JP3910234B2 - 中間周波信号のディジタル化方法および該方法を実施するための回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、中間周波信号たとえばテレビジョン信号のディジタル化方法および該方法を実施するための回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル信号を処理しフィルタリングして復調する際に用いられる技術は、アナログによる解決手段よりも一般にフレキシブルでありかつ低コストである。したがって、ディジタル信号処理技術により概していっそう良好な性能が得られる。
【０００３】
殊に、ディジタル技術を最新のテレビジョン（ＴＶ）受像器に適用することで、アナログコンポーネントの複雑性が低減されたり、特別な機器を付加することなく種々のテレビジョン規格と両立性をとらせるよう受像器を再構成できる、といった多数の利点が得られる。最終的には、全世界で用いられているあらゆるテレビジョン規格を取り扱える単一の”チップ”回路を有する可能性もある。さらに別の利点も挙げておくと、個々の規格に完全に適合されたフィルタ処理を行えること、たとえば自動利得制御（ＡＧＣ）または自動周波数制御（ＡＦＣ）のためにオンラインの補正アルゴリズムを使用できることなどである。
【０００４】
中間周波アナログ信号の申し分のないディジタル変換を達成するためには、いくつかの条件が満たされなければならない。まずはじめに、得ようとする信号を隣接チャネルの信号と区別できるようにする目的で、ダイナミック分解能の最小レベルが保証されていなければならない。ここで約４０ＭＨｚのアナログ中間周波信号をディジタル化するものとすれば、実践において十分な弁別が得られるようにするためには、２５６レベルに対応する１０ｂｉｔの最小ダイナミック分解能が必要とされる。実践では、隣接チャネルにおける信号は、所望の信号の振幅の５０ｄＢまたは６０ｄＢまでの著しく高い振幅を有している可能性があり、このような場合、先に挙げたものよりも高いダイナミック分解能であると有利である。
【０００５】
１つの重大な難点は、中間周波信号は（テレビジョンについては４０ＭＨｚのオーダの）比較的高い周波数であることと、このような周波数により課されるサンプリング速度に関連している。この点に関して、許容し得る程度の価格で現在市販されているアナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）の性能は不十分である。図１に示したグラフはたとえばフラッシュタイプのアナログ／ディジタルコンバータに関するものである。このグラフには、コンバータの出力側における有効な（使用可能な）ビット数が、入力信号の周波数の関数として対数スケールで示されている。ここでわかるのは、この種のコンバータは低い周波数に対しては１０個の有効ビットを有しているが、４０ＭＨｚ付近の周波数に対しては約５個のビットよりも多いビットは有しておらず、上述の問題点を解決するには不十分なダイナミック分解能である。
【０００６】
しかもこの場合、当該の信号のディジタル化のための解決手段が、対象とする装置のための種々の規格と両立性があるようにしたい。殊に、テレビジョン受像器であれば、その解決手段を全世界にわたって使用されている種々のテレビジョン規格に適合できるようにしたい。
【０００７】
多数の規格との両立性をとらせようとするこのような要求を満たすのは難しい。良好なダイナミック分解能を得る目的で、隣接チャネルの信号を除去するために所望の信号をフィルタリングする慣用の技術を採用するようにした場合に必要とされるのは、種々異なる規格の周波数に合わせられた複数のフィルタを用いることであって、このことは著しくコストがかかり、あるいはフィルタ設計とは合わない周波数を有する信号をフィルタリングする単一のフィルタを用いることであって、これではほとんど効果的なフィルタリングを伴わないし、ダイナミック分解能も劣ったものである。
【０００８】
現時点で存在するのは（中間周波数以上の）高い周波数に適したフィルタ特にＳＡＷフィルタであるが、このようなフィルタは少なくとも現時点では、アナログ／ディジタルコンバータにとって許容できる著しく低い周波数に整合させることはできない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
したがって本発明の課題は、上述のように互いに矛盾する種々の要求に起因する問題点を解決することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段および利点】
本発明によればこの課題は、中間周波信号は、規格ごとに変わり得る帯域幅を有するが該帯域幅の周波数限界のうち一方は実質的に一定であり、アナログ信号からディジタル信号への変換前に、ディジタル化すべき信号の周波数帯域に隣接するチャネルの信号を３つのステップで除去し、第１のステップで、前記の実質的に一定の方の周波数限界に隣接するチャネルの信号をフィルタリングにより除去し、該フィルタリングの特性を、規格ごとに変わり得るディジタル化すべき信号のいかなる帯域幅であっても、ディジタル化すべき信号が変化し得る方の周波数限界の側でフィルタリングによって変えられないよう選定し、第２のステップで、ディジタル化すべき前記信号をその帯域幅により定められた量で周波数に関して転置し、ディジタル化すべき信号の周波数帯域における前記の変化し得る方の周波数限界が転置された信号において実質的に一定の値を有するよう、前記の転置を行い、第３のステップで、転置された信号と隣接するチャネルの信号をフィルタリングにより除去し、該フィルタリングの特性を、処理すべき信号のいかなる帯域幅であっても転置された信号が変わらないよう選定することを特徴とする中間周波信号のディジタル化方法により解決される。
【００１１】
本発明による方法を用いれば、所定の周波数および帯域幅に対して規定されたフィルタリング特性によって、各々の規格についてフィルタを変形する必要なく、規格ごとに異なる帯域幅を有する信号を処理することができる。処理すべき信号の帯域と隣接するチャネルの信号を除去することによって、アナログ／ディジタルコンバータにより出力されるビット数を増やすことなく、ダイナミック分解能を改善できる。
【００１２】
中間周波テレビジョン信号の場合、帯域の上限は周波数に関して実質的に一定である。したがって第１のステップでは、対象とする信号よりも高い周波数の隣接チャネルにおける信号を除去し、この第１のステップでのフィルタリングを、存在するあらゆるテレビジョン規格において対象とする信号に関して最大の帯域幅に合わせて適合調整する。
【００１３】
先に述べた３つのステップの実行後、信号をディジタル化するのに有利であるのは、処理すべき信号の周波数を低減してからアナログ／ディジタルコンバータへ供給することである。
【００１４】
さらに上記の課題は、ディジタル化すべき信号を中間周波数でチューナ装置から受信する入力側と、第１の帯域通過フィルタと、混合回路と、第２の帯域通過フィルタとが設けられており、前記第１の帯域通過フィルタの一方の周波数限界は、ディジタル化すべき信号の周波数帯域の実質的に一定な方の限界に対応し、該第１の帯域通過フィルタにより、前記の一定な方の限界と隣接するチャネルの信号が除去され、該第１の帯域通過フィルタは、どのような規格が用いられていようともディジタル化すべき前記信号が変えられないよう、存在し得るすべての規格のうち最大の帯域幅に合わせて適合調整されており、前記混合回路により、フィルタリングされた中間周波信号が該信号の規格ならびに帯域幅を考慮して別の周波数範囲に転置され、ディジタル化すべき前記信号の変わり得る方の周波数限界は転置された信号において実質的に一定にされ、前記第２の帯域通過フィルタの一方の周波数限界は、前記の転置された信号の実質的に一定の周波数限界の値に対応し、該第２の帯域通過フィルタは、前記の転置された信号の一定の周波数限界に隣接するチャネルにおける信号を除去するために適合調整されており、該第２の帯域通過フィルタの帯域幅は、存在し得るすべての規格のうち最大の帯域幅に合わせて適合調整されていることを特徴とする、中間周波信号のディジタル化回路により解決される。
【００１５】
上記の２つのフィルタはＳＡＷ（表面弾性波）フィルタであるとよい。これらのフィルタの通過帯域幅は少なくとも、存在し得るあらゆる規格の中間周波信号における最大の帯域幅と等しい。
【００１６】
前記の混合回路は乗算回路を有しているとよく、この乗算回路の一方の入力側は前記の第１のフィルタの出力側と接続されており、さらにこの乗算回路の他方の入力側は、用いられる規格に応じて調整可能な一定の周波数を発生する局部発振器の出力側と接続されている。有利には、この局部発振器の一定の周波数の調整は所定の電圧により保証される。
【００１７】
前記の第２のフィルタの出力側には周波数低減回路が設けられており、この周波数低減回路は乗算器と局部発振器を有している。この場合、乗算器の一方の入力側は前記の第２のフィルタの出力側と接続されており、乗算器の他方の入力側は局部発振器の出力側と接続されている。そしてこの局部発振器の周波数は、処理すべき信号に対応する選択されたテレビジョンチャネルの規格に合うよう調整可能である。また、周波数低減回路の出力側とアナログ／ディジタルコンバータの入力側の間に、低域通過フィルタと自動利得制御回路が接続されているとよい。
【００１８】
この場合、周波数の低減は、アナログ／ディジタルコンバータにより確実に行われるディジタル化が高精度のものとなるよう選定される。
【００１９】
次に、添付の図面を参照して実施例（本発明はこの実例に限定されるものではない）に基づき本発明を詳細に説明する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図２には、中間周波数のテレビジョン信号をディジタル化するための回路が示されている。この回路は慣用のチューナ１を有しており、このチューナの入力側は処理すべき信号を捕捉するアンテナ２と接続されている。チューナ１は、うなりを発生させるためアンテナ２により捕捉された信号の周波数と整合する周波数に調節された局部発振器を有しており、さらにチューナ１はその出力側から、規格化されている中間周波数の値（テレビジョンでは約４０ＭＨｚ）に対応する周波数を有する信号を供給する。
【００２１】
図３のＡにはチューナ１の出力側で得られる信号が示されており、これには所定のチャネルに対応する所望の信号Ｓ_if ^N だけでなく、この信号と隣り合うチャネルに対応する信号も含まれている。わかりやすくするため、図３のＡには次に高い隣接チャネルに対応する信号Ｓ_if ^N+1 と次に低い隣接チャネルに対応する信号Ｓ_if ^N-1 しか示されていない。これら一連の３つの信号によって、考察する実例に対する第１の中間周波信号の帯域幅が形成される。
【００２２】
図３のＡにおける垂直方向の破線により映像搬送波の周波数ｆ_pcが示されており、これは所望の信号Ｓ_if ^N の帯域内に位置している。
【００２３】
信号Ｓ_if ^N は、映像搬送波の周波数ｆ_pcの周辺にありビデオ帯域に対応する台形状の帯域３と、それよりも狭く帯域３の下限値５のすぐ下に位置している音声帯域４とによって概略的に描かれている。帯域３の上限値は参照符号６により示されている。
【００２４】
なお、隣接チャネルの信号Ｓ_if ^N+1 とＳ_if ^N-1 の振幅は、所望の信号Ｓ_if ^N の振幅よりも著しく大きい可能性があり、このため先に述べたように処理中に事前の措置が講じられることになる。
【００２５】
この場合、所望の信号Ｓ_if ^N の帯域３における上限値６は、いずれのテレビジョン規格でも周波数に関して実質的に一定である。他方、所望の信号Ｓ_if ^N の帯域３の幅Ｌは規格ごとに著しく異なっており、つまり所望の信号の帯域３における下限値５の周波数はテレビジョン規格に応じて異なっている。
【００２６】
第１の帯域通過フィルタ７は、ディジタル化すべき信号Ｓ_if ^N の帯域３における実質的に一定の限界値６に対応する上限周波数８に合わせて選択されている。図３のＢには、このフィルタ７の帯域通過特性が実質的に矩形の窓の形状で示されている。フィルタ７は種々のテレビジョン規格に整合されており、換言すればフィルタ７は所望の信号に対応するチャネルのために、全世界にわたって用いられている種々の規格のうち最大の帯域幅Ｌと少なくとも等しい幅Ｋ（図３のＢ参照）の通過帯域を有している。
【００２７】
これらの条件において、上限値６よりも上の隣接チャネルの信号Ｓ_if ^N+1 はフィルタ７によって除去されることになる。しかも、どのようなテレビジョン規格が用いられていようと、所望の信号Ｓ_if ^N の帯域３全体はフィルタ７により除去されることなく伝送されることになる。それというのは、このフィルタの通過帯域Ｋは、存在し得るあらゆるテレビジョン規格のうち最大の帯域幅Ｌと少なくとも等しいからである。
【００２８】
しかしながら、フィルタ７の出力側における信号は、所望の信号Ｓ_if ^N だけでなく低い方の隣接チャネルに相応する信号Ｓ_if ^N-1も含んでいる。それというのは、フィルタ７の帯域通過特性Ｋは、ほとんどの規格について帯域３の幅Ｌよりも大きいからである。図３のＣには、フィルタ７の出力側における信号が示されている。これには所望の信号３（Ｓ_if ^N ）と、低い方で隣り合う信号Ｓ_if ^N-1 の一部分９が含まれている。
【００２９】
フィルタ７はＳＡＷフィルタであるとよく、これは市販されていて、４０ＭＨｚのオーダの中間周波数において申し分なく動作する。現在、この種のＳＡＷフィルタにより、良好なコストパフォーマンスとフィルタ処理の問題点に対する特有の好適な解決手段が提供されている。しかし先に述べたように、それらのＳＡＷフィルタは、中間周波数よりも著しく低い周波数については申し分のない動作は得られない。
【００３０】
ここで再び図２を参照すると、この図によればフィルタ７の出力信号は混合回路１０の入力側へ供給されている。この回路は、信号Ｓ_if ^N およびその帯域幅を考慮して、図３のＣに示されている中間周波信号を他の周波数範囲へ転置するのに適したものである。混合回路１０は乗算回路１１を有しており、この乗算回路はその一方の入力側で、フィルタ７からの出力信号を受信し、その他方の入力側へは一定の周波数ｆ_Loで局部発振器１２から信号が供給される。発振器１２の周波数は、上記の一定の周波数ｆ_Loを該当するテレビジョン規格に整合させるため、発振器１２へ印加される電圧Ｕによって可変である。
【００３１】
図３のＣからＤへの推移によって、混合回路１０により行われる転置動作が示されている。この転置動作には、図３のＣからＤへと進む破線の矢印で示されているように、チャネルの位置を逆転させる結果の得られるミラー作用による周波数シフトが含まれている。
【００３２】
より詳細には、図３のＣからＤへ移ると（つまり回路１０の入力側から出力側へ移ると）、周波数ｆ_pcは局部発振器１２の周波数に依存する値によって低減されていることがわかる。さらに、ディジタル化の望まれる信号の帯域３は縦軸と平行な軸を中心に１８０゜回転されており、３ａになっている。帯域３の下限値５は帯域３ａの上限値５ａになっており、逆に上限値６は下限値６ａになっている。
【００３３】
図３のＣにおいて処理されるべき信号の下限値と隣り合っていた信号９は、転置された処理すべき信号３ａの他方の側で９ａとなり、図３のＤに示されている転置された信号３ａの上限値５ａと隣り合うようになる。処理すべき信号の帯域において図３のＤに示されている上限値５ａが、いかなるテレビジョン規格であろうと実質的に一定の１つの周波数と一致するよう、混合回路１０のパラメータが選択される。この周波数は、図３のＡにおける信号Ｓ_if ^N の上限値に相応する周波数Ｆ１と同じものとすることができるし、あるいはこれと異ならせることもできる。
【００３４】
図３のＤの実線で表されている信号全体は、処理すべき信号とそれよりも高い除去すべき隣接信号とを有しており、この信号全体はやはりＳＡＷフィルタであるとよい第２の帯域通過フィルタ１３の入力側へ供給される。
【００３５】
この第２のフィルタＳＡＷの通過帯域は実質的に矩形のウィンドウ１４で表されており、これは図３のＤにおいて破線で示されている。その上限値１５は、転置された処理すべき信号における上限値５ａの実質的に一定の値に相応するものであり、限界値１５を上限値５ａよりもいくらか大きくできるようにして音声帯域４ａを考慮することができる。特筆すべき重要な点は、どのようなテレビジョン規格が用いられていようと限界値５ａは実質的に一定に保たれていることであって、したがってやはり一定の限界値１５を有するフィルタ１３をあらゆるテレビジョン規格のために用いることができる点である。
【００３６】
第２のフィルタＳＡＷの通過帯域幅Ｑは、どのようなテレビジョン規格であろうと処理すべき信号が第２のフィルタ１３によって変えられないように選定される。換言すれば、第２のフィルタ１３における通過帯域１４の下限値１６はいかなる場合であっても、処理すべき信号の下限値６ａよりも小さくなるよう選定する。
【００３７】
フィルタ１３の出力側において、図３のＡでは存在していた隣接チャネルの信号から分離された処理すべき信号が得られる。図３のＥに示されている得られた信号３ａの波形は先に述べたミラー作用ゆえに、縦軸に平行な軸を中心にして図３のＡで示した信号を中心にして対称である。
【００３８】
図３のＥに示されている選択された中間周波信号により良好なダイナミック分解能が得られる。それというのは、これは隣接チャネルからの寄生的な信号によってももはや妨害を受けていないからである。このような信号は、フィルタ７と１３を変形する必要なくいかなるテレビジョン規格についても得ることができるものであって、図３のＣからＤへの推移に対応する転置作用を調整するため電圧Ｕを用いる局部発振器１２においてのみ適合調整が行われる。
【００３９】
しかし、フィルタ１３の出力側において得られる信号の周波数は、 妥当な価格の現行のアナログ／ディジタルコンバータにより十分なダイナミック分解能で処理するには高すぎる。
【００４０】
したがって、図４のＡに略示されているフィルタ１３の出力信号３ａは、周波数低減用の変換回路１７へ供給される。この変換回路１７は乗算器１８を有しており、この乗算器の一方の入力側はフィルタ１３の出力側と接続されており、この乗算器の他方の入力側は発振器１９から局部周波数ｆ_Lo1 で出力信号を受信する。発振器１９の周波数ｆ_Lo1 は図４のＢに示されているように一定であり、選択されたテレビジョンチャネルの規格に応じて調整可能であるとよい。
【００４１】
図４のＡからＤでは信号を数学的に表現した場合、図面の右側の部分における信号は正の周波数に相応し、縦軸を中心にして対称である信号は負の周波数に相応する。
【００４２】
回路１７からの低減された周波数（ｆ_pc − ｆ_Lo1 ）の出力信号（図４のＣ参照）は低域通過フィルタ２０の入力側へ導かれ、図４のＤにはこのフィルタの通過帯域２１が破線で示されている。この低域通過フィルタ２０によって、すべての無線周波数成分が信号から除去される。フィルタ２０からの信号出力は、ＡＧＣ回路２２を介してアナログ／ディジタルコンバータ２３の入力側へ導かれる。このコンバータ２３へ供給される信号の周波数が低減されることで、いかなるテレビジョン規格であっても、許容し得るサンプリング周波数と良好なダイナミック分解能でアナログ信号を申し分なくディジタル化することができる。
【００４３】
アナログ／ディジタルコンバータ２３の入力信号の周波数はかなり低いものであり、サンプリング周波数をチューナ１からの入力信号の最大周波数の２倍よりも大きくすることができ、このことは良好な分解能のために有利である。
【００４４】
本発明によれば、サンプリング周波数と局部発振器１９の周波数の幅広い選択が可能である。
【００４５】
これまでの説明では特にビデオ信号について考察してきた。しかし中間周波信号選択後、音声信号の復調のために並列構造をとることができることは自明である。
【図面の簡単な説明】
【図１】慣用のアナログ／ディジタルコンバータのダイナミック分解能の変化に関して、コンバータの出力側における有効ビット数を入力信号の周波数の関数として対数スケールで示す図である。
【図２】本発明による方法を実施する回路のブロック図である。
【図３】所望の中間周波信号の選択を可能にする方法の種々のステップを示す図である。
【図４】所望の中間周波信号を周波数低減する様子を示す図である。
【符号の説明】
１ チューナ
７ 第１の帯域通過フィルタ
１０ 混合回路
１１ 乗算回路
１２，１９ 局部発振器
１３ 第１の帯域通過フィルタ
１７ 周波数低減用の変換回路
１８ 乗算器
２０ 低域通過フィルタ
２２ ＡＧＣ回路
２３ アナログ／ディジタルコンバータ

Claims (10)

1. 規格ごとに変わり得る帯域幅（Ｌ）を有し、該帯域幅の周波数限界の一方（６）が実質的に一定である周波数を有する信号のディジタル化方法において、
   アナログ信号からディジタル信号への変換前に、前記信号の周波数帯域（３）に隣接するチャネルの信号（Ｓ_if ^N+1 ，Ｓ_if ^N-1 ）を３つのステップで除去し、
   第１のステップで、前記の実質的に一定の方の周波数限界（６）に隣接するチャネルの信号（Ｓ_if ^N+1 ）をフィルタリングにより除去し、該フィルタリングにおけるフィルタ特性の通過帯域幅を、互いに異なる規格のうち最大の帯域幅と等しいかまたはそれよりも広く設定し、該フィルタリング特性の設定により、規格ごとに変わり得るディジタル化すべき信号を、変化し得る方の周波数限界の側で保持し続け、
   第２のステップで、ディジタル化すべき前記信号を該信号の帯域幅により定められた量で周波数に関して転置し、該周波数に関する転置により、ディジタル化すべき信号の周波数帯域における前記変化し得る方の周波数限界を、転置された信号において保持し続け、
   第３のステップで、前記転置された信号と隣接するチャネルの信号をフィルタリングにより除去し、該フィルタリングにおけるフィルタ特性の通過帯域幅を、互いに異なる規格のうち最大の帯域幅に合わせて設定し、該フィルタリング特性の設定により、前記転置された信号を保持し続けることを特徴とする、
   信号のディジタル化方法。
2. 上方の周波数限界（６）が実質的に一定である中間周波テレビジョン信号のディジタル化のために、前記の第１のステップで、前記テレビジョン信号（Ｓ_ｉｆ ^Ｎ ）よりも高い周波数の隣接チャネルにおける信号（Ｓ_ｉｆ ^Ｎ＋１ ）を、テレビジョン規格ごとに異なり得る前記テレビジョン信号の最大帯域幅（Ｌ）に合わせられているフィルタリング特性を用いて除去する、請求項１記載のディジタル化方法。
3. 前記の３つのステップの実行後、結果として生じた信号をディジタル化する前に、処理すべき該信号の周波数を低減してからアナログ／ディジタルコンバータの入力側へ供給する、請求項１記載のディジタル化方法。
4. ディジタル化すべき信号を受信する入力側を備えた信号のディジタル化回路において、
   第１の帯域通過フィルタ（７）と、混合回路（１０）と、第２の帯域通過フィルタ（１３）とが設けられており、
   前記第１の帯域通過フィルタ（７）の一方の周波数限界は、ディジタル化すべき信号の周波数帯域の実質的に一定な方の限界に対応し、該第１の帯域通過フィルタにより、前記の一定な方の限界と隣接するチャネルの信号が除去され、該第１の帯域通過フィルタの通過帯域幅は、互いに異なる規格のうち最大の帯域幅と等しいかそれよりも広く、ディジタル化すべき前記信号を変化させず、
   前記混合回路（１０）はフィルタリングされた前記信号を、該信号の規格ならびに帯域幅が考慮された別の周波数範囲に転置し、該混合回路（１０）はディジタル化すべき前記信号の変わり得る方の周波数限界を、転置された信号において保持し続け、
   前記第２の帯域通過フィルタ（１３）の一方の周波数限界（１５）は、前記の転置された信号の前記実質的に一定の周波数（５ａ）に対応し、該第２の帯域通過フィルタにより、前記転置された信号の前記一定の周波数に隣接するチャネルにおける信号（９ａ）が除去され、該第２の帯域通過フィルタの帯域幅は、前記互いに異なる規格のうち最大の帯域幅に合わせられていることを特徴とする、
   信号のディジタル化回路。
5. 前記の第１および第２のフィルタ（７，１３）はＳＡＷ（表面弾性波）フィルタである、請求項４記載の回路。
6. 前記の第１および第２のフィルタ（７，１３）の通過帯域幅（Ｋ）は少なくとも、存在し得るすべての規格の中間周波信号の帯域（３）の最大帯域幅（Ｌ）と等しい、請求項４記載の回路。
7. 前記混合回路（１０）は乗算回路（ＩＩ １）を有しており、該乗算回路の一方の入力側は前記第１のフィルタ（７）の出力側と接続されており、該乗算回路（ＩＩ １）の他方の入力側は、用いられている規格に応じて調整可能な一定の周波数を発生する局部発振器（１２）の出力側と接続されている、請求項４記載の回路。
8. 前記局部発振器（１２）の一定の周波数は所定の電圧（Ｕ）により調整される、請求項７記載の回路。
9. 前記第２のフィルタ（１３）の出力側に周波数低減回路（１７）が設けられており、該周波数低減回路（１７）は乗算器（１８）と局部発振器（１９）を有し、該乗算器（１８）の一方の入力側は前記第２のフィルタ（１３）の出力側と接続されており、該乗算器（１８）の他方の入力側は前記局部発振器の出力側と接続されている、請求項４から８のいずれか１項記載の回路。
10. 前記周波数低減回路（１７）の出力側とアナログ／ディジタルコンバータ（２３）の入力側の間に低域通過フィルタ（２０）と自動利得制御回路（２２）が接続されている、請求項９記載の回路。

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