JP3998716B2

JP3998716B2 - Ｃｄｍａ無線通信システムのための加入者ユニット

Info

Publication number: JP3998716B2
Application number: JP50091298A
Authority: JP
Inventors: オーデンウォルダー、ジョーゼフ・ピー
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1996-06-07
Filing date: 1997-06-09
Publication date: 2007-10-31
Anticipated expiration: 2017-06-09
Also published as: CN1228212A; DK0903019T3; BR9709559B1; AU3306497A; EP0903019A1; DE69732357T2; DE69732357D1; ES2236811T3; AU716705B2; CN1108035C; AR007518A1; JP2000512449A; HK1020462A1; EP0903019B1; CA2257211A1; US5926500A; PT903019E; ATE288154T1; WO1997047098A1; BR9709559A

Description

発明の背景
Ｉ．発明の技術分野
この発明は通信に関する。特に、データ・レートの高いＣＤＭＡ無線通信のための新規な、改良した方法及び装置に関する。
II．関連技術の記載
セルラ、衛星および２点間通信を含む無線通信システムは２個のシステム間のデータを送信する変調した無線周波数（ＲＦ）信号を備える無線リンクを使用する。無線リンクの使用は、有線通信システムと比較すると移動度が増し、構造基盤の要求が減少するなどのさまざまな理由で、望まれる。無線リンクを使うことの１つの不利益が利用できるRF帯域幅に制限があることによる通信容量の制限である。この制限のある通信容量は、有線接続を追加して設置することで容量を追加することのできる有線による通信システムと、対照的である。
ＲＦ帯域幅の制限を認め、無線通信システムが利用できるＲＦ帯域幅を利用する効率を増加するために、さまざまな信号処理技術が開発されてきた。このような帯域幅効率の良い信号処理技術が広く受け入れられている１例は放送インターフェースのＩＳ−９５と遠隔通信工業協会（ＴＩＡ）に公布されて、セルラ遠隔通信システムで主に使われるＩＳ−９５Ａ（これ以後ＩＳ−９５としてまとめて参照する）のようなその派生物である。ＩＳ−９５標準は符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）信号変調技術を具体化して、同じＲＦ帯域幅で同時に多重通信を処理する。広範囲の電力制御を併用したときに、同じ帯域幅での多重通信の処理は、他の物事の間で、周波数の再使用を他の無線遠隔通信技術と比較して増加することで、総呼数と１個の無線通信システムで処理できる他の通信を増加する。多元接続通信システムにＣＤＭＡ技術を使用することは“衛星または地上のリピータを使用するスペクトル拡散通信システム（ＳＰＲＥＡＤＳＰＥＣＴＲＵＭＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳＹＳＴＥＭＵＳＩＮＧＳＡＴＥＬＬＩＴＥＯＲＴＥＲＲＥＳＴＲＩＡＬＲＥＰＥＡＴＥＲＳ）”と称する米国特許第４，９０１，３０７号および“CDMAセルラ電話システムの信号波形を発生するシステムと方法（ＳＹＳＴＥＭＡＮＤＭＥＴＨＯＤＦＯＲＧＥＮＥＲＡＴＩＮＧＳＩＧＮＡＬＷＡＶＥＦＯＲＭＳＩＮＡＣＤＭＡＣＥＬＬＵＬＡＲＴＥＬＥＰＨＯＮＥＳＹＳＴＥＭ）”と称する米国特許第５，１０３，４５９号に開示され、双方共この発明の譲渡人に譲渡され、参照としてここに組み込まれている。
図１はＩＳ−９５標準を使用して形成したセルラ電話システムの極めて簡単にした図である。動作中に、１組の加入者ユニット１０ａ〜ｄはＣＤＭＡ変調したＲＦ信号を使って、１局以上の基地局１２ａ〜ｄと共に１個以上のＲＦインターフェースを設置して、無線通信を処理する。基地局１２と加入者ユニット１０の間の各ＲＦインターフェースは基地局１２から送信される順方向リンク信号と加入者ユニットから送信される逆方向リンク信号を備える。これらのＲＦインターフェースを使って、もう１人のユーザーとの通信は、一般に移動電話交換局（ＭＴＳＯ）１４と公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）１６で処理される。基地局１２、ＭＴＳＯ１４およびＰＳＴＮ１６の間のリンクは、追加のＲＦまたはマイクロ波リンクの使用も知られているが、通常有線接続を経由して形成される。
ＩＳ−９５標準にしたがって、各加入者ユニット１０は単一チャンネルの、非コヒーレントな、逆方向リンク信号を経由してユーザデータを最大データ・レート９．６或いは１４．４ｋｂｉｔｓ／秒で送信する。この最大データレートは、どのレート・セットがレート・セットの組から選択されたかに依存する。非コヒーレント・リンクは、位相情報が受信したシステムで利用されないリンクである。コヒーレント・リンクは受信機が処理中に搬送波信号の位相の情報を活用するリンクである。位相情報は一般的にパイロット信号の形を取るが、送信されるデータから予測することもできる。ＩＳ−９５は順方向リンクに使用する各６４チップを備える６４個のウォルシュ符号の１組を要求する。
ＩＳ-９５で規定しているように最大データ・レート９．６或いは１４．４ｋｂｉｔｓ／秒の単一チャンネルの、非コヒーレントな、逆方向リンク信号を使うと、代表的な通信にはデジタル音声やファクシミリのような低いレートのデジタル・データを含む、無線セルラ電話システムによく適合する。非コヒーレント逆方向リンクが選ばれたが、その理由は、８０個以下の加入者ユニット１０が基地局１２とそれぞれ割り当てられた１２，２８８ＭＨｚの帯域幅で通信することのある１システムで、各加入者ユニット１０からの送信に必要なパイロット・データを備えることは、加入者ユニットの組が互いに干渉する程度を十分増加することである。またデータ・レート９．６或いは１４．４ｋｂｉｔｓ／秒でのユーザー・データに対するパイロット・データの送信電力の比はかなり大きいので、相互加入者ユニット干渉も増加するだろう。一時に一形式のみに働かせることは、現行の無線セルラ通信が基づいている範例、有線電話の使用と矛盾していないので、単一チャンネルの逆方向リンク信号の使用を選んだ。また、単一チャンネルの処理の複雑さは複数のチャンネルの処理の複雑さよりも少ない。
デジタル通信の進展に伴い、相互ファイル閲覧やビデオ遠隔会議のような応用のための無線データ送信の要求が十分増えることが予想されている。この増加が無線通信システムの使用方法と関連するＲＦインターフェースが処理する条件を変えるだろう。特に、データはより高い最大レートに、可能なレートでより大きくさまざまに送信されるだろう。また、データ送信中の誤りはオーディオ情報の送信の誤りよりも許されないのでもっと信頼できる送信が必要になるかも知れない。さらに、データ方式の増加はデータの多重形式を同時に送信する需要を作るだろう。たとえば、オーディオまたはビデオ・インターフェースを維持している間に、データファイルを交換することが必要になるかも知れない。さらに、加入者ユニットからの送信のレートが増加すると、ＲＦ帯域幅の大きさ当たりの、基地局１２と通信する加入者ユニット１０の数が減少する。というのは、より高いデータ送信レートは、基地局のデータ処理容量がより少ない加入者ユニット１０になるようにするからである。一部の例で現行のＩＳ−９５逆方向リンクはこれらの変化すべてに理想的に適合しないかも知れない。そのため、この発明はより高いデータレート、帯域幅効率、多重形式の通信を行えるＣＤＭＡインターフェースの具備に関する。
発明の概要
高いレートのＣＤＭＡ無線通信のための新規で改良した方法と装置を記述する。この発明の態様に従って、加入者ユニットの組の中の第１の加入者ユニットから加入者ユニットの前記組と通信する基地局への送信のために変調されたデータは以下によって発生させられる：第１チャンネルデータを発生するために第１の直交符号で第１データを変調し：第２チャンネルデータを発生するために第２の直交符号で第２データを変調し：第１の同位相拡散データおよび第１の直交位相拡散データを発生するために同位相拡散符号および直交位相拡散符号で前記第１チャンネルデータを変調し：第２の同位相拡散データおよび第２の直交位相拡散データを発生するために前記同位相拡散符号および前記直交位相拡散符号で前記第２チャンネルデータを変調し：前記第１の同位相拡散データから前記第２の直交位相拡散データを引き、同位相項を生成し：そして前記第１の直交位相拡散データに前記第２の同位相拡散データを加算し、直交位相項を生成する。大規模な誤り訂正符号化と時間ダイバーシチ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）のための繰り返しで、地上無線システムで一般に経験されるレイリー（Ｒａｌｅｉｇｈ）フェージングに耐えられるようにしているが、直交符号の使用は干渉抑圧を与える。実際、直交（副チャンネル）符号は、互いに直交し４チップ続くウォルシュ符号に含まれる。より短い直交符号の使用を可能にするので４個の副チャンネルの使用が望ましいが、より大量のチャンネルの使用とそれによるより長い符号はこの発明と矛盾しない。
その上、パイロットデータは送信チャンネルの第１を経由して送信され、ユーザーデータ或いは電力制御データは第２の送信チャンネルを経由して送信される。残りの送信チャンネルはユーザーデータまたは制御信号データ、またはその双方を含む明記されないデジタルデータの送信に使用される。さらに、２個の明記されない送信チャンネルの１個はＢＰＳＫ変調及び直交位相項での送信のために形成される。
【図面の簡単な説明】
この発明の特徴、対象、利益は図と共に、図の該当する参照文字を全部で考慮すると、下記の詳細な記述からもっと明白になり、この中で
図１はセルラ電話システムのブロック構成図であり、
図２はこの発明の典型的な実施の態様により形成する加入者ユニットおよび基地局のブロック構成図であり、
図３はこの発明の典型的な実施の態様により形成するＢＰＳＫチャンネル符号器およびＱＰＳＫチャンネル符号器のブロック構成図であり、
図４はこの発明の典型的な実施の態様により形成する送信信号処理システムのブロック構成図であり、
図５はこの発明の典型的な実施の態様により形成する受信処理システムのブロック構成図であり、
図６はこの発明の一実施の態様により形成するフィンガ処理システムのブロック構成図であり、
第７図はこの発明の典型的な実施の態様により形成するＢＰＳＫチャンネル復号器およびＱＰＳＫチャンネル復号器のブロック構成図であり、
図８はこの発明の第２の典型的な一実施の態様により形成する送信信号処理システムのブロック構成図であり、
図９はこの発明の一実施の態様により形成するフィンガ処理システムのブロック構成図である。
好ましい実施態様の詳細な説明
高いデータ・レートのＣＤＭＡ無線通信用の新規な、改良した方法及び装置をセルラ遠隔通信システムの逆方向リンク送信部の状況の中で記述する。この発明は特にセルラ電話システムの多点対１点間逆方向リンク送信の中で使用するのに適用するので、この発明は順方向リンク送信に同じように利用できる。さらに、無線通信システムによる衛星、２点間無線通信システムおよび同軸や他の広い帯域ケーブルを使う無線周波数信号を送信するシステムを含む多くの他の無線通信システムはこの発明を取り入れることで利益になる。
図２はこの発明の一実施の態様による加入者ユニット１００および基地局１２０として形成される受信と送信のシステムのブロック図である。データ（ＢＰＳＫ）の第１セットはＢＰＳＫチャンネル符号器１０３で受信し、変調器１０４で受信するＢＰＳＫ変調を実現するように形成した符号シンボル・ストリームを発生する。データ（ＱＰＳＫ）の第２セットはＱＰＳＫチャンネル符号器１０２が受信し、変調器１０４で受信するＱＰＳＫ変調を実現するように形成した符号シンボル・ストリームを発生する。変調器１０４は電力制御データとパイロット・データも受信し、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）技術にしたがってＢＰＳＫおよびＱＰＳＫ符号化データで変調され、ＲＦ処理システム１０６で受信する変調シンボル１組を発生する。ＲＦ処理システム１０６は、アンテナ１０８を用いた基地局１２０への送信のために、変調シンボルの組にフィルタを掛けて搬送波周波数にアップコンバート（ｕｐｃｏｎｖｅｒｔｓ）する。１つの加入者ユニット１００だけを示しているが、望ましい実施の態様の中で複数の加入者ユニットが基地局１２０と通信する。
基地局１２０の中で、ＲＦ処理システム１２２はアンテナ１２１によって送信されたＲＦ信号を受信し、帯域通過フィルタを通し、ベースバンドへダウンコンバータで変換し、デジタル化する。復調器１２４はデジタル化した信号を受信し、ＣＤＭＡ技術によって復調を行い、電力制御、ＢＰＳＫおよびＱＰＳＫ、ソフト決定データを生成する。ＢＰＳＫチャンネル復号器１２８は復調器１２４から受信したＢＰＳＫソフト決定データを復号し、ＢＰＳＫデータの最良の予測を生成し、ＱＰＳＫチャンネル復号器１２６は復調器１２４で受信したＱＰＳＫソフト決定データを復号し、ＱＰＳＫデータの最良の予測を生成する。第１と第２セットのデータの最良の予測はさらに処理するか、次の行き先に送りおよび直接または復号の後で使う受信した電力制御データに利用し、加入者ユニット１００への送信データに使用する順方向リンクチャンネルの送信電力を調整する。
図３はこの発明の典型的な実施の態様により形成するＢＰＳＫチャンネル符号器１０３とＱＰＳＫチャンネル符号器１０２のブロック図である。ＢＰＳＫチャンネル符号器１０３内でＢＰＳＫデータはＣＲＣチェックサム発生器１３０で受け、データの第１のセットの各２０ｍｓフレームに対してチェックサムを発生する。ＣＲＣチェックサムに加えてデータのフレームは末尾ビット発生器１３２で受け、各フレームの終わりに８個のロジック・ゼロを備える末尾ビットを追加し、復号処理の終わりに既知の状態を１個供給する。符号末尾ビットとＣＲＣチェックサムを含むフレームは畳み込み符号器１３４で受け、畳み込み符号器は制約長（Ｋ）９、レート（Ｒ）１／４、畳み込み符号化を行い、それによって符号器入力レート（ＥＲ）の４倍のレートで符号シンボルを発生する。この発明の別の実施の態様で、１／２を含む他の符号化レートを実現するが、複雑さの出来具合の特性が最適なので１／４を使用することが望まれる。ブロックインターリーバ１３６は符号シンボルにビット・インターリーブを行い、高速フェージング環境のもっと信頼できる送信のための時間多様性を備える。インターリーブされた信号は可変スタートポイントリピータ１３８で受け、そのリピータはインターリーブしたシンボル列を十分な数ＮＲ繰り返して、一定数のシンボルを有する出力フレームに相当する一定レート・シンボル・ストリームを作る。シンボル列を繰り返すとデータの時間多様性も増加し、フェージングに耐えられる。典型的な実施の態様でシンボルの定数はシンボル・レート３０７．２ｋシンボル／秒を作る各フレームの６，１４４シンボルに等しい。またリピータ１３８は異なる開始点を使って、各シンボル列の繰り返しを始める。フレーム当たり６，１４４シンボル発生するのに必要なＮＲの値が整数でないときに、最後の繰り返しはシンボル列の一部分のみとなる。繰り返されたシンボルはＢＰＳＫ写像器１３９で受け、写像器は＋１と−１の値のＢＰＳＫ符号シンボル・ストリーム（ＢＰＳＫ）を発生し、ＢＰＳＫ変調を行う。この発明の別の実施の態様で、リピータ１３８はブロックインターリーバ１３６の前に置き、ブロックインターリーバ１３６が各フレームで同じ数のシンボルを受けるようにする。
ＱＰＳＫチャンネル符号器１０２の中でＣＲＣチェックサム発生器１４０がＱＰＳＫデータを受け、各２０ｍｓフレームのチェックサムを発生する。ＣＲＣチェックサムを含むフレームを符号末尾ビット発生器１４２が受け、フレームの終わりにロジック・ゼロの８個の末尾ビット１組を追加する。符号末尾ビットとＣＲＣチェックサムを今含んでいるフレームを畳み込み符号器１４４で受け、Ｋ＝９、Ｒ＝１／４の畳み込み符号化を行い、それによって符号器入力レート（ＥＲ）の４倍のレートでシンボルを発生する。ブロックインターリーバ１４６がシンボルにビットインターリーブを行い、インタリーブしたシンボルを可変スタートポイントリピータ１４８で受ける。可変スタートポイントリピータ１４８はインタリーブシンボル列を十分な倍数ＮＲ、各繰り返しのシンボル列の範囲内の異なる開始点を使って繰り返し、符号シンボルレート６１４．４ｋシンボル／秒（ｋｂｐｓ）を作る各フレーム用１２，２８８シンボルを発生する。ＮＲの値が整数でないときに、最後の繰り返しはシンボル列の一部分のみとなる。繰り返されたシンボルはＱＰＳＫ写像器１４９で受け、ＱＰＳＫ写像器は＋１と−１の同相ＱＰＳＫ符号シンボル・ストリーム（ＱＰＳＫＩ）および＋１と−１の直交位相ＱＰＳＫ符号シンボル・ストリーム（ＱＰＳＫＱ）を備えるＱＰＳＫ変調を行うために形成するＱＰＳＫ符号シンボル・ストリームを発生する。この発明の別の実施の態様てリピータ１４８はブロックインターリーバ１４６の前に置き、ブロックインターリーバ１４６が各フレームで同じ数のシンボルを受けるようにする。
第４図はこの発明の典型的な実施の態様として形成する第２図の変調器１０４のブロック構成図である。ＢＰＳＫチャンネル符号器１０３からのＢＰＳＫシンボルはウォルシュ符号Ｗ２によってそれぞれ、マルチプライヤ１５０ｂで変調され、ＱＰＳＫチャンネル符号器１０２からのＱＰＳＫＩとＱＰＳＫＱシンボルはマルチプライヤ１５０ｃおよび１５０ｄでそれぞれウォルシュ符号Ｗ３によって変調される。電力制御データ（ＰＣ）はマルチプライヤ１５０ａでウォルシュ符号Ｗ１によって変調する。利得調整１５２は、この発明の望ましい実施の態様で正電圧と関連するロジック・レベルであるパイロットデータ（ＰＩＬＯＴ）を受信し、利得調整係数Ａ０により振幅を調整する。ＰＩＬＯＴ信号はユーザーデータを供給しないが、それよりむしろ位相及び振幅の情報を基地局に供給し、残っている副チャンネルで搬送されるデータをコヒーレントに復調し、結合のためのソフト決定出力値をスケール合わせできるようにする。利得調整１５４は利得調整係数Ａ１によるウォルシュ符号Ｗ１変調された電力制御データの振幅を調整し、利得調整１５６は増幅変数Ａ２によりウォルシュ符号Ｗ２変調されたＢＰＳＫチャンネル・データの振幅を調整する。利得調整１５８ａおよびｂは利得調整係数Ａ３により同相および直交位相ウォルシュ符号Ｗ３変調されたＱＰＳＫシンボルそれぞれの振幅を調整する。この発明の望ましい実施の態様で使用する４つのウォルシュ符号を第Ｉ表に示す。

Ｗ０符号が変調にまったく有効でなく、示されているパイロット・データの処理に矛盾しないことは当業者に明らかになる。電力制御データはＷ１符号で、ＢＰＳＫデータはＷ２符号で、ＱＰＳＫデータはＷ３符号で変調する。一度適当なウォルシュ符号で変調された、パイロット、電力制御データおよびＢＰＳＫデータはＢＰＳＫ技術に従って送信され、ＱＰＳＫデータ（ＱＰＳＫＩおよびＱＰＳＫＱ）はＱＰＳＫ技術に従って下記のように送信される。全ての直交チャンネルが使用されることは必要でなく、１個のユーザー・チャンネルだけが与えられている４個のウォルシュ符号のうち３個だけを使うことがこの発明の別の実施形態で用いられることもまた理解すべきである。
短い直交符号を使うとシンボル当たり、より少ないチップを発生するので、より長いウォルシュ符号の使用を組み込んでいるシステムに比較すると、もっと大規模の符号化と繰り返しを見込める。このもっと大規模の符号化と繰り返しで地上通信システムの主な誤り源であるレイレイフェージングに対する保護を備える。他の符号の数と符号長を使っても本発明と矛盾しないが、より長いウォルシュ符号のより大きいセットを使うとフェージングに対するこの強化された保護が減る。４チャンネルは短い符号長も維持しているので、下図のようにさまざまな形式のデータの送信に対して、十分柔軟性が高いので、４チップ符号を使用するのが最適であると考えられる。
総和器１６０は利得調整１５２、１５４、１５６および１５８ａからの振幅調整変調シンボルを総計し、総計した変調シンボル１６１を発生する。ＰＮ拡散符号ＰＮＩおよびＰＮＱをマルチプライヤ１６２ａおよびｂで長コード１８０と掛け算して拡散する。マルチプライヤ１６２ａおよび１６２ｂで生成した擬似乱数符号を使って、マルチプライヤ１６４ａ〜ｄと総和器１６６ａおよびｂで複素乗算を行い、総計した変調シンボル１６１および利得調整直交位相シンボルＱＰＳＫＱ１６３を変調する。その結果の同位相の項Ｘ１と直交位相の項ＸＱをフィルタを通し（フィルタ処理は示していない）、マルチプライヤ１６８および同位相と直交位相の正弦曲線を使った極めて簡単な形で示しているＲＦ処理システム１０６内で搬送波周波数にアップコンバータで変換する。オフセットＱＰＳＫのアップコンバータでの変換もこの発明の別の一実施の態様で使用することができる。その結果の同位相と直交位相のアップコンバータで変換した信号は総和器１７０で総計し、主利得調整ＡＭにより主増幅器１７２で増幅し、基地局１２０に送信する信号（ｓｔ）を発生する。この発明の好ましい実施の態様で、信号は拡散させられフィルタを掛けられて１．２２８８ＭＨｚの帯域幅になり、既存のＣＤＭＡチャンネルの帯域幅と互換性を維持している。
データが送信されることのある多重直交チャンネルを備え、ならびに高い入力データレートに応答して達成される繰り返し量ＮＲを減らす可変レートリピータを使用して、上記の送信信号処理の方法とシステムは単一の加入者ユニットまたは他の送信システムがさまざまなデータレートでデータを送信するのを可能にする。特に、第３図の可変スタートポイントリピータ１３８または１４８で達成される繰り返しレートNRを減少して、増大するより高い符号器入力レートＥＲを維持することができる。この発明の別の一実施の態様でレート１／２畳み込み符号化を２倍に増加した繰り返しレートＮＲで実現できる。さまざまなレートの繰り返しＮＲおよび符号化レートＲでサポートされる１組の典型的な符号器レートＥＲはＢＰＳＫチャンネルおよびＱＰＳＫチャンネルに対して１／４および１／２に等しく、それぞれを第II表および第III表に示す。

第II表および第III表はシーケンス繰り返し数ＮＲを調整することによって、高データレートを含む広くさまざまなデータレートがサポートできることを示す。ここで符号器入力レートＥＲはデータ送信レートからＣＲＣ、符号末尾ビットおよび他の任意のオーバーヘッド情報の送信に必要な定数を引いたものに相当する。第II表および第III表に示してもいるように、ＱＰＳＫ変調はデータ送信レートを増加するために使用することもある。一般に使用されると予想するレートは「高速レート-７２」および「高速レート-３２」のようにラベルで表している。「高速レート-７２」、「高速レート-６４」および「高速レート-３２」と記載しているこれらのレートはそれぞれ７２、６４および３２ｋｂｐｓのトラフィックレートを有し、この発明の典型的な実施の態様で、それぞれ３．６、５．２および５．２ｋｂｐｓのレートで制御信号および他の制御データに多重化される。レートＲＳ１-フルレートおよびＲＳ２-フルレートはＩＳ-９５に従う通信システムに使用するレートに相当し、したがって互換の目的のために十分な使用を受けるとも予想される。ゼロのレートは単一ビットの送信で、ＩＳ−９５標準の一部にもあるフレーム消去を指示するのに使用する。
データ送信レートはまた、二つ或いはそれ以上の複数の直交するチャネル上でデータを同時送信することによって増加させられるだろう。そのデータの同時送信は、繰り返しレートＮＲを減らすことによって送信レートを増大させるのに加えて、或いはその代わりに達成される。たとえば、マルチプレクサ（示していない）は多重データ副チャンネルで送信するために単一データ源を多重データ源に分割することができる。このように、総送信レートは、受信システムの信号処理能力が超過し、誤りレートを許容できなくなるか、送信システム電力の最大送信電力に達するまで、より高いレートで特定のチャンネルで送信するか、多重チャンネルで同時に実現する多重通信あるいはその双方で、増加することができる。
多重チャンネルを備えることも異なる形式のデータの送信の柔軟性を強化する。たとえばＢＰＳＫチャンネルは音声情報に指定し、ＱＰＳＫチャンネルはデジタルデータの送信に指定することがある。この実施の態様は低いデータレートの音声のように時間に敏感なデータの送信に１チャンネルを指定し、デジタル・ファイルのような時間にあまり敏感でないデータの送信に他のチャンネルを指定してもっと一般化できる。この実施の態様で、インターリーブは時間の多様性を増加するために時間にあまり敏感でないデータのためにより大きいブロックで行える。この発明の別の一実施の態様ではＢＰＳＫチャンネルでデータの最初の送信を行い、ＱＰＳＫチャンネルでオーバーフロー送信を行う。直交ウォルシュ符号の使用は加入者ユニットから送信されるチャンネルのセット間の干渉を除去するか十分に減少して、基地局での受信の継続に必要な送信エネルギを最少にする。
受信システムでの処理能力を増加し、それにより加入者ユニットのより高い送信能力を利用するように範囲を増加するために、パイロットデータも直交チャンネルの１個を経由して送信される。パイロットデータを使って、逆方向リンク信号の位相オフセットを決定し、取り除いて、コヒーレント処理を受信システムで実現できる。またパイロット・データはレイク受信機に結合する前に、異なる時間遅延で受信した最適に重み付けしたマルチパス信号に使用することができる。一度位相オフセットを取り除き、マルチパス信号に適当に重み付けすれば、マルチパス信号は逆方向リンク信号が適当な処理のために受信しなければならない電力を減少して、結合できる。必要な受信電力のこの減少で、より大きい送信レートをうまく処理するか、逆に逆方向リンク信号の１セット間の干渉を減少させることが可能になる。パイロット信号の送信には多少の送信電力の追加が必要になるが、より高い送信レートの状況下で、総逆方向リンク信号電力に対するパイロットチャンネル電力の比率は低いデータレートのデジタル音声データ送信のセルラシステムに関連するその比率よりも十分に低い。このように高いデータレートのＣＤＭＡシステムで、コヒーレント逆方向リンクの使用で実現するＥｂ／Ｎ０利得は各加入者からのパイロットデータの送信に必要な追加電力より重要である。
利得調整１５２〜１５８ならびに主増幅器１７２を使用することは、送信システムがいろいろな無線チャンネル条件、送信レートおよびデータ方式に適用できるようにして、上記システムの高い送信能力を利用できる程度を増加する。特に、適当な受信に必要なチャンネルの送信電力は他の直交チャンネルに依存しない方法の中で、時間および条件の変化で変わるかも知れない。たとえば、逆方向リンク信号の初期捕捉の間、基地局で検出と同期を容易にするために、パイロットチャンネルの電力は増加することが必要になるかも知れない。しかし、逆方向リンク信号を一度捕捉すると、パイロットチャンネルに必要な送信電力は十分に減少し、加入者ユニットの移動の速度を含むいろいろな要因で変わる。したがって、利得調整係数Ａ０の値は信号捕捉の間増加し、通信が進んでいる間減少する。別の１例で、誤りがもっと許される情報が順方向リンクで送信されるか、順方向リンク送信が行われる環境が消滅状況になりがちでないときに、低い誤りレートで電力制御データを送信する必要が減るので、利得調整係数Ａ１は減少する。この発明の別の一実施の態様で電力制御調整が必要でなければ、利得調整係数Ａ１はゼロに減衰する。
この発明の別の一実施の態様で、各直交チャンネルまたは全逆方向リンク信号を利得調整する能力は、順方向リンク信号で送信される電力制御コマンドを使用して、基地局１２０または他の受信システムがチャンネルまたは全逆方向リンク信号の利得調整を変えられるようにすることで、さらに活用される。特に基地局は、調整する特定のチャンネルまたは全逆方向リンク信号の送信電力を要求する電力制御情報を送信する。デジタル化音声やデジタル・データのように誤りに異なった感度を有する２方式のデータをＢＰＳＫおよびＱＰＳＫチャンネルで送信するときを含む多くの例で利点がある。この場合、基地局１２０は２個の関連するチャンネルの異なる目標誤りレートを確立する。実際の誤りレートが目標誤りレートを超える場合に基地局は加入者ユニットにそのチャンネルの利得調整を、実際の誤りレートが目標の誤りレートになるまで減らすことを指示する。
これは、明らかに一方のチャンネルが、他方のチャンネルに対して、増加される利得調整係数となる。これがもっと誤りに敏感なデータに関連する利得調整係数は、あまり敏感でないデータに関連する利得調整係数に対して増加することである。他の例で、全逆方向リンクの送信電力は加入者ユニット１００の消滅状況または移動により調整が必要になる場合がある。これらの例で基地局１２０は単一の電力制御コマンドを送信して、そのようにできる。
このように４個の直交するチャンネルの利得を別々に、互いに調整できるようにすることで、逆方向リンク信号の総送信電力を、パイロットデータ、電力制御データ、信号制御データまたはユーザーデータの別の形式のいずれであっても、各データ形式の成功した送信に必要な最小値に維持することができる。さらに成功した送信は各データ形式に対して変えて定義できる。必要最少量の電力で送信すると、基地局に送信するデータの最大量が加入者ユニットに与えられた送信電力能力の限界にでき、加入者ユニット間の干渉も低減する。干渉のこの低減で全ＣＤＭＡ無線セルラシステムの総通信容量が増加する。
逆方向リンク信号に使用する電力制御チャンネルは、加入者ユニットが電力制御情報を基地局に８００電力制御ビット／秒のレートを含むさまざまなレートで送信することを可能にする。この発明の望ましい実施の態様で、電力制御ビットは基地局に、加入者に情報を送信するのに使用する順方向リンク・トラフィック・チャンネルの送信電力の増加または減少を指示する。ＣＤＭＡシステムで急速な電力制御を有するのは一般に役立ち、データ送信を含むより高いデータレート通信の状況で特に役立ち、その理由はデジタルデータがもっと誤りに敏感であり、高い送信が短い間消滅してさえ十分な量のデータを失わせることである。高速逆方向リンク送信が高速順方向リンク送信に付随しそうであることを与えられると、逆方向リンクで電力制御の急速送信を備えることはＣＤＭＡ無線遠隔通信システムの高速通信をさらに容易にする。
この発明の別の典型的な一実施の態様で、特定のＮＲで定義する１組の符号器入力レートＥＲは特定のデータ形式の通信に使用する。それはデータが最大符号化レートＥＲまたは１組のより低い符号器入力レートＥＲで、それに合うように調整される関連のＮＲと共に送信される場合があることである。この実施の態様の望ましい実行で、最大レートは、第II表および第III表でＲＳ１-フルレートおよびＲＳ２-フルレートとして上記に参照した、ＩＳ-９５に従う無線通信システムで使用する最大レートに相当し、それぞれのより低いレートは次に高いレートの約半分で、フルレート、ハーフレート、１／４レート、１／８を備える１組のレートを作っている。
より低いデータレートは、第IV表に用意しているＢＰＳＫチャンネルのレートセット１およびレートセット２に対してＮＲの値を持つシンボル繰り返しレートＮＲを増加して発生するのが望ましい。

ＱＰＳＫチャンネルの繰り返しレートはＢＰＳＫチャンネルの２倍である。
この発明の典型的な実施の態様にしたがって、フレームのデータレートが前のフレームについて変化するとき、フレームの送信電力は送信レートの変化にしたがって調整される。即ち、より低いレートのフレームをより高いレートのフレームの後で送信するとき、フレームが送信される送信チャンネルの送信電力はレートの減少に比例して、より低いレートのフレームに対して減少し、逆もまた同様となる。たとえば、フルレートフレームの送信の期間、チャンネルの送信電力が送信電力Ｔであるとすると、その後のハーフレートフレームの送信の期間の送信電力は送信電力Ｔ／２となる。この減少はフレームの全期間の送信電力減少により好ましく達成される送信電力であるが、一部の余剰の情報が「空白になる」ような送信デューティサイクルを減らして実現することもある。どちらか片方の場合に、送信電力の調整をクローズドループ電力調整機構と組み合わせて行い、それによって送信電力はさらに基地局から送信する電力制御データに応答して調整される。
図５はこの発明の典型的な実施の態様にしたがって形成した第２図のＲＦ処理システム１２２および復調器１２４のブロック図である。マルチプライヤ１８０ａおよび１８０ｂはアンテナ１２１から受信した信号を同一位相の正弦曲線と直交位相の正弦曲線でダウンコンバートし、同一位相受信サンプルＲＩと直交位相受信サンプルＲＱをそれぞれ生成する。ＲＦ処理システム１２２は極めて簡単に示し、信号も広く知られている技術で整合フィルタに掛け、デジタル化（示していない）することを理解すべきである。そこで受信サンプルＲＩおよびＲＱは復調器１２４内のフィンガ復調器１８２に加わる。各フィンガ復調器１８２は、もしそのような瞬間（ｉｎｓｔａｎｃｅ）が利用できるならば、加入者ユニット１００により送信された逆リンク信号のある瞬間を処理する。ここで逆リンク信号の各瞬間はマルチパス現象を介して生成される。三個のフィンガー復調器が図示されているが、他の数のフィンガープロセッサを使用することは、単一のフィンガー復調器１８２の使用を含む本発明と矛盾しない。各フィンガ復調器１８２は電力制御データ、ＢＰＳＫデータおよびＱＰＳＫＩデータとＱＰＳＫＱデータを備える１組のソフト決定データを生成する。ソフト決定データの各組は、時間調整はこの発明の別の一実施の態様の結合器１８４内で実現できるが、相当するフィンガ復調器１８２内で時間調整もされる。そこで、結合器１８４はフィンガ復調器１８２から受けたソフト決定データの組を総計し、ある一瞬の電力制御、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫＩ、ＱＰＳＫＱ、ソフト決定データを生成する。
図６はこの発明の典型的な実施の態様にしたがった図５のフィンガ復調器１８２のブロック構成図である。ＲＩおよびＲＱ受信サンプルは処理される逆方向リンク信号の特定の瞬間の送信経路で起こされる遅延量にしたがって、時間調整１９０で最初の時間調整を行う。長コード２００をマルチプライヤ２０１で擬似ランダム拡散符号ＰＮＩおよびＰＮＱと混合し、できた長コード変調ＰＮＩおよびＰＮＱ拡散符号の複素共役がＸＩ項およびＸＱ項を生成するマルチプライヤ２０２と総和器２０４で、時間調整ＲＩおよびＲＱ受信サンプルと複素乗算する。ＸＩ項およびＸＱ項の３個の分離した瞬間をそれぞれウォルシュ符号Ｗ１、Ｗ２およびＷ３で復調し、できたウォルシュ復調データを４対１総和器２１２で４個の復調チップで総計する。ＸＩおよびＸＱのデータの４番目の瞬間を加算器２０８で４個の復調チップによって総計し、パイロットフィルタ２１４でフィルタに掛ける。この発明の望ましい実施の態様で、パイロットフィルタ２１４が加算器２０８で行った１連の総和にわたって平均するが、他のフィルタ技術は当業者に明らかになるだろう。フィルタに通された同位相と直交位相のパイロット信号はＷ１およびＷ２のウォルシュ符号で復調されたデータをＢＰＳＫ変調されたデータに従って位相を回転しスケール合わせするために用いられる。それはマルチプライヤ２１６と加算器２１７を使った複素共役乗算を介してなされ、ソフト決定電力制御およびＢＰＳＫのデータを生成する。Ｗ３ウオルシュ符号変調データは、ソフト決定ＱＰＳＫデータを生成するマルチプライヤ２１８と加算器２２０を使って、ＱＰＳＫ変調されたデータにしたがって同位相と直交位相のフィルタを通したパイロヅト信号を使用して、位相を回転される。ソフト決定電力制御データは３８４対１総和器２２２で３８４の変調シンボルにわたって総計され電力制御ソフト決定データを生成する。位相回転したＷ２ウォルシュ符号変調データ、Ｗ３ウォルシュ符号変調データおよび電力制御ソフト決定データは結合に利用される。この発明の別の一実施の態様で、符号化および復号化は電力制御データで同様に実現する。
位相情報を備えるのに追加して、パイロットは時間追従を利用する受信システムの中で使用することもある。時間追従は処理する現在の受信サンプルの前の（早い）時間サンプルおよび後の（遅い）時間サンプルで受信したデータを処理しても実現する。実際の到達時間にもっとも近い時間を決定するために、早いサンプル時間および遅いサンプル時間のパイロット・チャンネルの振幅を現在のサンプル時間の振幅と比較して、どれが最大かを決定することができる。隣のサンプル時間の１個の信号が現在のサンプル時間のそれよりも大きければ、、タイミングを復調結果が最良になるように調整することができる。
図７はこの発明の典型的な実施の態様にしたがったＢＰＳＫチャンネル復号器１２８およびＱＰＳＫチャンネル復号器１２６（図２）のブロック構成図である。結合器１８４（図５）からのＢＰＳＫソフト決定データは累算器２４０で受け、累算器は受信したフレームの６１４４／ＮＲ復調シンボルの第１列を保存するが、ＮＲは上記のようにＢＰＳＫソフト決定データの送信レートに左右され、相当する保存された蓄積されたシンボルをもつフレームに含まれる６１４４／ＮＲ復調シンボルの各組を加える。ブロック・デインンターリーバ２４２（Ｂｌｏｃｋｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒｓ）は可変開始点総和器２４０からの蓄積されたソフト決定データをデインターリーブし、ビタビ復号器２４４はデインターリーブされたソフト決定データを復号し、ＣＲＣチェックサムの結果と同様にハード決定データを生成する。ＱＰＳＫ復号器１２６内で、結合器１８４（第５図）からのＱＰＳＫＩおよびＱＰＳＫＱソフト決定データをデマルチプレクサ２４６で１個のソフト決定データストリームにデマルチプレクスし、その１個のソフト決定データストリームはそれぞれ６１４４／ＮＲ復調シンボルを蓄積する累算器２４８が受信するがＮＲはＱＰＳＫデータの送信レートが左右する。ブロックデインターリーバ２５０は可変開始点累算器２４８からのソフト決定データをデインターリーブし、ビタビ復号器２５２はデインターリーブされた変調シンボルを復号し、ＣＲＣチェックサムの結果と同様にハード決定データを生成する。第３図に関する上記のシンボル繰り返しがインターリーブの前に行われる別の典型的な実施の態様で、累算器２４０と２４８はブロック・デインターリーバ２４２および２５０の後に置かれる。そこでレートセットの使用および、それゆえに特定のフレームのレートが不明である使用に関連するこの発明の実施の態様で、多重復号器が働き、それぞれ異なった送信レートで動作し、使用されてきたもっともそれらしい送信レートに関するフレームがＣＲＣチェックサムの結果に基づいて選ばれる。他の誤り確認方法の使用はこの発明の実行と矛盾しない。
第８図は単一のＢＰＳＫデータチャンネルを運用しているこの発明の別の一実施の態様で形成する変調器１０４（第２図）のブロック構成図である。パイロットデータは利得調整係数Ａ０によって利得調整４５２で利得調整される。電力制御データはマルチプライヤ１５０ａでウォルシュ符号Ｗ１により変調され、利得調整係数Ａ１によって利得調整４５４で利得調整される。利得調整したパイロットデータと電力制御データは総和データ４６１を生成する総和器４６０で総計する。ＢＰＳＫデータはマルチプライヤ１５０ｂでウォルシュ符号Ｗ２によって変調され、利得調整係数Ａ２により利得調整４５６で利得調整される。
同位相擬似ランダム拡散符号（ＰＮＩ）および直交位相擬似ランダム拡散符号（ＰＮＱ）の双方を長コード４８０で変調する。その長コード変調したＰＮＩおよびＰＮＱ符号は、マルチプライヤ４６４ａ〜ｄおよび総和器４６６ａ〜ｂで総和されたデータ４６１及び利得調整４５６からの利得調整されたＢＰＳＫデータと複素乗算され、項ＸＩとＸＱを生ずる。項Ｘ１とＸＱをマルチプライヤ４６８で同位相と直交位相の正弦曲線でアップコンバータで変換し、その変換した信号をそれぞれ総和器４７０で総和し、信号ｓ（ｔ）を発生する振幅係数ＡＭにより増幅器４７２で増幅する。
第８図に示す実施の態様はこの中で記述している他の実施の態様とは、ＢＰＳＫデータを直交位相チャンネルに置き、パイロットデータと電力制御データを同位相チャンネルに置く点で異なっている。ここで記述している発明の他の実施の態様でＢＰＳＫデータはパイロットデータおよび電力制御データと一緒に同位相チャンネルに置かれる。ＢＰＳＫデータを直交位相チャンネルに、パイロットと電力制御データを同位相チャンネルに置くことは、逆方向リンク信号のピーク対平均電力比を減らす。チャンネルの位相は直交であり、２個のチャンネルの総和の大きさが変化しているデータに応じてより少なく変動させる。これで与えられた平均電力を維持するために必要なピーク電力を減らし、逆方向リンク信号のピーク対平均電力比特性を減少する。ピーク対平均電力比の減少は、逆方向リンク信号が与えられた送信レートを維持するために基地局で受信しなければならないピーク電力を減少し、そのため最大送信電力を有する加入者ユニットが、基地局で必要なピーク電力で受信できる信号を送信することができなくなる前に、基地局から置かれるかも知れない距離を増加する。１加入者ユニットが基地局から置かれるかも知れない、まだ必要なピーク電力で受信される信号を送信することのできる距離のこの増加が、加入者ユニットが任意の与えられたデータレートで継続して通信を処理できる範囲を増加する。
第９図は第８図に示すこの発明の実施の態様により形成したときのフィンガ復調器１８２のブロック構成図である。
受信サンプルＲＩおよびＲＱはタイミング調整２９０で時間調整し、ＰＮＩおよびＰＮＱ符号はマルチプライヤ３０１で、長コード２００によってマルチプライする。そして時間調整された受信サンプルはマルチプライヤ３０２と総和器３０４を用いてＰＮＩおよびＰＮＱ符号の複素共役で乗算され項ＸＩおよびＸＱを生成する。ＸＩおよびＸＱ項の第１と第２の瞬間をマルチプライヤ３１０で、ウォルシュ符号Ｗ１およびウォルシュ符号Ｗ２で復調し、その復調したシンボルを総和器３１２で４組の中で総計する。ＸＩおよびＸＱ項の第３の瞬間を総和器３０８で４個の復調シンボルに対して総計し、パイロット標準データを発生する。そのパイロット標準データはパイロットフィルタ３１４でフィルタに掛けられ、マルチプライヤ３１６および加算器３２０で、総計されたウォルシュ符号で変調されたデータを位相回転し重み付けするために使われ、ＢＳＰＫソフト決定データおよび３８４：１総和器３２２で３８４シンボルに対して総計した後でのソフト決定電力制御データを生成する。
このように多チャンネル、高いレート、ＣＤＭＡ無線通信システムを記述した。この記述はこの発明を作るか使用するために技術に熟達している人にできるように用意してある。これらの実施の態様に対するさまざまな変更は当業者に容易に明らかであり、ここの中で定義している基本原理は発明的な能力を使わずに他の実施の態様に適用できるかも知れない。このようにこの発明はここの中で示している実施の態様に限定されるものでもなく、ここの中で開示している原理と新規な特性に矛盾しないもっとも広い範囲に合わせる。

Claims

加入者ユニットの組の中の第１の加入者ユニットから加入者ユニットの前記組と通信する基地局への送信のために変調したデータを発生するための方法であって、
ａ）第１チャンネルデータを発生するために第１の直交符号で第１データを変調し、
ｂ）第２チャンネルデータを発生するために第２の直交符号で第２データを変調し、
ｃ）第１の同位相拡散データおよび第１の直交位相拡散データを発生するために同位相拡散符号および直交位相拡散符号で前記第１チャンネルデータを変調し、
ｄ）第２の同位相拡散データおよび第２の直交位相拡散データを発生するために前記同位相拡散符号および前記直交位相拡散符号で前記第２チャンネルデータを変調し、
ｅ）前記第１の同位相拡散データから前記第２の直交位相拡散データを引き、同位相項を生成し、そして
ｆ）前記第１の直交位相拡散データに前記第２の同位相拡散データを加算し、直交位相項を生成するステップを備える方法。
請求項１に記載の方法であって、さらに
前記第１チャンネルデータを利得調整し、
前記第２チャンネルデータを利得調整するステップを具備する方法。
請求項１に記載の方法であり、
前記第１データがパイロットデータで、
前記第２データがユーザーデータ、
である方法。
請求項１に記載の方法であって、さらに
第３の直交符号で第３チャンネルデータを変調するステップ、そして
前記第１チャネルデータに前記第３チャンネルデータを加算するステップを具備し、前記第１チャネルデータはパイロットデータであり、前記第２チャネルデータはユーザーデータであり、そして前記第３チャンネルデータは電力制御データである方法。
加入者ユニットの組の中の第１の加入者ユニットから加入者ユニットの前記組と通信する基地局への送信のために変調したデータを発生するための装置であって、
第１チャンネルデータを発生するために第１の直交符号で第１データを変調するための手段と、
第２チャンネルデータを発生するために第２の直交符号で第２データを変調するための手段と、
第１の同位相拡散データおよび第１の直交位相拡散データを発生するために同位相拡散符号および直交位相拡散符号で前記第１チャンネルデータを変調するための手段と、
第２の同位相拡散データおよび第２の直交位相拡散データを発生するために前記同位相拡散符号および前記直交位相拡散符号で前記第２チャンネルデータを変調するための手段と、
前記第１の同位相拡散データから前記第２の直交位相拡散データを引くための手段であって、同位相項を生成する手段と、そして
前記第１の直交位相拡散データに前記第２の同位相拡散データを加算するための手段であって、直交位相項を生成する手段と
を備える装置。
請求項５に記載の装置であって、さらに
前記第１チャンネルデータを利得調整するための手段と、
前記第２チャンネルデータを利得調整するための手段を具備する装置。
請求項５に記載の装置であって、
前記第１データがパイロットデータで、
前記第２データがユーザーデータである装置。
請求項５に記載の装置であって、さらに
第３の直交符号で第３チャンネルデータを変調するための手段、そして
前記第１チャネルデータに前記第３チャンネルデータを加算するための手段を具備し、前記第１チャネルデータはパイロットデータであり、前記第２チャネルデータはユーザーデータであり、そして前記第３チャンネルデータは電力制御データである装置。