JP3945623B2

JP3945623B2 - Frequency synchronization method and OFDM receiver using the same

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Publication number: JP3945623B2
Application number: JP2001345466A
Authority: JP
Inventors: 泰貴松崎; 博志野上; 隆志大久保
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2001-11-12
Filing date: 2001-11-12
Publication date: 2007-07-18
Anticipated expiration: 2021-11-12
Also published as: JP2003152674A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数同期方法及びこれを用いたＯＦＤＭ受信装置に関し、特に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式における周波数同期方法及び受信装置に利用して有効な技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ伝送方式は、互いに直交する多数の搬送波を用いるディジタル変調方式であり、他のサービスに妨害を与えにくく、妨害を受けにくい、周波数利用効率が比較的良いなどの特徴があるが、周波数オフセットによる信号歪が大きく、高精度の周波数同期が必要となる。従来のＯＦＤＭ用周波数同期手法は、例えば文献"A Fast Synchronization Scheme of OFDM Signals for High-Rate Wireless LAN" T.Onizawa et.al, IEICE TRANS. COMMUN. VOL.E82-B. NO.2等に示されている。
【０００３】
以下、従来の周波数同期手法を説明する。この周波数同期手法を用いて周波数同期を行うための送信パケットフォーマットを図５に示す。送信パケット１０はプリアンブル１０１とデータ１０２からなり、プリアンブル１０１を用いて周波数オフセットを推定し、周波数補正することにより、周波数同期を行う。プリアンブル１０１の構成を図２に示す。プリアンブル１０１は、１６サンプル長の同一の固定信号系列２０，２１，２２，２３，２４，２５，２６，２７，２８および２９からなる。
【０００４】
次に、従来の周波数同期方法を、図３を用いて説明する。図３において、ｓ（ｎ）は受信されたＯＦＤＭ信号であり、Ｒｅ（ｓ（ｎ））およびＩｍ（ｓ（ｎ））はそれぞれｓ（ｎ）の実数部および虚数部を表す。また、ｏｕｔ（ｎ）は周波数補正後の信号を表す。ここで、ｎはサンプリング周期をＴとする受信側での離散時刻を表す。誤差信号生成部３０において、プリアンブル１０１の受信信号ｓ（ｎ）から、周波数オフセット量に応じた誤差信号Ｅ（ｎ）を計算する。次に、誤差信号変換部３１にて、誤差信号Ｅ（ｎ）から周波数オフセットの推定値Δｆ_ESTを求める。正弦波発生部３２では、Δｆ_ESTの周波数で振動する複素数の正弦波ｃ（ｎ）を出力する。このｃ（ｎ）と、入力信号ｓ（ｎ）を、複素乗算部３３にて乗算することで、周波数オフセット補正されたｏｕｔ（ｎ）を得る。
【０００５】
誤差信号生成部３０の構成を図４に示す。誤差信号生成部３０では、遅延部３０１で、入力信号を６４サンプル遅延させ、遅延信号ｓ（ｎ−６４）を得る。このｓ（ｎ−６４）に対し、複素共役部３０２にて複素共役ｓ（ｎ−６４）^*を求め、複素乗算部３０３にて、入力信号ｓ（ｎ）と複素共役部３０２から出力されたｓ（ｎ−６４）^*の積Ｓ（ｎ）を求める。受信したプリアンブルは６４サンプル周期の繰り返し信号であるので、周波数オフセットがない状態では、ｓ（ｎ）とｓ（ｎ−６４）はノイズ成分を除いて同一となり、Ｓ（ｎ）は実数となる。しかし、周波数オフセットΔｆがある状態では、ｓ（ｎ−６４）は式（１）のようになり、ｓ（ｎ）とｓ（ｎ−６４）の間で位相差が生じる。
【０００６】
ｓ（ｎ−６４）＝ｓ（ｎ）ｅｘｐ（ｊ２π・６４ＴΔｆ）・・・・・（１）
このため、Ｓ（ｎ）は式（２）のように、位相成分を持つ。
Ｓ（ｎ）＝| Ｓ（ｎ）|²ｅｘｐ（ｊ２π・６４ＴΔｆ）・・・・・・（２）
【０００７】
積算部３０４は、上記方法にて求められたＳ（ｎ）を、６４サンプルにわたって積算し、相関値ΣＳ（ｎ）を求める。また除算部３０５は、積算部３０４の出力ΣＳ（ｎ）について、式（３）により誤差信号Ｅ（ｎ）を得る。
Ｅ（ｎ９＝Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））／Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））・・・・・・・（３）
除算部３０５から出力される誤差信号Ｅ（ｎ）は、式（４）、式（５）のように対応付ける事ができる。
Ｅ（ｎ）＝ｔａｎ（Δθ_EST) ・・・・・・・・（４）
Δθ_EST＝２π・６４ＴΔｆ_EST ・・・・・・・・（５）
【０００８】
Δθ_ESTは、受信したプリアンブル１０１から推定されたｓ（ｎ）とｓ（ｎ−６４）の位相ずれであり、Δｆ_ESTは周波数オフセット推定値である。したがって、誤差信号Ｅ（ｎ）から、式（６）の演算を行うことで、周波数オフセット推定値Δｆ_ESTが得られる。図３の誤差信号変換部３１は、式（６）の演算を行うものである。
Δｆ_EST＝ｔａｎ^-1（Ｅ（ｎ））／（２π・６４Ｔ）・・・・・・・（６）
以上が従来の周波数同期手法の説明である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
従来の周波数同期手法は、前述したように繰り返し送信される既知の信号列を用いて周波数同期を行うものであり、誤差信号は式（４）、式（５）のように、周波数オフセット値の正接として求められる。正接関数の周期性から、誤差信号の位相成分で表されるΔθ_ESTがとりうる値の範囲は、 −π／２≦Δθ_EST≦π／２に限定される。よって、式（５）より、推定可能な周波数オフセット値の範囲は、式（７）で表される。
−１／（２５６・Ｔ）≦Δｆ≦１／（２５６・Ｔ）・・・・・・・・（７）
【００１０】
すなわち、同期引き込み周波数範囲は±１／（２５６・Ｔ）に限定され、これ以上の周波数オフセットが存在する場合は周波数同期が不可能となるという第１の課題がある。例えば、サンプリング周波数を１／Ｔ＝２０ＭＨｚとした場合、同期引き込み周波数範囲は±７８．５ＫＨｚとなる。
【００１１】
さらに、周波数オフセットが同期引き込み周波数範囲の限界近くの値を持つ場合、Δθ_ESTの大きさはπ／２に近い値となる。このとき、除算部３０５の入力ΣＳ（ｎ）のうち、実数成分Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））の絶対値の大きさが非常に小さいものとなる。このため、伝送路ノイズによって、実数成分の符号が容易に反転し、得られたΔｆ_ESTの符号も反転してしまうことから、周波数オフセットの推定誤差が大きくなるという第２の課題がある。
【００１２】
本発明は、上記のような課題を解決し、広い周波数同期引き込み範囲を実現し、周波数オフセットの推定誤差を小さく抑えることのできる周波数同期方法とそれを用いた受信装置を提供するとを目的とする。この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。すなわち、遅延量が異なる複数の相関値計算部と、それぞれの相関値計算部から得られた相関値より求める誤差信号と、設定された判定閾値の大小比較を行い、周波数同期に使用する誤差信号を選択する。前記複数の相関値の属する複素平面上の象限を検出することで、周波数オフセット推定に用いる相関値を選択し、選択された相関値と該相関値の属する複素平面上の象限から周波数オフセット推定値を求める。上述のそれぞれの誤差信号生成部において、遅延量が等しい複数の相関値を計算し、これらを平均化して誤差信号を求める。上述のそれぞれの誤差信号生成部における除算部において、除算前に実数成分の入力の絶対値を求め、この絶対値をもって虚数成分の除算を行う。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、本発明に係る周波数同期方法およびこれを用いる受信装置の実施の形態を詳細に説明する。
【００１５】
（実施例１）本発明に係る周波数オフセット推定部の構成例を図１に示す。この周波数オフセット推定部は、受信信号ｓ（ｎ）が入力され、これからそれぞれ６４サンプル、３２サンプル、１６サンプル遅れて受信する信号ｓ（ｎ−６４）、ｓ（ｎ−３２）、ｓ（ｎ−１６）とｓ（ｎ）との相関値を求める相関値計算部５１，５２，５３と、相関値計算部５１，５２，５３から出力される相関値ΣＳ（ｎ）６４，ΣＳ（ｎ）３２，ΣＳ（ｎ）１６を入力して、これらの相関値に対する誤差信号Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６を求め、周波数オフセット推定誤差が最小となるように、Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６の中から推定に用いる誤差信号Ｅ（ｎ）を選択して、さらにこのＥ（ｎ）からΔθ_ESTを求め、Δθ_ESTから周波数オフセット推定値Δf_ESTを計算して出力する判定・演算部５４から構成される。
【００１６】
図１において、相関値計算部５１，５２，５３で、遅延量がそれぞれ６４サンプル、３２サンプル、１６サンプルとなる遅延信号ｓ（ｎ−６４）、ｓ（ｎ−３２）、ｓ（ｎ−１６）と、受信信号ｓ（ｎ）との相関値ΣＳ（ｎ）６４，ΣＳ（ｎ）３２，ΣＳ（ｎ）１６を計算する。これらの計算結果を判定・演算部５４に入力し、判定・演算部５４では、ΣＳ（ｎ）６４，ΣＳ（ｎ）３２，ΣＳ（ｎ）１６の３種類の相関値に対応する誤差信号Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６を求め、Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６の中から最終的な周波数オフセット推定に用いる誤差信号を選択し、選択された誤差信号から位相ずれΔθ_ESTを計算し、選択された誤差信号に応じて、式（８）を用いて周波数オフセット推定値Δf_ESTを出力する。ここでＮは、選択された相関値に対応する遅延サンプル数の値であり、本実施例では１６，３２，６４のいずれかの値を取る。
【００１７】
Δｆ_EST= Δθ_EST／２πＴＮ・・・・・・・・（８）
相関値計算部５１，５２，５３の構成を図６に示す。相関値計算部５１は、受信信号ｓ（ｎ）を６４サンプル遅延させてｓ（ｎ−６４）を出力する遅延部５１１と、ｓ（ｎ−６４）の複素共役ｓ（ｎ−６４）^*を得る複素共役部５１２と、ｓ（ｎ）とｓ（ｎ−６４）^*の複素乗算を行って積Ｓ（ｎ）６４を得る複素乗算部５１３と、Ｓ（ｎ）６４を６４サンプルにわたって積算し、相関値ΣＳ（ｎ）６４を出力する積算部５１４から構成される。
【００１８】
また、相関値計算部５２は、受信信号ｓ（ｎ）を３２サンプル遅延させてｓ（ｎ−３２）を出力する遅延部５２１と、ｓ（ｎ−３２）の複素共役ｓ（ｎ−３２）^*を得る複素共役部５２２と、ｓ（ｎ）とｓ（ｎ−３２）^*の複素乗算を行って積Ｓ（ｎ）３２を得る複素乗算部５２３と、Ｓ（ｎ）３２を３２サンプルにわたって積算し、相関値ΣＳ（ｎ）３２を出力する積算部５２４から構成される。
【００１９】
また、相関値計算部５３は、受信信号ｓ（ｎ）を１６サンプル遅延させてｓ（ｎ−１６）を出力する遅延部５３１と、ｓ（ｎ−１６）の複素共役ｓ（ｎ−１６）^*を得る複素共役部５３２と、ｓ（ｎ）とｓ（ｎ−１６）^*の複素乗算を行って積Ｓ（ｎ）１６を得る複素乗算部５３３と、Ｓ（ｎ）１６を１６サンプルにわたって積算し、相関値ΣＳ（ｎ）１６を出力する積算部５３４から構成される。
【００２０】
これらの相関値計算部の動作を、相関値計算部５２を例にとって説明する。上記遅延部５２１では、入力信号ｓ（ｎ）に対して３２サンプルの遅延を施し、ｓ（ｎ−３２）を得る。上記複素共役部５２２でｓ（ｎ−３２）の複素共役ｓ（ｎ−３２）^*を求めて、上記複素乗算部５２３にてｓ（ｎ）とｓ（ｎ−３２）^*の乗算を行い、積Ｓ（ｎ）３２を得る。上記積算部５２４では、このＳ（ｎ）３２を３２サンプルにわたって積算し、相関値ΣＳ（ｎ）３２を求める。上記相関値計算部５１および５３においても、遅延量と積算サンプル数がそれぞれ６４サンプル、１６サンプルとなる以外は同一の動作を行う。
【００２１】
次に、図１中の判定・演算部５４の構成について、図７を用いて説明する。判定・演算部５４は、入力した３種類の相関値、ΣＳ（ｎ）６４、ΣＳ（ｎ）３２、ΣＳ（ｎ）１６のそれぞれについて、位相検出のために、虚数部を実数部で除算して、それぞれに対する誤差信号Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６を出力する除算部５４１、５４２、５４３と、除算部５４１、５４２、５４３から出力された誤差信号から、周波数オフセット推定に用いる誤差信号を選択し、これをＥ（ｎ）として出力する誤差信号選択部５４４と、Ｅ（ｎ）にアークタンジェント演算を行い、Ｅ（ｎ）からΔθ_ESTを求めて出力するアークタンジェント演算部５４５と、Δθ_ESTとＮから、式（８）を用いて周波数オフセット推定値Δf_ESTを計算する演算部５４６から構成される。なお、Ｎは誤差信号選択部５４４により、演算部５４６へ供給される。
【００２２】
相関値の位相成分を求めるために、相関値の虚数部を実数部で除算する。得られた３種類の相関値ΣＳ（ｎ）６４、ΣＳ（ｎ）３２、ΣＳ（ｎ）１６についてこの除算をそれぞれ除算部５４１，５４２，５４３を用いて行い、それぞれの遅延量に対する誤差信号Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６を出力する。誤差信号選択部５４４では、３種類の誤差信号Ｅ（ｎ）６４，Ｅ（ｎ）３２，Ｅ（ｎ）１６を入力し、最も周波数オフセット推定精度が良好となるものを選択して、Ｅ（ｎ）としてアークタンジェント演算部５４５に出力する。
【００２３】
また、Δθ_ESTから周波数オフセット推定値Δｆ_ESTを求めるため、選択された誤差信号に対する遅延サンプル数Ｎを、演算部５４６に出力する。このようにして得られたＥ（ｎ）をアークタンジェント演算部５４５に入力し、アークタンジェント演算部５４５では、誤差信号選択部５４４から出力されたＥ（ｎ）に対して式（９）の演算を行い、Δθ_ESTを求め、これを演算部５４６に出力する。
Δθ_EST= ｔａｎ^-1（Ｅ（ｎ））・・・・・・・・（９）
【００２４】
演算部５４６では、アークタンジェント演算部５４５より入力したΔθ_ESTと、誤差信号選択部５４４より入力した遅延サンプル数Ｎを用いて、式（８）の演算を行い、Δf_ESTを求める。
【００２５】
次に、誤差信号選択部５４４の、誤差信号選択アルゴリズムについて説明する。Ｅ（ｎ）は式（３）および式（４）で表されることから、Δθ_ESTが−π／２≦Δθ_EST≦＋π／２の範囲にある場合、Ｅ（ｎ）の値は周波数オフセットが大きくなると共に大きくなる。また、式（４）、式（５）、式（６）から、遅延量を少なくすると、引き込み周波数範囲は拡大する。一方、遅延量を多くすると、ノイズ成分が抑圧され、引き込み周波数範囲内の推定精度が良好になる。これらの性質を利用して、Ｅ（ｎ）１６とＥ（ｎ）３２の値の大きさを観測し、Δθ_ESTを求めるために使用する誤差信号Ｅ（ｎ）を選択する。
【００２６】
誤差信号選択アルゴリズムを図８に示す。まず、判定閾値を設定し、処理ブロック８１にてＥ（ｎ）１６の絶対値との大小比較を行う。Ｅ（ｎ）１６の絶対値が判定閾値より大きい場合、周波数オフセットはＥ（ｎ）３２で推定した場合の引き込み周波数範囲内にないと判断し、最も引き込み周波数範囲の広いＥ（ｎ）１６を用いて推定を行う（処理ブロック８５）。また、判定閾値の方がＥ（ｎ）１６と比べて大きいか等しい場合、次に処理ブロック８２にてＥ（ｎ）３２の絶対値と判定閾値の大小比較を行う。
【００２７】
ここで、Ｅ（ｎ）３２の絶対値の方が判定閾値よりも大きい場合、周波数オフセットはＥ（ｎ）６４で推定した場合の引き込み周波数範囲内にないと判断し、二番目に引き込み範囲の広いＥ（ｎ）３２を用いて推定を行う（処理ブロック８４）。また、処理ブロック８２において判定閾値の方がＥ（ｎ）３２より大きいか等しい場合、周波数オフセットはＥ（ｎ）６４で推定した場合の引き込み周波数範囲内にあると判断し、最も推定精度が良好となるＥ（ｎ）６４を用いて推定を行う（処理ブロック８３）。
【００２８】
（実施例２）本発明の周波数同期方法に係る相関値計算部の別の実施の形態について述べる。相関値計算部５２は、図９に示すような構成とすることもできる。図９に示す相関値計算部では、前述図６の遅延部５２１、複素共役部５２２、複素乗算部５２３、積算部５２４に加えて、受信信号に対して６４サンプルの遅延を与えて、ｓ（ｎ−６４）を出力する遅延部５２５、ｓ（ｎ−６４）に対して３２サンプルの遅延を与え、ｓ（ｎ−９６）を出力する遅延部５２６、ｓ（ｎ−９６）の複素共役を取り、ｓ（ｎ−９６）^*を出力する複素共役部５２７、ｓ（ｎ−６４）と、ｓ（ｎ−９６）^*を複素乗算して、積Ｓ（ｎ）３２''を出力する複素乗算部５２８、Ｓ（ｎ）３２''を３２サンプルにわたって積算して、相関値ΣＳ（ｎ）３２''を出力する積算部５２９、および、積算部５２４の出力である相関値ΣＳ（ｎ）３２' と、積算部５２９の出力である相関値ΣＳ（ｎ）３２''を平均化して、推定に用いる相関値ΣＳ（ｎ）３２を出力する平均化部５２０で構成される。
【００２９】
図９に示す相関値計算部では、図６に示す相関値計算部５２の動作を、受信信号ｓ（ｎ）に対してだけではなく、受信信号を６４サンプル遅延させて得られた信号ｓ（ｎ−６４）についても行い、平均化部５２０にて、得られた二つの相関値を加算し、定数２で除算することで相関値が平均化され、伝送路ノイズの影響を軽減し、推定精度を向上できる。ただし、相関値計算部５２の出力ΣＳ（ｎ）３２に対しては、図１中の判定・演算部５４にて、虚数部を実数部で除算するため、平均化部５２０では、ΣＳ（ｎ）３２' とΣＳ（ｎ）３２''の加算を行うだけで、平均化することと等価になる。この処理の説明図を図２１に示す。
【００３０】
図２中の固定信号系列２０と２１からなる３２サンプルの信号系列Ｓ１（ｎ）と、図２中の固定信号系列２２と２３からなる３２サンプルの信号系列Ｓ２（ｎ）との相関値ΣＳ（ｎ）３２' を処理ブロック７１にて求め、さらに、図２中の固定信号系列２４と２５からなる３２サンプル信号系列Ｓ３（ｎ）と、図２中の固定信号系列２６と２７からなる３２サンプルの信号系列Ｓ４（ｎ）との相関値ΣＳ（ｎ）３２''を処理ブロック７２にて求める。処理ブロック７３にて、ΣＳ（ｎ）３２' とΣＳ（ｎ）３２''を平均化（加算のみでも良い）して、周波数オフセット推定に用いる相関値ΣＳ（ｎ）３２を得る。以上が本発明に係る第二の実施例である。
【００３１】
（実施例３）本発明の周波数同期方法に係る、判定・演算部の別の実施の形態について、図１０を用いて説明する。図１０において、アークタンジェント演算部５４５および演算部５４６の動作は図７に示すものと同一であり、同一の符号を付し、説明を省略する。
【００３２】
図１０では、判定・演算部５４は上記アークタンジェント演算部５４５と、演算部５４６と、周波数オフセット推定に用いる相関値を選択する相関値選択部５４７と、相関値選択部５４７で選択された相関値の虚数部を実数部で除算する除算部５４８にて構成される。
【００３３】
さらに、相関値選択部５４７の構成を図１１に示す。相関値選択部５４７は、入力したΣＳ（ｎ）３２の実数部Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））３２とΣＳ（ｎ）１６の実数部Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））１６にそれぞれ判定閾値を乗算して、積Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））３２ＴＨとＲｅ（ΣＳ（ｎ））１６ＴＨをそれぞれ出力する乗算部８０１、８０２と、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））３２Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））１６と、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））３２ＴＨとＲｅ（ΣＳ（ｎ））１６ＴＨを入力して、ΣＳ（ｎ）６４、ΣＳ（ｎ）３２、ΣＳ（ｎ）１６のうちのどれを周波数オフセット推定に用いるΣＳ（ｎ）とするかとＮを決定する判定部８０３から構成される。
【００３４】
次に、判定部８０３における判定アルゴリズムを、図１２を用いて説明する。まず、処理ブロック８０４にて、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））１６の絶対値とＲｅ（ΣＳ（ｎ））１６ＴＨの絶対値の大小比較を行う。Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））１６の絶対値の方がＲｅ（ΣＳ（ｎ））１６ＴＨの絶対値よりも大きい場合、周波数オフセットはΣＳ（ｎ）３２で推定した場合の引き込み周波数範囲内にないと判断し、最も引き込み周波数範囲の広いΣＳ（ｎ）１６を用いて推定を行う（処理ブロック８０８) 。
【００３５】
Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））１６ＴＨの絶対値の方が、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））１６の絶対値よりも大きいか等しい場合は、次に、処理ブロック８０５にて、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））３２の絶対値とＲｅ（ΣＳ（ｎ））３２ＴＨの絶対値の大小比較を行う。Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））３２の絶対値の方が、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））３２ＴＨの絶対値よりも大きい場合、周波数オフセットはΣＳ（ｎ）６４で推定した場合の引き込み周波数範囲内にないと判断し、二番目に引き込み周波数範囲の広いΣＳ（ｎ）３２を用いて推定を行う（処理ブロック８０７）。
【００３６】
Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））３２ＴＨの絶対値の方がＩｍ（ΣＳ（ｎ））３２の絶対値よりも大きいか等しい場合は、周波数オフセットはΣＳ（ｎ）６４で推定した場合の引き込み周波数範囲内にあると判断し、最も推定精度が良好となるΣＳ（ｎ）６４を用いて推定を行う（処理ブロック８０６）。この処理は、相関値の実数部に判定閾値を乗じて該相関値の虚数部との大小比較を行うもので、相関値の虚数部を該相関値の実数部で除算して、判定閾値と大小比較することと等価である。以上が本発明に係る第三の実施例である。
【００３７】
（実施例４）本発明の周波数同期方法に係る判定・演算部の別の実施の形態について、図１３を用いて説明する。図１３の構成において、判定・演算部５４は、周波数オフセット推定に用いる相関値を判定する相関値選択部５４９と、選択された相関値の虚数部Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））を実数部Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））で除算して誤差信号Ｅ（ｎ）を求める除算部５４８と、得られた誤差信号Ｅ（ｎ）にアークタンジェント演算を施してΔθ_ESTを求めるアークタンジェント演算部５４５と、Δθ_ESTと以下で説明する象限情報とＮとから周波数オフセットΔｆ_ESTを計算する位相周波数変換部５４０から構成される。ここで、除算部５４８の動作およびアークタンジェント演算部５４５の動作は図１０に示すものと同じであり、同一の符号を付し、説明を省略する。
【００３８】
以下、図１３に示す判定・演算部５４の動作について説明する。まず、相関値計算部５１、５２、５３でそれぞれ得られた相関値ΣＳ（ｎ９６４、ΣＳ（ｎ）３２、ΣＳ（ｎ）１６は、相関値選択部５４９に入力される。相関値選択部５４９では、入力した３種類の相関値の中から、推定に用いる相関値を選択して、除算部５４８へ出力し、さらに選択された相関値が属する複素平面上の象限を決定し、象限情報として位相周波数変換部５４０へ出力する。さらに、選択された相関値がΣＳ（ｎ）６４、ΣＳ（ｎ）３２、ΣＳ（ｎ）１６のいずれかに応じて、Ｎとして６４、３２、１６のいずれかを出力する。
【００３９】
位相周波数変換部５４０では、アークタンジェント演算部５４５から得られたΔθ_ESTと、相関値選択部５４９から得られた遅延量Ｎと、相関値選択部５４９より得られた象限情報を用いて、Δθ_ESTからΔｆ_ESTを計算し、出力する。
【００４０】
相関値選択部５４９における、推定に使用する相関値の選択アルゴリズムを図１４を用いて説明する。まず、処理ブロック１１１にて、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））１６の正負を判定する。これが負の場合、ΣＳ（ｎ）１６を用いて推定する（処理ブロック１１５）。正または０の場合は処理ブロック１１２にて、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））３２の正負を判定する。Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））３２が負の場合、ΣＳ（ｎ）３２を用いて推定する（処理ブロック１１４）。Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））３２が正または０の場合はΣＳ（ｎ）６４を用いて推定する（処理ブロック１１３）。
【００４１】
また、相関値選択部５４９における象限情報決定方法を図１５、図１６、図１７を用いて説明する。ここで、図１５はΣＳ（ｎ）６４を用いて推定する場合の方法、図１６はΣＳ（ｎ）３２を用いて推定する場合の方法、図１７はΣＳ（ｎ）１６を用いて推定する場合の方法である。
【００４２】
例えば、ΣＳ（ｎ）６４を用いて推定する場合、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））６４とＩｍ（ΣＳ（ｎ））６４の正負から象限情報を得る。Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））６４が正または０の場合、ΣＳ（ｎ）６４から得られるΔθ_EST(以下、Δθ６４と記す）の範囲は０≦Δθ６４≦πであり、このとき、ΣＳ（ｎ）６４の属する複素平面上の象限は第１象限または第２象限となる。
【００４３】
また、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））６４が負の場合、Δθ６４の範囲は−π＜Δθ６４＜０であり、ΣＳ（ｎ）６４の属する複素平面上の象限は第３象限または第４象限となる。また、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））６４が正または０の場合、Δθ６４の範囲は−π／２≦Δθ６４≦π／２であり、このとき、ΣＳ（ｎ）６４の属する複素平面上の象限は第１象限または第４象限となる。
【００４４】
一方、Ｒe （ΣＳ（ｎ））６４が負の場合、Δθ６４の範囲は−π＜Δθ６４＜−π／２またはπ／２＜Δθ６４＜πであり、このとき、ΣＳ（ｎ）６４の属する複素平面上の象限は第２象限または第３象限となる。以上のことから、図１５に示すように、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））６４が正または０の場合は、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））６４が正または０ならば第１象限、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））６４が負ならば第４象限、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））６４が負の場合は、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））６４が正または０ならば第２象限、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））６４が負ならば第３象限と判定することができる。
【００４５】
また、ΣＳ（ｎ）３２を用いて推定する場合、図１６に示すように、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））３２とＩｍ（ΣＳ（ｎ））３２の正負から象限情報を得る。すなわち、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））３２が正または０の場合、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））３２が正または０であれば第１象限、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））３２が負であれば第４象限と判定する。また、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））３２が負の場合、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））３２が正または０であれば第２象限、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））３２が負であれば第３象限と判定する。
【００４６】
さらに、ΣＳ（ｎ）１６を用いて推定する場合、図１７に示すように、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））１６とＩｍ（ΣＳ（ｎ））１６の正負から象限情報を得る。すなわち、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））１６が正または０の場合、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））１６が正または０であれば第１象限、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））１６が負であれば第４象限と判定する。また、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））１６が負の場合、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））１６が正または０であれば第２象限、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））１６が負であれば第３象限と判定する。
【００４７】
次に、位相周波数変換部５４０の動作を説明する。まず、相関値選択部５４９より得られた象限情報から、選択された相関値の属する複素平面上の象限を決定する。選択された相関値が複素平面上の第４象限または第１象限にある場合、すなわちΔθ_ESTが−π／２≦Δθ_EST≦π／２の範囲にある場合は、これまでに述べた方法、すなわち数８の演算によりΔｆ_ESTが求められる。Δθ_ESTが上記範囲内にないとき、すなわち、選択された相関値が複素平面上の第２象限または第３象限にある場合は、数８の演算ののち、オフセット値を加えてΔｆ_ESTとする。以上が本発明に係る第四の実施例である。
【００４８】
（実施例５）本発明の周波数同期方法に係る除算部の別の実施の形態について、図１８を用いて説明する。図１８において、除算部５４８は、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））の絶対値 |Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））|を求める絶対値算出部９０１と、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ））を、絶対値算出部の出力 |Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））|で除算し、誤差信号Ｅ（ｎ）を求める除算部９０２から構成される。
【００４９】
前記実施例１乃至３の方法でΔθ_ESTを求めた場合、理想的な状態では、Δθ_ESTの取りうる範囲が−π／２≦Δθ_EST≦π／２に限られることから、相関値ΣＳ（ｎ）の実数部は伝送路ノイズ成分を除けば常に正または０となる。しかし、実際の受信信号にはノイズ成分が加わるため、相関値の実数部の値が小さい場合、負の値になることがある。
【００５０】
このことを、除算部５４８を例にとって、図１９を用いて説明する。例えば、相関値ΣＳ（ｎ）が図１９中の点９１であるとき、ノイズの影響で、求められた相関値が実際には点９２となり、実数部Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））が負の値をとる場合がある。しかし、Δθ_ESTの取りうる範囲は−π／２≦Δθ_EST≦π／２であるため、Ｉｍ（ΣＳ（ｎ９）をＲｅ（ΣＳ（ｎ））で除算した結果、周波数オフセット推定に用いられる相関値は点９３となる。このとき、周波数オフセット推定値は、真の周波数オフセットと比較して符号自身が反転したものとなり、推定誤差は非常に大きくなる。
【００５１】
この影響を低減するため、除算部５４８を、本実施の形態である図１８のような構成にし、絶対値 |Ｒｅ（ΣＳ(n))|でＩｍ（ΣＳ（ｎ））を除算して、誤差信号Ｅ（ｎ）を得ることにより、Ｒｅ（ΣＳ（ｎ））の符号反転によるＥ（ｎ）の符号反転、すなわちΔｆ_ESTの符号反転を防止することができ、推定精度の劣化を抑えることができる。この構成を、他の除算部５４１、５４２、５４３にも適用することができる。以上が本発明に係る第五の実施例である。
【００５２】
（実施例６）本発明に係る周波数同期方法を用いたＯＦＤＭ受信装置の構成について説明する。図２０はＯＦＤＭ信号受信装置のブロック図であり、アンテナ６０から入力された受信信号の周波数変換を行うＲＦ部６１と、アナログ信号を標本量子化してディジタル信号ｓ（ｎ）に変換するＡ／Ｄ変換器６２と、受信パケットの開始タイミングを検出するタイミング同期部６３と、ｓ（ｎ）から周波数オフセットを推定して推定値Δｆ_ESTを出力する周波数オフセット推定部６４と、Δｆ_ESTの周波数で振動する正弦波を受信信号に乗算して周波数オフセットを補正する周波数オフセット補正部６５と、ＦＦＴ演算を行うＦＦＴ演算部６６と、誤り訂正を行うビタビデコーダ６７とを有する。
【００５３】
周波数同期部６８は、周波数オフセット推定部６４と、周波数オフセット補正部６５から構成される。本実施例では、周波数オフセット推定部６４に、上記１乃至５のいずれかに記載した周波数オフセット推定方法を適用する。
【００５４】
図２０において、ＲＦ部６１に受信ＯＦＤＭ信号が入力される。ＲＦ部６１では、入力される受信ＯＦＤＭ信号を搬送波にほぼ近いローカル信号によりアナログ複素ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器６２は、ＲＦ部６１にて得られたアナログ複素ベースバンド信号を標本量子化して、ディジタル受信信号ｓ（ｎ）を出力する。
【００５５】
ｓ（ｎ）はタイミング同期部63および周波数オフセット推定部６４に入力する。タイミング同期部６３では、受信信号におけるプリアンブルの開始位置を検出し、周波数オフセット推定部６４およびＦＦＴ演算部６６の動作開始タイミングを決定する。周波数オフセット推定部64では、信号ｓ（ｎ）を入力し、タイミング検出部６３にて示されたタイミングで周波数オフセットを推定し、推定値Δｆ_ESTを出力する。
【００５６】
さらに、周波数オフセット補正部６５では、周波数オフセット推定部６４で得られたΔｆ_ESTを入力し、これに対応する正弦波を発生して、受信信号ｓ（ｎ）と複素乗算し、周波数オフセットを補正する。周波数オフセット補正された信号に対して、ＦＦＴ演算部６６でＦＦＴ演算を施し、ビタビデコーダ６７で誤り訂正を行う。
【００５７】
図２０のＯＦＤＭ受信装置は、本発明に係る周波数同期方法を用いることで、従来より広い周波数引き込み範囲の周波数同期、または、従来より小さい周波数オフセットの推定誤差の周波数同期を実現でき、良好なＯＦＤＭの復調信号を得ることができる。
【００５８】
なお、上記１乃至５の実施例では遅延量を６４サンプル、３２サンプル、１６サンプルの３種類としているが、これに限るものではない。すなわち、一般的に、プリアンブル１０１の構成が、Ｌサンプル長の同一の固定信号系列のＲ回の繰り返しの場合、遅延量はＬ，２Ｌ…，（Ｒ／２）Ｌとすることができる。以上が本発明に係る第六の実施例である。
【００５９】
【発明の効果】
本発明によれば、大まかな周波数オフセットの大きさを推定し、周波数オフセットが十分小さいと判定されれば、より同期引き込み周波数範囲が狭い（推定精度の良い）誤差信号を用いて周波数オフセットを推定する。これにより、周波数オフセットが小さい場合には高精度の周波数同期を確立でき、また、周波数オフセットが大きい場合の周波数同期、即ち広い周波数引き込み範囲を実現できる。
【００６０】
さらに本発明によれば、相関値を複数求めてその平均値を用いて周波数オフセット推定の誤差信号を計算することにより、周波数オフセット推定におけるノイズ成分の影響を抑制することができ、周波数オフセット推定精度が向上し、高精度の周波数同期が確立できるようになる。
【００６１】
さらに本発明によれば、相関値の実数部の絶対値をもって除算を行うことにより、伝送路ノイズによる誤差信号の符号の反転を防ぐことができることから、周波数オフセットが同期引き込み周波数範囲の限界近くの値を持つ場合でも、推定精度の劣化を抑制することが可能となる。
【００６２】
さらに本発明によれば、相関値からΔθ_ESTの属する象限も検出することにより、周波数オフセット推定引き込み範囲を拡大することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る周波数オフセット推定部のブロック図である。
【図２】本発明に係るプリアンブルの構成図である。
【図３】従来の周波数同期回路の構成を示すブロック図である。
【図４】従来の周波数同期回路における誤差信号生成部のブロック図である。
【図５】ＯＦＤＭシステムにおいて伝送されるパケットの構成図である。
【図６】本発明に係る周波数オフセット推定部中の相関値計算部のブロック図である。
【図７】本発明に係る周波数オフセット推定部のブロック図である。
【図８】本発明に係る誤差信号選択アルゴリズムを示すフローチャート図である。
【図９】本発明に係る周波数オフセット推定部中の相関値計算部のブロック図である。
【図１０】本発明に係る周波数オフセット推定部中の判定・演算部のブロック図である。
【図１１】本発明に係る周波数オフセット推定部中の相関値選択部のブロック図である。
【図１２】本発明に係る相関値選択アルゴリズムを示すフローチャート図である。
【図１３】本発明に係る周波数オフセット推定部中の判定・演算部のブロック図である。
【図１４】本発明に係る相関値選択アルゴリズムを示すフローチャート図である。
【図１５】本発明に係る相関値の属する象限決定方法を示す説明図である。
【図１６】本発明に係る相関値の属する象限決定方法を示す説明図である。
【図１７】本発明に係る相関値の属する象限決定方法を示す説明図である。
【図１８】本発明に係る周波数オフセット推定回路中の除算部のブロック図である。
【図１９】相関値計算における伝送路ノイズの影響を示す説明図である。
【図２０】本発明に係るＯＦＤＭ信号受信装置の一実施例のブロック図である。
【図２１】本発明に係る周波数オフセット推定部中の相関値計算の説明図である。
【符号の説明】
５１、５２、５３……相関値計算部、５４……判定・演算部、２０、２１、２２、２３、２４、２５、２６、２７、２８、２９……プリアンブルにおける固定信号系列、３０……誤差信号生成部、３１……誤差信号変換部、３２……正弦波発生部、３３……複素乗算部、３０１……遅延部、３０２……複素共役部、３０３……複素乗算部、３０４……積算部、３０５……除算部、１０……ＯＦＤＭシステムにおいて伝送されるパケット、１０１……ＯＦＤＭシステムにおいて伝送されるパケットのプリアンブル部、１０２……ＯＦＤＭシステムにおいて伝送されるパケットのデータ部、５１１、５２１、５３１……遅延部、５１２、５２２、５３２……複素共役部、５１３、５２３、５３３……複素乗算部、５１４、５２４、５３４……積算部、５４１、５４２、５４３……除算部、５４４……誤差信号選択部、５４５……アークタンジェント演算部、５４６……演算部、８１……Ｅ（ｎ）１６に対する判定分岐処理、８２……Ｅ（ｎ）３２に対する判定分岐処理、８３、８４、８５……誤差信号判定結果、５２５、５２６……遅延部、５２７……複素共役部、５２８……複素乗算部、５２９……積算部、５２０……平均化部、５４７……相関値選択部、５４８……除算部、８０１、８０２……乗算部、８０３……判定部、８０４…… ΣＳ（ｎ）１６に対する判定分岐処理、８０５……ΣＳ（ｎ）３２に対する判定分岐処理、８０６、８０７、８０８……相関値選択結果、５４９……相関値選択部、５４０……位相周波数変換部、１１１……ΣＳ（ｎ）１６に対する判定分岐処理、１１２……ΣＳ（ｎ）３２に対する判定分岐処理、１１３、１１４、１１５……相関値選択結果、９０１……絶対値算出部、９０２……除算部、９１……理想状態における相関値を表す点、９２……ノイズの影響を受けた状態で求められた相関値を表す点、９３……ノイズの影響を受けて実数部が負数になった場合に推定に用いられる相関値を表す点、６０……アンテナ、６１……ＲＦ部、６２……Ａ／Ｄ変換器、６３……タイミング同期部、６４……周波数オフセット推定部、６５……周波数オフセット補正部、６６……ＦＦＴ演算部、６７……ビタビデコーダ、６８……周波数同期部、７１、７２……相関値計算処理ブロック、７３……平均化処理ブロック。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a frequency synchronization method and an OFDM receiver using the same, and more particularly to a frequency synchronization method and a receiver effective in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system.
[0002]
[Prior art]
The OFDM transmission system is a digital modulation system that uses a large number of carrier waves orthogonal to each other, and has features such as being less susceptible to interference with other services, less susceptible to interference, and having relatively good frequency utilization efficiency. Signal distortion is large and high-accuracy frequency synchronization is required. Conventional frequency synchronization techniques for OFDM are described in, for example, the literature “A Fast Synchronization Scheme of OFDM Signals for High-Rate Wireless LAN” T. Onizawa et.al, IEICE TRANS. COMMUN. VOL.E82-B. Has been.
[0003]
Hereinafter, a conventional frequency synchronization method will be described. FIG. 5 shows a transmission packet format for performing frequency synchronization using this frequency synchronization method. The transmission packet 10 includes a preamble 101 and data 102, and frequency synchronization is performed by estimating a frequency offset using the preamble 101 and correcting the frequency. The configuration of the preamble 101 is shown in FIG. The preamble 101 is composed of the same fixed signal series 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27, 28 and 29 having a length of 16 samples.
[0004]
Next, a conventional frequency synchronization method will be described with reference to FIG. In FIG. 3, s (n) is a received OFDM signal, and Re (s (n)) and Im (s (n)) represent the real part and imaginary part of s (n), respectively. Out (n) represents a signal after frequency correction. Here, n represents a discrete time on the receiving side where the sampling period is T. The error signal generator 30 calculates an error signal E (n) corresponding to the frequency offset amount from the received signal s (n) of the preamble 101. Next, the error signal conversion unit 31 estimates the frequency offset estimated value Δf from the error signal E (n). _EST Ask for. In the sine wave generator 32, Δf _EST A complex sine wave c (n) that oscillates at a frequency of is output. The c (n) and the input signal s (n) are multiplied by the complex multiplier 33 to obtain out (n) corrected for frequency offset.
[0005]
The configuration of the error signal generation unit 30 is shown in FIG. In the error signal generation unit 30, the delay unit 301 delays the input signal by 64 samples to obtain a delay signal s (n−64). For this s (n-64), a complex conjugate s (n-64) is obtained at the complex conjugate section 302. ^* The complex multiplication unit 303 calculates the input signal s (n) and the s (n−64) output from the complex conjugate unit 302. ^* To obtain the product S (n). Since the received preamble is a repetitive signal with a 64-sample period, s (n) and s (n−64) are the same except for noise components and S (n) is a real number in the absence of a frequency offset. However, in a state where there is a frequency offset Δf, s (n−64) becomes as shown in Expression (1), and a phase difference occurs between s (n) and s (n−64).
[0006]
s (n−64) = s (n) exp (j2π · 64TΔf) (1)
For this reason, S (n) has a phase component as shown in Equation (2).
S (n) = | S (n) | ² exp (j2π · 64TΔf) (2)
[0007]
The accumulating unit 304 accumulates S (n) obtained by the above method over 64 samples to obtain a correlation value ΣS (n). The dividing unit 305 obtains an error signal E (n) for the output ΣS (n) of the accumulating unit 304 using Equation (3).
E (n9 = Im (ΣS (n)) / Re (ΣS (n)) (3)
The error signal E (n) output from the division unit 305 can be correlated as shown in equations (4) and (5).
E (n) = tan (Δθ _EST (4)
Δθ _EST = 2π · 64TΔf _EST ... (5)
[0008]
Δθ _EST Is the phase shift between s (n) and s (n−64) estimated from the received preamble 101, and Δf _EST Is the frequency offset estimate. Therefore, the frequency offset estimated value Δf is obtained by performing the calculation of Expression (6) from the error signal E (n). _EST Is obtained. The error signal conversion unit 31 in FIG. 3 performs the calculation of Expression (6).
Δf _EST = Tan ^-1 (E (n)) / (2π · 64T) (6)
The above is the description of the conventional frequency synchronization method.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional frequency synchronization method performs frequency synchronization using a known signal sequence that is repeatedly transmitted as described above, and the error signal has a frequency offset value as shown in equations (4) and (5). Calculated as a tangent. Δθ represented by the phase component of the error signal from the periodicity of the tangent function _EST The range of values that can take is: −π / 2 ≦ Δθ _EST It is limited to ≦ π / 2. Therefore, from Equation (5), the range of frequency offset values that can be estimated is represented by Equation (7).
-1 / (256 · T) ≦ Δf ≦ 1 / (256 · T) (7)
[0010]
That is, the synchronization pull-in frequency range is limited to ± 1 / (256 · T), and there is a first problem that frequency synchronization becomes impossible when there is a frequency offset greater than this. For example, when the sampling frequency is 1 / T = 20 MHz, the synchronous pull-in frequency range is ± 78.5 KHz.
[0011]
In addition, if the frequency offset has a value near the limit of the synchronous pull-in frequency range, _EST Is a value close to π / 2. At this time, the absolute value of the real component Re (ΣS (n)) in the input ΣS (n) of the division unit 305 is very small. For this reason, the sign of the real component is easily inverted by the transmission line noise, and the obtained Δf _EST This also causes a second problem that the estimation error of the frequency offset becomes large.
[0012]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-described problems, to provide a frequency synchronization method capable of realizing a wide frequency synchronization pull-in range and suppressing a frequency offset estimation error, and a receiving apparatus using the same. . The above and other objects and novel features of the present invention will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The outline of a typical invention among the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows. That is, a plurality of correlation value calculation units having different delay amounts, an error signal obtained from the correlation value obtained from each correlation value calculation unit, and an error signal used for frequency synchronization by comparing the size of a set determination threshold Select. By detecting a quadrant on the complex plane to which the plurality of correlation values belong, a correlation value to be used for frequency offset estimation is selected, and a frequency offset estimation value is selected from the selected correlation value and the quadrant on the complex plane to which the correlation value belongs. Ask for. In each of the error signal generation units described above, a plurality of correlation values having the same delay amount are calculated and averaged to obtain an error signal. In each of the error signal generation units, the absolute value of the input of the real number component is obtained before the division, and the imaginary number component is divided using this absolute value.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Exemplary embodiments of a frequency synchronization method and a receiving apparatus using the same according to the present invention will be explained below in detail with reference to the accompanying drawings.
[0015]
(Embodiment 1) FIG. 1 shows a configuration example of a frequency offset estimation unit according to the present invention. The frequency offset estimator receives the received signal s (n), and receives signals s (n-64), s (n-32), and s (n−) delayed by 64 samples, 32 samples, and 16 samples, respectively. 16) and correlation value calculation units 51, 52, and 53 for obtaining a correlation value between s (n) and correlation values ΣS (n) 64 and ΣS (n) 32 output from the correlation value calculation units 51, 52, and 53. , ΣS (n) 16 are input to obtain error signals E (n) 64, E (n) 32, E (n) 16 for these correlation values, so that the frequency offset estimation error is minimized. An error signal E (n) used for estimation is selected from among (n) 64, E (n) 32, and E (n) 16, and further, Δθ is obtained from this E (n). _EST Δθ _EST To the frequency offset estimate Δf _EST It is comprised from the determination / calculating part 54 which calculates and outputs.
[0016]
In FIG. 1, in the correlation value calculation units 51, 52, and 53, delay signals s (n-64), s (n-32), and s (n-16) whose delay amounts are 64 samples, 32 samples, and 16 samples, respectively. ) And the received signal s (n) are calculated as ΣS (n) 64, ΣS (n) 32, and ΣS (n) 16. These calculation results are input to the determination / calculation unit 54, which determines the error signal E corresponding to three types of correlation values ΣS (n) 64, ΣS (n) 32, and ΣS (n) 16. (N) 64, E (n) 32, E (n) 16 are obtained, and an error signal used for final frequency offset estimation is obtained from E (n) 64, E (n) 32, E (n) 16. Select and phase shift Δθ from the selected error signal _EST , And according to the selected error signal, the frequency offset estimate Δf using equation (8) _EST Is output. Here, N is the value of the number of delay samples corresponding to the selected correlation value, and takes a value of 16, 32, or 64 in this embodiment.
[0017]
Δf _EST = Δθ _EST / 2πTN (8)
The configuration of the correlation value calculation units 51, 52 and 53 is shown in FIG. The correlation value calculation unit 51 delays the received signal s (n) by 64 samples and outputs s (n-64), and a complex conjugate s (n-64) of s (n-64). ^* Complex conjugate part 512 for obtaining s (n) and s (n-64) ^* The complex multiplication unit 513 that obtains the product S (n) 64 by performing the complex multiplication and the accumulation unit 514 that accumulates S (n) 64 over 64 samples and outputs the correlation value ΣS (n) 64.
[0018]
In addition, the correlation value calculation unit 52 delays the received signal s (n) by 32 samples and outputs s (n−32), and a complex conjugate s (n−32) of s (n−32). ^* And s (n) and s (n-32). ^* The complex multiplier 523 that obtains the product S (n) 32 by performing the complex multiplication and the integrator 524 that accumulates S (n) 32 over 32 samples and outputs the correlation value ΣS (n) 32.
[0019]
Further, the correlation value calculation unit 53 delays the received signal s (n) by 16 samples and outputs s (n-16), and a complex conjugate s (n-16) of s (n-16). ^* Complex conjugate part 532 for obtaining s (n) and s (n-16) ^* The complex multiplication section 533 that obtains the product S (n) 16 by performing complex multiplication of the above and the accumulation section 534 that accumulates S (n) 16 over 16 samples and outputs the correlation value ΣS (n) 16.
[0020]
The operation of these correlation value calculation units will be described using the correlation value calculation unit 52 as an example. In the delay unit 521, the input signal s (n) is delayed by 32 samples to obtain s (n−32). S (n-32) complex conjugate s (n-32) in the complex conjugate section 522 ^* S (n) and s (n−32) in the complex multiplier 523 ^* To obtain a product S (n) 32. The accumulating unit 524 accumulates the S (n) 32 over 32 samples to obtain a correlation value ΣS (n) 32. The correlation value calculation units 51 and 53 perform the same operation except that the delay amount and the integrated sample number are 64 samples and 16 samples, respectively.
[0021]
Next, the configuration of the determination / calculation unit 54 in FIG. 1 will be described with reference to FIG. The determination / calculation unit 54 divides the imaginary part by the real part for phase detection for each of the three input correlation values, ΣS (n) 64, ΣS (n) 32, and ΣS (n) 16. From the error signals output from the division units 541, 542, 543 that output the error signals E (n) 64, E (n) 32, E (n) 16 and the division units 541, 542, 543, respectively, An error signal selection unit 544 that selects an error signal used for frequency offset estimation and outputs the error signal as E (n), and performs arctangent calculation on E (n). _EST Arc tangent calculation unit 545 for obtaining and outputting _EST And N, the frequency offset estimate Δf using equation (8) _EST It is comprised from the calculating part 546 which calculates. Note that N is supplied to the calculation unit 546 by the error signal selection unit 544.
[0022]
In order to obtain the phase component of the correlation value, the imaginary part of the correlation value is divided by the real part. This division is performed on the obtained three types of correlation values ΣS (n) 64, ΣS (n) 32, and ΣS (n) 16 using division units 541, 542, and 543, respectively, and an error signal E for each delay amount is obtained. (N) 64, E (n) 32, E (n) 16 are output. The error signal selection unit 544 inputs three types of error signals E (n) 64, E (n) 32, and E (n) 16, selects the one with the best frequency offset estimation accuracy, and selects E ( n) is output to the arctangent calculation unit 545.
[0023]
Δθ _EST To the estimated frequency offset Δf _EST In this case, the number N of delayed samples for the selected error signal is output to the calculation unit 546. E (n) obtained in this way is input to the arc tangent calculation unit 545, and the arc tangent calculation unit 545 calculates the equation (9) for E (n) output from the error signal selection unit 544. And Δθ _EST Is output to the calculation unit 546.
Δθ _EST = tan ^-1 (E (n)) (9)
[0024]
In the calculation unit 546, Δθ input from the arctangent calculation unit 545 _EST And the number of delay samples N input from the error signal selection unit 544, the calculation of Expression (8) is performed, and Δf _EST Ask for.
[0025]
Next, an error signal selection algorithm of the error signal selection unit 544 will be described. Since E (n) is expressed by Equation (3) and Equation (4), Δθ _EST Is -π / 2 ≦ Δθ _EST In the range of ≦ + π / 2, the value of E (n) increases as the frequency offset increases. Further, from the expressions (4), (5), and (6), when the delay amount is reduced, the pull-in frequency range is expanded. On the other hand, when the delay amount is increased, the noise component is suppressed, and the estimation accuracy within the pull-in frequency range is improved. Using these properties, the magnitudes of the values of E (n) 16 and E (n) 32 are observed, and Δθ _EST The error signal E (n) used for determining is selected.
[0026]
An error signal selection algorithm is shown in FIG. First, a determination threshold value is set, and a magnitude comparison with the absolute value of E (n) 16 is performed in processing block 81. If the absolute value of E (n) 16 is larger than the determination threshold, it is determined that the frequency offset is not within the drawing frequency range estimated by E (n) 32, and E (n) 16 having the widest drawing frequency range is selected. To estimate (processing block 85). If the determination threshold is greater than or equal to E (n) 16, then the processing block 82 compares the absolute value of E (n) 32 with the determination threshold.
[0027]
Here, when the absolute value of E (n) 32 is larger than the determination threshold, it is determined that the frequency offset is not within the pull-in frequency range estimated by E (n) 64, and the second pull-in range An estimation is performed using the wide E (n) 32 (processing block 84). If the determination threshold is greater than or equal to E (n) 32 in the processing block 82, it is determined that the frequency offset is within the pull-in frequency range estimated by E (n) 64, and the estimation accuracy is the best. An estimation is performed using E (n) 64 as follows (processing block 83).
[0028]
(Embodiment 2) Another embodiment of the correlation value calculation unit according to the frequency synchronization method of the present invention will be described. The correlation value calculation unit 52 may be configured as shown in FIG. In addition to the delay unit 521, the complex conjugate unit 522, the complex multiplication unit 523, and the integration unit 524 of the above-described FIG. 6, the correlation value calculation unit shown in FIG. n-64) outputs a delay of 32 samples to the delay unit 525, s (n-64), and outputs a complex conjugate of s (n-96). S (n-96) ^* , S (n-64) and s (n-96) ^* Complex multiplication unit 528 that outputs a product S (n) 32 ″, integrates S (n) 32 ″ over 32 samples, and outputs a correlation value ΣS (n) 32 ″ Unit 529 and correlation value ΣS (n) 32 ′, which is the output of integrating unit 524, and correlation value ΣS (n) 32 ″, which is the output of integrating unit 529, are averaged to obtain correlation value ΣS ( n) It is composed of an averaging unit 520 that outputs 32.
[0029]
In the correlation value calculation unit shown in FIG. 9, the operation of the correlation value calculation unit 52 shown in FIG. 6 is performed not only on the reception signal s (n) but also on the signal s () obtained by delaying the reception signal by 64 samples. n-64), and the averaging unit 520 adds the obtained two correlation values and divides by a constant 2 to average the correlation values, thereby reducing the influence of transmission line noise and estimating. Accuracy can be improved. However, for the output ΣS (n) 32 of the correlation value calculation unit 52, since the imaginary part is divided by the real part in the determination / calculation unit 54 in FIG. ) 32 ′ and ΣS (n) 32 ″ are simply added, which is equivalent to averaging. An explanatory diagram of this processing is shown in FIG.
[0030]
Correlation value ΣS () of the 32-sample signal sequence S1 (n) composed of fixed signal sequences 20 and 21 in FIG. 2 and the 32-sample signal sequence S2 (n) composed of fixed signal sequences 22 and 23 in FIG. n) 32 'is obtained in the processing block 71, and further, a 32-sample signal sequence S3 (n) comprising the fixed signal sequences 24 and 25 in FIG. 2 and 32 samples comprising the fixed signal sequences 26 and 27 in FIG. The correlation value ΣS (n) 32 ″ with the signal sequence S4 (n) is obtained in the processing block 72. In a processing block 73, ΣS (n) 32 ′ and ΣS (n) 32 ″ are averaged (only addition may be performed) to obtain a correlation value ΣS (n) 32 used for frequency offset estimation. The above is the second embodiment according to the present invention.
[0031]
(Embodiment 3) Another embodiment of the determination / calculation unit according to the frequency synchronization method of the present invention will be described with reference to FIG. 10, the operations of the arctangent calculation unit 545 and the calculation unit 546 are the same as those shown in FIG.
[0032]
In FIG. 10, the determination / calculation unit 54 includes the arctangent calculation unit 545, the calculation unit 546, a correlation value selection unit 547 that selects a correlation value used for frequency offset estimation, and the correlation selected by the correlation value selection unit 547. A division unit 548 that divides the imaginary part of the value by the real part is configured.
[0033]
Furthermore, the configuration of the correlation value selection unit 547 is shown in FIG. The correlation value selection unit 547 multiplies the input real number part Re (ΣS (n)) 32 of ΣS (n) 32 and the real number part Re (ΣS (n)) 16 of ΣS (n) 16 by a determination threshold. , Products Re (ΣS (n)) 32TH and Re (ΣS (n)) 16TH, which respectively output multipliers 801 and 802, Im (ΣS (n)) 32Im (ΣS (n)) 16, and Re (ΣS (N)) 32TH and Re (ΣS (n)) 16TH are input, and any of ΣS (n) 64, ΣS (n) 32, and ΣS (n) 16 is used for frequency offset estimation. It is comprised from the determination part 803 which determines N.
[0034]
Next, a determination algorithm in the determination unit 803 will be described with reference to FIG. First, in processing block 804, the absolute value of Im (ΣS (n)) 16 and the absolute value of Re (ΣS (n)) 16TH are compared. If the absolute value of Im (ΣS (n)) 16 is greater than the absolute value of Re (ΣS (n)) 16TH, the frequency offset must be within the pull-in frequency range estimated by ΣS (n) 32. Judgment is made and estimation is performed using ΣS (n) 16 having the widest pull-in frequency range (processing block 808).
[0035]
If the absolute value of Re (ΣS (n)) 16TH is greater than or equal to the absolute value of Im (ΣS (n)) 16, then at processing block 805, Im (ΣS (n)) The absolute value of 32 and the absolute value of Re (ΣS (n)) 32TH are compared in magnitude. When the absolute value of Im (ΣS (n)) 32 is larger than the absolute value of Re (ΣS (n)) 32TH, the frequency offset is not within the pull-in frequency range when estimated by ΣS (n) 64. And estimation is performed using ΣS (n) 32 having the second widest frequency range (processing block 807).
[0036]
When the absolute value of Re (ΣS (n)) 32TH is greater than or equal to the absolute value of Im (ΣS (n)) 32, the frequency offset is within the pull-in frequency range when estimated by ΣS (n) 64. And estimation is performed using ΣS (n) 64 that provides the best estimation accuracy (processing block 806). In this process, the real value part of the correlation value is multiplied by the determination threshold value and compared with the imaginary part of the correlation value. The imaginary part of the correlation value is divided by the real value part of the correlation value, Equivalent to comparing size. The above is the third embodiment according to the present invention.
[0037]
(Embodiment 4) Another embodiment of the determination / calculation unit according to the frequency synchronization method of the present invention will be described with reference to FIG. In the configuration of FIG. 13, the determination / calculation unit 54 includes a correlation value selection unit 549 that determines a correlation value used for frequency offset estimation, and an imaginary part Im (ΣS (n)) of the selected correlation value as a real part Re ( A division unit 548 that obtains an error signal E (n) by dividing by ΣS (n)), and performs arctangent operation on the obtained error signal E (n) to obtain Δθ _EST Arc tangent computing unit 545 for obtaining Δθ _EST And the frequency offset Δf from the quadrant information described below and N _EST It is comprised from the phase frequency conversion part 540 which calculates. Here, the operation of the division unit 548 and the operation of the arctangent calculation unit 545 are the same as those shown in FIG.
[0038]
Hereinafter, the operation of the determination / calculation unit 54 shown in FIG. 13 will be described. First, the correlation values ΣS (n964, ΣS (n) 32, ΣS (n) 16) obtained by the correlation value calculators 51, 52, and 53 are input to the correlation value selector 549. The correlation value selector 549. Then, the correlation value used for estimation is selected from the three types of correlation values input, and is output to the division unit 548. Further, the quadrant on the complex plane to which the selected correlation value belongs is determined, and quadrant information is obtained. The output is output to the phase frequency converter 540. Further, the selected correlation value is any of 64, 32, and 16 as N according to any of ΣS (n) 64, ΣS (n) 32, and ΣS (n) 16. Is output.
[0039]
In the phase frequency converter 540, Δθ obtained from the arctangent calculator 545 is obtained. _EST Δθ using the delay amount N obtained from the correlation value selection unit 549 and the quadrant information obtained from the correlation value selection unit 549 _EST To Δf _EST Is calculated and output.
[0040]
A correlation value selection algorithm used for estimation in the correlation value selection unit 549 will be described with reference to FIG. First, the processing block 111 determines whether Re (ΣS (n)) 16 is positive or negative. If it is negative, estimate using ΣS (n) 16 (processing block 115). If the value is positive or 0, processing block 112 determines whether Re (ΣS (n)) 32 is positive or negative. If Re (ΣS (n)) 32 is negative, it is estimated using ΣS (n) 32 (processing block 114). When Re (ΣS (n)) 32 is positive or 0, estimation is performed using ΣS (n) 64 (processing block 113).
[0041]
Further, a quadrant information determination method in the correlation value selection unit 549 will be described with reference to FIGS. 15, 16, and 17. Here, FIG. 15 shows a method for estimation using ΣS (n) 64, FIG. 16 shows a method for estimation using ΣS (n) 32, and FIG. 17 shows an estimation using ΣS (n) 16. Is the way.
[0042]
For example, when estimation is performed using ΣS (n) 64, quadrant information is obtained from the sign of Re (ΣS (n)) 64 and Im (ΣS (n)) 64. When Im (ΣS (n)) 64 is positive or 0, Δθ obtained from ΣS (n) 64 _EST The range (hereinafter referred to as Δθ64) is 0 ≦ Δθ64 ≦ π. At this time, the quadrant on the complex plane to which ΣS (n) 64 belongs is the first quadrant or the second quadrant.
[0043]
When Im (ΣS (n)) 64 is negative, the range of Δθ64 is −π <Δθ64 <0, and the quadrant on the complex plane to which ΣS (n) 64 belongs is the third quadrant or the fourth quadrant. . When Re (ΣS (n)) 64 is positive or 0, the range of Δθ64 is −π / 2 ≦ Δθ64 ≦ π / 2. At this time, the quadrant on the complex plane to which ΣS (n) 64 belongs is It becomes the first quadrant or the fourth quadrant.
[0044]
On the other hand, when Re (ΣS (n)) 64 is negative, the range of Δθ64 is −π <Δθ64 <−π / 2 or π / 2 <Δθ64 <π, and at this time, the complex to which ΣS (n) 64 belongs. The quadrant on the plane is the second quadrant or the third quadrant. From the above, as shown in FIG. 15, when Re (ΣS (n)) 64 is positive or 0, if Im (ΣS (n)) 64 is positive or 0, the first quadrant Im (ΣS ( n)) fourth quadrant if 64 is negative, second quadrant if Re (ΣS (n)) 64 is positive or 0, if Re (ΣS (n)) 64 is negative, Im (ΣS (n) ) If 64 is negative, it can be determined as the third quadrant.
[0045]
When estimation is performed using ΣS (n) 32, quadrant information is obtained from the positive / negative of Re (ΣS (n)) 32 and Im (ΣS (n)) 32, as shown in FIG. 16. That is, if Re (ΣS (n)) 32 is positive or 0, the first quadrant if Im (ΣS (n)) 32 is positive or 0, and the first if Im (ΣS (n)) 32 is negative. Judged as 4 quadrants. Also, when Re (ΣS (n)) 32 is negative, the second quadrant if Im (ΣS (n)) 32 is positive or 0, and the third quadrant if Im (ΣS (n)) 32 is negative. Is determined.
[0046]
Further, when estimation is performed using ΣS (n) 16, quadrant information is obtained from the positive / negative of Re (ΣS (n)) 16 and Im (ΣS (n)) 16 as shown in FIG. 17. That is, when Re (ΣS (n)) 16 is positive or 0, the first quadrant is obtained if Im (ΣS (n)) 16 is positive or 0, and the first is obtained if Im (ΣS (n)) 16 is negative. Judged as 4 quadrants. Further, when Re (ΣS (n)) 16 is negative, the second quadrant if Im (ΣS (n)) 16 is positive or 0, and the third quadrant if Im (ΣS (n)) 16 is negative. Is determined.
[0047]
Next, the operation of the phase frequency conversion unit 540 will be described. First, from the quadrant information obtained from the correlation value selection unit 549, the quadrant on the complex plane to which the selected correlation value belongs is determined. If the selected correlation value is in the fourth or first quadrant on the complex plane, ie Δθ _EST Is -π / 2 ≦ Δθ _EST When it is in the range of ≦ π / 2, Δf is calculated by the method described so far, that is, by the calculation of Equation 8. _EST Is required. Δθ _EST Is not within the above range, that is, when the selected correlation value is in the second quadrant or the third quadrant on the complex plane, the offset value is added and Δf _EST And The above is the fourth embodiment according to the present invention.
[0048]
(Embodiment 5) Another embodiment of the division unit according to the frequency synchronization method of the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 18, the division unit 548 includes an absolute value calculation unit 901 for obtaining an absolute value | Re (ΣS (n)) | of Re (ΣS (n)), and Im (ΣS (n)) as an absolute value calculation unit. The division unit 902 obtains an error signal E (n) by dividing by the output | Re (ΣS (n)) |.
[0049]
Δθ by the method of Examples 1 to 3 _EST In an ideal state, Δθ _EST The range that can be taken is −π / 2 ≦ Δθ _EST Since it is limited to ≦ π / 2, the real part of the correlation value ΣS (n) is always positive or 0 except for the transmission line noise component. However, since a noise component is added to the actual received signal, it may be a negative value if the value of the real part of the correlation value is small.
[0050]
This will be described with reference to FIG. 19, taking the division unit 548 as an example. For example, when the correlation value ΣS (n) is the point 91 in FIG. 19, due to the influence of noise, the obtained correlation value is actually the point 92, and the real part Re (ΣS (n)) is a negative value. May be taken. However, Δθ _EST The range that can be taken is −π / 2 ≦ Δθ _EST Since ≦ π / 2, as a result of dividing Im (ΣS (n9) by Re (ΣS (n)), the correlation value used for frequency offset estimation is point 93. At this time, the frequency offset estimation value is Compared with the true frequency offset, the sign itself is inverted, and the estimation error becomes very large.
[0051]
In order to reduce this influence, the dividing unit 548 is configured as shown in FIG. 18 according to the present embodiment, and Im (ΣS (n)) is divided by the absolute value | Re (ΣS (n)) | By obtaining the error signal E (n), the sign inversion of E (n) by the sign inversion of Re (ΣS (n)), that is, Δf _EST Sign inversion can be prevented, and deterioration in estimation accuracy can be suppressed. This configuration can also be applied to the other division units 541, 542, and 543. The above is the fifth embodiment according to the present invention.
[0052]
(Embodiment 6) The configuration of an OFDM receiver using the frequency synchronization method according to the present invention will be described. FIG. 20 is a block diagram of an OFDM signal receiving apparatus. An RF unit 61 that converts the frequency of the received signal input from the antenna 60, and an A / D that samples the analog signal and converts it to a digital signal s (n). A converter 62, a timing synchronization unit 63 for detecting the start timing of the received packet, and an estimated value Δf by estimating a frequency offset from s (n). _EST A frequency offset estimator 64 for outputting? _EST A frequency offset correction unit 65 that multiplies the received signal by a sine wave that vibrates at a frequency of 1 to correct the frequency offset, an FFT operation unit 66 that performs an FFT operation, and a Viterbi decoder 67 that performs error correction.
[0053]
The frequency synchronization unit 68 includes a frequency offset estimation unit 64 and a frequency offset correction unit 65. In the present embodiment, the frequency offset estimation method described in any one of 1 to 5 is applied to the frequency offset estimation unit 64.
[0054]
In FIG. 20, the received OFDM signal is input to the RF unit 61. The RF unit 61 converts the input received OFDM signal into an analog complex baseband signal using a local signal that is almost similar to a carrier wave. The A / D converter 62 samples and quantizes the analog complex baseband signal obtained by the RF unit 61, and outputs a digital received signal s (n).
[0055]
s (n) is input to the timing synchronization unit 63 and the frequency offset estimation unit 64. The timing synchronization unit 63 detects the start position of the preamble in the received signal, and determines the operation start timing of the frequency offset estimation unit 64 and the FFT operation unit 66. The frequency offset estimation unit 64 receives the signal s (n), estimates the frequency offset at the timing indicated by the timing detection unit 63, and estimates the value Δf _EST Is output.
[0056]
Further, in the frequency offset correction unit 65, Δf obtained by the frequency offset estimation unit 64 is obtained. _EST , A corresponding sine wave is generated and complex-multiplied with the received signal s (n) to correct the frequency offset. The FFT operation unit 66 performs an FFT operation on the frequency offset corrected signal, and the Viterbi decoder 67 performs error correction.
[0057]
The OFDM receiver of FIG. 20 can realize frequency synchronization with a wider frequency pull-in range than before or frequency estimation with a smaller frequency offset estimation error by using the frequency synchronization method according to the present invention. The demodulated signal can be obtained.
[0058]
In the first to fifth embodiments, the delay amount is set to three types of 64 samples, 32 samples, and 16 samples. However, the present invention is not limited to this. That is, generally, when the configuration of preamble 101 is R repetitions of the same fixed signal sequence having an L sample length, the delay amount can be L, 2L... (R / 2) L. The above is the sixth embodiment according to the present invention.
[0059]
【The invention's effect】
According to the present invention, a rough frequency offset is estimated, and if it is determined that the frequency offset is sufficiently small, the frequency offset is estimated using an error signal with a narrower synchronization pull-in frequency range (higher estimation accuracy). To do. Thereby, when the frequency offset is small, high-accuracy frequency synchronization can be established, and frequency synchronization when the frequency offset is large, that is, a wide frequency acquisition range can be realized.
[0060]
Furthermore, according to the present invention, the influence of the noise component in the frequency offset estimation can be suppressed by obtaining a plurality of correlation values and calculating the error signal of the frequency offset estimation using the average value. As a result, high-accuracy frequency synchronization can be established.
[0061]
Furthermore, according to the present invention, by performing division with the absolute value of the real part of the correlation value, it is possible to prevent the inversion of the sign of the error signal due to transmission line noise, so that the frequency offset is near the limit of the synchronous pull-in frequency range. Even in the case of having a value, it is possible to suppress degradation in estimation accuracy.
[0062]
Furthermore, according to the present invention, Δθ is obtained from the correlation value. _EST By detecting the quadrant to which the frequency offset belongs, the frequency offset estimation pull-in range can be expanded.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a frequency offset estimation unit according to the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a preamble according to the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a conventional frequency synchronization circuit.
FIG. 4 is a block diagram of an error signal generator in a conventional frequency synchronization circuit.
FIG. 5 is a configuration diagram of a packet transmitted in the OFDM system.
FIG. 6 is a block diagram of a correlation value calculation unit in a frequency offset estimation unit according to the present invention.
FIG. 7 is a block diagram of a frequency offset estimation unit according to the present invention.
FIG. 8 is a flowchart showing an error signal selection algorithm according to the present invention.
FIG. 9 is a block diagram of a correlation value calculation unit in a frequency offset estimation unit according to the present invention.
FIG. 10 is a block diagram of a determination / calculation unit in a frequency offset estimation unit according to the present invention.
FIG. 11 is a block diagram of a correlation value selection unit in a frequency offset estimation unit according to the present invention.
FIG. 12 is a flowchart showing a correlation value selection algorithm according to the present invention.
FIG. 13 is a block diagram of a determination / calculation unit in a frequency offset estimation unit according to the present invention.
FIG. 14 is a flowchart showing a correlation value selection algorithm according to the present invention.
FIG. 15 is an explanatory diagram showing a quadrant determination method to which a correlation value belongs according to the present invention.
FIG. 16 is an explanatory diagram showing a quadrant determination method to which a correlation value belongs according to the present invention.
FIG. 17 is an explanatory diagram showing a quadrant determination method to which a correlation value belongs according to the present invention.
FIG. 18 is a block diagram of a division unit in the frequency offset estimation circuit according to the present invention.
FIG. 19 is an explanatory diagram showing the influence of transmission line noise in correlation value calculation.
FIG. 20 is a block diagram of an embodiment of an OFDM signal receiving apparatus according to the present invention.
FIG. 21 is an explanatory diagram of correlation value calculation in a frequency offset estimation unit according to the present invention.
[Explanation of symbols]
51, 52, 53... Correlation value calculation unit, 54... Determination / calculation unit, 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27, 28, 29... Fixed signal sequence in preamble, 30. Error signal generation unit 31... Error signal conversion unit 32... Sine wave generation unit 33... Complex multiplication unit 301... Delay unit 302. ... Integration unit, 305... Division unit, 10... Packet transmitted in OFDM system, 101... Preamble unit of packet transmitted in OFDM system, 102. 521, 531 ... delay unit, 512, 522, 532 ... complex conjugate unit, 513, 523, 533 ... complex multiplication unit, 514, 524, 534 ... integration , 541, 542, 543... Division unit, 544... Error signal selection unit, 545... Arc tangent calculation unit, 546. (N) Decision branch processing for 32, 83, 84, 85... Error signal determination result 525, 526... Delay unit, 527... Complex conjugate unit, 528. ... Averaging unit, 547... Correlation value selection unit, 548... Division unit, 801, 802... Multiplying unit, 803 ... Determination unit, 804. Decision branch processing for ΣS (n) 32, 806, 807, 808... Correlation value selection result, 549... Correlation value selection section, 540... Phase frequency conversion section, 111. 1 2... Decision branch processing for .SIGMA.S (n) 32, 113, 114, 115... Correlation value selection result, 901... Absolute value calculation unit, 902. , 92... Representing a correlation value obtained in a state affected by noise, 93... Representing a correlation value used for estimation when the real part becomes negative due to the influence of noise. …… Antenna, 61 …… RF unit, 62 …… A / D converter, 63 …… Timing synchronization unit, 64 …… Frequency offset estimation unit, 65 …… Frequency offset correction unit, 66 …… FFT operation unit, 67 ... Viterbi decoder, 68... Frequency synchronization unit, 71 and 72... Correlation value calculation processing block, and 73.

Claims

The transmitting side transmits a preamble that repeats a fixed signal sequence a plurality of times, and the receiving side is applied to an OFDM transmission system that corrects a frequency offset based on the received signal of the preamble transmitted on the transmitting side for establishing frequency synchronization,
In the frequency synchronization method of obtaining a correlation value between a received signal and its delayed signal on the receiving side of the system, and using the phase component of the obtained correlation value as an error signal, and estimating the frequency offset from the error signal,
A plurality of correlation values having different delay amounts between the received signal of the preamble and the delayed signal are obtained, a plurality of error signals are calculated based on each of the plurality of correlation values, and the plurality of correlation values or the plurality of errors are calculated. Select the error signal to use for frequency offset estimation based on the signal, estimate the frequency offset ,
A correlation value for obtaining a frequency offset estimation value is selected from the plurality of correlation values by detecting which quadrant on the complex plane of at least one correlation value among the plurality of correlation values. and, frequency synchronization method of the this selected correlation value, wherein Rukoto calculated frequency offset estimate based on the value of said detected quadrant.

In claim 1,
At least one of the error signals is a value obtained by dividing the imaginary part of the correlation value by the absolute value of the real part.

In any one of Claims 1 thru | or 2 .
At least one of the error signals calculates a plurality of correlation values having the same delay amount between the received signal and the delayed signal, and is calculated based on an average value thereof.

OFDM receiving apparatus characterized by including a circuit for correcting the frequency offset using the frequency synchronization method of claims 1 to 3.