JP3916988B2

JP3916988B2 - High frequency module

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Publication number: JP3916988B2
Application number: JP2002096584A
Authority: JP
Inventors: 宏明仙田; 一也小沢
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2002-03-29
Filing date: 2002-03-29
Publication date: 2007-05-23
Anticipated expiration: 2022-03-29
Also published as: JP2003297972A

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To shift the resonance frequency higher than a practical frequency band to a resonance structure region. SOLUTION: The high frequency module 1 has a coplanar integrated circuit 3 comprising an insulating substrate 4, a coplanar transmission line 5 consisting of a main signal line 8 formed on the insulating substrate 4 and a pair of ground conductors 9 and 9 provided on the opposite sides of the main signal line 8, and a circuit element 6 provided on the main signal line 8. The coplanar integrated circuit 3 is connected with the insulating substrate 4 and mounted on a conductive base 2. A dielectric 22 is provided in a resonance structure region 23 between the ground conductor 9 and the conductive base 2. The resonance structure region 23B provided with the dielectric 22 has a dielectric constant lower than that of the resonance structure region 23A not provided with the dielectric 22. COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、絶縁性基板の上に形成されたコープレーナ型伝送線路と、その伝送線路上に設けられる回路素子と、からなるコープレーナ型集積回路が実装された高周波モジュールに関する。
【０００２】
【従来の技術】
集積回路半導体素子、特に砒化ガリウム電界効果トランジスタ（以下ＧａＡｓＦＥＴと称す）を能動素子とするマイクロ波集積回路半導体素子（ＧａＡｓ Microwave Monolithic Integrated Circuit,以下ＧａＡｓＭＭＩＣと称す）は、動作周波数が１ギガヘルツ（ＧＨｚ）を超える高周波モジュールのキー・コンポーネントとして広く利用されている。
【０００３】
ＧａＡｓＭＭＩＣは絶縁性基板上に形成された能動素子例えばＧａＡｓＦＥＴと、信号を伝送する伝送線路から構成されている。伝送線路としては、従来は絶縁性基板の表面に信号線、裏面に接地導体を有するマイクロストリップ型伝送線路が用いられていたが、最近はオンウエーハでの測定評価が可能なコープレーナ型伝送線路、即ち絶縁性基板の表面に、信号線と接地導体の両方を形成した伝送線路が注目され、特に製品レベルにおいては広く用いられ始めている。
【０００４】
図１０は電力増幅用ＧａＡｓＭＭＩＣ３０の概略斜視図である。このＧａＡｓＭＭＩＣ３０は、例えば厚み０．２ｍｍの絶縁性砒化ガリウム基板３１の表面に、ＧａＡｓＦＥＴ３２と、幅０．０３ｍｍの信号線３３と該信号線３３の両側に０．０３ｍｍ離れて形成された一対の接地導体３４と、が形成されて、コープレーナ型伝送線路３５を構成する。なお、ＧａＡｓＭＭＩＣ３０の裏面３６の面積は例えば１．５ｍｍ×３ｍｍである。このＧａＡｓＭＭＩＣ３０の裏面３６には、通常、ＧａＡｓＭＭＩＣ３０をモジュールの導電性基台に半田付けするための裏面導体３７が形成されている。
【０００５】
図１１は、従来例におけるマイクロ波集積回路半導体素子（ＧａＡｓＭＭＩＣ３０）の高周波モジュール３８ヘの実装状態を示す斜視図である。
【０００６】
ＧａＡｓＭＭＩＣ３０の入出力側に、厚み０．３ｍｍの誘電体基板３９の表面に形成された幅０．５ｍｍの信号線４０と該誘電体基板３９の裏面全面に形成された接地導体４１からなるマイクロストリップ型伝送線路４２とが、導電性基台４３の上に固定されている。なお、マイクロストリップ型伝送線路４２上には直流分を遮断するためのキャバシタ、直流電源供給用のインダクタが設けられるがここでは省略されている。ＧａＡｓＭＭＩＣ３０は、通常、放熱を考慮して、導電性基台４３に直接半田付け等により固定される。
【０００７】
高周波モジュールにおいては、ＧａＡｓＭＭＩＣ３０の表面のコープレーナ型伝送線路３５の信号線３３とマイクロストリップ型伝送線路４２の信号線４０が、また該コープレーナ型伝送線路３５の接地導体３４と該マイクロストリップ型伝送線路４２の接地導体４１（導電性基台４３）が金属リボン４４により電気的に連結され高周波モジュール３８を形成している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来の高周波モジュール３８では、ＧａＡｓＭＭＩＣ３０を形成するコープレーナ型伝送線路３５の接地導体３４と裏面導体３７で挟まれた砒化ガリウムＧａＡｓ３１で満たされた領域、及び、ワイヤー４４をＭＭＩＣ３０の周囲に無数に渡って密着させて配線したと仮定した場合のワイヤー４４より内側の領域が、共振器として作用する（以下、この共振器として作用する領域を共振構造領域と呼ぶ）。そして、この共振構造領域の形状，比誘電率で決まる固有の共振が発生し、ＭＭＩＣ３０の伝送特性上の特定の周波数で電力利得の急激な変化（ディップ）が生じて、出力波形上にいわゆるリンギング等が生じることを発見した。
【０００９】
この原因は以下の様に説明できる。即ち、従来技術の様にコープレーナ型伝送線路３５の直下（絶縁性基板の裏面３６）に裏面導体３７がある場合には、チップ表面に形成されたコープレーナ型伝送線路３５の接地導体３４と裏面導体３７との間に挟まれた共振構造領域の寸法，形状及び絶縁性砒化ガリウム基板３１の比誘電率によって決まる、ある共振点を生じることとなる。そして、共振周波数においては、通常の伝送モードとは違う共振モードの電流が各導体表面に流れ、その電気抵抗による損失が生じる。結果として、通常の伝送モードとは違う伝送ロスが共振点にて生じることとなる。
【００１０】
この状態で、ＧａＡｓＭＭＩＣ３０の入出力に例えば５０Ωの特性インピーダンスを持ったマイクロストリップ型伝送線路４２を接続した場合、総ての電界がコープレーナ型伝送線路３５の信号線３３、接地導体３４に集中せず、信号線３３及び裏面導体３７間にも供給されてしまう。すなわち、共振構造領域に入出力路を接続してしまうこととなり、ある特定の周波数においてＧａＡｓＭＭＩＣ３０内で共振状態が生じる。
【００１１】
高周波モジュールの周波数特性を見たとき、その共振周波数での異常な振る舞い、即ち前述の電力利得の急激な変化（デイップ）が生じる。また、やパルス波形においては、リンギング等が発生する。
【００１２】
図１２に従来技術を用いた時の増幅器の場合の高周波モジュール３８の周波数特性例を示す。図の様に特定の周波数（約３１ＧＨｚ）で顕著な電力利得の落ち込み（４ｄＢのデイップ）が生じ、高周波モジュール３８の３ｄＢ帯域幅を約３０ＧＨｚに制限しており、これは、ＭＭＩＣ本来の特性と共振構造領域の共振特性が重なり合った特性であることが判明した。したがって、約３１ＧＨｚ付近での共振構造領域での共振の影響により、高周波モジュール３８の実用周波数帯域が決定されている。
【００１３】
そこで、上記問題点を解消するために、本発明の目的は、ＭＭＩＣの実装上、やむを得ず生じてしまう共振構造領域の共振の周波数、レベルを制御することにより、ＭＭＩＣを実装することにより、ＭＭＩＣが本来持つ特性の劣化を最小限とし、そのまま高周波モジュールの特性として引き出すことができる高周波モジュールを提供することにある。
【００１４】
すなわち、共振構造領域の共振周波数が、（ユーザーの）必要とする実用周波数帯域内に存在する場合は、共振構造領域に共振周波数の上昇を招く材料を設け、この共振周波数を実用周波数帯域よりも高域に移動させることにある。
【００１５】
あるいは、共振構造領域に共振モードの発生を阻害する材料を設け、この共振による影響の抑制を図ることにある。また更に、この共振構造領域への入出力路を断つことにより、この共振による影響を抑制し、（ユーザーの）必要とする実用周波数帯域の確保を図ることにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
次に、上記の課題を解決するための手段を、実施の形態に対応する図面を参照して説明する。
【００１７】
請求項１記載の高周波モジュールは、絶縁性基板４と、該絶縁性基板上に形成される主信号線８と該主信号線の両側に設けられた一対の接地導体９，９からなるコープレーナ型伝送線路５と、前記主信号線上に設けられる回路素子６と、からなるコープレーナ型集積回路３と、
前記コープレーナ型集積回路が実装される導電性基台２と、
を備える高周波モジュールであって、
前記接地導体と前記導電性基台との間の共振構造領域２３に誘電体２２を設け、前記絶縁性基板の比誘電率ｋ ₁ と、前記誘電体の比誘電率ｋ ₂ との積層によって得られる合成による比誘電率ｋ ₁₂ が、前記比誘電率ｋ ₁ より小さいことを特徴とすることを特徴とする。
【００１８】
本発明によれば、共振状態が生じる共振周波数ｆを高帯域側にシフトすることができ、高周波モジュールの実用周波数帯域を拡張することができる。そして、高周波モジュールを適用するデバイスに応じて誘電体２２の比誘電率ｋを適宜選択することにより、共振周波数ｆを好適な値にシフト設定することができ、必要とする実用周波数帯域を確保することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
本発明の高周波モジュールの第一実施の形態について説明する。図１は、コープレーナ型集積回路３を導電性基台２に実装した高周波モジュールを示す概略斜視図である。
【００２６】
高周波モジュール１は、導電性基台２に、例えば電力増幅用ＧａＡｓＭＭＩＣ等のコープレーナ型集積回路３が実装されたものである。コープレーナ型集積回路３は、絶縁性基板４と、絶縁性基板４上に形成されるコープレーナ型伝送線路５と、回路素子６と、で構成される。
【００２７】
絶縁性基板４としては、例えば砒化ガリウム（ＧａＡｓ）基板（比誘電率ｋが約１３）が用いられ、その表面４ａには、コープレーナ型伝送線路５と回路素子６が形成されている。裏面４ｂの中央部、即ち、導電性基台２と直接接していない部分には、裏面導体７は形成されていない。また裏面４ｂの一部、ここでは、伝送方向の両端縁４ｃ，４ｃには、図に示すように、導電性基台２の底面２ａと導電接続するための裏面導体７が形成されていてもよい。
【００２８】
コープレーナ型伝送線路５は、絶縁性基板４上に形成される主信号線８と、その主信号線８の両側に設けられた一対の接地導体９，９と、で構成される。また主信号線８の中央には、例えば、ＧａＡｓＦＥＴ等の回路素子６が設けられている。
【００２９】
導電性基台２は、略コ字状に形成されている。図において、屈曲した左側は入力端１０であり、右側が出力端１１となる。入力端１０及び出力端１１には、各屈曲片を貫通する一対の同軸線路１２，１３が設けられている。また、入力端１０及び出力端１１側の底面２ａ上には、例えば厚さ０．３ｍｍの誘電体基板１４，１５が設けられている。両誘電体基板１４，１５上には、それぞれ入力端信号線１６及び出力端信号線１８が形成されており、それぞれ同軸線路１２，１３に接続されている。
【００３０】
入力端信号線１６は、導電性ワイヤとしての金属リボン１９により、コープレーナ型伝送線路５の主信号線８の一端と接続されている。また出力端信号線１８は、金属リボン１９により、コープレーナ型伝送線路５の主信号線８の他端と接続されている。
【００３１】
更に、各接地導体９の入力端の一端は、金属リボン１９により、絶縁性基板４と入力端１０側の誘電体基板１４との間における導電性基台２の底面２ａと電気的に接続されている。また、各接地導体９の他端は、金属リボン１９により、絶縁性基板４と出力端１１側の誘電体基板１５との間における導電性基台２の底面２ａと電気的に接続されている。更に、各接地導体の中途部は、金属リボン１９（例えば図のように各２本）により、導電性基台２の側面と電気的に接続されている。なお、図示はしないが、他にも適宜、接地導体９と導電性基台２の間に接続されている。
【００３２】
導電性基台２の底面２ａ中途部には、凹部２０が形成されている。凹部２０の深さは例えば０．５ｍｍである。凹部２０の開口部には裏面導体７は存在しない。凹部２０の開口縁部は、裏面導体７を介して絶縁性基板４と接続されているか、又は裏面導体７無しで絶縁基板４と接続されている。また、凹部２０には、誘電体２２として、例えば、比誘電率ｋ＝１の空気２２ａが満たされている。すなわち、凹部底面２１と接地導体９との間の共振構造領域２３（２３Ｂ）が、絶縁性基板４と凹部２０内の空気２２ａとされている。
【００３３】
この共振構造領域２３（２３Ｂ）では、導電性基台２の底面２ａから接地導体９に向かう電界が生じており、この電界の影響により、コープレーナ型集積回路６固有の共振周波数ｆで共振状態となる。なお、共振周波数ｆについては後述する。
【００３４】
また、凹部２０の誘電体２２は空気２２ａに限定されることはない。図２は、凹部２０に空気２２ａ以外の誘電体２２として、例えばダイヤ，ガラスエポキシや石英ガラス等の誘電体２２ｂを充填した例である。この場合、絶縁性基板４の裏面４ｂには裏面導体７には被着されていない。また、絶縁性基板４の両端の導電性基台２に接する所の裏面導体７の有無は、特性に影響を与えない。
【００３５】
図３は、導電性基台２の凹部開口が、コープレーナ型集積回路３の底面よりも広い場合の例である。この場合は、絶縁性基板４を底面２ａで支持することができないため、絶縁性基板４の裏面４ｂに支柱２４を設け、凹部底面２１に固着したものである。
【００３６】
この支柱２４は、図３では、絶縁性基板４の裏面４ｂの四隅に設けられている。この場合、絶縁性基板４の裏面４ｂには裏面導体７には被着されない。なお、支柱２４の本数は４本に限定されることは無く、コープレーナ型集積回路３が安定して取り付けられていれば、５本以上又は４本未満であってもよい。また、図示はしないが、絶縁性基板４の裏面４ｂの重心位置に若干太めの支柱２４を設けて凹部底面２１と接続することとしてもよい。
【００３７】
更に、支柱２４は、導体であっても誘電体であってもよい。支柱が導体の場合、絶縁性基板４と接する部分には、裏面導体７を有することとしてもよい。しかしながら、導体部分の割合が多くなるにしたがって、共振周波数を高域側へ移動させる効果は減少することとなる。
【００３８】
また図４は、図３において、凹部２０に、上述した空気２２ａ以外の誘電体２２として、放熱を考慮してダイヤ，ガラスエポキシや石英ガラス等の誘電体２２ｂを設けた例である。この場合、絶縁性基板４の裏面４ｂには裏面導体７は無い方がよい。裏面導体７がある場合は、共振周波数を広域側へ移動させる効果が減少することとなる。
【００３９】
次に、コープレーナ型集積回路３固有の共振周波数ｆと、接地導体９と導電性基台２との間の共振構造領域２３との関係について説明する。まず、本発明者は、この共振周波数を表す計算式が、空洞共振器の計算式をもってほぼ表現できることに着目した。
【００４０】
まず、図１０に示すような、ＭＭＩＣに使用される絶縁性基板３１の外周の総ての６平面を導電性の面で覆うと、空洞共振器の構造となり、ここに発生する共振周波数ｆは、下記式（１）で表される。
【００４１】
【式１】

【００４２】
ここで、ｆは、コープレーナ型集積回路固有の共振周波数ｆである。ｃは光速である。また、ｘ，ｙ，ｚは直方体の絶縁性基板３１の寸法であり、ｘは信号の伝送方向幅、ｙは伝送方向に対し直交する方向の幅，ｚは高さ方向幅である。ｌ，ｍ，ｎは任意の整数である。なお、図１２に示すように、この共振周波数ｆが最小 (図では３１ＧHz）となる基本共振モードはｘ，ｙ＞ｚのとき、ｌ＝ｍ＝１，ｎ＝０であることが知られている。
【００４３】
式１は、絶縁性基板３１の６平面が導電性の面で覆われた場合の空洞共振器の共振周波数の計算式である。実際の実装においては、絶縁性基板３１の上面にはコープレーナ回路、側面には導電性の面の代用となる最低でも入出力部の４本のワイヤがあり、実際の共振周波数を算出するには、ワイヤの本数、ワイヤの配線場所等、関与する多数のパラメータが予想されるが、概ね、式１の計算結果が使用でき、他のパラメータによる共振周波数の変動は僅かであることが、実験により確認されている。
【００４４】
ここで、上述した従来例を式１に当てはめ、基本共振モードについて解くと、共振周波数ｆ₁は式２で求めることができる。
【００４５】
【式２】

【００４６】
ここで、ｋ₁は、図１１に示す共振構造領域２３Ａとしての絶縁性基板３１の比誘電率である。また、ｘ₁，ｙ₁，ｚ₁は、共振構造領域２３Ａとしての絶縁性基板３１の寸法である。なお、実際のコープレーナ型集積回路３では、共振構造領域２３Ａの厚さｚ₁は、絶縁性基板３１の伝送方向幅ｘ₁及び直交方向幅ｙ₁に比べて極めて小さいため、式１にてｎ＝０を代入することにより式２には現れない。
【００４７】
また、実際の実装形態では、図１０及び図１１に示すように、接地導体３４と、導電性基台４３の絶縁性基板３１より外側を、ワイヤで接続するため、ｘ₁，ｙ₁は大きめの値を代入することとなる。
【００４８】
したがって、ｘ₁，ｙ₁＞ｚ₁の範囲であれば、ｎ＝０となり、式２にｚ₁項が現れないため、共振構造領域２３Ａの厚みを増すことによる共振周波数ｆの変動は起こらない。
【００４９】
一方、図１〜図４に示すように、共振構造領域２３（２３Ｂ）において、絶縁性基板４の厚み及びその比誘電率ｋ₁と、絶縁性基板４と導電性基台２との間に挿入される比誘電体２２の厚み及びその比誘電率ｋ₂と、を積層することによって、下記式３により合成された比誘電率ｋ₁₂が決まる。この比誘電率ｋ₁₂が小さくなる分、その共振周波数ｆ₁₂が高域側に変動することとなる。
【００５０】
【式３】

【００５１】
すなわち、式３よりｋ₁＞ｋ₁₂であれば、ｆ₁＜ｆ₁₂となるため、図５に示すように、共振周波数ｆが上昇し、その分ディップが高域に出現することとなる。図１２と図５を比較すると、誘電体２２（例えば空気２２ａ）を０．１ｍｍ挿入したことにより、共振周波数は約６３ＧHzへ移動し、約３０ＧHz付近で制限されていた３ｄＢ帯域幅が、ＭＭＩＣの本来の実用周波数帯域、即ち、３ｄＢ帯域で約５５ＧHzを確保することが可能となった。
【００５２】
なお、共振周波数ｆの高帯域側への移動量は、挿入する誘電体２２の比誘電率ｋ₂に依存するため、誘電体２２を適宜選択して、ｋ₁＞ｋ₁₂とすることにより、共振周波数ｆは高帯域側へシフトされ、具体的に言えば、高周波モジュール１において電力利得が急激に落ち込む周波数は、高域側へ移動することになり、実用周波数帯域をより広く確保することが可能となる。
【００５３】
具体例として、比誘電率ｋ₂＝３．６，厚さ０．２ｍｍの石英ガラス２２ｂを挿入すると共振周波数ｆ₁₂は５６ＧHzとなる。すなわち、比誘電率ｋ₂は高くなるほど共振周波数ｆ₁₂の高域への移動量は小さくなり、ｋ₂＞（２／３）・ｋ₁となると、移動量は５ＧHzを下回り、十分な効果を得ることができない。
【００５４】
次に第二実施の形態について説明する。本実施の形態は、図２〜図４に示すように、絶縁性基板４と導電性基台２との間に、誘電体２２に換えて、電波吸収体２５を設けた例である。
【００５５】
電波吸収体２５とは電波を吸収する材料であり、導電性基台２から接地導体９に向かう電界を吸収する。電波吸収体２５は、主に抵抗体タイプと焼結フェライトタイプの２種類がある。
【００５６】
図２、図４の場合、この電波吸収体２５を凹部２０に挿入することにより、導電性基台２から接地導体９へ向かう電界を吸収することで共振状態が低減され、また、ワイヤ１９と導電性基台２間に生じた電界もＭＭＩＣに供給されると同時に吸収されるため、共振構造領域２３への入出力を遮断する効果を併せ持つ。この場合は、特に、絶縁性基板４の底面に裏面導体７が存在しても、入出力遮断の機能により、ある程度の効果を期待できる。
【００５７】
図６はその結果であり、３１ＧＨｚ近辺の利得の落ち込み量はＭＭＩＣの本来の特性まで改善され、３ｄＢ帯域幅として約５５ＧＨｚが達成された。
【００５８】
図２、図４の例は、導電性基台２の凹部２０に電波吸収体２５を完全に埋め込んだ場合であるが、凹部２０の一部のみに電波吸収体２５（厚みが例えば０．３ｍｍ）を挿入することも可能である。この場合には、改善量は少ないが電波吸収体２５の寸法精度（厚み精度）が要求されないので、製造上は好ましい。
【００５９】
以上のことから、本実施の形態によれば、実用周波数帯域内に共振周波数ｆが存在していたとしても、電波吸収体２５の特性により、共振モードを回避することができ、電力利得が急激に落ち込むディップ状の特性は、実用周波数帯域から除去されることとなる。
【００６０】
なお、上述の第二実施の形態では、絶縁性基板４と導電性基台２との間に電波吸収体２５を設けた例について述べたが、図７に示すように、絶縁性基板４側面と金属リボン１９との間の共振構造領域２３に、例えば板状の電波吸収体２６を設けてもよい。この板状電波吸収体２６は絶縁性基板４側面に張り付けてもよく、また、張り付けずに所定の間隔で導電性基台２表面に立設してもよい。また、図８及び図９に示すように、第二実施の形態の高周波モジュールに、上述のように、絶縁性基板４の側面に電波吸収体２６を設けてもよい。
【００６１】
これにより、金属リボン１９と導電性基台２間に生じる電界を吸収することができ、共振構造への入出力を遮断することにより、実用周波数帯域内でモジュール１のディップの無い増幅特性が得られることとなる。
【００６２】
また、上述したいずれの実施の形態においても、高周波モジュール１の入力端１０として、同軸線路１２，入力側誘電体基板１４及び入力信号線１６からなる入力側マイクロストリップ型伝送線路を構成しているが、入力側マイクロストリップ型伝送線路を介さずに、同軸線路１２と主信号線８の一端を直接接続することとしてもよい。同様に、高周波モジュール１の出力端１１として、同軸線路１３，出力側誘電体基板１５及び出力信号線１８からなる出力側マイクロトリップ型伝送線路を構成しているが、出力側マイクロストリップ型伝送線路を介さずに、同軸線路１３と主信号線８の他端を直接接続することとしてもよい。
【００６３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、共振状態が生じる共振周波数を高帯域側にシフトすることができ、高周波モジュールの実用周波数帯域を拡張することができる。そして、高周波モジュールを適用するデバイスに応じて誘電体の比誘電率を適宜選択することにより、共振周波数を好適な値にシフト設定することができ、必要とする実用周波数帯域を確保することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による高周波モジュールの第一実施の形態を示す斜視図である。
【図２】本発明による高周波モジュールの第一実施の形態の第一変形例及び第二実施の形態を示す斜視図である。
【図３】本発明による高周波モジュールの第一実施の形態の第二変形例を示す斜視図である。
【図４】本発明による高周波モジュールの第一実施の形態の第三変形例及び第二実施の形態の第二変形例を示す斜視図である。
【図５】本発明による第一実施の形態の高周波モジュールの電力利得の周波数特性を示すグラフである。
【図６】本発明による第二実施の形態の高周波モジュールの電力利得の周波数特性を示すグラフである。
【図７】本発明による高周波モジュールの第二実施の形態の第一変形例を示す斜視図である。
【図８】本発明による高周波モジュールの第二実施の形態の第二変形例を示す斜視図である。
【図９】本発明による高周波モジュールの第二実施の形態の第三変形例を示す斜視図である。
【図１０】従来のＭＭＩＣチップを示す斜視図である。
【図１１】従来の高周波モジュールを示す斜視図である。
【図１２】従来の高周波モジュールの電力利得の周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１…高周波モジュール
２…導電性基台
３…コープレーナ型集積回路
４…絶縁性基板
５…コープレーナ型伝送線路
６…回路素子
８…主信号線
９…接地導体
１０…入力端
１１…出力端
１９…導電性ワイヤ
２２（２２ａ，２２ｂ）…誘電体
２３（２３Ａ，２３Ｂ）…共振構造領域
２５，２６…電波吸収体
ｆ，ｆ₁，ｆ₁₂…共振周波数
ｋ，ｋ₁，ｋ₂，ｋ₁₂…比誘電率[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a high-frequency module on which a coplanar integrated circuit including a coplanar transmission line formed on an insulating substrate and a circuit element provided on the transmission line is mounted.
[0002]
[Prior art]
An integrated circuit semiconductor element, particularly a microwave integrated circuit semiconductor element (hereinafter referred to as GaAs MMIC) using a gallium arsenide field effect transistor (hereinafter referred to as GaAsFET) as an active element has an operating frequency of 1 gigahertz (GHz). Widely used as a key component of high-frequency modules exceeding
[0003]
The GaAs MMIC is composed of an active element such as a GaAs FET formed on an insulating substrate and a transmission line for transmitting a signal. As a transmission line, a microstrip type transmission line having a signal line on the surface of an insulating substrate and a ground conductor on the back side has been conventionally used, but recently, a coplanar type transmission line that can be measured and evaluated on an on-wafer, that is, A transmission line in which both a signal line and a ground conductor are formed on the surface of an insulating substrate attracts attention, and has begun to be widely used particularly at the product level.
[0004]
FIG. 10 is a schematic perspective view of the GaAs MMIC 30 for power amplification. The GaAs MMIC 30 has a pair of grounds formed on the surface of an insulating gallium arsenide substrate 31 having a thickness of 0.2 mm, for example, a GaAsFET 32, a 0.03 mm wide signal line 33, and 0.03 mm apart on both sides of the signal line 33. The conductor 34 is formed to constitute a coplanar transmission line 35. The area of the back surface 36 of the GaAs MMIC 30 is, for example, 1.5 mm × 3 mm. A back surface conductor 37 for soldering the GaAs MMIC 30 to the conductive base of the module is usually formed on the back surface 36 of the GaAs MMIC 30.
[0005]
FIG. 11 is a perspective view showing a state in which the microwave integrated circuit semiconductor element (GaAs MMIC 30) in the conventional example is mounted on the high-frequency module 38. FIG.
[0006]
On the input / output side of the GaAs MMIC 30, a microstrip comprising a signal line 40 having a width of 0.5 mm formed on the surface of a dielectric substrate 39 having a thickness of 0.3 mm and a ground conductor 41 formed on the entire back surface of the dielectric substrate 39. The mold transmission line 42 is fixed on the conductive base 43. Note that a capacitor for cutting off the DC component and an inductor for supplying DC power are provided on the microstrip transmission line 42, but are omitted here. The GaAs MMIC 30 is usually fixed directly to the conductive base 43 by soldering or the like in consideration of heat dissipation.
[0007]
In the high frequency module, the signal line 33 of the coplanar transmission line 35 and the signal line 40 of the microstrip transmission line 42 on the surface of the GaAs MMIC 30, and the ground conductor 34 of the coplanar transmission line 35 and the microstrip transmission line 42 are provided. The ground conductor 41 (conductive base 43) is electrically connected by a metal ribbon 44 to form a high frequency module 38.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional high-frequency module 38, the region filled with gallium arsenide GaAs 31 sandwiched between the ground conductor 34 and the back conductor 37 of the coplanar transmission line 35 forming the GaAs MMIC 30 and the wire 44 around the MMIC 30. A region inside the wire 44 when it is assumed that the wires 44 are in close contact with each other acts as a resonator (hereinafter, a region acting as the resonator is referred to as a resonance structure region). Then, an inherent resonance determined by the shape of the resonance structure region and the relative dielectric constant is generated, and a sudden change (dip) in power gain occurs at a specific frequency on the transmission characteristics of the MMIC 30, and so-called ringing is generated on the output waveform. I discovered that it occurs.
[0009]
This cause can be explained as follows. That is, when there is a back conductor 37 directly under the coplanar transmission line 35 (back surface 36 of the insulating substrate) as in the prior art, the ground conductor 34 and the back conductor of the coplanar transmission line 35 formed on the chip surface. Thus, a certain resonance point is generated, which is determined by the size and shape of the resonance structure region sandwiched between the substrate 37 and the relative dielectric constant of the insulating gallium arsenide substrate 31. At the resonance frequency, a current in a resonance mode different from the normal transmission mode flows on the surface of each conductor, and a loss due to the electric resistance occurs. As a result, a transmission loss different from the normal transmission mode occurs at the resonance point.
[0010]
In this state, when a microstrip transmission line 42 having, for example, a characteristic impedance of 50Ω is connected to the input / output of the GaAs MMIC 30, all electric fields are not concentrated on the signal line 33 and the ground conductor 34 of the coplanar transmission line 35. , The signal line 33 and the back conductor 37 are also supplied. That is, an input / output path is connected to the resonance structure region, and a resonance state is generated in the GaAs MMIC 30 at a specific frequency.
[0011]
When looking at the frequency characteristics of the high-frequency module, an abnormal behavior at the resonance frequency, that is, the abrupt change (dip) of the aforementioned power gain occurs. In addition, ringing or the like occurs in the pulse waveform.
[0012]
FIG. 12 shows an example of frequency characteristics of the high-frequency module 38 in the case of an amplifier using the conventional technique. As shown in the figure, a significant power gain drop (4 dB dip) occurs at a specific frequency (about 31 GHz), which limits the 3 dB bandwidth of the high-frequency module 38 to about 30 GHz. It was found that the resonance characteristics of the resonance structure region overlapped. Therefore, the practical frequency band of the high-frequency module 38 is determined by the influence of resonance in the resonance structure region near about 31 GHz.
[0013]
Therefore, in order to solve the above problems, the object of the present invention is to mount the MMIC by controlling the resonance frequency and level of the resonance structure region which inevitably occurs in mounting the MMIC. An object of the present invention is to provide a high-frequency module that can minimize deterioration of characteristics inherently and can be directly extracted as characteristics of the high-frequency module.
[0014]
That is, the resonant frequency of the resonant structure region, if present in the practical frequency band (user) is needed, the material causing an increase in the resonant frequency in the resonant structure region provided, than practical frequency band the resonance frequency It is to move to a high region.
[0015]
Alternatively, a material that inhibits the generation of a resonance mode is provided in the resonance structure region, and the influence of this resonance is suppressed. Furthermore, by cutting off the input / output path to this resonance structure region, the influence of this resonance is suppressed, and the practical frequency band (of the user) required is secured.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
Next, means for solving the above problems will be described with reference to the drawings corresponding to the embodiments.
[0017]
The high-frequency module according to claim 1 is a coplanar type comprising an insulating substrate 4, a main signal line 8 formed on the insulating substrate, and a pair of

ground conductors

9, 9 provided on both sides of the main signal line. A coplanar integrated circuit 3 comprising a transmission line 5 and a circuit element 6 provided on the main signal line;
A conductive base 2 on which the coplanar integrated circuit is mounted;
A high frequency module comprising:
A dielectric 22 is provided in the resonance structure region 23 between the ground conductor and the conductive base, and is obtained by stacking the relative dielectric constant k ₁ of the insulating substrate and the relative dielectric constant k ₂ of the dielectric. The relative dielectric constant k ₁₂ obtained by the synthesis is smaller than the relative dielectric constant k ₁ .
[0018]
According to the present invention , the resonance frequency f at which the resonance state occurs can be shifted to the high band side, and the practical frequency band of the high frequency module can be expanded. Then, by appropriately selecting the relative dielectric constant k of the dielectric 22 according to the device to which the high frequency module is applied, the resonance frequency f can be shifted to a suitable value, and the necessary practical frequency band is secured. be able to.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A first embodiment of the high-frequency module of the present invention will be described. FIG. 1 is a schematic perspective view showing a high-frequency module in which a coplanar integrated circuit 3 is mounted on a conductive base 2.
[0026]
The high-frequency module 1 is obtained by mounting a coplanar integrated circuit 3 such as a power amplification GaAs MMIC on a conductive base 2. The coplanar integrated circuit 3 includes an insulating substrate 4, a coplanar transmission line 5 formed on the insulating substrate 4, and a circuit element 6.
[0027]
As the insulating substrate 4, for example, a gallium arsenide (GaAs) substrate (having a relative dielectric constant k of about 13) is used, and a coplanar transmission line 5 and a circuit element 6 are formed on the surface 4a. The back conductor 7 is not formed in the central portion of the back surface 4 b, that is, in a portion that is not in direct contact with the conductive base 2. Further, a part of the back surface 4b, here, both

end edges

4c and 4c in the transmission direction may be provided with a back surface conductor 7 for conductive connection with the bottom surface 2a of the conductive base 2, as shown in the figure. Good.
[0028]
The coplanar transmission line 5 includes a main signal line 8 formed on the insulating substrate 4 and a pair of

ground conductors

9 and 9 provided on both sides of the main signal line 8. In the center of the main signal line 8, for example, a circuit element 6 such as a GaAsFET is provided.
[0029]
The conductive base 2 is formed in a substantially U shape. In the figure, the bent left side is the input end 10, and the right side is the output end 11. The input end 10 and the output end 11 are provided with a pair of

coaxial lines

12 and 13 penetrating each bent piece. On the bottom surface 2a on the input end 10 and output end 11 side, for example,

dielectric substrates

14 and 15 having a thickness of 0.3 mm are provided. An input terminal signal line 16 and an output terminal signal line 18 are formed on both

dielectric substrates

14 and 15, respectively, and are connected to the

coaxial lines

12 and 13, respectively.
[0030]
The input end signal line 16 is connected to one end of the main signal line 8 of the coplanar transmission line 5 by a metal ribbon 19 as a conductive wire. The output terminal signal line 18 is connected to the other end of the main signal line 8 of the coplanar transmission line 5 by a metal ribbon 19.
[0031]
Furthermore, one end of the input end of each ground conductor 9 is electrically connected to the bottom surface 2 a of the conductive base 2 between the insulating substrate 4 and the dielectric substrate 14 on the input end 10 side by a metal ribbon 19. ing. The other end of each ground conductor 9 is electrically connected to the bottom surface 2 a of the conductive base 2 between the insulating substrate 4 and the dielectric substrate 15 on the output end 11 side by a metal ribbon 19. . Furthermore, the middle part of each grounding conductor is electrically connected to the side surface of the conductive base 2 by metal ribbons 19 (for example, two each as shown). In addition, although not shown in the figure, other appropriate connections are made between the ground conductor 9 and the conductive base 2.
[0032]
A recess 20 is formed in the middle of the bottom surface 2 a of the conductive base 2. The depth of the recess 20 is, for example, 0.5 mm. The back conductor 7 does not exist in the opening of the recess 20. The opening edge of the recess 20 is connected to the insulating substrate 4 via the back conductor 7 or is connected to the insulating substrate 4 without the back conductor 7. In addition, the recess 20 is filled with, for example, air 22 a having a relative dielectric constant k = 1 as the dielectric 22. That is, the resonance structure region 23 (23 B) between the bottom surface 21 of the recess and the ground conductor 9 serves as the insulating substrate 4 and the air 22 a in the recess 20.
[0033]
In this resonance structure region 23 (23B), an electric field is generated from the bottom surface 2a of the conductive base 2 toward the ground conductor 9, and due to the influence of this electric field, the resonance state f is set at a resonance frequency f unique to the coplanar integrated circuit 6. Become. The resonance frequency f will be described later.
[0034]
Further, the dielectric 22 of the recess 20 is not limited to the air 22a. FIG. 2 shows an example in which the recess 20 is filled with a dielectric 22b such as diamond, glass epoxy, or quartz glass as the dielectric 22 other than the air 22a. In this case, the back conductor 7 is not attached to the back surface 4 b of the insulating substrate 4. The presence or absence of the back conductor 7 in contact with the conductive base 2 at both ends of the insulating substrate 4 does not affect the characteristics.
[0035]
FIG. 3 shows an example in which the concave opening of the conductive base 2 is wider than the bottom surface of the coplanar integrated circuit 3. In this case, since the insulating substrate 4 cannot be supported by the bottom surface 2 a, the support 24 is provided on the back surface 4 b of the insulating substrate 4 and is fixed to the recess bottom surface 21.
[0036]
This support | pillar 24 is provided in the four corners of the back surface 4b of the insulating board | substrate 4 in FIG. In this case, the back conductor 7 is not attached to the back surface 4 b of the insulating substrate 4. The number of support posts 24 is not limited to four, and may be five or more or less than four as long as the coplanar integrated circuit 3 is stably attached. Although not shown, a slightly thicker support post 24 may be provided at the center of gravity of the back surface 4 b of the insulating substrate 4 to connect to the bottom surface 21 of the recess.
[0037]
Further, the support post 24 may be a conductor or a dielectric. When the support is a conductor, the back conductor 7 may be provided in a portion in contact with the insulating substrate 4. However, as the proportion of the conductor portion increases, the effect of moving the resonance frequency to the high frequency side decreases.
[0038]
FIG. 4 shows an example in which a dielectric 22b such as diamond, glass epoxy or quartz glass is provided in the recess 20 in FIG. 3 as the dielectric 22 other than the air 22a described above in consideration of heat dissipation. In this case, it is preferable that the back conductor 7 is not provided on the back surface 4 b of the insulating substrate 4. When the back conductor 7 is present, the effect of moving the resonance frequency to the wide area side is reduced.
[0039]
Next, the relationship between the resonance frequency f unique to the coplanar integrated circuit 3 and the resonance structure region 23 between the ground conductor 9 and the conductive base 2 will be described. First, the present inventor has paid attention to the fact that the calculation formula representing the resonance frequency can be substantially expressed by the calculation formula of the cavity resonator.
[0040]
First, as shown in FIG. 10, when all six planes of the outer periphery of the insulating substrate 31 used in the MMIC are covered with conductive surfaces, a cavity resonator structure is formed, and the resonance frequency f generated here is Is represented by the following formula (1).
[0041]
[Formula 1]

[0042]
Here, f is a resonance frequency f unique to the coplanar integrated circuit. c is the speed of light. Further, x, y, and z are dimensions of the rectangular parallelepiped insulating substrate 31, where x is a signal transmission direction width, y is a width perpendicular to the transmission direction, and z is a height direction width. l, m, and n are arbitrary integers. As shown in FIG. 12, it is known that the fundamental resonance mode where the resonance frequency f is minimum (31 GHz in the figure) is l = m = 1 and n = 0 when x, y> z. Yes.
[0043]
Formula 1 is a formula for calculating the resonance frequency of the cavity resonator when the six planes of the insulating substrate 31 are covered with conductive surfaces. In actual mounting, the top surface of the insulating substrate 31 has a coplanar circuit, and the side surface has at least four wires serving as an input / output unit instead of a conductive surface. Many parameters are expected, such as the number of wires, the wiring location, etc., but generally, the calculation result of Equation 1 can be used, and it is experimentally confirmed that the resonance frequency varies slightly due to other parameters. It has been confirmed.
[0044]
Here, when the above-described conventional example is applied to Equation 1 and the fundamental resonance mode is solved, the resonance frequency f ₁ can be obtained by Equation 2.
[0045]
[Formula 2]

[0046]
Here, k ₁ is a relative dielectric constant of the insulating substrate 31 as the resonance structure region 23A shown in FIG. Further, x ₁ , y ₁ , and z ₁ are dimensions of the insulating substrate 31 as the resonance structure region 23A. In the actual coplanar integrated circuit 3, the thickness z ₁ of the resonance structure region 23 A is extremely smaller than the transmission direction width x ₁ and the orthogonal direction width y ₁ of the insulating substrate 31. Substituting = 0 does not appear in Equation 2.
[0047]
Further, in the actual mounting form, as shown in FIGS. 10 and 11, since the ground conductor 34 and the outside of the insulating substrate 31 of the conductive base 43 are connected by wires, x ₁ and y ₁ are large. Will be substituted.
[0048]
Therefore, if x ₁ and y ₁ > z ₁ , n = 0, and the z ₁ term does not appear in Equation 2, so that the resonance frequency f does not vary by increasing the thickness of the resonance structure region 23A. .
[0049]
On the other hand, as shown in FIGS. 1 to 4, in the resonance structure region 23 (23 B) , the thickness of the insulating substrate 4 and the relative dielectric constant k ₁ between the insulating substrate 4 and the conductive base 2. By laminating the thickness of the inserted dielectric 22 and its relative dielectric constant k ₂ , the relative dielectric constant k ₁₂ synthesized by the following equation 3 is determined. As the relative permittivity k ₁₂ becomes smaller, the resonance frequency f ₁₂ varies toward the high frequency side.
[0050]
[Formula 3]

[0051]
That is, if k ₁ > k ₁₂ from Equation 3, f ₁ <f ₁₂ is satisfied, and therefore, as shown in FIG. 5, the resonance frequency f rises and a dip appears correspondingly in the high frequency range. Comparing FIG. 12 and FIG. 5, when the dielectric 22 (for example, air 22a) is inserted 0.1 mm, the resonance frequency shifts to about 63 GHz, and the 3 dB bandwidth that has been limited around 30 GHz is less than that of the MMIC. It was possible to secure about 55 GHz in the original practical frequency band, that is, 3 dB band.
[0052]
Since the amount of movement of the resonance frequency f to the high band side depends on the relative dielectric constant k ₂ of the dielectric 22 to be inserted, by appropriately selecting the dielectric 22 and satisfying k ₁ > k ₁₂ , The resonance frequency f is shifted to the high band side. Specifically, the frequency at which the power gain suddenly drops in the high frequency module 1 moves to the high band side, and a wider practical frequency band can be secured. It becomes possible.
[0053]
As a specific example, when a quartz glass 22b having a relative dielectric constant k ₂ = 3.6 and a thickness of 0.2 mm is inserted, the resonance frequency f ₁₂ becomes 56 GHz. In other words, the higher the relative dielectric constant k ₂ is, the smaller the amount of movement of the resonance frequency f _{12 to} the high region becomes. When k ₂ > (2/3) · k ₁ , the amount of movement is less than 5 GHz, which is sufficient. Can't get.
[0054]
Next, a second embodiment will be described. This embodiment is an example in which a radio wave absorber 25 is provided between the insulating substrate 4 and the conductive base 2 in place of the dielectric 22 as shown in FIGS.
[0055]
The radio wave absorber 25 is a material that absorbs radio waves and absorbs an electric field from the conductive base 2 toward the ground conductor 9. There are mainly two types of radio wave absorbers 25, a resistor type and a sintered ferrite type.
[0056]
In the case of FIGS. 2 and 4, by inserting the radio wave absorber 25 into the recess 20, the resonance state is reduced by absorbing the electric field from the conductive base 2 to the ground conductor 9. Since the electric field generated between the conductive bases 2 is also supplied to the MMIC and absorbed at the same time, it has the effect of blocking input / output to the resonance structure region 23. In this case, in particular, even if the back conductor 7 is present on the bottom surface of the insulating substrate 4, a certain effect can be expected due to the input / output blocking function.
[0057]
FIG. 6 shows the result. The amount of gain drop in the vicinity of 31 GHz is improved to the original characteristics of the MMIC, and about 55 GHz is achieved as the 3 dB bandwidth.
[0058]
The example of FIGS. 2 and 4 is a case where the radio wave absorber 25 is completely embedded in the recess 20 of the conductive base 2, but the radio wave absorber 25 (thickness is, for example, 0.3 mm) only in a part of the recess 20. ) Can also be inserted. In this case, although the improvement amount is small, the dimensional accuracy (thickness accuracy) of the radio wave absorber 25 is not required, which is preferable in manufacturing.
[0059]
From the above, according to the present embodiment, even if the resonance frequency f exists in the practical frequency band, the resonance mode can be avoided by the characteristics of the radio wave absorber 25, and the power gain is rapidly increased. The dip-like characteristics that fall into the range are removed from the practical frequency band.
[0060]
In the second embodiment described above, the example in which the radio wave absorber 25 is provided between the insulating substrate 4 and the conductive base 2 has been described. However, as shown in FIG. For example, a plate-shaped electromagnetic wave absorber 26 may be provided in the resonance structure region 23 between the metal ribbon 19 and the metal ribbon 19. The plate-like wave absorber 26 may be attached to the side surface of the insulating substrate 4 or may be erected on the surface of the conductive base 2 at a predetermined interval without being attached. As shown in FIGS. 8 and 9, the radio wave absorber 26 may be provided on the side surface of the insulating substrate 4 in the high frequency module of the second embodiment as described above.
[0061]
As a result, the electric field generated between the metal ribbon 19 and the conductive base 2 can be absorbed, and the input / output to the resonance structure is cut off, thereby obtaining the amplification characteristic without dip of the module 1 within the practical frequency band. Will be.
[0062]
In any of the above-described embodiments, an input-side microstrip transmission line including the coaxial line 12, the input-side dielectric substrate 14, and the input signal line 16 is configured as the input end 10 of the high-frequency module 1. However, the coaxial line 12 and one end of the main signal line 8 may be directly connected without using the input-side microstrip transmission line. Similarly, as the output end 11 of the high-frequency module 1, an output-side microstrip transmission line including a coaxial line 13, an output-side dielectric substrate 15, and an output signal line 18 is configured. It is good also as connecting the coaxial line 13 and the other end of the main signal line 8 directly without going through.
[0063]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention , the resonance frequency at which the resonance state occurs can be shifted to the high band side, and the practical frequency band of the high frequency module can be expanded. Then, by appropriately selecting the relative dielectric constant of the dielectric according to the device to which the high frequency module is applied, the resonance frequency can be shifted to a suitable value, and the necessary practical frequency band can be secured. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view showing a first embodiment of a high-frequency module according to the present invention.
FIG. 2 is a perspective view showing a first modification and a second embodiment of the first embodiment of the high-frequency module according to the present invention.
FIG. 3 is a perspective view showing a second modification of the first embodiment of the high-frequency module according to the present invention.
FIG. 4 is a perspective view showing a third modification of the first embodiment and a second modification of the second embodiment of the high-frequency module according to the present invention.
FIG. 5 is a graph showing frequency characteristics of power gain of the high-frequency module according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a graph showing frequency characteristics of power gain of the high-frequency module according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a perspective view showing a first modification of the second embodiment of the high-frequency module according to the present invention.
FIG. 8 is a perspective view showing a second modification of the second embodiment of the high-frequency module according to the present invention.
FIG. 9 is a perspective view showing a third modification of the second embodiment of the high-frequency module according to the present invention.
FIG. 10 is a perspective view showing a conventional MMIC chip.
FIG. 11 is a perspective view showing a conventional high-frequency module.
FIG. 12 is a graph showing frequency characteristics of power gain of a conventional high-frequency module.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... High frequency module 2 ... Conductive base 3 ... Coplanar type integrated circuit 4 ... Insulating substrate 5 ... Coplanar type transmission line 6 ... Circuit element 8 ... Main signal line 9 ... Grounding conductor 10 ... Input end 11 ... Output end 19 ... conductive wires 22 (22a, 22b) ... dielectric 23 (23A, 23B) ...

resonant structure area

25, 26 ... wave absorber f, f _1, f ₁₂ ... resonant frequency _{_{k, k 1, k 2,}} k 12 ... Dielectric constant

Claims

A coplanar transmission line comprising an insulating substrate (4), a main signal line (8) formed on the insulating substrate, and a pair of ground conductors (9, 9) provided on both sides of the main signal line ( 5) and a circuit element (6) provided on the main signal line, a coplanar integrated circuit (3),
A conductive base (2) on which the coplanar integrated circuit is mounted;
A high frequency module comprising:
A dielectric (22) is provided in a resonance structure region (23) between the ground conductor and the conductive base, and a relative dielectric constant (k ₁ ) of the insulating substrate and a relative dielectric constant ( A high-frequency module characterized in that a relative dielectric constant (k ₁₂ ) obtained by lamination with k ₂ ) is smaller than the relative dielectric constant (k ₁ ) .