JP3975104B2 - Wraparound canceller - Google Patents

Description

また、ＳＰ信号は擬似ランダム符号系列に基づいて変調されており、その振幅及び位相は、配置されるキャリアのインデックスｋのみによって決定され、シンボルのインデックスｉには依存しない。
【００１０】
図１０は、回り込みキャンセラを用いたＳＦＮ中継システムのモデルを示すブロック図である。以降、特に断らない限り、小文字で始まる記号は時間領域での信号や応答を表し、大文字で始まる記号は周波数領域での信号や応答を表し、同一の文字で表される大文字と小文字の記号は、それらがフーリエ変換対であることを示す。また、記号「＊」は畳み込み演算を表す。さらに、これらの信号や応答は、特に断らない限り複素数として扱うものとする。
【００１１】
なお、図１０中の受信部２は、ＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）帯域の信号を基底帯域（以下、ベースバンド）の信号に変換し、送信部４は逆に、ベースバンドの信号をＲＦ帯域に変換するが、これらの周波数変換は、本発明に対して本質的な影響を与えるものではないので、以下では特に断らない限り、これら周波数変換に関しては言及しない。
【００１２】
図１０において、ｘ（ｔ）は親局信号、ｒ（ｔ）は受信部２の入力信号、ｓ（ｔ）は送信部４の入力信号、Ｗ＿ｉｎ（ω）は受信部２の伝達関数、Ｗ＿ｏｕｔ（ω）は送信部４の伝達関数、Ｗ＿ｌｏｏｐ（ω）は回り込み伝送路６の伝達関数、Ｗ＿ｆｉｒ（ω）は回り込みキャンセラ３内部のＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）フィルタ３２の伝達関数をそれぞれ表す。
【００１３】
図１０において、受信アンテナ１は、親局信号ｘ（ｔ）と回り込み伝送路からの回り込み信号ｗ＿ｌｏｏｐ（ｔ）＊ｗ＿ｏｕｔ（ｔ）＊ｓ（ｔ）との合成信号を受信し、その出力ｒ（ｔ）は受信部２に供給される。受信部２は、受信信号ｒ（ｔ）に対してフィルタ処理、周波数変換処理、ゲイン調整等を行うもので、その出力ｗ＿ｉｎ（ｔ）＊ｒ（ｔ）は回り込みキャンセラ３内部の減算器３１の第１の入力に供給される。
【００１４】
回り込みキャンセラ３の内部において、減算器３１は、受信部２の出力ｗ＿ｉｎ（ｔ）＊ｒ（ｔ）からＦＩＲフィルタ３２の出力ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）＊ｓ（ｔ）を減じるもので、その出力ｓ（ｔ）はＦＩＲフィルタ３２の第１の入力及びフィルタ係数生成部３３に供給されると共に、回り込みキャンセラ３の出力として、送信部４に供給される。
【００１５】
フィルタ係数生成部３３は、減算器３１の出力ｓ（ｔ）から伝送路の特性を推定し、フィルタ係数を生成するもので、その出力ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）はＦＩＲフィルタ３２の第２の入力に供給される。
【００１６】
ＦＩＲフィルタ３２は、減算器３１の出力ｓ（ｔ）に対してフィルタ係数生成部３３の出力ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）による畳み込み演算を行い、回り込みの複製信号ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）＊ｓ（ｔ）を生成するもので、その出力は減算器３１の第２の入力に供給される。
【００１７】
送信部４は、減算器３１の出力ｓ（ｔ）に対してフィルタ処理、周波数変換処理、ゲイン調整等を行い中継信号ｗ＿ｏｕｔ（ｔ）＊ｓ（ｔ）を生成するもので、その出力は送信アンテナ５の入力に供給される。
【００１８】
送信アンテナ５は送信部４の出力ｗ＿ｏｕｔ（ｔ）＊ｓ（ｔ）を放射するもので、その出力の一部が回り込み伝送路６を経由することにより、回り込み信号ｗ＿ｌｏｏｐ（ｔ）＊ｗ＿ｏｕｔ（ｔ）＊ｓ（ｔ）となって受信アンテナ１に回り込む。
【００１９】
図１１は、従来の回り込みキャンセラ３ａの構成を示すブロック図である。図１１において、ＦＦＴ（First Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路３３０１は、減算器３１の出力ｓ（ｔ）から有効シンボル期間を抽出しＦＦＴすることにより、時間領域の信号であるｓ（ｔ）を周波数領域の信号に変換するもので、その出力Ｓ（ω）は複素除算回路３３０３の第一の入力に供給される。
【００２０】
パイロット発生回路３３０２は、ＦＦＴ回路３３０１の出力Ｓ（ω）に同期して、その振幅と位相が既知である規定のＳＰ信号を発生するもので、その出力Ｘｐ（ω）は複素除算回路３３０３の第二の入力に供給される。
【００２１】
複素除算回路３３０３は、ＦＦＴ回路３３０１の出力Ｓ（ω）に含まれる受信ＳＰ信号Ｓｐ（ω）をパイロット発生回路３３０２の出力Ｘｐ（ω）で除することにより、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｆｐ（ω）を求めるもので、その出力は補間回路３３０４に供給される。
【００２２】
補間回路３３０４は、パイロットキャリアに対してのみ分散的に求められた伝送路特性Ｆｐ（ω）を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性Ｆ０（ω）を推定するもので、その出力は残差算出回路３３０５に入力される。
【００２３】
残差算出回路３３０５は、補間回路３３０４の出力Ｆ０（ω）からキャンセル残差Ｅ（ω）を算出するもので、その出力はＩＦＦＴ回路３３０６に供給される。
【００２４】
ＩＦＦＴ回路３３０６は、残差算出回路の出力Ｅ（ω）をＩＦＦＴすることにより、周波数領域での残差Ｅ（ω）を時間領域での残差ｅ（ｔ）に変換するもので、その出力は係数更新回路３３０７に供給される。
【００２５】
係数更新回路３３０７は、ＩＦＦＴ回路３３０６の出力ｅ（ｔ）から、所定の係数更新式に基づいてフィルタ係数ｗ＿ｎｅｗ（ｔ）を算出するもので、その出力はフィルタ係数生成部３３ａの出力ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）としてＦＩＲフィルタ３２の第２の入力に供給される。
【００２６】
次に、回り込みキャンセラ３ａが回り込み信号を打ち消す条件について説明する。まず減算器３１の出力における系の伝達関数Ｆ（ω）は（式２）で表される。
【００２７】
【数２】

従って、減算器３１によって回り込み信号が打ち消される条件は（式３）で表される。
【００２８】
【数３】

ここで、キャンセル残差Ｅ（ω）を（式４）のように定義し、
【００２９】
【数４】

（式２）を変形すると（式５）が得られる。
【００３０】
【数５】

ここでモデルを簡略化し、受信部２の伝達関数Ｗ＿ｉｎ（ω）＝１とすると、キャンセル残差Ｅ（ω）は（式６）で表される。
【００３１】
【数６】

さらに、係数更新回路３３０７での係数更新式を（式７）で定義する。
【００３２】
【数７】

但し、（式７）中のｗ＿ｏｌｄ（ｔ）は更新前の係数、μは１以下の定数である。
【００３３】
以上の構成によって、回り込みの伝達関数Ｗ＿ｌｏｏｐ（ω）Ｗ＿ｏｕｔ（ω）とＦＩＲフィルタ３２の伝達関数Ｗ＿ｆｉｒ（ω）との差分であるキャンセル残差Ｅ（ω）が、０に収束するようにフィードバック制御が動作し、回り込みキャンセラ３ａの出力ｓ（ｔ）には、親局信号成分のみが出力される。
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】
回り込み伝送路の時間的な変動にキャンセル動作を追従させるためには、フィルタ係数の更新間隔は極力短いことが望ましい。一方、前述のような回り込みキャンセラでは、受信ＯＦＤＭシンボルから伝送路特性を推定するためにＦＦＴを用いている関係上、最低限１有効シンボル分の信号が到来する時間が必要である。また、有効シンボル期間中で係数を更新すると、回り込みキャンセラ自身の動作や中継信号を受信する機器の動作に悪影響を及ぼす可能性があるため、シンボルの先頭付近のガード期間中に係数を更新することが望ましい。
【００３５】
図１２は、前述の従来の回り込みキャンセラが、一つのシンボルに含まれるＳＰ信号のみを用いて伝送路特性を推定する場合のタイミング関係を示す。なおここでは、必要な信号が到来してから係数を算出するまでの演算時間を１シンボル期間以下としている。
【００３６】
図１２においては、タイムスロット（ｉ）に到来したシンボルに含まれるＳＰ信号を用いて、タイムスロット（ｉ＋１）で伝送路特性の推定及び係数の算出を行い、タイムスロット（ｉ＋２）の先頭で係数を更新する。そして、この更新が反映されたシンボル、即ちタイムスロット（ｉ＋２）に到来するシンボルから次の係数を算出し、タイムスロット（ｉ＋４）の先頭で係数を更新する。従ってこの場合、係数の更新間隔は２シンボル期間であり、これが前述の条件の下での最小の更新間隔である。
【００３７】
しかしながら、一つのシンボルに含まれるＳＰ信号のみを用いて伝送路特性を推定する場合、ＳＰ信号を伝送するパイロットキャリアは１２キャリア毎に配置されているため、ナイキストの標本化定理により、１有効シンボル期間の１／１２以下の範囲に含まれる伝送路特性のみ推定可能である。従って、１有効シンボル期間の１／１２を上回る遅延時間を有する回りこみ信号をキャンセルすることができない。一方、４シンボル分のＳＰ信号を用いて伝送路特性を推定する場合、ＳＰ信号を伝送するキャリアの間隔は３キャリアとなり、１有効シンボル期間の１／３の遅延時間を有する回りこみ信号までキャンセルすることが可能となる。
【００３８】
図１３は、前述の従来の回り込みキャンセラが４シンボル分のＳＰ信号を用いて伝送路特性をする場合のタイミング関係を示す。なおここでも、必要な信号が到来してから係数を算出するまでの演算時間を１シンボル期間以下としている。
【００３９】
図１３においては、タイムスロット（ｉ）からタイムスロット（ｉ＋３）に到来したシンボルに含まれるＳＰ信号を用いて、タイムスロット（ｉ＋４）で伝送路特性の推定及び係数の算出を行い、タイムスロット（ｉ＋５）の先頭で係数を更新する。そして、この更新が反映されたシンボル、即ちタイムスロット（ｉ＋５）からタイムスロット（ｉ＋８）に到来するシンボルから次の係数を算出し、タイムスロット（ｉ＋１０）の先頭で係数を更新する。
【００４０】
従ってこの場合、係数の更新間隔は５シンボル期間となり、前述の１シンボル分のＳＰ信号のみを用いて伝送路特性を推定する場合に比べて更新間隔が２．５倍となり、回り込み伝送路の時間的な変動に対する追従が劣化する。
【００４１】
このように、前述のような従来の回り込みキャンセラでは、回り込み伝送路の時間的な変動に対する追従性を優先すると、キャンセル可能な遅延時間の範囲が狭くなり、逆に、キャンセル可能な遅延時間の拡大を優先すると、回り込み伝送路の時間的な変動に対する追従性が劣化する。
【００４２】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、上記の問題を解決し、追従性の向上とキャンセル可能な遅延時間の拡大とを両立する回り込みキャンセラを提供することを目的とする。
【００４３】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明に係る回り込みキャンセラは、以下のように構成される。
【００４４】
本発明の回り込みキャンセラは、受信信号を同一の周波数で再送信する場合に発生する送受信アンテナ間の回り込みを除去する回り込みキャンセラであって、入力信号から回り込み信号の複製を減じる減算器と、前記減算器の出力にタップ係数を畳み込み、回り込み信号の複製を生成するＦＩＲフィルタと、前記減算器の出力を用いて、回り込みの伝送路特性を推定し、前記ＦＩＲフィルタの係数を生成するフィルタ係数生成部とを具備して構成され、前記フィルタ係数生成部は、時間領域の信号である前記減算器の出力を周波数領域の信号へと変換するＦＦＴ手段と、前記ＦＦＴ手段の出力に含まれるパイロットキャリアを規定の振幅と位相を有するパイロット信号で除することにより、前記パイロットキャリアに対する伝送路特性を推定する第一の複素除算手段と、前記第一の複素除算手段の出力を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する第一の補間手段と、前記ＦＦＴ手段の出力を前記第一の補間手段の出力で除することにより、伝送路歪の影響を補償する第二の複素除算手段と、前記第二の複素除算手段の出力を各々のキャリアの変調方式に応じた閾値群で弁別する判定手段と、前記判定手段の出力を各々のキャリアに応じた変調方式で変調する変調手段と、前記ＦＦＴ手段の出力を前記変調手段の出力で除することにより、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する第三の複素除算手段と、前記第三の複素除算手段の出力を用いて、キャンセル残差を算出する残差算出手段と、前記残差算出手段の出力を、時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ手段と、前記ＩＦＦＴ手段の出力から、前記ＦＩＲフィルタの係数を生成する係数更新手段とを具備する構成を採る。
【００４５】
この構成によれば、回り込みの伝達関数Ｗ＿ｌｏｏｐ（ω）Ｗ＿ｏｕｔ（ω）とＦＩＲフィルタの伝達関数Ｗ＿ｆｉｒ（ω）との差分であるキャンセル残差Ｅ（ω）が、０に収束するようにフィードバック制御が動作し、回り込みキャンセラの出力ｓ（ｔ）には、親局信号成分のみが出力される。
【００４６】
本発明の回り込みキャンセラは、受信信号を同一の周波数で再送信する場合に発生する送受信アンテナ間の回り込みを除去する回り込みキャンセラであって、入力信号から回り込み信号の複製を減じる減算器と、前記減算器の出力にタップ係数を畳み込み、回り込み信号の複製を生成するＦＩＲフィルタと、前記減算器の出力を用いて、回り込みの伝送路特性を推定し、前記ＦＩＲフィルタの係数を生成するフィルタ係数生成部とを具備して構成され、前記フィルタ係数生成部は、時間領域の信号である前記減算器の出力を周波数領域の信号へと変換するＦＦＴ手段と、前記ＦＦＴ手段の出力に含まれるパイロットキャリアを規定の振幅と位相を有するパイロット信号で除することにより、前記パイロットキャリアに対する伝送路特性を推定する第一の複素除算手段と、前記第一の複素除算手段の出力を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する第一の補間手段と、前記ＦＦＴ手段の出力を前記第一の補間手段の出力で除することにより、伝送路歪の影響を補償する第二の複素除算手段と、前記第二の複素除算手段の出力を各々のキャリアの変調方式に応じた閾値群で弁別する判定手段と、前記判定手段の出力を各々のキャリアに応じた変調方式で変調する変調手段と、前記ＦＦＴ手段の出力を前記変調手段の出力で除することにより、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する第三の複素除算手段と、パイロットキャリアに対しては、前記第一の複素除算手段の出力を選択し、他のキャリアに関しては前記第三の複素除算手段の出力を選択し、出力する選択手段と、前記選択手段の出力を用いて、キャンセル残差を算出する残差算出手段と、前記残差算出手段の出力を、時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ手段と、前記ＩＦＦＴ手段の出力から、前記ＦＩＲフィルタの係数を生成する係数更新手段とを具備する構成を採る。
【００４７】
この構成によれば、選択手段は、ＳＰ信号が伝送されているキャリアに関しては、第一の複素除算手段の出力Ｆｐ（ω）を出力し、他のデータキャリアに関しては、第三の複素除算手段の出力Ｆ２（ω）を出力することにより、判定手段が判定を誤るような環境においても、パイロットキャリアに関しては正しい伝送路特性を推定することが可能となり、キャンセル動作の安定性を向上することが可能となる。
【００４８】
本発明の回り込みキャンセラは、受信信号を同一の周波数で再送信する場合に発生する送受信アンテナ間の回り込みを除去する回り込みキャンセラであって、入力信号から回り込み信号の複製を減じる減算器と、前記減算器の出力にタップ係数を畳み込み、回り込み信号の複製を生成するＦＩＲフィルタと、前記減算器の出力を用いて、回り込みの伝送路特性を推定し、前記ＦＩＲフィルタの係数を生成するフィルタ係数生成部とを具備して構成され、前記フィルタ係数生成部は、時間領域の信号である前記減算器の出力を周波数領域の信号へと変換するＦＦＴ手段と、前記ＦＦＴ手段の出力に含まれるパイロットキャリアを規定の振幅と位相を有するパイロット信号で除することにより、前記パイロットキャリアに対する伝送路特性を推定する第一の複素除算手段と、前記第一の複素除算手段の出力を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する第一の補間手段と、前記ＦＦＴ手段の出力を前記第一の補間手段の出力で除することにより、伝送路歪の影響を補償する第二の複素除算手段と、前記第二の複素除算手段の出力を各々のキャリアの変調方式に応じた閾値群で弁別する判定手段と、前記判定手段の出力を各々のキャリアに応じた変調方式で変調する変調手段と、前記ＦＦＴ手段の出力を前記変調手段の出力で除することにより、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する第三の複素除算手段と、前記第一の複素除算手段の出力を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する第二の補間手段と、前記第三の複素除算手段が出力する伝送路特性の信頼性を算出する信頼性算出手段と、前記信頼性算出手段の出力に応じて、前記第二の補間手段の出力と、前記第三の複素除算手段の出力とを重み付け加算して出力する合成手段と、前記合成手段の出力を用いて、キャンセル残差を算出する残差算出手段と、前記残差算出手段の出力を、時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ手段と、前記ＩＦＦＴ手段の出力から、前記ＦＩＲフィルタの係数を生成する係数更新手段とを具備する構成を採る。
【００４９】
この構成によれば、判定手段が判定を誤るような環境においては、パイロットキャリアのみから推定した伝送路特性を係数の更新に用いることにより、キャンセル動作の安定性を向上することが可能となる。
【００５０】
本発明の回り込みキャンセラは、受信信号を同一の周波数で再送信する場合に発生する送受信アンテナ間の回り込みを除去する回り込みキャンセラであって、入力信号から回り込み信号の複製を減じる減算器と、前記減算器の出力にタップ係数を畳み込み、回り込み信号の複製を生成するＦＩＲフィルタと、前記減算器の出力を用いて、回り込みの伝送路特性を推定し、前記ＦＩＲフィルタの係数を生成するフィルタ係数生成部とを具備して構成され、前記フィルタ係数生成部は、時間領域の信号である前記減算器の出力を周波数領域の信号へと変換するＦＦＴ手段と、前記ＦＦＴ手段の出力に含まれるパイロットキャリアを規定の振幅と位相を有するパイロット信号で除することにより、前記パイロットキャリアに対する伝送路特性を推定する第一の複素除算手段と、前記第一の複素除算手段の出力を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する第一の補間手段と、前記ＦＦＴ手段の出力を前記第一の補間手段の出力で除することにより、伝送路歪の影響を補償する第二の複素除算手段と、前記第二の複素除算手段の出力を各々のキャリアの変調方式に応じた閾値群で弁別する判定手段と、前記判定手段の出力を各々のキャリアに応じた変調方式で変調する変調手段と、前記ＦＦＴ手段の出力を前記変調手段の出力で除することにより、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する第三の複素除算手段と、前記第一の複素除算手段の出力を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する第二の補間手段と、前記第三の複素除算手段が出力する伝送路特性の信頼性を算出する信頼性算出手段と、前記信頼性算出手段の出力に応じて、前記第二の補間手段の出力と、前記第三の複素除算手段の出力とを重み付け加算して出力する合成手段と、前記合成手段の出力を平滑化する平滑化手段と、前記平滑化手段の出力を用いて、キャンセル残差を算出する残差算出手段と、前記残差算出手段の出力を、時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ手段と、前記ＩＦＦＴ手段の出力から、前記ＦＩＲフィルタの係数を生成する係数更新手段とを具備する構成を採る。
【００５１】
この構成によれば、平滑化手段は、合成手段が異なる二つの手法により求められた伝送路特性Ｆ０（ω）とＦ２（ω）とを合成することにより生じる不連続性を緩和することにより、キャリア毎あるいはシンボル毎に異なる手法により求められた伝送路特性を用いて係数を更新する場合でも、キャンセル動作の安定性を向上することが可能となる。
【００５２】
本発明の回り込みキャンセラは、上記の構成において、前記信頼性算出手段は、前記変調手段の出力と前記第二の複素除算手段の出力との差分に基づき、前記第三の複素除算手段が出力する伝送路特性の信頼性を算出する構成を採る。
【００５３】
この構成によれば、キャンセル動作の安定性を向上することが可能となる。
【００５４】
本発明の回り込みキャンセラは、上記の構成において、前記信頼性算出手段は、前記第一の補間手段の出力の大きさに基づき、前記第三の複素除算手段が出力する伝送路特性の信頼性を算出する構成を採る。
【００５５】
この構成によれば、キャンセル動作の安定性を向上することが可能となる。
【００５６】
本発明の回り込みキャンセラは、上記の構成において、前記信頼性算出手段の出力が二値情報であり、前記信頼性算出手段の出力に応じて、前記第二の補間手段の出力と前記第三の複素除算手段の出力とを選択して出力する選択手段を、前記合成手段の代わりに具備する構成を採る。
【００５７】
この構成によれば、キャンセル動作の安定性を向上することが可能となるとともに、合成手段と等価な選択手段によって処理を単純化することができる。
【００５８】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、伝送路特性の推定にデータキャリアの硬判定結果を用いることで、追従性の向上とキャンセル可能な遅延時間の拡大とを両立することである。
【００５９】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００６０】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る回り込みキャンセラ３ｂの構成を示すブロック図である。図１において、減算器３１は、受信部２の出力ｗ＿ｉｎ（ｔ）＊ｒ（ｔ）からＦＩＲフィルタ３２の出力ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）＊ｓ（ｔ）を減じるもので、その出力ｓ（ｔ）はＦＩＲフィルタ３２の第１の入力及びフィルタ係数生成部３３ｂに供給されると共に、回り込みキャンセラ３ｂの出力として、送信部４に供給される。
【００６１】
フィルタ係数生成部３３ｂは、減算器３１の出力ｓ（ｔ）から伝送路の特性を推定し、フィルタ係数を生成するもので、その出力ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）はＦＩＲフィルタ３２の第２の入力に供給される。
【００６２】
ＦＩＲフィルタ３２は、減算器３１の出力ｓ（ｔ）に対してフィルタ係数生成部３３ｂの出力ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）による畳み込み演算を行い、回り込みの複製信号ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）＊ｓ（ｔ）を生成するもので、その出力は減算器３１の第２の入力に供給される。
【００６３】
以下では、この回り込みキャンセラ３ｂ内部のフィルタ係数生成部３３ｂの構成及び動作について説明する。
【００６４】
ＦＦＴ回路３３０１は、減算器３１の出力ｓ（ｔ）から有効シンボル期間を抽出しＦＦＴすることにより、時間領域の信号であるｓ（ｔ）を周波数領域の信号に変換するもので、その出力Ｓ（ω）は複素除算回路３３０３の第一の入力、複素除算回路３３０９の第一の入力、及び複素除算回路３３１２の第一の入力に供給される。
【００６５】
パイロット発生回路３３０２は、ＦＦＴ回路３３０１の出力Ｓ（ω）に同期して、その振幅と位相が既知である規定のＳＰ信号を発生するもので、その出力Ｘｐ（ω）は複素除算回路３３０３の第二の入力に供給される。
【００６６】
複素除算回路３３０３は、ＦＦＴ回路３３０１の出力Ｓ（ω）に含まれる受信ＳＰ信号Ｓｐ（ω）をパイロット発生回路３３０２の出力Ｘｐ（ω）で除することにより、パイロットキャリアに対する伝送路特性Ｆｐ（ω）を求めるもので、その出力は補間回路３３０８に供給される。
【００６７】
補間回路３３０８は、パイロットキャリアに対してのみ分散的に求められた伝送路特性Ｆｐ（ω）を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性Ｆ１（ω）を推定するもので、その出力は複素除算回路３３０９の第二の入力に供給される。
【００６８】
複素除算回路３３０９は、ＦＦＴ回路３３０１の出力Ｓ（ω）を補間回路３３０８の出力Ｆｐ（ω）で除することにより、信号が伝送路で受けた振幅及び位相の歪を補償するもので、その出力Ｘｒ（ω）は判定回路３３１０に供給される。
【００６９】
判定回路３３１０は、複素除算回路３３０９の出力Ｘｒ（ω）をそれぞれのキャリアの変調方式に対応した閾値群で弁別するもので、その出力は変調回路３３１１に供給される。
【００７０】
変調回路３３１１は、判定回路３３１０の出力を再びそれぞれのキャリアの変調方式で変調するもので、その出力Ｘｄ（ω）は複素除算回路３３１２の第二の入力に供給される。
【００７１】
前述のＤＶＢ−ＴやＩＳＤＢ−Ｔでは、各々のキャリアの変調方式として、パイロット信号、制御情報、付加情報に対してはＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：２相位相変調）、一般のデータに対してはＱＰＳＫ（Quarternary Phase Shift Keying：４相位相変調），１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調），６４ＱＡＭ等が適用される。
【００７２】
判定回路例３３１０で使用する閾値群の例として、１６ＱＡＭに対する閾値群を図２に図示する。図中の直線群（Ｉ（In phase：同相位相）軸及びＱ（Quadrature phase：直交位相）軸を含む）が閾値群に相当する。例えば、あるキャリアに対する複素除算回路３３０９の出力Ｘｒ（ω）が図中の白丸で表される場合、この白丸は図中でハッチングを施したエリアに含まれるので、判定回路３３１０及び変調回路３３１１は、Ｘｒ（ω）をそのエリアを代表する黒丸によって表されるＸｄ（ω）に変換する。
【００７３】
なお図１中には示していないが、判定回路３３１０で使用する各々のキャリアの変調方式は、パイロット信号、制御情報、付加情報に関しては、その配置が既知であるため容易に判別でき、一般のデータに関しては、受信信号中に含まれる制御情報（ＤＶＢ−ＴにおけるＴＰＳやＩＳＤＢ−ＴにおけるＴＭＣＣ）を復調することで得られる。
【００７４】
特にＩＳＤＢ−Ｔの場合、周波数分割型の階層化伝送方式を採用しており、一般のデータの伝送に関して一つのＯＦＤＭシンボルに最大３種類の変調方式を多重することが可能である。さらに、周波数選択性の妨害（マルチパス妨害や同一チャネル妨害等）によるバースト的な誤りの発生を防ぐ目的で、周波数インターリーブと呼ばれる周波数方向のキャリア配置の入れ替えを行っているため、キャリア毎にそれらの変調方式が入り乱れた状態で伝送される。従って、ＩＳＤＢ−Ｔ方式に本発明を適用する場合には、上記周波数インターリーブのパターンに従って、各々のキャリアに対する変調方式を並べ替える必要がある。
【００７５】
複素除算回路３３１２は、ＦＦＴ回路３３０１の出力Ｓ（ω）を変調回路３３１１の出力Ｘｄ（ω）で除することにより、全キャリアに対する伝送路特性Ｆ２（ω）を求めるもので、その出力は残差算出回路３３０５に入力される。
【００７６】
残差算出回路３３０５は、複素除算回路３３１２の出力Ｆ２（ω）からキャンセル残差Ｅ（ω）を算出するもので、その出力はＩＦＦＴ回路３３０６に供給される。
【００７７】
ＩＦＦＴ回路３３０６は、残差算出回路の出力Ｅ（ω）をＩＦＦＴすることにより、周波数領域での残差Ｅ（ω）を時間領域での残差ｅ（ｔ）に変換するもので、その出力は係数更新回路３３０７に供給される。
【００７８】
係数更新回路３３０７は、ＩＦＦＴ回路３３０６の出力ｅ（ｔ）から、所定の係数更新式に基づいてフィルタ係数ｗ＿ｎｅｗ（ｔ）を算出するもので、その出力はフィルタ係数生成部３３ｂの出力ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）としてＦＩＲフィルタ３２の第２の入力に供給される。
【００７９】
次に、回り込みキャンセラ３ｂが回り込み信号を打ち消す条件について説明する。まず減算器３１の出力における系の伝達関数Ｆ（ω）は（式８）で表される。
【００８０】
【数８】

従って、減算器３１によって回り込み信号が打ち消される条件は（式９）で表される。
【００８１】
【数９】

ここで、キャンセル残差Ｅ（ω）を（式１０）のように定義し、
【００８２】
【数１０】

（式８）を変形すると（式１１）が得られる。
【００８３】
【数１１】

ここでモデルを簡略化し、受信部２の伝達関数Ｗ＿ｉｎ（ω）＝１とすると、キャンセル残差Ｅ（ω）は（式１２）で表される。
【００８４】
【数１２】

さらに、係数更新回路３３０７での係数更新式を（式１３）で定義する。
【００８５】
【数１３】

但し、（式１３）中のｗ＿ｏｌｄ（ｔ）は更新前の係数、μは１以下の定数である。
【００８６】
以上の構成によって、回り込みの伝達関数Ｗ＿ｌｏｏｐ（ω）Ｗ＿ｏｕｔ（ω）とＦＩＲフィルタ３７の伝達関数Ｗ＿ｆｉｒ（ω）との差分であるキャンセル残差Ｅ（ω）が、０に収束するようにフィードバック制御が動作し、回り込みキャンセラ３ｂの出力ｓ（ｔ）には、親局信号成分のみが出力される。
【００８７】
図３は、本実施の形態におけるタイミング関係を示す。
【００８８】
本実施の形態における回り込みキャンセラでは、受信ＯＦＤＭシンボルから伝送路特性を推定するためにＦＦＴを用いている関係上、最低限１有効シンボル分の信号が到来する時間が必要である。
【００８９】
また、有効シンボル期間中で係数を更新すると、回り込みキャンセラ自身の動作や中継信号を受信する機器の動作に悪影響を及ぼす可能性があるため、シンボルの先頭付近のガード期間中に係数を更新することが望ましい。
【００９０】
なおここでは、必要な信号が到来してから係数を算出するまでの演算時間を１シンボル期間以下としている。
【００９１】
パイロット発生回路３３０２、複素除算回路３３０３、及び補間回路３３０８は、タイムスロット（ｉ）からタイムスロット（ｉ＋３）に到来したシンボルに含まれるＳＰ信号を用いて、信号帯域全体に対する伝送路特性Ｆ１（ω）を推定する。
【００９２】
複素除算回路３３０９、判定回路３３１０、及び変調回路３３１１は、タイムスロット（ｉ＋３）に到来したシンボルのＳ（ω）と前述のＦ１（ω）とを用いて、タイムスロット（ｉ＋３）に到来したシンボルに対応する再変調信号Ｘｄ（ω）を算出する。
【００９３】
複素除算回路３３１２は、タイムスロット（ｉ＋３）に到来したシンボルのＳ（ω）をタイムスロット（ｉ＋３）に到来したシンボルに対応する再変調信号Ｘｄ（ω）で除することにより、タイムスロット（ｉ＋３）に到来したシンボルに対する伝送路特性Ｆ２（ω）を算出する。
【００９４】
残差算出回路３３０５、ＩＦＦＴ回路３３０６、及び係数更新回路３３０７は、タイムスロット（ｉ＋３）に到来したシンボルに対する伝送路特性Ｆ２（ω）から新たな係数ｗ＿ｎｅｗ（ｔ）を算出し、フィルタ係数生成部３３ｂの出力ｗ＿ｆｉｒ（ｔ）として出力する。
【００９５】
ＦＩＲフィルタ３２は、タイムスロット（ｉ＋３）に到来したシンボルに対して算出されたｗ＿ｆｉｒ（ｔ）を、タイムスロット（ｉ＋５）の先頭でその係数に反映させる。
【００９６】
以降同様に、この更新が反映されたシンボル、即ちタイムスロット（ｉ＋５）に到来したシンボルに対して次の係数を算出し、タイムスロット（ｉ＋７）の先頭で係数を更新する。
【００９７】
従ってこの場合、係数の更新間隔は２シンボル期間であり、これは、従来の手法において１シンボル分のＳＰ信号のみを用いて伝送路特性を推定する場合と等しく、前述の条件の下での最小の更新間隔である。
【００９８】
さらに、本実施の形態における回り込みキャンセラでは、ＳＰ信号だけではなく全てのデータキャリアを用いて回り込み伝送路特性を推定するために、原理的には１有効シンボル期間と等しい遅延時間を有する回りこみ信号までキャンセルすることが可能となる。
【００９９】
なお、図３のタイミングでは、タイムスロット（ｉ＋３）に到来したシンボルに対して算出された係数を、タイムスロット（ｉ＋５）の先頭でその係数に反映させながら、次の係数算出の際にはタイムスロット（ｉ＋２）からタイムスロット（ｉ＋５）に到来したシンボルに含まれるＳＰ信号を用いて、信号帯域全体に対する伝送路特性Ｆ１（ω）を推定している。これは一見、伝送路特性の連続性が損なわれ不都合を生じるように思われるが、このＦ１（ω）はデータキャリアの振幅及び位相の補償に用いるものであり、係数更新による多少の不連続等が生じたとしても、閾値による判定という非線形処理によってその影響は排除される。
【０１００】
このように、本実施の形態の回りこみキャンセラによれば、追従性の向上とキャンセル可能な遅延時間の拡大とを両立することができる。
【０１０１】
（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２に係る回り込みキャンセラ３ｃの構成を示すブロック図である。図４において、図１と同一部分には同一符号を付して示す。図４に示す回り込みキャンセラは、図１における回り込みキャンセラに選択回路３３１３ａを追加したものであり、この選択回路３３１３ａは、複素除算回路３３０３の出力Ｆｐ（ω）を第一の入力、複素除算回路３３１２の出力Ｆ２（ω）を第二の入力とし、その出力Ｆ３（ω）を残差算出回路３３０５に供給する。他の構成及び動作は、図１と同一であるので省略する。
【０１０２】
選択回路３３１３ａは、ＳＰ信号が伝送されているキャリアに関しては、複素除算回路３３０３の出力Ｆｐ（ω）を出力し、他のデータキャリアに関しては、複素除算回路３３１２の出力Ｆ２（ω）を出力する。
【０１０３】
このように、本実施の形態の回り込みキャンセラによれば、判定回路３３１０が判定を誤るような環境においても、パイロットキャリアに関しては正しい伝送路特性を推定することが可能となり、キャンセル動作の安定性を向上することが可能となる。
【０１０４】
（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態３に係る回り込みキャンセラ３ｄの構成を示すブロック図である。図５において、図１と同一部分には同一符号を付して示す。図５に示す回り込みキャンセラは、図１における回り込みキャンセラに、補間回路３３０４、合成回路３３１３ｂ、及び信頼性算出回路３３１４を追加したものである。
【０１０５】
補間回路３３０４は、複素除算回路３３０３の出力Ｆｐ（ω）を入力とし、その出力Ｆ０（ω）を合成回路３３１３ｂの第一の入力に供給する。信頼性算出回路３３１４は、複素除算回路３３０９の出力Ｘｒ（ω）を第一の入力、変調回路３３１１の出力Ｘｄ（ω）を第二の入力とし、その出力αを合成回路３３１３ｂの第三の入力に供給する。合成回路３３１３ｂは、補間回路３３０４の出力Ｆ０（ω）を第一の入力、複素除算回路３３１２の出力Ｆ２（ω）を第二の入力、信頼性算出回路３３１４の出力αを第三の入力とし、その出力Ｆ４（ω）を残差算出回路３３０５に供給する。他の構成及び動作は、図１と同一であるので省略する。
【０１０６】
補間回路３３０４は、パイロットキャリアに対してのみ分散的に求められた伝送路特性Ｆｐ（ω）を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性Ｆ０（ω）を推定する。信頼性算出回路３３１４は、判定を用いて推定した伝送路特性Ｆ４（ω）の信頼性αを算出する。合成回路３３１３ｂは、信頼性算出回路３３１４の出力αに基づいて、補間回路３３０４の出力Ｆ０（ω）と、複素除算回路３３１２の出力Ｆ２（ω）とを重み付け加算することにより合成伝送路特性Ｆ４（ω）を算出する。これを数式で表すと（式１４）のようになる。
【０１０７】
【数１４】

図６は、信頼性算出回路の第一の内部構成例を示すブロック図である。図６において、減算器３３１４１は、複素除算回路３３０９の出力Ｘｒ（ω）と変調回路３３１１の出力Ｘｄ（ω）と差分を算出し、その出力を電力算出回路３３１４２に供給する。電力算出回路３３１４２は、減算器３３１４１の出力の電力を算出し、その出力をシンボル内平均回路３３１４３ａに供給する。シンボル内平均回路３３１４３ａは、電力算出回路３３１４２の出力をシンボル内でキャリア方向に平均化し、その出力を変換回路３３１４４に供給する。変換回路３３１４４はシンボル内平均回路３３１４３ａの出力が大きい場合は、その出力αを小さくし、逆にシンボル内平均回路３３１４３ａの出力が小さい場合は、その出力αを大きくするような変換を施し、その結果を信頼性算出回路３３１４ａの出力として出力する。ここで、αは０≦α≦１を満たすものとする。
【０１０８】
図７は、信頼性算出回路の第二の内部構成例を示すブロック図である。図７に示す信頼性算出回路３３１４ｂは、図６における信頼性算出回路３３１４ａのシンボル内平均回路３３１４３ａを、シンボル間平均回路３３１４３ｂに置き換えたものであり、このシンボル間平均回路３３１４３ｂは、電力算出回路３３１４２の出力をシンボル方向に同じ周波数のキャリア同士を平均化する。他の構成及び動作は、図６と同一であるので省略する。
【０１０９】
信頼性算出回路３３１４として、図６の構成を用いた場合の信頼性αはシンボル毎の信頼性を表し、図７の構成を用いた場合の信頼性αはキャリア毎の信頼性を表す。
【０１１０】
なお、信頼性算出回路３３１４としては、補間回路３３０８の出力Ｆ１（ω）の電力を算出し、それをシンボル内あるいはシンボル間で平均し、その平均値が大きい場合はその出力αを大きくし、逆に平均値が小さい場合はその出力αを小さくするような構成も可能である。
【０１１１】
さらに、複素除算回路３３０９の出力Ｘｒ（ω）と変調回路３３１１の出力Ｘｄ（ω）との差分に基づく信頼性と、補間回路３３０８の出力Ｆ１（ω）の電力に基づく信頼性とを算出し、例えば、両者の内の値が低い方を信頼性αとして採用するなど、両者を併用することも可能である。
【０１１２】
また、シンボル内平均とシンボル間平均とを併用し、合成回路３３１３ｂではシンボル毎及びキャリア毎の信頼性αに基づき重み付け加算してもよい。
【０１１３】
また、信頼性αを０または１の二値情報とすれば、合成回路３３１３ｂは選択回路と等価になり、処理を単純化することができる。
【０１１４】
また、本実施の形態では、Ｆ０（ω）を算出するための補間回路３３０４と、Ｆ１（ω）を算出するための補間回路３３０８とを、個別に有する構成としたが、その補間方法が共通である場合は、これらを一つの回路で実現することも可能である。
【０１１５】
このように、本実施の形態の回り込みキャンセラによれば、判定回路３３１０が判定を誤るような環境においては、パイロットキャリアのみから推定した伝送路特性を係数の更新に用いることにより、キャンセル動作の安定性を向上することが可能となる。
【０１１６】
（実施の形態４）
図８は、本発明の実施の形態４に係る回り込みキャンセラ３ｅの構成を示すブロック図である。図８において、図５と同一部分には同一符号を付して示す。図８に示す回り込みキャンセラは、図５における回り込みキャンセラに平滑化回路３３１５を追加したものであり、この平滑化回路３３１５は、合成回路３３１３ｂの出力Ｆ４（ω）を入力とし、その出力Ｆ５（ω）を残差算出回路３３０５に供給する。他の構成及び動作は、図５と同一であるので省略する。
【０１１７】
平滑化回路３３１５は、合成回路３３１３ｂが異なる二つの手法により求められた伝送路特性Ｆ０（ω）とＦ２（ω）とを合成することにより生じる不連続性を緩和するものであり、一般的なフィルタとして構成される。
【０１１８】
このように、本実施の形態の回り込みキャンセラによれば、キャリア毎あるいはシンボル毎に異なる手法により求められた伝送路特性を用いて係数を更新する場合でも、キャンセル動作の安定性を向上することが可能となる。
【０１１９】
なお、本発明の全ての実施の形態においては、受信部２で周波数変換を行った後の信号において回り込みをキャンセルしているが、受信部２で周波数変換を行う前の信号において回り込みをキャンセルする等、いずれの周波数の信号において回り込みをキャンセルしてもよく、上位概念において本発明と同じ原理に基づいている限り、これらの変形は容易に構成できる。
【０１２０】
また、以上の説明では、必要な信号が到来してから係数を算出するまでの演算時間を１シンボル期間以下としたが、この時間に関わらず、本発明の原理を適用することができることは言うまでもない。
【０１２１】
さらに、図には示していないが、回り込みキャンセラにおいて使用しているデジタル信号処理のためのＡＤ（Analog to Ditital：アナログ−デジタル）変換器ならびにＤＡ（Digital to Analog：デジタル−アナログ）変換器の挿入位置は、本発明の原理とは無関係であり、ＡＤ変換器ならびにＤＡ変換器の挿入位置に関わらず同じ原理を適用することができることは言うまでもない。
【０１２２】
最後に、本発明の実施の形態においては、各々の構成要素が個別のハードウェアとして固有の機能を具現化するものとして説明したが、このような実現方法は本発明の原理とは無関係であり、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を使用し、単独あるいは少数の汎用ハードウェア上で実行されるソフトウェアとして具現化してもよいことは言うまでもない。
【０１２３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、伝送路特性の推定にデータキャリアの硬判定結果を用いることで、追従性の向上とキャンセル可能な遅延時間の拡大とを両立することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における回り込みキャンセラの構成を示すブロック図
【図２】本発明の回り込みキャンセラにおける判定回路及び変調回路の動作を示す模式図
【図３】本発明の動作タイミングを示すタイミング図
【図４】本発明の実施の形態２における回り込みキャンセラの構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態３における回り込みキャンセラの構成を示すブロック図
【図６】図５及び図８における信頼性算出回路の第１の内部構成例を示すブロック図
【図７】図５及び図８における信頼性算出回路の第２の内部構成例を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態４における回り込みキャンセラの構成を示すブロック図
【図９】本発明に係わるパイロット信号配置例を示す模式図
【図１０】本発明の前提となる、回り込みキャンセラを用いた中継放送所システムの、原理的構成の一例を示すブロック図
【図１１】従来の回り込みキャンセラの構成例を示すブロック図
【図１２】従来の回り込みキャンセラにおいて、１シンボル分のＳＰ信号のみを用いて伝送路特性を推定する場合のタイミング図
【図１３】従来の回り込みキャンセラにおいて、４シンボル分のＳＰ信号を用いて伝送路特性を推定する場合のタイミング図
【符号の説明】
１ 受信アンテナ
２ 受信部
３ 回り込みキャンセラ
４ 送信部
５ 送信アンテナ
６ 回り込み伝送路
３１ 減算器
３２ ＦＩＲフィルタ
３３ フィルタ係数生成部
３３０１ ＦＦＴ回路
３３０２ パイロット発生回路
３３０３ 複素除算回路
３３０４ 補間回路
３３０５ 残差算出回路
３３０６ ＩＦＦＴ回路
３３０７ 係数更新回路
３３０８ 補間回路
３３０９ 複素除算回路
３３１０ 判定回路
３３１１ 変調回路
３３１２ 複素除算回路
３３１３ａ 選択回路
３３１３ｂ 合成回路
３３１４ 信頼性算出回路
３３１４１ 減算器
３３１４２ 電力算出回路
３３１４３ａ シンボル内平均回路
３３１４３ｂ シンボル間平均回路
３３１４４ 変換回路
３３１５ 平滑化回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention is installed in a relay broadcasting station that realizes a broadcast wave relay SFN (Single Frequency Network) in terrestrial digital broadcasting, and a transmission path estimated from an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal The present invention relates to a sneak canceller that cancels a sneak using characteristics, and in particular, a sneak canceller that achieves both improved followability and increased cancelable delay time by using a hard decision result of a data carrier for estimating transmission path characteristics. About.
[0002]
[Prior art]
The OFDM transmission method is a method in which a large number of carriers orthogonal to each other are modulated by digital data to be transmitted, and these modulated waves are multiplexed and transmitted. In the OFDM transmission system, if the number of carriers used is increased from several hundred to several thousand, the symbol time becomes extremely long, and a copy of the signal after the effective symbol period is added as a guard period signal before the effective symbol period. By doing so, it has a feature that it is hardly affected by the delayed wave. Because of this feature, there is a possibility that a single-frequency broadcast network, that is, an SFN can be constructed. Therefore, the OFDM transmission method is attracting attention as a transmission method for terrestrial digital broadcasting.
[0003]
As a method for realizing SFN, it is technically easy to transmit a signal to each relay broadcasting station using a line different from a broadcast wave such as an optical fiber or a microwave and transmit the signal at the same frequency. However, in the method using the optical fiber, the line cost becomes a problem, and in the method using the microwave, it is necessary to secure a new frequency resource. Therefore, it is desirable to realize SFN by broadcast wave relay which is advantageous in terms of cost and does not require new frequency resources. However, in realizing the broadcast wave relay SFN, there is a concern that the radio wave emitted from the transmitting antenna may circulate to the receiving antenna, causing problems such as degradation of transmission path characteristics and oscillation of the amplifier.
[0004]
As measures against sneaking in broadcast wave relay SFN,
(1) Separate the transmitting and receiving antennas and reduce the wraparound by using shielding by mountains and buildings,
(2) Reduce the wraparound by improving the directivity characteristics of the transmitting and receiving antennas.
(3) Canceling wraparound by circuit technology,
However, the conditions of mountains and buildings are various, and it is not possible to expect sufficient suppression of wraparound only by measures by improving the antenna directivity, so in addition to (1) and (2), (3 It is effective to use a wraparound canceller using the circuit technology (1).
[0005]
As such a circuit technique, the frequency characteristic of the sneaking transmission path is estimated from the received OFDM signal, the frequency characteristic data of the estimated sneaking transmission path is IFFT (Inverse Fast Fourier Transform), and the time axis A method of creating a wraparound duplicate signal by converting it to impulse response data, setting the impulse response data as a filter coefficient in a transversal filter, and subtracting this duplicate signal from the received signal is devised. Has been. (For example, IEICE technical report, EMCJ 98-111, pp. 49-56, etc.)
[0006]
Hereinafter, the related art according to the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 9 is a schematic diagram showing the pilot signal arrangement of the transmission scheme assumed in the above-mentioned document and the present invention. The digital video broadcasting-terrestrial (DVB-T) scheme, which is a European terrestrial digital broadcasting scheme, and the Japanese terrestrial broadcasting scheme. The ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial) system, which is a digital broadcasting system, corresponds to this.
[0007]
9 includes control information (TPS (Transmission Parameter Signaling) in DVB-T, TMCC (Transmission Multiplexing Configuration Control) in ISDB-T)) and additional information (AC (Auxiliary Channel) in ISDB-T). The black circles are pilot carriers (SP (Scattered Pilot)) arranged in a distributed manner.
[0008]
In FIG. 9, k on the horizontal axis (frequency axis) represents a carrier index, and i on the vertical axis (time axis) represents a symbol index. At this time, the SP signal is transmitted using a carrier with an index k = kp that satisfies the following (Equation 1). (However, mod in the expression represents a remainder operation, and p is a non-negative integer.)
[0009]
[Expression 1]

The SP signal is modulated based on a pseudo-random code sequence, and the amplitude and phase thereof are determined only by the index k of the arranged carrier, and do not depend on the index i of the symbol.
[0010]
FIG. 10 is a block diagram showing a model of an SFN relay system using a wraparound canceller. Unless otherwise specified, symbols that begin with a lowercase letter represent a signal or response in the time domain, symbols that begin with an uppercase letter represent a signal or response in the frequency domain, and uppercase and lowercase letters that are represented by the same letter are , Indicate that they are Fourier transform pairs. The symbol “*” represents a convolution operation. Further, these signals and responses are handled as complex numbers unless otherwise specified.
[0011]
10 converts an RF (Radio Frequency) band signal into a baseband (hereinafter referred to as baseband) signal, and the transmission section 4 conversely converts the baseband signal to RF. Although these are converted into bands, these frequency conversions do not have an essential influence on the present invention. Therefore, unless otherwise specified, these frequency conversions are not mentioned below.
[0012]
10, x (t) is a master station signal, r (t) is an input signal of the receiving unit 2, s (t) is an input signal of the transmitting unit 4, W_in (ω) is a transfer function of the receiving unit 2, and W_out. (Ω) is the transfer function of the transmitter 4, W_loop (ω) is the transfer function of the sneak path 6, and W_fire (ω) is the transfer function of the FIR (Finite Impulse Response) filter 32 inside the sneak canceller 3. Represent each.
[0013]
In FIG. 10, a receiving antenna 1 receives a combined signal of a master station signal x (t) and a sneak signal w_loop (t) * w_out (t) * s (t) from a sneaking transmission path, and outputs r ( t) is supplied to the receiver 2. The receiving unit 2 performs filter processing, frequency conversion processing, gain adjustment, and the like on the received signal r (t), and the output w_in (t) * r (t) of the subtractor 31 inside the wraparound canceller 3 Supplied to the first input.
[0014]
Inside the wraparound canceller 3, the subtractor 31 subtracts the output w_fire (t) * s (t) of the FIR filter 32 from the output w_in (t) * r (t) of the receiving unit 2, and the output s ( t) is supplied to the first input of the FIR filter 32 and the filter coefficient generation unit 33 and also to the transmission unit 4 as an output of the wraparound canceller 3.
[0015]
The filter coefficient generation unit 33 estimates the characteristics of the transmission path from the output s (t) of the subtractor 31 and generates a filter coefficient. The output w_fire (t) is supplied to the second input of the FIR filter 32. Is done.
[0016]
The FIR filter 32 performs a convolution operation on the output s (t) of the subtractor 31 using the output w_fire (t) of the filter coefficient generation unit 33 to generate a wraparound duplicate signal w_fire (t) * s (t). The output of which is supplied to the second input of the subtractor 31.
[0017]
The transmission unit 4 performs filter processing, frequency conversion processing, gain adjustment, and the like on the output s (t) of the subtractor 31 to generate a relay signal w_out (t) * s (t). It is supplied to the input of the antenna 5.
[0018]
The transmission antenna 5 radiates the output w_out (t) * s (t) of the transmission unit 4, and a part of the output passes through the wraparound transmission path 6, so that the sneak signal w_loop (t) * w_out (t ) * S (t) and wraps around the receiving antenna 1.
[0019]
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a conventional wraparound canceller 3a. In FIG. 11, an FFT (First Fourier Transform) circuit 3301 extracts an effective symbol period from the output s (t) of the subtractor 31 and performs FFT to obtain s (t) that is a time domain signal. The signal is converted into a frequency domain signal, and its output S (ω) is supplied to the first input of the complex division circuit 3303.
[0020]
The pilot generation circuit 3302 generates a prescribed SP signal whose amplitude and phase are known in synchronization with the output S (ω) of the FFT circuit 3301, and the output Xp (ω) is output from the complex division circuit 3303. Supplied to the second input.
[0021]
The complex division circuit 3303 divides the received SP signal Sp (ω) included in the output S (ω) of the FFT circuit 3301 by the output Xp (ω) of the pilot generation circuit 3302 to thereby obtain a transmission line characteristic Fp ( ω), and its output is supplied to the interpolation circuit 3304.
[0022]
The interpolation circuit 3304 interpolates the transmission path characteristic Fp (ω) obtained in a distributed manner only with respect to the pilot carrier, and estimates the transmission path characteristic F0 (ω) for the entire signal band. Input to the calculation circuit 3305.
[0023]
The residual calculation circuit 3305 calculates a cancellation residual E (ω) from the output F0 (ω) of the interpolation circuit 3304, and the output is supplied to the IFFT circuit 3306.
[0024]
The IFFT circuit 3306 converts the residual E (ω) in the frequency domain into a residual e (t) in the time domain by performing an IFFT on the output E (ω) of the residual calculation circuit. Is supplied to the coefficient update circuit 3307.
[0025]
The coefficient update circuit 3307 calculates the filter coefficient w_new (t) from the output e (t) of the IFFT circuit 3306 based on a predetermined coefficient update expression, and the output is the output w_fire (t) of the filter coefficient generation unit 33a. ) To the second input of the FIR filter 32.
[0026]
Next, the conditions under which the sneak canceller 3a cancels the sneak signal will be described. First, the transfer function F (ω) of the system at the output of the subtractor 31 is expressed by (Expression 2).
[0027]
[Expression 2]

Therefore, the condition that the sneak signal is canceled by the subtractor 31 is expressed by (Equation 3).
[0028]
[Equation 3]

Here, the cancellation residual E (ω) is defined as in (Equation 4),
[0029]
[Expression 4]

(Formula 5) is obtained by transforming (Formula 2).
[0030]
[Equation 5]

Here, when the model is simplified and the transfer function W_in (ω) = 1 of the receiver 2 is set, the cancellation residual E (ω) is expressed by (Expression 6).
[0031]
[Formula 6]

Further, a coefficient update expression in the coefficient update circuit 3307 is defined by (Expression 7).
[0032]
[Expression 7]

However, w_old (t) in (Expression 7) is a coefficient before update, and μ is a constant of 1 or less.
[0033]
With the above configuration, feedback control is performed so that the cancellation residual E (ω) that is the difference between the wraparound transfer function W_loop (ω) W_out (ω) and the transfer function W_fire (ω) of the FIR filter 32 converges to zero. Operates, and only the master station signal component is output to the output s (t) of the wraparound canceller 3a.
[0034]
[Problems to be solved by the invention]
In order to make the cancel operation follow the temporal fluctuation of the wraparound transmission path, it is desirable that the update interval of the filter coefficient is as short as possible. On the other hand, in the wraparound canceller as described above, since FFT is used to estimate the channel characteristics from the received OFDM symbol, it is necessary to receive at least a signal for one effective symbol. In addition, updating the coefficient during the effective symbol period may adversely affect the operation of the wraparound canceller itself and the operation of the device that receives the relay signal, so update the coefficient during the guard period near the beginning of the symbol. Is desirable.
[0035]
FIG. 12 shows the timing relationship when the above-described conventional wraparound canceller estimates the channel characteristics using only the SP signal included in one symbol. Here, the calculation time from the arrival of a necessary signal to the calculation of the coefficient is set to one symbol period or less.
[0036]
In FIG. 12, using the SP signal included in the symbol arriving at the time slot (i), the channel characteristics are estimated and the coefficient is calculated at the time slot (i + 1), and the coefficient at the head of the time slot (i + 2). Update. Then, the next coefficient is calculated from the symbol reflecting this update, that is, the symbol arriving at time slot (i + 2), and the coefficient is updated at the head of time slot (i + 4). Therefore, in this case, the coefficient update interval is two symbol periods, which is the minimum update interval under the above-described conditions.
[0037]
However, when the transmission path characteristics are estimated using only the SP signal included in one symbol, the pilot carrier for transmitting the SP signal is arranged for every 12 carriers. Therefore, according to the Nyquist sampling theorem, one effective symbol is used. Only transmission line characteristics included in a range of 1/12 or less of the period can be estimated. Therefore, a sneak signal having a delay time exceeding 1/12 of one effective symbol period cannot be canceled. On the other hand, when the transmission path characteristics are estimated using the SP signal for 4 symbols, the carrier interval for transmitting the SP signal is 3 carriers, and even a sneak signal having a delay time of 1/3 of one effective symbol period is canceled. It becomes possible to do.
[0038]
FIG. 13 shows a timing relationship when the above-described conventional wraparound canceller performs transmission path characteristics using SP signals for four symbols. In this case as well, the calculation time from the arrival of the necessary signal to the calculation of the coefficient is set to one symbol period or less.
[0039]
In FIG. 13, using the SP signal included in the symbol that arrived at the time slot (i + 3) from the time slot (i), the channel characteristics are estimated and the coefficient is calculated at the time slot (i + 4). Update the coefficient at the beginning of i + 5). Then, the symbol reflecting this update, that is, the time slot (i + 5 ) To time slot (i + 8 ) Is calculated from the symbol arriving at), and the coefficient is updated at the beginning of the time slot (i + 10).
[0040]
Accordingly, in this case, the coefficient update interval is 5 symbol periods, and the update interval is 2.5 times that of the above-described case where the transmission path characteristics are estimated using only the SP signal for one symbol, and the time required for the sneak path Follow-up to general fluctuations deteriorates.
[0041]
As described above, in the conventional wraparound canceller as described above, if priority is given to followability with respect to temporal fluctuations in the wraparound transmission path, the range of delay time that can be canceled becomes narrower, and conversely, the delay time that can be canceled is increased. If priority is given, the followability to temporal fluctuations of the wraparound transmission line deteriorates.
[0042]
The present invention has been made in view of this point, and an object of the present invention is to provide a wraparound canceller that solves the above-described problems and achieves both improvement in followability and expansion of cancelable delay time.
[0043]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problem, the wraparound canceller according to the present invention is configured as follows.
[0044]
A sneak canceller of the present invention is a sneak canceller that removes a sneak between transmitting and receiving antennas that occurs when a received signal is retransmitted at the same frequency, and a subtracter that subtracts a duplicate of a sneak signal from an input signal; Tap coefficient at the output of the subtractor And an FIR filter for generating a copy of the sneak signal, and a filter coefficient generator for estimating a sneak path characteristic using the output of the subtractor and generating a coefficient of the FIR filter. The filter coefficient generation unit converts an output of the subtractor, which is a time domain signal, into a frequency domain signal, and a pilot carrier included in the output of the FFT means has a prescribed amplitude and phase. The first complex division means for estimating the transmission line characteristic for the pilot carrier and the output of the first complex division means are interpolated by dividing by the pilot signal having to estimate the transmission line characteristic for the entire signal band A second interpolation unit compensates for the influence of transmission path distortion by dividing the output of the first interpolation unit and the FFT unit by the output of the first interpolation unit. And containing dividing means, said second and decision means for discriminating the threshold group according to the modulation scheme of each carrier the output of the complex division unit, modulation scheme the output of the determination means in accordance with the respective carrier Strange The modulation means for adjusting, the third complex division means for estimating the transmission line characteristic for the entire signal band by dividing the output of the FFT means by the output of the modulation means, and the output of the third complex division means The FIR filter coefficient is generated from the residual calculation means for calculating the cancellation residual, the IFFT means for converting the output of the residual calculation means into a signal in the time domain, and the output of the IFFT means. The coefficient update means is provided.
[0045]
According to this configuration, feedback control is performed so that the cancellation residual E (ω) that is the difference between the wraparound transfer function W_loop (ω) W_out (ω) and the FIR filter transfer function W_fire (ω) converges to zero. Operates, and only the master station signal component is output to the output s (t) of the wraparound canceller.
[0046]
A sneak canceller of the present invention is a sneak canceller that removes a sneak between transmitting and receiving antennas that occurs when a received signal is retransmitted at the same frequency, and a subtracter that subtracts a duplicate of a sneak signal from an input signal; Tap coefficient at the output of the subtractor And an FIR filter for generating a copy of the sneak signal, and a filter coefficient generator for estimating a sneak path characteristic using the output of the subtractor and generating a coefficient of the FIR filter. The filter coefficient generation unit converts an output of the subtractor, which is a time domain signal, into a frequency domain signal, and a pilot carrier included in the output of the FFT means has a prescribed amplitude and phase. The first complex division means for estimating the transmission line characteristic for the pilot carrier and the output of the first complex division means are interpolated by dividing by the pilot signal having to estimate the transmission line characteristic for the entire signal band A second interpolation unit compensates for the influence of transmission path distortion by dividing the output of the first interpolation unit and the FFT unit by the output of the first interpolation unit. And containing dividing means, said second and decision means for discriminating the threshold group according to the modulation scheme of each carrier the output of the complex division unit, modulation scheme output of the determination means in accordance with the respective carrier Strange The modulation means for adjusting, the third complex division means for estimating the transmission line characteristic for the entire signal band by dividing the output of the FFT means by the output of the modulation means, and the pilot carrier The output of one complex division means is selected, the output of the third complex division means is selected for the other carriers, and the cancellation residual is calculated using the selection means for outputting and the output of the selection means. A configuration comprising: a residual calculation means; an IFFT means for converting an output of the residual calculation means into a signal in a time domain; and a coefficient update means for generating a coefficient of the FIR filter from the output of the IFFT means. take.
[0047]
According to this configuration, the selection unit outputs the output Fp (ω) of the first complex division unit for the carrier on which the SP signal is transmitted, and the third complex division unit for the other data carriers. By outputting the output F2 (ω), it is possible to estimate the correct transmission path characteristic for the pilot carrier even in an environment where the determination means makes a determination error, and the stability of the cancel operation can be improved. It becomes possible.
[0048]
A sneak canceller of the present invention is a sneak canceller that removes a sneak between transmitting and receiving antennas that occurs when a received signal is retransmitted at the same frequency, and a subtracter that subtracts a duplicate of a sneak signal from an input signal; Tap coefficient at the output of the subtractor And an FIR filter for generating a copy of the sneak signal, and a filter coefficient generator for estimating a sneak path characteristic using the output of the subtractor and generating a coefficient of the FIR filter. The filter coefficient generation unit converts an output of the subtractor, which is a time domain signal, into a frequency domain signal, and a pilot carrier included in the output of the FFT means has a prescribed amplitude and phase. The first complex division means for estimating the transmission line characteristic for the pilot carrier and the output of the first complex division means are interpolated by dividing by the pilot signal having to estimate the transmission line characteristic for the entire signal band A second interpolation unit compensates for the influence of transmission path distortion by dividing the output of the first interpolation unit and the FFT unit by the output of the first interpolation unit. And containing dividing means, said second and decision means for discriminating the threshold group according to the modulation scheme of each carrier the output of the complex division unit, modulation scheme output of the determination means in accordance with the respective carrier Strange Modulating means for adjusting, third complex dividing means for estimating a transmission line characteristic for the entire signal band by dividing the output of the FFT means by the output of the modulating means, and the output of the first complex dividing means The second interpolation means for estimating the transmission path characteristics for the entire signal band, the reliability calculation means for calculating the reliability of the transmission path characteristics output from the third complex division means, and the reliability calculation The output of the second interpolation means and the output of the third complex division means are weighted and added according to the output of the means, and the cancellation residual is output using the output of the synthesis means. A residual calculation means for calculating the output, an IFFT means for converting the output of the residual calculation means into a signal in the time domain, and a coefficient update means for generating a coefficient of the FIR filter from the output of the IFFT means. Structure The take.
[0049]
According to this configuration, in an environment in which the determination unit makes a determination error, it is possible to improve the stability of the cancel operation by using the channel characteristic estimated from only the pilot carrier for updating the coefficient.
[0050]
A sneak canceller of the present invention is a sneak canceller that removes a sneak between transmitting and receiving antennas that occurs when a received signal is retransmitted at the same frequency, and a subtracter that subtracts a duplicate of a sneak signal from an input signal; Tap coefficient at the output of the subtractor And an FIR filter for generating a copy of the sneak signal, and a filter coefficient generator for estimating a sneak path characteristic using the output of the subtractor and generating a coefficient of the FIR filter. The filter coefficient generation unit converts an output of the subtractor, which is a time domain signal, into a frequency domain signal, and a pilot carrier included in the output of the FFT means has a prescribed amplitude and phase. The first complex division means for estimating the transmission line characteristic for the pilot carrier and the output of the first complex division means are interpolated by dividing by the pilot signal having to estimate the transmission line characteristic for the entire signal band A second interpolation unit compensates for the influence of transmission path distortion by dividing the output of the first interpolation unit and the FFT unit by the output of the first interpolation unit. And containing dividing means, said second and decision means for discriminating the threshold group according to the modulation scheme of each carrier the output of the complex division unit, modulation scheme output of the determination means in accordance with the respective carrier Strange Modulating means for adjusting, third complex dividing means for estimating a transmission line characteristic for the entire signal band by dividing the output of the FFT means by the output of the modulating means, and the output of the first complex dividing means The second interpolation means for estimating the transmission path characteristics for the entire signal band, the reliability calculation means for calculating the reliability of the transmission path characteristics output from the third complex division means, and the reliability calculation According to the output of the means, a combining means for weighting and adding the output of the second interpolation means and the output of the third complex division means, and a smoothing means for smoothing the output of the combining means From the output of the smoothing means, a residual calculation means for calculating a cancellation residual, an IFFT means for converting the output of the residual calculation means into a signal in the time domain, and an output of the IFFT means , The FIR A configuration having a coefficient update means for generating a coefficient data.
[0051]
According to this configuration, the smoothing means relaxes the discontinuity caused by combining the transmission path characteristics F0 (ω) and F2 (ω) obtained by two methods with different combining means, Even when the coefficient is updated using transmission path characteristics obtained by a different method for each carrier or symbol, the stability of the cancel operation can be improved.
[0052]
In the wraparound canceller of the present invention, in the above configuration, the reliability calculation means outputs the third complex division means based on the difference between the output of the modulation means and the output of the second complex division means. A configuration for calculating reliability of transmission path characteristics is adopted.
[0053]
According to this configuration, it is possible to improve the stability of the cancel operation.
[0054]
In the wraparound canceller according to the present invention, in the configuration described above, the reliability calculation unit determines the reliability of the transmission path characteristics output from the third complex division unit based on the output magnitude of the first interpolation unit. Use a configuration to calculate.
[0055]
According to this configuration, it is possible to improve the stability of the cancel operation.
[0056]
In the wraparound canceller according to the present invention, in the above configuration, the output of the reliability calculation unit is binary information, and the output of the second interpolation unit and the third interpolation unit according to the output of the reliability calculation unit. A selection means for selecting and outputting the output of the complex division means is employed instead of the synthesis means.
[0057]
According to this configuration, the stability of the cancel operation can be improved, and the processing can be simplified by the selection unit equivalent to the synthesis unit.
[0058]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The gist of the present invention is to achieve both improvement in followability and expansion of cancelable delay time by using a hard decision result of a data carrier for estimation of transmission path characteristics.
[0059]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0060]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a wraparound canceller 3b according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, a subtractor 31 subtracts the output w_fire (t) * s (t) of the FIR filter 32 from the output w_in (t) * r (t) of the receiver 2, and the output s (t) is The first input of the FIR filter 32 and the filter coefficient generation unit 33b are supplied to the transmission unit 4 as the output of the wraparound canceller 3b.
[0061]
The filter coefficient generation unit 33b estimates the characteristics of the transmission path from the output s (t) of the subtractor 31, and generates a filter coefficient. The output w_fire (t) is supplied to the second input of the FIR filter 32. Is done.
[0062]
The FIR filter 32 performs a convolution operation on the output s (t) of the subtractor 31 using the output w_fir (t) of the filter coefficient generation unit 33b to generate a wraparound duplicate signal w_fire (t) * s (t). The output of which is supplied to the second input of the subtractor 31.
[0063]
Hereinafter, the configuration and operation of the filter coefficient generation unit 33b in the wraparound canceller 3b will be described.
[0064]
The FFT circuit 3301 converts a time-domain signal s (t) into a frequency-domain signal by extracting an effective symbol period from the output s (t) of the subtractor 31 and performing FFT. (Ω) is supplied to the first input of the complex division circuit 3303, the first input of the complex division circuit 3309, and the first input of the complex division circuit 3312.
[0065]
The pilot generation circuit 3302 generates a prescribed SP signal whose amplitude and phase are known in synchronization with the output S (ω) of the FFT circuit 3301, and the output Xp (ω) is output from the complex division circuit 3303. Supplied to the second input.
[0066]
The complex division circuit 3303 divides the received SP signal Sp (ω) included in the output S (ω) of the FFT circuit 3301 by the output Xp (ω) of the pilot generation circuit 3302 to thereby obtain a transmission line characteristic Fp ( ω), and its output is supplied to the interpolation circuit 3308.
[0067]
The interpolation circuit 3308 interpolates the transmission path characteristic Fp (ω) obtained only in a distributed manner only for the pilot carrier, and estimates the transmission path characteristic F1 (ω) for the entire signal band. Provided to the second input of circuit 3309.
[0068]
The complex division circuit 3309 divides the output S (ω) of the FFT circuit 3301 by the output Fp (ω) of the interpolation circuit 3308 to compensate for the distortion of the amplitude and phase received by the signal on the transmission path. The output Xr (ω) is supplied to the determination circuit 3310.
[0069]
The determination circuit 3310 discriminates the output Xr (ω) of the complex division circuit 3309 by a threshold group corresponding to each carrier modulation method, and the output is supplied to the modulation circuit 3311.
[0070]
The modulation circuit 3311 modulates the output of the determination circuit 3310 again with the modulation scheme of each carrier, and the output Xd (ω) is supplied to the second input of the complex division circuit 3312.
[0071]
In the above-described DVB-T and ISDB-T, the modulation method of each carrier is BPSK (Binary Phase Shift Keying) for pilot signals, control information, and additional information, and for general data. QPSK (Quarternary Phase Shift Keying), 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM, etc. are applied.
[0072]
As an example of the threshold group used in the determination circuit example 3310, a threshold group for 16QAM is illustrated in FIG. A straight line group (including an I (In phase) axis and a Q (Quadrature phase) axis) in the figure corresponds to a threshold group. For example, when the output Xr (ω) of the complex division circuit 3309 for a certain carrier is represented by a white circle in the figure, the white circle is included in the hatched area in the figure, so that the determination circuit 3310 and the modulation circuit 3311 are , Xr (ω) is converted into Xd (ω) represented by a black circle representing the area.
[0073]
Although not shown in FIG. 1, the modulation scheme of each carrier used in the determination circuit 3310 can be easily discriminated because the arrangement of pilot signals, control information, and additional information is known. Data can be obtained by demodulating control information (TPS in DVB-T and TMCC in ISDB-T) included in the received signal.
[0074]
In particular, in the case of ISDB-T, a frequency division type hierarchized transmission scheme is adopted, and it is possible to multiplex up to three types of modulation schemes into one OFDM symbol for transmission of general data. In addition, in order to prevent burst errors due to frequency selective interference (multipath interference, co-channel interference, etc.), the carrier arrangement in the frequency direction, called frequency interleaving, is changed. The transmission is transmitted in a state where the modulation scheme is disturbed. Therefore, when applying the present invention to the ISDB-T system, it is necessary to rearrange the modulation system for each carrier according to the frequency interleaving pattern.
[0075]
The complex division circuit 3312 obtains the transmission path characteristic F2 (ω) for all carriers by dividing the output S (ω) of the FFT circuit 3301 by the output Xd (ω) of the modulation circuit 3311. The difference is input to the difference calculation circuit 3305.
[0076]
The residual calculation circuit 3305 calculates a cancellation residual E (ω) from the output F2 (ω) of the complex division circuit 3312, and the output is supplied to the IFFT circuit 3306.
[0077]
The IFFT circuit 3306 converts the residual E (ω) in the frequency domain into a residual e (t) in the time domain by performing an IFFT on the output E (ω) of the residual calculation circuit. Is supplied to the coefficient update circuit 3307.
[0078]
The coefficient update circuit 3307 calculates the filter coefficient w_new (t) from the output e (t) of the IFFT circuit 3306 based on a predetermined coefficient update expression, and the output is the output w_fire (t) of the filter coefficient generation unit 33b. ) To the second input of the FIR filter 32.
[0079]
Next, conditions for the wraparound canceller 3b to cancel the sneak signal will be described. First, the transfer function F (ω) of the system at the output of the subtractor 31 is expressed by (Equation 8).
[0080]
[Equation 8]

Therefore, the condition that the sneak signal is canceled by the subtractor 31 is expressed by (Equation 9).
[0081]
[Equation 9]

Here, the cancellation residual E (ω) is defined as in (Equation 10),
[0082]
[Expression 10]

(Expression 11) is obtained by transforming (Expression 8).
[0083]
[Expression 11]

Here, if the model is simplified and the transfer function W_in (ω) = 1 of the receiver 2 is set, the cancellation residual E (ω) is expressed by (Equation 12).
[0084]
[Expression 12]

Further, a coefficient update expression in the coefficient update circuit 3307 is defined by (Expression 13).
[0085]
[Formula 13]

However, w_old (t) in (Equation 13) is a coefficient before update, and μ is a constant of 1 or less.
[0086]
With the above configuration, feedback control is performed so that the cancellation residual E (ω) that is the difference between the wraparound transfer function W_loop (ω) W_out (ω) and the transfer function W_fire (ω) of the FIR filter 37 converges to zero. Operates, and only the master station signal component is output to the output s (t) of the wraparound canceller 3b.
[0087]
FIG. 3 shows the timing relationship in the present embodiment.
[0088]
In the wraparound canceller according to the present embodiment, since FFT is used to estimate the channel characteristics from the received OFDM symbol, a time required for arrival of a signal for at least one effective symbol is required.
[0089]
In addition, updating the coefficient during the effective symbol period may adversely affect the operation of the wraparound canceller itself and the operation of the device that receives the relay signal, so update the coefficient during the guard period near the beginning of the symbol. Is desirable.
[0090]
Here, the calculation time from the arrival of a necessary signal to the calculation of the coefficient is set to one symbol period or less.
[0091]
The pilot generation circuit 3302, the complex division circuit 3303, and the interpolation circuit 3308 use the SP signal included in the symbol that has arrived from the time slot (i) to the time slot (i + 3), and use the SP signal included in the entire signal band. ).
[0092]
The complex division circuit 3309, the determination circuit 3310, and the modulation circuit 3311 use the S (ω) of the symbol that has arrived in the time slot (i + 3) and the above-described F1 (ω), and the symbol that has arrived in the time slot (i + 3). A remodulation signal Xd (ω) corresponding to is calculated.
[0093]
The complex division circuit 3312 divides S (ω) of the symbol arriving at the time slot (i + 3) by the remodulation signal Xd (ω) corresponding to the symbol arriving at the time slot (i + 3), thereby obtaining the time slot (i + 3). ) To calculate the transmission path characteristic F2 (ω) for the symbol arriving at).
[0094]
The residual calculation circuit 3305, the IFFT circuit 3306, and the coefficient update circuit 3307 calculate a new coefficient w_new (t) from the transmission path characteristic F2 (ω) for the symbol that has arrived in the time slot (i + 3), and a filter coefficient generation unit It is output as the output w_fire (t) of 33b.
[0095]
The FIR filter 32 reflects w_fire (t) calculated for the symbol arriving at the time slot (i + 3) in the coefficient at the head of the time slot (i + 5).
[0096]
Similarly, the next coefficient is calculated for the symbol reflecting this update, that is, the symbol arriving at time slot (i + 5), and the coefficient is updated at the head of time slot (i + 7).
[0097]
Therefore, in this case, the coefficient update interval is a two-symbol period, which is equivalent to the case where the channel characteristics are estimated using only the SP signal for one symbol in the conventional method, Update interval.
[0098]
Furthermore, in the sneak canceller according to the present embodiment, in order to estimate the sneak path characteristics using not only the SP signal but all data carriers, in principle, the sneak signal has a delay time equal to one effective symbol period. It becomes possible to cancel until.
[0099]
At the timing of FIG. 3, the coefficient calculated for the symbol arriving at the time slot (i + 3) is reflected in the coefficient at the head of the time slot (i + 5), and the time is calculated when the next coefficient is calculated. The transmission path characteristic F1 (ω) for the entire signal band is estimated using the SP signal included in the symbol that arrives at the time slot (i + 5) from the slot (i + 2). At first glance, it seems that the continuity of the transmission line characteristics is impaired and causes inconvenience, but this F1 (ω) is used for compensation of the amplitude and phase of the data carrier, and some discontinuity due to coefficient update, Even if this occurs, the influence is eliminated by non-linear processing such as determination by a threshold.
[0100]
Thus, according to the wraparound canceller of the present embodiment, it is possible to achieve both improvement in followability and expansion of cancelable delay time.
[0101]
(Embodiment 2)
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the wraparound canceller 3c according to Embodiment 2 of the present invention. In FIG. 4, the same parts as those of FIG. The wraparound canceller shown in FIG. 4 is obtained by adding a selection circuit 3313a to the wraparound canceller in FIG. The output F2 (ω) is the second input, and the output F3 (ω) is supplied to the residual calculation circuit 3305. Other configurations and operations are the same as those in FIG.
[0102]
The selection circuit 3313a outputs the output Fp (ω) of the complex division circuit 3303 for the carrier on which the SP signal is transmitted, and outputs the output F2 (ω) of the complex division circuit 3312 for the other data carriers. .
[0103]
As described above, according to the sneak canceller of this embodiment, even in an environment where the determination circuit 3310 makes a determination error, it is possible to estimate a correct transmission path characteristic for the pilot carrier, and to improve the stability of the cancel operation. It becomes possible to improve.
[0104]
(Embodiment 3)
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a wraparound canceller 3d according to Embodiment 3 of the present invention. In FIG. 5, the same parts as those in FIG. The wraparound canceller shown in FIG. 5 is obtained by adding an interpolation circuit 3304, a synthesis circuit 3313b, and a reliability calculation circuit 3314 to the wraparound canceller in FIG.
[0105]
The interpolation circuit 3304 receives the output Fp (ω) of the complex division circuit 3303 and supplies the output F0 (ω) to the first input of the synthesis circuit 3313b. The reliability calculation circuit 3314 receives the output Xr (ω) of the complex division circuit 3309 as a first input, the output Xd (ω) of the modulation circuit 3311 as a second input, and outputs the output α as the third input of the synthesis circuit 3313b. Supply to input. The synthesis circuit 3313b uses the output F0 (ω) of the interpolation circuit 3304 as a first input, the output F2 (ω) of the complex division circuit 3312 as a second input, and the output α of the reliability calculation circuit 3314 as a third input. The output F4 (ω) is supplied to the residual calculation circuit 3305. Other configurations and operations are the same as those in FIG.
[0106]
Interpolation circuit 3304 interpolates transmission path characteristics Fp (ω) obtained in a distributed manner only for pilot carriers, and estimates transmission path characteristics F0 (ω) for the entire signal band. The reliability calculation circuit 3314 calculates the reliability α of the transmission path characteristic F4 (ω) estimated using the determination. The synthesis circuit 3313b weights and adds the output F0 (ω) of the interpolation circuit 3304 and the output F2 (ω) of the complex division circuit 3312 based on the output α of the reliability calculation circuit 3314, thereby combining the transmission channel characteristic F4. (Ω) is calculated. This can be expressed as (Expression 14).
[0107]
[Expression 14]

FIG. 6 is a block diagram illustrating a first internal configuration example of the reliability calculation circuit. In FIG. 6, the subtractor 33141 calculates a difference between the output Xr (ω) of the complex division circuit 3309 and the output Xd (ω) of the modulation circuit 3311, and supplies the output to the power calculation circuit 33142. The power calculation circuit 33142 calculates the output power of the subtracter 33141 and supplies the output to the in-symbol averaging circuit 33143a. The intra-symbol averaging circuit 33143a averages the output of the power calculation circuit 33142 in the carrier direction within the symbol, and supplies the output to the conversion circuit 33144. When the output of the intra-symbol average circuit 33143a is large, the conversion circuit 33144 reduces the output α, and conversely, when the output of the intra-symbol average circuit 33143a is small, the conversion circuit 33144 performs conversion to increase the output α. The result is output as the output of the reliability calculation circuit 3314a. Here, α satisfies 0 ≦ α ≦ 1.
[0108]
FIG. 7 is a block diagram illustrating a second internal configuration example of the reliability calculation circuit. A reliability calculation circuit 3314b shown in FIG. 7 is obtained by replacing the intra-symbol average circuit 33143a of the reliability calculation circuit 3314a in FIG. 6 with an inter-symbol average circuit 33143b, and the inter-symbol average circuit 33143b is a power calculation circuit. The outputs of 33142 are averaged between carriers having the same frequency in the symbol direction. Other configurations and operations are the same as those in FIG.
[0109]
When the configuration of FIG. 6 is used as the reliability calculation circuit 3314, the reliability α indicates the reliability for each symbol, and the reliability α when the configuration of FIG. 7 is used indicates the reliability for each carrier.
[0110]
The reliability calculation circuit 3314 calculates the power of the output F1 (ω) of the interpolation circuit 3308, averages it within the symbol or between symbols, and increases the output α if the average value is large, Conversely, when the average value is small, it is possible to make the output α small.
[0111]
Further, the reliability based on the difference between the output Xr (ω) of the complex division circuit 3309 and the output Xd (ω) of the modulation circuit 3311 and the reliability based on the power of the output F1 (ω) of the interpolation circuit 3308 are calculated. For example, it is possible to use both of them together, for example, adopting the lower value of both as the reliability α.
[0112]
Further, the intra-symbol average and the inter-symbol average may be used together, and the combining circuit 3313b may perform weighted addition based on the reliability α for each symbol and each carrier.
[0113]
If the reliability α is binary information of 0 or 1, the synthesis circuit 3313b is equivalent to the selection circuit, and the processing can be simplified.
[0114]
In this embodiment, the interpolation circuit 3304 for calculating F0 (ω) and the interpolation circuit 3308 for calculating F1 (ω) are separately provided. However, the interpolation method is common. In this case, these can be realized by a single circuit.
[0115]
As described above, according to the sneak canceller of the present embodiment, in an environment in which the determination circuit 3310 makes a determination error, the transmission path characteristics estimated from only the pilot carrier are used for coefficient updating, thereby stabilizing the cancellation operation. It becomes possible to improve the property.
[0116]
(Embodiment 4)
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the wraparound canceller 3e according to the fourth embodiment of the present invention. In FIG. 8, the same parts as those in FIG. The sneak canceller shown in FIG. 8 is obtained by adding a smoothing circuit 3315 to the sneak canceller shown in FIG. ) Is supplied to the residual calculation circuit 3305. Other configurations and operations are the same as those in FIG.
[0117]
The smoothing circuit 3315 alleviates discontinuity generated by combining the transmission path characteristics F0 (ω) and F2 (ω) obtained by two different methods by the combining circuit 3313b. Configured as a filter.
[0118]
As described above, according to the wraparound canceller according to the present embodiment, the stability of the cancel operation can be improved even when the coefficient is updated using the transmission path characteristics obtained by different methods for each carrier or each symbol. It becomes possible.
[0119]
In all the embodiments of the present invention, the wraparound is canceled in the signal after the frequency conversion is performed by the reception unit 2, but the wraparound is canceled in the signal before the frequency conversion is performed by the reception unit 2. The wraparound may be canceled in any frequency signal, and these modifications can be easily configured as long as the superordinate concept is based on the same principle as the present invention.
[0120]
In the above description, the calculation time from the arrival of a necessary signal to the calculation of the coefficient is set to one symbol period or less, but it goes without saying that the principle of the present invention can be applied regardless of this time. Yes.
[0121]
Furthermore, although not shown in the figure, an AD (Analog to Digital) converter and a DA (Digital to Analog) converter for digital signal processing used in the wraparound canceller are inserted. The position is not related to the principle of the present invention, and it goes without saying that the same principle can be applied regardless of the insertion position of the AD converter and the DA converter.
[0122]
Finally, in the embodiment of the present invention, each component has been described as realizing a specific function as individual hardware, but such an implementation method is not related to the principle of the present invention. Needless to say, a DSP (Digital Signal Processor) or the like may be used to implement the software as a single or a small number of general-purpose hardware.
[0123]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, by using the hard decision result of the data carrier for the estimation of the transmission path characteristics, it is possible to achieve both improvement in followability and increase in cancelable delay time.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a wraparound canceller according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic diagram showing operations of a determination circuit and a modulation circuit in a wraparound canceller according to the present invention.
FIG. 3 is a timing chart showing the operation timing of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a wraparound canceller according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a wraparound canceller according to Embodiment 3 of the present invention.
6 is a block diagram showing a first internal configuration example of a reliability calculation circuit in FIGS. 5 and 8. FIG.
7 is a block diagram showing a second internal configuration example of the reliability calculation circuit in FIGS. 5 and 8. FIG.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a wraparound canceller according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a schematic diagram showing an example of pilot signal arrangement according to the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing an example of a basic configuration of a relay broadcasting station system using a wraparound canceller, which is a premise of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration example of a conventional wraparound canceller.
FIG. 12 is a timing chart in the case of estimating transmission path characteristics using only a SP signal for one symbol in a conventional wraparound canceller.
FIG. 13 is a timing chart in the case of estimating transmission path characteristics using SP signals for four symbols in a conventional wraparound canceller.
[Explanation of symbols]
1 Receiving antenna
2 receiver
3 wraparound canceller
4 Transmitter
5 Transmitting antenna
6 wraparound transmission line
31 Subtractor
32 FIR filter
33 Filter coefficient generator
3301 FFT circuit
3302 Pilot generation circuit
3303 Complex division circuit
3304 Interpolation circuit
3305 Residual calculation circuit
3306 IFFT circuit
3307 coefficient update circuit
3308 Interpolation circuit
3309 Complex division circuit
3310 judgment circuit
3311 Modulation circuit
3312 Complex division circuit
3313a selection circuit
3313b Synthesis circuit
3314 Reliability calculation circuit
33141 subtractor
33142 Electric power calculation circuit
33143a Symbol average circuit
33143b Symbol average circuit
33144 Conversion circuit
3315 smoothing circuit

Claims (5)

A sneak canceller that removes sneak current between transmitting and receiving antennas that occurs when a received signal is retransmitted at the same frequency,
A subtractor that subtracts duplicates of the sneak signal from the input signal;
An FIR (Finite Impulse Response) filter that convolves a tap coefficient with the output of the subtractor to generate a duplicated wrap signal;
A filter coefficient generation unit that estimates a sneak path characteristic using the output of the subtractor and generates a coefficient of the FIR filter;
The filter coefficient generation unit
FFT (Fast Fourier Transform) means for converting the output of the subtractor, which is a time domain signal, into a frequency domain signal;
A first complex division means for estimating a channel characteristic for the pilot carrier by dividing a pilot carrier included in the output of the FFT means by a pilot signal having a prescribed amplitude and phase;
First interpolation means for interpolating the output of the first complex division means and estimating transmission line characteristics for the entire signal band;
Dividing the output of the FFT means by the output of the first interpolation means to compensate for the influence of transmission line distortion;
Determination means for discriminating the output of the second complex division means by a threshold group according to the modulation scheme of each carrier;
Modulation means for modulating the output of the determination means by a modulation method corresponding to each carrier;
Dividing the output of the FFT means by the output of the modulation means to estimate a transmission line characteristic for the entire signal band;
Second interpolation means for interpolating the output of the first complex division means and estimating transmission line characteristics for the entire signal band;
Reliability calculation means for calculating the reliability of the transmission path characteristics output by the third complex division means;
In accordance with the output of the reliability calculation means, a synthesis means for weighting and outputting the output of the second interpolation means and the output of the third complex division means, and
A residual calculating means for calculating a cancellation residual using the output of the combining means;
IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) means for converting the output of the residual calculation means into a signal in the time domain;
A wraparound canceller comprising coefficient updating means for generating coefficients of the FIR filter from the output of the IFFT means. A sneak canceller that removes sneak current between transmitting and receiving antennas that occurs when a received signal is retransmitted at the same frequency,
A subtractor that subtracts duplicates of the sneak signal from the input signal;
An FIR (Finite Impulse Response) filter that convolves a tap coefficient with the output of the subtractor to generate a duplicated wrap signal;
A filter coefficient generation unit that estimates a sneak path characteristic using the output of the subtractor and generates a coefficient of the FIR filter;
The filter coefficient generation unit
FFT (Fast Fourier Transform) means for converting the output of the subtractor, which is a time domain signal, into a frequency domain signal;
A first complex division means for estimating a channel characteristic for the pilot carrier by dividing a pilot carrier included in the output of the FFT means by a pilot signal having a prescribed amplitude and phase;
First interpolation means for interpolating the output of the first complex division means and estimating transmission line characteristics for the entire signal band;
Dividing the output of the FFT means by the output of the first interpolation means to compensate for the influence of transmission line distortion;
Determination means for discriminating the output of the second complex division means by a threshold group according to the modulation scheme of each carrier;
Modulation means for modulating the output of the determination means by a modulation method corresponding to each carrier;
Dividing the output of the FFT means by the output of the modulation means to estimate a transmission line characteristic for the entire signal band;
Second interpolation means for interpolating the output of the first complex division means and estimating transmission line characteristics for the entire signal band;
Reliability calculation means for calculating the reliability of the transmission path characteristics output by the third complex division means;
In accordance with the output of the reliability calculation means, a synthesis means for weighting and outputting the output of the second interpolation means and the output of the third complex division means, and
Smoothing means for smoothing the output of the combining means;
Residual calculation means for calculating a cancellation residual using the output of the smoothing means;
IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) means for converting the output of the residual calculation means into a signal in the time domain;
A wraparound canceller comprising: coefficient updating means for generating coefficients of the FIR filter from the output of the IFFT means. The reliability calculation means calculates the reliability of the transmission path characteristic output from the third complex division means based on the difference between the output of the modulation means and the output of the second complex multiplication means. The wraparound canceller according to claim 1 or 2 . The reliability calculation means, based on said magnitude of the output of the first interpolation means, according to claim 1 or claim, characterized in that to calculate the reliability of the transmission line characteristics in which the third complex division means outputs Item 3. A wraparound canceller according to item 2 . The output of the reliability calculation means is binary information, and the output of the second interpolation means and the output of the third complex division means are selected and output according to the output of the reliability calculation means The wraparound canceller according to claim 1 or 2 , further comprising a selection unit instead of the combination unit.

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