JP4033628B2 - 電源装置及びその電源装置を用いた空気調和機 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流を直流に変換し、入力電流の高調波成分を低減して力率を改善して所望の電源電圧を供給する電源装置及びそれを用いた空気調和機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より交流−直流変換回路として、交流電圧をダイオ−ド整流回路に入力して脈流出力を得て、これをコンデンサにより平滑して直流電圧を得るコンデンサインプット型整流回路が様々な分野で用いられている。コンデンサインプット型整流回路では、入力電流は電流導通角が狭くなり力率が悪く、無効電力が多いため電力の有効利用ができない上に多くの高調波成分を含んでおり同一電源系統に接続された機器への障害が問題となっている。この問題を解決するための力率を改善して高調波成分を低減する技術として特開平９−１８２４５７号公報に示す電源装置がある。
【０００３】
この電源装置は図２６（ａ）に示すような回路構成を持ち、図２６（ｂ）に示すように、交流電源１０１から入力した交流電圧Ｖｉｎを整流回路１０３により脈流出力電圧に変換する際にリアクトル１０２を有している。これにより入力電流Ｉｉｎの突入を緩和させることができ、結果として電流導通角が広がるので、力率を改善することができ入力電流Ｉｉｎに含まれる高調波成分を減少させることができる。
【０００４】
例えば本電源装置を空気調和機に用いる場合、負荷１０５は圧縮機用モ−タ及びこのモ−タを駆動するインバ−タとなる。交流電源１０１が１００Ｖであるとき通常はリレ−回路１３０を導通状態にして倍電圧整流回路として動作させる。特に低負荷領域においては、リレ−回路１３０を遮断状態にすることにより電源装置は全波整流回路となり出力直流電圧を低く抑えることができるので、この時インバ−タ及びモ−タでの損失を低減させることができる。
【０００５】
以上のように図２６に示す従来の電源装置は簡単な構成の受動部品のみの挿入により力率を改善することができるとともに、リレ−回路１３０の通電状態を切換えることにより負荷１０５の損失を抑えることができる。
【０００６】
また、他の技術として特開平１１−２０６１３０号公報に示す電源装置が検討されている。この電源装置は図２７（ａ）に示す回路構成を持つ。以下この電源装置の詳細な動作について説明する。
【０００７】
図２７（ａ）において、交流電源１０１のゼロクロス点に同期して制御部１３２はスイッチング素子１３１を所定時間オンさせるパルス信号を出力する。これによりリアクトル１０２を介して整流回路１３３及びスイッチング素子１３１を通り、交流電源１０１を短絡させる電流が流れるため、入力電流は交流電源１０１のゼロクロス点から流れる。そしてスイッチング素子１３１がオフになると電流は、リアクトル１０２、整流回路１０３、コンデンサ１２０ａ、１２０ｂ或いは平滑コンデンサ１０４を通り流れる。この結果、電流導通角を大きく拡大させることができ力率を大幅に改善することができる。
【０００８】
本電源装置も空気調和機に用いる場合、負荷１０５は圧縮機用モ−タ及びこのモ−タを駆動するインバ−タとなる。よって、同様に低負荷領域においてリレ−回路１３０を遮断状態にすることによって全波整流回路となり、インバ−タ及びモ−タでの損失を抑えることができる。
【０００９】
以上のように図２７に示す従来の電源装置は簡単な構成と制御により力率を大きく改善することができるとともに、リレ−回路１３０の通電状態を切換えることにより負荷１０５の損失を抑えることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記図２６に示す従来の電源装置では、簡単な構成で力率を改善することができるもののその改善効果は小さく、十分な力率を得ることができない。またこの回路構成で高力率を得るためにはリアクトルの値を大きくする必要があり、これは構成部品の大型化とそれに伴う損失の増加を招く。さらにリレ−回路１３０の通電状態を切換える際に出力電圧が大きく変動し負荷１０５に不具合を与える可能性があるという課題を有していた。
【００１１】
また、図２７に示す電源装置では簡単なスイッチング制御により力率を大きく改善することができるが、その電源装置を空気調和機等に用いた場合において、１）２００Ｖ入力時にはリアクトルが大型化するのでリアクトルでの損失が増大すること、２）１００Ｖ入力時と２００Ｖ入力時ではリアクトルの大きさが異なるので回路を共有することができないこと、３）リレ−回路１３０の通電状態を切換える際に出力電圧が大きく変動し負荷１０５に不具合を与える可能性があるという課題を有していた。
【００１２】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、簡単な構成及び制御により高力率を得ることができ、スイッチング素子における損失の増大と発生ノイズの増大に起因したフィルタ回路における損失の増大を防止して、低損失で高調波抑制を可能とする電源装置を提供することを目的とする。
【００１３】
また、２００Ｖ入力時においてもリアクトルの大型化と、これによる損失の増加を防止すると共に、１００Ｖ入力時でも２００Ｖ入力時でも回路構成を同一にして回路の共用を図ることができる電源装置を提供することを目的とする。
【００１４】
さらに、リレ−回路の切換え時に生じる出力電圧の大きな変動を抑制することができる電源装置を提供することを目的とする。
【００１５】
また、そのような電源装置を用いた空気調和機を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明に係る第１の電源装置は、（ａ）交流電源の出力電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と、（ｂ）前記整流回路に接続されたリアクトルと、（ｃ）整流回路の出力電圧を入力する力率改善回路（力率改善回路は、直列に接続された複数のスイッチング素子からなり、オン、オフすることによって前記交流電源から流れる入力電流の電流径路を変化させるスイッチング回路と、直列に接続された複数のコンデンサからなるコンデンサ回路と、スイッチング回路がオン状態のときにコンデンサに充電された電荷がスイッチング回路に逆流するのを防止する逆流防止整流素子とから構成される。スイッチング回路及びコンデンサ回路は並列に配置される。スイッチング素子間の接続点と前記コンデンサ間の接続点とが接続される。スイッチング回路の端点とコンデンサ回路の端点とが逆流防止整流素子を介して接続される。）と、（ｄ）整流回路の入力端子の一つと力率改善回路のスイッチング素子間の接続点との間に接続され、その間に形成される電流径路の通電状態を導通状態または遮断状態に切換える切換スイッチ手段と、（ｅ）切換スイッチ手段の通電状態を制御するスイッチ制御手段と、（ｆ）力率改善回路の各スイッチング素子をオン・オフさせるパルス信号を生成して出力するパルス信号制御手段と、（ｇ）パルス信号制御手段からのパルス信号を受けて力率改善回路のスイッチング回路を駆動させるスイッチ駆動手段と、（ｈ）交流電源の電流値を検出する入力電流検出手段とを備える。パルス信号制御手段は、交流電源電圧の半周期において力率改善回路の複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つを所定時間オンさせるパルス信号を出力するとともに、スイッチ手段の通電状態を切換える切換信号をスイッチ制御手段に出力する。さらに、パルス信号制御手段はパルス信号がオフ状態であり、且つ、入力電流検出手段より得られる電流値が零の時にスイッチ手段の通電状態を切換える。
【００１７】
本発明に係る第２の電源装置は、（ａ）交流電源の出力電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と、（ｂ）前記整流回路に接続されたリアクトルと、（ｃ）整流回路の出力電圧を入力する力率改善回路（力率改善回路は、直列に接続された複数のスイッチング素子からなり、オン、オフすることによって前記交流電源から流れる入力電流の電流径路を変化させるスイッチング回路と、直列に接続された複数のコンデンサからなるコンデンサ回路と、スイッチング回路がオン状態のときにコンデンサに充電された電荷がスイッチング回路に逆流するのを防止する逆流防止整流素子とから構成される。スイッチング回路及びコンデンサ回路は並列に配置される。スイッチング素子間の接続点と前記コンデンサ間の接続点とが接続される。スイッチング回路の端点とコンデンサ回路の端点とが逆流防止整流素子を介して接続される。）と、（ｄ）整流回路の入力端子の一つと力率改善回路のスイッチング素子間の接続点との間に接続され、その間に形成される電流径路の通電状態を導通状態または遮断状態に切換える切換スイッチ手段と、（ｅ）切換スイッチ手段の通電状態を制御するスイッチ制御手段と、（ｆ）力率改善回路の各スイッチング素子をオン・オフさせるパルス信号を生成して出力するパルス信号制御手段と、（ｇ）パルス信号制御手段からのパルス信号を受けて力率改善回路のスイッチング回路を駆動させるスイッチ駆動手段と、（ｈ）電源電圧のゼロクロス点を検出してゼロクロス検出信号を出力するゼロクロス検出手段と、（ｉ）そのゼロクロス検出信号を受けて所定時間経過後に切換タイミング信号を出力するタイマ手段とを備える。パルス信号制御手段は、交流電源電圧の半周期において力率改善回路の複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つを所定時間オンさせるパルス信号を出力するとともに、スイッチ手段の通電状態を切換える切換信号をスイッチ制御手段に出力する。さらに、パルス信号制御手段はタイマ手段からの切換タイミング信号を受けて切換スイッチ手段の通電状態を切換える。
【００１８】
本発明に係る第３の電源装置は、第１の電源装置において、電源電圧のゼロクロス点を検出してゼロクロス検出信号を出力するゼロクロス検出手段を備える。このとき、パルス信号制御手段はゼロクロス検出手段からのゼロクロス検出信号に基づいて、力率改善回路のスイッチング素子を所定時間オンさせるパルス信号を出力する。
【００１９】
本発明に係る第４の電源装置は、第１の電源装置において、電源電圧の極性を判別する電圧極性判別手段をさらに備える。このとき、パルス信号制御手段は少なくとも切換スイッチ手段が導通状態であるときは、電圧極性判別手段の判別結果を参照し、電源電圧の各半周期において極性に応じて力率改善回路のスイッチング素子を所定時間オンさせるパルス信号を出力する。
【００２２】
本発明に係る第５の電源装置は、第１ないし第４のいずれかの電源装置において、パルス信号制御手段が、切換スイッチ手段の通電状態を切換える前後において、切換スイッチ手段が遮断状態では力率改善回路の複数のスイッチング素子をそれぞれ異なった所定時間オンさせる第1のパルス信号を生成し、交流電源電圧の半周期ごとに第１のパルス信号の出力パタ−ンを切替えて出力し、また、切換スイッチ手段が導通状態では力率改善回路のスイッチング素子のうちの何れか１つを所定時間オンさせる第２のパルス信号を生成し、交流電源電圧の半周期ごとに第２のパルス信号の出力パタ−ンを切替えて出力する。
【００２３】
本発明に係る第６の電源装置は、第５の電源装置において、パルス信号制御手段は、切換スイッチ手段が遮断状態のとき出力する第１のパルス信号のうち最も短いパルス信号のオン時間と、それが導通状態のとき出力する第２のパルス信号のオン時間が等しくなるようにする。
【００２４】
本発明に係る第７の電源装置は、第１ないし第４のいずれかの電源装置において、負荷の大きさを検出する負荷状態検出手段をさらに備える。このとき、スイッチ制御手段は負荷状態検出手段から得られる負荷の大きさに応じて切換スイッチ手段の導通または遮断状態を切換える。
【００２５】
本発明に係る第８の電源装置は、第７の電源装置において、負荷がモ−タ装置とモ−タ装置に駆動電圧を供給するために直流を交流に変換するインバ−タ装置とからなる場合に、負荷状態検出手段がインバ−タ装置またはモ−タ装置の状態変化に起因して発生する変化量を検出する。
【００２６】
本発明に係る第９の電源装置は、第１または第８のいずれかの電源装置において、力率改善回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサを備える。
【００２７】
本発明に係る空気調和機は、電源装置として上記のいずれかの電源装置を用いる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る電源装置の実施の形態について添付の図面を参照して詳細に説明する。なお、全ての図面において同一の参照符号は、同一または同等の構成要素または部分を示す。
【００２９】
（実施の形態１）
図１は本発明に係る電源装置の一実施形態を示す回路構成図である。図１において、電源装置は交流電源１と整流回路２とリアクトル３と力率改善回路７と平滑コンデンサ８と切換スイッチ部１２とからなる。
【００３０】
力率改善回路７は、２つのスイッチング素子４ａ，４ｂと２つのコンデンサ５ａ，５ｂ及び２つの逆流防止整流素子６ａ，６ｂからなる。２つのスイッチング素子４ａ、４ｂの直列接続の中点と、２つのコンデンサ５ａ，５ｂの直列接続の中点とは互いに接続される。スイッチング素子４ａとコンデンサ５ａとは逆流防止整流素子６ａを介して接続され、スイッチング素子４ｂとコンデンサ５ｂとが逆流防止整流素子６ｂを介して接続される。
【００３１】
切換スイッチ部１２は整流回路２の整流素子２ｂ、２ｄの接続点と力率改善回路７のスイッチング素子４ａ、４ｂの接続点との間に接続されている。切換スイッチ部１２はオン・オフして、それら接続点間の電流経路の通電状態を導通または遮断に切り換える。切換スイッチ部１２は、機械的スイッチであるリレ−回路や電気的スイッチである半導体素子等からなる。本実施形形態では切換スイッチ部１２はリレ−回路で構成している。なお、切換スイッチ部１２は整流回路２の整流素子２ａ、２ｃの接続点と力率改善回路７のスイッチング素子４ａ、４ｂの接続点との間に接続されてもよい。
【００３２】
整流回路２は複数の整流素子２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄより構成され交流電圧を整流して脈流電圧を出力する。リアクトル３は力率改善を行う。平滑コンデンサ８は力率改善回路７の出力電圧を平滑する。電源装置には負荷９が接続される。
【００３３】
尚、スイッチング手段４ａ、４ｂにはパワ−トランジスタ、パワ−ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の自己消弧可能な半導体が用いられる。また、負荷の具体例としては電熱線やインバ−タ及びこのインバ−タに接続され動作する照明機器やモ−タ等がある。
【００３４】
さらに、電源装置は力率改善回路７を制御する手段として、ゼロクロス検出部２１と、パルス信号制御部２２と、スイッチ駆動部２３と、切替えスイッチ駆動部４０とを備える。
【００３５】
ゼロクロス検出部２１は交流電源１のゼロクロス点を検出してゼロクロス検出信号を出力する。パルス信号制御部２２はゼロクロス検出部２１からのゼロクロス検出信号を受け、スイッチング手段４ａ、４ｂを駆動するパルス信号を生成して出力する。パルス信号制御部２２は汎用のロジック回路或いはマイコン等で構成される。スイッチ駆動部２３はパルス信号制御部２２からのパルス信号を受けてスイッチング素子４ａ、４ｂを駆動する。また、切換スイッチ駆動部４０は切換スイッチ部１２の通電状態を入り切りする。切換スイッチ駆動部４０は、本実施の形態ではパルス信号制御部２２からの切換信号を受けて切換スイッチ部１２の通電状態を入り切りする。
【００３６】
図２は上記の電源装置において、切換スイッチ部１２の通電状態が切り状態での電源電圧、入力電流、パルス信号の波形を示した図である。図３は、切換スイッチ部１２の通電状態が入り状態での電源電圧、入力電流、パルス信号の波形を示した図である。また、図４及び図５はそれぞれ切換スイッチ部１２が切り状態及び入り状態時における電流経路の変化の態様を示した図である。以下本実施形態の電源装置について図１から図５を用いて詳細に説明する。
【００３７】
尚、以下に説明する全ての実施の形態において主要波形図中の記号「Ｖｉｎ」は交流電源１の電圧波形、「Ｉｉｎ」は入力電流波形でありそれぞれ矢印の向きを正方向とする。また「Ｐａ」はスイッチング素子４ａを駆動するパルス信号、「Ｐｂ」はスイッチング素子４ｂを駆動するパルス信号である。また、「Ｖａ」、「Ｖｂ」はそれぞれコンデンサ５ａ、５ｂの両端電圧、「Ｖｄｃ」は平滑コンデンサ８の両端電圧を示す。
【００３８】
パルス信号制御部２２はゼロクロス検出部２１が検出する交流電源１の電圧Ｖｉｎのゼロクロス点に同期してスイッチング素子４ａ、４ｂのうちの少なくとも１つを所定時間オン状態にするパルス信号を出力する。図２の例では交流電源１の正の半周期においてはスイッチング素子４ａを、また負の半周期においてはスイッチング素子４ｂを所定時間オン状態にしている。またこの時切換スイッチ駆動部４０は切換スイッチ部１２を切り状態にしている。
【００３９】
図２においてスイッチング素子４ａがオン状態であるとき、交流電源１からみた負荷９側の電圧はコンデンサ５ｂの両端電圧Ｖｂに等しくなるので、電圧値ＶｉｎがＶｂを越える点から図４（ａ）の経路で入力電流Ｉｉｎが流れはじめ、パルス信号がオフ状態になるまで増加する。
【００４０】
そしてパルス信号がオフ状態になると交流電源１からみた負荷９側の電圧は平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃに等しくなり、この時ＶｉｎがＶｄｃより小さい場合は一旦入力電流Ｉｉｎは減少するが、電圧値Ｖｉｎが平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃを越える点から図４（ｃ）の経路で再びコンデンサ８を充電する電流が流れる。
【００４１】
この結果、入力電流の立ち上がりを早めることができ電流導通期間を広げることができる。負の半周期においても同様にスイッチング素子４ｂがオン状態であるとき電圧値Ｖｉｎがコンデンサ５ａの両端電圧Ｖａを越える点から図４（ｂ）の経路で入力電流Ｉｉｎが流れるので電流導通期間を広げることができる。
【００４２】
これらの動作を交流電源１の半周期ごとに繰り返すことにより、電流導通期間を拡大させることができ十分に高い力率を得ることができる。
【００４３】
切換スイッチ部１２が切り状態の時、電源装置は全波整流回路を基本とした力率改善動作を行うため、例えば交流電源１の電圧値がＡＣ２００Ｖであれば、負荷９に印加される出力電圧は平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃとなりおおよそ２８０Ｖ付近の値となる。ここでスイッチング素子４ａ、４ｂをオン状態にしたときにリアクトル３に印加される電圧は電源電圧Ｖｉｎからコンデンサ５ａ、５ｂの両端電圧Ｖａ、Ｖｂ分だけ緩和されるので、リアクトル３の大型化を抑えることができる。
【００４４】
次に図３に示す制御を行なう電源装置について説明する。図３の例でも交流電源１の正の半周期においてはスイッチング素子４ａを、また負の半周期においてはスイッチング素子４ｂを所定時間オン状態にしている。またこの時切換スイッチ駆動部４０は切換スイッチ部１２を入り状態にしている。
【００４５】
図３においてスイッチング素子４ａがオン状態であるとき、交流電源１の電圧値Ｖｉｎのゼロクロス点からリアクトル３を介して交流電源１を短絡する電流Ｉｉｎが図５（ａ）の経路で流れる。そしてパルス信号がオフ状態になるとコンデンサ５ａを充電する電流が図５（ｂ）の経路で流れる。
【００４６】
この結果、入力電流は交流電源１のゼロクロス点から立ち上がるので電流導通期間を広げることができる。負の半周期においても同様にスイッチング素子４ｂをオン、オフ動作させることにより、図５（ｃ）に示す交流電源１の短絡電流と図５（ｄ）に示すコンデンサ５ｂへの充電電流が流れ電流導通期間を広げることができる。
【００４７】
これらの動作を交流電源１の半周期ごとに繰り返すことにより、電流導通期間を拡大させることができるので十分に高い力率を得ることができる。
【００４８】
切換スイッチ部１２が入り状態の時、電源装置は倍電圧整流回路を基本とした力率改善動作を行うため、例えば交流電源１の電圧値がＡＣ１００Ｖであれば負荷９に印加される出力電圧は、平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃとなりおおよそ２８０Ｖ付近の値となる。従って切換スイッチ部１２を入り切りすることにより交流電源１の電圧値が１００Ｖであっても２００Ｖであっても同程度の電圧を負荷９に印加することができる。
【００４９】
しかも、電源電圧Ｖｉｎが２００Ｖ時でもリアクトル３を小型化できるので１００Ｖ時と同一仕様のものを利用することができ、電源装置の構成要素を同一にすることが可能である。
【００５０】
以上のように本実施形態の電源装置によれば簡単な構成と制御により十分に高い力率を得ることができるので入力電流に含まれる高調波成分を十分に抑制することができる。また、スイッチング素子４ａ、４ｂのスイッチング回数が少ないため発生ノイズが小さくフィルタ回路及びスイッチング素子４ａ、４ｂにおける損失を低く抑えることができる。また、ゼロクロス点を検出して確実に力率改善を行うので装置の信頼性を高くすることができる。
【００５１】
さらに、電源電圧が１００Ｖでも２００Ｖでも同一の回路構成及び構成要素を用いて力率改善を行うことができるので、複数の電源系統に対応することができ開発工数の低減が可能な電源装置を提供することができる。
【００５２】
（実施の形態２）
図６、図７及び図８は本発明に係る電源装置の他の実施形態を示す回路構成図である。図６、図７及び図８に示す電源装置は、図１に示す回路構成に加えてさらに交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性を判別する電圧極性判別部４１を備えている。
【００５３】
電圧極性判別部４１は整流回路２の交流入力端子において、切換スイッチ部１２との接続点に対する他端の電圧極性を判別する。また、切換スイッチ駆動部４０はパルス信号制御部２２からの切換信号を受けて切換スイッチ部１２の通電状態の入り、切りを切換える。以下、図６、図７及び図８に示す電源装置について詳細に説明する。
【００５４】
図９は図６の電源装置における交流電源１の電圧波形Ｖｉｎ、入力電流波形Ｉｉｎ、パルス信号Ｐａ及びＰｂ、コンデンサ５ａ、５ｂの両端電圧Ｖａ、Ｖｂ、平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃを示した図である。
【００５５】
図６において切換スイッチ部１２は切り状態である。この時パルス信号制御部２２は図９（ａ）に示すようにパルス信号Ｐａ、Ｐｂを出力する。すなわち、パルス信号制御部２２は交流電源１のゼロクロス点に同期して正の半周期においてスイッチング素子４ａを所定時間オン状態にするパルス信号Ｐａを出力し、また負の半周期においてスイッチング素子４ｂを所定時間オン状態にするパルス信号Ｐｂを出力する。
【００５６】
これにより交流電源１の正の半周期では図４（ａ）に示すコンデンサ５ｂへの充電電流により、また負の半周期では図４（ｂ）に示すコンデンサ５ａへの充電電流により電流導通期間を広げることができ十分な力率を得ることができる。
【００５７】
図６のように切換スイッチ部１２が切り状態であるとき、パルス信号制御部２２が図９（ｂ）に示すように交流電源１の正の半周期においてスイッチング素子４ｂを、また負の半周期においてスイッチング素子４ａを所定時間オン状態にするパルス信号Ｐａ、Ｐｂを出力すると、図９（ａ）の制御の場合と電流経路は異なるものの、電流導通期間は同様に広げることができ十分な力率を得ることができる。
【００５８】
次に電源装置の切換スイッチ部１２が入り状態である場合について説明する。図７及び図８において整流回路２の２つの交流入力端子に接続された接続点のうち、整流回路２に切換スイッチ部１２が接続された方の点を接続点Ａ、他方を接続点Ｂとする。
【００５９】
また、図１０及び図１１はそれぞれ図７及び図８の電源装置における交流電源１の電圧波形Ｖｉｎ、入力電流波形Ｉｉｎ、パルス信号Ｐａ及びＰｂ、コンデンサ５ｂの両端電圧Ｖｂ、平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃを示した図である。図７の電源装置において、切換スイッチ部１２と整流回路２の接続点Ａは整流素子２ｂと２ｄの接続点となっている。
【００６０】
交流電源１の電圧Ｖｉｎが正であるとき、接続点Ａを基準とした接続点Ｂの電位は正の値となる。パルス信号制御部２２は切換スイッチ部１２が入り状態であり、電圧極性判別部４１より切換スイッチ部１２の接続点Ａに対する接続点Ｂの電位が正であることを検出すると、図１０に示すように力率改善回路７のスイッチング素子４ａを所定時間オン状態にするパルス信号Ｐａを出力する。このとき、パルス信号Ｐａがオン状態のときは図５（ａ）に示す交流電源１を短絡する電流Ｉｉｎが流れ、オフ状態のときは図５（ｂ）に示すコンデンサ５ａの充電電流が流れるので、電流導通期間を広げることができる。
【００６１】
また交流電源１が負であるとき接続点Ａに対する接続点Ｂの電位は負の値となる。パルス信号制御部２２は切換スイッチ部１２が入り状態であり、電圧極性判別部４１より切換スイッチ部１２の接続点Ａに対する接続点Ｂの電位が負であることを検出すると、図１０に示すように力率改善回路７のスイッチング素子４ｂを所定時間オン状態にするパルス信号Ｐｂを出力する。このとき、パルス信号Ｐｂがオン状態のときは図５（ｃ）に示す交流電源１を短絡する電流Ｉｉｎが流れ、オフ状態のときは図５（ｄ）に示すコンデンサ５ｂの充電電流が流れるので、電流導通期間を広げることができる。以上の動作により十分な力率を得ることができる。
【００６２】
次に図８の電源装置について説明する。図８の電源装置において、切換スイッチ部１２と整流回路２の接続点Ａは整流素子２ａと整流素子２ｃの接続点となっている。
【００６３】
交流電源１の電圧Ｖｉｎが正であるとき、接続点Ａに対する接続点Ｂの電位は負の値となる。パルス信号制御部２２は切換スイッチ部１２が入り状態であり、電圧極性判別部４１より切換スイッチ部１２の接続点Ａに対する接続点Ｂの電位が負であることを検出すると、図１１に示すように力率改善回路７のスイッチング素子４ｂを所定時間オン状態にするパルス信号Ｐａを出力する。このとき、パルス信号Ｐａがオン状態のときは図１２（ａ）に示す交流電源１を短絡する電流Ｉｉｎが流れ、オフ状態のときは図１２（ｂ）に示すコンデンサ５ｂの充電電流が流れるので、電流導通期間を広げることができる。
【００６４】
また交流電源１が負であるとき接続点Ａに対する接続点Ｂの電位は正の値となる。パルス信号制御部２２は切換スイッチ部１２が入り状態であり、電圧極性判別部４１より切換スイッチ部１２の接続点Ａに対する接続点Ｂの電位が正であることを検出すると、図１１に示すように力率改善回路７のスイッチング素子４ａを所定時間オン状態にするパルス信号Ｐｂを出力する。このとき、パルス信号Ｐｂがオン状態のときは図１２（ｃ）に示す交流電源１を短絡する電流Ｉｉｎが流れ、オフ状態のときは図１２（ｄ）に示すコンデンサ５ａの充電電流が流れるので、電流導通期間を広げることができる。以上の動作により十分な力率を得ることができる。
【００６５】
切換スイッチ部１２が入り状態では、交流電源１の電圧極性に応じて回路構成により対応するスイッチング素子４ａ、４ｂを駆動しないと力率改善動作は行えない。本実施の形態では整流回路２の切換スイッチ部１２の接続点を基準として他点の電位を検出して、これが正電位であればスイッチング素子４ａを駆動させ、また負電位であればスイッチング素子４ｂを駆動させている。これにより切換スイッチ部１２の接続位置に関わらずに確実に力率改善を行うことができる。
【００６６】
以上のように本実施形態の電源装置によれば、構成及び制御が簡単で十分な高調波抑制効果を得ることができるとともに低損失な電源装置を提供することができるという実施の形態１での特徴に加えて、切換スイッチ部１２と整流回路２の接続位置に関わらずに確実に力率改善ができる。したがって、切換スイッチ部１２の接続点を一方に固定したり、また切換スイッチ部１２の接続点を確認してからパルス信号を設定したりする等の手間や設定ミスによる誤動作を防止することができる。これにより設置工数が少なく信頼性が高い電源装置を提供することができる。
【００６７】
尚、交流電源１の電圧極性に対応して駆動させるスイッチング素子の決定方法は本実施例の方法に限るものではない。また、電圧極性判別部４１が行う機能をゼロクロス検出部２１に含ませることも可能である。
【００６８】
（実施の形態３）
図１３は本発明に係る電源装置のさらに別の実施形態の回路構成図である。図１３における電源装置は図１に示す回路構成に加えてさらに入力電流検出部４２を備える。
【００６９】
入力電流検出部４２は整流回路２の前部に設置され、交流電流Ｉｉｎの値を検出してパルス信号制御部２２に出力する。
【００７０】
パルス信号制御部２２は切換スイッチ部１２の通電状態を切換える際の入力電流波形への影響を極力抑えるために、切換えの前後において入力電流Ｉｉｎの導通経路が変わらないようにして電流波形すなわち力率改善動作への影響を無くすことができるタイミングで切換スイッチ部１２の通電状態を切換えるようにパルス信号を制御する。
【００７１】
このような切換スイッチ部１２の切換えタイミングとして、交流電源１の各半周期において入力電流導通終了後の電流非導通期間を選択することにより、影響を最小限に抑えられる。パルス信号制御部２２は、スイッチング素子４ａ、４ｂに出力するパルス信号がオフ状態であり且つ入力電流検出部４２から検出される電流値がゼロであることにより、この電流非導通期間を検出する。
【００７２】
図１４及び図１５は、図１３の電源装置における交流電源１の電圧波形Ｖｉｎ、入力電流波形Ｉｉｎ、パルス信号Ｐａ及びＰｂ、切換スイッチ部１２の入り状態「ＳＷ入」及び切り状態「ＳＷ切」を示した図である。
【００７３】
以下、図１３に示す電源装置について詳細に説明する。まず、図１３の電源装置において切換スイッチ部１２を切り状態から入り状態に切換える場合について説明する。
【００７４】
切換スイッチ部１２が切り状態のとき、パルス信号制御部２２は図１４に示すように、交流電源１の正の半周期にスイッチング素子４ａを、また負の半周期にスイッチング素子４ｂを所定時間オン状態にするパルス信号を出力して力率改善動作を行う。このとき電源装置は全波整流回路を基本とした力率改善動作を行う。
【００７５】
切換スイッチ部１２を入り状態へ切換える際は、パルス信号制御部２２は切換えタイミングとして、交流電源１の半周期において電流導通終了後の電流非導通期間を検出する。電流非導通期間の検出方法は先に示したとおりである。この電流非導通期間においてパルス信号制御部２２は切換スイッチ部１２を入り状態に切換える信号を切換スイッチ駆動部４０に出力する。切換スイッチ駆動部４０はこの切換信号を受けて切換スイッチ部１２を入り状態にする。
【００７６】
パルス信号制御部２２は、切換スイッチ部１２を入り状態に切換えた後は切換え前と同様に交流電源１の正の半周期にスイッチング素子４ａを、また負の半周期にスイッチング素子４ｂを所定時間オン状態にするようなパルス信号を出力する。これにより電源装置は倍電圧整流回路を基本とした力率改善動作を行う。このような切換スイッチ部１２の切換え動作により、入力電流の波形歪への影響を抑制することができる。
【００７７】
次に図１５は切換スイッチ部１２を入り状態から切り状態に切換える場合を示している。この場合も上記と同様にパルス信号制御部２２は交流電源１の半周期における入力電流導通終了後の電流非導通期間を検出して、電流非導通期間のときに切換スイッチ部１２を入り状態から切り状態に切換える。これにより入力電流の波形歪への影響を抑制することができる。
【００７８】
以上のように本実施形態の電源装置によれば、構成及び制御が簡単で十分な高調波抑制効果を得ることができるとともに低損失な電源装置を提供することができるという実施の形態１での特徴に加えて、切換スイッチ部１２の通電状態を切換える際に生じる入力電流の急峻な波形歪を抑制することが可能であり、電源装置の各構成要素の仕様スペックを小さくすることができるので装置を小型化できて信頼性が高い電源装置を実現することができる。
【００７９】
（実施の形態４）
図１６は本発明に係る電源装置のさらに別の実施形態を示す回路構成図である。図１６において、電源装置は図１３に示す回路構成において入力電流検出部４２の代わりにタイマ部４３を備えている。
【００８０】
タイマ部４３は交流電源１の半周期毎において、ゼロクロス検出部２１が出力するゼロクロス検出信号を受けて所定時間経過後に切換スイッチ部１２を切換えるタイミングを示す切換信号を出力する。
【００８１】
すなわち、本実施の形態においても実施の形態３と同様に切換スイッチ部１２の通電状態を切換える際、入力電流の波形歪への影響を抑制するために電流導通終了後の電流非導通期間を検出する。
【００８２】
本実施の形態では電流非導通期間の検出方法としてタイマ部４３を用いて、ゼロクロス検出点からの経過時間を適度に設定することにより検出する。この経過時間の設定方法としては、予め負荷９の状態に応じてゼロクロス点から電流導通が終了するまでの時間を計測して設定することが最も簡単に実現可能である。
パルス信号制御部２２はこのタイマ部４３からの切換信号を受けて切換スイッチ部１２の通電状態を切換える。切換えの詳細な動作は実施の形態３と同様である。
【００８３】
以上のように本実施形態の電源装置によれば、実施の形態３と同様に装置の構成及び制御が簡単で十分な高調波抑制効果を得ることができるとともに低損失な電源装置を提供することができるという特徴に加えて、切換スイッチ部１２の通電状態を切換える際に生じる入力電流の急峻な波形歪を抑制することが可能であり、電源装置の各構成要素の仕様スペックを小さくすることができる。つまり、小型で信頼性が高い電源装置を提供することができる。
【００８４】
しかもパルス信号制御部２２としてマイコン等の演算装置を用いた場合、タイマ部４３もマイコン内に取り込むことが可能であり、実施の形態３における入力電流検出部４２のような新たな構成要素を追加することなく実現することができるので、より一層の小型化が可能であり信頼性が高い電源装置を提供することができる。
【００８５】
（実施の形態５）
図１、図４、図１７及び図１８を用いて本発明の電源装置のさらに他の実施形態について説明する。
【００８６】
図１７は図１の電源装置における交流電源１の電圧波形Ｖｉｎ、入力電流波形Ｉｉｎ、パルス信号Ｐａ及びＰｂ、コンデンサ５ｂの両端電圧Ｖｂ、平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃを示した図である。図１７において切換スイッチ部１２は切り状態であり、パルス信号制御部２２は交流電源１の正の半周期では長パルス信号Ｐａ及び短パルス信号Ｐｂを出力し、負の半周期では短パルス信号Ｐａ及び長パルス信号Ｐｂを出力する。
【００８７】
この場合、図４（ｄ）に示すようなリアクトル３を介した交流電源１の短絡電流と、図４（ａ）又は（ｂ）に示すコンデンサ５ａ、５ｂの充電電流とが流れ、電流導通期間を広げることができ、力率を改善することができる。
【００８８】
またこのとき短絡電流によるリアクトル３へのエネルギ−の蓄積と充電電流によるコンデンサ５ａ、５ｂへのエネルギ−の蓄積が同時に行われるので平滑コンデンサ８の両端電圧を大きく昇圧させることが可能である。
【００８９】
この昇圧の度合いはパルス信号制御部２２が出力するパルス信号のパルス幅の拡大に対応して増加する。これにより全波整流電圧から倍電圧整流電圧以上の値までの電圧値が出力可能である。
【００９０】
以降の実施の形態において、切換スイッチ部１２が切り状態であり図２に示す動作モ−ドを「全波整流モ−ド」、図１７に示す動作モ−ドを「昇圧モ−ド」、また切換スイッチ部１２が入り状態であり図３に示す動作モ−ドを「倍電圧整流モ−ド」と呼ぶ。
【００９１】
交流電源１の電圧値Ｖｉｎが１００Ｖであるとき、全波整流モ−ドでは負荷９に印加される電圧は平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃとなり、おおよそ１４０Ｖ付近の値となる。
【００９２】
ここで、切換スイッチ部１２を入り状態に切換え、倍電圧整流モ−ドにすると力率改善動作は保たれるものの負荷９に印加される電圧はおおよそ２８０Ｖとなるので、切換え前の電圧値から大きく変動することになる。負荷９によってはこの印加電圧の急峻な変動により不具合が生じる可能性がある。
【００９３】
本実施の形態は切換スイッチ部１２の通電状態を切換える際に発生する出力電圧の変動を抑えるものである。以下具体的に説明する。
【００９４】
電源装置が全波整流モ−ドにて動作しているとき、負荷９の増加等によりさらに大きな印加電圧が必要になる。このときパルス信号制御部２２は出力するパルス信号の形態を変え、昇圧モ−ドにて力率の改善と出力電圧Ｖｄｃの昇圧を行う。パルス信号制御部２２はこの昇圧モ−ドにより出力電圧Ｖｄｃが所定値（ここでは２８０Ｖ）になるまで、長短両パルス信号のパルス幅を拡大させる。この出力電圧Ｖｄｃは直流電圧検出部（図示せず）により検出されパルス信号制御部２２に出力される。
【００９５】
パルス信号制御部２２は出力電圧Ｖｄｃが２８０Ｖなったことを確認すると、切換スイッチ部１２を入り状態に切換え倍電圧整流モ−ドに移行する。交流電源１の電圧値が１００Ｖであるとき、倍電圧整流モ−ドの出力電圧Ｖｄｃはおおよそ２８０Ｖ付近の値となる。従ってこの場合は切換スイッチ部１２の通電状態を変更することよる出力電圧の変動を十分に抑制することができる。
【００９６】
さらに昇圧モ−ドにおいて長パルス信号のパルス幅を交流電源１の半周期とほぼ等しくなるように固定すると、これは倍電圧整流動作となる。またここで他方のスイッチング素子に短パルス信号を出力すると、倍電圧整流を基本とした力率改善動作となるので、これは倍電圧整流モ−ドと全く同じ動作をすることになる。
【００９７】
この状態において図１８に示すように昇圧モ−ドにおける短パルス信号のパルス幅ｔｐと、倍電圧整流モ−ドにおけるパルス信号のパルス幅ｔｐを等しくすると２つのモ−ドは全く同一の動作をすることになる。またこの時、２つのモ−ドにおいて入力電流波形及び出力電圧Ｖｄｃの値も全く等しくなる。さらにこの場合、直流電圧検出部は必要でない。
【００９８】
従ってパルス信号制御部２２は、切換スイッチ部１２の通電状態を変更する場合、昇圧モ−ドにおいて倍電圧整流動作をさせ、この時短パルス信号のパルス幅と倍電圧整流モ−ドにおけるパルス信号のパルス幅を等しく制御することによって入力電流の波形歪及び出力電圧Ｖｄｃの変動を無くすことができる。
【００９９】
以上のように本実施形態の電源装置によれば、構成及び制御が簡単で十分な高調波抑制効果を得ることができるとともに低損失な電源装置を提供することができるという特徴に加えて、切換スイッチ部１２の通電状態を変更する際、昇圧モ−ドを用いることにより入力電流の急峻な波形歪及び出力電圧Ｖｄｃの変動を十分抑制させることができる。従って、構成要素の仕様スペックを小さくできるので装置を小型化でき、且つ、負荷９に与える影響が少なく安定した出力を提供することができる信頼性の高い電源装置を提供することができる。
【０１００】
さらに昇圧モ−ドを倍電圧整流動作させることにより、切換スイッチ部１２の切換えによる入力電流の急峻な波形歪及び出力電圧Ｖｄｃの変動を無くすことができる。故に、構成要素の仕様スペックをさらに小さくできるので装置を一層小型化でき、且つ、負荷９に与える影響の無い安定した出力を提供することができる非常に信頼性の高い電源装置を提供することができる。
【０１０１】
（実施の形態６）
図１９は本発明に係る電源装置のさらに他の実施形態を示す回路構成図である。図１９において、電源装置は図１３に示す回路構成において負荷状態検出部２７をさらに備える。
【０１０２】
負荷状態検出部２７は、本実施の形態では直流電圧検出部２６から得られる平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃと、抵抗またはカレントトランス等により構成される負荷電流検出部７１から得られる負荷電流とにより負荷９の大きさを演算する。
【０１０３】
以下、図１９の電源装置についてさらに詳細に説明する。パルス信号制御部２２は負荷状態検出部２７より得られる負荷９の大きさに応じて、切換スイッチ部１２の通電状態を切換えるものである。
【０１０４】
図１９において、負荷状態検出部２７により検出される負荷９の大きさＷが所定値Ｙ１以下である時、パルス信号制御部２２は切換スイッチ部１２を切り状態にして全波整流モ−ドにより力率改善を行い、負荷９の大きさＷが所定値Ｙ１以上ある時には切換スイッチ部１２を入り状態にして倍電圧整流モ−ドにより力率改善を行う。
【０１０５】
即ち、Ｗ≦Ｙ１ではパルス信号制御部２２は図２に示すパルス信号Ｐａ、Ｐｂを出力する。また、Ｗ≧Ｙ１ではパルス信号制御手段２２は図３に示すパルス信号Ｐａ、Ｐｂを出力する。
【０１０６】
これにより、負荷Ｗが所定値Ｙ１以下の領域では高い力率を得るとともに、出力電圧をおおよそ全波整流により得られる電圧にほぼ一定に保つことができる。また、負荷Ｗが所定値Ｙ１以上の領域では高い力率を得るとともに、出力電圧を倍電圧整流により得られる電圧よりも大きな電圧値を得ることができる。この結果、負荷９の大きさに応じて、出力電圧を大きく変化させることができるようになる。
【０１０７】
また、Ｗ≧Ｙ１の領域において図１７に示すように昇圧モ−ドを用いることにより、負荷９の大きさＷに比例させてパルス幅を広げ、出力電圧を全波整流により得られる電圧値から倍電圧整流により得られる電圧よりさらに大きな電圧値まで、徐々に変化させることができる。
【０１０８】
さらに、もう１つの所定値Ｙ２を設定し、負荷９の大きさがＹ２以下ではパルス信号を共にオフにさせてもよい。
【０１０９】
即ち、Ｗ≦Ｙ２ではパルス信号制御部２２はパルス信号を出力しない。また、Ｙ２≦Ｗ≦Ｙ１ではパルス信号制御部２２は図２に示すパルス信号Ｐａ、Ｐｂを出力する。さらに、Ｗ≧Ｙ１ではパルス信号制御部２２は図３に示すパルス信号Ｐａ、Ｐｂを出力する。ここで、出力電圧を増加させるのに図１７に示す昇圧モ−ドを用いてもよい。
【０１１０】
これにより、上記実施形態において負荷９の大きさＷがＹ２以下の領域ではスイッチング素子４ａ、４ｂへの電流導通がないために、このスイッチング素子での損失を低減させることができるので、装置の低損失化を実現することができる。
【０１１１】
以上のように本実施形態の電源装置によれば、負荷９の大きさＷと所定値を比較し、その大小により出力する動作モ−ドを変えることにより、負荷全域で高い力率を得ることができ、高調波成分を抑制することができるとともに、負荷９の大きさに応じて出力電圧を変化させることができる。また、低負荷域でパルス信号をオフすることにより損失をさらに低減することができる。
【０１１２】
この結果、大きさが変動する負荷に対しても、その変動範囲全域において高調波成分を抑制することができるとともに、出力電圧を可変することができ、より高出力化を実現することができる。
【０１１３】
また、回路構成及び制御が簡単であるため、発生ノイズが小さくフィルタ回路を簡略化できるとともに、スイッチング手段での損失が小さく低損失化を実現することもできる。
【０１１４】
尚、本発明の電源装置における効果は、本実施形態に示す切換スイッチ部１２の切換えパタ−ンに限るものではなく、実施の形態１から５に示すような他の発明の電源装置と組合わせて用いることにより、さらに一層の効果を得ることができる。
【０１１５】
また、本実施の形態において負荷状態検出部２７は、直流電圧検出部２６から得られる平滑コンデンサ８の両端電圧と、抵抗またはカレントトランス等により構成される負荷電流検出部７１から得られる負荷電流とから負荷９の大きさを演算している。しかし、本発明の電源装置における負荷検出方法はこれに限るものではなく、検出方法としては出力電圧、出力電流、入力電流、スイッチング素子に流れる電流及びパルス幅等から演算することも可能であり、またこれらを組合わせて演算することによっても検出することができる。
【０１１６】
（実施の形態７）
図２０は本発明に係る電源装置のさらに他の実施形態の回路構成図である。図２０において、電源装置は図１に示す回路構成において負荷９としてインバ−タ装置１０とモ−タ装置１１を備え、さらに負荷状態検出部２７とを備える。インバ−タ装置１０は複数の半導体素子より構成され、この半導体素子を高周波でスイッチングすることにより平滑コンデンサ８の両端の略直流電圧Ｖｄｃを可変電圧・可変周波数の交流電圧に変換する。半導体素子としては力率改善回路７のスイッチング素子４ａ、４ｂと同様に、パワ−トランジスタ、パワ−ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の自己消弧可能な半導体が用いられる。インバ−タ装置１０から出力される可変電圧・可変周波数の交流電圧はモ−タ装置１１に対して可変速駆動するために供給される。本実施形態ではモ−タ装置１１としてＤＣブラシレスモ−タを用いている。
【０１１７】
また負荷状態検出部２７はインバ−タ制御部３０、インバ−タ駆動部３１および位置検出部３２より構成される。位置検出部３２はモ−タ装置１１即ちＤＣブラシレスモ−タの回転子位置を検出し、位置検出信号を出力するものでありホ−ルセンサやエンコ−ダ等により構成される。インバ−タ制御部３０は位置検出部３２からの位置検出信号に基づきインバ−タ装置１０を駆動するための制御信号を生成出力し、マイコン等により構成される。またインバ−タ駆動部３１はインバ−タ制御部３０で生成出力された制御信号に基づきインバ−タ装置１０の半導体素子を駆動する。
【０１１８】
本実施形態では、位置検出部３２が出力する位置検出信号の検出間隔から求められるモ−タ装置１１の速度に基づいて負荷の大きさを検出する。
【０１１９】
また、パルス信号制御部２２はスイッチング素子４ａ、４ｂを駆動するパルス信号を生成して出力するとともに切換スイッチ駆動部４０に対して切換スイッチ部１２の通電状態の切換えを指示するが、本例では負荷状態検出部２７の構成要素であるインバ−タ制御部３０が検出した負荷の状態の読込みも行う。
【０１２０】
以下図２０の電源装置についてさらに詳細に説明する。インバ−タ制御部３０は外部からの速度指令信号および位置検出部３２からの位置検出信号を受けてモ−タ装置１１を所定の速度に制御するためにインバ−タ装置１０を駆動する制御信号を生成する。
【０１２１】
インバ−タ装置１０により可変速駆動されるモ−タ装置１１として例えば空調機等に用いる圧縮機用モ−タを考えると、圧縮機用モ−タでは、速度の大きさに応じて負荷トルクが増すとともにモ−タ巻線に発生する逆起電圧が大きくなるためにモ−タ装置１１に印加される電圧、電流が大きくなり出力電力が増大する。これに伴い交流電源１での入力電力、入力電流も増大する。
【０１２２】
図２１、図２２及び図２３は、負荷に対する切換スイッチ部１２の通電状態、力率改善回路７の制御モ−ドおよびインバ−タ装置１０によるモ−タ装置１１の速度制御を示す図である。
【０１２３】
図２１の制御では、モ−タ装置１１の起動後、パルス信号制御部２２は切換スイッチ部１２を切り状態にして全波整流モ−ドにて力率改善を行う。この場合、例えば交流電源１の電圧値が２００Ｖであれば平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃはおおよそ２８０Ｖの値となる。
【０１２４】
モ−タ装置１１の速度増加に伴って負荷の大きさも増加する。パルス信号制御部２２は力率或いは効率を最大にするように負荷の大きさつまりモ−タ装置１１の速度に応じてパルス信号のパルス幅を制御する。この間インバ−タ制御部３０は外部からの速度指令信号に基づいてモ−タ装置１１を所定の速度に制御するために、インバ−タ装置１０の各半導体素子を駆動する高周波パルス信号のパルスデュ−ティを制御してモ−タ装置１１への印加電圧を調整することでモ−タ装置１１を所定の速度に制御するインバ−タＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行う。
【０１２５】
そして負荷の増加に伴いインバ−タ制御部３０が出力する高周波パルス信号のパルスデュ−ティが所定値、例えば１００％に達するとモ−タ装置１１への電圧供給が飽和状態になり、これ以上モ−タ装置１１の速度を増加することができなくなる。従ってモ−タ装置１１の速度向上を図るため、さらに大きな電圧を供給するためには力率改善回路７の出力電圧つまり平滑コンデンサ８の両端電圧Vｄｃを増加させる必要がある。そこで、以降はパルス信号制御部２２による力率改善回路７のパルス信号制御により平滑コンデンサ８の両端電圧Vｄｃを制御してモ−タ装置１１への印加電圧を調整することでモ−タ装置１１を所定の速度に制御するインバ−タＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御が行われる。
【０１２６】
次に図２２を用いて本実施形態における別の制御手法について説明する。図２２の制御では、モ−タ装置１１の起動後、パルス信号制御手段２２は切換スイッチ部１２を切り状態にして全波整流モ−ドにて力率改善を行う。この場合、例えば交流電源１の電圧値が１００Ｖであれば平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃはおおよそ１４０Ｖの値となる。
【０１２７】
モ−タ装置１１の速度増加に伴って負荷の大きさも増加する。パルス信号制御部２２は力率或いは効率を最大にするように負荷の大きさつまりモ−タ装置１１の速度に応じてパルス信号のパルス幅を制御する。この間インバ−タ制御部３０は外部からの速度指令信号に基づいてモ−タ装置１１を所定の速度に制御するためにインバ−タＰＷＭ制御を行う。
【０１２８】
そして負荷の増加に伴いインバ−タ装置１０のパルスデュ−ティが所定値、例えば１００％に達するとモ−タ装置１１への電圧供給が飽和状態になり、これ以上モ−タ装置１１の速度を増加することができなくなる。
【０１２９】
従ってモ−タ装置１１の速度向上を図るため、さらに大きな電圧を供給するためには力率改善回路７の出力電圧つまり平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃを増加させる必要がある。パルス信号制御部２２は出力するパルス信号の形態を変え、昇圧モ−ドにて力率改善を行う。昇圧モ−ドでは長短２つのパルス信号のパルス幅を制御することにより平滑コンデンサ８の両端電圧Vｄｃを広範囲に制御することができる。この昇圧モ−ドでは電圧Ｖｄｃを制御してモ−タ装置１１への印加電圧を調整してモ−タ装置１１を所定の速度に制御するインバ−タＰＡＭ制御が行われる。
【０１３０】
モ−タ装置１１の速度がさらに増加し、これに伴い平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃをさらに上昇させる時、パルス信号制御部２２が出力する長短２つのパルス信号のパルス幅も拡大する。長パルス信号のパルス幅が交流電源１の半周期と同程度に十分広がると電源装置は倍電圧整流動作となる。このとき、パルス信号制御部２２は図１８に示すように切換スイッチ部１２を入り状態に切換えて倍電圧整流モ−ドにするとともに、この際のパルス信号のパルス幅を切換え直前の短パルス信号のパルス幅と等しくなるように制御する。
【０１３１】
これにより電源装置の動作モ−ドを昇圧モ−ドから倍電圧整流モ−ドにスム−スに移行させることができる。パルス信号制御部２２は倍電圧整流モ−ドにて出力するパルス信号のパルス幅を拡大することにより平滑コンデンサ８の両端電圧Ｖｄｃをさらに上昇させることができるので、モ−タ装置１１の速度をさらに増加させることができる。また、倍電圧整流モ−ドでは昇圧モ−ドにおける倍電圧動作に比べて、半導体素子の導通損失を抑えることができるので高負荷域においても電源装置の損失を抑えて効率良く力率改善を行うことができる。
【０１３２】
これら動作モ−ドの切換えにより１００Ｖ入力時においても２００Ｖ入力時と同程度の出力電圧Vｄｃを得ることができ、さらに広範囲でモ−タ装置１１の速度制御を行うことができる。
【０１３３】
モ−タ装置１１の速度を高速領域から低速領域に低下させる場合は上記の一連の制御と逆の制御を行えば良い。
【０１３４】
また、全波整流モ−ドと昇圧モ−ドとの切換えは必ずしもインバ−タ制御手段３０が出力する高周波パルス信号のパルスデュ−ティが１００％になる点で切換えるのではなく、図２３に示すようにモ−ドの切換わり点がパルスデュ−ティが１００％になる点から前後に異なっていてもよい。
【０１３５】
さらに各モ−ド間の切換わり点においてヒステリシスを設けることにより、モ−ド切換わり点付近での不安定動作によりモ−ド変更が煩雑に行われることを防止することができる。
【０１３６】
従って本実施形態の電源装置によれば、モ−タ装置１１での負荷が小さい領域においては、切換スイッチ部１２を切り状態にした全波整流モ−ドでの力率改善とインバ−タＰＷＭ制御によるモータ装置１１の速度制御を行い、直流電圧が飽和する負荷領域においては昇圧モ−ドによる力率改善とインバ−タＰＡＭ制御による速度制御を行う。さらに負荷が大きい領域においては切換スイッチ部１２を入り状態にした倍電圧整流モ−ドによる力率改善とインバ−タＰＡＭ制御による速度制御を行う。従ってモ−タ装置１１の運転範囲全域において十分な力率を得ることができる。しかも全波整流モ−ドでは、電源装置の出力電圧を低く抑えモ−タ装置１１における鉄損を抑え、また昇圧モ−ドではインバータＰＡＭ制御によりインバ−タ装置１０のスイッチング損失を抑え、さらに倍電圧整流モ−ドでは電源装置の導通損失を抑えることができる。
【０１３７】
これにより、モ−タ装置１１の運転範囲全域において入力電流の高調波成分を十分抑制するとともに広範囲で高効率でありかつ高出力なモ−タ装置１１の駆動を行うことができる電源装置を実現することができる。しかも、簡単な制御で発生ノイズが小さくフィルタ回路およびスイッチング素子４ａ、４ｂにおける損失増加を抑えることができる。
【０１３８】
尚、本実施形態においてパルス信号制御部２２が出力するパルス信号の形態及び切換スイッチ部１２の切換え動作は本実施形態に限るものではない。 さらに本実施形態においてモ−タ装置１１はＤＣブラシレスモ−タを用いたが、本発明の電源装置におけるモ−タ装置１１はこれに限るものではなくインダクションモ−タ等、他のモ−タ装置でも同様の効果を得ることができる。
【０１３９】
また負荷状態検出部２７の構成は図２０に示す構成に限るものではない。また負荷状態の検出方法として本実施形態ではモ−タ装置１１の速度を用いたが、その他インバ−タ装置１０の出力パルスデュ−ティ、出力周波数、出力電流値やモ−タ装置１１に印加される電圧、電流或いは入力電流Ｉｉｎ等を用いてもよい。さらにはこれらの組み合わせにより負荷の大きさを検出することによっても同様の効果を得ることができる。
【０１４０】
（実施の形態８）
図２４に本発明の電源装置のいずれかを適用した空気調和機の一構成例を示す。図２４に示すように空気調和機はコンバ−タ装置として実施形態１に示す電源装置を用い、インバ−タ装置８１、電動圧縮機８２に加えて、室内ユニット９２、室外ユニット９５及び四方弁９１からなる冷凍サイクルを備えている。
【０１４１】
室内ユニット９２は室内熱交換器９３と室内送風機９４から構成され、また室外ユニット９５は室外熱交換器９６、室外送風機９７及び膨張弁９８より構成される。
【０１４２】
冷凍サイクル中は熱媒体である冷媒が循環する。冷媒は電動圧縮機８２により圧縮され、室外熱交換器９６にて室外送風機９７からの送風により室外の空気と熱交換され、また室内熱交換器９３にて室内送風機９４からの送風により室内の空気と熱交換される。室内熱交換器９３での熱交換後の空気により室内の冷暖房が行われる。冷房または暖房の切換は四方弁９１により冷媒の循環方向を反転させることにより行われる。以上のような冷凍サイクルにおける冷媒の循環はインバ−タ装置８１により電動圧縮機８２を駆動させることにより行われ、これらインバ−タ装置８１及び電動圧縮機８２への電力の供給はコンバ−タ装置である実施形態１の電源装置を用いて行われる。電源装置の構成及び動作については前述したとおりである。
【０１４３】
以上のような構成により空気調和機における入力電流の高調波成分を抑えることができる。また、発生ノイズが小さく低損失な空気調和機を提供することができる。
【０１４４】
本実施形態ではコンバ−タ装置として実施形態１に示す電源装置を用いたが、実施形態２から実施形態７に示す他の電源装置を用いても同様に各電源装置が持つ効果を有した空気調和機を提供することができる。
【０１４５】
本発明の電源装置では交流電源１が２００Ｖであっても切換スイッチ部１２の通電状態を切換えることにより、高調波を抑制してリアクトル３の小型化を実現することができる。従って１００Ｖ入力時と同一のリアクトル３を用いることができる。
【０１４６】
さらに交流電源１が１００Ｖであっても高調波を抑制するとともに倍電圧整流により得られる電圧よりもさらに高い出力電圧を得ることができる。従って１００Ｖ入力であっても倍電圧整流回路を必要とせずに２００Ｖ入力時と同等の出力電圧を得ることができる。
【０１４７】
しかも負荷の大きさに応じて、切換スイッチ部１２の入り切り、パルス幅及びパルス信号パタ−ンを制御させることにより、負荷全域において最適な出力電圧、力率及び効率を得ることができる。また切換スイッチ部１２の切換えの際、入力電流及び出力電圧への影響が無く、装置の小型化と信頼性を高めることができる。
【０１４８】
従って本発明の電源装置は、特に空気調和機に対しては１００Ｖ機種、２００Ｖ機種何れにおいても用いることができ、高い力率を得て入力電流に含まれる高調波成分を抑制させることができる。
【０１４９】
しかも回路構成及び構成部品の共用できるとともに装置の小型化が可能となり、開発工数及び部品点数を大幅に削減させることができるという非常に大きな効果を有する。
【０１５０】
尚、上記実施形態１から実施形態７に示す電源装置においてコンデンサ５ａ、５ｂの値を変更して平滑コンデンサ８を省略した回路構成を図２５に示す。このような構成の電源装置においても、前述のものと同様の効果を得ることができる。
【０１５１】
【発明の効果】
本発明の第１の電源装置によれば、簡単な構成及び制御により、電流導通期間を広げることができ、高調波成分を十分に抑制することが可能であり、発生ノイズ及び損失を低く抑える電源装置を実現することができる。さらに電源電圧が２００Ｖでもリアクトルの大型化を抑えることができるので、同一の構成要素を用いて複数の電源系統に対応することができる電源装置を実現することができる。さらに、切換スイッチ部の通電状態を切換える際に生じる入力電流の急峻な波形歪を抑制することが可能であり、電源装置の各構成要素の仕様スペックを小さくすることができるので装置を小型化できて信頼性が高い電源装置を実現することができる。
【０１５２】
本発明の第２の電源装置によれば、簡単な構成及び制御により、電流導通期間を広げることができ、高調波成分を十分に抑制することが可能であり、発生ノイズ及び損失を低く抑えることができる。さらに電源電圧が２００Ｖでもリアクトルの大型化を抑えることができるので、同一の構成要素を用いて複数の電源系統に対応することができる電源装置を実現することができる。また、切換スイッチ部の通電状態を切換える際に生じる入力電流の急峻な波形歪を新たな部品を追加することなく抑制することが可能であり、電源装置の各構成要素の仕様スペックを小さくすることができるので装置を小型化できかつ信頼性が高い電源装置を実現することができる。
【０１５３】
本発明の第３の電源装置によれば、簡単な構成と制御により電流導通期間を広げることができ、高調波成分を十分に抑制することが可能であり、発生ノイズ及び損失を低く抑えることができる。特に、電源電圧のゼロクロス点を検出して確実に力率改善動作を行うことができ信頼性を高くすることができる。さらに電源電圧が２００Ｖでもリアクトルの大型化を抑えることができるので、同一の構成要素を用いて複数の電源系統に対応することができ、開発工数の低減が可能な電源装置を実現することができる。
【０１５４】
本発明の第４の電源装置によれば、簡単な構成と制御により入力電流の高調波成分を十分に抑えることが可能であり、発生ノイズ及び損失を低く抑えることができる。しかも、切換スイッチ部と整流回路の接続位置に関わらずに確実に力率改善ができるので、切換スイッチ部の接続点を一方に固定したり、或いは接続点を確認してからパルス信号を設定する等の手間や設定ミスによる誤動作を防止することができるので設置工数が少なく信頼性が高い電源装置を提供することができる。
【０１５７】
本発明の第５の電源装置によれば、簡単な構成と制御により入力電流の高調波成分を十分に抑えることが可能であり、発生ノイズ及び損失を低く抑えることができる。さらに、切換スイッチ部の通電状態を切換える際に生じる入力電流の急峻な波形歪及び出力電圧の変動を十分抑制させること可能であり、装置を小型化でき且つ負荷に与える影響が少なく信頼性の高い電源装置を実現することができる。
【０１５８】
本発明の第６の電源装置によれば、簡単な構成と制御により入力電流の高調波成分を十分に抑えることが可能であり、発生ノイズ及び損失を低く抑えることができる。さらに、切換スイッチ部の通電状態を切換える際に生じる入力電流の急峻な波形歪及び出力電圧の変動を無くすこと可能であり、装置を大幅に小型化でき且つ負荷に与える影響が無く信頼性の高い電源装置を実現することができる。
【０１５９】
本発明の第７の電源装置によれば、大きさが変動する負荷に対しても、その変動範囲全域において高調波成分を十分抑制することができるとともに、出力電圧を可変することができ、より高出力化を実現することができる。また、構成及び制御が簡単であるため発生ノイズ及び損失を低く抑えることができる電源装置を実現することができる。
【０１６０】
本発明の第８の電源装置によれば、モ−タ装置にかかる負荷の大きさに応じて動作モ−ドを切換えるので、モ−タ装置の運転範囲全域において入力電流の高調波成分を十分抑制できるとともに高効率で高出力なモ−タ装置の駆動を行うことができる。しかも、構成及び制御が簡単であるため発生ノイズ及び損失を低く抑えることができる電源装置を実現することができる。
【０１６１】
本発明の第９の電源装置によれば、平滑コンデンサにより力率改善回路からの直流電圧に含まれる脈流成分を排除するため、より高品質な直流電圧を出力することができる。
以上
【０１６２】
本発明の空気調和機によれば、高力率で高調波成分が少なく低損失な空気調和機を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の電源装置の実施の形態１における回路構成図。
【図２】 本発明の電源装置の実施の形態１におけるパルス信号及び主要波形図。
【図３】 本発明の電源装置の実施の形態１におけるパルス信号及び主要波形図。
【図４】 (a)〜(d)は本発明の電源装置の一構成例における電流経路図。
【図５】 (a)〜(d)は本発明の電源装置の他の構成例における電流経路図。
【図６】 本発明の電源装置の実施の形態２における回路構成図。
【図７】 本発明の電源装置の実施の形態２における回路構成図。
【図８】 本発明の電源装置の実施の形態２における回路構成図。
【図９】 (a)、(b)は本発明の電源装置の実施の形態２におけるパルス信号及び主要波形図。
【図１０】 本発明の電源装置の実施の形態２におけるパルス信号及び主要波形図。
【図１１】 本発明の電源装置の実施の形態２におけるパルス信号及び主要波形図。
【図１２】 (a)〜(d)は本発明の電源装置のさらに他の構成例における電流経路図。
【図１３】 本発明の電源装置の実施の形態３における回路構成図。
【図１４】 本発明の電源装置の実施の形態３におけるパルス信号及び主要波形図。
【図１５】 本発明の電源装置の実施の形態３におけるパルス信号及び主要波形図。
【図１６】 本発明の電源装置の実施の形態４における回路構成図。
【図１７】 本発明の電源装置の実施の形態５におけるパルス信号及び主要波形図。
【図１８】 本発明の電源装置の実施の形態５におけるパルス信号及び主要波形図。
【図１９】 本発明の電源装置の実施の形態６における回路構成図。
【図２０】 本発明の電源装置の実施の形態７における回路構成図。
【図２１】 負荷に対する切換スイッチ部の通電状態、力率改善回路の制御モ−ドおよびインバ−タ装置によるモ−タ装置の速度制御を示した図。
【図２２】 負荷に対する切換スイッチ部の通電状態、力率改善回路の制御モ−ドおよびインバ−タ装置によるモ−タ装置の速度制御を示した図。
【図２３】 負荷に対する切換スイッチ部の通電状態、力率改善回路の制御モ−ドおよびインバ−タ装置によるモ−タ装置の速度制御を示した図。
【図２４】 本発明の空気調和機の一実施形態を示す構成のブロック図。
【図２５】 本発明の電源装置の他の構成例を示した図。
【図２６】 (a)は従来の電源装置の一例を示す回路構成図、(b)は同主要波形図。
【図２７】 (a)は従来の電源装置の他の例を示す回路構成図、(b)は同主要波形図。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 整流回路
２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ 整流素子
３ リアクトル
４ａ、４ｂ スイッチング素子
５ａ、５ｂ コンデンサ
６ａ、６ｂ 逆流防止整流素子
７ 力率改善回路
８ 平滑コンデンサ
９ 負荷
１０ インバ−タ装置
１１ モ−タ装置
１２ 切換スイッチ部
２１ ゼロクロス検出部
２２ パルス信号制御部
２３ スイッチ駆動部
２６ 直流電圧検出部
２７ 負荷状態検出部
３０ インバ−タ制御部
３１ インバ−タ駆動部
３２ 位置検出部
４０ 切換スイッチ駆動部
４１ 電圧極性判別部
４２ 入力電流検出部
４３ タイマ部
７１ 負荷電流検出部
８１ インバ−タ装置
８２ 電動圧縮機
９１ 四方弁
９２ 室内ユニット、９３ 室内熱交換器、９４ 室内送風機
９５ 室外ユニット、９６ 室外熱交換器、９７ 室外送風機
９８ 膨張弁

Claims (10)

1. （ａ）交流電源の出力電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と、
   （ｂ）前記整流回路に接続されたリアクトルと、
   （ｃ）整流回路の出力電圧を入力する力率改善回路と、
   前記力率改善回路は、直列に接続された複数のスイッチング素子からなりオン、オフすることによって前記交流電源から流れる入力電流の電流径路を変化させるスイッチング回路と、直列に接続された複数のコンデンサからなるコンデンサ回路と、前記スイッチング回路がオン状態のときに前記コンデンサに充電された電荷が前記スイッチング回路に逆流するのを防止する逆流防止整流素子とから構成され、前記スイッチング回路及びコンデンサ回路は並列に配置され、前記スイッチング素子間の接続点と前記コンデンサ間の接続点とが接続され、前記スイッチング回路の端点と前記コンデンサ回路の端点とが前記逆流防止整流素子を介して接続され、
   （ｄ）前記整流回路の入力端子の一つと前記力率改善回路のスイッチング素子間の接続点との間に接続され、その間に形成される電流径路の通電状態を導通状態または遮断状態に切換える切換スイッチ手段と、
   （ｅ）該切換スイッチ手段の通電状態を制御するスイッチ制御手段と、
   （ｆ）前記力率改善回路の各スイッチング素子をオン・オフさせるパルス信号を生成して出力するパルス信号制御手段と、
   前記パルス信号制御手段は、交流電源電圧の半周期において前記力率改善回路の複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つを所定時間オンさせるパルス信号を出力するとともに、前記切換スイッチ手段の通電状態を切換える切換信号を前記スイッチ制御手段に出力し、
   （ｇ）前記パルス信号制御手段からのパルス信号を受けて前記力率改善回路のスイッチング回路を駆動させるスイッチ駆動手段と、
   （ｈ）交流電源の電流値を検出する入力電流検出手段とを備え、
   前記パルス信号制御手段はパルス信号がオフ状態であり、且つ、前記入力電流検出手段より得られる電流値が零の時に前記切換スイッチ手段の通電状態を切換えることを特徴とする電源装置。
2. （ａ）交流電源の出力電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と、
   （ｂ）前記整流回路に接続されたリアクトルと、
   （ｃ）整流回路の出力電圧を入力する力率改善回路と、
   前記力率改善回路は、直列に接続された複数のスイッチング素子からなりオン、オフすることによって前記交流電源から流れる入力電流の電流径路を変化させるスイッチング回路と、直列に接続された複数のコンデンサからなるコンデンサ回路と、前記スイッチング回路がオン状態のときに前記コンデンサに充電された電荷が前記スイッチング回路に逆流するのを防止する逆流防止整流素子とから構成され、前記スイッチング回路及びコンデンサ回路は並列に配置され、前記スイッチング素子間の接続点と前記コンデンサ間の接続点とが接続され、前記スイッチング回路の端点と前記コンデンサ回路の端点とが前記逆流防止整流素子を介して接続され、
   （ｄ）前記整流回路の入力端子の一つと前記力率改善回路のスイッチング素子間の接続点との間に接続され、その間に形成される電流径路の通電状態を導通状態または遮断状態に切換える切換スイッチ手段と、
   （ｅ）該切換スイッチ手段の通電状態を制御するスイッチ制御手段と、
   （ｆ）前記力率改善回路の各スイッチング素子をオン・オフさせるパルス信号を生成して出力するパルス信号制御手段と、
   前記パルス信号制御手段は、交流電源電圧の半周期において前記力率改善回路の複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つを所定時間オンさせるパルス信号を出力するとともに、前記切換スイッチ手段の通電状態を切換える切換信号を前記スイッチ制御手段に出力し、
   （ｇ）前記パルス信号制御手段からのパルス信号を受けて前記力率改善回路のスイッチング回路を駆動させるスイッチ駆動手段と、
   （ｈ）電源電圧のゼロクロス点を検出してゼロクロス検出信号を出力するゼロクロス検出手段と、
   （ｉ）前記ゼロクロス検出信号を受けて所定時間経過後に切換タイミング信号を出力するタイマ手段とを備え、
   前記パルス信号制御手段は前記タイマ手段からの切換タイミング信号を受けて前記切換スイッチ手段の通電状態を切換える
   ことを特徴とする電源装置。
3. 電源電圧のゼロクロス点を検出してゼロクロス検出信号を出力するゼロクロス検出手段をさらに備え、前記パルス信号制御手段は該ゼロクロス検出手段からのゼロクロス検出信号に基づいて、前記力率改善回路のスイッチング素子を所定時間オンさせるパルス信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 電源電圧の極性を判別する電圧極性判別手段をさらに備え、前記パルス信号制御手段は少なくとも前記切換スイッチ手段が導通状態であるときは、電圧極性判別手段の判別結果を参照し、電源電圧の各半周期において極性に応じて前記力率改善回路のスイッチング素子を所定時間オンさせるパルス信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
5. 前記パルス信号制御手段は、前記切換スイッチ手段の通電状態を切換える前後において、前記切換スイッチ手段が遮断状態では前記力率改善回路の複数のスイッチング素子をそれぞれ異なった所定時間オンさせる第１のパルス信号を生成し、交流電源電圧の半周期ごとに前記第１のパルス信号の出力パタ−ンを切替えて出力し、前記切換スイッチ手段が導通状態では前記力率改善回路のスイッチング素子のうちのいずれか１つを所定時間オンさせる第２のパルス信号を生成し、交流電源電圧の半周期ごとに前記第２のパルス信号の出力パタ−ンを切替えて出力することを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１つに記載の電源装置。
6. 前記パルス信号制御手段は、前記切換スイッチ手段が遮断状態のとき出力する前記第１のパルス信号のうち最も短いパルス信号のオン時間と、前記切換スイッチ手段が導通状態のとき出力する前記第２のパルス信号のオン時間とが等しくなるようにすることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 負荷の大きさを検出する負荷状態検出手段をさらに備え、前記パルス信号制御手段は該負荷状態検出手段から得られる負荷の大きさに応じて前記切換スイッチ手段の導通または遮断状態を切換えることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１つに記載の電源装置。
8. 前記負荷がモ−タ装置と前記モ−タ装置に駆動電圧を供給するために直流を交流に変換するインバ−タ装置とからなる場合、前記負荷状態検出手段は前記インバ−タ装置または前記モ−タ装置の状態変化に起因して発生する変化量を検出することを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
9. 前記力率改善回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサをさらに備えたことを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれか１つに記載の電源装置。
10. 請求項１ないし請求項９のいずれか１つに記載の電源装置を備えたことを特徴とする空気調和機。

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