JP3941290B2

JP3941290B2 - Load drive control device

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Publication number: JP3941290B2
Application number: JP20030999A
Authority: JP
Inventors: 真市近田; 悟浅井; 邦彦後藤
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1998-08-03
Filing date: 1999-07-14
Publication date: 2007-07-04
Anticipated expiration: 2019-07-14
Also published as: JP2000115997A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、所定の駆動条件に基づいて負荷の駆動制御を行う駆動制御回路を備えた負荷駆動制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、自動車に搭載されるエアコンディショナ（エアコン）に用いられるブロワモータやクーリングファンモータを負荷として駆動制御するものにおいては、モータの運転が停止している期間における不要な電力消費をできるだけ抑制したいという要請がある。
【０００３】
このため、従来は、例えば図１４に示すように、電源供給回路１及び駆動制御回路２からなりモータ３を駆動制御するコントローラ４と、このコントローラ４に対して駆動用電源を供給するバッテリ５との間にリレー６を介挿して、エアコンの運転を停止する時にはリレー６をオフすることにより、バッテリ１からコントローラ４及びモータ３への電源供給を停止するようにしたものがある。
【０００４】
また、図１５に示すように、コントローラ４にイグニッションスイッチ７のオンオフ信号を入力するようにして、電源供給回路１を、イグニッションスイッチ７がオンされていることを条件として、バッテリ５からコントローラ４及びモータ３への電源供給を行うように構成したものがある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１４に示す方式では、リレー６には閉路（オン）時に比較的大なる電流が流れるため、その電流に耐え得る大形のリレーが必要となりコストアップしてしまう。また、図１５に示す方式では、コントローラ４にイグニッションスイッチ７の信号を入力するための端子（ポート）を独立に設ける必要があり、やはりコストアップしてしまうという問題がある。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、コストの上昇をできるだけ抑制した上で、不要な電力消費を低減することができる負荷駆動制御装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替え手段は、負荷の駆動制御を行うための制御用信号に基づいて、電源供給回路から駆動制御回路に対する駆動用電源の供給を制御することで通常モードと電力消費を低減するスタンバイモードとの切替えを行う。従って、従来とは異なり、大形のリレーを用いたり、イグニッションスイッチのオンオフ信号を駆動制御回路に与えることなく通常モードとスタンバイモードとの切替えを行うことができるので、コストの上昇を抑制して不要な電力消費を低減することが可能となる。
【０００８】
請求項２記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替え手段は、負荷の駆動制御を行うための制御用信号に基づいて、電源供給回路から駆動制御回路に対する駆動用電源の供給を制御することで通常モードと電源供給を停止するスタンバイモードとの切替えを行う。従って、請求項１と同様に、従来とは異なり、大形のリレーを用いたり、イグニッションスイッチのオンオフ信号を駆動制御回路に与えることなく通常モードとスタンバイモードとの切替えを行うことができるので、コストの上昇を抑制して不要な電力消費を低減することが可能となる。
【０００９】
請求項１または２記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替え手段は、充放電切替え回路により制御用信号のレベルに応じてコンデンサの充放電を切り替え、そのコンデンサの端子電圧に基づいて通常モードとスタンバイモードとの切替えを行う。例えば、制御用信号が信号レベルに応じて負荷の駆動条件を指定する信号である場合に、充放電切替え回路により信号レベルが基準電圧を上回るとコンデンサを充電し、基準電圧を下回るとコンデンサを放電するように設定する。
【００１０】
そして、コンデンサの端子電圧が所定レベルを下回ると通常モードからスタンバイモードに移行するように設定することで、制御用信号により示される特定の負荷駆動条件をモード切替えのしきい値としてスタンバイモードに移行することにより、消費電力を低減することができる。また、コンデンサの端子電圧に基づいてモード切替えを行うことで、外来ノイズが印加されても、そのレベルを平滑化して影響を排除することができ、切替え動作を確実に行うことができる。
【００１１】
請求項１または２記載の負荷駆動制御装置によれば、制御用信号が負荷の駆動条件に応じてパルス信号のデューティ比を変化させる信号である場合に、充電及び放電回路間の充放電電流の割合がモード切替えしきい値に対応する前記デューティ比に略等しくなるように予め設定されているので、例えば、制御用信号のデューティ比が前記しきい値に応じた値に一致している場合は、コンデンサの端子電圧は略一定となる。
【００１２】
そして、例えば、制御用信号のデューティ比が前記しきい値に応じた値を下回ると、コンデンサの端子電圧を下降させるように充放電切替え回路の切替えを設定すれば、請求項３と同様に、制御用信号により指定される特定の負荷駆動条件を前記しきい値としてスタンバイモードに移行することができる。
【００１３】
請求項３記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替えしきい値に対応するデューティ比を、負荷の駆動開始条件に対応するデューティ比よりも小に設定するので、例えば、負荷の駆動開始条件が成立する前にスタンバイモードから通常モードに移行することによって、負荷の起動を迅速に行うことができる。
【００１４】
請求項４記載の負荷駆動制御装置によれば、制御用信号が負荷の駆動条件に応じてパルス信号の周波数を変化させる信号である場合に、モード切替え手段は、前記パルス信号の周波数の高低に応じて通常モードとスタンバイモードとの切替えを行うので、請求項１または２と同様の効果が得られる。
【００１５】
請求項５記載の負荷駆動制御装置によれば、制御用信号が、負荷の駆動条件に応じてレベルがデジタル的に変化するシリアル信号である場合に、モード切替え手段は、前記シリアル信号をパラレル信号に変換し、このパラレル信号のデータ値に基づき通常モードとスタンバイモードとの切替えを行うので、請求項１または２と同様の効果が得られる。
【００１６】
請求項６記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替え手段は、主電源電圧の変化に応じて通常モードとスタンバイモードとの移行タイミングを変化させるので、例えば、電源供給回路がバッテリを主電源として駆動用電源を供給する場合に、バッテリの使用状態に応じて主電源電圧がある程度低下した場合にはスタンバイモードから通常モードへの移行タイミングがより遅くなるように、また、通常モードからスタンバイモードへの移行タイミングがより速くなるようにすることによってバッテリの電力消費を抑制して使用可能な時間をより長期化することができる。
【００１７】
請求項７記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替え手段は、負荷駆動状態検出手段が出力する制御用信号により負荷の駆動が停止状態へ移行したことを検知すると通常モードからスタンバイモードへ移行するので、負荷の駆動が実質的に停止状態になった場合に、適切なタイミングでスタンバイモードへ移行させることができる。
【００１８】
請求項８記載の負荷駆動制御装置によれば、モード切替え手段は、前記制御用信号により負荷の駆動が異常状態となったことを検知した場合にも、通常モードからスタンバイモードへ移行する。従って、例えば負荷がモータである場合に、モータに過電流が流れたりモータがロックしたりするなどの異常が生じた場合には、スタンバイモードへ移行して駆動制御回路に対する電源供給を停止することで、負荷を保護すると共に電力消費を低減することができる。
【００１９】
請求項９記載の負荷駆動制御装置によれば、制御状態検出手段は、駆動制御回路の制御状態を検出し、その制御状態に基づいて制御用信号を出力する。そして、モード切替え手段は、前記制御用信号により駆動制御回路の制御が異常状態となったことを検知すると通常モードからスタンバイモードへ移行する。従って、例えば、駆動制御回路を構成する素子が過熱状態となった場合にスタンバイモードへ移行して駆動制御回路に対する電源供給を停止することで、駆動制御回路を保護すると共に電力消費を低減することができる。
【００２０】
請求項１０記載の負荷駆動制御装置によれば、電圧降下補償回路は、駆動用電源電圧の昇圧動作を行う昇圧回路の昇圧出力に基づいて、電源供給回路を構成する複数のスイッチング素子による駆動用電源の電圧降下の影響を補償するので、駆動用電源の電圧をより高く維持した状態で駆動制御回路に供給することができ、電源の使用効率を向上させることができる。
【００２１】
請求項１１記載の負荷駆動制御装置によれば、電源生成回路は、電源供給回路より供給される駆動用電源電圧を昇圧回路により昇圧し、その昇圧出力を利用して生成した駆動用電源を駆動制御回路に供給するので、十分な電圧レベルを有する駆動用電源を供給することができ、請求項９と同様に、電源の使用効率を向上させることができる。
【００２２】
請求項１２記載の負荷駆動制御装置によれば、電源生成回路は、モード切替え手段によりスタンバイモードから通常モードに移行した際に昇圧回路の動作を開始させるので、昇圧回路は昇圧出力が必要とされる場合にのみ動作することになり、電力消費を抑えることができる。
【００２３】
請求項１３記載の負荷駆動制御装置によれば、制動手段は、モード切替え手段によりスタンバイモードに移行した状態にある場合には、駆動回路を構成する複数のスイッチング素子の内何れか１つ以上をオンすることで負荷に対して制動をかける。従って、負荷が例えばファンを回転させるファンモータである場合は、ファンモータが駆動制御回路により駆動制御されていない状態であっても、ファンが風などの外力を受けてファンモータが回転することが想定される。このような場合でも、制動手段によってファンモータに制動をかけることにより回転を停止させることができ、不要な起電力や騒音の発生を防止することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明を、自動車に搭載されるエアコンディショナ（カーエアコン）のブロアモータについて適用した場合の第１実施例について、図１乃至図７を参照して説明する。図４は、電気的構成を示す機能ブロック図である。この図４において、例えば、ブラシレスモータからなるモータ（負荷）１１の回転軸には、カーエアコンのファン１２が取り付けられている。ファン１２は、自動車のフロント内部に配置されており、モータ１１により回転駆動されて例えばエバポレータ（図示せず）により冷却された空気を車室内に送風するようになっている。
【００２５】
モータ１１は、駆動制御回路１３により駆動制御されるようになっている。駆動制御回路１３には、自動車のバッテリ１５（Ｂａｔｔ）を主電源ＶB として、電源供給回路１４より駆動用電源ＶBLが供給されるようになっている。電源供給回路１４は、リレーなどのスイッチを介さずにバッテリ１５に直接接続されている。外部からは、モータ１１の回転数を指定するための駆動指令信号（制御用信号）が駆動制御回路１３及びスタンバイ回路（モード切替え手段）１６に与えられるようになっている。
【００２６】
スタンバイ回路１６は、与えられた駆動指令信号が示すモータ１１の駆動指令値に応じて、モード切替え信号を電源供給回路１４に出力するようになっている。そして、電源供給回路１４は、そのモード切替え信号に応じて、駆動制御回路１３に駆動用電源ＶBLを供給する通常モードと、その供給を停止して電力消費を低減するスタンバイモードとの切替えを行うようになっている。尚、ここでスタンバイモードとは、図４に示すバッテリ１５より供給され、駆動制御回路１３，電源供給回路１４によって消費される電流が、通常モードに比べて極めて少ない状態となるモードであり、例えば、消費電流が１ｍＡ以下となる状態を示す。
【００２７】
図２は、駆動制御回路１３のより詳細な電気的構成を示すものである。この図２において、駆動制御回路１３は、マイクロコンピュータを中心として構成される制御回路１７と駆動回路１８とで構成されている。駆動回路１８は、ｎチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子，以下、単にＦＥＴと称す）１９乃至２４を三相ブリッジ接続してなるインバータで構成されている。また、各ＦＥＴ１９乃至２４のソース−ドレイン間には、図示しないフリーホイールダイオードが接続（若しくは素子として一体に構成）されている。
【００２８】
そして、駆動回路１８の正側母線１８ａはバッテリ１５（Ｂａｔｔ）に直結されている。制御回路１７の電源端子は、電源供給回路１４の電源供給端子に接続されており、駆動回路１８の負側母線１８ｂは、グランドに接続されている。制御回路１７には、制御用電源回路（図示せず）が内蔵されており、電源供給回路１４より供給される例えば１４Ｖ程度の駆動用電源ＶBLから、例えば５Ｖ程度の制御用電源を生成して内部回路に供給するようになっている。
【００２９】
また、モータ１１は、三相のステータコイル１１ｕ，１１ｖ及び１１ｗがΔ結線されており、そのコイル１１ｕ及び１１ｖ，１１ｖ及び１１ｗ，１１ｗ及び１１ｕの共通接続点には、駆動回路１８の出力端子１８ｕ，１８ｖ及び１８ｗが夫々接続されている。そして、駆動回路１８の負側アームを構成するＦＥＴ２２乃至２４のゲートには、制動回路（制動手段）２５の出力端子が夫々接続されている。制動回路２５には、バッテリ１５より主電源ＶB が直接供給されている。
【００３０】
制動回路２５は、スタンバイ回路１６により与えられるモード切替え信号がスタンバイモードを示す場合には、制御回路１７に内蔵されているゲート駆動回路に代わってＦＥＴ２２乃至２４のゲートを駆動するようになっている。また、通常モードにおいては、制動回路２５の出力端子はハイインピーダンス状態となるように構成されている。
【００３１】
図１は、スタンバイ回路１６の電気的構成をより詳細に示すものである。この図１において、バッテリ１５には、スタンバイ回路１６のＩ0 ／ＶREF 発生回路２６が接続されている。Ｉ0 ／ＶREF 発生回路２６は、バッテリ１５より供給される電源より定電流Ｉ0 と基準電圧ＶREF とを生成して、スタンバイ回路１６の各部に適宜供給するようになっている。
【００３２】
Ｉ0 ／ＶREF 発生回路２６が出力する基準電圧ＶREF は、第１コンパレータ２７の非反転入力端子に与えられており、その第１コンパレータ２７の反転入力端子には、外部より駆動指令信号が与えられるようになっている。そして、第１コンパレータ２７の出力端子は、充放電切替え回路２８に対して切替え制御信号として与えられている。
【００３３】
ここで、駆動指令信号は、モータ１１の回転数を例えばパルス信号のローレベルデューティ比によって指定する信号であり（図５参照）、駆動制御回路１３は、デューティ比が２０％（駆動開始条件）以上になると、モータ１１の駆動を開始して回転数制御を行うようになっている。
【００３４】
充放電切替え回路２８は、充電回路２９，放電回路３０及び切替え制御回路３１により構成されている。切替えスイッチのシンボルで表されている切替え制御回路３１は、第１コンパレータ２７により出力される切替え制御信号に応じて、一端がグランドに接続されているコンデンサ３２の他端（出力端子３１ａ）を、充電回路２９または放電回路３０の一端（入力端子３１ｂまたは３１ｃ）に接続するように切替えを行うようになっている。尚、切替え制御回路３１は、実際にはトランジスタなどにより構成されている。
【００３５】
充電及び放電回路２９及び３０は、その他端がバッテリ１５及びグランドに夫々接続されており、コンデンサ３２に対する充放電電流の割合が、前述した通常モードとスタンバイモードとの切替えを行うためのしきい値（モード切替えしきい値）に対応する駆動指令信号のデューティ比に略等しくなるように予め設定されている。
【００３６】
例えば、モード切替えしきい値に対応する駆動指令信号のデューティ比が５％である場合、充電回路２９が切替え制御回路３１（３１ｂ→３１ａ）を介してコンデンサ３２に接続された場合に、コンデンサ３２をバッテリ１５により充電する電流値を１９０μＡに設定し、また、放電回路３０が切替え制御回路３１（３１ｃ→３１ａ）を介してコンデンサ３２に接続された場合に、コンデンサ３２に充電された電荷をグランドに放電する電流値を１０μＡに設定する。即ち、充放電電流の割合（放電電流値／（充電電流値＋放電電流値））＝１０／（１９０＋１０）＝５％となっている。
【００３７】
切替え制御回路３１の出力端子３１ａは、第２コンパレータ３３の反転入力端子に接続されており、第２コンパレータ３３の非反転入力端子には、Ｉ0 ／ＶREF 発生回路２６が出力する基準電圧ＶREF が与えられている。そして、第２コンパレータ３３の出力端子は、インバータ３４を介してオンオフスイッチのシンボルで表されている電源供給回路１４の制御信号端子に接続されており、電源供給回路１４に対してモード切替え信号を与えるようになっている。そして、前述したように、電源供給回路１４は、モード切替え信号に応じて、バッテリ１５から駆動用電源ＶBLを駆動制御回路１３に供給する通常モードとその供給を停止するスタンバイモードとの切替えを行うものである。
【００３８】
図３は、電源供給回路１４の詳細な電気的構成を示すものである。ｎｐｎ形のトランジスタ３４ａはインバータ３４を構成するものであり、抵抗を介してベースに第２コンパレータ３３の出力信号を受けるようになっている。トランジスタ３４ａのコレクタは、Ｉ0 ／ＶREF 発生回路２６の一部をなし定電流Ｉ0 を供給するｐｎｐ形のトランジスタ２６ａのコレクタに接続されており、定電流Ｉ0 が供給されるようになっていると共に、抵抗（必ずしも必要としない）を介してｎｐｎ形のトランジスタ３５のベースに接続されている。また、トランジスタ３４ａのエミッタは、グランド（ＧＮＤ）に接続されている。
【００３９】
トランジスタ３５のコレクタは、抵抗３６ａ及び３６ｂの直列回路を介してバッテリ１５（Ｂａｔｔ）に接続されていると共に、トランジスタ３７のコレクタに接続されている。また、トランジスタ３５のエミッタは、抵抗を介してグランドに接続されていると共にｎｐｎ形のトランジスタ３７のベースに接続されている。そして、トランジスタ３７のエミッタはグランドに接続されている。
【００４０】
抵抗３６ａ及び３６ｂの共通接続点は、エミッタがバッテリ１５に接続されているｐｎｐ形のトランジスタ３８のベースに接続されている。そのトランジスタ３８のコレクタは、ｎｐｎ形のトランジスタ３９のベースに接続されていると共に、抵抗を介してトランジスタ３９のエミッタに接続されている。トランジスタ３９のコレクタは、バッテリ１５に接続されており、トランジスタ３９のエミッタは、駆動制御回路１３に駆動用電源ＶBLを供給するようになっている。
【００４１】
次に、本実施例の作用について図６をも参照して説明する。例えば、図６の区間Ａに示すように、初期状態として駆動指令信号が出力されておらず（ローレベルデューティ比０％）モータ１１の回転は停止しており、モード切替え信号のレベルはローとなっている。従って、電源供給回路１４は、バッテリ１５からの駆動用電源ＶBLの供給を停止しており、スタンバイモードにある（図６（ｃ）参照）。
【００４２】
この状態から、カーエアコンの運転が開始され、ファン１２による所定の送風量が要求されてモータ１１の回転数がデューティ比約６０％の駆動指令信号により指定されたとする（図６，区間Ｂ）。そして、第１コンパレータ２７は、駆動指令信号のレベルが基準電圧ＶREF （３．７５Ｖ）よりも低い場合はハイレベル，基準電圧ＶREF よりも高い場合はローレベルとなる切替え制御信号を切替え制御回路３１に出力する。
【００４３】
切替え制御回路３１は、切替え制御信号のレベルのロー，ハイに応じてコンデンサ３２を充電回路２９，放電回路３０に接続する。すると、図６（ｂ）に示すように、コンデンサ３２は、切替え制御信号がハイレベルの場合は１９０μＡの電流により充電され、切替え制御信号がローレベルの場合は、充電された電荷が１０μＡの電流で放電される。
【００４４】
ここで、駆動指令信号のデューティ比が５％であれば、
（充電電流値）×（充電時間：ローレベル期間）
＝（放電電流値）×（放電時間：ハイレベル期間）
となるので、コンデンサ３２の端子電圧は初期値から変化しない。そして、駆動指令信号のデューティ比が５％を超えた場合は、上式の（左辺）＞（右辺）となって充電電荷量が放電電荷量を上回り、コンデンサ３２の端子電圧は初期値から上昇する。この場合、デューティ比が小さい（即ち、モータ１１に対する回転数指令が低い）程『スタンバイ→通常』への移行は遅くなり、デューティ比が大きい（即ち、モータ１１に対する回転数指令が高い）程『スタンバイ→通常』への移行は速くなる。
【００４５】
従って、図６（ｂ）に示すように、コンデンサ３２の端子電圧は０Ｖから上昇し、基準電圧ＶREF を超えると、第２コンパレータ３３は出力信号をローレベルにする。すると、インバータ３４を構成するトランジスタ３４ａはオフ状態となり、電源供給回路１４のトランジスタ３５には、トランジスタ２６ａを介して定電流Ｉ0 が供給されてベース電流が流れ、トランジスタ３５はオンする。
【００４６】
トランジスタ３５がオンすることによってトランジスタ３７にもベース電流が供給されて、トランジスタ３７もオンする。すると、トランジスタ３８もベース電流が流れてオンとなり、トランジスタ３８も同様にオンすることで、電源供給回路１４は、バッテリ１５から駆動制御回路１３に駆動用電源ＶBLを供給するようになり、スタンバイモードから通常モードに移行する（図６，区間Ｂ→Ｃ）。
【００４７】
一方、通常モードにある状態から、カーエアコンの運転が停止されて駆動指令信号のデューティ比が５％を下回ると、コンデンサ３２は放電回路３０を介して放電され、その端子電圧は第２コンパレータ３３のしきい値（基準電圧ＶREF ）以下となり、第２コンパレータ３３は切替え制御信号をローレベルにする。すると、電源供給回路１４は、通常モードからスタンバイモードに移行して、駆動制御回路１３に対する駆動用電源ＶBLの供給を停止する（図６，区間Ｄ→Ｅ）。
【００４８】
また、一旦通常モードに移行すると、その状態からスタンバイモードに移行する場合にはヒステリシスを持たせるため、Ｉ0 ／ＶREF 生成回路２６により与えられる基準電圧ＶREF を若干低下させるようになっている（図６（ｂ），（ｃ）参照）。従って、区間Ｄに示すように、駆動指令信号のデューティ比を急に０％としても、直ぐには『通常→スタンバイ』へと移行しない。
【００４９】
次に、駆動制御回路１３及び制動回路２５を中心とする作用について説明する。駆動制御回路１３の制御回路１７は、通常モードにおいて駆動用電源が供給され、モータ１１を介してファン１２を回転させる場合には、図示しない位置センサなどによりモータ１１のロータの回転位置を検出し、その回転位置に応じた適当なタイミングを以て、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１９乃至２４のゲートに各相毎に例えば互いに１２０度の位相差を有するゲート信号を与えることによりモータ１１を駆動する。尚、駆動タイミングは周知の方式に基づくものである。
【００５０】
ここで、図７は、制御回路１７に内蔵されているゲート駆動回路４０の一構成例を一部のみ示すものである。ゲート駆動回路４０は、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ４０ａ及びｎチャネルＭＯＳＦＥＴ４０ｂからなるＣＭＯＳＦＥＴで構成されており、ＦＥＴ４０ａのソースには電源供給回路１４から供給される駆動用電源ＶBLが与えられ、ＦＥＴ４０ｂのソースはグランドに接続されている。そして、両ＦＥＴ４０ａ及び４０ｂのドレインは、ＦＥＴ２２のゲートに接続されている。
【００５１】
通常モードの場合は、両ＦＥＴ４０ａ及び４０ｂのゲートにローレベルの制御信号が与えられると、ＦＥＴ４０ａがオン，ＦＥＴ４０ｂがオフすることで、ゲートレベルがハイとなりＦＥＴ２２はオンする。この場合、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴは全て電圧駆動されるので、電流消費は殆ど生じない。
【００５２】
ところで、スタンバイモードにおいては、駆動制御回路１３自体に駆動用電源ＶBLは供給されないので、ゲート駆動回路４０によりＦＥＴ２２を制御することはできない。そこで、制動回路２５は、スタンバイ回路１６よりスタンバイモードであることを示すローレベルのモード切替え信号が与えられると、ＦＥＴ２２乃至２４のゲートをハイレベルにドライブしてＦＥＴ２２乃至２４をオンすることによりモータ１１の各相巻線１１ｕ，１１ｖ及び１１ｗの各両端をグランドに接続する。この場合、制動回路２５は、スタンバイモードの間はＦＥＴ２２乃至２４のゲートを連続的にドライブしても良いし、また、一定間隔で間欠的にドライブしても良い。
【００５３】
このように、スタンバイモードにおいては制動回路２５が動作することにより、駆動制御回路１３により駆動トルクが与えられない状態にあるモータ１１に対して、例えば、自動車が走行することでファン１２が風を受けて、モータ１１を回転させようとする外力が作用する場合であっても、各相巻線１１ｕ，１１ｖ及び１１ｗの各両端をグランドに接続することで制動をかけることができる。
【００５４】
以上のように本実施例によれば、スタンバイ回路１６を、パルス信号のデューティ比によってモータ１１の回転数を指定する駆動指令信号のレベルが基準電圧ＶREF を下回ると充放電切替え回路２８によってコンデンサ３２を充電し、基準電圧ＶREF を上回るとコンデンサ３２を放電するように設定し、コンデンサ３２の端子電圧が基準電圧ＶREF を下回れば電源供給回路１４に駆動制御回路１３に対する駆動用電源ＶBLの供給を停止させて、通常モードからスタンバイモードに移行するように構成した。
【００５５】
従って、駆動指令信号により指定されるモータ１１の駆動条件（回転数）を判定してスタンバイモードに移行することができるので、従来とは異なり、駆動制御回路１３に対する駆動用電源ＶBLの供給を停止するためにリレーを用いたりイグニッションスイッチの信号を利用する必要がなく、部品数や入力信号数を増加させることでコストを上昇をさせずに消費電力を低減することができる。
【００５６】
そして、コンデンサ３２の端子電圧を基準電圧ＶREF と比較することによりモード切替えを行う構成としたので、スタンバイ回路１６に外来ノイズが印加されても、そのレベルをコンデンサ３２により平滑化して影響を排除することができ、モード切替え動作を確実に行うことができる。
【００５７】
また、充電及び放電回路２９及び３０間の充放電電流の割合を、駆動指令信号のモード切替えしきい値に対応するデューティ比に等しくなるように設定したので、パルス信号のデューティ比により負荷の駆動条件を指定することで、本実施形態のようにノイズなどの影響による誤動作が生じ難い信号形式を採用した場合でも、しきい値を判定して通常モードとスタンバイモードとの切替えを行うことができる。
【００５８】
更に、本実施例によれば、モード切替えしきい値に対応するデューティ比を、モータ１１の駆動開始条件に対応するデューティ比よりも小に設定したので、駆動開始条件が成立する前にスタンバイモードから通常モードに移行することにより予め駆動制御回路１３に駆動用電源ＶBLを供給することができるので、駆動開始条件の成立した場合にはモータ１１の起動を迅速に行うことができる。
【００５９】
尚、本実施形態では、スタンバイモードにおいて電源供給回路１４から駆動制御回路１３への電源供給を停止するようにしているが、スタンバイ回路１６から直接、或いは電源供給回路１４を介して駆動制御回路１３に内蔵されている電源供給を行う回路（例えば、定電流回路など）の動作を停止させるようにしても良い。
【００６０】
（第２実施例）
図８及び図９は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例は、第１実施例における電源供給回路１４の欠点を改善するものである。即ち、図３において、スタンバイモードから通常モードに移行して電源供給回路１４が駆動制御回路１３に駆動用電源ＶBLを供給する場合は、前述のように、バッテリ１５の電源ＶB がトランジスタ（スイッチング素子）３８及び３９を介して駆動用電源ＶBLとして供給される。
【００６１】
この場合、駆動用電源ＶBLの電圧は、バッテリ１５の電源ＶB の電圧から、トランジスタ３８のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCE及びトランジスタ３９のベース−エミッタ間電圧ＶBE分だけ降下することになる。即ち、
ＶBL＝ＶB −ＶCE(Tr38)−ＶBE(Tr39) …（１）
となることで、駆動用電源ＶBLの電圧は電源ＶB の電圧よりも１Ｖ程度低下してしまう。そこで、第２実施例では、電源供給回路１４に上記電圧降下分を補償する電圧降下補償回路４１を付加したものである。以下、電圧降下補償回路４１の構成及び作用について説明する。
【００６２】
図８において、駆動用電源ＶBLを供給する電源供給回路１４の電源出力線を電源母線ＰL として、電圧降下補償回路４１の要部をなす昇圧回路４２が以下のように構成されている。尚、特に示さない限り、トランジスタはｎｐｎ形である。並列接続されている２つのトランジスタ４３ａ及び４３ｂのコレクタは、抵抗を介して電源母線ＰL に接続されており、エミッタはグランドに接続されている。トランジスタ４３ａ及び４３ｂのベースには、外部より昇圧動作を制御するためのクロック信号が与えられるようになっている。尚、クロック信号は、電源母線ＰL より電源供給されるクロック発生回路から供給されるものである。
【００６３】
また、トランジスタ４３ａ及び４３ｂのコレクタは、並列接続されている２つのトランジスタ４４ａ及び４４ｂ並びに４５ａ及び４５ｂのベースに、夫々抵抗を介して接続されている。トランジスタ４４ａ及び４４ｂのコレクタは、２つの抵抗からなる直列回路を介して出力線ＰDLに接続されていると共に、並列接続されている２つのトランジスタ４６ａ及び４６ｂのベースに接続されており、トランジスタ４４ａ及び４４ｂのエミッタはグランドに接続されている。
【００６４】
トランジスタ４５ａ及び４５ｂのコレクタは、２つの抵抗４７ａ及び４７ｂからなる直列回路を介してトランジスタ４６ａ及び４６ｂのエミッタに接続されており、トランジスタ４５ａ及び４５ｂのベースは抵抗を介してグランドに接続され、エミッタはグランドに直接接続されている。
【００６５】
並列接続されている２つのトランジスタ４８ａ及び４８ｂ並びに４９ａ及び４９ｂは、夫々ダイオード接続されており、トランジスタ４８ａ及び４８ｂのエミッタは電源母線ＰL に接続され、トランジスタ４９ａ及び４９ｂのコレクタはコンデンサ５０を介してグランドに接続されている。そして、トランジスタ４８ａ及び４８ｂのコレクタは、トランジスタ４９ａ及び４９ｂのエミッタに接続されていると共に、コンデンサ５１の両端子５１ａ，５１ｂを介して抵抗４７ａ及び４７ｂの共通接続点に接続されている。
【００６６】
そして、トランジスタ４９ａ及び４９ｂのコレクタは、昇圧電圧の出力線ＰDLに接続されていると共に、トランジスタ５２のコレクタに接続されている。トランジスタ５２のコレクタは、抵抗を介して自身のベース及びトランジスタ５３のコレクタに接続されている。抵抗５４ａ及び５４ｂの直列回路は、電源母線ＰL とグランドとの間に接続されており、両者の共通接続点は、トランジスタ５３のベースに接続されている。また、トランジスタ５２及び５３のエミッタは、グランドに接続されている。以上が昇圧回路４２を構成している。
【００６７】
トランジスタ５５及び５６は、トランジスタ３５及び３７と対称に構成されており、トランジスタ５５のベースは、抵抗を介してトランジスタ３４ａのコレクタに接続されている。そして、トランジスタ５５及び５６のコレクタは、抵抗５７ａ及び５７ｂの直列回路を介して出力線ＰDLに接続されている。ｐｎｐ形のトランジスタ５８のエミッタは出力線ＰDLに接続されており、ベースは、抵抗５７ａ及び５７ｂの共通接続点に接続されている。そして、トランジスタ５８のエミッタは、抵抗５９ａ及び５９ｂの直列回路を介して電源母線ＰL に接続されている。
【００６８】
抵抗５９ａ及び５９ｂの共通接続点は、並列接続されている２つのトランジスタ６０ａ及び６０ｂのベースに接続されており、トランジスタ６０ａ及び６０ｂのエミッタ，コレクタは、トランジスタ３９のエミッタ，コレクタに夫々接続されている。昇圧回路４２に以上を加えたものが、電圧降下補償回路４１を構成している。
【００６９】
次に、第２実施例の作用について図９をも参照して説明する。尚、以下の説明では、抵抗による電圧降下分は無視している。先ず、トランジスタ４３ａ及び４３ｂのベース▲１▼には、外部より例えば３５ＫＨｚ程度のクロック信号が与えられ（図９（ａ）参照）、トランジスタ４３ａ及び４３ｂは、そのクロック信号に同期してオンオフする。従って、トランジスタ４３ａ及び４３ｂのコレクタの電位は、クロック信号のレベルがハイの時は略グランドレベル、クロック信号のレベルがローの時は略ＶBLレベルとなる（図９（ｂ）参照）。
【００７０】
そして、トランジスタ４３ａ及び４３ｂのコレクタ電位▲２▼が略ＶBLレベルの時はトランジスタ４５ａ及び４５ｂがオンすると共に、トランジスタ４４ａ及び４４ｂがオンしてトランジスタ４６ａ及び４６ｂはオフするので、コンデンサ５１の端子５１ｂの電位▲３▼は略グランドレベルとなる。この時、コンデンサ５１の端子電圧ＶC は、トランジスタ４８ａ及び４８ｂを介して略ＶBLレベル
ＶC ＝ＶBL−ＶF (Tr48)−ＶCE(Tr45) …（２）
に充電される。
【００７１】
また、電位▲２▼が略グランドレベルの時は、トランジスタ４５ａ及び４５ｂがオフ，トランジスタ４４ａ及び４４ｂがオフ，トランジスタ４６ａ及び４６ｂがオンとなり、電位▲３▼は略ＶBLレベル
電位▲３▼＝ＶBL−ＶCE(Tr46) …（３）
となる（図９（ｃ）参照）。
【００７２】
従って、コンデンサ５１の端子５１ａの電位▲４▼は、電位▲３▼が略グランドレベルの時は略ＶBLレベル
電位▲４▼＝ＶBL−ＶF (Tr48)−ＶCE(Tr45) …（４）
であり、電位▲３▼が略ＶBLレベルの時は、（３）＋（４）により略ＶBLの２倍のレベル
電位▲４▼＝ＶBL−ＶCE(Tr46)＋ＶBL−ＶF (Tr48)−ＶCE(Tr45) …（５）
となり、電位▲５▼は、電位▲４▼−ＶF (Tr49)であるから、その概略電圧は、
電位▲５▼＝２（ＶBL−ＶF −ＶCE） …（６）
となる。
【００７３】
そして、コンデンサ５０は電位▲４▼により充電されるので、その端子電圧▲５▼は、電源が供給電力より少ない状態で使用されていると仮定すると図９（ｅ）に示すように次第に上昇して、最終的には２（ＶBL−ＶF −ＶCE）程度に達する。
【００７４】
而して、モード切替え信号が通常モードへの移行を示すローレベルとなった場合には、トランジスタ３５及び５５が同時にオンすることで、電源供給回路１４のトランジスタ３８及び３９と同時に、電圧降下補償回路４１のトランジスタ５８並びに６０ａ及び６０ｂがオンする。
【００７５】
この時、トランジスタ５８並びに６０ａ及び６０ｂは、電源供給回路１４からの供給電圧ＶBLよりも十分に高い電圧２（ＶBL−ＶF −ＶCE）により動作することになり、飽和領域での動作が可能となる。従って、最終的に、電源母線ＰL 、即ち、駆動制御回路１３に供給される駆動用電源電圧ＶBL′は、
ＶBL′＝ＶB −ＶCE(Tr60) …（７）
となるので、電源供給回路１４において生じる電圧降下を補償することが可能となる。
【００７６】
また、昇圧回路４２から得られる昇圧出力（電位▲５▼）は、図２に示す駆動回路１８のハイサイドスイッチ（上アーム）となるＦＥＴ１９乃至２１を駆動させるため、制御回路１７よりそれらの各ゲートにゲート信号として各出力される。
【００７７】
以上のように、電圧降下補償回路４１及び昇圧回路４２は、電源供給回路１４が作動することで動作し始める回路となっており、電源供給回路１４が作動して電源母線ＰL に駆動用電源ＶBLが供給されて初めて昇圧動作が可能となる。即ち、スタンバイモードから通常モードに移行した後に昇圧動作するものであり、無用な電力消費を抑制することができる。
【００７８】
そして、昇圧回路４２から昇圧出力が出力線ＰDLに供給されるようになると、電源供給回路１４のトランジスタ３８及び３９はカットオフされる。即ち、電圧降下補償回路４１は、電源供給回路１４より駆動用電源ＶBLの供給が開始されたことをトリガとして駆動用電源ＶBL′を生成し駆動制御回路１３に供給するものであり、電源供給回路１４と電圧降下補償回路４１とを組み合わせたものが電源生成回路１００を構成している。
【００７９】
一方、通常モードからスタンバイモードに移行する際には、モード切替え信号によりトランジスタ３４ａがオンし、トランジスタ３５，３７及びトランジスタ５５，５６がオフすることでトランジスタ３８，３９及びトランジスタ５８，６０ａ，６０ｂがオフするので、駆動用電源ＶBL′が生成できなくなり、駆動制御回路１３への電源供給は停止される。
【００８０】
また、この時、モード切替え信号によりクロック発生回路からのクロック信号は停止され、電源母線ＰL の電位が低下することでトランジスタ５３がオフとなり、トランジスタ５３がオンすることによってコンデンサ５０に蓄積された電荷は放電される。
【００８１】
以上のように第２実施例によれば、電源供給回路１４に電圧降下補償回路４１を併設して、または、これらを電源生成回路１００として、電源供給回路１４から供給される駆動用電源電圧ＶBLを、昇圧回路４２により略倍に昇圧した昇圧出力に基づいてトランジスタ５８並びに６０ａ及び６０ｂを動作させるようにしたので、電源供給回路１４において生じる電圧降下を補償することができ、または、より電圧の高い駆動用電源ＶBL′を生成して駆動制御回路１３に供給することが可能となり、バッテリ１５の使用効率を向上させることができる。
尚、トランジスタ５８並びに６０ａ及び６０ｂは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに置き換えても良い。
【００８２】
（第３実施例）
図１０は本発明の第３実施例を示すものである。第３実施例における駆動指令信号（制御用信号）の形式は、第１及び第２実施例のようにパルス信号のデューティ比によりモータ１１の回転数を指定するものとは異なり、パルス信号の周波数を変化させて指定するようになっている。例えば、パルス信号の周波数が高くなるに従ってモータ１１の回転数を上昇させるようにする。そして、スタンバイ回路（モード切替え手段）６１は、所定時間内における駆動指令信号パルスの入力数をカウントするパルス数カウンタによって構成されている。その他の構成は第１実施例と同様である。
【００８３】
斯様に構成された第３実施例によれば、モータ１１に対する回転数指令が低下して、スタンバイ回路６１によりカウントされるパルス入力数が、前記指令がゼロ近傍であると判断するのに十分な程度に低下した場合に通常モードからスタンバイモードに移行するように設定するすることで、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００８４】
（第４実施例）
図１１は本発明の第４実施例を示すものである。第４実施例における駆動指令信号（制御用信号）の形式は、上述の第１〜第３実施例とは異なり、所定ビット数のシリアル信号によりモータ１１の回転数を指定するものである。即ち、前記シリアル信号のレベルがデジタル的（Ｈｉ，Ｌｏの２値）に変化するビット列のパターンによって回転数を指定するようになっている。そして、スタンバイ回路（モード切替え手段）７０は、入力されるシリアル信号を例えば４ビットのパラレルデータに変換し、そのデータ値が所定値に達した場合に通常モードに移行し、所定値を下回るとスタンバイモードに移行するように切り換える。
【００８５】
スタンバイ回路７０によってパラレルに変換されたデータは、Ｄ／Ａ変換回路７１を介して駆動制御回路１３に与えられる。Ｄ／Ａ変換回路７１以降のモータ１１の駆動制御に関する作用は、他の実施例と同様である。以上のように構成された第４実施例によっても、駆動指令信号に基づきスタンバイモードと通常モードとの切替えを行うことができる。
【００８６】
（第５実施例）
図１２は本発明の第５実施例を示すものである。第５実施例におけるスタンバイ回路（モード切替え手段）６２は、第１乃至第３実施例のように駆動指令信号の状態を参照するだけではなく、例えば、モータ１１の回転数を直接検出するセンサ（負荷駆動状態検出手段）６３（例えば、ロータの回転位置検出を行うためのホールＩＣ等）による検出信号（制御用信号）をも参照するようになっている。
【００８７】
そして、スタンバイ回路６２は、例えば第３実施例のスタンバイ回路６１と同様にカウンタを中心として構成されており、所定時間内においてセンサ６３がロータの回転に伴って（例えば、電気角１２０度毎に）出力する検出信号のパルス数をカウントすることで、モータ１１の回転数を直接検出するようになっている。その他の構成は第１実施例と同様である。
【００８８】
斯様に構成された第５実施例によれば、モータ１１の回転数が低下して、スタンバイ回路６２によりカウントされるパルス入力数が、回転数がゼロ近傍であると判断するのに十分な程度に低下した場合に通常モードからスタンバイモードに移行するように設定することで、第３実施例と同様の効果が得られる。
【００８９】
尚、本発明における制御用信号とは、負荷の駆動制御を行うために使用される信号を広く意味するものであり、具体的には、上記実施例において記載したように、モータ１１の回転数を指定するために外部より与えられる駆動指令信号や、駆動制御回路１３がモータ１１の駆動制御を行う場合に必要とするセンサ６３の位置検出信号など、モータの駆動状態、或いは制御状態などを反映する信号を示す。
【００９０】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
制御用信号における駆動開始条件のデューティ比が２０％である場合に、モード切替えしきい値のデューティ比は５％とするものに限らず、例えば、３％や１０％などに設定しても良い。また、２０％を超える値に設定しても良い。
ＣＭＯＳＦＥＴで構成されるゲート駆動回路４０に代えて、図１３に示すように、バイポーラトランジスタで構成されるゲート駆動回路６４を配置しても良い。ゲート駆動回路６４を構成するｎｐｎ形のトランジスタ６５のコレクタには、電源供給回路１４から供給される駆動用電源ＶBLが与えられていると共に、抵抗を介して自身のベースが接続されている。トランジスタ６５のベースは、ｐｎｐ形のトランジスタ６６のベース及びｎｐｎ形のトランジスタ６７のコレクタに接続されている。
【００９１】
トランジスタ６５のエミッタは、トランジスタ６６のエミッタ及びＦＥＴ２２のゲートに接続されている。トランジスタ６６のコレクタ及びトランジスタ６７のエミッタは、グランドに接続されている。そして、ＦＥＴ２２のゲートには、制動回路（制動手段）６８を構成するｐｎｐ形のトランジスタ６８ａのコレクタが接続されている。トランジスタ６８ａのエミッタは、バッテリ１５の電源ＶB が供給されるようになっている。
【００９２】
以上のように構成されたゲート駆動回路６４は、トランジスタ６７のベースにハイレベルの信号が与えられると、トランジスタ６７及び６６がオン，トランジスタ６５はオフする。従って、ＦＥＴ２２は、ゲートがローレベルとなりオフする。また、トランジスタ６７のベースにローレベルの信号が与えられると、トランジスタ６７及び６６がオフ，トランジスタ６５はオンするので、ＦＥＴ２２は、ゲートがハイレベルとなりオンする。
【００９３】
そして、スタンバイモードにおいては、ゲート駆動回路６４には駆動用電源ＶBLは供給されないので、制動回路６８の図示しない制御部により、トランジスタ６８ａのベースにローレベルの信号を与えることで（例えば、１０μＡ程度の電流でベースを引っぱるなど）、ＦＥＴ２２乃至２４のゲートをハイレベルにドライブしてＦＥＴ２２乃至２４をオンさせる。この場合、制動回路２５と同様に、スタンバイモードの間はＦＥＴ２２乃至２４のゲートを連続的にドライブしても良いし、一定間隔で間欠的にドライブしても良い。以上のようにゲート駆動回路６４及び制動回路６８を構成した場合も、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００９４】
駆動指令信号は、モータ１１の回転数をパルス信号のデューティ比を変化させて指定する信号に限ることなく、信号レベルを変化させて指定する信号であっても良い。斯様な形式の駆動指令信号が外部より与えられる場合でも、第１実施例におけるスタンバイ回路１６は、基準電圧ＶREF のレベルを適宜調整することによりそのまま適用することが可能である。
例えば、駆動指令信号の信号レベルが基準電圧ＶREF で与えられるモード切替えしきい値を超えると、第１コンパレータ２７の出力信号によりコンデンサ３２が連続的に充電されるようになりその端子電圧が上昇して、第２コンパレータ３３より“スタンバイ→通常”へ移行するようにモード切替え信号が出力されるようになる。逆に、駆動指令信号の信号レベルがモード切替えしきい値を下回るとコンデンサ３２は連続的に放電されることになるので、端子電圧が下降して“通常→スタンバイ”へ移行するようにモード切替え信号が出力される。
【００９５】
また、モード切替え手段を、バッテリ１５の端子電圧ＶB を参照することにより、バッテリ１５の使用状態に応じて端子電圧ＶB がある程度低下した場合には“スタンバイ→通常”への移行タイミングがより遅くなるように、また、“通常→スタンバイ”への移行タイミングがより速くなるように基準電圧ＶREF のレベルを調整するように構成するのが好ましい。斯様に構成すれば、バッテリ１５の電力消費を抑制して使用可能な時間をより長期化することができる。
駆動回路を構成するスイッチング素子は、ＦＥＴ１９乃至２４に限ることなく、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴであっても良い。但し、制動回路２５については、この限りではない。
負荷駆動状態検出手段としては、その他、例えば、モータ１１のロックや過電流などの駆動状態を検出するためにモータ電流を検出する電流検出器であっても良く、その電流検出信号を制御用信号としても良い。また、制御状態検出手段として、駆動回路１８のＦＥＴ１９乃至２４の温度などを検出する温度センサを用いても良い。そして、モード切替え手段を、通常モードにおいて制御用信号によりモータ１１のロックや過電流を検出した場合や、ＦＥＴ１９乃至２４の異常過熱を検出した場合には、スタンバイモードに移行するように構成しても良い。斯様に構成すれば、モータ１１や駆動回路１８を保護することができると共に、異常状態の発生時における電力消費をも抑制することができる。
【００９６】
昇圧回路としては、コイルやトランスを用いて昇圧チョッパ回路を構成しても良い。
スタンバイモードにおいて制動回路２５によりモータ１１に制動をかける場合は、必ずしもＦＥＴ１９乃至２１を全てオンする必要はなく、ＦＥＴ１９乃至２１の内の何れか１つまたは何れか２つをオンするようにしても良い。また、制動回路２５の出力端子を駆動回路１８の上アーム側のＦＥＴ２２乃至２４のゲートに接続して同様に制御を行っても良い。更に、ＦＥＴ１９乃至２４の内の何れか２つをオンするようにしても良い。但し、同一相の上下アームのＦＥＴを同時にオンするパターンを除くことは言うまでもない。
制動回路２５または６８は、必要に応じて設ければ良い。
モータ１１の容量が小さい場合には、駆動回路１８に対しても電源供給回路１３を介して駆動用電源ＶBLを供給するようにしても良い。
モータ１１は、Δ結線に限ることなく、Ｙ結線であっても良い。
また、負荷は、モータ１１に限ることはない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例におけるスタンバイ回路の詳細な電気的構成を示す図
【図２】駆動制御回路のより詳細な電気的構成を示す図
【図３】電源供給回路の詳細な電気的構成を示す図
【図４】全体の電気的構成を示す機能ブロック図
【図５】駆動指令信号のパルスデューティ比とモータの回転数との関係を示す図
【図６】駆動指令信号とスタンバイ回路の各部の信号波形を示す図
【図７】制御回路に内蔵されているゲート駆動回路の一構成例を一部のみ示す図
【図８】本発明の第２実施例における電圧降下補償回路の電気的構成を示す図
【図９】電圧降下補償回路の各部の信号波形を示す図
【図１０】本発明の第３実施例を示す図４相当図
【図１１】本発明の第４実施例を示す図４相当図
【図１２】本発明の第５実施例を示す図４相当図
【図１３】ゲート駆動回路の他の構成例を示す図
【図１４】従来技術を示す図４相当図（その１）
【図１５】従来技術を示す図４相当図（その２）
【符号の説明】
１１はモータ（負荷）、１２はファン、１３は駆動制御回路、１４は電源供給回路、１５はバッテリ（主電源）、１６はスタンバイ回路（モード切替え手段）、１８は駆動回路、１９乃至２４はパワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、２５は制動回路（制動手段）、２７は第１コンパレータ、２８は充放電切替え回路、２９は充電回路、３０は放電回路、３２はコンデンサ、３３は第２コンパレータ、３８及び３９はトランジスタ（スイッチング素子）、４１は電圧降下補償回路、４２は昇圧回路、６１及び６２はスタンバイ回路（モード切替え手段）、６３はセンサ（負荷駆動状態検出手段）、６８は制動回路（制動手段）、７０はスタンバイ回路（モード切替え手段）、１００は電源生成回路を示す。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a load drive control device including a drive control circuit that performs drive control of a load based on a predetermined drive condition.
[0002]
[Prior art]
For example, in the case of driving control using a blower motor or a cooling fan motor used in an air conditioner (air conditioner) mounted on an automobile as a load, it is desired to suppress unnecessary power consumption during a period in which the motor operation is stopped as much as possible. There is a request.
[0003]
For this reason, conventionally, for example, as shown in FIG. 14, a controller 4 comprising a power supply circuit 1 and a drive control circuit 2 for driving and controlling the motor 3, and a battery 5 for supplying drive power to the controller 4; In order to stop the power supply from the battery 1 to the controller 4 and the motor 3, the relay 6 is turned off when the operation of the air conditioner is stopped.
[0004]
Further, as shown in FIG. 15, the controller 4 inputs the on / off signal of the ignition switch 7 so that the power supply circuit 1 is connected from the battery 5 to the controller 4 on the condition that the ignition switch 7 is turned on. Some are configured to supply power to the motor 3.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the system shown in FIG. 14, a relatively large current flows through the relay 6 when the relay 6 is closed (ON), so that a large relay that can withstand the current is required, resulting in an increase in cost. Further, in the method shown in FIG. 15, it is necessary to provide a terminal (port) for inputting the signal of the ignition switch 7 to the controller 4 independently, which also increases the cost.
[0006]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a load drive control device capable of reducing unnecessary power consumption while suppressing an increase in cost as much as possible.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
According to the load drive control device of claim 1, the mode switching means controls the supply of drive power from the power supply circuit to the drive control circuit based on a control signal for performing drive control of the load. Switch between normal mode and standby mode to reduce power consumption. Therefore, unlike the conventional case, switching between the normal mode and the standby mode can be performed without using a large relay or giving an ignition switch ON / OFF signal to the drive control circuit. Unnecessary power consumption can be reduced.
[0008]
According to the load drive control device of the second aspect, the mode switching means controls the supply of drive power from the power supply circuit to the drive control circuit based on a control signal for performing drive control of the load. To switch between the normal mode and the standby mode in which the power supply is stopped. Therefore, similarly to the first aspect, unlike the conventional case, it is possible to switch between the normal mode and the standby mode without using a large relay, or without giving an ON / OFF signal of the ignition switch to the drive control circuit. It is possible to suppress an increase in cost and reduce unnecessary power consumption.
[0009]
Claim 1 or 2 According to the described load drive control device, the mode switching means switches the charge / discharge of the capacitor according to the level of the control signal by the charge / discharge switching circuit, and switches between the normal mode and the standby mode based on the terminal voltage of the capacitor. Switch over. For example, when the control signal is a signal that specifies the drive condition of the load according to the signal level, the charge / discharge switching circuit charges the capacitor when the signal level exceeds the reference voltage, and discharges the capacitor when the signal level falls below the reference voltage. Set to
[0010]
Then, when the capacitor terminal voltage falls below a certain level, it is set to shift from the normal mode to the standby mode, so that the specific load drive condition indicated by the control signal is shifted to the standby mode as the mode switching threshold. By doing so, power consumption can be reduced. Further, by performing mode switching based on the terminal voltage of the capacitor, even if external noise is applied, the level can be smoothed to eliminate the influence, and the switching operation can be performed reliably.
[0011]
Claim 1 or 2 According to the described load drive control device, when the control signal is a signal that changes the duty ratio of the pulse signal according to the drive condition of the load, the ratio of the charge / discharge current between the charge and discharge circuits is switched between modes. Since it is set in advance to be substantially equal to the duty ratio corresponding to the threshold value, for example, when the duty ratio of the control signal matches the value corresponding to the threshold value, the terminal voltage of the capacitor Is substantially constant.
[0012]
And, for example, if the switching of the charge / discharge switching circuit is set so as to decrease the terminal voltage of the capacitor when the duty ratio of the control signal falls below the value corresponding to the threshold value, as in claim 3, It is possible to shift to the standby mode using the specific load driving condition specified by the control signal as the threshold value.
[0013]
Claim 3 According to the described load drive control device, the duty ratio corresponding to the mode switching threshold is set to be smaller than the duty ratio corresponding to the load drive start condition, so that, for example, the load drive start condition is satisfied. By shifting from the standby mode to the normal mode before, the load can be quickly started.
[0014]
Claim 4 According to the load drive control device described above, when the control signal is a signal that changes the frequency of the pulse signal in accordance with the drive condition of the load, the mode switching means is usually in accordance with the level of the frequency of the pulse signal. Mode and standby mode are switched. 1 or 2 The same effect can be obtained.
[0015]
Claim 5 According to the described load drive control device, when the control signal is a serial signal whose level changes digitally according to the drive condition of the load, the mode switching means converts the serial signal into a parallel signal. And switching between the normal mode and the standby mode based on the data value of the parallel signal. 1 or 2 The same effect can be obtained.
[0016]
Claim 6 According to the described load drive control device, the mode switching means changes the transition timing between the normal mode and the standby mode in accordance with the change in the main power supply voltage. For example, the power supply circuit uses the battery as the main power supply for driving. When supplying power, if the main power supply voltage drops to some extent depending on the battery usage status, the transition timing from standby mode to normal mode will be delayed, and transition from normal mode to standby mode will be delayed. By making the timing faster, the power consumption of the battery can be suppressed and the usable time can be prolonged.
[0017]
Claim 7 According to the described load drive control device, the mode switching means shifts from the normal mode to the standby mode upon detecting that the drive of the load has shifted to the stop state by the control signal output by the load drive state detection means. When the driving of the load is substantially stopped, it is possible to shift to the standby mode at an appropriate timing.
[0018]
Claim 8 According to the described load drive control device, the mode switching means shifts from the normal mode to the standby mode even when it is detected by the control signal that the drive of the load is in an abnormal state. Therefore, for example, when the load is a motor, if an abnormality such as an overcurrent flowing in the motor or the motor locking occurs, the standby mode is entered and power supply to the drive control circuit is stopped. Thus, the load can be protected and the power consumption can be reduced.
[0019]
Claim 9 According to the described load drive control device, the control state detection means detects the control state of the drive control circuit and outputs a control signal based on the control state. The mode switching means shifts from the normal mode to the standby mode when detecting that the control of the drive control circuit is in an abnormal state by the control signal. Therefore, for example, when the elements constituting the drive control circuit become overheated, the drive control circuit is protected and power consumption is reduced by shifting to the standby mode and stopping the power supply to the drive control circuit. Can do.
[0020]
Claim 1 0 According to the load drive control device described above, the voltage drop compensation circuit is configured such that the voltage of the driving power supply by the plurality of switching elements constituting the power supply circuit is based on the boosted output of the boosting circuit that performs the boosting operation of the driving power supply voltage Since the influence of the drop is compensated, the drive power supply voltage can be supplied to the drive control circuit in a state where the drive power supply voltage is kept higher, and the power supply use efficiency can be improved.
[0021]
Claim 1 1 According to the described load drive control device, the power supply generation circuit boosts the drive power supply voltage supplied from the power supply circuit by the booster circuit, and uses the boosted output to generate the drive power supply to the drive control circuit. The power supply for driving having a sufficient voltage level can be supplied, and 9 Similarly to the above, the use efficiency of the power source can be improved.
[0022]
Claim 1 2 According to the described load drive control device, the power supply generation circuit starts the operation of the booster circuit when the mode switching unit shifts from the standby mode to the normal mode. It will only operate and can reduce power consumption.
[0023]
Claim 1 3 According to the load drive control device described above, the braking means turns on one or more of the plurality of switching elements constituting the drive circuit when the braking means is in the state of transition to the standby mode by the mode switching means. To brake the load. Therefore, when the load is, for example, a fan motor that rotates the fan, the fan motor may be rotated by an external force such as wind even if the fan motor is not driven and controlled by the drive control circuit. is assumed. Even in such a case, the rotation can be stopped by braking the fan motor by the braking means, and generation of unnecessary electromotive force and noise can be prevented.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
A first embodiment in which the present invention is applied to a blower motor of an air conditioner (car air conditioner) mounted on an automobile will be described below with reference to FIGS. FIG. 4 is a functional block diagram showing an electrical configuration. In FIG. 4, for example, a car air conditioner fan 12 is attached to a rotating shaft of a motor (load) 11 formed of a brushless motor. The fan 12 is disposed inside the front of the automobile, and is driven to rotate by the motor 11 to blow air cooled by, for example, an evaporator (not shown) into the vehicle interior.
[0025]
The motor 11 is driven and controlled by a drive control circuit 13. The drive control circuit 13 is supplied with a drive power supply VBL from the power supply circuit 14 with the vehicle battery 15 (Batt) as the main power supply VB. The power supply circuit 14 is directly connected to the battery 15 without using a switch such as a relay. A drive command signal (control signal) for designating the rotation speed of the motor 11 is externally supplied to the drive control circuit 13 and the standby circuit (mode switching means) 16.
[0026]
The standby circuit 16 outputs a mode switching signal to the power supply circuit 14 in accordance with the drive command value of the motor 11 indicated by the given drive command signal. In response to the mode switching signal, the power supply circuit 14 switches between a normal mode in which the drive power supply VBL is supplied to the drive control circuit 13 and a standby mode in which the supply is stopped to reduce power consumption. It is like that. Here, the standby mode is a mode in which the current supplied from the battery 15 shown in FIG. 4 and consumed by the drive control circuit 13 and the power supply circuit 14 is extremely small compared to the normal mode. The current consumption is 1 mA or less.
[0027]
FIG. 2 shows a more detailed electrical configuration of the drive control circuit 13. In FIG. 2, the drive control circuit 13 includes a control circuit 17 and a drive circuit 18 that are configured with a microcomputer as a center. The drive circuit 18 is composed of an inverter formed by connecting n-channel power MOSFETs (switching elements, hereinafter simply referred to as FETs) 19 to 24 in a three-phase bridge connection. In addition, a free wheel diode (not shown) is connected (or integrally configured as an element) between the source and drain of each of the FETs 19 to 24.
[0028]
The positive bus 18a of the drive circuit 18 is directly connected to the battery 15 (Batt). The power supply terminal of the control circuit 17 is connected to the power supply terminal of the power supply circuit 14, and the negative bus 18b of the drive circuit 18 is connected to the ground. The control circuit 17 incorporates a control power supply circuit (not shown), and generates a control power supply of about 5 V, for example, from a drive power supply VBL of about 14 V supplied from the power supply circuit 14. The internal circuit is supplied.
[0029]
In the motor 11, three-phase stator coils 11u, 11v and 11w are Δ-connected, and an output terminal 18u of the drive circuit 18 is connected to a common connection point of the coils 11u and 11v, 11v and 11w, 11w and 11u. , 18v and 18w are connected to each other. The output terminals of the braking circuit (braking means) 25 are connected to the gates of the FETs 22 to 24 constituting the negative arm of the driving circuit 18. A main power source VB is directly supplied from the battery 15 to the braking circuit 25.
[0030]
The brake circuit 25 drives the gates of the FETs 22 to 24 in place of the gate drive circuit built in the control circuit 17 when the mode switching signal given by the standby circuit 16 indicates the standby mode. . In the normal mode, the output terminal of the braking circuit 25 is configured to be in a high impedance state.
[0031]
FIG. 1 shows the electrical configuration of the standby circuit 16 in more detail. In FIG. 1, a battery 15 is connected to an I0 / VREF generation circuit 26 of a standby circuit 16. The I0 / VREF generation circuit 26 generates a constant current I0 and a reference voltage VREF from a power supply supplied from the battery 15 and supplies it to each part of the standby circuit 16 as appropriate.
[0032]
The reference voltage VREF output from the I0 / VREF generation circuit 26 is applied to the non-inverting input terminal of the first comparator 27, and a driving command signal is applied to the inverting input terminal of the first comparator 27 from the outside. It has become. The output terminal of the first comparator 27 is given to the charge / discharge switching circuit 28 as a switching control signal.
[0033]
Here, the drive command signal is a signal that designates the rotation speed of the motor 11 by, for example, a low level duty ratio of a pulse signal (see FIG. 5), and the drive control circuit 13 has a duty ratio of 20% (drive start condition). If it becomes above, the drive of the motor 11 will be started and rotation speed control will be performed.
[0034]
The charge / discharge switching circuit 28 includes a charging circuit 29, a discharging circuit 30, and a switching control circuit 31. In accordance with the switching control signal output by the first comparator 27, the switching control circuit 31 represented by the symbol of the switching switch is connected to the other end (output terminal 31a) of the capacitor 32 whose one end is connected to the ground. Switching is performed so as to connect to one end (input terminal 31b or 31c) of the charging circuit 29 or the discharging circuit 30. The switching control circuit 31 is actually composed of a transistor or the like.
[0035]
The other ends of the charging and discharging circuits 29 and 30 are connected to the battery 15 and the ground, respectively, and the ratio of the charging / discharging current to the capacitor 32 is a threshold value for switching between the normal mode and the standby mode described above. It is set in advance so as to be substantially equal to the duty ratio of the drive command signal corresponding to (mode switching threshold).
[0036]
For example, when the duty ratio of the drive command signal corresponding to the mode switching threshold is 5%, when the charging circuit 29 is connected to the capacitor 32 via the switching control circuit 31 (31b → 31a), the capacitor 32 When the discharge circuit 30 is connected to the capacitor 32 via the switching control circuit 31 (31c → 31a), the electric charge charged in the capacitor 32 is grounded. The current value for discharging is set to 10 μA. That is, the ratio of charge / discharge current (discharge current value / (charge current value + discharge current value)) = 10 / (190 + 10) = 5%.
[0037]
The output terminal 31a of the switching control circuit 31 is connected to the inverting input terminal of the second comparator 33. The non-inverting input terminal of the second comparator 33 is supplied with the reference voltage VREF output from the I0 / VREF generating circuit 26. It has been. The output terminal of the second comparator 33 is connected to the control signal terminal of the power supply circuit 14 represented by the symbol of the on / off switch via the inverter 34, and a mode switching signal is sent to the power supply circuit 14. To give. As described above, the power supply circuit 14 switches between the normal mode for supplying the drive power supply VBL from the battery 15 to the drive control circuit 13 and the standby mode for stopping the supply in response to the mode switching signal. Is.
[0038]
FIG. 3 shows a detailed electrical configuration of the power supply circuit 14. The npn transistor 34a constitutes the inverter 34, and receives the output signal of the second comparator 33 at the base via a resistor. The collector of the transistor 34a is connected to the collector of a pnp-type transistor 26a which forms part of the I0 / VREF generation circuit 26 and supplies a constant current I0, and is supplied with a constant current I0. It is connected to the base of an npn transistor 35 via a resistor (not necessarily required). The emitter of the transistor 34a is connected to the ground (GND).
[0039]
The collector of the transistor 35 is connected to the battery 15 (Batt) via a series circuit of resistors 36 a and 36 b and is also connected to the collector of the transistor 37. The emitter of the transistor 35 is connected to the ground via a resistor and is connected to the base of an npn transistor 37. The emitter of the transistor 37 is connected to the ground.
[0040]
The common connection point of the resistors 36 a and 36 b is connected to the base of a pnp transistor 38 whose emitter is connected to the battery 15. The collector of the transistor 38 is connected to the base of an npn transistor 39 and to the emitter of the transistor 39 via a resistor. The collector of the transistor 39 is connected to the battery 15, and the emitter of the transistor 39 supplies the drive power supply VBL to the drive control circuit 13.
[0041]
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG. For example, as shown in section A of FIG. 6, the drive command signal is not output as an initial state (low level duty ratio 0%), the rotation of the motor 11 is stopped, and the level of the mode switching signal is low. It has become. Therefore, the power supply circuit 14 stops supplying the driving power VBL from the battery 15 and is in the standby mode (see FIG. 6C).
[0042]
From this state, it is assumed that the operation of the car air conditioner is started, a predetermined amount of air blown by the fan 12 is requested, and the rotation speed of the motor 11 is designated by a drive command signal having a duty ratio of about 60% (FIG. 6, section B). . And second 1 comparator 27 If the level of the drive command signal is lower than the reference voltage VREF (3.75 V) Yes When the level is higher than the reference voltage VREF Low A switching control signal that becomes a level is output to the switching control circuit 31.
[0043]
The switching control circuit 31 connects the capacitor 32 to the charging circuit 29 and the discharging circuit 30 according to the low and high levels of the switching control signal. Then, as shown in FIG. 6 (b), the capacitor 32 receives the switching control signal. Yes In the case of the level, it is charged with a current of 190 μA, and the switching control signal is Low In the case of the level, the charged charge is discharged with a current of 10 μA.
[0044]
Here, if the duty ratio of the drive command signal is 5%,
(Charge current value) x (Charge time: Low level period)
= (Discharge current value) x (Discharge time: High level period)
Therefore, the terminal voltage of the capacitor 32 does not change from the initial value. When the duty ratio of the drive command signal exceeds 5%, the above formula (left side)> (right side), the charge charge amount exceeds the discharge charge amount, and the terminal voltage of the capacitor 32 increases from the initial value. To do. In this case, the smaller the duty ratio (that is, the lower the rotational speed command for the motor 11), the slower the transition from “standby → normal”, and the larger the duty ratio (that is, the higher the rotational speed command for the motor 11). The transition from standby to normal is faster.
[0045]
Therefore, as shown in FIG. 6B, when the terminal voltage of the capacitor 32 rises from 0 V and exceeds the reference voltage VREF, the second comparator 33 sets the output signal to a low level. Then, the transistor 34a constituting the inverter 34 is turned off, the constant current I0 is supplied to the transistor 35 of the power supply circuit 14 via the transistor 26a, the base current flows, and the transistor 35 is turned on.
[0046]
When the transistor 35 is turned on, the base current is also supplied to the transistor 37, and the transistor 37 is also turned on. Then, the base current also flows in the transistor 38, and the transistor 38 is similarly turned on, so that the power supply circuit 14 supplies the drive power supply VBL from the battery 15 to the drive control circuit 13, and the standby mode To normal mode (FIG. 6, section B → C).
[0047]
On the other hand, when the operation of the car air conditioner is stopped from the state in the normal mode and the duty ratio of the drive command signal falls below 5%, the capacitor 32 is discharged through the discharge circuit 30 and the terminal voltage thereof is the second comparator 33. And the second comparator 33 sets the switching control signal to a low level. Then, the power supply circuit 14 shifts from the normal mode to the standby mode, and stops the supply of the drive power supply VBL to the drive control circuit 13 (FIG. 6, section D → E).
[0048]
In addition, once the mode is shifted to the normal mode, the reference voltage VREF given by the I0 / VREF generation circuit 26 is slightly reduced in order to provide hysteresis when shifting from the state to the standby mode (FIG. 6). (See (b) and (c)). Therefore, as shown in the section D, even if the duty ratio of the drive command signal is suddenly set to 0%, it does not immediately shift from “normal to standby”.
[0049]
Next, the operation centering on the drive control circuit 13 and the braking circuit 25 will be described. The control circuit 17 of the drive control circuit 13 detects the rotational position of the rotor of the motor 11 using a position sensor (not shown) or the like when the driving power is supplied in the normal mode and the fan 12 is rotated via the motor 11. The motor 11 is driven by giving gate signals having a phase difference of, for example, 120 degrees for each phase to the gates of the FETs 19 to 24 constituting the drive circuit 18 at an appropriate timing according to the rotational position. The drive timing is based on a known method.
[0050]
Here, FIG. 7 shows only a part of a configuration example of the gate drive circuit 40 built in the control circuit 17. The gate drive circuit 40 is composed of a CMOSFET composed of a p-channel MOSFET 40a and an n-channel MOSFET 40b. The drive power supply VBL supplied from the power supply circuit 14 is supplied to the source of the FET 40a, and the source of the FET 40b is connected to the ground. Has been. The drains of both FETs 40 a and 40 b are connected to the gate of the FET 22.
[0051]
In the normal mode, when a low level control signal is applied to the gates of both FETs 40a and 40b, the FET 40a is turned on and the FET 40b is turned off, so that the gate level is high and the FET 22 is turned on. In this case, since all the FETs constituting the drive circuit 18 are voltage driven, little current is consumed.
[0052]
By the way, in the standby mode, the drive power supply VBL is not supplied to the drive control circuit 13 itself, so the FET 22 cannot be controlled by the gate drive circuit 40. Therefore, the braking circuit 25 indicates that it is in the standby mode than the standby circuit 16. Low When a level mode switching signal is given, the gates of the FETs 22 to 24 are driven to a high level and the FETs 22 to 24 are turned on to connect both ends of the phase windings 11u, 11v and 11w of the motor 11 to the ground. . In this case, the braking circuit 25 may drive the gates of the FETs 22 to 24 continuously during the standby mode, or may drive them intermittently at regular intervals.
[0053]
Thus, in the standby mode, when the braking circuit 25 operates, for example, when the automobile runs, the fan 12 blows wind against the motor 11 that is not given drive torque by the drive control circuit 13. Even when an external force is applied to rotate the motor 11, braking can be applied by connecting both ends of the phase windings 11u, 11v, and 11w to the ground.
[0054]
As described above, according to the present embodiment, the standby circuit 16 causes the capacitor 32 to be switched by the charge / discharge switching circuit 28 when the level of the drive command signal for designating the rotation speed of the motor 11 by the duty ratio of the pulse signal falls below the reference voltage VREF. Is set so that the capacitor 32 is discharged when the reference voltage VREF is exceeded. When the terminal voltage of the capacitor 32 falls below the reference voltage VREF, the power supply circuit 14 stops supplying the drive power supply VBL to the drive control circuit 13. The normal mode is switched to the standby mode.
[0055]
Accordingly, the drive condition (the number of revolutions) of the motor 11 designated by the drive command signal can be determined and the standby mode can be entered. Therefore, unlike the prior art, the supply of the drive power supply VBL to the drive control circuit 13 is stopped. Therefore, it is not necessary to use a relay or use an ignition switch signal, and the power consumption can be reduced without increasing the cost by increasing the number of components and the number of input signals.
[0056]
Since the mode switching is performed by comparing the terminal voltage of the capacitor 32 with the reference voltage VREF, even if external noise is applied to the standby circuit 16, the level is smoothed by the capacitor 32 to eliminate the influence. Therefore, the mode switching operation can be performed reliably.
[0057]
Further, since the ratio of the charging / discharging current between the charging and discharging circuits 29 and 30 is set to be equal to the duty ratio corresponding to the mode switching threshold value of the drive command signal, the load driving is performed by the duty ratio of the pulse signal. By specifying conditions, even when a signal format that is unlikely to malfunction due to the influence of noise or the like as in the present embodiment is adopted, it is possible to determine the threshold value and switch between the normal mode and the standby mode. .
[0058]
Furthermore, according to the present embodiment, the duty ratio corresponding to the mode switching threshold is set to be smaller than the duty ratio corresponding to the drive start condition of the motor 11, so that the standby mode is set before the drive start condition is satisfied. Since the drive power supply VBL can be supplied to the drive control circuit 13 in advance by shifting from the normal mode to the normal mode, the motor 11 can be started quickly when the drive start condition is satisfied.
[0059]
In this embodiment, power supply from the power supply circuit 14 to the drive control circuit 13 is stopped in the standby mode. However, the drive control circuit 13 is directly connected from the standby circuit 16 or via the power supply circuit 14. The operation of a circuit (for example, a constant current circuit) that supplies power, which is built in, may be stopped.
[0060]
(Second embodiment)
8 and 9 show a second embodiment of the present invention. The same parts as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted, and only different parts will be described below. The second embodiment improves the drawbacks of the power supply circuit 14 in the first embodiment. That is, in FIG. 3, when the standby mode is switched to the normal mode and the power supply circuit 14 supplies the drive power supply VBL to the drive control circuit 13, as described above, the power supply VB of the battery 15 is a transistor (switching element). ) The power supply VBL is supplied via 38 and 39.
[0061]
In this case, the voltage of the driving power supply VBL drops from the voltage of the power supply VB of the battery 15 by the collector-emitter voltage VCE of the transistor 38 and the base-emitter voltage VBE of the transistor 39. That is,
VBL = VB-VCE (Tr38) -VBE (Tr39) (1)
As a result, the voltage of the driving power supply VBL is lowered by about 1 V from the voltage of the power supply VB. Therefore, in the second embodiment, a voltage drop compensation circuit 41 for compensating for the voltage drop is added to the power supply circuit 14. Hereinafter, the configuration and operation of the voltage drop compensation circuit 41 will be described.
[0062]
In FIG. 8, the power supply output line of the power supply circuit 14 that supplies the drive power supply VBL is the power supply bus line PL, and the booster circuit 42 that constitutes the main part of the voltage drop compensation circuit 41 is configured as follows. Unless otherwise indicated, the transistors are npn type. The collectors of the two transistors 43a and 43b connected in parallel are connected to the power supply bus line PL through a resistor, and the emitters are connected to the ground. A clock signal for controlling the boosting operation is externally supplied to the bases of the transistors 43a and 43b. The clock signal is supplied from a clock generation circuit supplied with power from the power bus PL.
[0063]
The collectors of the transistors 43a and 43b are connected to the bases of the two transistors 44a and 44b and 45a and 45b connected in parallel through resistors, respectively. The collectors of the transistors 44a and 44b are connected to the output line PDL through a series circuit composed of two resistors, and are connected to the bases of the two transistors 46a and 46b connected in parallel. The emitter of 44b is connected to the ground.
[0064]
The collectors of the transistors 45a and 45b are connected to the emitters of the transistors 46a and 46b through a series circuit including two resistors 47a and 47b, and the bases of the transistors 45a and 45b are connected to the ground through the resistors. Is directly connected to ground.
[0065]
The two transistors 48a and 48b and 49a and 49b connected in parallel are diode-connected, the emitters of the transistors 48a and 48b are connected to the power supply line PL, and the collectors of the transistors 49a and 49b are connected via the capacitor 50. Connected to ground. The collectors of the transistors 48a and 48b are connected to the emitters of the transistors 49a and 49b, and are connected to the common connection point of the resistors 47a and 47b via both terminals 51a and 51b of the capacitor 51.
[0066]
The collectors of the transistors 49a and 49b are connected to the boosted voltage output line PDL and to the collector of the transistor 52. The collector of the transistor 52 is connected to its own base and the collector of the transistor 53 through a resistor. The series circuit of the resistors 54 a and 54 b is connected between the power supply bus line PL and the ground, and the common connection point between them is connected to the base of the transistor 53. The emitters of the transistors 52 and 53 are connected to the ground. The above constitutes the booster circuit 42.
[0067]
The transistors 55 and 56 are configured symmetrically with the transistors 35 and 37, and the base of the transistor 55 is connected to the collector of the transistor 34a via a resistor. The collectors of the transistors 55 and 56 are connected to the output line PDL via a series circuit of resistors 57a and 57b. The emitter of the pnp transistor 58 is connected to the output line PDL, and the base is connected to the common connection point of the resistors 57a and 57b. The emitter of the transistor 58 is connected to the power supply bus PL through a series circuit of resistors 59a and 59b.
[0068]
The common connection point of the resistors 59a and 59b is connected to the bases of two transistors 60a and 60b connected in parallel. The emitters and collectors of the transistors 60a and 60b are connected to the emitter and collector of the transistor 39, respectively. Yes. A voltage drop compensation circuit 41 is configured by adding the above to the booster circuit 42.
[0069]
Next, the operation of the second embodiment will be described with reference to FIG. In the following description, the voltage drop due to resistance is ignored. First, for example, a clock signal of about 35 KHz is applied to the base (1) of the transistors 43a and 43b from the outside (see FIG. 9A), and the transistors 43a and 43b are turned on and off in synchronization with the clock signal. Therefore, the collector potentials of the transistors 43a and 43b are approximately ground level when the clock signal level is high and approximately VBL level when the clock signal level is low (see FIG. 9B).
[0070]
When the collector potential {circle around (2)} of the transistors 43a and 43b is approximately VBL level, the transistors 45a and 45b are turned on, the transistors 44a and 44b are turned on, and the transistors 46a and 46b are turned off. The potential {circle around (3)} is substantially at the ground level. At this time, the terminal voltage VC of the capacitor 51 is approximately VBL level via the transistors 48a and 48b.
VC = VBL-VF (Tr48) -VCE (Tr45) (2)
Is charged.
[0071]
When the potential (2) is substantially ground level, the transistors 45a and 45b are off, the transistors 44a and 44b are off, the transistors 46a and 46b are on, and the potential (3) is substantially VBL level.
Potential (3) = VBL−VCE (Tr46) (3)
(See FIG. 9C).
[0072]
Therefore, the potential (4) of the terminal 51a of the capacitor 51 is approximately VBL level when the potential (3) is approximately ground level.
Potential (4) = VBL−VF (Tr48) −VCE (Tr45) (4)
When the potential {circle around (3)} is approximately VBL level, it is approximately twice the level of VBL by (3) + (4).
Potential (4) = VBL−VCE (Tr46) + VBL−VF (Tr48) −VCE (Tr45) (5)
Since the potential (5) is the potential (4) −VF (Tr49), the approximate voltage is
Potential (5) = 2 (VBL−VF−VCE) (6)
It becomes.
[0073]
Since the capacitor 50 is charged with the potential {circle around (4)}, its terminal voltage {circle over (5)} gradually rises as shown in FIG. 9 (e) assuming that the power source is used in a state where it is less than the supplied power. Finally, it reaches about 2 (VBL-VF-VCE).
[0074]
Thus, when the mode switching signal becomes a low level indicating the transition to the normal mode, the transistors 35 and 55 are simultaneously turned on, so that the voltage drop compensation is performed simultaneously with the transistors 38 and 39 of the power supply circuit 14. The transistor 58 and 60a and 60b of the circuit 41 are turned on.
[0075]
At this time, the transistors 58 and 60a and 60b operate with a voltage 2 (VBL-VF-VCE) sufficiently higher than the supply voltage VBL from the power supply circuit 14, and can operate in the saturation region. . Therefore, finally, the power supply bus line PL, that is, the drive power supply voltage VBL ′ supplied to the drive control circuit 13 is
VBL '= VB-VCE (Tr60) (7)
Therefore, it is possible to compensate for the voltage drop that occurs in the power supply circuit 14.
[0076]
Further, the boost output (potential (5)) obtained from the booster circuit 42 drives the FETs 19 to 21 serving as the high-side switches (upper arms) of the drive circuit 18 shown in FIG. Each is output as a gate signal to the gate.
[0077]
As described above, the voltage drop compensation circuit 41 and the booster circuit 42 are circuits that start to operate when the power supply circuit 14 operates, and the power supply circuit 14 operates to drive the power supply VBL to the power bus PL. Boosting operation is possible only after the voltage is supplied. That is, the boost operation is performed after shifting from the standby mode to the normal mode, and unnecessary power consumption can be suppressed.
[0078]
When the boosted output is supplied from the booster circuit 42 to the output line PDL, the transistors 38 and 39 of the power supply circuit 14 are cut off. That is, the voltage drop compensation circuit 41 generates a drive power supply VBL ′ triggered by the start of the supply of the drive power supply VBL from the power supply circuit 14 and supplies it to the drive control circuit 13. 14 and the voltage drop compensation circuit 41 constitute a power generation circuit 100.
[0079]
On the other hand, when shifting from the normal mode to the standby mode, the transistor 34a is turned on by the mode switching signal, and the transistors 35 and 37 and the transistors 55 and 56 are turned off, whereby the transistors 38 and 39 and the transistors 58, 60a and 60b are turned on. Since it is turned off, the drive power supply VBL ′ cannot be generated, and the power supply to the drive control circuit 13 is stopped.
[0080]
At this time, the clock signal from the clock generation circuit is stopped by the mode switching signal, the transistor 53 is turned off when the potential of the power supply bus line PL is lowered, and the charge stored in the capacitor 50 is turned on when the transistor 53 is turned on. Is discharged.
[0081]
As described above, according to the second embodiment, the power supply voltage VBL supplied from the power supply circuit 14 is provided with the voltage drop compensation circuit 41 in addition to the power supply circuit 14 or as the power generation circuit 100. Since the transistors 58 and 60a and 60b are operated based on the boosted output boosted by the booster circuit 42, the voltage drop generated in the power supply circuit 14 can be compensated, or High drive power supply VBL ′ can be generated and supplied to the drive control circuit 13, and the use efficiency of the battery 15 can be improved.
The transistors 58 and 60a and 60b may be replaced with N-channel MOSFETs.
[0082]
(Third embodiment)
FIG. 10 shows a third embodiment of the present invention. The format of the drive command signal (control signal) in the third embodiment is different from that in which the rotation speed of the motor 11 is specified by the duty ratio of the pulse signal as in the first and second embodiments, and the frequency of the pulse signal. It is designed to change. For example, the rotational speed of the motor 11 is increased as the frequency of the pulse signal increases. The standby circuit (mode switching means) 61 is constituted by a pulse number counter that counts the number of input drive command signal pulses within a predetermined time. Other configurations are the same as those of the first embodiment.
[0083]
According to the third embodiment configured in this manner, the rotational speed command for the motor 11 decreases, and the number of pulse inputs counted by the standby circuit 61 is sufficient to determine that the command is near zero. By setting so as to shift from the normal mode to the standby mode when it is lowered to a certain extent, the same effect as in the first embodiment can be obtained.
[0084]
(Fourth embodiment)
FIG. 11 shows a fourth embodiment of the present invention. Unlike the first to third embodiments described above, the format of the drive command signal (control signal) in the fourth embodiment specifies the number of rotations of the motor 11 with a serial signal having a predetermined number of bits. That is, the number of rotations is specified by a bit string pattern in which the level of the serial signal changes digitally (two values of Hi and Lo). The standby circuit (mode switching means) 70 converts the input serial signal into, for example, 4-bit parallel data. When the data value reaches a predetermined value, the standby circuit (mode switching means) shifts to the normal mode and falls below the predetermined value. Switch to the standby mode.
[0085]
The data converted in parallel by the standby circuit 70 is given to the drive control circuit 13 via the D / A conversion circuit 71. The operation relating to the drive control of the motor 11 after the D / A conversion circuit 71 is the same as in the other embodiments. Also in the fourth embodiment configured as described above, switching between the standby mode and the normal mode can be performed based on the drive command signal.
[0086]
(5th Example)
FIG. 12 shows a fifth embodiment of the present invention. The standby circuit (mode switching means) 62 in the fifth embodiment not only refers to the state of the drive command signal as in the first to third embodiments, but also, for example, a sensor that directly detects the rotational speed of the motor 11 ( Reference is also made to a detection signal (control signal) by a load drive state detection means) 63 (for example, a Hall IC for detecting the rotational position of the rotor).
[0087]
The standby circuit 62 is configured around a counter as in the standby circuit 61 of the third embodiment, for example, and the sensor 63 is rotated with the rotation of the rotor within a predetermined time (for example, every 120 electrical degrees). ) The number of rotations of the motor 11 is directly detected by counting the number of pulses of the detection signal to be output. Other configurations are the same as those of the first embodiment.
[0088]
According to the fifth embodiment configured in this manner, the rotational speed of the motor 11 decreases, and the number of pulse inputs counted by the standby circuit 62 is sufficient to determine that the rotational speed is near zero. The effect similar to that of the third embodiment can be obtained by setting the mode to shift from the normal mode to the standby mode when it is lowered to a certain extent.
[0089]
Note that the control signal in the present invention broadly means a signal used for controlling the drive of the load, and specifically, as described in the above embodiment, the rotational speed of the motor 11. Reflects the driving state or control state of the motor, such as a drive command signal given from the outside to specify the position, a position detection signal of the sensor 63 required when the drive control circuit 13 performs drive control of the motor 11, etc. Signal to be used.
[0090]
The present invention is not limited to the embodiments described above and illustrated in the drawings, and the following modifications or expansions are possible.
When the duty ratio of the drive start condition in the control signal is 20%, the duty ratio of the mode switching threshold is not limited to 5%, and may be set to 3% or 10%, for example. . Further, it may be set to a value exceeding 20%.
Instead of the gate drive circuit 40 formed of CMOSFET, a gate drive circuit 64 formed of a bipolar transistor may be arranged as shown in FIG. The collector of the npn transistor 65 constituting the gate drive circuit 64 is supplied with the drive power supply VBL supplied from the power supply circuit 14 and connected to its own base via a resistor. The base of the transistor 65 is connected to the base of the pnp transistor 66 and the collector of the npn transistor 67.
[0091]
The emitter of the transistor 65 is connected to the emitter of the transistor 66 and the gate of the FET 22. The collector of the transistor 66 and the emitter of the transistor 67 are connected to the ground. The gate of the FET 22 is connected to the collector of a pnp transistor 68 a that constitutes a braking circuit (braking means) 68. The emitter of the transistor 68a is supplied with the power source VB of the battery 15.
[0092]
In the gate driving circuit 64 configured as described above, when a high level signal is applied to the base of the transistor 67, the transistors 67 and 66 are turned on and the transistor 65 is turned off. Therefore, the FET 22 is turned off because the gate is at a low level. When a low level signal is applied to the base of the transistor 67, the transistors 67 and 66 are turned off and the transistor 65 is turned on, so that the FET 22 is turned on with the gate at the high level.
[0093]
In the standby mode, the driving power supply VBL is not supplied to the gate drive circuit 64, so that a low level signal is applied to the base of the transistor 68a by a control unit (not shown) of the brake circuit 68 (for example, about 10 μA). The gates of the FETs 22 to 24 are driven to a high level to turn on the FETs 22 to 24. In this case, like the braking circuit 25, the gates of the FETs 22 to 24 may be driven continuously during the standby mode, or may be driven intermittently at regular intervals. Even when the gate drive circuit 64 and the brake circuit 68 are configured as described above, the same effects as those of the first embodiment can be obtained.
[0094]
The drive command signal is not limited to a signal that specifies the rotation speed of the motor 11 by changing the duty ratio of the pulse signal, but may be a signal that specifies the signal by changing the signal level. Even when such a drive command signal is given from the outside, the standby circuit 16 in the first embodiment can be applied as it is by appropriately adjusting the level of the reference voltage VREF.
For example, when the signal level of the drive command signal exceeds the mode switching threshold given by the reference voltage VREF, the capacitor 32 is continuously charged by the output signal of the first comparator 27 and its terminal voltage rises. Thus, the mode switch signal is output from the second comparator 33 so as to shift from “standby → normal”. Conversely, when the signal level of the drive command signal falls below the mode switching threshold value, the capacitor 32 is continuously discharged, so that the mode voltage is switched so that the terminal voltage decreases and transitions from “normal to standby”. A signal is output.
[0095]
Further, by referring to the terminal voltage VB of the battery 15 as the mode switching means, when the terminal voltage VB decreases to some extent according to the usage state of the battery 15, the transition timing from “standby → normal” is delayed. In addition, it is preferable to adjust the level of the reference voltage VREF so that the transition timing from “normal to standby” becomes faster. If comprised in this way, the power consumption of the battery 15 can be suppressed and the time which can be used can be prolonged.
The switching elements constituting the drive circuit are not limited to the FETs 19 to 24, and may be bipolar transistors or IGBTs. However, the braking circuit 25 is not limited to this.
The load drive state detection means may be, for example, a current detector that detects a motor current in order to detect a drive state such as lock or overcurrent of the motor 11, and the current detection signal is used as a control signal. It is also good. Further, as the control state detection means, a temperature sensor that detects the temperature of the FETs 19 to 24 of the drive circuit 18 may be used. The mode switching means is configured to shift to the standby mode when the lock or overcurrent of the motor 11 is detected by the control signal in the normal mode, or when abnormal overheating of the FETs 19 to 24 is detected. Also good. If comprised in this way, while being able to protect the motor 11 and the drive circuit 18, the power consumption at the time of generation | occurrence | production of an abnormal state can also be suppressed.
[0096]
As the booster circuit, a booster chopper circuit may be configured using a coil or a transformer.
When braking the motor 11 by the braking circuit 25 in the standby mode, it is not always necessary to turn on all of the FETs 19 to 21, and any one or two of the FETs 19 to 21 may be turned on. good. Alternatively, the output terminal of the braking circuit 25 may be connected to the gates of the FETs 22 to 24 on the upper arm side of the driving circuit 18 to perform the same control. Further, any two of the FETs 19 to 24 may be turned on. However, it goes without saying that the pattern of simultaneously turning on the FETs of the upper and lower arms of the same phase is excluded.
The braking circuit 25 or 68 may be provided as necessary.
When the capacity of the motor 11 is small, the drive power supply VBL may be supplied also to the drive circuit 18 via the power supply circuit 13.
The motor 11 is not limited to the Δ connection, but may be a Y connection.
Further, the load is not limited to the motor 11.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a detailed electrical configuration of a standby circuit in a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a more detailed electrical configuration of a drive control circuit.
FIG. 3 is a diagram showing a detailed electrical configuration of a power supply circuit.
FIG. 4 is a functional block diagram showing the overall electrical configuration.
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the pulse duty ratio of the drive command signal and the motor speed
FIG. 6 is a diagram illustrating a signal waveform of each part of a drive command signal and a standby circuit.
FIG. 7 is a diagram showing only a part of a configuration example of a gate driving circuit built in a control circuit;
FIG. 8 is a diagram showing an electrical configuration of a voltage drop compensation circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing signal waveforms at various parts of the voltage drop compensation circuit;
10 is a view corresponding to FIG. 4 showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a view corresponding to FIG. 4 showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a view corresponding to FIG. 4 showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a diagram showing another configuration example of the gate drive circuit.
FIG. 14 is a view corresponding to FIG.
FIG. 15 is a view corresponding to FIG.
[Explanation of symbols]
11 is a motor (load), 12 is a fan, 13 is a drive control circuit, 14 is a power supply circuit, 15 is a battery (main power supply), 16 is a standby circuit (mode switching means), 18 is a drive circuit, and 19 to 24 are Power MOSFET (switching element), 25 is a braking circuit (braking means), 27 is a first comparator, 28 is a charge / discharge switching circuit, 29 is a charging circuit, 30 is a discharging circuit, 32 is a capacitor, 33 is a second comparator, 38 And 39 are transistors (switching elements), 41 is a voltage drop compensation circuit, 42 is a booster circuit, 61 and 62 are standby circuits (mode switching means), 63 is a sensor (load drive state detection means), and 68 is a braking circuit (braking). Means), 70 is a standby circuit (mode switching means), and 100 is a power generation circuit.

Claims

A drive control circuit that performs load drive control based on predetermined drive conditions;
A power supply circuit for supplying driving power to the drive control circuit;
Mode switching means for switching between a normal mode and a standby mode for reducing power consumption by controlling the supply of drive power by the power supply circuit based on a control signal for performing drive control of the load; equipped with a,
The mode switching means includes a charge / discharge switching circuit that switches charging / discharging of the capacitor according to the level of the control signal,
Switching between the normal mode and the standby mode based on the terminal voltage of the capacitor,
The control signal is a signal whose duty ratio of the pulse signal changes according to the driving condition of the load,
The mode switching means includes a charging circuit and a discharging circuit that charge and discharge the capacitor by switching the connection to the capacitor by the charge / discharge switching circuit,
In the charging and discharging circuit, a ratio of charging current and discharging current between the both is substantially equal to a duty ratio of the pulse signal corresponding to a mode switching threshold value for switching between the normal mode and the standby mode. The load drive control device is preset so as to become .

A drive control circuit that performs load drive control based on predetermined drive conditions;
A power supply circuit for supplying driving power to the drive control circuit;
A mode for switching between a normal mode and a standby mode in which the supply of drive power is stopped by controlling the supply of drive power by the power supply circuit based on a control signal for performing drive control of the load Switching means ,
The mode switching means includes a charge / discharge switching circuit that switches charging / discharging of the capacitor according to the level of the control signal,
Switching between the normal mode and the standby mode based on the terminal voltage of the capacitor,
The control signal is a signal whose duty ratio of the pulse signal changes according to the driving condition of the load,
The mode switching means includes a charging circuit and a discharging circuit that charge and discharge the capacitor by switching the connection to the capacitor by the charge / discharge switching circuit,
In the charging and discharging circuit, a ratio of charging current and discharging current between the both is substantially equal to a duty ratio of the pulse signal corresponding to a mode switching threshold value for switching between the normal mode and the standby mode. The load drive control device is preset so as to become .

3. The load drive control device according to claim 1, wherein a duty ratio corresponding to the mode switching threshold is set smaller than a duty ratio corresponding to a drive start condition of the load.

A drive control circuit that performs load drive control based on predetermined drive conditions;
A power supply circuit for supplying driving power to the drive control circuit;
A mode for switching between a normal mode and a standby mode in which the supply of drive power is stopped by controlling the supply of drive power by the power supply circuit based on a control signal for performing drive control of the load Switching means,
The control signal is a signal whose frequency of the pulse signal changes according to the driving condition of the load,
It said mode switching means, the detected frequency of the pulse signal, the load drive control apparatus, characterized in that for switching between the normal mode and the standby mode according to the level of the frequency in the detection.

A drive control circuit that performs load drive control based on predetermined drive conditions;
A power supply circuit for supplying driving power to the drive control circuit;
A mode for switching between a normal mode and a standby mode in which the supply of drive power is stopped by controlling the supply of drive power by the power supply circuit based on a control signal for performing drive control of the load Switching means,
The control signal is a serial signal whose level changes digitally according to the driving condition of the load,
The load switching control device, wherein the mode switching means converts the serial signal into a parallel signal and switches between the normal mode and the standby mode based on the data value of the parallel signal.

The power supply circuit is configured to supply the driving power based on power supplied from a main power supply,
The mode switching means is configured to change a transition timing between the normal mode and the standby mode according to a change in the main power supply voltage by referring to the main power supply voltage. The load drive control device according to any one of claims 1 to 5 .

Load driving state detecting means for detecting the driving state of the load and outputting the control signal based on the driving state;
The mode switching means detects that the driving of the load by the control signal is shifted to the stopped state, to any one of claims 1 to 6, characterized in that the transition to the standby mode from the normal mode The load drive control device described.

8. The load according to claim 7 , wherein the mode switching means shifts from the normal mode to the standby mode even when it is detected by the control signal that the driving of the load is in an abnormal state. Drive control device.

Control state detection means for detecting a control state of the drive control circuit and outputting the control signal based on the control state,
The mode switching means detects that the control of the drive control circuit by the control signal is abnormal state, one from the normal mode of Claims 1 to 8, characterized in that the transition to the standby mode The load drive control device according to claim 1.

The power supply circuit is configured to perform supply control of the driving power using a plurality of switching elements,
A booster circuit that performs a boosting operation of the driving power supply voltage;
2. A voltage drop compensation circuit configured to compensate an influence of a voltage drop of the driving power source by the plurality of switching elements based on a boost output of the boost circuit. The load drive control apparatus in any one of thru | or 9 .

A boosting circuit that performs a boosting operation of the driving power supply voltage supplied from the power supply circuit;
Load drive control apparatus according to any one of claims 1 to 10, characterized in that the drive power generated utilizing the boosted output of the booster circuit with a power generation circuit for supplying to said drive control circuit.

The power generating circuit, the load drive control apparatus according to claim 1 1, wherein the starting the operation of the boosting circuit when a transition from the standby mode to the normal mode by the mode switching means.

The drive control circuit includes a drive circuit configured by a plurality of bridge-connected switching elements to drive the load,
When the mode is switched to the standby mode by the mode switching unit, the load is braked by turning on one or more of the plurality of switching elements constituting the drive circuit. load drive control apparatus according to any one of claims 1 to 1 2, characterized in that it comprises a braking means configured.