JP4055214B2

JP4055214B2 - ＣｄＴｅ放射検出器を有する、ガンマ粒子の相互作用から生じるパルスを処理するためのシステム

Info

Publication number: JP4055214B2
Application number: JP26235096A
Authority: JP
Inventors: ドゥアントニフィリップ; ルブランフランソワ; ポールルレイジャン
Original assignee: コミツサリアタレネルジーアトミーク
Priority date: 1995-09-12
Filing date: 1996-09-12
Publication date: 2008-03-05
Anticipated expiration: 2016-09-12
Also published as: FR2738693A1; EP0762145A1; FR2738693B1; EP0762145B1; CA2185091A1; DE69620523D1; DE69620523T2; IL119158A; US5821538A; IL119158A0; JPH09113629A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、カドミウムテルル化物検出器の電荷損失（charge losses）を補正するために、該検出器を有する、ガンマ粒子の相互作用から生ずる電子パルスを処理するためのシステムに関する。
【０００２】
本発明は、ガンマ分光測定の分野において、特に例えば医薬及び多くの核分野において使用することができる携帯分光計及びＣｄＴｅ結晶撮像の実現に用途がある。
【０００３】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
ガンマ分光測定分野において、冷却ゲルマニウム分光計がしばしば用いられ、非常に良い分解能を有する。しかしながら、それらは様々な不利益を有する。従って、ゲルマニウムの冷却のために液体窒素か又は冷熱モータのどちらかを用いることが必要となり、ある程度の重さ及び全体がある程度の大きさを伴う。結果として、冷却ゲルマニウム検出器に基づいた、楽に持ち運べ、自律型で、コンパクトで、軽いシステムの製品を予見することはできない。
【０００４】
加えて、ゲルマニウムは、３２の比較的低い原子番号を有し、２００ｋｅＶ以上のエネルギに対して大きい総吸収量を招く。結果として、これは撮像システムに基づく冷却ゲルマニウムの空間分解能を１ｃｍに限定する。
【０００５】
ゲルマニウムはまた、小さい禁止帯幅（０．７ｅＶ）を有し、周囲温度で動作することができない。
【０００６】
しかしながら、広い禁止帯半導体は、存在し、周囲温度で動作できる。これらの関係の間でヨウ化水銀、及びカドミウムテルル化物（ＣｄＴｅ）が作られる。従って、ＣｄＴｅは周囲温度で動作する１．４５ｅＶの十分に広い禁止帯の利点を有する。それはまた、比較的高い密度（６ｇ・ｃｍ^−３）、及び高い原子番号（４８及び５２）を有していおり、わずか数ｍｍの検出器において全吸収とすることができる。
【０００７】
従って、カドミウムテルル化物は分光測定において特別の関係を有する。低いエネルギ即ち５０ｅＶ未満のエネルギに対して、カドミウムテルル化物の分光測定の効率特性は、従来のシンチレータによって提案されたものと、冷却ゲルマニウムによって提案されたものとの中間にある。
【０００８】
しかしながら、このような効率特性は現在のところ高いエネルギで維持され得ない。なぜなら、カドミウムテルル化物検出器が非常に有意性のある電荷損失を有するためである。従って、スペクトルにおいて、大きく左へ連続するスペクトルラインになる。高いエネルギにおけるこの好ましくないスペクトル応答は、結果としてカドミウムテルル化物検出器の分解能を限定し、しばしば低いエネルギに限定されて用いられる。
【０００９】
従って、それらを補正するために、このようなＣｄＴｅ検出器の電荷損失の量を測定することが必要となる。検出器の電荷損失に対する唯一の補正基準は、ＣｄＴｅ検出器のガンマ粒子の相互作用から生じるパルスの立ち上がり時間である。このパルス立ち上がり時間は、前記パルスの振幅の減衰を表している。従って、電荷損失がより大きく、パルス立ち上がり時間がより長く、減衰がより大きくなる。従って、パルスの振幅及び立ち上がり時間の組み合わせに基づいて、入射するガンマ粒子の真のエネルギを再び見出すことができる。
【００１０】
ＥＵＲＯＲＡＤは、現在のところ、このような電荷損失を補正することができるガンマ分光測定装置を製造している。この測定装置は、ＣｄＴｅ検出器を用いたガンマ粒子の相互作用から生ずるパルスの振幅の測定と、前記パルスの立ち上がり時間の測定とを実行することができる巡回ヒーター方法（ＴＨＭ）型のＣｄＴｅ結晶検出器に適合可能である。この測定装置はまた、検出器の電荷損失を直接補正できる。なぜなら、前述の測定装置の出力から得られた情報が単一のエネルギスペクトルとして直接解釈され得るためである。
【００１１】
ＣｄＴｅ結晶は、約５００ｎｓから８μｓまでの間の立ち上がり時間を有する。しかしながら、前述の測定装置は、設計上の理由から２μｓの最大立ち上がり時間で制限されてしまい、これを越えるパルスはもはや電子処理回路によって考慮されない。これは、測定装置に比較的高い効率損失を招く。
【００１２】
加えて、前述の測定装置において電荷損失の補正は、アナログ電子技術によって行われるが、このようなアナログ電子技術は、較正処理中に行われる電位差の設定又は制御による検出器の変更に常に適合されなければならない。しかしながら、用いられる種々の検出器が広い分散特性を有するので、前述の較正処理が複雑になる。従って、ＣｄＴｅの結晶が変わる毎にこの較正処理を繰り返さなければならない。
【００１３】
従って、前述の測定装置はマルチ結晶撮像を構成することができない。その理由は、この場合、用いられる検出器と同数の特別の電子機器が必要となるので、制御機器の数及び全体の大きさが受け入れることができないほど増加するためである。
【００１４】
本発明の目的は、前述の不利益を除去することにある。このため、前記検出器の電荷損失を補正するために、ＣｄＴｅ検出器からのパルスを処理するためのシステムを提案する。電子制御することなしに１つ以上のＣｄＴｅ検出器に接続され得るこの処理システムは、５００ｎｓから８μｓまでの間の立ち上がり時間を有する全てのパルスに適用でき、かつ各検出器に対する非常に簡単な較正処理を提案する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
特に、本発明は、カドミウムテルル化物（ＣｄＴｅ）放射検出器を有する、ガンマ粒子の相互作用から生じるパルスを処理するためのシステムであって、これらアナログパルスを増幅できる電荷前置増幅器と、各パルスの振幅の測定、及び該パルスの立ち上がり時間の測定を保証する電子測定手段とを有しており、電子測定手段が、パルスの振幅の取得を保証する振幅回路と、パルスのノイズを最小化、及びパルス立ち上がり時間の終端の検出を保証する時間回路とから構成しており、該２つの回路がパルス立ち上がり時間の決定を保証するように結合されていることに関する。
【００１６】
有利な点として、電子測定手段が、振幅回路及び時間回路に接続されているランプ回路を備えている。
【００１７】
本発明の１つの実施形態によれば、電子測定手段はまた、振幅回路、時間回路及びランプ回路の間の情報交換を制御するために、これら回路に接続されている論理制御ユニットを備えている。
【００１８】
好ましくは、カドミウムテルル化物（ＣｄＴｅ）放射検出器を有する、ガンマ粒子の相互作用から生ずるパルスのための処理システムはまた、検出器の電荷損失を、パルスの立ち上がり時間及び振幅の関数として、補正するための補正手段を有する。
【００１９】
好ましくは、前記補正手段は、検出器の電荷損失をモデリングし、検出器の電荷損失のモデリングと測定手段によって決定された立ち上がり時間との関数として、検出器の電荷損失を補正及び決定するデータ処理手段である。
【００２０】
本発明はまた、カドミウムテルル化物検出器によって供給されたパルスの振幅及び立ち上がり時間のデジタル的な測定に基づく電荷損失の補正に対する処理に関する。この処理は、較正ストレスに対する検出器の応答、及び立ち上がり時間の関数として該応答の変動関係を、各立ち上がり時間について測定し、新しい測定に該関係を加えることによって電荷損失を補正することを含んでいる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明及びそれらの相互接続によるシステム、及びそのシステムが接続されているＣｄＴｅ検出器に従ってシステムを構成する様々な手段を示す。図１において、ＣｄＴｅ検出器は１であり、本発明によるシステムを構成する要素は２である。
【００２２】
図１に表されるように、検出器１の出力は、電子的に処理され得るアナログパルスとして検出器１から直接来る情報の変換を保証する電荷前置増幅器３の入力ｅ３に接続される。この電荷前置増幅器３は極性化回路を含む。前置増幅器及び極性化回路は公知の型を有しているので、ここで詳細に説明する必要性はない。
【００２３】
電荷前置増幅器３は、２変数の測定、即ちパルスの振幅及びその立ち上がり時間の測定ができる電子カードからなる電子測定手段４に、その出力ｓ３によって接続される。この電子カードは、「ＢＩＰＡＲカード」と呼ばれる。
【００２４】
以下に説明されているように、前記電子ＢＩＰＡＲカードは、一方では検出器１からのパルスの振幅を、他方では前記パルスの立ち上がり時間を決定することができるようにする。前記電子ＢＩＰＡＲカード４の出力は、結果として処理の後方で必要な３つの信号、即ち、検出器１からのパルスの振幅に対応する振幅信号Ｓ_ＡＭＰ、検出器１からのパルスの立ち上がり時間を示す時間信号Ｓ_ＴＰＳ、及びＳ_ＡＭＰ及びＳ_ＴＰＳで実行すべき処理動作の全てを同期するために、電子カード４によって出される同期信号Ｓ_ＳＹＮが得られる。
【００２５】
振幅信号Ｓ_ＡＭＰ及び同期信号Ｓ_ＳＹＮは、両方とも、５ａで示されたアナログ／デジタルコーダ（Ａ／Ｄ）へ供給される。並列に、時間信号Ｓ_ＴＰＳ及び同期信号Ｓ_ＳＹＮはアナログ／デジタルコーダ５ｂへ転送される。
【００２６】
Ａ／Ｄコーダ５ａ及び５ｂの各々は、電子カード４から受信したアナログ信号を、データ処理手段６によって処理され得るデジタル信号へ変換する。これらＡ／Ｄコーダ５ａ及び５ｂは、信号Ｓ_ＳＹＮに互いに同期して信号Ｓ_ＡＭＰ及びＳ_ＴＰＳの変換を実行する。Ａ／Ｄコーダ５ａ及び５ｂによって出されたデジタル信号は、これにより、データバスＢｄによってデータ処理手段６へ供給される。
【００２７】
本発明によれば、コーダ５ａ及び５ｂの各々は、データ、即ち電子カードから受信される別々の信号Ｓ_ＡＭＰ及びＳ_ＴＰＳが記憶されるＲＡＭメモリを有しており、データバスＢｄを経由してデータ処理手段６がアクセスできる。
【００２８】
データ処理手段６は、電荷損失の量を測定するために、ＣｄＴｅ検出器からのパルスの振幅及び立ち上がり時間に関するデータを処理する。これら処理は以下により詳細に記述される。
【００２９】
図１の電子ＢＩＰＡＲカード４は、図２により詳細に表されている。図１でわかるように、電荷前置増幅器３の出力ｓ３に接続される電子カード４は、電荷前置増幅器３からのアナログパルスを入力ｅ４で受信する。
【００３０】
この電子カード４は、同軸接続ケーブルによって前置増幅器からのアナログパルスが導かれる入力回路７を有する。アナログカード４の入力ｅ４はまた、結果として以下の機能を有する入力回路７の入力に対応する。
・予め定められた値に電子カード４の入力インピーダンスを適合し、これが有利な５０Ωであり、前記インピーダンスの値は電子ＢＩＰＡＲカード４へ電荷前置増幅器３を接続する同軸ケーブルの特性であり、前記インピーダンス適合又は整合は転送されるアナログパルスの過電圧の状況を避けるという利点を有する。
・適合とつながる損失を除去するように、所定の利得で受信されるアナログパルスを増幅し、該増幅利得が例えば５である。
・電荷増幅器からのパルスの極性の関数としてアナログパルスの極性を選択し、従って続けて実行される処理が正パルスでのみ実行される。
【００３１】
これら機能を実行するために、入力回路７は、予め定められた値に整合するインピーダンスと、前置増幅器によって供給されたパルスの増幅とを保証する入力増幅器８を有する。増幅器８は、極性を任意に反転するためにストラップ９ａ、９ｂ及び９ｃを備えたインバータ９に接続される。
【００３２】
入力回路７の出力ｓ７で得られるこの信号は、従って振幅回路１０及び時間回路１８によって処理されるように結果として適合される。従って、同時に２つのチャネルで、即ち振幅チャネル１０（又は振幅回路１０）及び時間チャネル１８（又は時間回路１８）で動作する。
【００３３】
振幅回路１０の第１の目的は、Ｓ／Ｎ比を最適に成形することによって、前記パルスの最大値を正確に得るために、検出器からのパルスの振幅の測定ができることである。
【００３４】
パルスの最大値を検出するこの機能は、前記振幅回路１０に基づいて構成する２つの要素、即ちＳ／Ｎ比を最適にする帯域通過フィルタ及びピーク検出器によって保証される。
【００３５】
特に、振幅回路１０は入力回路７の出力ｓ７に接続されたＣ−Ｒ受動微分器１１を組み込んでいる。この微分器１１は、パルスの通過が続く０Ｖ電圧レベルへの早い戻りを保証するように、疑似極ゼロ解除（pseudo-pole-zero cancellation）を実行することができるようにし、従って続くパルスの到着を準備することができるようにする。例えば、前記微分器１１は、−３ｄＢで２３４ｋＨｚのカットオフ周波数を有することができ、かつ極ゼロ解除機能を実現するために約８．６ｎＦのキャパシタンスと並列の約１０ＫΩの抵抗に基づいて実現され得る。
【００３６】
振幅回路１０は、微分器１１の出力ｓ１１へ接続され、パルスのＳ／Ｎ比の最適化ができる低域通過フィルタ１２を有する。本発明によれば、フィルタ１２は、後方において過電圧を生じることのないパルスで動作することができるように、−６ｄＢで５００ｋＨｚのカットオフ周波数を有する８次のベッセル積分フィルタである。
【００３７】
フィルタ１２の出力ｓ１２は、２つの増幅段１３及び１４に接続される。特に、これら利得増幅器１３及び１４は、前記パルスの最大値のより正確な検出ができるように、処理すべきパルスの利得を増加する機能を有する。
【００３８】
本発明によれば、これら増幅器は反転増幅器であり、増幅器１３は利得Ａを有し、増幅器１４は利得Ｂを有する。詳細には、増幅器１３の利得Ａは−４にでき、増幅器１４の利得Ｂは−５．７５にできる。
【００３９】
本発明の１つの実施形態によれば、第２の反転増幅器１４はオフセット制御を組み込むことができる。
【００４０】
第２の利得増幅器１４の出力ｓ１４は、一方がピーク検出器１５へ、他方が比較器１７へ接続され、信号Ｓ_{ＰＵＬＳＥＡ}を供給する。
【００４１】
ピーク検出器１５は、パルスの最大値を得ることができるようにし、かつ以下に説明される論理制御ユニット３０によって供給される論理ＴＴＬ信号Ｓ_ＴＤＰによって制御される。特に、論理ユニット３０によって出された信号が１であるとき、ピーク検出器１５は０Ｖで封鎖される。逆に、論理ユニット３０によって出された信号が０なら、ピーク検出器１５は取得モードになる。
【００４２】
特に、論理ユニット３０によって出された信号Ｓ_ＴＤＰは、過負荷にしないために図に表されてない２つのトランジスタ、即ちメモリ容量をゼロにするための第１のトランジスタと、ノイズでオンするピーク検出器を避けるための第２のトランジスタとを制御しており、これによって干渉の切り替えが発生する。
【００４３】
このピーク検出器の出力ｓ１５は、最大振幅値の記憶を保証するサンプル及び保持回路１６に接続される。このサンプル及び保持回路１６はまた、信号Ｓ_ＳＨＡによって論理制御ユニット３０から制御される。
【００４４】
前記サンプル及び保持回路の出力ｓ１６では、処理されるパルスの最大振幅を表す振幅信号Ｓ_ＡＭＰが得られる。この信号Ｓ_ＡＭＰは、その後で電荷損失を決定するためにデータ処理手段６によって用いられる。
【００４５】
ピーク検出器１５と並列に、前記第２の利得増幅器１４の出力ｓ１４は比較器１７に接続される。比較器１７は、低いスレッショルドＳＢと増幅器１３及び１４によって増幅された信号との比較を行って、パルスの測定を始めることができるようにし、かつ立ち上がり時間の決定に対する絶対開始パルス又はキューをマークする。従って、図２に表されるように、比較器１７からの信号Ｓ_ＳＢが論理制御ユニット３０へ供給される。論理制御ユニット３０は、時間回路１８に接続されており、従って振幅回路１０の時間回路１８との同期を可能にする。
【００４６】
信号Ｓ_ＳＢの立ち上がり端は、パルスの立ち上がり時間の始端に対応する。論理ユニット３０がこの信号Ｓ_ＳＢを受け取ることにより、残りの処理が行われる。
【００４７】
以上に説明したように、入力回路７の出力ｓ７は、振幅回路１０と並列に時間回路１８へ接続されている。時間回路１８は、振幅回路１０と対比できる構成を有しており、従って新規の即ち異なった要素だけが説明されている。
【００４８】
時間回路１８は、入力回路の出力ｓ７に接続された微分回路１９を組み込んでいる。前記微分回路１９は、振幅回路１０の微分器１１と異なって、疑似極ゼロ解除を有さない。なぜなら０Ｖへの戻りを正確に知るべき必要がないからである。時間回路１８内の微分回路１９の機能は、前記測定に対する極めて重要な時間であるパルスの最大値の通過をよりよくマークすることである。
【００４９】
本発明の１つの実施形態によれば、前記機能が二重受動Ｃ−Ｒフィルタによって実行され、例えば前記フィルタは−６ｄＢで７．２ｋＨｚのカットオフ周波数を有することができる。
【００５０】
微分回路１９の出力ｓ１９は、低域通過フィルタ２０の入力ｅ２０に接続される。有利な点としては、前記フィルタ２０が８次のベッセル積分フィルタであり、振幅チャネルのフィルタ１２と同じ機能を有する。しかし、好ましくは、パルスの原形を劣化することなくノイズをフィルタするために、−６ｄＢで約１ＭＨｚのカットオフ周波数を有する。
【００５１】
フィルタの選択が、フィルタの引き起こす時間遅延に特に条件付けられることに注目すべきである。最大の時間遅延は、最低周波数フィルタを含む振幅チャネルによって引き起こされる。しかしながら、振幅チャネルのフィルタと異り、時間チャネルフィルタは、あまりにも高い低カットオフ周波数を有する必要はない。さもなければ、それは、時間チャネルでのピークの通過に続くピーク検出を許可するであろう。
【００５２】
振幅チャネル１０と同様に、低域通過フィルタ２０の出力ｓ２０は、利得Ａ及びＢのそれぞれの２つの反転増幅段２１及び２２へ接続される。１つの実施形態によれば、増幅器２１の利得Ａは−２であり、増幅器２２の利得Ｂは−３．７５である。
【００５３】
第２の増幅段階即ち利得増幅器２２の出力ｓ２２において、このパルスは１Ｖの連続的なレベルにある。この連続的な電圧の制御は、計算がオフセット電圧の関数として最適化される電位差計又は分周ブリッジによって実現され得る。
【００５４】
これらの反転増幅器２１及び２２の出力ｓ２２は、基本動作が振幅チャネル１０のピーク検出器１５と同じであるピーク検出器２３へ接続される。
【００５５】
しかしながら、このピーク検出器２３は、振幅チャネル１０の場合と比較して異なって用いられる。従って、時間チャネル１８のために、パルスの立ち上がり時間の終端を決定するように用いられる。これは、（立ち上がり時間のガンマが５００ｎｓから８μｓの間である）遅く若しくは早いパルス及びこれらの形に関係なく両方とも動作できるようにする。言い換えれば、この回路は、電荷損失の関数としておおよそ広範囲であるパルスのスペクトルの低周波部に自動的に適合される。
【００５６】
ピーク検出器２３の動作を最適化するために、修正は、ピーク検出器１５の公知のダイアグラムを基準に比較して、抵抗及びキャパシタの追加によって必要となる。例えば、これら部品の値は、それぞれおよそ１０ＫΩ及び３３ｐＦにできる。
【００５７】
前記時間回路１８において、ピーク検出器２３の機能は、パルス立ち上がり時間の終端に関する情報を供給することである。これは、このような情報を得ることができる取得フェーズにおいて、前記ピーク検出器２３の内部信号Ｓ_ＴＡＳ及びＳ_ＴＳＯの特性による。Ｓ_ＴＡＳはピーク検出器２３の制御信号であり、Ｓ_ＴＳＯはピーク検出器２３の入力ｅ２３におけるパルスの最大電圧に等しい出力信号である。従って、このパルスが立ち上がりフェーズにあるとき、この電圧信号Ｓ_ＴＳＯが電圧信号Ｓ_ＴＡＳより低くなる。しかしながら、パルスが最大値となることにより、電圧の変化、即ちＳ_ＴＳＯがＳ_ＴＡＳよりもより高くなることが生じる。即ち、これら２つの電圧信号Ｓ_ＴＳＯ及びＳ_ＴＡＳは比較器２４へ導かれ、前述したように、Ｓ_ＴＳＯがＳ_ＴＡＳより高いかどうかを確かめるために前記２つの信号を比較する。これによりパルスが立ち上がり状態にあるか又はその最大値に達したかを確かめるための決定がなされる。
【００５８】
比較器２４の出力ｓ２４は、論理制御ユニット３０の入力の１つに接続され、立ち上がり前に立ち上がり時間の終端をマークする論理信号Ｓ_ＦＴＭを供給する。
【００５９】
論理制御ユニット３０はまた、振幅回路１０のピーク検出器１５と同じ方法で、時間回路のピーク検出器２３へ接続される。従って、これらの同期を保証する同じ論理信号Ｓ_ＴＤＰを２つのピーク検出器１５及び２３に供給する。
【００６０】
論理ユニット３０はまた、干渉する過渡電圧を避けるために、測定の開始で０で信号Ｓ_ＦＴＭを封鎖することができるようにする別の論理信号Ｓ_ｔｓを有する比較器２４を供給できる。
【００６１】
本発明によれば、振幅チャネル１０及び時間チャネル１８は、これらの結合動作が、一方で立ち上がり時間の測定ができ、他方で数学的に処理するように立ち上がり時間の測定を伴う振幅測定干渉ができるように設計されている。これにより、これら２つのチャネルが結合されることがいえる。この結合は、振幅チャネル１０の（低スレッショルドをクリアする）信号Ｓ_ＳＢ、及び時間チャネル１８の（立ち上がり時間の終端をマークするパルス）信号Ｓ_ＦＴＭの立ち上がり前の決定に基づいて、パルス立ち上がり時間を決定することができるようにする。従って、パルスの立ち上がり時間は、一方では振幅チャネル１０で測定される信号Ｓ_ＳＢ、及び他方では時間チャネル１８で測定される信号Ｓ_ＦＴＭにより間接的に決定される。これら２つのデータは、低スレッショルドのクリアリングに関しており、立ち上がり時間の終端をマークするこのパルス又はキューが、論理制御ユニット３０に両方とも与えられ、スレッショルド／ランプ回路２５に前記情報を戻す。
【００６２】
前記２つの時間及び振幅チャネルが結合することにより、ＣｄＴｅ検出器から供給されるパルス形状がいかなるものであっても立ち上がり時間を求めることができる。狭帯域通過フィルタの結果として、振幅チャネル１０は一定のパルス形状となる。従って、立ち上がり時間測定のための信号Ｓ_ＳＢによってマークされる開始パルスは、システムによって処理されなければならないパルスの全てに対する同じ開始関係に対応する。更に、時間チャネル１８は、広帯域通過フィルタのために、パルスの立ち上がり時間の真の終端を検出し、従って電荷損失の変化を考慮するこのような方法で電圧の真の形に対して動作する。
【００６３】
従って、これら振幅及び時間チャネルの結合は、前記立ち上がり時間の表す情報によってパルスの立ち上がり時間を、間接的で電気的に測定することができるようになる。
【００６４】
以上に明記したように、ＢＩＰＡＲ電子カードは、スレッショルド／ランプ回路のような公知の回路２５を組み込んでおり、一方で比較器１７及び２９に用いられるリファレンス電圧を伴う完全なＢＩＰＡＲカードを供給する電圧源２６を有する。低スレッショルドとして公知のリファレンス電圧ＳＢは、特に比較器１７に用いられ、信号Ｓ_{ＰＵＬＳＥＡ}と比較される。この電圧源２６はまた、安全スレッショルドと呼ばれるリファレンス電圧Ｓ_Ｓを供給し、以下に説明されるものを用いる。本発明の１つの実施形態によれば、前記リファレンス電圧源は、選択されるスレッショルド制御に影響することができるアクセス可能な電位差計を組み込むことができる。スレッショルド／ランプ回路２５はまた、論理制御ユニット３０によって出される信号Ｓ_ＴＲを入力ｅ２７で受信するランプ回路２７を有する。前記信号Ｓ_ＴＲが０であるときは定電流発生器がキャパシタを線形に充電するが、信号Ｓ_ＴＲが１であるときは前記同じキャパシタが０Ｖに強制させる。
【００６５】
ランプ回路２７はまた、キャパシタに接続される反転利得増幅器を有し、かつ例えば−６．４５の利得を有することができる。
【００６６】
これにより、ランプ回路２７の出力ｓ２７で得られたこの信号は、線形部分がパルスの立ち上がり時間を表す信号である。
【００６７】
ランプ回路２７の連続的な開始電圧の制御又は設定は、立ち上がり時間信号をデジタル化するための出力ｓ２８へ接続されるアナログ／デジタルコーダ５ｂの電圧と両立するウインドウのランプを調整することができるようにする。
【００６８】
本発明の別の形態によれば、回路２７の定電流発生器の結果として得られた電圧ランプが制御でき、異なる変換タイプに適合できる。
【００６９】
ランプ回路２７の出力ｓ２７からこの方法で得られた信号は、取得モードにおいてランプに従うサンプル及び保持回路２８へ導かれ、続いて信号Ｓ_ＦＴＭの立ち上がり前は制御論理３０からの信号Ｓ_ＳＨＲがそれを命令するとき、ランプにおいて値を記憶する。
【００７０】
サンプル及び保持回路２８の出力ｓ２８において、ＣｄＴｅ検出器からのパルスの立ち上がり時間を表す信号Ｓ_ＴＰＳが得られる。
【００７１】
ランプ回路２７の出力ｓ２７はまた、ランプ２７からのｓ２７での信号とリファレンス電圧回路２６によって供給される安全スレッショルドＳ_Ｓとの間の比較を保証する比較器２９へ接続される。これは、（スペクトルの分解能品質を増加するため）立ち上がり時間の最大限を固定し、又はノイズのような干渉する事象を検出することができるようにし、低スレッショルドＳ_Ｂをトリガできるが、立ち上がり時間Ｓ_ＦＴＭの終端ではない。比較器２９は、論理信号Ｓ_ＳＲを発生し、論理制御ユニット３０へ供給され、前述された回路の全てを制御する。
【００７２】
ユニット３０は、特に以下の機能を有する。それは、通常の測定の間の動作、特に低スレッショルドＳＢのクリアリング及び測定モードの入口を検出する動作の連続を保証する。また、立ち上がり時間及び振幅最大値の取得と、サンプル及び保持回路のデータの記憶と、図１に表されたＡ／Ｄコンバータへ電子ＢＩＰＡＲカードを接続する同期の矩形波パルスＳ_ＳＹＮによるデジタル変換要求とを保証する。それは、低スレッショルドをモニタするスタックを検出する。この機能は、振幅チャネル１０に対するフィルタ１２の分割実行の特性によって条件付けられる。単語「スタック」は、ＣｄＴｅ検出器からの第２のパルスによって第１のパルスのオーバラップを導く２つのガンマ相互作用の結果に対して用いられる。また、ベースラインをモニタし、即ち０Ｖの電圧が安定してもしなくてもチェックする。前記サイクルが「正確な」ベースラインから開始することを保証するために、測定が終了されたとき、論理制御ユニット３０は、パルスが新しいサイクルをオーソライズする前に提供されないことをチェックする。反対に、論理ユニット３０は、通常の測定モードが再び可能になるまで実行すべき待ち手続を決定する。それはランプの上限にマークする信号Ｓ_ＳＲの制御を実行する。
【００７３】
図３は、ＢＩＰＡＲ電子カード内に発生する種々の信号を明らかにする種々のタイミングチャートを表しており、主として論理制御ユニット３０によって制御される。
【００７４】
図３のチャネルＡにおいて、時間チャネル１８の二重増幅段２１、２２の出力ｓ２２で得られるようなパルス、即ちピーク検出器２３の入力ｅ２３で発生するパルスが表わされている。
【００７５】
チャネルＢにおける曲線Ｃ１は、振幅チャネル１０の二重増幅段１３及び１４の出力ｓ１４で得られた信号、即ちピーク検出器１５の入力ｅ１５で発生する信号を表す。一点破線は低スレッショルド電圧ＳＢを表す。曲線Ｃ２は、振幅チャネル１０の出力で得られた信号Ｓ_ＡＭＰ、即ちＣｄＴｅ検出器からのパルスの最大振幅を表す信号を表す。この信号は、チャネルＡの信号と比較して時間遅延Ｒによってオフセット又はスタッガされている。信号ＣからＫまでの全ては、チャネルＡの信号と比較される前記時間遅延Ｒによってオフセットされる。
【００７６】
図３のチャネルＣにおいて、ピーク検出器２３の出力ｓ２３で得られた信号Ｓ_ＴＡＳに対応する曲線Ｃ３、更にはピーク検出器２３の同じ出力で得られた信号Ｓ_ＴＳＯに対応する曲線Ｃ４が表わされている。
【００７７】
図３のチャネルＤにおいて、ランプ回路２７の出力ｓ２７で得られたランプ信号である曲線Ｃ５によって表され、曲線Ｃ６はＢＩＰＡＲ電子カードの出力ｓ２８で得られた立ち上がり時間信号Ｓ_ＴＰＳを表している。
【００７８】
図３のチャネルＥにおいて、振幅チャネル１０の比較器１７の出力ｓ１７で得られた信号Ｓ_ＳＢの形が表されている。
【００７９】
チャネルＦにおいて、ピーク検出器２３及び１５の各々に論理制御ユニット３０によって供給された信号Ｓ_ＴＤＰが表されている。
【００８０】
図３のチャネルＧは、時間チャネル１８の比較器２４の出力ｓ２４で得られた信号Ｓ_ＦＴＭを表している。
【００８１】
図３のチャネルＨは、論理制御ユニット３０によってランプ回路２７に供給された信号Ｓ_ＴＲを表している。
【００８２】
図３のチャネルＩは、論理制御ユニット３０によって出され、かつサンプル及び保持回路２８に供給される信号Ｓ_ＳＨＲを表している。
【００８３】
図３のチャネルＪは、論理制御ユニット３０によってサンプル及び保持回路１６に供給された信号Ｓ_ＳＨＡを表している。
【００８４】
図３のチャネルＫは、振幅信号Ｓ_ＡＭＰ及び立ち上がり時間信号Ｓ_ＴＰＳのデジタル化の間に同期できるように論理制御ユニット３０によってアナログ／デジタル変換器５ａ及び５ｂに供給された同期信号Ｓ_ＳＹＮを表している。
【００８５】
これら様々なタイミングチャートを考慮すると、パルスがＢＩＰＡＲ電子カードの入力に現れると、信号Ｓ_ＳＢの立ち上がりが測定を開始させ、信号Ｓ_ＴＤＰ及び信号Ｓ_ＴＲを０にすることが分かる。これにより信号Ｓ_ＦＴＭの立ち上がりが、信号Ｓ_ＳＨＲの指示によるこの時のランプ値を記憶することと、信号Ｓ_ＳＨＡの指示による振幅値を記憶することとをもたらす。すぐに信号Ｓ_ＴＲは１に設定され、再びランプ値を０にもたらす。例えば６μｓに選択された期間のクロックは、立ち上がり時間信号及び振幅信号をアナログ／デジタルコーダへ順次送ることを許可され、これは信号Ｓ_ＳＹＮの発生を意味している。
【００８６】
本発明の他の形態によれば、ディレイラインがフェーズ移行期間中に両立しないフィルタの周波数の使用ができるように時間チャネル１８に挿入され、時間チャネルの伝搬時間が振幅チャネル１０の伝搬時間よりも小さい。
【００８７】
本発明の他の形態によれば、特定のベースラインの回復及びスタック検出回路を加えることができ、論理制御ユニット３０によって実現されるよりも更に効率特性を良くする。このような他の形態は、ＢＩＰＡＲ電子カードのカウント回数を増すことができるようになる。
【００８８】
さらに他の形態によれば、同じＢＩＰＡＲ電子構造、フィルタカットオフ周波数、増幅器利得、時間チャネル１８のピーク検出器２３の制御、及びランプ２７の勾配の保持は、振幅及び立ち上がり時間の同時測定が関係するために、ＣｄＴｅ検出器以外の検出器タイプに適合するために修正され得る。
【００８９】
振幅チャネル１０及び時間チャネル１８を有意的に複雑にする他の形態によれば、電子ＢＩＰＡＲカードはバイポーラパルスを処理できる。
【００９０】
図１でわかるように、アナログ／デジタルコンバータ５ａ及び５ｂは、ＰＣタイプのデータ処理手段６へデータバスＢｄによって接続される。
【００９１】
更に、以上で説明したように、ＢＩＰＡＲ電子カードは、検出器の電荷損失の補正を決定することを考慮して、ＣｄＴｅ検出器から来るパルスの振幅及び立ち上がり時間の測定を決定可能にする。立ち上がり時間及び電荷損失の間の関係が直接的でないために、この電荷損失の補正はコンピュータ６によって決定される。従って、立ち上がり時間及び電荷損失の間の関係は、用いられる電子回路及びＣｄＴｅ検出器の両方に依存する。従って、各検出器について較正を実行することを必要とする。本発明によれば、データ処理手段６は、結果として各検出器及び所与のＢＩＰＡＲ電子カードに対する「振幅／立ち上がり時間」の関係を決定することができるようになる。
【００９２】
この較正処理は、各パルス立ち上がり時間について、入力された放射である較正ストレス、即ち公知の放射性元素のスペクトルライン、に対する検出器応答を測定することからなる。満足な補正を行うには、２つのスペクトルラインで十分である。
【００９３】
全ての立ち上がり時間に対する検出器応答を測定するために、前記２つのラインは、各検出器に結晶深さ方向への透過を引き起こすために、ある程度の最小エネルギを有するが、同時に較正時間が長くなりすぎないように過渡のエネルギではないエネルギを有する必要がある。言い変えれば、装置の較正は、使用したい検出器をこれらの２つのソースの混合にさらし、各振幅及び立ち上がり時間について受け取った事象の数を記録することからなる。
【００９４】
例えば２ｍｍの厚さの結晶を有する検出器に対して、１２２ＫｅＶで５７_ＣＯライン及び３５６ＫｅＶで１３３_ＢＡのラインが完全に満足できる。これら２つの元素もまた、それぞれの長い寿命期間の利益を有する。
【００９５】
特に、データ処理手段６によって用いられたデータ処理及び較正処理は以下の方法で動作する。
・データは、横軸が振幅軸及び縦軸が時間軸である振幅／時間図に表されている。
・各立ち上がり時間に対して、振幅ラインのスペクトルがプロットされる。
・較正フェーズにおいて、この処理は、所望の正確さに依存する数学的基準に従って、エネルギ及び立ち上がり時間の関数としてラインの最大値の変化を表す数学的法則を自動的に計算することからなる。
・通常の測定フェーズにおいて、較正から導き出される補正法則はメモリへ読み出されるデータに直接適用される。
【００９６】
図４Ａは、振幅／立ち上がり時間／事象数の図を表している。これは、ｘ軸は１０２４チャネルを、ｚ軸は５１２チャネルを備え、各振幅及び立ち上がり時間に対して受け取られる事象の数である。このプロット破線に基づいて、エネルギＥ１及びＥ２に対応する最大値の位置を表している。これらの位置は、振幅の機能としての立ち上がり時間の図である図４Ｂへ移される。最小時間から開始する各立ち上がり時間のために、第１の有意的な最大値が探される。各々のより長い立ち上がり時間のために、決定は、即座により低い立ち上がり時間に対して得られた結果に基づいて、ラインに対応する各々の関係の２つの領域で起こる。
【００９７】
この動作は、最大値Ｃ_１ｔ及びＣ_２ｔの位置、及び各立ち上がり時間ｔに対する関係のこれらの領域におけるラインの幅を決定することからなる。以下の方法で利得及びオフセットの補正パラメータの計算ができる。
ＧＡＩＮ（ｔ）＝（Ｅ２−Ｅ１）／（Ｃ_２ｔ−Ｃ_１ｔ）
ＯＦＦＳＥＴ（ｔ）＝（Ｅ１−ＧＡＩＮ（ｔ）×Ｃ_１ｔ）
【００９８】
これにより、これらパラメータはファイルに記録され、検出器の較正ファイルを構成する。従って動作を再開することなく同じ検出器で測定群を実行することができる。なぜなら、必要なデータは初期較正の間に記憶されるからである。
【００９９】
検出器の任意の変化は、新しい検出器が既に較正されていなければ、新しい較正を要求する。放射性較正源が測定に対して害となることはないために、較正及び測定段は同時にできる。
【０１００】
特に、この動作はスペクトルの関係（Ｎ１、Ｎ２）の領域において最大値の検索を実行することからなる。スペクトルは、ＤＩＭ＝（Ｎ２−Ｎ１）／４のチャネル数のＤＩＭに関する電流手段を得ることによって平坦にされる。
【０１０１】
平坦なスペクトル（ＳＬ）の派生Ｄは、これにより計算される。
Ｄ（ｉ）＝ＳＬ（ｉ＋ＤＩＭ／２）−ＳＬ（ｉ−ＤＩＭ／２）
【０１０２】
０からＤへの移行は、その周辺の２つのチャネルの間の線形補間法によって得られ、前記値はラインの位置になる。Ｄの右及び左の先端の位置は、
ＦＷＨＭ＝［ＲＩＧＨＴ−ＬＥＦＴ］^２−０．８７×（ＤＩＭ／２）^２
の関係の領域の大きさに依存する関係を加えることによって、ライン（ＦＷＨＭ）のピークの中間の高さの幅の全体を評価することができるようにし、ＬＥＦＴ及びＲＩＧＨＴの値は、時間ｔの関係の領域の限界Ｎ１及びＮ２を定義する時間ｔ−１で得られる。
【０１０３】
前記データ処理手段によって実現される処理は、電荷損失に対して補正されたスペクトルを発生するために、較正ファイルのデータに基づく任意の連続する測定を補正することからなる。この動作は、
ＧＡＩＮ（ｔ）×ｃ＋ＯＦＦＳＥＴ（ｔ）
及び
ＧＡＩＮ（ｔ）×（ｃ＋ｌ）＋ＯＦＦＳＥＴ（ｔ）
のエネルギ間の立ち上がり時間ｔを有するチャネルＣで測定された事象を再分散することからなる。
【０１０４】
較正された検出器を用いる任意に連続して行われた測定は、実時間又は延期された時間の同じ方法で補正され得る。
【０１０５】
前述された補正処理は、１つの較正されたスペクトルラインを用いることによって明らかに簡単化されるが、明らかに、精度を劣化させる。しかしながら、較正の精度をより増大するために、２つ以上のスペクトルラインを用いることもできる。
【０１０６】
この処理はまた、前記測定がＢＩＰＡＲ電子カード以外の、例えばＥＵＲＯＲＡＤによって製造された装置及び本文の「従来技術」の欄で参照されるような電子装置によって供給される場合、電荷損失を有する検出器によって供給されるパルスの振幅及び立ち上がり時間のデジタル化された測定で実行され得る。
【０１０７】
本発明による装置は、簡単なシステムを得ることができるようする高品質のＣｄＴｅ検出器に適用され、使用において自由度があり、楽に持ち運べ、比較的低価格で、かつ特性を実行する非常に良い分光を有する。
【０１０８】
更に、光電子逓倍管がなくかつそれによって全ての生じる材料利得を有するカメラガンマを実現できるようになる。このカメラガンマは、数多くの分野、即ち医療撮像、原子力発電所の制御及び分解、ガンマ天文学等に用いられ得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＣｄＴｅ検出器からのパルスから処理システムを構成する種々の手段の接続回路を表すブロック図である。
【図２】ＣｄＴｅ検出器からパルスの振幅及び立ち上がり時間の決定ができる電子カードの模式図である。
【図３】電子カード及び後方の出力に発生する種々の信号のタイミングチャートである。
【図４Ａ】ＣｄＴｅ検出器からのパルスのラインのスペクトルを表す振幅／時間図である。
【図４Ｂ】ＣｄＴｅ検出器からのパルスのラインのスペクトルを表す振幅／時間図である。
【符号の説明】
１ＣｄＴｅ検出器
２電子測定手段
３入力回路
４電子測定手段
５ａ、５ｂアナログ／デジタルコーダ
６補正手段、データ処理手段
７入力回路
８増幅器
９インバータ
１０振幅回路
１１受動微分器
１２低域通過フィルタ
１３、１４、２１、２２反転増幅器
１５ピーク検出器
１６記憶回路
１７、２９比較器
１８時間回路
１９微分回路
２０低域通過フィルタ
２３ピーク検出器
２４比較器
２５スレッショルド／ランプ回路
２６電圧源
２７ランプ回路
２８サンプル及び保持回路
３０論理制御ユニット

Claims

半導体検出器からのパルスを処理するためのシステムであって、前記パルスを入力し、アナログパルスを発生することができる入力回路（３）と、各アナログパルスの振幅の測定及び該アナログパルスの立ち上がり時間の測定を行う電子測定手段（４）とを有しており、
前記電子測定手段（４）が、前記アナログパルスの振幅の最大値を得る振幅回路（１０）と、該アナログパルスのノイズを最小化しかつ該アナログパルスの立ち上がり時間の終端を検出する時間回路（１８）とを備えており、前記２つの回路がパルス立ち上がり時間を求めるように結合されており、前記時間回路（１８）が、前記パルスの振幅を表す信号（Ｓ_ＴＳＯ）及び前記振幅を取得可能な制御信号を表す信号（Ｓ_ＴＡＳ）を提供するピーク検出器（２３）と、該信号（Ｓ_ＴＳＯ、Ｓ_ＴＡＳ）を受け取る２つの入力を有する比較器（２４）とを備えていることを特徴とするシステム。
前記電子測定手段が、前記振幅回路及び前記時間回路に接続されているランプ回路（２５）を備えていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
前記電子測定手段が、前記振幅回路、前記時間回路及び前記ランプ回路の間の情報交換を制御するために、これら回路に接続されている論理制御ユニット（３０）を備えていることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
前記半導体検出器の電荷損失を、パルスの立ち上がり時間及び振幅の関数として補正するための補正手段（６）を有することを特徴とする請求項１に記載のシステム。
前記補正手段（６）は、前記半導体検出器の電荷損失をモデリングし、該半導体検出器の電荷損失の該モデリングと前記測定手段によって決定された立ち上がり時間との関数として、該半導体検出器の電荷損失を補正及び決定するデータ処理手段であることを特徴とする請求項４に記載のシステム。
前記データ処理手段が、各立ち上がり時間について、既知の放射性元素のスペクトルラインに対する前記半導体検出器（１）の応答を測定し、立ち上がり時間の関数として前記応答の変動関係を決定し、新しい測定結果に該関係を加えることによって前記電荷損失を補正して、前記半導体検出器の電荷をモデリングするように構成されていることを特徴とする請求項５に記載のシステム。