JP3917305B2 - モータ駆動回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、たとえば複写機のドラム駆動モータやレーザビームプリンタのメインモータに要求される極低速回転域（例えば、５０から１００ｒｐｍ）における高出力、高効率、低回転ムラ等のモータ特性をダイレクト駆動方式において実現するための電流制御形モータ駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、複写機のドラム駆動モータやレーザビームプリンタのメインモータはＨブリッジを用いてＰＷＭ(Pulse Width Modulation ）制御されるのが一般的である。このＨブリッジ構成のモータ駆動回路では、ＰＷＭ制御する場合Ｈブリッジのスイッチングモードとして、ソース側あるいはシンク側のどちらか一方のみをスイッチングする方式を採用している。この方式において図１４に実線で示すような正弦波電流制御（電流指令値に正弦波情報を与え、モータコイル電流を検出しながら忠実な正弦波とする制御）を行おうとすると、図中に破線で示すような電流の立下がりが遅れる現象が発生し、通電方向が切り替わる際に急激に電流が低下する。このように電流の向きが切り替わるゼロクロス近傍でのモータコイル電流の急激な変化は回転ムラを悪化させる要因として無視できない。その上、電流切替え（転流）時にモータコイル電流が正弦波指令値を外れるため指令値に忠実な電流波形が得られない。これは、図１５に示すように、ソース側（ａ）／シンク側（ｂ）のいずれか一方のみをスイッチングした場合、いずれの場合もスイッチングＯＦＦの回生時にフライホイールダイオードＤ２を経由して独立した閉ループ内で逆起電力による回生電流ｉが流れるが、このときモータコイル７の電圧ＶはダイオードＤ２の順方向電圧とＦＥＴ飽和電圧（ソース側スイッチング（ａ）の場合はさらにシャント抵抗器Ｒｓの電圧降下分が加わる）でクランプされるため回生電流ｉの減少が緩やか（遅れる）になるためである。なお、図１５（ａ）、（ｂ）に示す回路において、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４はＦＥＴである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来のＨブリッジ構成の電流検出回路は図１６に示すようなものであり、図においてソース側とシンク側とを同時にスイッチングすると、力行時はモータコイル電流のすべてがシャント抵抗器Ｒｓを流れるので問題は生じないが、回生時（スイッチングＯＦＦの瞬間）には図に示すような２つの経路▲１▼、▲２▼で逆起電力による回生電流ｉが流れる。経路▲１▼の場合は、実際はモータコイル７に回生電流ｉが流れているが電流検出回路は流れていないと判断（経路▲１▼はシャント抵抗器Ｒｓを流れないため）し、経路▲２▼の場合は実際はモータコイルには通電がＯＦＦされる直前と同じ方向に回生電流ｉが流れているが、電流検出回路は逆方向に流れていると判断（経路▲２▼ではシャント抵抗器に流れる電流の向きが力行時と回生時では逆向となるため）するため、この電流検出方式ではモータコイル電流を正確に検出することができないという問題がある。
【０００４】
さらに、回生時はスイッチングＯＦＦ時であるため制御不能時間帯（領域）であり、現実には図１６の電流検出回路ではＰＷＭのスイッチング波形がそのまま現れ（重畳し）、その結果モータコイルの電流制御に悪影響を及ぼすという問題もある。
【０００５】
このように従来の電流検出方式では、Ｈブリッジのスイッチ素子駆動論理回路の駆動モードとシャント抵抗器を用いた電流検出方法の両方に大きな問題があり、モータコイル電流を高速且つ忠実に検出できないという問題があり、その結果、モータコイル電流を正弦波電流指令値に忠実に制御できないという欠点があった。
【０００６】
本発明は上記の点にかんがみてなされたもので、その目的は、従来の電流検出方式の欠点である電流指令値に対するモータコイル電流の立下がりの遅れを解消し、かつ電流検出波形に重畳されるスイッチングノイズを除去して忠実なモータコイル電流を検出できる電流検出回路を提供するとともに、この電流検出回路を用いることにより電流指令値に忠実なモータコイル電流を制御することが可能な電流制御形モータ駆動回路を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の目的を達成するために、請求項１では、（ａ）フライホイールダイオードとスイッチ素子で構成され、モータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、（ｂ）該Ｈブリッジ回路に接続され、複数個のシャント抵抗器を有し、該シャント抵抗器に生じる電圧降下に基づいてモータコイル電流値を算出する電流検出回路とを有し、前記Ｈブリッジ回路のスイッチ素子をＰＷＭ駆動して前記モータコイルの電流を制御するモータ駆動回路において、前記電流検出回路がモータ力行時および回生時の各々の電流ルートにそれぞれ独立に挿入され、力行電流検出用シャント抵抗器は回生電流が流入しないように回生電流阻止用ダイオードと直列に接続され、回生電流検出用シャント抵抗器は力行電流が流入しないように力行電流阻止用ダイオードと直列に接続され、前記電流検出回路のシャント抵抗器はすべて前記Ｈブリッジ回路のローサイド側に設けたものであって、前記Ｈブリッジ回路のシンク側スイッチ素子とグランドとの間に前記力行電流検出用シャント抵抗器を挿入し、前記モータコイルの接続点と前記シンク側スイッチ素子との間とグランドとの間に前記回生電流検出用シャント抵抗器を挿入し、モータコイルを励磁する際、前記Ｈブリッジ回路の対角に配置された一対のソース側スイッチ素子およびシンク側スイッチ素子の両方を同時にスイッチングするように構成した。
電流検出用のシャント抵抗器はすべてＨブリッジ回路のローサイド側に挿入されるため、グランド基準で電流値が検出できる利点がある。
【０００８】
請求項２では、（ａ）フライホイールダイオードとスイッチ素子で構成され、モータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、（ｂ）該Ｈブリッジ回路に接続され、複数個のシャント抵抗器を有し、該シャント抵抗器に生じる電圧降下に基づいてモータコイル電流値を算出する電流検出回路とを有し、前記Ｈブリッジ回路のスイッチ素子をＰＷＭ駆動して前記モータコイルの電流を制御するモータ駆動回路において、前記電流検出回路がモータ力行時および回生時の各々の電流ルートにそれぞれ独立に挿入され、力行電流検出用シャント抵抗器は回生電流が流入しないように回生電流阻止用ダイオードと直列に接続され、回生電流検出用シャント抵抗器は力行電流が流入しないように力行電流阻止用ダイオードと直列に接続され、前記電流検出回路のシャント抵抗器はすべて前記Ｈブリッジ回路のハイサイド側に設けたものであって、前記Ｈブリッジ回路のソース側スイッチ素子と電源との間に前記力行電流検出用シャント抵抗器を挿入し、前記モータコイルの接続点と前記ソース側スイッチ素子との間と前記電源との間に前記回生電流検出用シャント抵抗器を挿入し、モータコイルを励磁する際、前記Ｈブリッジ回路の対角に配置された一対のソース側スイッチ素子およびシンク側スイッチ素子の両方を同時にスイッチングするように構成した。
電流検出用のシャント抵抗器はすべてＨブリッジ回路のハイサイド側に挿入されることから、駆動モータのコイルに異常がある場合、例えばモータ内でコイルがモータケース等にショートしている場合にもＨブリッジ回路のハイサイド側に接続されたこれらのシャント抵抗器には電流が流れる。もちろんこの場合には異常に大きな電流が流れるので異常処理して電流を遮断する必要がある。
【０００９】
請求項３では、（ｃ）さらにモータコイルの通電方向および通電電流波形の指令値データを格納する記憶装置と、（ｄ）該記憶装置に格納された指令値データと前記電流検出回路により検出された検出電流信号との誤差が常に０となるようにモータコイルの通電電流量を制御する制御回路と、（ｅ）該制御回路からの通電電流量指令信号と前記記憶装置からの通電方向指令信号とに基づいて前記Ｈブリッジ回路のスイッチ素子をＰＷＭ駆動するスイッチ素子駆動論理回路とを備え、モータコイルを励磁する際、前記スイッチ素子駆動論理回路が前記Ｈブリッジ回路のソース側およびシンク側両方を同時にスイッチングするように構成した。
【００１０】
このような構成により回生電流の減衰が急峻（短時間に減衰するのでスイッチＯＦＦ時の制御不感時間が短くなり、結果として制御応答時間を速くすることができる利点がある）となると同時に、且つモータの力行時・回生時ともに独立したシャント抵抗器で別々に検出するので、検出電流値を正確に演算できる。
【００１１】
請求項４では、電流検出回路においては、各シャント抵抗器の両端に生じる電圧降下からモータコイル電流を演算する際、力行電流による電圧降下分に回生電流による電圧降下分の符号を反転して加算して求めるようにした。その結果、力行電流と回生電流によって生じる電圧降下の極性を考慮することができる利点がある。
【００１２】
請求項５では、３相同期モータの各相のコイルを請求項１、２または３に記載のモータ駆動回路のＨブリッジ回路に接続し、各相コイルごとに独立に電流制御するようにしたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００１８】
図１は本発明によるモータ駆動回路の一実施の形態を示すブロック図である。図示したモータ駆動回路は、スイッチ素子（本実施の形態ではスイッチ素子としてＦＥＴを用いた場合で説明している）で構成されたＨブリッジ回路６と、このＨブリッジ回路６に接続されたモータコイル７と、モータコイル７の通電方向および通電電流波形の指令値データを格納する記憶装置２と、この記憶装置２に格納されたデータを指令値としモータの通電電流量を指示する制御回路４と、制御回路４からの通電電流量指令信号と記憶装置２からの通電方向指令信号に基づいてＨブリッジ回路６のＦＥＴをＰＷＭ駆動するＦＥＴ駆動論理回路５と、以下の構成からなる電流検出回路８とで構成されている。図中１はクロック、３はＤ／Ａコンバータであり、制御回路４は増幅フィルタ４１と比較器４２とで構成されており、比較器４２の負端子には三角波４３が与えられる。
【００１９】
電流検出回路８は、力行時電流検出用のシャント抵抗器Ｒｓ１とこのシャント抵抗器Ｒｓ１に直列に接続された回生電流阻止用ダイオードＤ１、回生時電流検出用のシャント抵抗器Ｒｓ２、Ｒｓ３とこれらのシャント抵抗器Ｒｓ２、Ｒｓ３にそれぞれ直列に接続された力行電流阻止用のフライホイールダイオードＤ２、Ｄ３、これらのシャント抵抗器Ｒｓ１、Ｒｓ２、Ｒｓ３の検出電圧を加算する加算回路８１とから構成されている。なお、図のシャント抵抗器Ｒｓ２、Ｒｓ３により検出された検出電位は反転されて加算回路８１に与えられる（図中マイナスを丸で囲んで「反転手段」示す）。本実施の形態ではこの反転手段はゲイン１の反転増幅器で構成されている。
【００２０】
電流検出回路８をこのように構成することで、以下で詳細に説明するＦＥＴ駆動論理回路の論理と合わせて、モータコイル電流の検出応答時間が早くなり（特に、回生時の電流減衰が早くなるため）且つモータ力行時・回生時のモータコイル電流が別々に正確に検出できる。また、この電流検出回路８を採用した図１の電流制御形モータ駆動回路は、記憶装置２に記憶した電流指令値の正弦波電流指令に忠実にモータコイル電流を制御できる。特に、回転精度を上げるためにはモータコイル電流を正弦波状にすることが常識となっている現在、安価なシャント抵抗のみを用いて高速で忠実に電流検出ができる本発明は有益である。
【００２１】
記憶装置２の電流指令値データは正弦波を離散的近似で与えるもので、その分割数が細かければ細かいほどよいが、たとえば図２に示す例では、電流指令値は正弦波半波の縦軸方向の分割数を２8 ＝２５６（８ビット）として与えていることで十分な特性を得ている。実験では、それより分割数の少ない２6 （６４分割）、２7 （１２８分割）でもほぼ実用上問題ない特性が得られることを確認した。また図２の例では、電流指令値データの正弦波半波（電気角で１８０°分に相当）の横軸方向の分割数は３３６０で、１分割当り０．０５３６°の電気角に相当し、０．０５３６°の位相角の調整を可能としている。
【００２２】
また、記憶装置２の電流指令データを正弦波ではなくコギングトルクを補正するために、若干の高調波（具体的には第３次高調波を３％以下程度）を重畳させた歪み波としてもよいことは容易に考えられる。要は駆動モータ固有の欠点を補正するような情報または制御性を上げたい制御ファクタ（例えば、図１では電流値であるが、速度でも位置でもよい）固有の情報を予め記憶しておけばよい。
【００２３】
具体的には３相独立駆動の場合、例えば機械的組立時に各相が図３のベクトル図で示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の理想に対して、Ｕ相ベクトルだけがベクトルＵ１のように、その機械的組立のバラツキによってその位相と振幅が理想ベクトルＵから位相差Δθ、振幅ΔＵだけずれているＵ２ベクトルであるときには、Ｕ相の記憶装置２に格納されるデータをこの分補正しておけば、コイル励磁時にこの機械的バラツキを補うことができる。つまり、理想状態（機械的バラツキがない場合）ではベクトルＵとしてデータを格納しておくところをベクトルＵ２として格納するのである。もちろんその他の相にずれがあれば同様な考え方で補正すればよい。
【００２４】
まず従来型のスイッチ素子駆動論理回路５の駆動モードについて説明する。
【００２５】
図１５（ａ）および（ｂ）に示すＨブリッジ構成を用いた従来型の電流制御形モータ駆動回路では、説明の都合上、電流検出回路はシャント抵抗器Ｒｓのみを用いた従来型のものとしている。ＰＷＭ制御する場合のスイッチングは、先に従来技術とその問題点として説明したように、従来型ではＨブリッジのソース側あるいはシンク側のどちらか一方のみをスイッチングする方式を採用しており、Ｑ１、Ｑ４がＯＮでＱ２、Ｑ３がＯＦＦの状態からＱ１（ソース側スイッチング）あるいはＱ４（シンク側スイッチング）がＯＦＦとなるいわゆる回生時、コイルの逆起電力による回生電流ｉの経路を図１４に実線で示す。このときスイッチングをソース側／シンク側で行う場合で若干経路は異なるが、どちらの場合もスイッチングＯＦＦ時にフライホイールダイオードＤ２を経由し、独立した閉ループ内で逆起電力の回生電流ｉを流すが、このときコイルの逆起電圧Ｖはダイオード順方向電圧とＦＥＴ飽和電圧（ソース側スイッチングの場合は更にシャント抵抗器Ｒｓの電圧降下分が加わる）でクランプされるため、図４の波形ｉで示すように回生電流ｉの減衰が著しく緩やかになる。その結果、特に正弦波電流指令の場合には、電流変化が急峻なゼロクロス近傍で、電流指令値に対してモータコイル電流の立下がりが遅れる現象が発生する欠点がある。
【００２６】
一方、本発明によるスイッチ素子駆動論理回路５では、ＰＷＭ制御する場合、Ｈブリッジのソース側とシンク側の両方を同時にスイッチングする方式を採用しており、図１６を参照してその説明をする。なお、図１６も説明の都合上電流検出はシャント抵抗器Ｒｓのみによる従来型である。
【００２７】
本発明の方式において，Ｑ１、Ｑ４がＯＮでＱ２、Ｑ３がＯＦＦの力行状態からＱ１、Ｑ４がＯＦＦとなる回生状態に変わった瞬間の逆起電力の回生電流ｉの経路を図に実線で示した。このときフライホイールダイオードＤ３を通り電源を抜けシャント抵抗器ＲｓからＱ２の内部保護ダイオードを経由するルート（図１６の▲２▼）と、電源を通り抜けフライホイールダイオードＤ４を経由する２つのルート（図１６▲１▼）で逆起電力の回生電流ｉを流すが、このときモータコイル電圧Ｖは電源電圧ＶＭまで強制的に引き上げられるため図４の波形ｉに示すように回生電流ｉの減衰が急峻になる。このことはスイッチングＯＦＦ時の回生時は基本的に制御不能時間帯（領域）となることから回生電流ｉの減衰が短時間で収束する急峻な変化は制御応答を早くできることから好ましく、電流指令値に対してモータコイル電流の立下がりが遅れる現象も解消される。
【００２８】
次に本発明にとってもう一つの重要な技術であるモータ電流検出回路８について説明する。
【００２９】
従来のＨブリッジ構成の電流制御形モータ駆動回路でソース側とシンク側を同時スイッチングを行うと、図１６に示すような経路でスイッチングＯＦＦ時に逆起電力の回生電流ｉが流れることは上で説明したが、このときの電流検出波形は図５の最下部の波形のようになりＰＷＭのスイッチング波形が電流検出波形にそのまま現れる。この電流検出波形をそのまま図１の制御回路４の電流検出信号に用いると、出力の通電電流量指令信号にＰＷＭノイズが重畳されるため非常に制御性が悪化する欠点がある。従来方式でのこの対策として、この電流検出波形を低域通過フィルタを通してＰＷＭの高周波ノイズを除去してから用いる方法があるが、この低域通過フィルタの時定数（ＰＷＭのキャリア周波数およそ２０ｋＨｚを除去できるる時定数で、５０から５００μｓの時定数が必要）が比較的大きく、検出信号の遅れをきたす。これがモータコイル電流の時間変化の急峻なところ（正弦波通電の場合のゼロクロス点など）で影響を及ぼし制御波形に悪影響を及ぼす欠点があった。
【００３０】
さてここで、図１に示した本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路８の具体的実施例を第１の実施例として図７に示す。図の実線はＱ１、Ｑ４がＯＮでＱ２、Ｑ３がＯＦＦの状態のいわゆるモータ力行時の力行電流経路を示し、破線はそのあとＱ１、Ｑ４がＯＦＦとなった状態のいわゆるモータ回生時の逆起電力の回生電流経路を示す。図では、Ｈブリッジ回路のローサイド側の力行電流経路にシャント抵抗器Ｒｓ１とこのシャント抵抗器Ｒｓ１に直列に回生電流阻止用ダイオードＤ１を接続した力行電流検出用シャント抵抗器部と、２つの回生電流経路に各々シャント抵抗器Ｒｓ２、Ｒｓ３とこれらシャント抵抗器Ｒｓ２、Ｒｓ３と直列に力行電流阻止用のいわゆるフライホイールダイオードＤ２、Ｄ４を各々接続してなる回生電流検出用シャント抵抗器部からなっている。
【００３１】
なお、図１の電流検出回路８での各シャント抵抗器Ｒｓ１、Ｒｓ２、Ｒｓ３の検出電位から電流検出信号（モータコイル電流に相当する電圧値）Ｖ0 を以下の数１で示す演算式により演算している。
【００３２】
【数１】
Ｖ0 = ＶＲｓ１−（ＶＲｓ２＋ＶＲｓ３）
＝ｉ1 ×Ｒｓ１−（ｉ2 ×Ｒ２ｓ +ｉ3 ×Ｒｓ３）
（i2、ｉ3 はｉ1 と電流の極性が逆であることに注意）
上記演算により電流検出信号を求めることにより、実際にモータコイルに流れる電流に忠実に対応した電流信号を検出することが可能となった。このときの電流検出信号（検出電圧）波形を図８のｉで示した。図からわかるように、電流検出波形は従来方式の図５のそれと比較して極めて滑らかな波形となり、遅れの小さなフィルタを通すだけでこの信号を制御に用いることが可能になるため、電流の時間変化の急峻なところでも遅れなく、確実に制御することができるのである。
【００３３】
次に図１に示した本発明によるモータ駆動回路の制御回路４について簡単に説明する。
【００３４】
本発明に基づく方式ではＰＷＭ方式による通電電流量制御を採用している。具体的には通電電流波形の指令値を記憶装置２から読み出し、その指令値と電流検出回路８からの電流検出信号を増幅フィルタ４１により差動増幅しフィルタした後、内部タイマー回路により生成される一定レートの三角波と比較器４２により比較することでＰＷＭ信号を得ている。本方式ではこのＰＷＭ信号は一定レート（キャリア周波数は２０ｋＨｚ）となるが、例えばフリップフロップ等を用いた可変レート方式としてもよい。
【００３５】
次に図１のモータの通電方向と通電電流波形の指令値データを格納する記憶装置２の特徴について説明する。
【００３６】
本発明に基づく方式ではモータコイル７は各相独立としている。例えば３相構成のモータでは図１の構成を全く独立に３つ設け、３つのモータコイルをそれぞれ独立して駆動する。この方式では、各相コイル毎に電流の指令値（具体的には、振幅、位相、波形形状等）を独立して記憶装置２により設定することが可能となるため、例えばモータの組立時に発生する機械的、電磁的バラツキを吸収することも可能となる利点がある。特に、製作時に生じる機械的、電磁的な誤差は相毎に対応して発生するいわゆる相間のアンバランスとして生じる場合が多い。従って、これらの情報を予め把握し、相毎に設定できる記憶装置２にこれらのバラツキを合い補正する情報として設定しておけば、製作上のバラツキが要因で発生する回転ムラをコストをかけずに改善することができる。
【００３７】
図９は本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第２の実施例であり、シャント抵抗器がＨブリッジのローサイド側に挿入された電流検出回路例を示す。本実施例では、図１に示した実施の形態の電流検出回路における各々直列に接続されるシャント抵抗器Ｒｓ１、Ｒｓ２、Ｒｓ３と電流阻止用ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ４の接続順序が逆としてある。検出電圧にはダイオードの順方向電圧Ｖf （約０．７Ｖ）が加算されて検出されるが、これでも可能である。図中Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４はＦＥＴ、Ｄ0 、Ｄ3 はダイオードである。
【００３８】
図１０は本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第３の実施例であり、シャント抵抗器Ｒｓ２、Ｒｓ４、Ｒｓ５、Ｒｓ６がそれぞれ電流阻止用ダイオードＤ２、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６と直列にＨブリッジのローサイド側に挿入された電流検出回路を示す。本実施例は第１の実施例と比べて、力行電流時の検出経路が１回路分増えている。その他の回路構成は第２の実施例と同じである。この場合の電流検出信号（モータコイル電流に相当する電圧値）Ｖ0 は以下の数２で演算される。
【００３９】
【数２】
Ｖ0 ＝ＶＲｓ５＋ＶＲｓ６−（ＶＲｓ２＋ＶＲｓ４）
図１１は本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第４の実施例であり、シャント抵抗器Ｒｓ０、Ｒｓ３、Ｒｓ７、Ｒｓ８が電流阻止用ダイオードＤ０、Ｄ３、Ｄ７、Ｄ８と直列にＨブリッジのハイサイド側に挿入された電流検出回路を示す。本実施例は、第３の実施例に対して全く双対の関係にある電流検出回路である。その他の回路構成は第２の実施例と同じである。特徴としては、先に説明したとおりモータコイル７のコイルの一部がモータケースにショートしている場合においても、Ｈブリッジのハイサイド側にシャント抵抗器が挿入されているので、シャント抵抗器には必ず異常電流が流れるため、モータ異常時の異常電流を含めて検出できるという利点がある。この場合の電流検出信号（モータコイル電流に相当する電圧値）Ｖ0 は以下の数３で演算される。
【００４０】
【数３】
Ｖ0 ＝ＶＲｓ０＋ＶＲｓ３−（ＶＲｓ７＋ＶＲｓ８）
図１２は本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第５の実施例であり、シャント抵抗器Ｒｓ７、Ｒｓ８、ＲＳ９がＨブリッジのハイサイド側に挿入された電流検出回路を示す。その他の回路構成は第４の実施例と同じである。本実施例は、第１の実施例に対して全く双対の関係にある電流検出回路である。この場合もシャント抵抗器はＨブリッジのハイサイド側にあるので、コイルがケースにショートしているようなモータの異常を検出できる。
【００４１】
図１３は本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第６の実施例であり、シャント抵抗器Ｒｓ１、Ｒｓ２がＨブリッジのローサイド側に挿入された電流検出回路を示す。本実施の形態は、第１の実施の形態に対して回生電流検出抵抗をさらに減らしてコストダウンを図ったものである。この場合の電流検出信号（モータコイル電流に相当する電圧値）Ｖ0 は以下の数４で演算される。
【００４２】
【数４】
Ｖ0 ＝ＶＲｓ１−ＶＲｓ２
以上本発明を一部３相モータについて説明したが、本発明は３相モータに限定されるものではなく、当然のことながら駆動モータの相数は問わない。またモータについても電磁気を応用した回転機であれば、同期モータ、誘導電動機、ステッピングモータ、ＤＣモータ等すべてのモータに適用できる。
【００４３】
【発明の効果】
本発明によれば、安価なシャント抵抗器を用いてモータコイル電流を高速で且つ忠実に検出できる。特に、ＰＷＭ制御時に重畳するノイズを大きなフィルタ定数を持たせずに除去できる特徴がある。またこの電流検出回路を搭載した電流制御形モータ駆動回路では、電流指令に遅れることなく且つ忠実にモータコイル電流波形を制御できる利点がある。
【００４４】
さらにまた、モータコイル電流を構成要素の一つである記憶装置に各相独立に任意の電流波形を指令値として与えておけば、モータコイル電流波形を相毎に任意に補正（微調整）することができる利点がある。
【００４５】
総合して本発明を例えば極低速回転域において高出力、高効率、低回転ムラ等のモータ特性が要求される複写機のドラム駆動やレーザビームプリンタのメインモータに適用することでそれらをダイレクト駆動することが可能になり、駆動システムとしてのトータルコストを削減することができるなどの効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ駆動回路の一実施の形態を示すブロック図である。
【図２】記憶装置の記憶内容の一例を示す。
【図３】３相独立駆動のモータの各相に印加される電圧のベクトルを示す。
【図４】従来の電流制御におけるＨブリッジ回路のＦＥＴに流れる電流、逆起電力および回生電流のタイミングチャートを示す。
【図５】 従来のモータ駆動回路のＨブリッジ回路のＦＥＴに流れる電流、逆起電力および回生電流のタイミングチャートを示す。
【図６】従来の電流制御におけるＨブリッジ回路のＦＥＴに流れる電流、逆起電力および回生電流のタイミングチャートを示す。
【図７】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第１の実施例の回路図を示す。
【図８】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第１の実施例におけるＨブリッジ回路のＦＥＴに流れる電流、逆起電力および回生電流のタイミングチャートを示す。
【図９】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第２の実施例の回路図を示す。
【図１０】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第３の実施例の回路図を示す。
【図１１】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第４の実施例の回路図を示す。
【図１２】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第５の実施例の回路図を示す。
【図１３】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第６の実施例の回路図を示す。
【図１４】モータに与える電流指令値とモータコイル電流との関係を示す。
【図１５】従来のモータ駆動回路の電流制御を示し、（ａ）はソ−ス側をスイッチングした場合の電流の流れを示し、（ｂ）はシンク側をスイッチングした場合の電流の流れを示す。
【図１６】従来のモータ駆動回路の電流検出回路の一例を示す回路図を示す。
【符号の説明】
１ クロック
２ 記憶装置
３ Ｄ／Ａコンバ−タ
４ 制御回路
５ ＦＥＴ駆動論理回路
６ Ｈブリッジ回路
７ モータコイル
８ 電流検出回路
Ｒｓ１、Ｒｓ２、Ｒｓ３ シャント抵抗器
【発明の属する技術分野】
本発明は、たとえば複写機のドラム駆動モータやレーザビームプリンタのメインモータに要求される極低速回転域（例えば、５０から１００ｒｐｍ）における高出力、高効率、低回転ムラ等のモータ特性をダイレクト駆動方式において実現するための電流制御形モータ駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、複写機のドラム駆動モータやレーザビームプリンタのメインモータはＨブリッジを用いてＰＷＭ(Pulse Width Modulation ）制御されるのが一般的である。このＨブリッジ構成のモータ駆動回路では、ＰＷＭ制御する場合Ｈブリッジのスイッチングモードとして、ソース側あるいはシンク側のどちらか一方のみをスイッチングする方式を採用している。この方式において図１４に実線で示すような正弦波電流制御（電流指令値に正弦波情報を与え、モータコイル電流を検出しながら忠実な正弦波とする制御）を行おうとすると、図中に破線で示すような電流の立下がりが遅れる現象が発生し、通電方向が切り替わる際に急激に電流が低下する。このように電流の向きが切り替わるゼロクロス近傍でのモータコイル電流の急激な変化は回転ムラを悪化させる要因として無視できない。その上、電流切替え（転流）時にモータコイル電流が正弦波指令値を外れるため指令値に忠実な電流波形が得られない。これは、図１５に示すように、ソース側（ａ）／シンク側（ｂ）のいずれか一方のみをスイッチングした場合、いずれの場合もスイッチングＯＦＦの回生時にフライホイールダイオードＤ２を経由して独立した閉ループ内で逆起電力による回生電流ｉが流れるが、このときモータコイル７の電圧ＶはダイオードＤ２の順方向電圧とＦＥＴ飽和電圧（ソース側スイッチング（ａ）の場合はさらにシャント抵抗器Ｒｓの電圧降下分が加わる）でクランプされるため回生電流ｉの減少が緩やか（遅れる）になるためである。なお、図１５（ａ）、（ｂ）に示す回路において、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４はＦＥＴである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来のＨブリッジ構成の電流検出回路は図１６に示すようなものであり、図においてソース側とシンク側とを同時にスイッチングすると、力行時はモータコイル電流のすべてがシャント抵抗器Ｒｓを流れるので問題は生じないが、回生時（スイッチングＯＦＦの瞬間）には図に示すような２つの経路▲１▼、▲２▼で逆起電力による回生電流ｉが流れる。経路▲１▼の場合は、実際はモータコイル７に回生電流ｉが流れているが電流検出回路は流れていないと判断（経路▲１▼はシャント抵抗器Ｒｓを流れないため）し、経路▲２▼の場合は実際はモータコイルには通電がＯＦＦされる直前と同じ方向に回生電流ｉが流れているが、電流検出回路は逆方向に流れていると判断（経路▲２▼ではシャント抵抗器に流れる電流の向きが力行時と回生時では逆向となるため）するため、この電流検出方式ではモータコイル電流を正確に検出することができないという問題がある。
【０００４】
さらに、回生時はスイッチングＯＦＦ時であるため制御不能時間帯（領域）であり、現実には図１６の電流検出回路ではＰＷＭのスイッチング波形がそのまま現れ（重畳し）、その結果モータコイルの電流制御に悪影響を及ぼすという問題もある。
【０００５】
このように従来の電流検出方式では、Ｈブリッジのスイッチ素子駆動論理回路の駆動モードとシャント抵抗器を用いた電流検出方法の両方に大きな問題があり、モータコイル電流を高速且つ忠実に検出できないという問題があり、その結果、モータコイル電流を正弦波電流指令値に忠実に制御できないという欠点があった。
【０００６】
本発明は上記の点にかんがみてなされたもので、その目的は、従来の電流検出方式の欠点である電流指令値に対するモータコイル電流の立下がりの遅れを解消し、かつ電流検出波形に重畳されるスイッチングノイズを除去して忠実なモータコイル電流を検出できる電流検出回路を提供するとともに、この電流検出回路を用いることにより電流指令値に忠実なモータコイル電流を制御することが可能な電流制御形モータ駆動回路を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の目的を達成するために、請求項１では、（ａ）フライホイールダイオードとスイッチ素子で構成され、モータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、（ｂ）該Ｈブリッジ回路に接続され、複数個のシャント抵抗器を有し、該シャント抵抗器に生じる電圧降下に基づいてモータコイル電流値を算出する電流検出回路とを有し、前記Ｈブリッジ回路のスイッチ素子をＰＷＭ駆動して前記モータコイルの電流を制御するモータ駆動回路において、前記電流検出回路がモータ力行時および回生時の各々の電流ルートにそれぞれ独立に挿入され、力行電流検出用シャント抵抗器は回生電流が流入しないように回生電流阻止用ダイオードと直列に接続され、回生電流検出用シャント抵抗器は力行電流が流入しないように力行電流阻止用ダイオードと直列に接続され、前記電流検出回路のシャント抵抗器はすべて前記Ｈブリッジ回路のローサイド側に設けたものであって、前記Ｈブリッジ回路のシンク側スイッチ素子とグランドとの間に前記力行電流検出用シャント抵抗器を挿入し、前記モータコイルの接続点と前記シンク側スイッチ素子との間とグランドとの間に前記回生電流検出用シャント抵抗器を挿入し、モータコイルを励磁する際、前記Ｈブリッジ回路の対角に配置された一対のソース側スイッチ素子およびシンク側スイッチ素子の両方を同時にスイッチングするように構成した。
電流検出用のシャント抵抗器はすべてＨブリッジ回路のローサイド側に挿入されるため、グランド基準で電流値が検出できる利点がある。
【０００８】
請求項２では、（ａ）フライホイールダイオードとスイッチ素子で構成され、モータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、（ｂ）該Ｈブリッジ回路に接続され、複数個のシャント抵抗器を有し、該シャント抵抗器に生じる電圧降下に基づいてモータコイル電流値を算出する電流検出回路とを有し、前記Ｈブリッジ回路のスイッチ素子をＰＷＭ駆動して前記モータコイルの電流を制御するモータ駆動回路において、前記電流検出回路がモータ力行時および回生時の各々の電流ルートにそれぞれ独立に挿入され、力行電流検出用シャント抵抗器は回生電流が流入しないように回生電流阻止用ダイオードと直列に接続され、回生電流検出用シャント抵抗器は力行電流が流入しないように力行電流阻止用ダイオードと直列に接続され、前記電流検出回路のシャント抵抗器はすべて前記Ｈブリッジ回路のハイサイド側に設けたものであって、前記Ｈブリッジ回路のソース側スイッチ素子と電源との間に前記力行電流検出用シャント抵抗器を挿入し、前記モータコイルの接続点と前記ソース側スイッチ素子との間と前記電源との間に前記回生電流検出用シャント抵抗器を挿入し、モータコイルを励磁する際、前記Ｈブリッジ回路の対角に配置された一対のソース側スイッチ素子およびシンク側スイッチ素子の両方を同時にスイッチングするように構成した。
電流検出用のシャント抵抗器はすべてＨブリッジ回路のハイサイド側に挿入されることから、駆動モータのコイルに異常がある場合、例えばモータ内でコイルがモータケース等にショートしている場合にもＨブリッジ回路のハイサイド側に接続されたこれらのシャント抵抗器には電流が流れる。もちろんこの場合には異常に大きな電流が流れるので異常処理して電流を遮断する必要がある。
【０００９】
請求項３では、（ｃ）さらにモータコイルの通電方向および通電電流波形の指令値データを格納する記憶装置と、（ｄ）該記憶装置に格納された指令値データと前記電流検出回路により検出された検出電流信号との誤差が常に０となるようにモータコイルの通電電流量を制御する制御回路と、（ｅ）該制御回路からの通電電流量指令信号と前記記憶装置からの通電方向指令信号とに基づいて前記Ｈブリッジ回路のスイッチ素子をＰＷＭ駆動するスイッチ素子駆動論理回路とを備え、モータコイルを励磁する際、前記スイッチ素子駆動論理回路が前記Ｈブリッジ回路のソース側およびシンク側両方を同時にスイッチングするように構成した。
【００１０】
このような構成により回生電流の減衰が急峻（短時間に減衰するのでスイッチＯＦＦ時の制御不感時間が短くなり、結果として制御応答時間を速くすることができる利点がある）となると同時に、且つモータの力行時・回生時ともに独立したシャント抵抗器で別々に検出するので、検出電流値を正確に演算できる。
【００１１】
請求項４では、電流検出回路においては、各シャント抵抗器の両端に生じる電圧降下からモータコイル電流を演算する際、力行電流による電圧降下分に回生電流による電圧降下分の符号を反転して加算して求めるようにした。その結果、力行電流と回生電流によって生じる電圧降下の極性を考慮することができる利点がある。
【００１２】
請求項５では、３相同期モータの各相のコイルを請求項１、２または３に記載のモータ駆動回路のＨブリッジ回路に接続し、各相コイルごとに独立に電流制御するようにしたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００１８】
図１は本発明によるモータ駆動回路の一実施の形態を示すブロック図である。図示したモータ駆動回路は、スイッチ素子（本実施の形態ではスイッチ素子としてＦＥＴを用いた場合で説明している）で構成されたＨブリッジ回路６と、このＨブリッジ回路６に接続されたモータコイル７と、モータコイル７の通電方向および通電電流波形の指令値データを格納する記憶装置２と、この記憶装置２に格納されたデータを指令値としモータの通電電流量を指示する制御回路４と、制御回路４からの通電電流量指令信号と記憶装置２からの通電方向指令信号に基づいてＨブリッジ回路６のＦＥＴをＰＷＭ駆動するＦＥＴ駆動論理回路５と、以下の構成からなる電流検出回路８とで構成されている。図中１はクロック、３はＤ／Ａコンバータであり、制御回路４は増幅フィルタ４１と比較器４２とで構成されており、比較器４２の負端子には三角波４３が与えられる。
【００１９】
電流検出回路８は、力行時電流検出用のシャント抵抗器Ｒｓ１とこのシャント抵抗器Ｒｓ１に直列に接続された回生電流阻止用ダイオードＤ１、回生時電流検出用のシャント抵抗器Ｒｓ２、Ｒｓ３とこれらのシャント抵抗器Ｒｓ２、Ｒｓ３にそれぞれ直列に接続された力行電流阻止用のフライホイールダイオードＤ２、Ｄ３、これらのシャント抵抗器Ｒｓ１、Ｒｓ２、Ｒｓ３の検出電圧を加算する加算回路８１とから構成されている。なお、図のシャント抵抗器Ｒｓ２、Ｒｓ３により検出された検出電位は反転されて加算回路８１に与えられる（図中マイナスを丸で囲んで「反転手段」示す）。本実施の形態ではこの反転手段はゲイン１の反転増幅器で構成されている。
【００２０】
電流検出回路８をこのように構成することで、以下で詳細に説明するＦＥＴ駆動論理回路の論理と合わせて、モータコイル電流の検出応答時間が早くなり（特に、回生時の電流減衰が早くなるため）且つモータ力行時・回生時のモータコイル電流が別々に正確に検出できる。また、この電流検出回路８を採用した図１の電流制御形モータ駆動回路は、記憶装置２に記憶した電流指令値の正弦波電流指令に忠実にモータコイル電流を制御できる。特に、回転精度を上げるためにはモータコイル電流を正弦波状にすることが常識となっている現在、安価なシャント抵抗のみを用いて高速で忠実に電流検出ができる本発明は有益である。
【００２１】
記憶装置２の電流指令値データは正弦波を離散的近似で与えるもので、その分割数が細かければ細かいほどよいが、たとえば図２に示す例では、電流指令値は正弦波半波の縦軸方向の分割数を２8 ＝２５６（８ビット）として与えていることで十分な特性を得ている。実験では、それより分割数の少ない２6 （６４分割）、２7 （１２８分割）でもほぼ実用上問題ない特性が得られることを確認した。また図２の例では、電流指令値データの正弦波半波（電気角で１８０°分に相当）の横軸方向の分割数は３３６０で、１分割当り０．０５３６°の電気角に相当し、０．０５３６°の位相角の調整を可能としている。
【００２２】
また、記憶装置２の電流指令データを正弦波ではなくコギングトルクを補正するために、若干の高調波（具体的には第３次高調波を３％以下程度）を重畳させた歪み波としてもよいことは容易に考えられる。要は駆動モータ固有の欠点を補正するような情報または制御性を上げたい制御ファクタ（例えば、図１では電流値であるが、速度でも位置でもよい）固有の情報を予め記憶しておけばよい。
【００２３】
具体的には３相独立駆動の場合、例えば機械的組立時に各相が図３のベクトル図で示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の理想に対して、Ｕ相ベクトルだけがベクトルＵ１のように、その機械的組立のバラツキによってその位相と振幅が理想ベクトルＵから位相差Δθ、振幅ΔＵだけずれているＵ２ベクトルであるときには、Ｕ相の記憶装置２に格納されるデータをこの分補正しておけば、コイル励磁時にこの機械的バラツキを補うことができる。つまり、理想状態（機械的バラツキがない場合）ではベクトルＵとしてデータを格納しておくところをベクトルＵ２として格納するのである。もちろんその他の相にずれがあれば同様な考え方で補正すればよい。
【００２４】
まず従来型のスイッチ素子駆動論理回路５の駆動モードについて説明する。
【００２５】
図１５（ａ）および（ｂ）に示すＨブリッジ構成を用いた従来型の電流制御形モータ駆動回路では、説明の都合上、電流検出回路はシャント抵抗器Ｒｓのみを用いた従来型のものとしている。ＰＷＭ制御する場合のスイッチングは、先に従来技術とその問題点として説明したように、従来型ではＨブリッジのソース側あるいはシンク側のどちらか一方のみをスイッチングする方式を採用しており、Ｑ１、Ｑ４がＯＮでＱ２、Ｑ３がＯＦＦの状態からＱ１（ソース側スイッチング）あるいはＱ４（シンク側スイッチング）がＯＦＦとなるいわゆる回生時、コイルの逆起電力による回生電流ｉの経路を図１４に実線で示す。このときスイッチングをソース側／シンク側で行う場合で若干経路は異なるが、どちらの場合もスイッチングＯＦＦ時にフライホイールダイオードＤ２を経由し、独立した閉ループ内で逆起電力の回生電流ｉを流すが、このときコイルの逆起電圧Ｖはダイオード順方向電圧とＦＥＴ飽和電圧（ソース側スイッチングの場合は更にシャント抵抗器Ｒｓの電圧降下分が加わる）でクランプされるため、図４の波形ｉで示すように回生電流ｉの減衰が著しく緩やかになる。その結果、特に正弦波電流指令の場合には、電流変化が急峻なゼロクロス近傍で、電流指令値に対してモータコイル電流の立下がりが遅れる現象が発生する欠点がある。
【００２６】
一方、本発明によるスイッチ素子駆動論理回路５では、ＰＷＭ制御する場合、Ｈブリッジのソース側とシンク側の両方を同時にスイッチングする方式を採用しており、図１６を参照してその説明をする。なお、図１６も説明の都合上電流検出はシャント抵抗器Ｒｓのみによる従来型である。
【００２７】
本発明の方式において，Ｑ１、Ｑ４がＯＮでＱ２、Ｑ３がＯＦＦの力行状態からＱ１、Ｑ４がＯＦＦとなる回生状態に変わった瞬間の逆起電力の回生電流ｉの経路を図に実線で示した。このときフライホイールダイオードＤ３を通り電源を抜けシャント抵抗器ＲｓからＱ２の内部保護ダイオードを経由するルート（図１６の▲２▼）と、電源を通り抜けフライホイールダイオードＤ４を経由する２つのルート（図１６▲１▼）で逆起電力の回生電流ｉを流すが、このときモータコイル電圧Ｖは電源電圧ＶＭまで強制的に引き上げられるため図４の波形ｉに示すように回生電流ｉの減衰が急峻になる。このことはスイッチングＯＦＦ時の回生時は基本的に制御不能時間帯（領域）となることから回生電流ｉの減衰が短時間で収束する急峻な変化は制御応答を早くできることから好ましく、電流指令値に対してモータコイル電流の立下がりが遅れる現象も解消される。
【００２８】
次に本発明にとってもう一つの重要な技術であるモータ電流検出回路８について説明する。
【００２９】
従来のＨブリッジ構成の電流制御形モータ駆動回路でソース側とシンク側を同時スイッチングを行うと、図１６に示すような経路でスイッチングＯＦＦ時に逆起電力の回生電流ｉが流れることは上で説明したが、このときの電流検出波形は図５の最下部の波形のようになりＰＷＭのスイッチング波形が電流検出波形にそのまま現れる。この電流検出波形をそのまま図１の制御回路４の電流検出信号に用いると、出力の通電電流量指令信号にＰＷＭノイズが重畳されるため非常に制御性が悪化する欠点がある。従来方式でのこの対策として、この電流検出波形を低域通過フィルタを通してＰＷＭの高周波ノイズを除去してから用いる方法があるが、この低域通過フィルタの時定数（ＰＷＭのキャリア周波数およそ２０ｋＨｚを除去できるる時定数で、５０から５００μｓの時定数が必要）が比較的大きく、検出信号の遅れをきたす。これがモータコイル電流の時間変化の急峻なところ（正弦波通電の場合のゼロクロス点など）で影響を及ぼし制御波形に悪影響を及ぼす欠点があった。
【００３０】
さてここで、図１に示した本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路８の具体的実施例を第１の実施例として図７に示す。図の実線はＱ１、Ｑ４がＯＮでＱ２、Ｑ３がＯＦＦの状態のいわゆるモータ力行時の力行電流経路を示し、破線はそのあとＱ１、Ｑ４がＯＦＦとなった状態のいわゆるモータ回生時の逆起電力の回生電流経路を示す。図では、Ｈブリッジ回路のローサイド側の力行電流経路にシャント抵抗器Ｒｓ１とこのシャント抵抗器Ｒｓ１に直列に回生電流阻止用ダイオードＤ１を接続した力行電流検出用シャント抵抗器部と、２つの回生電流経路に各々シャント抵抗器Ｒｓ２、Ｒｓ３とこれらシャント抵抗器Ｒｓ２、Ｒｓ３と直列に力行電流阻止用のいわゆるフライホイールダイオードＤ２、Ｄ４を各々接続してなる回生電流検出用シャント抵抗器部からなっている。
【００３１】
なお、図１の電流検出回路８での各シャント抵抗器Ｒｓ１、Ｒｓ２、Ｒｓ３の検出電位から電流検出信号（モータコイル電流に相当する電圧値）Ｖ0 を以下の数１で示す演算式により演算している。
【００３２】
【数１】
Ｖ0 = ＶＲｓ１−（ＶＲｓ２＋ＶＲｓ３）
＝ｉ1 ×Ｒｓ１−（ｉ2 ×Ｒ２ｓ +ｉ3 ×Ｒｓ３）
（i2、ｉ3 はｉ1 と電流の極性が逆であることに注意）
上記演算により電流検出信号を求めることにより、実際にモータコイルに流れる電流に忠実に対応した電流信号を検出することが可能となった。このときの電流検出信号（検出電圧）波形を図８のｉで示した。図からわかるように、電流検出波形は従来方式の図５のそれと比較して極めて滑らかな波形となり、遅れの小さなフィルタを通すだけでこの信号を制御に用いることが可能になるため、電流の時間変化の急峻なところでも遅れなく、確実に制御することができるのである。
【００３３】
次に図１に示した本発明によるモータ駆動回路の制御回路４について簡単に説明する。
【００３４】
本発明に基づく方式ではＰＷＭ方式による通電電流量制御を採用している。具体的には通電電流波形の指令値を記憶装置２から読み出し、その指令値と電流検出回路８からの電流検出信号を増幅フィルタ４１により差動増幅しフィルタした後、内部タイマー回路により生成される一定レートの三角波と比較器４２により比較することでＰＷＭ信号を得ている。本方式ではこのＰＷＭ信号は一定レート（キャリア周波数は２０ｋＨｚ）となるが、例えばフリップフロップ等を用いた可変レート方式としてもよい。
【００３５】
次に図１のモータの通電方向と通電電流波形の指令値データを格納する記憶装置２の特徴について説明する。
【００３６】
本発明に基づく方式ではモータコイル７は各相独立としている。例えば３相構成のモータでは図１の構成を全く独立に３つ設け、３つのモータコイルをそれぞれ独立して駆動する。この方式では、各相コイル毎に電流の指令値（具体的には、振幅、位相、波形形状等）を独立して記憶装置２により設定することが可能となるため、例えばモータの組立時に発生する機械的、電磁的バラツキを吸収することも可能となる利点がある。特に、製作時に生じる機械的、電磁的な誤差は相毎に対応して発生するいわゆる相間のアンバランスとして生じる場合が多い。従って、これらの情報を予め把握し、相毎に設定できる記憶装置２にこれらのバラツキを合い補正する情報として設定しておけば、製作上のバラツキが要因で発生する回転ムラをコストをかけずに改善することができる。
【００３７】
図９は本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第２の実施例であり、シャント抵抗器がＨブリッジのローサイド側に挿入された電流検出回路例を示す。本実施例では、図１に示した実施の形態の電流検出回路における各々直列に接続されるシャント抵抗器Ｒｓ１、Ｒｓ２、Ｒｓ３と電流阻止用ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ４の接続順序が逆としてある。検出電圧にはダイオードの順方向電圧Ｖf （約０．７Ｖ）が加算されて検出されるが、これでも可能である。図中Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４はＦＥＴ、Ｄ0 、Ｄ3 はダイオードである。
【００３８】
図１０は本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第３の実施例であり、シャント抵抗器Ｒｓ２、Ｒｓ４、Ｒｓ５、Ｒｓ６がそれぞれ電流阻止用ダイオードＤ２、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６と直列にＨブリッジのローサイド側に挿入された電流検出回路を示す。本実施例は第１の実施例と比べて、力行電流時の検出経路が１回路分増えている。その他の回路構成は第２の実施例と同じである。この場合の電流検出信号（モータコイル電流に相当する電圧値）Ｖ0 は以下の数２で演算される。
【００３９】
【数２】
Ｖ0 ＝ＶＲｓ５＋ＶＲｓ６−（ＶＲｓ２＋ＶＲｓ４）
図１１は本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第４の実施例であり、シャント抵抗器Ｒｓ０、Ｒｓ３、Ｒｓ７、Ｒｓ８が電流阻止用ダイオードＤ０、Ｄ３、Ｄ７、Ｄ８と直列にＨブリッジのハイサイド側に挿入された電流検出回路を示す。本実施例は、第３の実施例に対して全く双対の関係にある電流検出回路である。その他の回路構成は第２の実施例と同じである。特徴としては、先に説明したとおりモータコイル７のコイルの一部がモータケースにショートしている場合においても、Ｈブリッジのハイサイド側にシャント抵抗器が挿入されているので、シャント抵抗器には必ず異常電流が流れるため、モータ異常時の異常電流を含めて検出できるという利点がある。この場合の電流検出信号（モータコイル電流に相当する電圧値）Ｖ0 は以下の数３で演算される。
【００４０】
【数３】
Ｖ0 ＝ＶＲｓ０＋ＶＲｓ３−（ＶＲｓ７＋ＶＲｓ８）
図１２は本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第５の実施例であり、シャント抵抗器Ｒｓ７、Ｒｓ８、ＲＳ９がＨブリッジのハイサイド側に挿入された電流検出回路を示す。その他の回路構成は第４の実施例と同じである。本実施例は、第１の実施例に対して全く双対の関係にある電流検出回路である。この場合もシャント抵抗器はＨブリッジのハイサイド側にあるので、コイルがケースにショートしているようなモータの異常を検出できる。
【００４１】
図１３は本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第６の実施例であり、シャント抵抗器Ｒｓ１、Ｒｓ２がＨブリッジのローサイド側に挿入された電流検出回路を示す。本実施の形態は、第１の実施の形態に対して回生電流検出抵抗をさらに減らしてコストダウンを図ったものである。この場合の電流検出信号（モータコイル電流に相当する電圧値）Ｖ0 は以下の数４で演算される。
【００４２】
【数４】
Ｖ0 ＝ＶＲｓ１−ＶＲｓ２
以上本発明を一部３相モータについて説明したが、本発明は３相モータに限定されるものではなく、当然のことながら駆動モータの相数は問わない。またモータについても電磁気を応用した回転機であれば、同期モータ、誘導電動機、ステッピングモータ、ＤＣモータ等すべてのモータに適用できる。
【００４３】
【発明の効果】
本発明によれば、安価なシャント抵抗器を用いてモータコイル電流を高速で且つ忠実に検出できる。特に、ＰＷＭ制御時に重畳するノイズを大きなフィルタ定数を持たせずに除去できる特徴がある。またこの電流検出回路を搭載した電流制御形モータ駆動回路では、電流指令に遅れることなく且つ忠実にモータコイル電流波形を制御できる利点がある。
【００４４】
さらにまた、モータコイル電流を構成要素の一つである記憶装置に各相独立に任意の電流波形を指令値として与えておけば、モータコイル電流波形を相毎に任意に補正（微調整）することができる利点がある。
【００４５】
総合して本発明を例えば極低速回転域において高出力、高効率、低回転ムラ等のモータ特性が要求される複写機のドラム駆動やレーザビームプリンタのメインモータに適用することでそれらをダイレクト駆動することが可能になり、駆動システムとしてのトータルコストを削減することができるなどの効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ駆動回路の一実施の形態を示すブロック図である。
【図２】記憶装置の記憶内容の一例を示す。
【図３】３相独立駆動のモータの各相に印加される電圧のベクトルを示す。
【図４】従来の電流制御におけるＨブリッジ回路のＦＥＴに流れる電流、逆起電力および回生電流のタイミングチャートを示す。
【図５】 従来のモータ駆動回路のＨブリッジ回路のＦＥＴに流れる電流、逆起電力および回生電流のタイミングチャートを示す。
【図６】従来の電流制御におけるＨブリッジ回路のＦＥＴに流れる電流、逆起電力および回生電流のタイミングチャートを示す。
【図７】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第１の実施例の回路図を示す。
【図８】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第１の実施例におけるＨブリッジ回路のＦＥＴに流れる電流、逆起電力および回生電流のタイミングチャートを示す。
【図９】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第２の実施例の回路図を示す。
【図１０】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第３の実施例の回路図を示す。
【図１１】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第４の実施例の回路図を示す。
【図１２】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第５の実施例の回路図を示す。
【図１３】本発明によるモータ駆動回路の電流検出回路の第６の実施例の回路図を示す。
【図１４】モータに与える電流指令値とモータコイル電流との関係を示す。
【図１５】従来のモータ駆動回路の電流制御を示し、（ａ）はソ−ス側をスイッチングした場合の電流の流れを示し、（ｂ）はシンク側をスイッチングした場合の電流の流れを示す。
【図１６】従来のモータ駆動回路の電流検出回路の一例を示す回路図を示す。
【符号の説明】
１ クロック
２ 記憶装置
３ Ｄ／Ａコンバ−タ
４ 制御回路
５ ＦＥＴ駆動論理回路
６ Ｈブリッジ回路
７ モータコイル
８ 電流検出回路
Ｒｓ１、Ｒｓ２、Ｒｓ３ シャント抵抗器
Claims (5)
- （ａ）フライホイールダイオードとスイッチ素子で構成され、モータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、
（ｂ）該Ｈブリッジ回路に接続され、複数個のシャント抵抗器を有し、該シャント抵抗器に生じる電圧降下に基づいてモータコイル電流値を算出する電流検出回路と
を有し、前記Ｈブリッジ回路のスイッチ素子をＰＷＭ駆動して前記モータコイルの電流を制御するモータ駆動回路において、
前記電流検出回路がモータ力行時および回生時の各々の電流ルートにそれぞれ独立に挿入され、力行電流検出用シャント抵抗器は回生電流が流入しないように回生電流阻止用ダイオードと直列に接続され、回生電流検出用シャント抵抗器は力行電流が流入しないように力行電流阻止用ダイオードと直列に接続され、
前記電流検出回路のシャント抵抗器はすべて前記Ｈブリッジ回路のローサイド側に設けたものであって、
前記Ｈブリッジ回路のシンク側スイッチ素子とグランドとの間に前記力行電流検出用シャント抵抗器を挿入し、前記モータコイルの接続点と前記シンク側スイッチ素子との間とグランドとの間に前記回生電流検出用シャント抵抗器を挿入し、
モータコイルを励磁する際、前記Ｈブリッジ回路の対角に配置された一対のソース側スイッチ素子およびシンク側スイッチ素子の両方を同時にスイッチングするように構成したことを特徴とするモータ駆動回路。 - （ａ）フライホイールダイオードとスイッチ素子で構成され、モータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、
（ｂ）該Ｈブリッジ回路に接続され、複数個のシャント抵抗器を有し、該シャント抵抗器に生じる電圧降下に基づいてモータコイル電流値を算出する電流検出回路と
を有し、前記Ｈブリッジ回路のスイッチ素子をＰＷＭ駆動して前記モータコイルの電流を制御するモータ駆動回路において、
前記電流検出回路がモータ力行時および回生時の各々の電流ルートにそれぞれ独立に挿入され、力行電流検出用シャント抵抗器は回生電流が流入しないように回生電流阻止用ダイオードと直列に接続され、回生電流検出用シャント抵抗器は力行電流が流入しないように力行電流阻止用ダイオードと直列に接続され、
前記電流検出回路のシャント抵抗器はすべて前記Ｈブリッジ回路のハイサイド側に設けたものであって、
前記Ｈブリッジ回路のソース側スイッチ素子と電源との間に前記力行電流検出用シャント抵抗器を挿入し、前記モータコイルの接続点と前記ソース側スイッチ素子との間と前記電源との間に前記回生電流検出用シャント抵抗器を挿入し、
モータコイルを励磁する際、前記Ｈブリッジ回路の対角に配置された一対のソース側スイッチ素子およびシンク側スイッチ素子の両方を同時にスイッチングするように構成したことを特徴とするモータ駆動回路。 - （ｃ）さらにモータコイルの通電方向および通電電流波形の指令値データを格納する記憶装置と、
（ｄ）該記憶装置に格納された指令値データと前記電流検出回路により検出された検出電流信号との誤差が常に０となるようにモータコイルの通電電流量を制御する制御回路と、
（ｅ）該制御回路からの通電電流量指令信号と前記記憶装置からの通電方向指令信号とに基づいて前記Ｈブリッジ回路のスイッチ素子をＰＷＭ駆動するスイッチ素子駆動論理回路と
を備え、
モータコイルを励磁する際、前記スイッチ素子駆動論理回路が前記Ｈブリッジ回路のソース側およびシンク側両方を同時にスイッチングするように構成したことを特徴とする請求項１または２に記載のモータ駆動回路。 - 前記電流検出回路は、各シャント抵抗器の両端に生じる電圧降下に基づいてモータコイル電流を演算する際、力行電流によって生じる電圧降下分に回生電流によって生じる電圧降下分の符号を反転して加算することを特徴とする請求項１、２または３に記載のモータ駆動回路。
- ３相同期モータの各相のコイルを請求項１、２または３に記載のモータ駆動回路のＨブリッジ回路に接続し、各相コイルごとに電流制御することを特徴とする３相同期モータ用のモータ駆動回路。
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