JP3956080B2

JP3956080B2 - Synchronous motor speed control method

Info

Publication number: JP3956080B2
Application number: JP35931999A
Authority: JP
Inventors: 祐敦稲積
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1999-12-17
Filing date: 1999-12-17
Publication date: 2007-08-08
Anticipated expiration: 2019-12-17
Also published as: JP2001178174A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機の速度制御方法に関し、詳しくは、永久磁石形同期電動機のセンサレス速度制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、同期電動機のセンサレスベクトル制御は、回転子の磁極上に設定したγ−δ軸座標系に変換されたステータ電流と、前回推定された電流推定値との差とγ−δ軸座標系に変換された電圧指令を入力とし、γ−δ軸座標系における電流と誘起電圧および回転子の速度を推定する。
また、この方法により推定された、γ軸誘起電圧推定値と回転子の角速度推定値より、回転子の永久磁石上に設定したｄ−ｑ座標と前記γ−δ座標とのずれ角を推定し、回転子位置を修正する。
以上の方法で推定した角速度、磁軸位置情報を用いてベクトル制御を行う。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の技術では、同期電動機が低速度で回転するのに従って、同期電動機誘起電圧が低下するため磁軸の推定精度が劣化することにより、低速域でベクトル制御を実施すると、磁軸を見失い制御不能に陥るという問題があった。また、低速域で同期電動機に大きな負荷がかかった時には、負荷角が開き過ぎて制御軸と同期電動機磁軸の角度差が大きくなり制御軸と磁軸とを一致させて制御しなければならないベクトル制御へ、スムースに移行できなくなり制御不能に陥るという問題があった。
そこで、本発明は、低速域でも高精度に磁軸を指定できる良好な同期電動機の速度推定方法を提供することを目的としている。
更に、本発明は、低速域で同期電動機に大きな負荷が掛かる場合でも制御軸と磁軸を一致させ良好にベクトル制御に移行できる同期電動機の速度制御方法を提供することを目的としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、永久磁石を回転子とし回転子の磁極上に設定したｄ−ｑ軸に、回転子上に想定したγ−δ軸が一致するように制御する同期電動機のセンサレス制御方法において、時間ｋ・Ｔ_S 時（但し、ｋ＝０，１，２，３，・・・，Ｔ_S はサンプリングタイム）に同期電動機に供給される少なくとも２相分のステータ電流を検出し同ステータ電流をγ−δ座標系に変換することにより、γ軸電流ｉγ（ｋ）及びδ軸電流ｉδ（ｋ）を導出して、これらのγ軸電流ｉγ（ｋ）及びδ軸電流ｉδ（ｋ）と前回の制御ループで推定されたγ軸電流ｉγ_est（ｋ）及びδ軸電流ｉδ_est（ｋ）との差ｉγ（ｋ）−ｉγ_est（ｋ）及びｉδ（ｋ）−ｉδ_est（ｋ）を補正量、γ−δ軸座標系に変換された電圧指令値Ｖγ^*（ｋ）とＶδ^*（ｋ）を入力とし、同期電動機の回転子が回転することにより発生するγ軸の誘起電圧εγ（ｋ）とδ軸の誘起電圧εδ（ｋ）を、回転子が回転していない時の電流応答に対する外乱として状態推定器を構成し、時間（ｋ＋１）・Ｔ_S 秒のγ−δ軸座標系における電流ｉγ_est（ｋ＋１）及びｉδ_est（ｋ＋１）並びに誘起電圧εγ_est（ｋ＋１）、及びεδ_est（ｋ＋１）を推定しこの推定された誘起電圧εδ_est（ｋ＋１）の符号より、回転子の速度の符号を判別し、前記誘起電圧εγ_est（ｋ＋１）とεδ_est（ｋ＋１）の２乗和と前記判別された符号より回転子の角速度ω_{r m}（ｋ＋１）の推定値ω_{r m est}（ｋ＋１）を推定し、δ軸方向電流指令を同期電動機速度指令ω_{r r e f} と速度推定値ω_{r m est}（ｋ＋１）との偏差をゲイン倍するフィードバック制御より導出し同期電動機回転トルクを発生させ、かつγ軸方向の電流指令を正とし、磁軸ｄ軸をγ軸に拘束するためのトルクを発生させることを特徴としている。
また、同期電動機のセンサレス制御方法において、同期電動機の磁軸をｄ軸、ｄ軸から９０°進んだ軸をｑ軸とし、同期電動機回転速度ω_{r m} で回転する座標ｄ−ｑ軸と同期電動機の指定磁軸をγ、γから９０°進んだ軸をδとし同期電動機回転指令速度ω_{r m} ^* で回転するγ−δ軸を設定し、γ軸方向の電流指令ｉγ^* 、δ軸方向の電流指令ｉδ^* を正とし、磁軸ｄ軸をγ軸より進んだ角度に拘束するためのトルクを発生させ、かつδ軸方向電流指令には同期電動機速度指令ω_{r m} ^* と同期電動機誘起電圧外乱としたδ軸電流方程式より作成した外乱オブザーバより導出した速度推定値ω_{r m est}との偏差をゲイン倍するフィードバック制御より導出し、δ軸電流指令に同期電動機誘起電圧外乱としたγ軸電流方程式より作成した外乱オブザーバから導出した外乱推定値を比例積分制御器を介して導出した偏差角補正電流指令ｉδθ^* を追加し、指令速度ω_{r m} ^* で回転するγ軸を真の磁軸ｄ軸と一致させることを特徴としている。
【０００５】
このような同期電動機の速度制御方法によれば、任意の指定軸γ軸に正方向の直流電流ｉγ が流れた時、真磁軸ｄ軸がγ軸より負荷角θ_e だけ遅れた位相に存在するとすれば、無負荷で負荷角θ_e が小さい場合は、磁軸ｄ軸にはｉγｓｉｎθ_e に比例したγ軸方向へ向かうトルクが発生する。このため真の磁軸ｄ軸は常に指定軸γ軸に向かうようなトルクを受けてγ軸とｄ軸は一致するので、低速域においてγ軸電流指令ｉγ^* を流すことによって、低速域でも磁軸の指定が可能となり、良好なベクトル制御を行うことができる。
但し、磁軸ｄ軸を拘束する際、通常は制動巻線を持たない同期機はダンピングファクターがほぼ０のため、ｄ軸はγ軸周りで単振動を起こすので、速度推定値フィードバックにより導出した電流指令値をδ軸電流とすることで、ｄ軸の過渡振動を抑制し、一方、γ軸電流方程式より導出した外乱推定値εγ_est は、同期電動機誘起電圧をεとするとεｓｉｎθ_e を推定する。従って、負荷角が小さい場合はεγ_est は負荷角に比例した値となるので、ｉγ^* による磁軸ｄ軸の拘束が可能であるが、負荷角が大きくなると特に低速域の場合に拘束できなくなるので、外乱推定値εγ_est を比例積分した補正電流指令ｉδθ^* をδ軸電流指令に加算してδ軸にも補正電流として拘束電流を流すことによって、εγ_estが０すなわちγ軸とｄ軸が一致するまで補正電流が流れることになるので、結果として負荷角の開き過ぎが抑制され、γ軸とｄ軸を一致させることができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態について図を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態に係る同期電動機の速度制御方法が適用される制御システムのブロック図である。
図１に示す第１の実施の形態は基本的には、例えば、特開平９−１９１６９８に記載されている永久磁石形同期電動機の速度推定方法及びその回転子ずれ角推定方法並びに回転子位置修正方法により推定した同期電動機の回転速度、回転子位置を用いてセンサレスベクトル制御系を構成するものであるが、しかし、この推定方式では、誘起電圧情報より同期電動機の速度や回転子位置を推定するため、推定低速域では誘起電圧情報が少なく、制御軸γ―δ軸と同期電動機磁軸ｄ−ｑ軸との間の誤差補正ができなくなり、良好なベクトル制御が出来なくなる。
そこで低速域の制御は、γ軸に正の電流を流すと、真磁軸ｄ軸がγ軸より負荷角だけずれた位相に存在するとすると、磁軸にに比例したγ軸方向へ向かうトルクが発生する。このため真の磁軸ｄ−ｑ軸と制御軸γ―δ軸の誤差がなくなり、良好なベクトル制御が可能となる方法により改善し、高速域の制御は上述の開示例に拠って行うことによって、高速・低速域に亙って良好なベクトル制御を保証できるように、特開平９−１９１６９８号記載の制御方式を改善するものである。
【０００７】
図１において、角速度指令ω_{r m} ^* と角速度推定値ω_{r m est}（以降、推定値はｅｓｔによって表わす）が、速度コントローラ１に入力され、速度コントローラ１はδ相電流指令ｉδ^* を出力する。δ相電流コントローラ２はｉδ^* と電流補正器からのδ相電流推定値ｉδ_{est 2}とを入力し、δ相電流指令Ｖδ^* を出力する。一方、正のγ相電流指令ｉγ^* とγ相電流推定値ｉγ_{est 2} が、γ相電流コントローラ３に入力され、γ相電流コントローラ３はγ相電圧指令Ｖγ^*を出力する。電圧指令Ｖδ^*とＶγ^* とγ−δ軸位置補正器１１から出力されるγ−δ軸位置がベクトル制御回路４に入力され、電圧値絶対値（Ｖδ² ＋Ｖγ² ）^1/2 とγ軸からの電圧出力方向の位相ｔａｎ^{- 1}（Ｖδ／Ｖγ）がインバータ回路５に入力され点弧が実施される。
一方、γ−δ軸電流・誘起電圧推定器８は、同期電動機６のステータ電流ｉ_U とｉ_V を相変換器７を介して得られるγ相電流ｉγ、δ相電流ｉδと、γ−δ軸の位置と、電圧指令Ｖδ^* 、Ｖγ^* を入力し、γ−δ相電流推定値ｉγ_est、ｉδ_estと、γ−δ相誘起電圧εγ_est とεδ_estを出力する。εγ_est とεδ_est が角速度導出器９に入力され、角速度推定値ω_{r m est}が導出される。このω_{r m est} とεγ_estが、ずれ角θ_{e est} 導出器１０に入力され、γ−δ軸とｄ−ｑ軸とのずれ角θ_{e est} が導出される。
これがγ−δ軸位置補正器１１に入力されγ−δ軸の位置補正が実行され、電流補正器１２による補正が行われる。電動機定数同定器１３は本実施の形態で新たに追加された構成で、Ｒｓ、Ｌｑ、Ｌｄ等の同期電動機定数を同定してインダクタンスの変化によるｄ軸の検出、あるいは外乱推定値として誘起電圧推定値εδ_est を入力してｄ−ｑ軸とγ−δ軸のずれ角を公知のεｃｏｓθ_{e est}、より推定し、低速時の拘束用に見合った正の電流をγ軸に流すｉγ^* を出力する。
【０００８】
つぎに動作について説明する。
先ず、制御動作は高速域の場合は、ｋ・Ｔ_S 秒の時点で同期機に供給される少なくとも２相分の電流、例えばｉ_U（ｋ）、ｉ_V（ｋ）を検出し、相変換器７により前回ループで補正されたγ−δ軸座標系に変換し、ｉγ（ｋ）、ｉδ（ｋ）を導出する。
次に、γ−δ軸電流、誘起電圧推定器８内に構成された状態推定器を用いて、γ−δ座標系に変換された電圧指令Ｖγ^*（ｋ）、Ｖδ^*（ｋ）を入力し、公知の方法で（ｋ＋１）・Ｔ_S秒時の推定値ｉγ_est（ｋ＋１）、ｉδ_est（ｋ＋１）、εγ_est（ｋ＋１）、εδ_est（ｋ＋１）を導出する。
角速度導出器９において、推定εδ_est（ｋ＋１）の符号より、角速度の符号判断を行い、この符号とεγ_est（ｋ＋１）とεδ_est（ｋ＋１）の２乗和よりω_{r m est}（ｋ＋１）を導出する。ずれ角θ_e導出器１０によりεγ_est（ｋ＋１）とω_{r m est}（ｋ＋１）よりθ_{e est}（ｋ＋１）を求め、γ−δ軸位置補正器１１によりγ軸の位置を補正する。次にγ軸がｋρθ_{e est}（ｋ＋１）だけ軸変換されたとしてγ相、δ相電流補正器１２によって、（ｋ＋１）ループ時に初期値ｉγ_est（ｋ＋１）、ｉδ_est（ｋ＋１）、εγ_est（ｋ＋１）、εδ_est（ｋ＋１）を修正する。
また、低速域の場合は、電動機定数同定器１３よりγ軸に正の電流を流すためのｉγ^*をγ軸電流コントローラ３へ出力して、磁極ｄ軸にｉγｓｉｎθ_e に比例したγ軸方向へ向かうトルクを発生させ、磁軸ｄ−ｑと制御軸γ−δの誤差を無くし、良好なベクトル制御を可能にする。
【０００９】
次に、本発明の第２の実施の形態について図を参照して説明する。
図２は本発明の第２の実施の形態に係る同期電動機の速度制御方法が適用される制御システムのブロック図である。
図３は図２に示す制御システムの動作のフローチャートである。
図２に示す第２の実施の形態は、前実施の形態より更に負荷が増大して負荷角θe が開き過ぎた場合に、δ軸にも正電流を流してｄ軸の過渡振動の抑制と、負荷角の抑制を行い磁軸を拘束することにより磁軸ｄ−ｑと制御軸γ−δ軸の誤差を無くし、負荷増大時（特に低速域）における制御の改善を図るものである。
図２において、角速度指令ω_{r m} ^*と角速度推定値ω_{r m est} が速度コントローラ1に入力され、速度コントローラ１は、δ相電流指令ｉδ^* を出力する。又、誘起電圧推定値εγ_estがδ軸電流指令補正器１４（比例積分制御器）に入力され、公知のεｓｉｎθ_{e est} から、ずれ角θ_eを推定し見合ったδ軸補正電流指令ｉδθ^* を出力する。δ相電流コントローラ２はｉδ^* とｉδθ^* と電流補正器からのδ相電流推定値ｉδ_{est 2} とを入力し、δ相電圧指令Ｖδ^* を出力する。これによってｄ軸の過渡振動を抑制し、δ軸にも正の電流ｉδθ^* を流すことによって負荷角が開き過ぎないように磁軸を引込み拘束する。
一方、図１と同様γ相電流指令ｉγ^* とγ相電流推定値ｉγ_{est 2} が、γ軸電流コントローラ３に入力され、γ軸電流コントローラ３はγ相電圧指令Ｖγ^* を出力する。電圧指令Ｖδ^* と、Ｖγ^* とγ−δ軸位置補正器１１から出力されるγ−δ軸位置が、ベクトル制御回路４に入力され、電圧値絶対値（Ｖδ² ＋Ｖγ² ）^{1 / 2}、とγ軸からの電圧出力方向の位相ｔａｎ^{- 1}（Ｖδ／Ｖγ）がインバータ回路５に入力され点弧が実施される。
一方、γ−δ軸電流・誘起電圧推定器８は、同期電動機６のステータ電流ｉ_U とｉ_V を相変換器７を介して得られるγ相電流ｉγ、δ相電流ｉδ と、γ−δ軸の位置と、電圧指令Ｖδ^* 、Ｖγ^* を入力し、公知の（１）式の演算を実施し、γ−δ相電流推定値ｉγ_est 、ｉδ_est と、γ−δ相誘起電圧εγ_est 、εδ_est を出力する。εγ_est、εδ_estが角速度導出器９に入力され、（２）、（３）式を実行することによって、角速度推定値ω_{r m est} が導出される。また、速度指令値ω_{r m} ^*がγ−δ軸位置補正器１１に入力され、（４）式で、γ−δ軸の位置補正が実行される。
【００１０】
【数１】

【００１１】
次に、基本的な制動動作を図３のフローチャートにより説明する。
Ｋ・Ｔ_S 秒の時点で同期機に供給される少なくとも２相分の電流、例えば、ｉ_U（ｋ）、ｉ_V（Ｋ）を検出し(ステップＳ１)、前回ループで補正されたγ−δ軸座標系に変換し、ｉγ（Ｋ）、ｉδ（Ｋ）を導出する(ステップＳ２)。γ−δ座標系に変換された電圧指令Ｖγ（Ｋ）、Ｖδ（Ｋ）を入力し(ステップＳ３)、（１）式によって、（Ｋ＋１）・Ｔ_S 秒時の推定値ｉγ_est（Ｋ＋１）、ｉδ_est（Ｋ＋１）、εγ _est（Ｋ＋１）、εδ_est（Ｋ＋１）を導出する(ステップＳ４）。
推定されたεδ_est（Ｋ＋１）の符号より、角速度の符号判断を行い(ステップＳ５)、この符号と、（２）、（３）式によって、εγ_est（Ｋ＋１）とεδ_est（Ｋ＋１）の二乗和より、ω_{r m est}（Ｋ＋１）を導出する（ステップＳ６）。
（４）式によって、γ軸の位置を補正する（ステップＳ７）。
このように、低速域の制御で負荷が大きく負荷角θ_e が開き過ぎる場合は、ｉγ^*によるｄ軸の引き込みだけではなく、δ軸へのｉδθ^* による引込みにより負荷角θe の開き過ぎを抑制してｄ−ｑ軸とγ−δ軸の誤差を無くして、上述のフローチャートによる制御を行うことで良好なベクトル制御が可能になる。
また、特開平１０−１７４４９９号公報には、低速域から高速域に掛けての制御切替えが滑らかに切替わるように、γ−δ軸の回転速度ω_Rγを決定する際に、回転速度指令ω_{R R E F} の絶対値が大きくなるに従って小さくなるように設定された分配ゲインＫ１と、大きくなるに従って大きくなるように設定される分配ゲインＫ２を用意し、高速域ではＫ２の比率がＫ１より十分大きく設計され、低速域ではＫ１の比率がＫ２より大きく設計されて、低速から高速まで同一アルゴリズムでトルク変動の少ない制御を行う方式が提案されている。
しかし、この場合も無負荷であることを前提とした制御方式であって、負荷が大きくなりｄ軸とγ軸の角度差が大きい場合は適用不可能であって、この場合も負荷角が大きい時は、先ず、本実施の形態によりｉγ^*、ｉδθ^*という正電流を流してｄ軸を引込み拘束して、上記の制御を実施すれば低速高速域に亙り良好なベクトル制御が期待できる。
【００１２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、センサレス・ベクトル制御方式において、γ軸に正の電流を流し磁軸ｄ軸を拘束するためのトルクを発生させることにより、低速でも良好に同期電動機の速度制御が実現できる。
また、低速域での制御で磁軸を引込む位相を負荷角に応じてγ軸より進み側の位相にすることにより、負荷角が大きくなっても制御軸γ軸と同期電動機磁軸ｄ軸を一致させ、良好にベクトル制御に移行可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る同期電動機の速度制御方法が適用される制御システムのブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る同期電動機の速度制御方法が適用される制御システムのブロック図である。
【図３】図２に示す制御システムの動作のフローチャートである。
【符号の説明】
１速度コントローラ
２ δ軸電流コントローラ
３ γ軸電流コントローラ
４ベクトル制御回路
５インバータ回路
６同期電動機
７相変換器
８ γ−δ軸電流・誘起電圧推定器
９角速度導出器
１０ずれ角θｅ導出器
１１ γ−δ軸位置補正器
１２ γ相・δ相電流補正器
１３電動機定数同定器
１４軸電流指令補正器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a speed control method for a synchronous motor, and more particularly to a sensorless speed control method for a permanent magnet type synchronous motor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, the sensorless vector control of a synchronous motor is performed by using the difference between the stator current converted to the γ-δ axis coordinate system set on the rotor magnetic pole and the current estimated value previously estimated and the γ-δ axis coordinate system. Using the converted voltage command as input, the current, induced voltage and rotor speed in the γ-δ axis coordinate system are estimated.
Also, the deviation angle between the dq coordinate set on the permanent magnet of the rotor and the γ-δ coordinate is estimated from the estimated value of the γ-axis induced voltage and the estimated angular velocity of the rotor estimated by this method. , Correct the rotor position.
Vector control is performed using the angular velocity and magnetic axis position information estimated by the above method.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above prior art, as the synchronous motor rotates at a low speed, the synchronous motor induced voltage decreases, so that the estimation accuracy of the magnetic axis deteriorates. There was a problem of losing control and falling out of control. Also, when a large load is applied to the synchronous motor in the low speed range, the load angle becomes too wide and the angle difference between the control axis and the synchronous motor magnetic axis becomes large, and the control axis and the magnetic axis must be controlled to match the vector There was a problem that the control could not be smoothly transferred and the control was lost.
Therefore, an object of the present invention is to provide a good method for estimating the speed of a synchronous motor that can specify a magnetic axis with high accuracy even in a low speed range.
It is another object of the present invention to provide a speed control method for a synchronous motor that allows a control shaft and a magnetic axis to coincide with each other even when a large load is applied to the synchronous motor in a low speed range, and to make a good transition to vector control.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, the present invention provides a synchronous motor that uses a permanent magnet as a rotor and controls the dq axes set on the magnetic poles of the rotor so that the γ-δ axes assumed on the rotor coincide with each other. In the sensorless control method, the stator current for at least two phases supplied to the synchronous motor at time k · T _S (where k = 0, 1, 2, 3,..., T _S is the sampling time) By detecting and converting the stator current into the γ-δ coordinate system, the γ-axis current iγ (k) and the δ-axis current iδ (k) are derived, and the γ-axis current iγ (k) and the δ-axis current are derived. i? (k) and preceding γ axis current i? _est estimated by the control loop (k) and δ-axis current i? _est (k) the difference between the i? (k) - i? _est (k) and i? (k) - i? _est correction amount (k), the voltage command value is converted into gamma-[delta]-axis coordinate system V.gamma ^* (k) and the input V8 ^* a (k) The γ-axis induced voltage εγ (k) and δ-axis induced voltage εδ (k) generated by the rotation of the rotor of the synchronous motor are regarded as disturbances to the current response when the rotor is not rotating. configure estimator, time (k + 1) · T current i? _est in gamma-[delta] axis coordinate system _S s (k + 1) and i? _est (k + 1) and induced voltage Ipushironganma _est (k + 1), and .epsilon..DELTA _est (k + 1) from the code of the estimated the estimated induced voltage εδ _est (k + 1), to determine the sign of the rotor speed was the the sum of squares determination of the induced voltage εγ _est (k + 1) and εδ _est (k + 1) The estimated value ω _{rm est} (k + 1) of the angular velocity ω _rm (k + 1) of the rotor is estimated from the _sign , and the deviation between the synchronous motor speed command ω _rref and the estimated speed value ω _{rm est} (k + 1) is _calculated as the δ-axis current command. Synchronous motor derived from feedback control with gain multiplication Rolling torque is generated, and γ-axis direction of the current command to positive, is characterized by generating a torque for restraining the magnetic axis d axis γ axis.
In the sensorless control method of the synchronous motor, the magnetic axis of the synchronous motor is d-axis, the axis advanced 90 ° from the d-axis is q-axis, and the coordinate dq axis rotating at the synchronous motor rotational speed ω _rm and the synchronous motor The designated magnetic axis is γ, the axis 90 ° ahead of γ is δ, the γ-δ axis that rotates at the synchronous motor rotation command speed ω _rm ^* is set, the current command iγ ^* in the γ-axis direction, the current command in the δ-axis direction iδ ^* is positive, torque for constraining the magnetic axis d-axis to an angle advanced from the γ-axis is generated, and the synchronous motor speed command ω _rm ^* and the synchronous motor induced voltage disturbance are used for the current command in the δ-axis direction. Derived from the feedback control that doubles the deviation from the estimated speed ω _{rm est} derived from the disturbance observer created from the δ-axis current equation, and created from the γ-axis current equation with synchronous motor induced voltage disturbance as the δ-axis current command Disturbance inference derived from disturbance observer Add a proportional integral controller deviation angle correction current command derived via Aiderutashita ^* value, and the γ-axis rotating at a specified speed omega _rm ^* characterized in that to match with the true magnetic axis d-axis.
[0005]
According to such a speed control method for a synchronous motor, when a positive direct current iγ flows through an arbitrary designated axis γ-axis, the true magnetic axis d-axis exists in a phase delayed by a load angle θ _e from the γ-axis. Then, when there is no load and the load angle θ _e is small, torque toward the γ-axis direction proportional to _i γ sin θ _e is generated on the magnetic axis d-axis. Therefore, since the true magnetic axis d-axis is always γ axis and the d-axis under torque as towards the designated axis γ axis coincides, by passing a γ-axis current command i? ^* In the low speed range, magnetic even at low speed An axis can be specified, and good vector control can be performed.
However, when constraining the magnetic axis d-axis, a synchronous machine that does not normally have a braking winding has a damping factor of almost zero, and the d-axis causes a simple vibration around the γ-axis, so it was derived by speed estimate feedback. By setting the current command value as the δ-axis current, the d-axis transient vibration is suppressed. On the other hand, the estimated disturbance value εγ _est derived from the γ-axis current equation estimates ε sin θ _e when the synchronous motor induced voltage is ε. . Therefore, when the load angle is small, εγ _est becomes a value proportional to the load angle, so that the magnetic axis d-axis can be restrained by iγ ^*. However, when the load angle becomes large, it becomes impossible to restrain particularly in the low speed range. since the correction current command iδ proportional integrating the estimated disturbance value Ipushironganma _est By adding θ ^* to the δ-axis current command and flowing a restraint current as a correction current also in the δ-axis, the correction current flows until εγ _est is 0, that is, the γ-axis and the d-axis match. An excessive opening of the load angle is suppressed, and the γ axis and the d axis can be matched.
[0006]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram of a control system to which a speed control method for a synchronous motor according to a first embodiment of the present invention is applied.
The first embodiment shown in FIG. 1 basically includes, for example, a method for estimating a speed of a permanent magnet synchronous motor, a method for estimating a rotor deviation angle, and a rotor position correction described in JP-A-9-191698. The sensorless vector control system is constructed using the rotational speed and rotor position of the synchronous motor estimated by the method. However, in this estimation method, the speed and rotor position of the synchronous motor are estimated from the induced voltage information. Therefore, the induced voltage information is small in the estimated low speed region, and error correction between the control axis γ-δ axis and the synchronous motor magnetic axis dq axis cannot be performed, and good vector control cannot be performed.
Therefore, in the low speed region control, when a positive current is passed through the γ-axis, if the true magnetic axis d-axis exists in a phase shifted by a load angle from the γ-axis, torque directed in the γ-axis direction proportional to the magnetic axis is increased. appear. For this reason, there is no error between the true magnetic axis dq axis and the control axis γ-δ axis, which is improved by a method that enables good vector control, and the control in the high speed range is performed by the above disclosed example. The control system described in Japanese Patent Laid-Open No. 9-191698 is improved so that good vector control can be ensured over the high speed and low speed ranges.
[0007]
In FIG. 1, an angular velocity command ω _rm ^* and an estimated angular velocity value ω _{rm est} (hereinafter, the estimated value is represented by est) are input to the speed controller 1, and the speed controller 1 outputs a δ-phase current command i δ ^* . δ the phase current controller 2 inputs the i? ^* and the current correction δ phase current estimated value from the device i? _{est 2,} and outputs a δ phase current command V8 ^*. On the other hand, the positive γ-phase current command iγ ^* and the estimated γ-phase current value iγ _{est 2} are input to the γ-phase current controller 3, and the γ-phase current controller 3 outputs the γ-phase voltage command Vγ ^* . The voltage commands Vδ ^* , Vγ ^*, and the γ-δ axis position output from the γ-δ axis position corrector 11 are input to the vector control circuit 4, and the voltage value absolute value (Vδ ² + Vγ ² ) ^1/2 and the γ axis The phase tan ⁻¹ (Vδ / Vγ) in the voltage output direction from is input to the inverter circuit 5 and firing is performed.
On the other hand, the γ-δ axis current / induced voltage estimator 8 includes a γ-phase current iγ, a δ-phase current iδ obtained from the stator currents i _U and i _V of the synchronous motor 6 via the phase converter 7, and γ-δ. the position of the axis, the voltage command V8 ^*, enter the Vγ ^*, γ-δ phase current estimated value i? _est, and i? _est, and outputs the gamma-[delta] phase induced voltage Ipushironganma _est and .epsilon..DELTA _est. εγ _est and εδ _est are input to the angular velocity deriving unit 9, and an angular velocity estimated value ω _{rm est} is derived. The omega _{rm est} and Ipushironganma _est is inputted to the deviation angle theta _{e est} deriver 10, the deviation angle theta _{e est} of the gamma-[delta] axis and d-q-axis is derived.
This is input to the γ-δ axis position corrector 11, the position correction of the γ-δ axis is executed, and the correction by the current corrector 12 is performed. The motor constant identifier 13 is a configuration newly added in the present embodiment, identifies synchronous motor constants such as Rs, Lq, and Ld and detects the d-axis due to a change in inductance, or estimates an induced voltage as a disturbance estimated value. The value εδ _est is input, the deviation angle between the dq axis and the γ-δ axis is estimated from the known εcosθ _{e est} , and iγ ^* that flows positive current suitable for restraint at low speed to the γ axis is output To do.
[0008]
Next, the operation will be described.
First, when the control operation is in the high speed range, currents for at least two phases, for example, i _U (k) and i _V (k) supplied to the synchronous machine at the time of k · T _S seconds are detected, and phase conversion is performed. The unit 7 converts to the γ-δ axis coordinate system corrected in the previous loop and derives iγ (k) and iδ (k).
Next, voltage commands Vγ ^* (k) and Vδ ^* (k) converted into the γ-δ coordinate system are input using the γ-δ axis current and the state estimator configured in the induced voltage estimator 8. and, in a known manner (k + 1) · T _S when second estimate _{iγ est (k + 1),} iδ est (k + 1), εγ est (k + 1), to derive the εδ _est (k + 1).
The angular velocity derivation unit 9 determines the sign of the angular velocity from the sign of the estimated εδ _est (k + 1), and derives ω _{rm est} (k + 1) from the sign and the square sum of εγ _est (k + 1) and εδ _est (k + 1). To do. Seeking from θ _{e est} (k + 1) by the deviation angle theta _e derivator 10 εγ _est (k + 1) and _{ω rm est (k + 1)} , to correct the position of the gamma-axis by gamma-[delta] axis position corrector 11. Then γ axis kρθ _{e est} (k + 1) only γ phase as is axis conversion, the δ phase current corrector 12, (k + 1) the initial value i? _Est at the time loop _{(k + 1), iδ est} (k + 1), εγ est ( k + 1) and εδ _est (k + 1) are corrected.
In the case of the low speed range, the i? ^* For flowing a positive current to the γ-axis from the motor constant identifying unit 13 outputs to the γ-axis current controller 3, the γ-axis direction that is proportional to Aiganmaesuaienushita _e pole d-axis The heading torque is generated, the error between the magnetic axis dq and the control axis γ-δ is eliminated, and good vector control is enabled.
[0009]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 2 is a block diagram of a control system to which the speed control method for a synchronous motor according to the second embodiment of the present invention is applied.
FIG. 3 is a flowchart of the operation of the control system shown in FIG.
In the second embodiment shown in FIG. 2, when the load increases further than in the previous embodiment and the load angle θe is excessively opened, a positive current is also supplied to the δ axis to suppress transient vibration of the d axis. By suppressing the load angle and constraining the magnetic axis, the error between the magnetic axis dq and the control axis γ-δ axis is eliminated, and control is improved when the load increases (especially in the low speed region).
In FIG. 2, an angular velocity command ω _rm ^* and an estimated angular velocity value ω _{rm est} are input to the speed controller 1, and the speed controller 1 outputs a δ-phase current command i δ ^* . The induced voltage estimated value εγ _est is input to the δ-axis current command corrector 14 (proportional integral controller), and the δ-axis corrected current command iδθ ^* corresponding to the deviation angle θ _e is estimated from the known ε sin θ _e _est. Output. The δ-phase current controller 2 inputs iδ ^* , iδθ ^*, and the δ-phase current estimated value iδ _{est 2} from the current corrector, and outputs a δ-phase voltage command Vδ ^* . This suppresses d-axis transient vibration, and pulls and restrains the magnetic axis so that the load angle does not open too much by passing a positive current iδθ ^* through the δ axis.
On the other hand, the γ-phase current command iγ ^* and the estimated γ-phase current value iγ _{est 2} are input to the γ-axis current controller 3 as in FIG. 1, and the γ-axis current controller 3 outputs the γ-phase voltage command Vγ ^* . The voltage command Vδ ^* , Vγ ^*, and the γ-δ axis position output from the γ-δ axis position corrector 11 are input to the vector control circuit 4, and the absolute value of the voltage value (Vδ ² + Vγ ² ) ^1/2 , And the phase tan ⁻¹ (Vδ / Vγ) in the voltage output direction from the γ-axis are input to the inverter circuit 5 and firing is performed.
On the other hand, the γ-δ axis current / induced voltage estimator 8 obtains the stator currents i _U and i _V of the synchronous motor 6 via the phase converter 7 γ-phase current iγ, δ-phase current iδ, and γ-δ. the position of the axis, the voltage command V8 ^*, enter the V.gamma ^*, by executing calculation of a known equation (1), gamma-[delta] phase current estimated value i? _est, i? _est and, gamma-[delta] phase induced voltage Ipushironganma _est , Εδ _est is output. εγ _est and εδ _est are input to the angular velocity derivation unit 9, and the angular velocity estimation value ω _{rm est} is derived by executing the equations (2) and (3). Further, the speed command value ω _rm ^* is input to the γ-δ axis position corrector 11, and the position correction of the γ-δ axis is executed by the equation (4).
[0010]
[Expression 1]

[0011]
Next, the basic braking operation will be described with reference to the flowchart of FIG.
At least two phase currents supplied to the synchronous machine at the time of K · T _S seconds, for example, i _U (k), i _V (K) are detected (step S1), and γ− corrected in the previous loop Conversion to the δ-axis coordinate system is performed to derive iγ (K) and iδ (K) (step S2). gamma-[delta] is converted into the coordinate system voltage command V.gamma (K), type a V8 (K) (step S3), (1) by formula, (K + 1) · T S when second estimate iγ _est (K + 1) , Iδ _est (K + 1), εγ _est (K + 1), and εδ _est (K + 1) are derived (step S4).
Based on the estimated code of εδ _est (K + 1), the sign of the angular velocity is determined (step S5), and the square of εγ _est (K + 1) and εδ _est (K + 1) is determined by this code and the equations (2) and (3). From the sum, ω _{rm est} (K + 1) is derived (step S6).
The position of the γ axis is corrected by the equation (4) (step S7).
Thus, when the load control of the low-speed range is too open large load angle theta _e, not only pull the d-axis by i? ^*, Suppress only the opening of the load angle θe by retraction by Aiderutashita ^* to δ-axis Thus, good vector control can be performed by eliminating the error between the dq axis and the γ-δ axis and performing the control according to the above-described flowchart.
Japanese Patent Laid-Open No. 10-174499 discloses a rotational speed command when determining the rotational speed ω _R γ of the γ-δ axis so that the control switching from the low speed range to the high speed range is smoothly switched. A distribution gain K1 set so as to decrease as the absolute value of _ωRREF increases and a distribution gain K2 set so as to increase as it increases are prepared, and the ratio of K2 is designed to be sufficiently larger than K1 in the high speed range. In addition, a method has been proposed in which the ratio of K1 is designed to be greater than K2 in the low speed range, and control with less torque fluctuation is performed with the same algorithm from low speed to high speed.
However, in this case as well, the control method is based on the premise that there is no load, and it is not applicable when the load is large and the angle difference between the d-axis and the γ-axis is large. In this case, the load angle is also large. First, according to the present embodiment, i γ ^* , i δ If a positive current of θ ^* is passed and the d-axis is pulled in and restrained and the above control is performed, good vector control can be expected over a low speed and high speed range.
[0012]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in the sensorless vector control method, by generating a torque for passing a positive current through the γ-axis and restraining the magnetic axis d-axis, the synchronous motor can be satisfactorily achieved even at a low speed. Speed control can be realized.
In addition, by setting the phase at which the magnetic axis is drawn in the control in the low speed range to the phase on the more advanced side than the γ axis according to the load angle, the control axis γ axis and the synchronous motor magnetic axis d axis can be adjusted even when the load angle increases. It is possible to make the control coincide with the vector control.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a control system to which a speed control method for a synchronous motor according to a first embodiment of the present invention is applied.
FIG. 2 is a block diagram of a control system to which a speed control method for a synchronous motor according to a second embodiment of the present invention is applied.
FIG. 3 is a flowchart of the operation of the control system shown in FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Speed controller 2 δ-axis current controller 3 γ-axis current controller 4 Vector control circuit 5 Inverter circuit 6 Synchronous motor 7 Phase converter 8 γ-δ-axis current / induced voltage estimator 9 Angular speed deriver 10 Deviation angle θe deriver 11 γ -Δ axis position corrector 12 γ phase / δ phase current corrector 13 Motor constant identifier 14 Axis current command corrector

Claims

In a sensorless speed control method for a synchronous motor that uses a permanent magnet as a rotor and performs control so that the γ-δ axes assumed on the rotor coincide with the dq axes set on the magnetic poles of the rotor,
A stator current for at least two phases supplied to the synchronous motor at time k · T _S (where k = 0, 1, 2, 3,..., T _S is a sampling time) is detected, and the stator current is detected. Is converted to the γ-δ coordinate system to derive the γ-axis current iγ (k) and the δ-axis current iδ (k), and the γ-axis current iγ (k) and δ-axis current iδ (k) correction amount estimated by the control loop the γ-axis current i? _est (k) and δ-axis current i? difference between _{est (k) iγ (k)} -iγ est (k) and _{iδ (k) -iδ est (k} ) , The voltage command values Vγ ^* (k) and Vδ ^* (k) converted to the γ-δ axis coordinate system are input, and the induced voltage εγ (k) of the γ axis generated by the rotation of the rotor of the synchronous motor. And δ-axis induced voltage εδ (k) as a disturbance to the current response when the rotor is not rotating, +1) · T _S seconds gamma-[delta] current i? _Est in the axial coordinate system (k + 1) and i? _Est (k + 1) and induced voltage Ipushironganma _est (k + 1) and .epsilon..DELTA _est (k + 1) to estimate, the estimated induced voltage εδ _est (k + 1) code from the determined sign of the rotor speed, the induced voltage εγ _est (k + 1) and εδ _{est (k} + 1) than the the square sum discriminated sign of the rotor speed omega _rm The estimated value of (k + 1) is estimated, and the δ-axis direction current command is derived from feedback control that multiplies the deviation between the synchronous motor speed command ω _rref and the estimated speed value ω _{rm est (} k + 1) by gain, and the synchronous motor rotational torque is derived. A method for controlling the speed of a synchronous motor, characterized by generating a torque for causing a current command in a γ-axis direction to be positive and constraining a magnetic axis d-axis to the γ-axis.

In the sensorless speed control method of the synchronous motor,
The magnetic axis of the synchronous motor is d-axis, the axis advanced 90 ° from the d-axis is q-axis, the coordinate dq axis rotating at the synchronous motor rotational speed ω _rm and the specified magnetic axis of the synchronous motor are 90 ° from γ and γ. advanced axes to set the gamma-[delta] axes rotating at a synchronous motor rotational instruction speed omega _r _m ^* and [delta], gamma axial current command i? ^*, [delta] axial current command i? ^* to be positive, the magnetic axis d Disturbance observer created from a δ-axis current equation that generates torque to constrain the shaft to an angle advanced from the γ-axis, and the δ-axis current command is a synchronous motor speed command ω _rm ^* and a synchronous motor induced voltage disturbance It is derived from feedback control that doubles the deviation from the estimated speed value ω _rmest derived from the gain, and the disturbance estimated value derived from the disturbance observer created from the γ-axis current equation with synchronous motor induced voltage disturbance as the δ-axis current command is proportional Deviation angle correction derived via integral controller Add the flow command iδθ ^*, the speed control method of the synchronous motor, characterized in that to the γ-axis rotating at a specified speed omega _rm ^* coincide with the true magnetic axis d-axis.