JP4029505B2

JP4029505B2 - Distortion correction circuit for digital radio equipment

Info

Publication number: JP4029505B2
Application number: JP00728899A
Authority: JP
Inventors: 吾朗篠崎; 昌治松浦
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 1999-01-14
Filing date: 1999-01-14
Publication date: 2008-01-09
Anticipated expiration: 2019-01-14
Also published as: JP2000209295A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信デ−タにディジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部（サンプリング周波数Ｆtxsp）でアナログ信号に変換し電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、復調信号から電力増幅器で生じた歪成分を検出し、この検出信号から歪成分を打ち消すための歪補正係数を算出し、この歪補正係数をベースバンド変調信号に乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するディジタル無線装置の歪補正回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ディジタル移動無線通信分野では、隣接チャネルの周波数間隔を小さくしてチャネル容量を増加させるために、送信信号の狭帯域化が進められている。このような周波数利用効率の向上を実現するために、変調スペクトラム帯域幅の小さな変調方式が望まれ、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式、ＱＡＭ（Quadr-ature Amplitude Modulation）方式等の線形変調方式が採用されるようになってきた。この線形変調方式を無線通信に適用する場合、送信部の電力増幅器の振幅特性及び位相特性の直線性が求められ、隣接チャネル漏洩電力を抑圧することが重要である。
一方、電力増幅器を使用する際に重要な点は、電力効率の点でできるだけ高い動作点（飽和点に近い領域）で動作させることであり、非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力の増加が考えられる。また、線形性に劣る電力増幅器を用いて電力効率の向上を図る場合（例えば、小型の無線装置で電力効率の向上を図る場合）には、非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力がますます増加してしまう。従って、電力増幅器の非線形特性によって発生する歪みを補正する技術が必須になってくる。すなわち、電力増幅器の入力電力振幅対出力電力振幅特性、入力電力振幅対位相回転量（又は群遅延量）特性の歪みにより発生する送信信号の歪みを補正する技術が必須になってくる。
この歪補正技術として、アナログ方式ではカルテシアン、フィードフォワード等、多数の歪補正方式が提案されているが、これらのアナログ方式は回路規模が大きくなって小型化、省電力化を図ることができないという問題点があり、帰還ゲインを非常に大きくしなければならないため回路の安定を図るための位相調整が難しいという問題点があった。
【０００３】
最近では、ディジタル信号処理プロセッサ（以下、単にＤＳＰという。）の進歩によりディジタル信号処理技術で歪み補正する方式が可能となり、ディジタル信号処理による様々な非線形歪み補正方式が提案されている。なかでも、送信信号の一部をフィードバックしてこれを復調してＤＳＰに取り込み、この復調信号から電力増幅器の歪み量を検出し、ディジタル適応フィルタ技術であるＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを用いた歪補正を行う研究、開発が盛んである。
このようなＬＭＳアルゴリズムを用いた歪補正方式による従来の回路は、図１０及び図１１又は図１２に示すように構成されていた。
【０００４】
図１０に示した従来回路はＤＳＰ１０と送信側ＲＦ（Radio Frequency）部１２を具備し、ＤＳＰ１０内にπ／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）マッピング部（以下、単にπ／４-ＱＰＳＫマッピング部という）１４、ルートナイキストフィルタ１６、電力計算部１８、歪補正係数算出部２０及び歪補正部２２を設け、送信側ＲＦ部１２内にＤ／Ａ変換部２４、２６、アナログ直交変調部２８、周波数変換部３０、３２、局部発振器３４、電力増幅器（以下、ＰＡという）３６、方向性結合器３８、アナログ直交復調部４０、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）４２、４４及びＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換部４６、４８を設けている。
そして、送信デ−タがＤＳＰ１０に取り込まれると、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４及びルートナイキストフィルタ１６によってベースバンド変調信号Ｉ₁、Ｑ₁が生成し、歪補正部２２による複素積和演算処理で歪み補正されて送信側ＲＦ部１２に出力する。
送信側ＲＦ部１２では、歪補正部２２で歪補正されたベースバンド変調信号Ｉ₂、Ｑ₂が、Ｄ／Ａ変換部２４、２６でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部２８で直交変調され、周波数変換部３０で無線周波数にアップコンバージョンされ、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアンテナ５０から出力する。ＰＡ３６から出力した送信信号の一部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換部３２、アナログ直交復調部４０、ＬＰＦ４２、４４及びＡ／Ｄ変換部４６、４８によって復調され、ＤＳＰ１０にフィードバックされる。
ＤＳＰ１０では、歪補正係数算出部２０により、電力計算部１８で求めた電力値Ｐに応じて、まずベースバンド変調信号Ｉ₁、Ｑ₁をリファレンス信号として送信側ＲＦ部１２からフィードバックされた復調信号Ｉ₃、Ｑ₃に対する誤差成分（すなわち歪成分）が検出され、ついで、この誤差成分を打ち消すための補正係数が算出される。この補正係数は電力値Ｐに応じて歪補正部２２でベースバンド変調信号Ｉ₁、Ｑ₁に乗算され、送信信号の隣接チャネル漏洩電力が抑圧される。
【０００５】
また、図１２に示した従来回路は、送信側ＲＦ部１２ａに周波数変換部５２、局部発振器５３、Ａ／Ｄ変換部５４、ディジタル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８を設け、方向性結合器３８で取り出された送信信号が、周波数変換部５２でＩＦ信号（中間周波数信号）にダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換部５４でディジタル信号に変換され、ディジタル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８で復調され、ＤＳＰ１０にフィードバックされる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１０に示した従来回路は、フィードバック系を構成するアナログ直交復調部４０、ＬＰＦ４２、４４、Ａ／Ｄ変換部４６、４８によって歪補正特性が著しく劣化するという問題点があった。
すなわち、アナログ直交復調部４０は、図１１に示すように９０°移相器６２、乗算器６４、６６等の線形性に乏しい部品で構成されているので、Ｉ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が生じ、歪補正特性を劣化させる。例えば、基準信号発振器６８から出力する基準信号の位相を９０°移相する９０°移相器６２には通常±２°程度の誤差があり、Ｉ／Ｑ直交誤差が生じ、復調Ｉ／Ｑ信号に振幅誤差が生じていた。
また、復調Ｉ／Ｑ信号のバラツキやＬＰＦ４２、４４の通過特性の相違などにより、ＬＰＦ４２、４４から出力するＩ／Ｑ信号に振幅誤差が生じていた。
また、直交復調後のＩ／Ｑ信号をＡ／Ｄ変換部４６、４８の入力レンジに合わせるためにＤＣバイアス回路が必要になるが、ここで生じるバイアス電圧誤差によってＤＣオフセットが発生していた。
【０００７】
一方、図１２に示した従来回路は、ディジタル信号処理を行うディジタル直交復調処理部５６と直交復調処理後のローパスフィルタ処理を行うローパスフィルタ処理部５８を具備しているので、ディジタル直交復調処理部５６のＩ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が皆無となり、ローパスフィルタ処理部５８でＤＣオフセットによるキャリアリーク成分を除去できるので、特性向上を図ることができるが、次ぎのような問題点があった。
すなわち、一般にＩＦ信号をＡ／Ｄ変換する場合、ナイキスト定理からＡ／Ｄ変換部５４のサンプリング周波数は少なくともＩＦ信号の周波数Ｆｉｆ（例えば４００ＫＨｚ〜５００ＫＨｚ）の数倍の周波数（例えば数ＭＨｚ）となるので、ディジタル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８をＤＳＰ１０内で構成することが困難で、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）等のゲートロジック回路で構成しなければならず、回路規模、消費電力及びコスト面において実用的でないという問題点があった。
【０００８】
詳述すると、現在使用されているＤＳＰ１０では、数ＭＨｚで標本化されたデ−タを直交復調処理、ローパスフィルタ処理を行って復調信号を生成し、歪補正処理及び送信信号出力処理を１フレーム時間（数＋ミリ秒）内で行うことは難しい。このため、ディジタル直交復調処理部５６及びローパスフィルタ処理部５８をＦＰＧＡやＰＬＤ等のゲートロジック回路で構成しなければならない。しかし、ゲートロジック回路でローパスフィルタ処理部５８のようなディジタルフィルタを構成すると、数万ゲート級のＦＰＧＡでも数＋個必要となり、回路規模及び消費電力が大きくなり過ぎ、コスト面で実用的でないという問題点があった。
【０００９】
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、直交復調処理の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補正特性の向上を図ることができるとともに、小型化及び省電力化を図ることのできるディジタル無線装置の歪補正回路を提供することを目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、送信デ−タに対してディジタル直交変調処理部によってディジタル直交変調処理をし、かつ、ルートナイキストフィルタによってルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信号をＤ／Ａ変換部（サンプリング周波数Ｆtxsp）でアナログ信号に変換し電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、復調信号から前記電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための歪補正係数を歪補正係数算出部によって算出し、この歪補正係数を歪補正部によって前記ベースバンド変調信号に乗算して前記送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置の歪補正回路において、前記フィードバックした送信信号を周波数ＦifのＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する周波数変換部と、前記ＩＦ信号を周波数Ｆsp（ＦspはＦtxspの２倍以上でＦif×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは３以上の奇数を表す。）で標本化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備してなり、前記ディジタル直交変調処理部、ルートナイキストフィルタ、歪補正係数算出部、歪補正部、ディジタル直交復調処理部、及び、ローパスフィルタをディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）によって構成したことを特徴とする。
【００１１】
フィードバックした送信信号は、周波数変換部によって周波数ＦifのＩＦ信号に変換され、Ａ／Ｄ変換部でディジタル信号に変換される。このＡ／Ｄ変換部のサンプリング周波数Ｆspは、送信信号を作成するＤ／Ａ変換部のサンプリング周波数Ｆtxspの２倍以上で、かつＩＦ信号の周波数Ｆifの４／ｍ（ｍは３以上の奇数を表す。）倍に設定されている。すなわち、Ｆsp＝Ｆif×４／ｍの条件とＦsp≧２Ｆtxspの条件とを満たすサンプリング周波数ＦspでＩＦ信号を標本化（すなわちアンダーサンプリング）することによって、ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数Ｆspの１／４の周波数にダウンコンバートされた信号をＡ／Ｄ変換部で生成して出力することができる。例えば、Ｆifを４００ＫＨｚ〜５００ＫＨｚとすると、Ｆspはナイキスト周波数より低い周波数（最大でもｍ＝３の約５３３ＫＨｚ〜約６６６ＫＨｚ）となり、Ａ／Ｄ変換部で生成して出力する信号の周波数は１００ＫＨｚ〜１２５ＫＨｚとなる。このため、ディジタル直交復調処理部、ローパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、ＤＳＰのディジタル信号処理で扱うことができる。したがって、直交復調処理部の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補正特性の向上を図ることができるとともに、使用デバイスの軽減等により小型化・省電力化を図ることができる。
【００１２】
直交復調処理で現われる「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止するために、ローパスフィルタをディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構成する。
【００１３】
直交復調処理で現われる「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止するとともに、Ａ／Ｄ変換部のＤＣオフセットの影響を皆無に等しい程度に軽減するために、ローパスフィルタを、ディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２及び周波数Ｆsp／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構成する。
【００１４】
電源投入の初期時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、予め複数段階の電力毎に設定された歪補正係数を記憶した外部メモリと、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補正の初期値とするメモリ制御機能とを具備する。
【００１５】
送信電力を制御する機能を具備しているものにおいて、送信電力制御の制御時と非制御時の切り替え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、外部メモリは送信電力の制御時と非制御時に対応した２種類の歪補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した一方の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時に内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値とする。
【００１６】
送信周波数チャネルの切り替えを制御するチャネル切替制御機能を具備しているものにおいて、送信周波数チャネルの切り替え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、外部メモリは各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部メモリから内部メモリへ書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、送信周波数チャネルの切り替え時に前記内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値とする。
【００１７】
送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能を具備しているものにおいて、送信電力の制御と非制御の切り替え時においても、送信周波数チャネルの切り替え時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧できるようにするために、外部メモリは、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶してなり、メモリ制御機能は、電源投入時に前記外部メモリから内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時と送信周波数チャネルの切り替え時に前記内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して切り替え直後の歪補正の初期値とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態例を図面により説明する。
図１は本発明によるディジタル無線装置の歪補正回路の一実施形態例を示すもので、図１０、図１２と同一部分は同一符号とし説明を省略又は簡略する。
図１において、１０ａはＤＳＰ、１２ｂは送信側ＲＦ部である。
前記ＤＳＰ１０ａには、図１０のＤＳＰ１０と同様にπ／４-ＱＰＳＫマッピング部１４、ルートナイキストフィルタ１６、電力計算部１８、歪補正係数算出部２０及び歪補正部２２が設けられているとともに、ディジタル直交復調処理部７０及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）７２、７４が設けられている。
前記送信側ＲＦ部１２ｂには、図１２の送信側ＲＦ部１２ａと同様にＤ／Ａ変換部２４、２６、アナログ直交変調部２８、周波数変換部３０、５２、局部発振器３４、６０、ＰＡ３６及び方向性結合器３８が設けられるとともに、Ａ／Ｄ変換部７６が設けられている。
【００１９】
前記Ａ／Ｄ変換部７６は、前記周波数変換部５２で周波数がダウンコンバートされたＩＦ信号を、サンプリング周波数Ｆｓｐでサンプリングして得た第２ＩＦ信号を出力する。このＦｓｐは次ぎの（１）式を満たすとともに、前記Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上の整数倍に設定されている。
Ｆｓｐ＝Ｆｉｆ×４／ｍ…（１）
（１）式においてｍは３以上の奇数（３、５、７、…）を表し、ＩＦ信号をナイキスト周波数（２Ｆｉｆ以上の周波数）以下のサンプリング周波数でサンプリング（以下、単にアンダーサンプリングという。）していることを表している。
また、ＦｓｐをＦｔｘｓｐの２倍以上に設定したのは、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、フィードバック側のＡ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数Ｆｓｐを、送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上に設定しておく必要があるからである。
【００２０】
前記ディジタル直交復調処理部７０は、前記Ａ／Ｄ変換部７６から出力する第２ＩＦ信号に、９０°の位相差をもったＩ側とＱ側のディジタルローカル信号（以下、単にＬｏ信号という。）を順次乗算して互いに直交する復調信号Ｉ₄、Ｑ₄を出力する。
前記ＬＰＦ７２、７４は、前記ディジタル直交復調処理部７０の直交復調処理で得られた復調信号Ｉ₄、Ｑ₄からＦｓｐ／２及びＦｓｐ／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すとともに、ＤＣオフセットの影響を軽減する。すなわち、「０」振幅成分が２／Ｆｓｐの周期で交互に混入している復調信号Ｉ₄、Ｑ₄からＦｓｐ／２の周波数成分を除去することによってエンベロープ成分（情報デ−タ信号成分）のみを取り出し、ＤＣオフセット成分の直交復調処理で発生するＦｓｐ／４の周波数成分を除去することによってＤＣオフセットの影響を軽減する。
【００２１】
前記歪補正係数算出部２０は、図２に示すように、前記ＰＡ３６で生じた歪み量を検出する誤差検出部７７と、歪補正を行う際に用いる電力毎の補正係数ＨＰの初期値及び更新値を記憶する係数テーブル７８と、歪補正を行う際に用いる電力毎の補正係数ＨＰを演算して出力するとともに、前記係数テーブル７８の補正係数ＨＰを更新する係数演算部８０とで構成されている。
【００２２】
前記誤差検出部７７は、前記ルートナイキストフィルタ１６から出力したベースバンド変調信号Ｉ₁、Ｑ₁をリファレンス信号として、前記ＬＰＦ７２、７４で取り出したエンベロープ成分を２倍（２倍するための回路表示を省略し、なぜ２倍するかは後述の作用の項で説明する。）したベースバンド復調信号Ｉ₅、Ｑ₅と比較し、Ｉ、Ｑそれぞれの差分を誤差成分（歪成分）εとして出力する。
前記係数テーブル７８には、ベースバンド変調信号Ｉ₁、Ｑ₁の電力変動範囲を小さい方から大きい方に向かってｎ（ｎは２以上の整数を表す。）段階に区分したΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎの電力毎に、歪補正係数ＨＰ１、ＨＰ２、ＨＰ３、…、ＨＰｎが更新可能に記憶されている。例えば、ベースバンド変調信号Ｉ₁、Ｑ₁の電力変動範囲は、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４のπ／４-ＱＰＳＫ変調でロールオフ率が０．５の場合、変調波形の平均電力に対して−１１ｄＢ〜＋３ｄＢの電力変動があることがわかっている。また、歪補正係数ＨＰは実部（実数部）と虚部（虚数部）からなり、初期値としては例えばＨＰ（実部）＝１、ＨＰ（虚部）＝０に設定され、更新されていく。
前記係数演算部８０は、前記誤差検出部７７で検出された誤差成分εと、前記電力計算部１８で求めた電力値Ｐ（ベースバンド変調信号Ｉ₁、Ｑ₁の電力値）に応じて前記係数テーブル７８から読み出された歪補正係数ＨＰ（旧）とを次式（２）に代入して新たな歪補正係数ＨＰ（新）を求める演算を行い、この歪補正係数ＨＰ（新）を前記歪補正部２２へ出力するとともに、更新値として前記係数テーブル７８へ出力する。
ＨＰ（新）＝ＨＰ（旧）｛１＋μ×ε×Ｚ（ｊ）｝…（２）
（２）式においてμは補正量の大きさを制御するパラメータであるステップサイズ、Ｚ（ｊ）はフィードバックサンプルの複素共役を表す。ここで、フィードバックサンプルとは直交復調されたデ−タを表し、π／４-ＱＰＳＫ変調が２ビットデ−タ（Ｉデ−タ、Ｑデ−タ）であるため、復調されるデ−タはＩデ−タ、Ｑデ−タとなり、複素数表現ではＩ（デ−タ）＋ｊＱ（デ−タ）となる。このため、フィードバックサンプルの複素共役を表すＺ（ｊ）はＩ（デ−タ）−ｊＱ（デ−タ）となる。
【００２３】
前記歪補正部２２は、次式（３）、（４）に示すように、前記ルートナイキストフィルタ１６から出力したベースバンド変調信号Ｉ₁、Ｑ₁に、前記電力計算部１８で求めた電力値Ｐ（例えばΔＰ３の段階に属する）に応じて前記係数演算部８０から出力する歪補正係数ＨＰ（例えばＨＰ３）を乗算して、歪補正されたベースバンド変調信号Ｉ₂、Ｑ₂を出力する。
Ｉ₂（ｔ）＝Ｉ₁（ｔ）×ＨＰ（実部）−Ｑ₁（ｔ）×ＨＰ（虚部）…（３）
Ｑ₂（ｔ）＝Ｑ₁（ｔ）×ＨＰ（実部）−Ｉ₁（ｔ）×ＨＰ（虚部）…（４）
【００２４】
つぎに図１及び図２の作用を図３〜図８を併用して説明する。
（１）送信デ−タがＤＳＰ１０ａに取り込まれると、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４及びルートナイキストフィルタ１６によってベースバンド変調信号Ｉ₁、Ｑ₁が生成し、歪補正部２２による複素積和演算処理で歪み補正されたベースバンド変調信号Ｉ₂、Ｑ₂が送信側ＲＦ部１２ｂに出力する。
送信側ＲＦ部１２ｂでは、歪補正部２２で歪補正されたベースバンド変調信号Ｉ₂、Ｑ₂が、Ｄ／Ａ変換部２４、２６でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部２８で直交変調され、周波数変換部３０で無線周波数にアップコンバージョンされ、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアンテナ５０から基地局等へ出力する。
【００２５】
（２）ＰＡ３６から出力した送信信号の一部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換部５２で周波数ＦｉｆのＩＦ信号にダウンコンバージョンされ、Ａ／Ｄ変換部７６に入力する。
Ａ／Ｄ変換部７６は、ＩＦ信号をサンプリング周波数Ｆｓｐでアンダーサンプリングしてディジタル信号である第２ＩＦ信号を生成し、ＤＳＰ１０ａ内のディジタル直交復調処理部７０へ出力する。
説明の便宜上ＩＦ信号をｓｉｎ波とし、前記式（１）でｍ＝５とすると、アンダーサンプリングのサンプリング周波数ＦｓｐはＩＦ信号の周波数Ｆｉｆの４／５倍となるので、図３に示すように、アンダーサンプリングの標本化周期１／ＦｓｐはＩＦ信号の周期１／Ｆｉｆの５／４倍となる。すなわち、ＩＦ信号に対して９０°位相が遅れた点（図３中に●印で示した点）をサンプリングすることになり、●印で示した点の軌跡はＩＦ信号同様ｓｉｎ波であり、その周期はサンプリング周期１／Ｆｓｐの４倍となる。ｍ＝５以外のとき（例えば３、７、９、…）も同様である。つまり、式（１）が成立するサンプリング周波数ＦｓｐでＩＦ信号をアンダーサンプリングすることにより、Ａ／Ｄ変換部７６の出力側にはＦｓｐ／４の周波数に周波数変換された第２ＩＦ信号が生成される。図３において、↑印は４倍オーバーサンプリングのサンプル点を表す。
また、送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、ＦｓｐはＦｔｘｓｐの２倍以上に設定されていなければならない（詳しくは後述する。）。
【００２６】
（３）ディジタル直交復調処理部７０は、Ａ／Ｄ変換部７６から出力する第２ＩＦ信号に、図４（ａ）（ｂ）に示すような９０°の位相差をもったＩ側Ｌｏ信号とＱ側Ｌｏ信号を順次乗算して互いに直交する復調信号Ｉ₄、Ｑ₄を出力する。
Ｉ側Ｌｏ信号は、図４（ａ）に示すように、期間１／Ｆｓｐ（位相差９０°に相当）毎に「＋１」、「０」、「−１」、「０」の状態の信号となり、４状態で１周期（４／Ｆｓｐ）を構成する。Ｑ側Ｌｏ信号は、図４（ｂ）に示すようにＩ側Ｌｏ信号に対して９０°位相が遅れた（又は進んだ）「０」、「＋１」、「０」、「−１」の４状態で１周期を構成する。このため、ディジタル直交復調処理部７０では、第２ＩＦ信号の１サンプル毎に、Ｉ側Ｌｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号）を順次繰り返して乗算することにより直交復調処理され、第２ＩＦ信号と同様の周波数Ｆｓｐ／４のＬｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号はＩ側Ｌｏ信号に対して９０°位相が遅れた（又は進んだ）信号）との乗算結果としてベースバンド復調信号Ｉ₄、Ｑ₄が生成される。このベースバンド復調信号Ｉ₄、Ｑ₄は、図５に示すように、Ｉ側Ｌｏ信号、Ｑ側Ｌｏ信号とも期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信号が存在する。
【００２７】
（４）前記（３）に記述したようにディジタル直交復調処理部７０で直交復調処理されたベースバンド復調信号Ｉ₄、Ｑ₄には、期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信号が存在するので、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、前記（２）におけるＡ／Ｄ変換部７６のアンダーサンプリング周波数Ｆｓｐは送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上に設定されていなければならない。
説明の便宜上、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４において、送信シンボルレート１６ｋボー（３２ｋｂｐｓ）の送信デ−タに対して８倍オーバーサンプリングで変調信号を出力する場合について考えると、送信側のＤ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数は１２８ｋＨｚ（＝１６ｋ×８）となる。この場合、送信デ−タの周波数帯域は１６ｋＨｚであるが、Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数が１２８ｋＨｚであることから、サンプリング定理により６４ｋＨｚ（＝１２８ｋＨｚ／２）の帯域までの送信信号成分を出力していることになる。すなわち、Ｄ／Ａ変換部２４、２６から出力する信号は、図６（ａ）に示すように、周波数帯域１６ｋＨｚの送信デ−タ及び６４ｋＨｚ帯域内までの逆歪成分となる。図６（ａ）において、ＦＷ１はＤ／Ａ変換部２４、２６より出力される信号の周波数帯域を表す。
次に６４ｋＨｚ帯域の送信信号をフィードバック側Ａ／Ｄ変換部７６で送信側Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数と同様の周波数１２８ｋＨｚでサンプリングした場合を考えると、直交復調処理されたベースバンド復調信号Ｉ₄、Ｑ₄に「０」信号が存在するため、実際の復調デ−タは６４ｋＨｚ（＝Ｆｓｐ／２）間隔となる。これはベースバンド信号Ｉ、Ｑに対しては６４ｋＨｚでサンプリングしたことと同様となるので、図６（ｂ）に示すように、サンプリング後の信号成分（周波数帯域）は３２ｋＨｚ（＝６４ｋＨｚ／２）となり、直交復調処理されたベースバンド復調信号Ｉ₄、Ｑ₄からは３２ｋＨｚ〜６４ｋＨｚに含まれる歪成分（図中点線で示す）の検出が不可能になってします。図６（ｂ）において、ＦＷ２は、Ｆｓｐを１２８ｋＨｚとした場合にディジタル直交復調処理部７０で復調可能な信号帯域（０〜３２ｋＨｚ）を表す。
従って、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、Ａ／Ｄ変換部７６のアンダーサンプリングのサンプリング周波数Ｆｓｐは送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍（例えば２５６ｋＨｚ）以上に設定されていなければならない。
【００２８】
（５）ＬＰＦ７２、７４は、ディジタル直交復調処理部７０の直交復調処理で得られた復調信号Ｉ₄、Ｑ₄からＦｓｐ／２及びＦｓｐ／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すとともに、ＤＣオフセットの影響を軽減する。
すなわち、直交復調処理で得られた復調信号Ｉ₄、Ｑ₄は、図５及び図７（ａ）に示すように期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信号となるので、例えばディジタルＦＩＲフィルタで形成されたＬＰＦ７２、７４によって、Ｆｓｐ／２の周波数成分を除去（情報デ−タ信号帯域は通過）し、図７（ｂ）に示すようなエンベロープ成分が抽出される。ディジタルフィルタ処理は畳み込み演算となるため、図５及び図７（ａ）に示すように交互に「０」信号が存在する波形をフィルタリングすると、信号振幅が１／２となるため、ＬＰＦ７２、７４でフィルタ処理された信号を図示を省略した増幅器などを用いて振幅を２倍して歪補正係数算出部２０へ出力しなければならない。
【００２９】
（６）上記の通り、ＬＰＦ７２、７４でＦｓｐ／２の周波数成分を除去することにより、情報デ−タ成分を復調できるが、さらにＦｓｐ／４の周波数成分を除去することによりフィードバック側のＤＣオフセット成分（Ａ／Ｄ変換部７６の入力信号のバイアス電圧誤差）による特性劣化を防止することができる。以下、図８を用いて説明する。
周波数変換部５２から出力するＩＦ信号をＡ／Ｄ変換部７６の入力レンジに合わせるために、ＤＣバイアス回路（図示省略）から図１に示すａ点にバイアス電圧Ｖｂを加える必要があるが、このときに生じるバイアス電圧誤差（ＤＣオフセット成分）も歪補正特性を著しく劣化させる要因になる。
図８（ａ）に示すようにＤＣオフセット成分が無い場合には、Ａ／Ｄ入力信号（ＩＦ信号）の中心レベルＶｃがバイアス電圧Ｖｂと一致し、歪補正特性を劣化させる要因にはならない。ＶｈはＡ／Ｄ入力レンジの上位レベル、ＶｌはＡ／Ｄ入力レンジの下位レベルを表す。
Ａ／Ｄ入力信号（ＩＦ信号）の中心レベルＶｃがバイアス電圧Ｖｂと不一致になると、図８（ｂ）に示すようにＤＣオフセットが生じ、ａ点の電力スペクトラムは同図（ｃ）に示すようになり、ＩＦ信号成分の外にＤＣオフセット成分が現われる。
Ａ／Ｄ変換部７６は（ＩＦ信号＋ＤＣ）をサンプリング周波数Ｆｓｐでアンダーサンプリングするので、ｂ点の電力スペクトラムは図８（ｄ）に示すようになり、第２ＩＦ信号成分の外にＤＣオフセット成分が現われる。
ディジタル直交復調処理部７０は、第２ＩＦ信号を直交復調処理する際、Ｌｏ信号が第２ＩＦ信号の周波数（Ｆｓｐ／４）と等しくなるので、第２ＩＦ信号とＬｏ信号の乗算処理をして直交復調処理をすると、デ−タ成分はベースバンド信号に復調され、ＤＣオフセット成分はＦｓｐ／４の周波数成分に現われる。さらに、直交復調処理による「０」信号成分がＦｓｐ／２の周波数成分に現われる。このため、ｃ、ｄ点の電力スペクトラムは図８（ｅ）に示すようになる。
このため、ＬＰＦ７２、７４の通過特性を図８（ｆ）に示すように構成することによって、直交復調処理で発生した「０」信号成分とＤＣオフセット成分を除去したベースバンド復調信号Ｉ₅、Ｑ₅を得ることができる。
【００３０】
前記実施形態例では、歪補正係数算出部の係数テーブルには初期値としてＨＰ（実部）＝１、ＨＰ（虚部）＝０を設定し、電源投入の初期状態には歪補正部が入力ベースバンド変調信号Ｉ₁、Ｑ₁をそのまま補正後のベースバンド変調信号Ｉ₂、Ｑ₂として出力するようにしたが、本発明はこれに限るものでなく、予め歪補正したときの歪補正係数ＨＰを不揮発性の外部メモリに記憶しておき、電源投入時に外部メモリから歪補正係数ＨＰを読み出して内部メモリへ書き込み、歪補正係数算出部の係数テーブルに初期値として書き込むことによって、電源投入時においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するようにしたものにも利用することができる。
また、ディジタル移動通信では移動無線器に対して送信電力を制御するか否かを切り替える電力制御切替機能を具備しているものがある。すなわち、基地局と移動局間の通信距離が短い場合、移動無線器の送信電力を小さくするために電力増幅器の前段に設けた可変減衰器を調整して電力増幅器への入力電力を下げる方法があるが、可変減衰器を調整して電力増幅器への入力電力を下げた時（電源の制御時）と、可変減衰器を調整せずに電力増幅器への入力電力を変えない時（電源の非制御時）とで適切な歪補正係数の値が異なる。このため、送信電力の制御と非制御の切り替え時に一旦隣接チャネル漏洩電力が増大し、歪補正係数が更新されて隣接チャネル漏洩電力を十分に抑圧するのに適した歪補正係数になるまで数十秒の時間がかかる。このような問題を解決するために、外部メモリに送信電力の制御時と非制御時に対応した２種類の歪補正係数ＨＰを予め記憶ししておき、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数ＨＰのうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して係数テーブルに書き込むことによって、電力制御の切り替え直後においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するようにしたものにも利用することができる。
同様に、外部メモリに送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数ＨＰを予め記憶ししておき、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数ＨＰのうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して係数テーブルに書き込むことによって、送信周波数チャネルの切り替え直後においても隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧するようにしたものにも利用することができる。
【００３１】
例えば、図９に示すように、ＤＳＰ１０ｂ内に内部メモリ８２を設け、外部に外部メモリとしてのＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable ROM）８４を設け、このＥＥＰＲＯＭ８４に、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて、各段階の電力毎（ΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎ）に、各送信周波数チャネル（Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｍ）に対応した複数種類の歪補正係数（ＨＰ₁₁〜ＨＰ_1n、ＨＰ₂₁〜ＨＰ_2n、…、ＨＰ_m1〜ＨＰ_mn）を予め記憶しておく。そして、メモリ制御機能によって、電源投入時に発生させた制御信号に基づいてＥＥＰＲＯＭ８４から複数種類の歪補正係数の全て（又は所定数）を読み出して内部メモリ８２へ書き込むとともに、電力制御情報やチャネル切替制御情報等の制御情報に基づいて内部メモリ８２内の対応した歪補正係数を初期値として係数テーブル７８に書き込み、さらに、送信電力の制御と非制御の切り替え直後や、送信周波数チャネルの切り替え直後に内部メモリ８２内の複数種類の歪補正係数（ＨＰ₁₁〜ＨＰ_1n、ＨＰ₂₁〜ＨＰ_2n、…、ＨＰ_m1〜ＨＰ_mn）のうちの対応した１種類の歪補正係数を読み出して係数テーブル７８に書き込む。例えば、送信電力の制御時で送信周波数チャネルの周波数がＦ２のときには、内部メモリ８２内の対応した歪補正係数ＨＰ₂₁〜ＨＰ_2n（図９の内部メモリ８２内の左側に表示した歪補正係数）が読み出されて係数テーブル７８に書き込まれる。
【００３２】
図９に示した実施形態例では、送信電力の制御時が１種類の場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、送信電力の制御時が複数種類の場合についても利用することができる。この場合、送信電力の第１制御時（例えば可変減衰器による減衰率が１／１０の時）、第２制御時（例えば可変減衰器による減衰率が２／１０の時）、…のそれぞれについて、各段階の電力毎（ΔＰ１、ΔＰ２、ΔＰ３、…、ΔＰｎ）に、各送信周波数チャネル（Ｆ１、Ｆ２、…、Ｆｍ）に対応した複数種類の歪補正係数（ＨＰ₁₁〜ＨＰ_1n、ＨＰ₂₁〜ＨＰ_2n、…、ＨＰ_m1〜ＨＰ_mn）を予め外部メモリに記憶しておく。そして、メモリ制御機能によって対応した読み書き制御をする。
【００３３】
図９に示した実施形態例では、送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能の両機能を具備したものに利用できるようにするために、外部メモリに、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶した場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能のいずれか一方の機能を具備したものについても利用することができる。
または、送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能の両機能を具備しないものについても利用することができる。この場合、外部メモリに予め複数段階に区分された電力毎に設定された歪補正係数を記憶しておき、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補正の初期値とするようにしたものについても利用することができる。例えば、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリ８２へ書き込むとともに、この内部メモリから対応した歪補正係数を初期値として係数テーブル７８に書み込むようにした場合についても利用することができる。
【００３４】
【発明の効果】
本発明は、上記のように、フィードバックした送信信号を周波数ＦifのＩＦ信号に変換する周波数変換部と、ＩＦ信号を周波数Ｆspで標本化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数Ｆspを、送信信号を作成するＤ／Ａ変換部のサンプリング周波数Ｆtxspの２倍以上で、かつＩＦ信号の周波数Ｆifの４／ｍ（ｍは３以上の奇数）倍に設定した。このため、ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数Ｆspの１／４の周波数にダウンコンバートされた信号をＡ／Ｄ変換部で生成して出力することができ、ディジタル直交復調処理部、ローパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、ディジタル直交復調処理部及びローパスフィルタをＤＳＰで実現することができる。したがって、直交復調処理部の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補正特性の向上を図ることができるとともに、使用デバイスの軽減等により小型化・省電力化を図ることができる。
【００３５】
ローパスフィルタがディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構成した場合には、直交復調処理で現われる「０」信号成分を除去して「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止することができる。
【００３６】
ローパスフィルタがディジタル直交復調処理部の出力する復調信号のうちの周波数Ｆsp／２及びＦsp／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すように構成した場合には、直交復調処理で現われる「０」信号成分による歪補正特性劣化を防止するとともに、Ａ／Ｄ変換部のＤＣオフセットの影響を皆無に等しい程度に軽減することができる。
【００３７】
予め複数段階に区分された電力毎に設定された歪補正係数を記憶した外部メモリと、電源投入時に外部メモリに記憶された歪補正係数を読み出して内部メモリへ書き込み歪補正の初期値とするメモリ制御機能とを具備した場合には、電源投入の初期時においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【００３８】
送信電力を制御する機能を具備しているものにおいて、外部メモリに送信電力の制御時と非制御時に対応した２種類の歪補正係数を予め記憶し、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ２種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した一方の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時に内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするように構成した場合には、送信電力の制御と非制御の切り替え直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【００３９】
送信周波数チャネルの切り替えを制御するチャネル切替制御機能を具備したものにおいて、外部メモリに各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶し、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリへ書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、送信周波数チャネルの切り替え時に内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするように構成した場合には、送信周波数チャネルの切り替え直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【００４０】
送信電力を制御する機能とチャネル切替制御機能を具備したものにおいて、外部メモリに、送信電力の制御時と非制御時のそれぞれについて各送信周波数チャネルに対応した複数種類の歪補正係数を予め記憶し、メモリ制御機能によって、電源投入時に外部メモリから内部メモリに書き込んだ複数種類の歪補正係数のうちの初期状態に対応した１種類の歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするとともに、電力制御の切り替え時と送信周波数チャネルの切り替え時に内部メモリから対応した歪補正係数を読み出して歪補正の初期値とするように構成した場合には、送信電力の制御と非制御の切り替え直後においても、送信周波数チャネルの切り替え直後においても、隣接チャネル漏洩電力を充分に抑圧することができ、妨害波が出るのを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル無線装置の歪補正回路の一実施形態例を示すブロック図である。
【図２】図１の歪補正係数算出部２０の具体例を示すブロック図である。
【図３】図１のＡ／Ｄ変換部７６におけるアンダーサンプリングの説明図である。
【図４】図１のディジタル直交復調処理部７０の直交復調処理に用いられるＬｏ信号（ディジタルローカル信号）を示す図で、（ａ）はＩ側Ｌｏ信号の波形図、（ｂ）はＱ側Ｌｏ信号の波形図である。
【図５】図１のディジタル直交復調処理部７０で直交復調処理された復調信号の波形図である。
【図６】図１のＡ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数ＦｓｐがＤ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数Ｆｔｘｓｐの２倍以上の周波数でなければならないことを説明する図で、（ａ）は送信デ−タの信号帯域を示す電力スペクトラム、（ｂ）は復調デ−タの信号帯域を示す電力スペクトラムである。
【図７】図１のＬＰＦ７２、７４の作用を説明する図で、（ａ）は入力波形（Ｉ₄、Ｑ₄）、（ｂ）はＬＰＦ直後の出力波形、（ｃ）は図示を省略した回路でＬＰＦ直後の信号振幅を２倍にした出力波形（Ｉ₅、Ｑ₅）を示す図である。
【図８】図１のＡ／Ｄ変換部７６の入力側のａ点にバイアス電圧を加えることによって生じたＤＣオフセット成分をＬＰＦ７２、７４で除去する作用を説明する図で、（ａ）はＤＣオフセット無のときのＡ／Ｄ入力信号波形、（ｂ）ＤＣオフセット有のときのＡ／Ｄ入力信号波形、（ｃ）はＤＣオフセット有のときのａ点の電力スペクトラム、（ｄ）はＤＣオフセット有のときのｂ点の電力スペクトラム、（ｅ）はＤＣオフセット有のときのｃ、ｄ点の電力スペクトラム、（ｆ）はＬＰＦ７２、７４のＬＰＦ通過特性を示す図である。
【図９】本発明の他の実施形態例の要部を示すブロック図である。
【図１０】従来例を示すブロック図である。
【図１１】図１０のアナログ直交復調部４０の具体例を示すブロック図である。
【図１２】他の従来例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０、１０ａ、１０ｂ…ＤＳＰ、１２、１２ａ、１２ｂ…送信側ＲＦ部、１４…π／４-ＱＰＳＫマッピング部（ディジタル直交変調処理部の一例）、１６…ルートナイキストフィルタ（ルートナイキスト処理部の一例）、１８…電力計算部、２０…歪補正係数算出部、２２…歪補正部、２４、２６…Ｄ／Ａ変換部、２８…アナログ直交変調部、３０、５２…周波数変換部、３４、５３…局部発振器、３６…ＰＡ（電力増幅器）、３８…方向性結合器、５０…アンテナ、７０…ディジタル直交復調処理部、７２、７４…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、７６…Ａ／Ｄ変換部、７７…誤差検出部、７８…係数テーブル、８０…係数演算部、８２…内部メモリ、８４…ＥＥＰＲＯＭ（外部メモリの一例）、Ｆｓｐ…Ａ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数（アンダーサンプリング周波数）、Ｆｔｘｓｐ…Ｄ／Ａ変換部２４、２６のサンプリング周波数。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
In the present invention, digital quadrature modulation processing and root Nyquist processing are performed on transmission data to create a baseband modulated signal, and this baseband modulated signal is converted by a D / A (digital / analog) converter (sampling frequency Ftxsp). Converted to analog signal and amplified by power amplifier to create transmission signal, part of this transmission signal is fed back and demodulated, distortion component generated by power amplifier is detected from demodulated signal, distortion component from this detection signal The present invention relates to a distortion correction circuit of a digital radio apparatus that calculates a distortion correction coefficient for canceling out the signal and multiplies the baseband modulation signal by the distortion correction coefficient to suppress adjacent channel leakage power of a transmission signal.
[0002]
[Prior art]
In recent years, in the digital mobile radio communication field, in order to increase the channel capacity by reducing the frequency interval between adjacent channels, the transmission signal has been narrowed. In order to realize such improved frequency utilization efficiency, a modulation method with a small modulation spectrum bandwidth is desired, and linear modulation methods such as PSK (Phase Shift Keying) method and QAM (Quadr-ature Amplitude Modulation) method are adopted. It has come to be. When this linear modulation method is applied to wireless communication, linearity of the amplitude characteristic and phase characteristic of the power amplifier of the transmitter is required, and it is important to suppress adjacent channel leakage power.
On the other hand, when using the power amplifier, it is important to operate at an operating point as high as possible (region close to the saturation point) in terms of power efficiency, and an increase in adjacent channel leakage power due to nonlinear distortion can be considered. In addition, when power efficiency is improved using a power amplifier with poor linearity (for example, when power efficiency is improved with a small wireless device), the adjacent channel leakage power due to nonlinear distortion increases more and more. End up. Therefore, a technique for correcting the distortion generated by the nonlinear characteristic of the power amplifier becomes essential. That is, a technique for correcting the distortion of the transmission signal caused by the distortion of the input power amplitude vs. output power amplitude characteristic and the input power amplitude vs. phase rotation amount (or group delay amount) characteristic of the power amplifier becomes indispensable.
As this distortion correction technique, many distortion correction methods such as Cartesian and feedforward have been proposed as analog methods, but these analog methods have a large circuit scale and cannot be reduced in size and power consumption. There is a problem that the phase adjustment for stabilizing the circuit is difficult because the feedback gain has to be very large.
[0003]
Recently, with the advancement of digital signal processors (hereinafter simply referred to as DSPs), distortion correction methods using digital signal processing techniques have become possible, and various nonlinear distortion correction methods using digital signal processing have been proposed. In particular, a part of the transmission signal is fed back, demodulated and taken into the DSP, the distortion amount of the power amplifier is detected from the demodulated signal, and the LMS (Least Mean Square) algorithm, which is a digital adaptive filter technique, is used. Research and development to correct distortion is active.
A conventional circuit based on such a distortion correction method using the LMS algorithm is configured as shown in FIG. 10, FIG. 11 or FIG.
[0004]
The conventional circuit shown in FIG. 10 includes a DSP 10 and a transmission side RF (Radio Frequency) unit 12, and a π / 4 shift QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) mapping unit (hereinafter simply referred to as a π / 4-QPSK mapping unit). 14), a root Nyquist filter 16, a power calculation unit 18, a distortion correction coefficient calculation unit 20, and a distortion correction unit 22, and D / A conversion units 24 and 26, an analog quadrature modulation unit 28 in the transmission side RF unit 12, Frequency converters 30 and 32, local oscillator 34, power amplifier (hereinafter referred to as PA) 36, directional coupler 38, analog quadrature demodulator 40, LPF (low pass filter) 42 and 44, and A / D (analog / digital) Conversion units 46 and 48 are provided.
When the transmission data is taken into the DSP 10, the baseband modulation signal I is obtained by the π / 4-QPSK mapping unit 14 and the root Nyquist filter 16. ₁ , Q ₁ Is generated, corrected for distortion by the complex product sum calculation process by the distortion correction unit 22, and output to the transmission-side RF unit 12.
In the transmission-side RF unit 12, the baseband modulation signal I subjected to distortion correction by the distortion correction unit 22. ₂ , Q ₂ Is converted into an analog signal by the D / A converters 24 and 26, quadrature modulated by the analog quadrature modulator 28, up-converted to a radio frequency by the frequency converter 30, and amplified to a predetermined power by the PA 36 to be a transmission signal. The signal is output from the antenna 50 after passing through the directional coupler 38. Part of the transmission signal output from the PA 36 is extracted by the directional coupler 38, demodulated by the frequency converter 32, the analog quadrature demodulator 40, the LPFs 42 and 44, and the A / D converters 46 and 48, and fed back to the DSP 10 Is done.
In the DSP 10, the baseband modulation signal I is first determined by the distortion correction coefficient calculation unit 20 according to the power value P obtained by the power calculation unit 18. ₁ , Q ₁ As a reference signal, the demodulated signal I fed back from the transmission-side RF unit 12 _Three , Q _Three An error component (i.e., distortion component) is detected, and then a correction coefficient for canceling this error component is calculated. This correction coefficient is determined by the distortion correction unit 22 in accordance with the power value P and the baseband modulation signal I. ₁ , Q ₁ And the adjacent channel leakage power of the transmission signal is suppressed.
[0005]
In addition, the conventional circuit shown in FIG. 12 is provided with a frequency converter 52, a local oscillator 53, an A / D converter 54, a digital orthogonal demodulation processor 56, and a low-pass filter processor 58 in the transmission-side RF unit 12a. The transmission signal extracted by the combiner 38 is down-converted to an IF signal (intermediate frequency signal) by the frequency conversion unit 52, converted to a digital signal by the A / D conversion unit 54, the digital orthogonal demodulation processing unit 56 and the low-pass filter. Demodulated by the processing unit 58 and fed back to the DSP 10.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional circuit shown in FIG. 10 has a problem that the distortion correction characteristic is significantly deteriorated by the analog quadrature demodulation unit 40, the LPFs 42 and 44, and the A / D conversion units 46 and 48 constituting the feedback system.
That is, as shown in FIG. 11, the analog quadrature demodulator 40 is composed of components having poor linearity, such as a 90 ° phase shifter 62 and multipliers 64 and 66, so that I / Q quadrature error and I / Q A gain error occurs, and the distortion correction characteristic is deteriorated. For example, the 90 ° phase shifter 62 that shifts the phase of the reference signal output from the reference signal oscillator 68 by 90 ° usually has an error of about ± 2 °, an I / Q quadrature error occurs, and the demodulated I / Q signal An amplitude error occurred.
In addition, amplitude errors have occurred in the I / Q signals output from the LPFs 42 and 44 due to variations in demodulated I / Q signals and differences in pass characteristics of the LPFs 42 and 44.
In addition, a DC bias circuit is required to adjust the I / Q signal after quadrature demodulation to the input range of the A / D converters 46 and 48, but a DC offset occurs due to a bias voltage error generated here.
[0007]
On the other hand, the conventional circuit shown in FIG. 12 includes a digital quadrature demodulation processing unit 56 that performs digital signal processing and a low-pass filter processing unit 58 that performs low-pass filter processing after quadrature demodulation processing. The 56 I / Q orthogonal error and I / Q gain error are completely eliminated, and the carrier leak component due to the DC offset can be removed by the low-pass filter processing unit 58, so that the characteristics can be improved. However, there are the following problems. there were.
That is, in general, when A / D converting an IF signal, the sampling frequency of the A / D converter 54 is at least a frequency (for example, several MHz) several times the frequency Fif (for example, 400 KHz to 500 KHz) of the IF signal from the Nyquist theorem. Therefore, it is difficult to configure the digital orthogonal demodulation processing unit 56 and the low-pass filter processing unit 58 in the DSP 10, and it is necessary to configure the gate logic circuit such as FPGA (Field Programmable Gate Array) or PLD (Programmable Logic Device). However, there is a problem that it is not practical in terms of circuit scale, power consumption and cost.
[0008]
More specifically, the DSP 10 currently used performs orthogonal demodulation processing and low-pass filter processing on data sampled at several MHz to generate a demodulated signal, and performs distortion correction processing and transmission signal output processing for one frame. Difficult to do in time (several + milliseconds). For this reason, the digital quadrature demodulation processing unit 56 and the low-pass filter processing unit 58 must be configured by a gate logic circuit such as FPGA or PLD. However, if a digital filter such as the low-pass filter processing unit 58 is configured with a gate logic circuit, several + tens of tens of thousands of gate class FPGAs are required, and the circuit scale and power consumption become too large, which is not practical in terms of cost. There was a problem.
[0009]
The present invention has been made in view of the above-described problems, and it is possible to improve distortion correction characteristics by eliminating the quadrature error and gain error of the quadrature demodulation process, and to achieve downsizing and power saving. An object of the present invention is to provide a distortion correction circuit for a digital radio apparatus that can be used.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The present invention relates to transmission data. In response to the digital quadrature modulation processor Digital quadrature modulation processing And root Nyquist filter Root Nyquist processing is performed to create a baseband modulated signal, this baseband modulated signal is converted to an analog signal by a D / A converter (sampling frequency Ftxsp), and amplified by a power amplifier to create a transmission signal. A part of the signal is demodulated by feedback, and a distortion correction coefficient for canceling the distortion component is detected by detecting the distortion component generated by the power amplifier from the demodulated signal. By the distortion correction coefficient calculator Calculate this distortion correction coefficient By distortion correction unit In a distortion correction circuit of a digital radio apparatus that multiplies the baseband modulation signal to suppress adjacent channel leakage power of the transmission signal, the feedback transmission signal is converted into an IF signal (intermediate frequency signal) of frequency Fif The IF signal is sampled at a frequency Fsp (Fsp is a frequency that satisfies a condition that is equal to Fif × 4 / m or more than twice Ftxsp, and m is an odd number that is 3 or more) and is digitally sampled. An A / D converter for converting the signal, a digital orthogonal demodulation processing unit for performing a digital orthogonal demodulation process on the output signal of the A / D conversion unit and outputting orthogonal demodulated signals, and a digital orthogonal demodulation processing unit A low-pass filter that extracts an envelope component from the demodulated signal to be output and uses it as a demodulated signal for distortion component detection. The digital quadrature modulation processing unit, the root Nyquist filter, the distortion correction coefficient calculation unit, the distortion correction unit, the digital quadrature demodulation processing unit, and the low-pass filter are configured by a digital signal processor (DSP). It is characterized by that.
[0011]
The feedback transmission signal is converted into an IF signal having a frequency Fif by the frequency converter, and converted to a digital signal by the A / D converter. The sampling frequency Fsp of the A / D conversion unit is at least twice the sampling frequency Ftxsp of the D / A conversion unit that creates the transmission signal, and 4 / m (m is an odd number of 3 or more) of the frequency Fif of the IF signal. It is set to double. That is, by sampling the IF signal at the sampling frequency Fsp that satisfies the condition of Fsp = Fif × 4 / m and the condition of Fsp ≧ 2Ftxsp (that is, undersampling), the information data component of the IF signal is retained. The A / D converter can generate and output a signal down-converted to a quarter of the sampling frequency Fsp. For example, if Fif is 400 KHz to 500 KHz, Fsp is lower than the Nyquist frequency (maximum of about 533 KHz to about 666 KHz with m = 3), and the frequency of the signal generated and output by the A / D converter is 100 KHz to 125 KHz. It becomes. For this reason, the processing speed of the digital quadrature demodulation processing unit and the low-pass filter can be kept low, and can be handled by DSP digital signal processing. Therefore, it is possible to improve the distortion correction characteristics by eliminating the orthogonal error and gain error of the orthogonal demodulation processing unit, and to reduce the size and power consumption by reducing the number of devices used.
[0012]
In order to prevent distortion correction characteristic deterioration due to the “0” signal component appearing in the quadrature demodulation process, the low-pass filter removes the frequency component of the frequency Fsp / 2 from the demodulated signal output from the digital quadrature demodulation processing unit, and the envelope component Configure to take out.
[0013]
In order to prevent distortion correction characteristic deterioration due to the “0” signal component appearing in the quadrature demodulation process, and to reduce the influence of the DC offset of the A / D conversion unit to a level equal to nothing, a low-pass filter is added to the digital quadrature demodulation process unit. The frequency component of the frequency Fsp / 2 and the frequency Fsp / 4 is removed from the demodulated signal output from the above, and the envelope component is extracted.
[0014]
In order to be able to sufficiently suppress adjacent channel leakage power even at the initial time of power-on, an external memory that stores distortion correction coefficients set for each of multiple levels of power in advance and is stored in the external memory at the time of power-on. And a memory control function for reading out the obtained distortion correction coefficient and writing it into the internal memory as an initial value for distortion correction.
[0015]
In the case of a device having a function to control transmission power, the external memory has a transmission power in order to sufficiently suppress adjacent channel leakage power even when switching between control and non-control of transmission power control. Two types of distortion correction coefficients corresponding to the time of control and non-control are stored in advance, and the memory control function is in the initial state of the two types of distortion correction coefficients written from the external memory to the internal memory when the power is turned on. One of the corresponding distortion correction coefficients is read out as an initial value of distortion correction, and the corresponding distortion correction coefficient is read out from the internal memory at the time of switching power control and used as an initial value of distortion correction immediately after switching.
[0016]
In the case of having a channel switching control function for controlling transmission frequency channel switching, the external memory has each transmission frequency in order to sufficiently suppress the adjacent channel leakage power even when switching the transmission frequency channel. Multiple types of distortion correction coefficients corresponding to the channel are stored in advance, and the memory control function is one type corresponding to the initial state of the multiple types of distortion correction coefficients written from the external memory to the internal memory when the power is turned on. The distortion correction coefficient is read out as an initial value of distortion correction, and the corresponding distortion correction coefficient is read out from the internal memory when the transmission frequency channel is switched, and is set as the initial value of distortion correction immediately after the switching.
[0017]
Adopting a function for controlling transmission power and a channel switching control function, it is possible to sufficiently suppress adjacent channel leakage power even when switching between transmission power control and non-control, as well as when switching transmission frequency channels. Therefore, the external memory stores in advance a plurality of types of distortion correction coefficients corresponding to each transmission frequency channel when the transmission power is controlled and when it is not controlled. One type of distortion correction coefficient corresponding to the initial state among a plurality of types of distortion correction coefficients written from the external memory to the internal memory is read and used as an initial value for distortion correction. At the time of switching, the corresponding distortion correction coefficient is read from the internal memory and used as the initial value of distortion correction immediately after the switching.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 shows an embodiment of a distortion correction circuit for a digital radio apparatus according to the present invention. The same parts as those in FIGS. 10 and 12 are designated by the same reference numerals and the description thereof is omitted or simplified.
In FIG. 1, 10a is a DSP, and 12b is a transmission side RF unit.
The DSP 10a includes a π / 4-QPSK mapping unit 14, a root Nyquist filter 16, a power calculation unit 18, a distortion correction coefficient calculation unit 20, and a distortion correction unit 22 as well as the DSP 10 of FIG. An orthogonal demodulation processing unit 70 and LPFs (low pass filters) 72 and 74 are provided.
Similarly to the transmission side RF unit 12a of FIG. 12, the transmission side RF unit 12b includes D / A conversion units 24 and 26, an analog quadrature modulation unit 28, frequency conversion units 30 and 52, local oscillators 34 and 60, a PA 36, and A directional coupler 38 is provided, and an A / D converter 76 is provided.
[0019]
The A / D converter 76 outputs a second IF signal obtained by sampling the IF signal whose frequency is down-converted by the frequency converter 52 at the sampling frequency Fsp. This Fsp satisfies the following equation (1) and is set to an integral multiple of at least twice the sampling frequency Ftxsp of the D / A converters 24 and 26.
Fsp = Fif × 4 / m (1)
In Expression (1), m represents an odd number (3, 5, 7,...) Of 3 or more, and the IF signal is sampled (hereinafter simply referred to as undersampling) at a sampling frequency of Nyquist frequency (2Fif or more). It represents that.
The Fsp is set to be twice or more than Ftxsp in order to faithfully detect the transmission signal (including distortion component) output from the transmission side RF unit 12b. This is because it is necessary to set the sampling frequency Fsp to at least twice the sampling frequency Ftxsp on the transmission side.
[0020]
The digital quadrature demodulation processing unit 70 has an I-side and Q-side digital local signal (hereinafter simply referred to as a Lo signal) having a 90 ° phase difference in the second IF signal output from the A / D conversion unit 76. Are sequentially multiplied and demodulated signals I orthogonal to each other. _Four , Q _Four Is output.
The LPFs 72 and 74 receive the demodulated signal I obtained by the quadrature demodulation processing of the digital quadrature demodulation processing unit 70. _Four , Q _Four The frequency components of Fsp / 2 and Fsp / 4 are removed from the envelope to extract the envelope component, and the influence of the DC offset is reduced. That is, the demodulated signal I in which “0” amplitude components are alternately mixed in a cycle of 2 / Fsp. _Four , Q _Four By removing the frequency component of Fsp / 2 from the signal, only the envelope component (information data signal component) is extracted, and by removing the frequency component of Fsp / 4 generated by the orthogonal demodulation processing of the DC offset component, the DC offset is reduced. Reduce the impact.
[0021]
As shown in FIG. 2, the distortion correction coefficient calculation unit 20 includes an error detection unit 77 that detects the amount of distortion generated in the PA 36, and an initial value and an update of the correction coefficient HP for each power used when performing distortion correction. A coefficient table 78 that stores values and a coefficient calculation unit 80 that calculates and outputs a correction coefficient HP for each power used when performing distortion correction and updates the correction coefficient HP of the coefficient table 78. Yes.
[0022]
The error detection unit 77 includes a baseband modulation signal I output from the root Nyquist filter 16. ₁ , Q ₁ As a reference signal, the baseband demodulated signal obtained by doubling the envelope component extracted by the LPFs 72 and 74 (the circuit display for doubling is omitted and why it is doubled will be explained in the section of the action described later). I _Five , Q _Five And the difference between I and Q is output as an error component (distortion component) ε.
The coefficient table 78 includes a baseband modulation signal I ₁ , Q ₁ For each power of ΔP1, ΔP2, ΔP3,..., ΔPn divided into n (n represents an integer of 2 or more) from the smallest to the largest, the distortion correction coefficients HP1, HP2, HP3,..., HPn are stored in an updatable manner. For example, baseband modulation signal I ₁ , Q ₁ The power fluctuation range of π / 4-QPSK mapping unit 14 has a power fluctuation of -11 dB to +3 dB with respect to the average power of the modulation waveform when the roll-off rate is 0.5 in the π / 4-QPSK modulation of π / 4-QPSK mapping unit 14. I know. The distortion correction coefficient HP is composed of a real part (real part) and an imaginary part (imaginary part). The initial values are set to, for example, HP (real part) = 1, HP (imaginary part) = 0, and updated. Go.
The coefficient calculation unit 80 detects the error component ε detected by the error detection unit 77 and the power value P (baseband modulation signal I calculated by the power calculation unit 18). ₁ , Q ₁ The distortion correction coefficient HP (old) read out from the coefficient table 78 in accordance with the power value) is substituted into the following equation (2) to calculate a new distortion correction coefficient HP (new). The distortion correction coefficient HP (new) is output to the distortion correction unit 22 and is output to the coefficient table 78 as an updated value.
HP (new) = HP (old) {1 + μ × ε × Z (j)} (2)
In equation (2), μ represents a step size that is a parameter for controlling the magnitude of the correction amount, and Z (j) represents a complex conjugate of the feedback sample. Here, the feedback sample represents orthogonally demodulated data. Since π / 4-QPSK modulation is 2-bit data (I data, Q data), the demodulated data is I data and Q data, and I (data) + jQ (data) in the complex number representation. Therefore, Z (j) representing the complex conjugate of the feedback sample is I (data) -jQ (data).
[0023]
The distortion correction unit 22 generates a baseband modulation signal I output from the root Nyquist filter 16 as shown in the following equations (3) and (4). ₁ , Q ₁ Is multiplied by a distortion correction coefficient HP (for example, HP3) output from the coefficient calculation unit 80 in accordance with the power value P (for example, belonging to the stage of ΔP3) obtained by the power calculation unit 18, and the distortion corrected base Band modulation signal I ₂ , Q ₂ Is output.
I ₂ (T) = I ₁ (T) x HP (real part)-Q ₁ (T) × HP (imaginary part) (3)
Q ₂ (T) = Q ₁ (T) × HP (real part) -I ₁ (T) × HP (imaginary part) (4)
[0024]
Next, the operation of FIGS. 1 and 2 will be described with reference to FIGS.
(1) When the transmission data is taken into the DSP 10a, the baseband modulation signal I is obtained by the π / 4-QPSK mapping unit 14 and the root Nyquist filter 16. ₁ , Q ₁ Is generated and distortion corrected by the complex product sum calculation process by the distortion correction unit 22. ₂ , Q ₂ Is output to the transmission-side RF unit 12b.
In the transmission-side RF unit 12b, the baseband modulation signal I subjected to distortion correction by the distortion correction unit 22 is used. ₂ , Q ₂ Is converted into an analog signal by the D / A converters 24 and 26, quadrature modulated by the analog quadrature modulator 28, up-converted to a radio frequency by the frequency converter 30, and amplified to a predetermined power by the PA 36 to be a transmission signal. After passing through the directional coupler 38, the signal is output from the antenna 50 to the base station or the like.
[0025]
(2) A part of the transmission signal output from the PA 36 is taken out by the directional coupler 38, down-converted to an IF signal of the frequency Fif by the frequency converter 52, and input to the A / D converter 76.
The A / D conversion unit 76 undersamples the IF signal at the sampling frequency Fsp to generate a second IF signal that is a digital signal, and outputs the second IF signal to the digital quadrature demodulation processing unit 70 in the DSP 10a.
For convenience of explanation, if the IF signal is a sine wave and m = 5 in the above equation (1), the sampling frequency Fsp of undersampling is 4/5 times the frequency Fif of the IF signal, so as shown in FIG. The sampling period 1 / Fsp of undersampling is 5/4 times the period 1 / Fif of the IF signal. That is, a point (phase indicated by ● in FIG. 3) whose phase is delayed by 90 ° with respect to the IF signal is sampled, and the locus of the point indicated by ● is a sine wave like the IF signal. The period is four times the sampling period 1 / Fsp. The same applies when m = 5 (for example, 3, 7, 9,...). That is, by undersampling the IF signal at the sampling frequency Fsp that satisfies Equation (1), the second IF signal frequency-converted to the frequency of Fsp / 4 is generated on the output side of the A / D converter 76. . In FIG. 3, ↑ represents a sample point of 4 times oversampling.
Further, in order to faithfully detect a transmission signal (including a distortion component), Fsp must be set to be twice or more than Ftxsp (details will be described later).
[0026]
(3) The digital orthogonal demodulation processing unit 70 adds an I-side Lo signal having a 90 ° phase difference to the second IF signal output from the A / D conversion unit 76 as shown in FIGS. Demodulated signals I orthogonal to each other by sequentially multiplying the Q-side Lo signal _Four , Q _Four Is output.
As shown in FIG. 4A, the I-side Lo signal is a signal in the state of “+1”, “0”, “−1”, “0” every period 1 / Fsp (corresponding to a phase difference of 90 °). Thus, one cycle (4 / Fsp) is formed in four states. As shown in FIG. 4B, the Q-side Lo signal is “0”, “+1”, “0”, “−1” whose phase is delayed (or advanced) by 90 ° with respect to the I-side Lo signal. One cycle consists of four states. For this reason, the digital quadrature demodulation processing unit 70 performs quadrature demodulation processing by sequentially multiplying the I-side Lo signal (Q-side Lo signal) for each sample of the second IF signal, and has the same frequency as that of the second IF signal. The baseband demodulated signal I as the multiplication result of the Fsp / 4 Lo signal (the Q-side Lo signal is a signal delayed (or advanced) by 90 ° in phase with respect to the I-side Lo signal). _Four , Q _Four Is generated. This baseband demodulated signal I _Four , Q _Four As shown in FIG. 5, there is a “0” signal every period 2 / Fsp for both the I-side Lo signal and the Q-side Lo signal.
[0027]
(4) As described in (3) above, the baseband demodulated signal I subjected to quadrature demodulation processing by the digital quadrature demodulation processing unit 70 _Four , Q _Four Since there is a “0” signal every period 2 / Fsp, in order to faithfully detect the transmission signal (including distortion components) output from the transmission-side RF unit 12b, the A / The undersampling frequency Fsp of the D conversion unit 76 must be set to at least twice the sampling frequency Ftxsp on the transmission side.
For convenience of explanation, in the case where the π / 4-QPSK mapping unit 14 outputs a modulation signal by 8 times oversampling with respect to transmission data having a transmission symbol rate of 16 kbaud (32 kbps), D / The sampling frequency of the A conversion units 24 and 26 is 128 kHz (= 16 k × 8). In this case, the frequency band of the transmission data is 16 kHz, but since the sampling frequency of the D / A converters 24 and 26 is 128 kHz, the transmission signal up to a band of 64 kHz (= 128 kHz / 2) according to the sampling theorem. The component is output. That is, as shown in FIG. 6A, the signals output from the D / A converters 24 and 26 are transmission data in the frequency band 16 kHz and reverse distortion components up to the 64 kHz band. In FIG. 6A, FW1 represents the frequency band of signals output from the D / A converters 24 and 26.
Next, considering the case where the transmission signal in the 64 kHz band is sampled by the feedback side A / D conversion unit 76 at a frequency of 128 kHz similar to the sampling frequency of the transmission side D / A conversion units 24 and 26, the baseband subjected to orthogonal demodulation processing Demodulated signal I _Four , Q _Four Therefore, the actual demodulated data is at an interval of 64 kHz (= Fsp / 2). Since this is the same as sampling at 64 kHz for the baseband signals I and Q, the signal component (frequency band) after sampling is 32 kHz (= 64 kHz / 2) as shown in FIG. And the quadrature demodulated baseband demodulated signal I _Four , Q _Four From, it is impossible to detect the distortion component (shown by the dotted line in the figure) included in 32 kHz to 64 kHz. In FIG. 6B, FW2 represents a signal band (0 to 32 kHz) that can be demodulated by the digital orthogonal demodulation processing unit 70 when Fsp is 128 kHz.
Therefore, in order to faithfully detect the transmission signal (including distortion components) output from the transmission-side RF unit 12b, the undersampling sampling frequency Fsp of the A / D conversion unit 76 is twice the sampling frequency Ftxsp on the transmission side. (For example, 256 kHz) or more must be set.
[0028]
(5) The LPFs 72 and 74 receive the demodulated signal I obtained by the quadrature demodulation processing of the digital quadrature demodulation processing unit 70. _Four , Q _Four The frequency components of Fsp / 2 and Fsp / 4 are removed from the envelope to extract the envelope component, and the influence of the DC offset is reduced.
That is, the demodulated signal I obtained by the orthogonal demodulation process _Four , Q _Four As shown in FIGS. 5 and 7 (a), the signal becomes “0” every period 2 / Fsp. Therefore, the frequency components of Fsp / 2 are removed by LPFs 72 and 74 formed by, for example, digital FIR filters ( The information data signal band passes through), and an envelope component as shown in FIG. 7B is extracted. Since the digital filter processing is a convolution operation, if the waveform where the “0” signal exists alternately is filtered as shown in FIG. 5 and FIG. The filtered signal must be output to the distortion correction coefficient calculation unit 20 by doubling the amplitude using an amplifier (not shown).
[0029]
(6) As described above, the information data component can be demodulated by removing the frequency component of Fsp / 2 by the LPFs 72 and 74, but the DC offset on the feedback side can be further eliminated by removing the frequency component of Fsp / 4. Characteristic deterioration due to components (bias voltage error of the input signal of the A / D converter 76) can be prevented. Hereinafter, a description will be given with reference to FIG.
In order to adjust the IF signal output from the frequency conversion unit 52 to the input range of the A / D conversion unit 76, it is necessary to apply a bias voltage Vb from the DC bias circuit (not shown) to the point a shown in FIG. A bias voltage error (DC offset component) sometimes occurring also causes a significant deterioration in distortion correction characteristics.
As shown in FIG. 8A, when there is no DC offset component, the center level Vc of the A / D input signal (IF signal) coincides with the bias voltage Vb, which does not cause deterioration in distortion correction characteristics. Vh represents the upper level of the A / D input range, and Vl represents the lower level of the A / D input range.
When the center level Vc of the A / D input signal (IF signal) does not coincide with the bias voltage Vb, a DC offset occurs as shown in FIG. 8B, and the power spectrum at point a is as shown in FIG. Thus, a DC offset component appears outside the IF signal component.
Since the A / D converter 76 undersamples (IF signal + DC) at the sampling frequency Fsp, the power spectrum at point b is as shown in FIG. 8D, and a DC offset component is present in addition to the second IF signal component. Appear.
When the quadrature demodulation processing unit 70 performs quadrature demodulation processing on the second IF signal, the Lo signal becomes equal to the frequency (Fsp / 4) of the second IF signal, so the quadrature demodulation is performed by multiplying the second IF signal and the Lo signal. When processed, the data component is demodulated into a baseband signal, and the DC offset component appears in the frequency component of Fsp / 4. Further, the “0” signal component by the orthogonal demodulation process appears in the frequency component of Fsp / 2. Therefore, the power spectrum at points c and d is as shown in FIG.
Therefore, by configuring the pass characteristics of the LPFs 72 and 74 as shown in FIG. 8F, the baseband demodulated signal I from which the “0” signal component and the DC offset component generated in the orthogonal demodulation process are removed. _Five , Q _Five Can be obtained.
[0030]
In the embodiment, HP (real part) = 1 and HP (imaginary part) = 0 are set as initial values in the coefficient table of the distortion correction coefficient calculation unit, and the distortion correction unit is input in the initial state of power-on. Baseband modulation signal I ₁ , Q ₁ Is directly corrected baseband modulation signal I ₂ , Q ₂ However, the present invention is not limited to this, and the distortion correction coefficient HP when distortion correction is performed in advance is stored in a nonvolatile external memory, and the distortion correction coefficient HP is stored from the external memory when the power is turned on. Can be used for those in which the adjacent channel leakage power is sufficiently suppressed even when the power is turned on by writing to the internal memory and writing it as an initial value in the coefficient table of the distortion correction coefficient calculation unit.
Some digital mobile communications have a power control switching function for switching whether to control transmission power for a mobile radio. That is, when the communication distance between the base station and the mobile station is short, there is a method of reducing the input power to the power amplifier by adjusting the variable attenuator provided in the previous stage of the power amplifier in order to reduce the transmission power of the mobile radio device. Yes, when the variable attenuator is adjusted to reduce the input power to the power amplifier (when controlling the power supply), and when the variable attenuator is not adjusted and the input power to the power amplifier is not changed (when the power The value of an appropriate distortion correction coefficient differs depending on the control. For this reason, at the time of switching between transmission power control and non-control, the adjacent channel leakage power once increases, and the distortion correction coefficient is updated to become a distortion correction coefficient suitable for sufficiently suppressing the adjacent channel leakage power. Takes seconds. In order to solve such a problem, two types of distortion correction coefficients HP corresponding to transmission power control time and non-control time are stored in advance in the external memory, and the memory control function allows the external memory to store the distortion correction coefficient HP. By reading one type of distortion correction coefficient corresponding to the initial state of the two types of distortion correction coefficient HP written in the internal memory and writing it in the coefficient table, the adjacent channel leakage power can be sufficiently obtained even immediately after the power control is switched. It can also be used for things that are suppressed.
Similarly, a plurality of types of distortion correction coefficients HP corresponding to the transmission frequency channel are stored in advance in the external memory, and a plurality of types of distortion correction coefficients HP written from the external memory to the internal memory when the power is turned on by the memory control function. Of these, the distortion correction coefficient corresponding to the initial state is read out and written in the coefficient table, so that it can also be used for those that sufficiently suppress the adjacent channel leakage power even immediately after switching the transmission frequency channel. Can do.
[0031]
For example, as shown in FIG. 9, an internal memory 82 is provided in the DSP 10b, and an EEPROM (Electrically Erasable Programmable ROM) 84 is provided as an external memory, and the EEPROM 84 is controlled when transmission power is controlled and when it is not controlled. , For each power level (ΔP1, ΔP2, ΔP3,..., ΔPn), a plurality of types of distortion correction coefficients (HP) corresponding to each transmission frequency channel (F1, F2,..., Fm). ₁₁ ~ HP _1n , HP _{twenty one} ~ HP _2n ... HP _m1 ~ HP _mn ) Is stored in advance. The memory control function reads out all (or a predetermined number) of a plurality of types of distortion correction coefficients from the EEPROM 84 based on a control signal generated when the power is turned on, writes the same into the internal memory 82, and performs power control information and channel switching control. Based on the control information such as information, the corresponding distortion correction coefficient in the internal memory 82 is written in the coefficient table 78 as an initial value, and further, immediately after switching between transmission power control and non-control, or immediately after switching the transmission frequency channel Multiple types of distortion correction coefficients (HP in the memory 82) ₁₁ ~ HP _1n , HP _{twenty one} ~ HP _2n ... HP _m1 ~ HP _mn ) Of the corresponding one of () is read out and written into the coefficient table 78. For example, when the frequency of the transmission frequency channel is F2 when controlling the transmission power, the corresponding distortion correction coefficient HP in the internal memory 82 _{twenty one} ~ HP _2n (Distortion correction coefficient displayed on the left side in the internal memory 82 in FIG. 9) is read out and written in the coefficient table 78.
[0032]
In the embodiment shown in FIG. 9, the case where the transmission power control time is one type has been described. However, the present invention is not limited to this, and the case where the transmission power control time is a plurality of types is also used. Can do. In this case, at the time of the first control of the transmission power (for example, when the attenuation factor by the variable attenuator is 1/10), at the time of the second control (for example, when the attenuation factor by the variable attenuator is 2/10),. , A plurality of types of distortion correction coefficients (HP) corresponding to each transmission frequency channel (F1, F2,..., Fm) for each power level (ΔP1, ΔP2, ΔP3,..., ΔPn). ₁₁ ~ HP _1n , HP _{twenty one} ~ HP _2n ... HP _m1 ~ HP _mn ) In advance in an external memory. Then, the corresponding read / write control is performed by the memory control function.
[0033]
In the embodiment shown in FIG. 9, in order to be able to use it for the one having both the function of controlling the transmission power and the function of controlling the channel switching, the external memory is controlled at the time of transmission power control and at the time of non-control. In the above, a case where a plurality of types of distortion correction coefficients corresponding to each transmission frequency channel is stored in advance has been described, but the present invention is not limited to this, and any one of a function for controlling transmission power and a channel switching control function One having one function can also be used.
Or it can utilize also about what does not have both the function which controls transmission power, and a channel switching control function. In this case, the distortion correction coefficient set for each power divided in a plurality of stages in advance is stored in the external memory, the distortion correction coefficient stored in the external memory is read out when the power is turned on, and the distortion correction coefficient is written to the internal memory. It can also be used for the initial value. For example, when the distortion correction coefficient stored in the external memory is read and written to the internal memory 82 when the power is turned on, and the corresponding distortion correction coefficient is written into the coefficient table 78 as an initial value from the internal memory. Can be used.
[0034]
【The invention's effect】
As described above, the present invention provides a frequency converter that converts the fed back transmission signal into an IF signal of frequency Fif, an A / D converter that samples the IF signal at frequency Fsp and converts it into a digital signal, and this A A digital quadrature demodulation processing unit that performs digital quadrature demodulation processing on the output signal of the / D conversion unit and outputs demodulated signals that are orthogonal to each other, and extracts the envelope component from the demodulated signal output from the digital quadrature demodulation processing unit to detect distortion components A low-pass filter as a demodulated signal for use, and the sampling frequency Fsp of the A / D conversion unit is more than twice the sampling frequency Ftxsp of the D / A conversion unit that creates the transmission signal, and the frequency Fif of the IF signal 4 / m (m is an odd number of 3 or more) times. For this reason, while the information data component of the IF signal is retained, a signal down-converted to a quarter of the sampling frequency Fsp can be generated and output by the A / D converter, and digital orthogonal The processing speed of the demodulation processing unit and the low-pass filter can be kept low, and the digital orthogonal demodulation processing unit and the low-pass filter can be realized by a DSP. Therefore, it is possible to improve the distortion correction characteristics by eliminating the orthogonal error and gain error of the orthogonal demodulation processing unit, and to reduce the size and power consumption by reducing the number of devices used.
[0035]
When the low-pass filter is configured to remove the frequency component of the frequency Fsp / 2 from the demodulated signal output from the digital quadrature demodulation processing unit and extract the envelope component, the “0” signal component appearing in the quadrature demodulation processing is removed. The distortion correction characteristic deterioration due to the “0” signal component can be prevented by removing this.
[0036]
When the low-pass filter is configured to remove the frequency components of the frequencies Fsp / 2 and Fsp / 4 from the demodulated signal output from the digital quadrature demodulation processing unit and extract the envelope component, “0” appears in the quadrature demodulation processing. It is possible to prevent the distortion correction characteristic from being deteriorated due to the signal component and to reduce the influence of the DC offset of the A / D conversion unit to be almost equal to nothing.
[0037]
An external memory that stores distortion correction coefficients set for each power that has been divided into a plurality of stages in advance, and a memory that reads the distortion correction coefficients stored in the external memory when the power is turned on and writes it to the internal memory as an initial value for distortion correction In the case where the control function is provided, the adjacent channel leakage power can be sufficiently suppressed even in the initial stage of power-on, and interference waves can be prevented from being generated.
[0038]
For those equipped with a function to control transmission power, two types of distortion correction coefficients corresponding to transmission power control and non-control are stored in the external memory in advance, and the memory control function allows the external memory to store One distortion correction coefficient corresponding to the initial state of the two types of distortion correction coefficients written in the internal memory is read as an initial value for distortion correction, and the corresponding distortion correction coefficient is read from the internal memory when switching power control. When it is configured to read and use as the initial value for distortion correction, adjacent channel leakage power can be sufficiently suppressed immediately after switching between transmission power control and non-control, preventing interference waves from appearing. can do.
[0039]
In those equipped with a channel switching control function for controlling transmission frequency channel switching, a plurality of types of distortion correction coefficients corresponding to each transmission frequency channel are stored in advance in the external memory, and the memory control function allows the external memory to One type of distortion correction coefficient corresponding to the initial state among a plurality of types of distortion correction coefficients written to the internal memory is read out as an initial value for distortion correction, and distortion correction corresponding to the internal memory when the transmission frequency channel is switched When the coefficient is read and used as the initial value for distortion correction, the adjacent channel leakage power can be sufficiently suppressed even immediately after the transmission frequency channel is switched, and interference waves are prevented from being generated. Can do.
[0040]
In the case of a transmission power control function and a channel switching control function, a plurality of types of distortion correction coefficients corresponding to each transmission frequency channel are stored in advance in the external memory when the transmission power is controlled and when it is not controlled. The memory control function reads out one type of distortion correction coefficient corresponding to the initial state from among a plurality of types of distortion correction coefficients written from the external memory to the internal memory when the power is turned on, and sets the initial value for distortion correction. When it is configured to read the distortion correction coefficient corresponding from the internal memory at the time of control switching and transmission frequency channel switching and set it as the initial value of distortion correction, even immediately after switching between transmission power control and non-control, Immediately after switching the transmission frequency channel, the adjacent channel leakage power can be sufficiently suppressed, and the interference wave is not generated. It is possible to stop.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a distortion correction circuit of a digital radio apparatus according to the present invention.
2 is a block diagram illustrating a specific example of a distortion correction coefficient calculation unit 20 in FIG.
FIG. 3 is an explanatory diagram of undersampling in the A / D conversion unit 76 of FIG. 1;
4 is a diagram showing a Lo signal (digital local signal) used for quadrature demodulation processing of the digital quadrature demodulation processing unit 70 of FIG. 1, in which (a) is a waveform diagram of an I-side Lo signal, and (b) is a Q-side. It is a wave form diagram of Lo signal.
5 is a waveform diagram of a demodulated signal subjected to orthogonal demodulation processing by the digital orthogonal demodulation processing unit 70 of FIG. 1;
6 is a diagram for explaining that the sampling frequency Fsp of the A / D converter 76 in FIG. 1 must be a frequency that is at least twice the sampling frequency Ftxsp of the D / A converters 24 and 26; Is a power spectrum indicating a signal band of transmission data, and (b) is a power spectrum indicating a signal band of demodulated data.
7A and 7B are diagrams for explaining the operation of the LPFs 72 and 74 of FIG. _Four , Q _Four ) And (b) are output waveforms immediately after the LPF, and (c) is an output waveform (I) obtained by doubling the signal amplitude immediately after the LPF in a circuit not shown. _Five , Q _Five ).
FIG. 8 is a diagram for explaining the action of removing DC offset components generated by applying a bias voltage to point a on the input side of the A / D converter 76 in FIG. 1 by LPFs 72 and 74; A / D input signal waveform without offset, (b) A / D input signal waveform with DC offset, (c) Power spectrum at point a with DC offset, (d) DC offset FIG. 4B is a graph showing the LPF pass characteristics of the LPFs 72 and 74. FIG. 5B is a power spectrum at the point b when the DC offset is present. FIG.
FIG. 9 is a block diagram showing a main part of another embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a conventional example.
11 is a block diagram showing a specific example of the analog quadrature demodulator 40 in FIG.
FIG. 12 is a block diagram showing another conventional example.
[Explanation of symbols]
10, 10a, 10b ... DSP, 12, 12a, 12b ... RF unit on transmission side, 14 ... π / 4-QPSK mapping unit (an example of digital quadrature modulation processing unit), 16 ... Root Nyquist filter (an example of root Nyquist processing unit) , 18 ... Power calculation unit, 20 ... Distortion correction coefficient calculation unit, 22 ... Distortion correction unit, 24, 26 ... D / A conversion unit, 28 ... Analog quadrature modulation unit, 30, 52 ... Frequency conversion unit, 34, 53 DESCRIPTION OF SYMBOLS ... Local oscillator, 36 ... PA (power amplifier), 38 ... Directional coupler, 50 ... Antenna, 70 ... Digital orthogonal demodulation processing part, 72, 74 ... LPF (low-pass filter), 76 ... A / D conversion part, 77 ... error detection unit, 78 ... coefficient table, 80 ... coefficient calculation unit, 82 ... internal memory, 84 ... EEPROM (an example of external memory), Fsp ... A / D conversion unit 76 Sampling frequency (undersampling frequency), a sampling frequency of Ftxsp ... D / A conversion unit 24, 26.

Claims

Digital quadrature modulation processing is performed on the transmission data by a digital quadrature modulation processing unit , and root Nyquist processing is performed by a root Nyquist filter to create a baseband modulation signal, and this baseband modulation signal is D / A converted. Part (sampling frequency Ftxsp) is converted to an analog signal, amplified by a power amplifier to create a transmission signal, a part of this transmission signal is fed back and demodulated, and distortion components generated by the power amplifier are detected from the demodulated signal Then, a distortion correction coefficient for canceling the distortion component is calculated by the distortion correction coefficient calculation unit, and this distortion correction coefficient is multiplied by the baseband modulation signal by the distortion correction unit to suppress adjacent channel leakage power of the transmission signal. In the distortion correction circuit of the digital radio apparatus configured as described above, the fed back transmission signal is converted to IF of frequency Fif. A frequency conversion unit that converts the IF signal into an intermediate frequency signal, and the IF signal is a frequency Fsp (Fsp is a frequency that satisfies a condition that is equal to or more than Ftxsp and equal to Fif × 4 / m. M is an odd number of 3 or more. An A / D converter that samples and converts into a digital signal, and a digital orthogonal demodulation processor that performs a digital orthogonal demodulation process on the output signal of the A / D converter and outputs orthogonal demodulated signals; the digital quadrature Ri from demodulator output demodulated signal name to retrieve the envelope component and a low-pass filter for the demodulated signal for detecting distortion component, the digital quadrature modulation processor, root Nyquist filter, distortion correction coefficient calculation unit, the distortion correction unit, the digital quadrature demodulation unit, and it has a low-pass filter by a digital signal processor (DSP) Distortion correcting circuit of the digital radio apparatus characterized.

2. A distortion correction circuit for a digital radio apparatus according to claim 1, wherein the low-pass filter removes the frequency component of the frequency Fsp / 2 from the demodulated signal output from the digital quadrature demodulation processing unit and extracts the envelope component.

2. The distortion correction circuit for a digital radio apparatus according to claim 1, wherein the low-pass filter removes the frequency components of the frequencies Fsp / 2 and Fsp / 4 from the demodulated signal output from the digital quadrature demodulation processing unit and extracts the envelope component.

An external memory that stores distortion correction coefficients set in advance for each of multiple levels of power, and a memory control function that reads the distortion correction coefficients stored in the external memory when the power is turned on and writes it to the internal memory as an initial value for distortion correction 4. A distortion correction circuit for a digital radio apparatus according to claim 1, 2 or 3, comprising:

A power control switching function for switching whether or not to control the transmission power is provided, and the external memory stores in advance two types of distortion correction coefficients corresponding to when the transmission power is controlled and when it is not controlled. One of the two types of distortion correction coefficients written from the external memory to the internal memory when the power is turned on is read out to be used as an initial value for distortion correction. 5. The distortion correction circuit for a digital radio apparatus according to claim 4, wherein the distortion correction coefficient corresponding to the memory is read out from the memory and used as an initial value for distortion correction immediately after switching.

A channel switching control function for controlling switching of transmission frequency channels is provided, and the external memory stores a plurality of types of distortion correction coefficients corresponding to the respective transmission frequency channels in advance. One type of distortion correction coefficient corresponding to the initial state among a plurality of types of distortion correction coefficients written to the internal memory is read as an initial value for distortion correction, and is also supported from the internal memory when the transmission frequency channel is switched. 5. The distortion correction circuit for a digital radio apparatus according to claim 4, wherein the distortion correction coefficient is read out and used as an initial value of distortion correction immediately after switching.

It has a power control switching function for switching whether or not to control transmission power and a channel switching control function for controlling switching of transmission frequency channels, and the external memory transmits each of the transmission power when the transmission power is controlled and when it is not controlled. A plurality of types of distortion correction coefficients corresponding to the frequency channel are stored in advance, and the memory control function is 1 corresponding to the initial state of the plurality of types of distortion correction coefficients written from the external memory to the internal memory when the power is turned on. Read out various distortion correction coefficients as initial values for distortion correction, and read out corresponding distortion correction coefficients from the internal memory when switching power control and switching transmission frequency channels, and use them as initial values for distortion correction immediately after switching The distortion correction circuit for a digital radio apparatus according to claim 4.