JP3851900B2 - 平面フィルタ、半導体装置、および無線装置 - Google Patents

Description

この発明は、例えば、ミリ波帯を含むマイクロ波帯での使用に適した平面フィルタに関し、特に、周波数が３０ＧＨｚ以上のミリ波通信装置の高周波無線通信装置等で用いられると好適な平面フィルタ、およびその平面フィルタを備えた半導体装置および無線装置に関する。

従来、平面フィルタの構成として、マイクロストリップ線路共振器を用いたものがある。その設計方法は、例えば、「総合電子出版社、マイクロ波回路の基礎とその応用」の３６９−３７３ページに詳述されている(非特許文献１参照)。

図６に、従来の平面フィルタの一例を示す。図６(Ａ)は平面図であり、図６(Ｂ)は図６(Ａ)のＤ−Ｄ’断面図である。この平面フィルタは、裏面に接地導体１１を有する誘電体基板１０上に、入力線路１、出力線路２、共振器３、共振器４、共振器５が形成されている。この共振器３、共振器４、共振器５はそれぞれ、通過帯域の中心周波数の実効波長に対して、２分の１の長さの線路長を有する。

図６(Ａ)に示すように、入力線路１の一部と共振器３の一部とが一定の間隔のギャップを介して平行に近接しており、電磁結合している。また、共振器３と共振器４のそれぞれの一部が一定の間隔のギャップを介して平行に近接しており、電磁結合している。同様に、共振器４と共振器５、および共振器５と出力線路２が、それぞれ一定の間隔のギャップを介して平行に近接しており電磁結合している。それぞれの共振器３〜５および入出力用の伝送線路１,２を適切に配置し、結合度を最適に調整することにより、所望の帯域幅を得ることができる。ここでは、３つの共振器３,４,５で構成した平面フィルタを示している。なお、共振器の数が増えるほど帯域外での減衰が大きくすることができる反面、通過帯域内での損失とフィルタの占有面積は大きくなる。

ところが、図６に示す上記従来の平面フィルタでの共振器の形状および配置では、以下に示す問題があった。すなわち、共振器を長手方向に並べた場合、平面フィルタのサイズが長くなってしまう。特に、平面フィルタと他の高周波集積回路との接続部での損失を低減するために、ＩＣチップ上に平面フィルタを集積化する場合、従来の共振器の配列では、ＩＣチップの面積の使用効率が悪く、他の回路に使用できないデッドスペースが増えるため、ＩＣチップのサイズが大きくなり、チップの単価が高くなるという問題があった。
小西良弘著 「マイクロ波回路の基礎とその応用」 総合電子出版社、１９９０年８月２０日、ｐ.３６９−３７３

そこで、この発明の課題は、以上の課題を鑑み、占有面積が小さく、ＩＣチップ上で集積化に適し、優れたろ波特性を有する減衰特性の優れた平面フィルタを提供することにある。

上記課題を解決するため、この発明の平面フィルタは、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器と、
第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器と、
３本の直線部と２箇所の折れ曲がり部分とで構成されるクランク型先端開放伝送線路共振器を有することを特徴としている。

この発明では、第１,第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器、および、クランク型先端開放伝送線路共振器を備えたことで、誘電体上でのフィルタの実質的な占有面積を小さくすることが可能となり、減衰特性の向上を図れる。これにより、この平面フィルタを備えた装置を小型化することが可能である。

また、一実施形態の平面フィルタは、上記第１および第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器、および上記クランク型先端開放伝送線路共振器が、通過帯域の中心周波数成分の実効波長に対して、２分の１の長さの線路長を有する。これにより、この実施形態の平面フィルタでは、ろ波特性を向上できる。

また、一実施形態の平面フィルタは、上記第１および第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器、および上記クランク型先端開放伝送線路共振器は、上記第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器、上記クランク型先端開放伝送線路共振器、上記第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器の順に電磁結合するように配置されている。
また、一実施形態の平面フィルタは、第１の入出力用の伝送線路と第２の入出力用の伝送線路を有し、上記第１の入出力用の伝送線路が上記第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器に電磁結合するように配置されており、上記第２の入出力用の伝送線路が上記第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器に電磁結合するように配置されている。

この実施形態では、上記構成のような、第１,第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器および上記クランク型先端開放伝送線路共振器の形状と配置によって、誘電体上でのフィルタの実質的な占有面積を小さくすることができ、平面フィルタを用いた装置の小型化が可能である。

また、一実施形態の平面フィルタは、上記第１および第２の入出力用の伝送線路のすくなくとも一方の一部と、上記クランク型先端開放伝送線路共振器の一部とが電磁結合するように配置されている。

この実施形態では、入力用の伝送線路あるいは出力用の伝送線路となる上記第１,第２の入出力用の伝送線路の一部が、第１,第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器を飛び越して、上記クランク型先端開放伝送線路共振器が直接電磁結合する。これにより、第１の入出力用の伝送線路(入力線路) → 第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器 → クランク型先端開放伝送線路共振器 → 第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器 → 第２の入出力用の伝送線路(出力線路)の順に信号が伝播する第１伝播ルートに加えて、第１の入出力用の伝送線路(入力線路) → クランク型先端開放伝送線路共振器 → 第２の入出力用の伝送線路(出力線路)出力線路の順に信号が伝播する第２伝播ルートができることになる。

したがって、上記第１,第２のそれぞれの伝播ルートの位相差を適切に調整することにより、通過帯域のごく近傍での周波数で信号を打ち消し合わせることが可能となる。これにより、通過帯域外での減衰特性が急峻になる。

また、一実施形態の平面フィルタは、上記第１および第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器と、上記クランク型先端開放伝送線路共振器とが、半導体基板上に形成されている。この実施形態では、上記した小型,高性能の平面フィルタを備えた半導体装置を容易に構成できる。

また、一実施形態の半導体装置は、上記平面フィルタを備え、この平面フィルタが、半導体基板上にミキサと集積化されている。この実施形態では、上記平面フィルタを半導体基板上に形成し、ミキサと集積化したことで、ミキサと平面フィルタとの接続部での電力の損失を最小限に抑えることができ、より小型で高性能な半導体装置を実現できる。

また、一実施形態の無線装置は、上記平面フィルタを備えた。この実施形態の無線装置では、上記平面フィルタを備えたことで、小型で高性能な無線装置としての無線通信装置や無線中継装置を実現できる。

この発明の平面フィルタでは、第１,第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器、および、クランク型先端開放伝送線路共振器を備えたことで、誘電体上でのフィルタの実質的な占有面積を小さくすることが可能で減衰特性の向上を図れる。

以下、本発明を図示の実施の形態に基いて詳細に説明する。

(第１の実施の形態)
図１(Ａ),(Ｂ)に、この発明の平面フィルタの第１の実施の形態を示す。図１(Ａ)は平面図であり、図１(Ｂ)は図１(Ａ)のＡ−Ａ’断面図である。図１(Ａ)に示すように、この第１の実施の形態の平面フィルタは、誘電体基板１１０上に、入力線路をなす第１の入出力用の伝送線路１０１と、出力線路をなす第２の入出力用の伝送線路１０２と、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３と、第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０５と、クランク型先端開放伝送線路共振器１０４とが形成されている。また、図１(Ｂ)に示すように、上記誘電体基板１１０は、裏面に接地導体１１１を有する。

図１(Ｃ)に示すように、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３は、全体としてＵ字状に折り曲げられた形状であり、連続した３本の伝送線路１１,１２,１３で構成されている。伝送線路１１と１３とは略平行に対向しており、上記伝送線路１２は伝送線路１１の一端１１Ａと伝送線路１３の一端１３Ａを連結している。この伝送線路１２は、伝送線路１１の一端１１Ａおよび伝送線路１３の一端１３Ａから略直角に折れ曲がった形状である。

また、図１(Ｄ)に示すように、クランク型先端開放伝送線路共振器１０４は、全体としてクランク状に折り曲げられた形状であり、連続した３本の伝送線路１７,１８,１９で構成されている。伝送線路１７と１９は略平行に延在しており、上記伝送線路１８は、伝送線路１７の一端１７Ａと伝送線路１９の他端１９Ｂを連結している。この伝送線路１８は、伝送線路１７の一端１７Ａおよび伝送線路１９の他端１９Ｂから略直角に折れ曲がった形状である。

また、図１(Ｅ)に示すように、第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０５は、全体としてＵ字状に折り曲げられた形状であり、連続した３本の伝送線路１４,１５,１６で構成されている。伝送線路１４と１６とは略平行に対向しており、上記伝送線路１５は伝送線路１４の一端１４Ａと伝送線路１６の一端１６Ａを連結している。この伝送線路１５は、伝送線路１４の一端１４Ａおよび伝送線路１６の一端１６Ａから略直角に折れ曲がった形状である。

この実施形態では、上記第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３と第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０５とクランク型先端開放伝送線路共振器１０４は、それぞれ、通過帯域の中心周波数成分の実効波長に対して、約２分の１の長さの線路長を有する。

また、図１(Ａ)に示すように、入力線路をなす第１の入出力用の伝送線路１０１の部分１０１Ｂは、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３の伝送線路１１に対して、所定の間隔のギャップを介して平行に近接しており、電磁結合している。なお、入力線路をなす第１の入出力用の伝送線路１０１は、部分１０１Ａと部分１０１Ｂからなり、部分１０１Ｂは部分１０１Ａの一端から部分１０１Ａに略直角に延びている。

また、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３の伝送線路１３は、クランク型先端開放伝送線路共振器１０４の伝送線路１９に対して、それぞれの一部が、電磁結合するように、所定の間隔のギャップを介して平行に近接配置されている。

また、クランク型先端開放伝送線路共振器１０４の伝送線路１７は、第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０５の伝送線路１４に対して、電磁結合するように、所定の間隔のギャップを介して平行に近接配置されている。また、第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０５の伝送線路１６は、出力線路をなす第２の入出力用の伝送線路１０２の部分１０２Ｂに対して、電磁結合するように、所定の間隔のギャップを介して平行に近接配置されている。

図１(Ａ)に示すように、この第１実施形態の平面フィルタでは、第１の入出力用の伝送線路１０１と第２の入出力用の伝送線路１０２との間に、クランク型先端開放伝送線路共振器１０４が配置されている。また、このクランク型先端開放伝送線路共振器１０４の伝送線路１８は第１の入出力用の伝送線路１０１の部分１０１Ａおよび第２の入出力用の伝送線路１０２の部分１０２Ａに略平行に延在している。図１(Ａ)では、部分１０１Ａ,１０２Ａが延在している方向をＸ方向とし、このＸ方向と直角方向をＹ方向としている。また、このクランク型先端開放伝送線路共振器１０４の伝送線路１８の両端から伝送線路１８に略直角に伝送線路１７と１９が逆方向に延在している。さらに、このクランク型先端開放伝送線路共振器１０４の伝送線路１８に対して、Ｙ方向の両側に、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３と第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０５が配置されている。この第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３と第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０５とは、開放端がＸ方向に位置ずれした状態で、Ｙ方向に対向している。

また、図１(Ａ)に示すように、この第１実施形態では、第１の入出力用の伝送線路１０１の部分１０１Ｂと第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３の伝送線路１１との間のギャップは、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３の伝送線路１３とクランク型先端開放伝送線路共振器１０４の伝送線路１９との間のギャップよりも狭くなっている。また、第２の入出力用の伝送線路１０２の部分１０２Ｂと第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０５の伝送線路１６との間のギャップは、第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３の伝送線路１４とクランク型先端開放伝送線路共振器１０４の伝送線路１７との間のギャップよりも狭くなっている。

上記構成の平面フィルタによれば、Ｕ字状に折り曲げられた形状の第１,第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３,１０５、および、クランク状に折り曲げられた形状のクランク型先端開放伝送線路共振器１０４を備えたことで、誘電体基板１１０上でのフィルタの実質的な占有面積を小さくすることが可能となる。これにより、この平面フィルタを備えた装置を小型化することが可能である。

また、この第１実施形態では、上記第１および第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３,１０５、および上記クランク型先端開放伝送線路共振器１０４が、通過帯域の中心周波数成分の実効波長に対して、２分の１の長さの線路長を有することにより、ろ波特性を向上できる。

また、この第１実施形態では、上記構成のような、第１,第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３,１０５および上記クランク型先端開放伝送線路共振器１０４の形状と配置によって、誘電体基板１１０上でのフィルタの実質的な占有面積を小さくすることができ、減衰特性の向上を図れ、平面フィルタを用いた装置の小型化が可能になる。

つまり、この実施形態によれば、以上に示した共振器の形状および配置により、従来のフィルタと機能的にはほぼ同等であるにもかかわらず、ＩＣ(集積回路)上にコンパクトに集積化が可能なフィルタを実現できる。

なお、上記実施形態では、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０３、第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器１０５、および、クランク型先端開放伝送線路共振器１０４は、直線を角形に折り曲げた例を示しているが、緩やかに曲線状に折り曲げてもよいし、あるいは直線を折り曲げた角を切り落とした形状であってもよい。

また、上記実施形態では、各伝送線路１１〜１３,伝送線路１４〜１６,伝送線路１７〜１９を、マイクロストリップ線路としたが、ストリップ線路やサスペンデッド線路、あるいはコプレーナ線路としてもよい。また、上記実施形態では、第１の入出力用の伝送線路１０１を入力線路とし、第２の入出力用の伝送線路１０２を出力線路としたが、第１の入出力用の伝送線路１０１を出力線路とし、第２の入出力用の伝送線路１０２を入力線路としてもよい。

(第２の実施の形態)
次に、図２(Ａ),(Ｂ)に、この発明の平面フィルタの第２実施形態を示す。図２(Ａ)は平面図であり、図２(Ｂ)は図１(Ａ)のＢ−Ｂ’断面図である。

この第２実施形態の平面フィルタは、厚さ７０ミクロンの半絶縁性砒化ガリウム基板２１０上に、入力線路をなす第１の入出力用の伝送線路２０１と、出力線路をなす第２の入出力用の伝送線路２０２と、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０３と、第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０５と、クランク型先端開放伝送線路共振器２０４が形成されている。また、図２(Ｂ)に示すように、上記半絶縁性砒化ガリウム基板２１０は裏面に接地導体２１１を有する。

図２(Ｃ)に示すように、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０３は、全体としてＵ字状に折り曲げられた形状であり、連続した３本の伝送線路２１,２２,２３で構成されている。伝送線路２１と２３とは略平行に対向しており、上記伝送線路２２は伝送線路２１の一端２１Ａと伝送線路２３の一端２３Ａを連結している。この伝送線路２２は、伝送線路２１の一端２１Ａおよび伝送線路２３の一端２３Ａから略直角に折れ曲がった形状である。

また、図２(Ｄ)に示すように、クランク型先端開放伝送線路共振器２０４は、全体としてクランク状に折り曲げられた形状であり、連続した３本の伝送線路２７,２８,２９で構成されている。伝送線路２７と２９は略平行に延在しており、上記伝送線路２８は、伝送線路２７の一端２７Ａと伝送線路２９の他端２９Ｂを連結している。この伝送線路２８は、伝送線路２７の一端２７Ａおよび伝送線路２９の他端２９Ｂから略直角に折れ曲がった形状である。

また、図２(Ｅ)に示すように、第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０５は、全体としてＵ字状に折り曲げられた形状であり、連続した３本の伝送線路２４,２５,２６で構成されている。伝送線路２４と２６とは略平行に対向しており、上記伝送線路２５は伝送線路２４の一端２４Ａと伝送線路２６の一端２６Ａを連結している。この伝送線路２５は、伝送線路２４の一端２４Ａおよび伝送線路２６の一端２６Ａから略直角に折れ曲がった形状である。

この第２実施形態では、伝送線路２１〜２９は、すべて、厚さ１０ミクロン、幅３０ミクロンである。また、伝送線路２１、２３、２４、２６の中心部の長さは３８５ミクロンであり、伝送線路２２、２５の中心部の長さは１８０ミクロンである。また、伝送線路２７、２９の中心部の長さは２７５ミクロンであり、伝送線路２８の中心部の長さは３６０ミクロンである。そして、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０３と第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０４とクランク型先端開放伝送線路共振器２０５は、それぞれ、通過帯域の中心周波数の実効波長に対して、約２分の１の長さの線路長を有する。

また、図２(Ａ)に示すように、入力線路をなす第１の入出力用の伝送線路２０１の部分２０１Ｂは、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０３の伝送線路２１に対して、電磁結合するように、１０ミクロンのギャップを介して平行に近接されている。なお、入力線路をなす第１の入出力用の伝送線路２０１は、部分２０１Ａと部分２０１Ｂからなり、部分２０１Ｂは部分２０１Ａの一端から部分２０１Ａに略直角に延びている。

また、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０３の伝送線路２３は、クランク型先端開放伝送線路共振器２０４の伝送線路２９に対して、それぞれの一部が、電磁結合するように、６０ミクロンのギャップを介して平行に近接配置されている。

また、クランク型先端開放伝送線路共振器２０４の伝送線路２７は、第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０５の伝送線路２４に対して、電磁結合するように、６０ミクロンのギャップを介して平行に近接配置されている。また、第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０５の伝送線路２６は、出力線路２０２の部分２０２Ｂに対して、電磁結合するように、１０ミクロンのギャップを介して平行に近接配置されている。

図２(Ａ)に示すように、この第２実施形態の平面フィルタでは、入力線路をなす第１の入出力用の伝送線路２０１と出力線路をなす第２の入出力用の伝送線路２０２との間に、クランク型先端開放伝送線路共振器２０４が配置されている。また、このクランク型先端開放伝送線路共振器２０４の伝送線路２８は入力線路をなす伝送線路２０１の部分２０１Ａおよび出力線路をなす伝送線路２０２の部分２０２Ａに略平行に延在している。図２(Ａ)では、部分２０１Ａ,２０２Ａが延在している方向をＸ方向とし、このＸ方向と直角方向をＹ方向としている。また、このクランク型先端開放伝送線路共振器２０４の伝送線路２８の両端から伝送線路２８に略直角に伝送線路２７と２９が逆方向に延在している。さらに、このクランク型先端開放伝送線路共振器２０４の伝送線路２８に対して、Ｙ方向の両側に、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０３と第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０５が配置されている。この第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０３と第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０５とは、開放端がＸ方向に位置ずれしていない状態で、Ｙ方向に対向している。

この第２実施形態では、上記第１実施形態と異なり、図２(Ａ)に点線で囲まれた領域Ｖ１に示すように、入力線路をなす伝送線路２０１の部分２０１Ａのうちの部分２０１Ｂに隣接している部分２０１Ａ-１が、クランク型先端開放伝送線路共振器２０５の伝送線路２８のうちの端部分２８Ａに対して、電磁結合するように、６０ミクロンのギャップを介して平行に近接配置されている。また、図２(Ａ)に点線で囲まれた領域Ｖ２に示すように、出力線路をなす伝送線路２０２の部分２０２Ａのうちの部分２０２Ｂに隣接している部分２０２Ａ-１が、クランク型先端開放伝送線路共振器２０４の伝送線路２８の端部分２８Ｂに対して、電磁結合するように、６０ミクロンのギャップを介して平行に近接配置されている。

上記構成の第２実施形態によれば、入力線路をなす伝送線路２０１ → 第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０３ → クランク型先端開放伝送線路共振器２０４ → 第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０５ → 出力線路をなす伝送線路２０２の順に、信号が伝播する第１の信号伝播ルートだけでなく、入力線路をなす伝送線路２０１ → クランク型先端開放伝送線路共振器２０４ → 出力線路をなす伝送線路２０２の順に信号が伝播する第２の信号伝播ルートができる。これにより、通過帯域のごく近傍の減衰帯域での周波数で信号が打ち消し合うことになる。このため、減衰させるべき周波数帯域で大きな減衰特性が得られる。

図３に、この第２実施形態の平面フィルタの透過特性を実線で描かれた透過特性曲線Ｗ１で示す。また、図３に破線で描かれた透過特性曲線Ｗ２は、従来の平面フィルタの透過特性を示す。なお、第２実施形態の平面フィルタと上記従来の平面フィルタとは、同じ基板を用い、同じプロセスで形成した。透過特性曲線Ｗ１と透過特性曲線Ｗ２とを比較すれば分かるように、第２実施形態によれば、従来との比較において、通過帯域内では通過損はほぼ同じであるにもかかわらず、減衰帯域内の４７〜５７ＧＨｚでは、従来と比較してより大きな減衰特性が得られた。この第２実施形態によれば、図３に示す特性では、たとえば周波数５０ＧＨｚでは、符号Ｙで示すように、従来に比べて、透過係数Ｓ２１(Ｓパラメータ)の絶対値が５(ｄＢ)だけ大きくなった。

このように、この第２実施形態の平面フィルタによれば、従来の平面フィルタよりもコンパクトであるにもかかわらず、優れたろ波性能が得られるのである。

ここで、図２（Ａ）の領域Ｖ１および領域Ｖ２での電磁結合の効果を示すために、領域Ｖ１および領域Ｖ２でのギャップ長を変化させた場合のフィルタの通過特性を、図７に示す。図７において、透過特性Ｙ２は、図３の透過特性Ｗ１と同じであり、領域Ｖ１および領域Ｖ２のギャップ長をそれぞれ６０ミクロンとした平面フィルタの透過特性である。また、図７において、透過特性Ｙ３は、領域Ｖ１および領域Ｖ２のギャップ長を３０ミクロンとした平面フィルタの透過特性である。また、透過特性Ｙ４は、領域Ｖ１および領域Ｖ２のギャップ長を１０ミクロンとした平面フィルタの透過特性である。

上記ギャップ長は、図２(Ａ)における伝送線路２０１の部分２０１Ｂの開放端および伝送線路２０２の部分２０２Ｂの開放端の位置を固定し、部分２０１Ａおよび部分２０２Ａの位置を平行移動させることにより変化させた。また、図７に示す特性Ｙ０は、入出力用の伝送線路２０１,２０２とクランク型先端開放伝送線路共振器２０４とを意図的に電磁結合させない配置とした場合の透過特性であり、第１の実施の形態で説明した図１に示す構造の平面フィルタの透過特性である。

図７に示すように、領域Ｖ１および領域Ｖ２のギャップ長を狭めるほど、入出力用の伝送線路２０１,２０２とクランク型先端開放伝送線路共振器２０４との間の電磁結合が強まり、周波数５１〜５４ＧＨｚの間により大きな減衰極が形成されるが、周波数５１ＧＨｚ以下では逆に減衰特性が劣化する。したがって、領域Ｖ１および領域Ｖ２のギャップ長を最適化することにより、目標スペックに応じて所望の周波数帯域での減衰特性を調整することができる。

なお、上記第２実施形態では、第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０３、第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器２０５、および、クランク型先端開放伝送線路共振器２０４は、直線を角形に折り曲げた例を示しているが、緩やかに曲線状に折り曲げてもよいし、あるいは直線を折り曲げた角を切り落としてもよい。

また、上記第２実施形態では、誘電体基板として半絶縁性砒化ガリウム基板を用いたが、他にもインジュウムリンや窒化ガリウムやシリコン等の半導体基板を採用してもよい。さらには、アルミナやガラス等のセラミック、あるいはテフロン（DuPont社の４フッ化エチレン重合体の商標名、ポリテトラフルオロエチレン）等の樹脂基板を採用してもこの発明の平面フィルタを構成できる。

また、上記第２実施形態では、伝送線路としてマイクロストリップ線路を用いたが、ストリップ線路やサスペンデッド線路、あるいはコプレーナ線路を用いてもよい。また、上記実施形態では、第１の入出力用の伝送線路２０１を入力線路とし、第２の入出力用の伝送線路２０２を出力線路としたが、第１の入出力用の伝送線路２０１を出力線路とし、第２の入出力用の伝送線路２０２を入力線路としてもよい。また、上記第２実施形態では、ミリ波帯の平面フィルタの一例としたが、本発明はマイクロ波帯の平面フィルタに適用できる。

(第３の実施の形態)
次に、図４に、この発明の第３実施形態としての半導体装置である平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置を示す。図４(Ａ)は平面図であり、図４(Ｂ)は図４(Ａ)のＣ−Ｃ’断面図である。この第３実施形態の平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置は、図２に示す上記第２実施形態の平面フィルタ３０１と偶高調波ミキサ３００を半導体基板上に集積化したものである。

この第３実施形態の偶高調波ミキサ装置は、中間周波信号を高周波信号に変換するアップコンバータ用偶高調波ミキサ装置とした。このミキサ装置は、中間周波信号(周波数(ｆ_ＩＦ))と局部発振信号(周波数(ｆ_ＬＯ))とが入力され、この中間周波信号と局部発振信号とを混合して、高周波信号(周波数(ｆ_ＲＦ))を出力する。上記周波数(ｆ_ＩＦ)と周波数(ｆ_ＬＯ)と周波数(ｆ_ＲＦ)との間には、次の式(１)の関係がある。

ｆ_ＲＦ＝２×ｆ_ＬＯ＋ｆ_ＩＦ …… (１)
この第３実施形態では、局部発振信号の周波数ｆ_ＬＯとして２７.７６９ＧＨｚ、中間周波信号の周波数ｆ_ＩＦとして３.４７１〜５.５４６ＧＨｚ、高周波信号の周波数ｆ_ＲＦとして５９.０１〜６１.０８５ＧＨｚを想定している。また、基板のサイズは略１.５ｍｍ×１.０ｍｍ、砒化ガリウム基板の厚さは７０ミクロンである。

この第３実施形態の平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置は、偶高調波ミキサ３００と、位相調整用伝送線路３０２と、上記平面フィルタ３０１を備えている。

上記偶高調波ミキサ３００は、中間周波信号用端子３０９と上記位相調整用伝送線路３０２との間に接続されている。この偶高調波ミキサ３００は、中間周波信号用端子３０９に接続されたＭＩＭ(メタル・インシュレータ・メタル)キャパシタ３０５と、このＭＩＭキャパシタ３０５を先端開放スタブ３０３に接続する中間周波信号用伝送線路３０４と、この先端開放スタブ３０３に接続されたアンチパラレルダイオードペア３０６とを有する。さらに、この偶高調波ミキサ３００は、アンチパラレルダイオードペア３０６を局部発振信号端子３１１に接続する局部発振信号用伝送線路３０８と、この局部発振信号用伝送線路３０８をパッド３１３に接続する先端短絡スタブ３０７を有する。このパッド３１３は、図４(Ｂ)に示すように、砒素ガリウム基板３１４に形成されたスルーホール３１２を経由して、砒素ガリウム基板３１４の裏面に形成された接地導体３１５に接続されている。なお、上記アンチパラレルダイオードペア３０６は、砒素ガリウム基板３１４上に半導体プロセスにより形成されている。

また、上記先端短絡スタブ３０７、および局部発振信号用伝送線路３０８は、特性インピーダンスが略５０Ωとなるように線路の幅を５０ミクロンとしている。また、中間周波信号用伝送線路３０４は、特性インピーダンスが略７０Ωとなるように線路幅を２０ミクロンとしている。上記スタブ３０７,伝送線路３０４,伝送線路３０８は、全体としての寸法を小さくするために適宜折り曲げられた形状としている。

また、先端短絡スタブ３０７は、スルーホール３１２およびパッド３１３の長さも含めて、周波数ｆ_ＬＯの局部発振信号の波長に対して、略４分の１波長になるように、その長さが設定されている。また、ＭＩＭキャパシタ３０５は、中間周波信号(周波数ｆ_ＩＦ)に対しては高インピーダンス、高周波信号(周波数ｆ_ＲＦ)に対しては低インピーダンスとなるように、０.４ｐＦに設定している。

また、上記位相調整用伝送線路３０２は、５０オームの伝送線路とほぼ等価であり、振幅はそのままで位相のみを遅らせる機能を有する。この位相調整用伝送線路３０２は、入力された信号が周波数ｆ_ＬＯの時に、図４(Ａ)において接続点Ｘから右側(位相調整用伝送線路３０２とフィルタ３０１側)を見たインピーダンスがほぼ０になるように調整されている。このため、この位相調整用伝送線路３０２の接続点Ｘは、周波数ｆ_ＬＯの信号に対して、等価的に接地に等しいと見なすことができる。

また、局部発振信号端子３１１から入力された周波数ｆ_ＬＯの局部発振信号は、局部発振信号用伝送線路３０８を経由して、アンチパラレルダイオードぺア３０６に入力される。また、先端短絡スタブ３０７は、周波数ｆ_ＬＯの信号に対して４分の１波長になるように長さが設定されているため、周波数ｆ_ＬＯの信号に対しては開放と等価となり、何も接続していないのと等しい。

一方、図４(Ａ)において、接続点Ｘから右側を見たインピーダンスは、周波数ｆ_ＬＯの信号に対しては、ほぼ０であるので、接続点Ｘは、周波数ｆ_ＬＯの信号に対して、接地の条件にほぼ等しい。したがって、局部発振信号端子３１１から入力される周波数ｆ_ＬＯの局部発振信号の電圧は、すべて、アンチパラレルダイオードペア３０６にかかることになる。

この局部発振信号端子３１１から入力された局部発振信号と中間周波信号用端子３０９から入力された周波数ｆ_ＩＦの中間周波信号がアンチパラレルダイオードペア３０６内で混合され、様々な周波数成分をもつ信号が発生する。

これら様々な周波数成分の信号のうち、上記式(１)、つまり、(ｆ_ＲＦ＝２×ｆ_ＬＯ＋ｆ_ＩＦ)を満たす周波数成分の信号のみが、帯域通過フィルタ３０１を通過する。一方、式(１)を満たさない他の周波数成分を持つ不要な信号は、帯域通過フィルタ３０１を通過することができずに反射される。また、これら不要な信号の中でも特に信号強度の強い、周波数が(４９.９９２〜５２.０６７ＧＨｚ)つまり(２×ｆ_ＬＯ−ｆ_ＩＦ)の信号波は、図３に実線で示す特性Ｗ１を持つ平面フィルタ３０１によって、著しく減衰させることが可能となる。

この結果、この第３実施形態の平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置によれば、周波数がｆ_ＲＦ(＝２×ｆ_ＬＯ＋ｆ_ＩＦ)の信号のみが、高周波信号端子３１０から出力される。なお、先端開放スタブ３０３は、偶高調波ミキサ３００と平面フィルタ３０１との間で、周波数ｆ_ＲＦの信号に対して整合を取るためのものである。

一方、中間周波信号用伝送線路３０４は、周波数ｆ_ＲＦの信号に対して、４分の１波長の長さに設定されているので、周波数ｆ_ＲＦの信号に対しては開放と等価となって、なにも接続されていないとの等しく、周波数ｆ_ＲＦの信号は中間周波信号用端子３０９からは出力されない。

さらに、中間周波信号の周波数ｆ_ＩＦが、高周波信号の周波数ｆ_ＲＦに比べて非常に小さい場合、次の式(２)が成り立つ。

ｆ_ＲＦ≒２×ｆ_ＬＯ ……(２)
したがって、先端短絡スタブ３０７は、周波数ｆ_ＲＦの高周波信号に対しては、略２分の１波長となり、周波数ｆ_ＲＦの高周波信号に対しては、接地と略等価となる。したがって、周波数ｆ_ＲＦの高周波信号は局部発振信号用端子３１１から出力されない。

この偶高調波ミキサ装置の特性の一例を、図８に示す。図８において、横軸はＩＦ信号つまり中間周波信号ｆ_ＩＦの周波数を示し、縦軸は変換利得を示す。すなわち、ＩＦ信号における入力電力に対する出力電力の比を示している。図８において、変換利得特性Ｍ１は周波数が(２×ｆ_ＬＯ−ｆ_ＩＦ)の不要波に対する変換利得を示している。一方、変換利得特性Ｍ２は周波数が(２×ｆ_ＬＯ＋ｆ_ＩＦ)の所望波に対する変換利得を示している。

所望の中間周波帯域３.４７１ＧＨｚ〜５.５４６ＧＨｚ内で、変換利得特性Ｍ２は約−１２ｄＢであるのに対して、変換利得特性Ｍ１は−４５ｄＢ以下となっており、その差は３３ｄＢ以上ある。これは、所望波の出力に対して、不要波の出力がその１０００分の１以下であるということを示している。

このように、この第３実施形態の平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置では、平面フィルタ３０１と偶高調波ミキサ３００とを同一チップ上に集積化することにより、不要波の出力が非常に小さい半導体装置を実現することができる。また、偶高調波ミキサ３００と平面フィルタ３０１の接続点Ｘでの電力損失を最小限に押さえることができるので、性能が向上する。

さらに、位相調整用伝送線路３０２を用いて、周波数ｆ_ＬＯの局部発振信号に対して等価的に接地を実現したように、この発明の平面フィルタ３０１の特性の一部を利用して、偶高調波ミキサ３００を設計することによって、回路の簡素化が可能となり、半導体装置の小型化が実現できる。

なお、この実施形態では、半導体基板として半絶縁性砒化ガリウム基板３１４を用いたが、他にも半導体基板としてインジュウムリンや窒化ガリウムやシリコン等を用いてもよい。また、この実施形態では、平面フィルタと偶高調波ミキサとを半導体基板上に集積化したが、偶高調波ミキサの他にも、基本波ミキサと集積化してもよいし、増幅器等、トランジスタを含む回路を同一チップ上に集積化してもよい。

また、この実施形態では、中間周波信号を高周波信号に変換するアップコンバータとしての機能を説明したが、高周波信号を中間周波信号に変換するダウンコンバータとしても用いることができる。

(第４の実施の形態)
次に、図５に、この発明の第４実施形態である無線装置の構成を示す。この第４実施形態の無線装置は無線中継装置であり、上記第３実施形態の平面フィルタ一体型高調波ミキサ５０６を含んでいる。

この第４実施形態の無線中継装置は、アップコンバータ５０１とダウンコンバータ５２１を備え、アップコンバータ５０１がＵＨＦ帯のテレビ放送信号をミリ波帯の信号にアップコンバートして無線送信を行い、ダウンコンバータ５２１(受信機)で受信したのち、もとのＵＨＦ帯にダウンコンバートするものである。

アップコンバータ５０１は、通過帯域が４７０〜７７０ＭＨｚの帯域通過フィルタ５０２と、通過帯域が３.９４１〜４.２４１ＧＨｚの帯域通過フィルタ５０３と、３.４７１ＧＨｚの帯域通過フィルタ５０４と、２７.７６９ＧＨｚの帯域通過フィルタ５０５とを有する。

さらに、アップコンバータ５０１は、発振周波数が３.４７１ＧＨｚの位相同期発振器５０７と、８逓倍器５０８と、ミキサ５０９と、増幅器５１１,５１２,５１３と、分配器（デバイダー）５１４,５１５と、合成器（コンバイナー）５１６と、アッテネータ５１７と、アンテナ５１８、および上記第３実施形態の平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ５０６とで構成されている。

一方、ダウンコンバータ５２１は、増幅器５２２,５２３と、ミリ波フィルタ５２４と、通過帯域４７０〜７７０ＭＨｚの帯域通過フィルタ５２５と、ミキサ５２６、およびアンテナ５２７で構成される。

次に、この第４実施形態の無線中継装置の動作について説明する。

まず、アップコンバータ５０１において、位相同期発振器５０７で出力された３.４７１ＧＨｚの局部発振信号は、帯域通過フィルタ５０４を通して、分配器５１４で２分配され、分配された一方の信号は分配器５１５へ入力され、分配された他方の信号は８逓倍器５０８に入力される。次に、分配器５１５において、さらに信号が２分配され、一方の信号はミキサ５０９に入力され、他方の信号はアッテネータ５１７を介して、合成器５１６に入力される。

また、上記８逓倍器５０８に入力された信号は、８逓倍されて、２７.７６９ＧＨｚの信号となり、帯域通過フィルタ５０５を通過した後、平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ５０６の局部発振信号端子に入力される。

また、周波数が４７０〜７７０ＭＨｚのＵＨＦの信号は、帯域通過フィルタ５０２および増幅器５１１を経て、ミキサ５０９内で、３.４７１ＧＨｚの局部発振信号により、３.９４１〜４.２４１ＧＨｚの信号にアップコンバートされ、さらに、帯域通過フィルタ５０３および増幅器５１２を通過した後、合成器５１６において、３.４７１ＧＨｚの信号と合成される。

この結果、合成器５１６からは、３.９４１〜４.２４１ＧＨｚ信号波帯の信号と３.４７１ＧＨｚの信号とが出力される。これらの信号は、平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ５０６の中間周波信号端子３０９に入力され、２７.７６９ＧＨｚの局部発振信号と混合されて、５９.０１ＧＨｚの信号と５９.４８ＧＨｚ〜５９.７８ＧＨｚの信号にアップコンバートされる。この平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ５０６内の平面フィルタ３０１で、不要な信号が除去された後、増幅器５１３で増幅され、アンテナ５１８からミリ波帯の信号Ｍとして空間に放射される。

一方、ダウンコンバータ５２１では、アンテナ５２７で、５９.４８〜５９.７８ＧＨｚの信号波帯の信号と５９.０１ＧＨｚの信号とが受信され、増幅器５２２とミリ波帯フィルタ５２４を通して、ミキサ５２６に入力される。このミキサ５２６内では、５９.４８〜５９.７８ＧＨｚの信号波帯の信号と５９.０１ＧＨｚの信号が混合され、帯域通過フィルタ５２５により、帯域４７０〜７７０ＭＨｚの信号のみが取り出され、増幅器５２３で増幅される。

この結果、アップコンバータ５０１に入力した信号の信号波帯(４７０〜７７０ＭＨｚ)と周波数のずれのない、信号波帯の信号が再生される。

この第４実施形態の無線中継装置によれば、この発明の平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ５０６を備えたことによって、アップコンバータ５０１の部品点数の低減と装置の小型化が実現できると同時に、不要波の放射を低減することが可能である。もっとも、上記平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ５０６を用いずに、この発明の第２実施形態の平面フィルタ３０１を単独で用いても、装置の小型化と不要波放射低減に大きな効果がある。

尚、上記第４実施形態では無線装置として無線中継装置の一例を説明したが、無線通信装置としてもよい。

(第５の実施の形態)
次に、図９に、この発明の第５実施形態である無線装置の構成を示す。この第５実施形態の無線装置は無線中継装置であり、この発明の平面フィルタを含んでいる。

この無線中継装置は、アップコンバータ６０１とダウンコンバータ６２１を備え、アップコンバータ６０１がＵＨＦ帯のテレビ放送信号をミリ波帯にアップコンバートして無線送信を行い、受信機をなすダウンコンバータ６２１で受信したのち、もとのＵＨＦ帯にダウンコンバートするものである。

上記アップコンバータ６０１は、通過帯域４７０〜７７０ＭＨｚの帯域通過フィルタ６０２と、通過帯域３.９４１〜４.２４１ＧＨｚの帯域通過フィルタ６０３と、３.４７１ＧＨｚの帯域通過フィルタ６０４を有する。

さらに、アップコンバータ６０１は、発振周波数が３.４７１ＧＨｚの位相同期発振器６０７と、発振周波数が２７.７６９ＧＨｚの発振器６０５と、ミキサ６０９と、増幅器６１１,６１２,６１３と、分配器（デバイダー）６１５と、合成器（コンバイナー）６１６と、アッテネータ６１７と、アンテナ６１８、および第３実施形態の平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置６０６とで構成されている。

一方、ダウンコンバータ６２１は、通過帯域４７０〜７７０ＭＨｚの帯域通過フィルタ６２２と、通過帯域３.９４１〜４.２４１ＧＨｚの帯域通過フィルタ６２３と、３.４７１ＧＨｚの帯域通過フィルタ６２４とを有する。さらに、このダウンコンバータ６２１は、発振周波数が２７.７６９ＧＨｚの発振器６２５と、ミキサ６２９と、増幅器６３１,６３２,６３３,６３４と、分配器６３６と、アンテナ６２７と、第３実施形態の平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ６２６装置で構成される。

ここで、上記アップコンバータ６０１が有する平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置６０６とダウンコンバータ６２１が有する平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置６２６とは同じ構成のものである。

続いて、この第５実施形態の無線中継装置の動作について説明する。

まず、アップコンバータ６０１において、位相同期発振器６０７で出力された３.４７１ＧＨｚの発振信号は、帯域通過フィルタ６０４を通った後、分配器６１５で２分配され、分配された一方の信号はミキサ６０９に局部発振信号として入力され、分配された他方の信号はアッテネータ６１７を介して、合成器６１６に入力され基準信号となる。

また、発振器６０５においては、周波数２７.７６９ＧＨｚの正弦波が生成され、平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置６０６の局部発振信号端子に入力される。

また、周波数が４７０〜７７０ＭＨｚのＵＨＦ帯の信号は、帯域通過フィルタ６０２および増幅器６１１を経て、ミキサ６０９内で、３.４７１ＧＨｚの局部発振信号により、３.９４１〜４.２４１ＧＨｚの信号にアップコンバートされ、帯域通過フィルタ６０３および増幅器６１２を通過した後、合成器６１６において、３.４７１ＧＨｚの基準信号と合成される。

この結果、合成器６１６からは、３.９４１〜４.２４１ＧＨｚ信号波帯の信号と３.４７１ＧＨｚの基準信号が出力される。これらの信号は、平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置６０６の中間周波数信号端子３０９に入力され、２７.７６９ＧＨｚの局部発振信号と混合されて、５９.０１ＧＨｚの信号と５９.４８ＧＨｚ〜５９.７８ＧＨｚの信号波帯の信号にアップコンバートされる。この平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置６０６内の平面フィルタ３０１で、不要な信号が除去された後、増幅器６１３で増幅され、アンテナ６１８から空間にミリ波帯の信号ＭＭとして放射される。

一方、ダウンコンバータ６２１において、アンテナ６２７で、５９.０１ＧＨｚの信号と５９.４８ＧＨｚ〜５９.７８ＧＨｚの信号波帯の信号が受信され、増幅器６３３で増幅されたあと、平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置６２６に入力される。ここで、発振器６２５で生成された周波数２７.７６９ＧＨｚの正弦波と、上記５９.０１ＧＨｚの信号および５９.４８ＧＨｚ〜５９.７８ＧＨｚの信号波帯の信号が混合され、周波数が３.９４１〜４.２４１ＧＨｚの信号波帯の信号と３.４７１ＧＨｚの基準信号へとダウンコンバートされる。

これらの信号は、増幅器６３２で増幅され、分配器６３６で分配されて、分配された一方の信号は、帯域フィルタ６２４に入力され、帯域フィルタ６２４で周波数３.４７１ＧＨｚの基準信号のみが取り出され、増幅器６３４で増幅されたあと、ミキサ６２９の局部発振信号端子に入力される。一方、分配器６３６で分配された他方の信号は、帯域通過フィルタ６２３に入力され、この帯域通過フィルタ６２３によって周波数が３.９４１〜４.２４１ＧＨｚの信号波帯の信号のみが取り出されて、ミキサ６２９の高周波端子に入力される。このミキサ６２９内で、上記３.９４１〜４.２４１ＧＨｚの信号波帯の信号は、上記局部発振信号端子に入力された上記３.４７１ＧＨｚの基準信号と混合されることにより、ダウンコンバートされ、増幅器６３１で増幅されてから、帯域通過フィルタ６２２に入力され、この帯域通過フィルタ６２２より、帯域４７０〜７７０ＭＨｚの信号のみが取り出される。

この第５実施形態の無線中継装置では、上記アップコンバータ６０１が有する位相同期発振器６０７で生成された周波数３.４７１ＧＨｚの基準信号は、平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置６０６によってアップコンバートされ、平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置６２６によってダウンコンバートされる。これにより、上記位相同期発振器６０７で生成された周波数３.４７１ＧＨｚの基準信号は、再び、周波数３.４７１ＧＨｚの信号に戻されることになるが、この周波数３.４７１ＧＨｚに戻された信号は、発振器６０５および６２５の位相雑音がそのまま加算された信号となっている。

また、テレビ放送信号波も同様に、平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置６０６と６２６によって、アップコンバートとダウンコンバートとがなされる。これにより、上記テレビ放送信号波も、発振器６０５および６２５の位相雑音がそのまま加算された信号となるが、ダウンコンバータ６２１のミキサ６２９内で、先述のダウンコンバートされた３.４７１ＧＨｚの基準信号と混合されることにより、上記位相雑音が打ち消される。したがって、最終的に、ダウンコンバータ６２１の帯域通過フィルタ６２２からは、アップコンバータ６０１の帯域通過フィルタ６０２に入力されたＵＨＦ帯の信号と周波数のずれのないＵＨＦ帯の信号が再現される。

また、ダウンコンバータ６２１では、分配器６３６および帯域通過フィルタ６２３,６２４によって、周波数３.９４１〜４.２４１ＧＨｚの信号波帯の信号と３.４７１ＧＨｚの基準信号とに分波し、３.４７１ＧＨｚの基準信号のみを増幅器６３４で増幅して、ミキサ６２９を線形領域で駆動する。これにより、ダウンコンバータ６２１から出力される信号の歪みが小さくなる結果、通信距離を拡大できる。

この第５実施形態の無線中継装置で採用した方式は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いる地上デジタルテレビ放送等に特に有効であるが、周波数が１〜２ＧＨｚ程度の衛星・通信放送のＩＦ信号を無線中継することも可能である。

また、この第５実施形態では、位相雑音をキャンセルするための構成を一例として示したが、本発明の平面フィルタを有した平面フィルタ一体型偶高調波ミキサは、もちろん通常のマイクロ波帯乃至ミリ波帯のヘテロダイン送信機および受信機のミキサとして用いることができる。

また、この第５実施形態で説明したように、本発明の平面フィルタ３０１を有した平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ３００を用いることにより、アップコンバータ６０１およびダウンコンバータ６２１の部品点数の低減と装置の小型化が実現できると同時に、不要波の放射を低減することが可能である。

また、この第５実施形態の構成により、アップコンバータ６０１およびダウンコンバータ６２１において、平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ６０６と６２６とを共通の部品とし、発振器６０５と６２５とを共通の部品とすることができる。また、場合によっては、ミリ波帯増幅器６１３と６３３も、それぞれ全く共通のものを使用することができる。したがって、現状では高価なミリ波部品の取り扱い種類を削減することができる。もっとも、平面フィルタ一体型偶高調波ミキサを用いずに、本発明の平面フィルタを単独で用いても、装置の小型化と不要波放射低減に大きな効果がある。

図１(Ａ)はこの発明の平面フィルタの第１実施形態の平面図であり、図１(Ｂ)は図１(Ａ)のＡ-Ａ’断面図であり、図１(Ｃ),(Ｄ),(Ｅ)は、それぞれ、上記第１実施形態が備える第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器,クランク型先端開放伝送線路共振器,第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器を示す図である。 図２(Ａ)はこの発明の平面フィルタの第２実施形態の平面図であり、図２(Ｂ)は図２(Ａ)のＢ-Ｂ’断面図であり、図２(Ｃ),(Ｄ),(Ｅ)は、それぞれ、上記第２実施形態が備える第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器,クランク型先端開放伝送線路共振器,第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器を示す図である。 上記第２実施形態の平面フィルタの周波数特性を示す図である。 図４(Ａ)はこの発明の第３実施形態としての平面フィルタ一体型偶高調波ミキサを示す平面図であり、図４(Ｂ)は図４(Ａ)のＣ-Ｃ’断面図である。 この発明の平面フィルタを用いた第４実施形態としての無線中継装置の構成例を示すブロック図である。 従来の平面フィルタの一例を示す図である。 この発明の第２実施形態の平面フィルタにおいて、入出力用の伝送線路とクランク型先端開放伝送線路共振器との間のギャップを変化させた場合のフィルタの通過特性の変化を示し、入出力用の伝送線路とクランク型先端開放伝送線路共振器との電磁結合の効果を示す特性図である。 この発明の第３実施形態である平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置における、所望波および不要波の変換利得のＩＦ周波数依存性を示す特性図である。 この発明の平面フィルタを含んだ第５実施形態としての無線中継装置の構成例を示すブロック図である。

符号の説明

１０１、２０１ 第１の入出力用の伝送線路
１０２、２０２ 第２の入出力用の伝送線路
１０３、２０３ 第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器
１０４、２０４ クランク型先端開放伝送線路共振器
１０５、２０５ 第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器
１１、１２、１３、１４、１５,１６、１７、１８、１９ 伝送線路
２１、２２、２３、２４、２５,２６、２７、２８、２９ 伝送線路
１１０ 誘電体基板
２１０、３１４ 砒化ガリウム基板
１１１、２１１、３１５ 接地導体
３０１ 平面フィルタ
３０２ 位相調整用伝送線路
３０３ 先端開放スタブ
３０４ 中間周波信号用伝送線路
３０５ ＭＩＭキャパシタ
３０６ アンチパラレルダイオードペア
３０７ 先端短絡スタブ
３０８ 局部発振信号用伝送線路
３０９ 中間周波信号用端子
３１０ 高周波信号端子
３１１ 局部発振信号端子
５０２、５０３、５０４、５０５ 帯域通過フィルタ
５０６ 平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ
５０７ 位相同期発振器
５０８ ８逓倍器
５０９ ミキサ
５１１、５１２、５１３ 増幅器
５１４、５１５ 分配器
５１６ 合成器
５１７ アッテネータ
５１８、５２７ アンテナ
５２２、５２３ 増幅器
５２４ ミリ波帯フィルタ
５２５ 帯域通過フィルタ
５２６ ミキサ
６０１ アップコンバータ
６０２、６０３、６０４、６２２、６２３、６２４ 帯域通過フィルタ
６０５、６２５ 発振器
６０６、６２６ 平面フィルタ一体型偶高調波ミキサ装置
６０７ 位相同期発振器
６０９、６２９ ミキサ
６１１、６１２、６１３、６３１、６３２、６３３、６３４ 増幅器
６１５、６３６ 分配器
６１６ 合成器
６１７ アッテネータ
６１８、６２７ アンテナ
６２１ ダウンコンバータ

Claims (9)

1. 第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器と、
   第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器と、
   ３本の直線部と２箇所の折れ曲がり部分とで構成されるクランク型先端開放伝送線路共振器を有することを特徴とする平面フィルタ。
2. 請求項１に記載の平面フィルタにおいて、
   上記第１および第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器、および上記クランク型先端開放伝送線路共振器が、通過帯域の中心周波数成分の実効波長に対して、２分の１の長さの線路長を有することを特徴とする平面フィルタ。
3. 請求項１に記載の平面フィルタにおいて、
   上記第１および第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器、および上記クランク型先端開放伝送線路共振器は、上記第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器、上記クランク型先端開放伝送線路共振器、上記第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器の順に電磁結合するように配置されていることを特徴とする平面フィルタ。
4. 請求項３に記載の平面フィルタにおいて、
   第１の入出力用の伝送線路と第２の入出力用の伝送線路を有し、
   上記第１の入出力用の伝送線路が上記第１のＵ字型先端開放伝送線路共振器に電磁結合するように配置されており、上記第２の入出力用の伝送線路が上記第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器に電磁結合するように配置されていることを特徴とする平面フィルタ。
5. 請求項４に記載の平面フィルタにおいて、
   上記第１および第２の入出力用の伝送線路のすくなくとも一方の一部と、上記クランク型先端開放伝送線路共振器の一部とが電磁結合するように配置されていることを特徴とする平面フィルタ。
6. 請求項１に記載の平面フィルタにおいて、
   上記第１および第２のＵ字型先端開放伝送線路共振器と、上記クランク型先端開放伝送線路共振器とが、半導体基板上に形成されていることを特徴とする平面フィルタ。
7. 請求項１に記載の平面フィルタを備え、この平面フィルタが、半導体基板上にミキサと集積化されていることを特徴とする半導体装置。
8. 請求項１に記載の平面フィルタを備えたことを特徴とする無線装置。
9. 請求項５に記載の平面フィルタにおいて、
   上記クランク型先端開放伝送線路共振器と上記第１の入出力用の伝送線路とが、それぞれの開放端から、通過帯域の中心周波数成分の実効波長に対して８分の１の長さ以上離れた箇所で電磁結合する第１の並行部と、
   上記クランク型先端開放伝送線路共振器と上記第２の入出力用の伝送線路とが、それぞれの開放端から、通過帯域の中心周波数成分の実効波長に対して８分の１の長さ以上離れた箇所で電磁結合する第２の並行部とを備えたことを特徴とする無線装置。

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