, the switching point of the gamma curve becomes sharp.
[0056]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, the switching point indicating the inflection point of the input / output characteristics of the gamma correction circuit can be uniquely set by the external circuit.
Further, when the gm amplifier of the present invention is used, since the transfer conductance is set to zero and switching is not performed, switching of the switching point becomes sharp without being affected by the internal resistance of the transistor, for example, the emitter resistance.
Further, even when the gain of the gm amplifier is increased, the voltage representing the inflection point does not depend on the resistance and current, and thus the range for setting the inflection point (voltage) has been widened.
Furthermore, in order to change the gain of the gm amplifier, the feedback resistance value of the differential amplifier is changed or the current value of the current source is changed. However, in the gm amplifier of the present invention, the switching point no longer depends on the circuit constant. The inflection point of the gamma curve can be set arbitrarily regardless of the gain of the amplifier.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a gamma correction circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing a gm amplifier according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a gm amplifier according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit configuration diagram showing a gamma correction circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a graph showing electrical characteristics of the gamma correction circuit shown in the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a conventional gm amplifier.
FIG. 7 is a graph showing electrical characteristics when a gamma correction circuit is configured using a conventional gm amplifier.
[Explanation of symbols]
gm1: first gm amplifier, gm2: second gm amplifier, V1, V2, V10, V20, V30, V40, V50: reference voltage, R1, R41: load element (load resistance), R10, R20, R30, R40, R50... Emitter feedback resistors, Q11 to Q17, Q31 to Q37... Transistors constituting a third gm amplifier (gm3 amplifier), Q21 to Q27, Q41 to Q47. Transistors, Q51 to Q57 ... Transistors constituting the fifth gm amplifier, I11s, I12s, I18s, I21s, I22s, I28s, I31s to I35s, I41s to I45s, I51s, I52s, I55s ... Current source, VCC ... Power source

Claims

A first terminal to which an input signal is supplied;
A load element connected to the first terminal;
A first amplifier connected to the first terminal and deriving a first output signal compared to a first reference signal supplied to a second input terminal;
A first reference signal generator for supplying the first reference signal to the second input terminal;
A second amplifier connected to the first terminal and deriving a second output signal compared to a second reference signal supplied to a fourth input terminal;
A second reference signal generator for supplying the second reference signal to the fourth input terminal;
A second terminal for synthesizing the third output signal from the load element and the first and second output signals from the first and second amplifiers to extract a combined signal;
At least one of the first amplifier and the second amplifier is:
A first transistor having an input signal supplied to a base and an emitter connected to one end of a feedback resistor;
A second transistor having an emitter connected to the other end of the feedback resistor and a reference voltage supplied to the base;
A third transistor in which the input signal is supplied to a base and an emitter and a collector are respectively connected to an emitter and a collector of the first or second transistor;
A first diode having a cathode connected to a collector of the first transistor and an anode connected to a reference potential;
A second diode having a cathode connected to a collector of the second transistor and an anode connected to the reference potential;
A differential amplifier comprising fourth and fifth transistors, each having a collector connected to the base and a common emitter connected to the base, and an output signal derived from the collector;
A gamma correction circuit , wherein a voltage generated in the feedback resistor is set to be larger than a difference between a forward operation voltage of a base and an emitter of the first and second transistors .

2. The amount of current derived from the collector of the differential amplifier is determined by the current flowing through the emitters of the first and second transistors and the current flowing through the emitter current source of the differential amplifier . Gamma correction circuit.

2. The gamma correction circuit according to claim 1, wherein the operation of the third transistor is set by varying the reference voltage supplied to the base of the second transistor .

A first terminal to which an input signal is supplied;
A load element having one end connected to the first terminal;
A second terminal connected to the other end of the load element; a first transistor having the input signal supplied to a base and an emitter connected to one end of a first feedback resistor;
A second transistor having an emitter connected to the other end of the first feedback resistor and a first reference voltage supplied to a base;
A third transistor in which the input signal is supplied to a base, an emitter is connected to an emitter of the second transistor, and a collector is connected to a collector of the second transistor;
A first diode having a cathode connected to a collector of the first transistor and an anode connected to a reference potential;
A second diode having a cathode connected to a collector of the second transistor and an anode connected to the reference potential;
The collectors of the first and second transistors are connected to the base, the emitters are connected in common, the collector of the fifth transistor is connected to the reference potential, and a fourth output for deriving the first output signal from the fourth transistor. And a first differential amplifier comprising a fifth transistor;
A sixth transistor whose base is supplied with the input signal and whose emitter is connected to one end of a second feedback resistor;
A seventh transistor having an emitter connected to the other end of the second feedback resistor and a second reference voltage supplied to the base;
An eighth transistor having the second reference voltage supplied to the base, an emitter connected to the emitter of the sixth transistor, and a collector connected to the collector of the sixth transistor;
A third diode having a cathode connected to the collector of the sixth transistor and an anode connected to the reference potential;
A fourth diode having a cathode connected to a collector of the seventh transistor and an anode connected to the reference potential;
The collectors of the sixth and seventh transistors are connected to the base, the emitters are connected in common, the collector of one transistor is connected to the reference potential, and a ninth output for deriving a second output signal from the collector of the other transistor. And a second differential amplifier comprising the tenth transistor and the first and second output signals of the first and second differential amplifiers are combined and connected to the second terminal ,
The voltage generated in the first feedback resistor is set larger than the difference between the forward operation voltages of the base and emitter of the first and second transistors, and the voltage generated in the second feedback resistor is set in the sixth feedback resistor. And a seventh gamma correction circuit characterized in that the gamma correction circuit is set larger than the difference between the forward operating voltages of the base and emitter of the seventh transistor .

The amount of current flowing through the collector of the first differential amplifier is determined by the current flowing through the emitters of the first and second transistors and the current flowing through the current source coupled to the emitter of the first differential amplifier. The gamma correction circuit according to claim 4, wherein

The amount of current flowing through the collector of the second differential amplifier is determined by the current flowing through the emitters of the sixth and seventh transistors and the current flowing through the current source coupled to the emitter of the second differential amplifier. The gamma correction circuit according to claim 4, wherein

To claim 4, characterized in that to set the operation of one of the transistors of the second and the seventh the third by varying the bias supplied to the base of one of the transistors and of the eighth The gamma correction circuit described.

According to claim 4, characterized in that the set greater than the first reference voltage supplied to said second reference voltage supplied to the base of the seventh transistor to the base of the second transistor Gamma correction circuit.