JP3819502B2 - High frequency power supply for laser oscillator - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、レーザ発振器用高周波電源装置に係り、例えば鋼材等を切断加工するレーザ加工機等のレーザ発振器用高周波電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
図8は、従来のレーザ発振器用高周波電源装置100およびレーザ放電部110のブロック図である。
図8において、レーザ発振器用高周波電源装置100は次の各部よりなる。
【0003】
即ち、101は直流電源部であり、三相の交流入力(200V)を整流し直流を発生させる。102は高周波電源部であり、直流電源部101からの直流入力を高周波の交流に変換する。103は伝送インピーダンス50Ωの同軸ケーブルである。104はコンデンサC10,C20とインダクタンスL10を有するマッチング回路であり、同軸ケーブル103のインピーダンスと次に説明するレーザ放電部110のインピーダンスとを整合させ、伝送線路からみて、反射電力が0に近づくように調整されている。
【0004】
前記レーザ放電部110は炭酸ガスレーザにより構成され、111a,111bは一対のレーザ放電用の放電電極であり、112は該一対の放電電極111a,111bにより形成される放電空間である。
そして、直流電源部101および高周波電源部102に対して、マッチング回路104およびレーザ放電部110は離れて配置されている。この場合、高周波電源部102からは、高速パルス(約150kHz)が供給されるので、高周波電源部102とマッチング回路104とを接続するケーブルに同軸ケーブル103を使用し、ノイズの周囲への放射を防止している。
なお、半導体出力素子の進歩により、高周波電源部102はかなり小型化されてきたものの、π型フィルタを使用したマッチング回路104は大型のままである。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のレーザ発振器用高周波電源装置においては、マッチング回路104は、伝送線路上の端点Pでの抵抗50Ωに合わせる必要があり、少なくともマッチング回路の2つの定数(容量C10,インダクタンスL10)を調整しなければならない。そのため、調整工数が掛り、マッチング回路104が複雑高価になるという問題点があった。特に容量C10の調整にはバリコン等を使用していたので、装置のコストアップの一因になっていた。
【0006】
また、放電電極111a,111bにはかなりの高電圧(約3500V)を印加するので、放電電極の近傍の導電性部品を安全な絶縁距離長だけ離して設置する必要があり、また回路部品は高耐圧のものを使用しなければならず、装置が大型化し、コストアップの一因になっていた。
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、同軸ケーブルを使用することなくノイズの外部への放射を防止し、かつレーザ放電部への印加電圧を小さくしたレーザ発振器用高周波電源装置を提供することにある。
【0007】
【課題を解決するための手段】
前記課題を達成するために、請求項1記載の発明は、高周波電力を発生するためインバータ部のスイッチング素子に第1,第2の2個のトランジスタを用いた高周波電力発生手段と、一対の放電電極を有し、レーザ放電中の等価回路が容量分と抵抗分を含む直列回路からなるレーザ放電手段と、前記高周波電力発生手段と前記レーザ放電手段とのインピーダンス整合をとるためコイルと容量とで構成されるマッチング回路とを備えてなり、前記レーザ放電手段の容量分と抵抗分を含む直列回路と、前記マッチング回路とで構成されるLCR直列共振回路でインピーダンスの同調をとるようにしたことを特徴とする。
請求項1記載の発明によれば、例えば、図3,図5に示すように、マッチング回路とレーザ放電手段との間で実質的にLCRからなる直列共振回路を構成し、該直列共振回路の同調をとるようにしているので、レーザ放電手段に最大電力を供給することができる。
【0010】
また、請求項2記載の発明は、前記レーザ放電手段の一方の放電電極とグランド間に第1の電圧を印加し、該レーザ放電手段の他方の放電電極とグランド間に前記第1の電圧と逆位相の第2の電圧を印加し、前記第1の電圧と第2の電圧との差分が前記一対の放電電極間に印加するようにしたことを特徴とする。
請求項2記載の発明によれば、例えば、図6に示すように、第1の電圧E1 と第2の電圧E2 とを互いに逆位相にし、且つ両電圧の差分E3 をレーザ放電手段[等価回路のRと(−jd)で示す]に印加しているので、見掛上、E1 ,E2 は筐体に対してE3 の約半分でよい。
【0011】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態例を図面を用いて説明する。なお、従来例と同一の部分には同一符号を付し、重複記載を省略する。
(I) 第1実施形態例
本実施形態例を、(1)機構的構成および作用、(2)電気的構成および作用に分けて説明する。
【0012】
(1)機構的構成および作用
本実施形態例の機構的構成の特徴は、高周波電源部,マッチング回路等をシールド材製の筐体で覆った点である。
図1は本実施形態例の機構的構成図と回路図とを兼ねたブロック図である。
【0013】
図1に示すように、本実施形態例の機構的構成は、前記直流電源部101を収納した第1筐体1と、次に説明する電源供給部10を収納した第2筐体2と、次に説明するレーザ放電部110を収納した第3筐体3とを備えている。
前記第1筐体2ないし第3筐体は、ノイズの外部への放射および外来ノイズを遮断する機能(シールド機能)を有する銅板あるいはアルミニューム板製であり、それぞれ収納した回路部材を完全に覆い、グランドレベルに接地する。
【0014】
▲1▼第1筐体1およびその内部回路(直流電源部101)
第1筐体1は直方体をなし、内部に直流電源部101を収納する。直流電源部101は、従来例で説明した如く商用交流入力を整流平滑して直流電圧を生成し、その直流電圧を、ケーブル15を介して第2筐体2に収納された電源供給部10へ送る。
【0015】
▲2▼第2筐体2およびその内部回路(電源供給部10)
第2筐体2は直方体をなし、仕切板13がインバータ回路筐体2aとマッチング回路筐体2bとに仕切っている。インバータ回路筐体2aは次に説明するインバータ部20を収納し、マッチング回路筐体2bは次に説明するLC共振回路(マッチング回路)40を収納する。
【0016】
前述の如く第2筐体2および仕切板13は、シールド材によって内部回路(電源供給部10)を完全に覆い、グランドレベルに接地しているので、インバータ部20からノイズが外部へ放射されない。また、仕切板13によりインバータ回路筐体2aとマッチング回路筐体2bとを仕切っているので、LC共振回路40はインバータ部20が発生するノイズにより影響を及ぼされることがない。
【0017】
▲3▼第3筐体3およびその内部回路(レーザ放電部110)
第3筐体3は直方体をなし、内部にレーザ放電部110を収納する。Wはレーザ光の出力である。
なお、レーザ放電部110については、次の(2)電気的構成および作用の欄で詳しく説明する。
【0018】
(2)電気的構成および作用
本実施形態例の電気的構成および作用を、▲1▼インバータ部20と、▲2▼LC共振回路40と、▲3▼レーザ放電部110とに分けて説明する。なお、直流電源
部101の電気的構成および作用は、前記(1)機構的構成および作用の欄で説明済みなので、重複説明を省略する。
【0019】
▲1▼インバータ部20
インバータ回路筐体2aの左側面に穴を形成し、該穴に直流電流供給を行うための貫通型バイパスコンデンサ18aを取り付ける。該バイパスコンデンサ18aに直流電源部101からのケーブル15を挿通し、高周波漏洩の阻止を行うためのリアクタ21の一端に接続する。該リアクタ21の他端はバイパスコンデンサ23の一端と高耐圧の第1のトランジスタ22aのコレクタとの接続点に接続する。
【0020】
第1のトランジスタ22aのエミッタと、高耐圧の第2のトランジスタ22bのコレクタとを接続し、その接続点を電流を検知する変流器24を介してLC共振回路40を構成する第1のコイル41の一端に接続する。前記バイパスコンデンサ23の他端と第2のトランジスタ22bのエミッタは、インバータ回路筐体2aに接続する。前記トランジスタ22a,22bは高耐圧のスイッチング素子であり、バイポーラトランジスタ,FET,IGBT,SIT等を使用すればよい。
【0021】
前記変流器24の出力端を次に説明する自動同調回路30の入力端に接続し、該自動同調回路30の出力端を前記第1,第2のトランジスタ22a,22bのベースに接続する。
インバータ部は、前記自動同調回路30がトランジスタ22a,22bのベースに供給するオン・オフ信号により第1,第2のトランジスタ22a,22bを交互にオン・オフし、直流電源部101からの直流を高周波交流に変換する。バイパスコンデンサ23は、第1,第2のトランジスタ22a,22bで直流電圧を交番電流に変換するときに発生する高周波成分を、前記筐体2aを介してグランドに流す。
【0022】
図2は前述の自動同調回路30のブロック図である。
図2に示すように、自動同調回路30は、交流電流の位相の検出を行うためのゼロクロスコンパレータ31と、2つの入力信号(電圧と電流)の位相差に対応する電圧を発生する位相比較器32と、該位相比較器32からの出力電圧からの高調波成分を除去するループフィルタ33と、制御電圧により発振周波数が変化する電圧制御発振器(VCO)34と、該電圧制御発振器34の出力信号を増幅するアンプ35とを備えている。また、電圧制御発振器34の出力端を位相比較器32にフィードバックする。このフィードバック信号Qの位相は、変流器24端での電圧位相に相当する。
前記変流器24の出力端をゼロクロスコンパレータ31の入力端に接続し、アンプ35の出力端を第1,第2のトランジスタ22a,22bのそれぞれのベースに接続する。
【0023】
以上の構成をとることにより、自動同調回路30は次に説明するLC共振回路40へ供給する電圧と電流の位相差がゼロとなる発振周波数に収束する。この位相差をゼロにする機能は、放電負荷が放電電力により変動するので、前記LC共振回路40およびレーザ放電部110の作用(共振作用および印加電圧半減作用)の上で必須の条件である。
【0024】
▲2▼LC共振回路(マッチング回路)40
該LC共振回路40の機能の特徴は、レーザ放電部110とインバータ部(高周波電源回路)20との整合をとって効率良く電力をレーザ放電部110へ供給すると共に、放電のための高電圧を発生させ、かつ、レーザ放電部110の筐体3に対する電圧を電極間電圧の約半分にする点である。
【0025】
前記変流器24の出力端に接続したケーブル11を、仕切板13に取り付けられた貫通型バイパスコンデンサ18dを挿通して第1のコイル41の一端に接続する。該第1のコイル41とコンデンサ42と第2のコイル43とを直列接続してLC共振回路40の一部を構成している。
第1のコイル41とコンデンサ42の接続点を、貫通型バイパスコンデンサ18eを介して第1の高圧ケーブル16aによりレーザ放電部110の一方の放電電極111aに接続する。
【0026】
同様に、前記コンデンサ42と第2のコイル43の接続点を、貫通型バイパスコンデンサ18fを介して第2の高圧ケーブル16bにより第2の放電電極111bに接続する。第1のコイル41と第2のコイル43のインダクタンスL1 ,L2 は同じ値にする(L1 =L2 )。
図3は、LC共振回路40とレーザ放電部110との接続を示す図である。
【0027】
また、該図3は、放電電極111a,111b間の印加電圧が約3500Vであるのに対し、グランドと放電電極111bとの間の印加電圧およびグランドと放電電極111aとの間の印加電圧はそれぞれ約1600Vであることを示す。この点の理由は次に詳述する。
【0028】
▲3▼レーザ放電部110
レーザ放電部110は3軸直交型のCO2 レーザであり、内部にレーザ媒質ガス(CO2 ,N2 ,Heの混合気体)を約1/10気圧で封入する。また、放電電極111a,111bは誘電体電極であり、アルミニューム,銅等からなる金属部分にセラミックス等からなる誘電体が被覆されてなる。
該レーザ放電部110に放電をさせるためには放電電極111a,111b間に前述の約3500Vの電圧を印加する必要がある。
前記図3に示すように、レーザ放電部110は放電電極111a,111bを備え、電気的には等価回路で表現できる。
【0029】
次にLC共振回路40およびレーザ放電部110の作用を、(a) 同調作用と、(b)電力供給作用とに分けて説明する。
【0030】
(a)同調作用
前記図3において、コンデンサ42の静電容量はC3 であり、該コンデンサ42にレーザ放電部110を接続した部分を一点鎖線で囲んだ等価回路S1 で示し、該等価回路S1 等を図4に示す。
図4は、前記等価回路S1 を順次簡単な等価回路に変換する過程を示した図である。
【0031】
放電電極111a,111bの等価回路は、コンデンサC1 (静電容量=C1 )とコンデンサC2 (静電容量=C2 )と抵抗rとで表すことができる。この等価回路をS2 で示す。ここに、静電容量C1 ,C2 は前述の放電電極を構成する誘電体により形成され、抵抗rは放電時のプラズマに基づく抵抗である。
前記等価回路S2 では2つのコンデンサC1 ,C2 が直列接続なので、これを1つのコンデンサC4 (静電容量=C4 )に置き換えると等価回路S3 となる。
【0032】
ここに、C4 =1/(1/C1 +1/C2 )
等価回路S3 におけるコンデンサC3 ,C4 の静電容量を容量リアクタンスで表し、
1/(2πfC3 )=a
1/(2πfC4 )=b f=周波数[Hz]
とする。すると、等価回路S3 は等価回路S4 となる。
【0033】
更に、等価回路S4 を−jdと抵抗Rの等価回路S5 に変換する。
【数1】
ここに、R=a2 r/{r2 +(a+b)2 } …式(1)
d={ar2 +ab(a+b)}/{r2 +(a+b)2 }…式(2)
ここに、式(1)は、a項(即ち、コンデンサC3 の容量値)と周波数fとを適宜に変更することにより、抵抗Rが任意の値に調整可能であることを意味している。
以上の変換過程により、等価回路S1 を等価回路S5 に変換することができるので、前記図3は図5(A)に示すように、書き換えることができる。
【0034】
そして、図5(A)の第1,第2のコイル41,43(自己インダクタンスL1 ,L2 )を誘導リアクタンスに変換すると、
2πfL1 =k1
2πfL2 =k2
となり、図5(B)に示すようになる。図5(B)の回路の複素インピーダンス[Z]は以下の式で表される。
【0035】
[Z]=R+j(k1 +k2 −d)=R+jX
x=リアクタンス
リアクタンスXをゼロ、即ち、
k1 +k2 −d=0 ……式(3)
になるように、周波数f,第1,第2のコイルL1 ,L2 の値を調整する。
【0036】
前記式(3)が成立する状態が「同調が取れている状態」であり、このとき電源側からみた負荷は、純抵抗Rとなり、レーザ放電部110の反射電力をゼロにし、「レーザ放電部110にLC共振回路40から最大電力を供給する」という要求を満たすことができる。
【0037】
(b)電力供給作用
次に、図6に示す等価回路EC1 を用いて、放電電極111a,111bに印加される電圧を説明する。
【0038】
第1のコイル41とコンデンサ51の接続点T1 における電位E1 と、抵抗52と第2のコイル43の接続点T2 における電位E2 は、この等価回路EC1 に流れる電流をiとすると、
E2 =jk2 ・i …式(4)
E1 =Ri+j(k2 −d)・i …式(5)
となる。前述の如くL1 =L2 なので、k1 =k2 となり、更に式(3)から
k1 =k2 =d/2 …式(6)
が成り立つ。これを式(4)と式(5)に代入すると、
E2 =j(d/2)・i …式(7)
E1 =Ri−j(d/2)・i …式(8)
になる。そして、このとき電位E1 とE2 との電位差、即ち、放電電極111aと放電電極111bにかかる電圧E3 は、
である。また電源から供給される電圧E0 は、
E0 =Ri …式(10)
本実施形態例では、この電圧E3 は約3500[V]、電圧E0 は200[V]である。式(9)を変形して数値を代入すると、
となる。そして、電圧E1 と電圧E2 は、
となり、放電に必要な電圧E3 は、放電電極111aにかかる電圧E1 と放電電極111bにかかる電圧E2 に分圧される。
【0039】
(2)第2実施形態例
本実施形態例と第1実施形態例との相違点は、第1実施形態例のLC共振回路40を2分割し、それぞれ別個の筐体に収納した点である。
図7に示すように、LC共振回路40は第1のLC共振回路40aと第2のLC共振回路40bとに分割し、それぞれシールド材製の第1のマッチング回路筐体2cと第2のマッチング回路筐体2dとに収納する。
【0040】
第1のマッチング回路筐体2cに、第1のコイル41とコンデンサ44(静電容量=C44)を収納し、第1のコイル41とコンデンサ44の接続点は、第3の高圧ケーブル16cにより第1の放電電極111aに接続する。
また、第2のマッチング回路筐体2dに、第2のコイル43とコンデンサ47(静電容量=C47)を収納し、第2のコイル43とコンデンサ47の接続点は、第4のケーブル16dにより第2の放電電極111bに接続する。
【0041】
ここに、コンデンサ44,47の静電容量C44,C47は、第1実施形態例と同様に共振状態を確保するために、次の関係を満足する必要がある。
【0042】
1/C3 =1/C44+1/C47
(C3 は、前述の如く第1実施形態例のコンデンサ42の静電容量である。)
このように、LC共振回路を第1のLC共振回路40aと第2のLC共振回路40bとに分割しても、第1実施形態例と同様にR−L−Cの直列回路になるため、第1実施形態例と同様に最大電力を供給し、レーザ放電部110への印加電圧を半減することができる。
【0043】
また、インバータ回路20と第1のLC共振回路40aとが前述の筐体2a,2cに収納されているので、ノイズを外部に放射することなく、また、仕切板13により仕切られているので、インバータ回路20とLC共振回路40aとがノイズにより相互に悪影響を及ぼすこともない。
更に、本実施形態例によれば、前記筐体2dを分割小形化しているので、筐体の配置の設計自由度を増すことができる。
さらに、また、前記実施形態例では自動同調回路30を第2筐体2に内蔵したが、自動同調回路30を別の筐体に収納してもよい。
【0044】
【発明の効果】
以上説明したように、各請求項記載の発明によれば、高周波電力発生手段等の各回路をシールド材製の筐体で覆っているので、外部へノイズを放射することがなく、また、前記各回路は外来ノイズの影響を受けることもない。
また、マッチング回路とレーザ放電手段とでLCRの直列共振回路を構成するのようにしているので、同調をとることができ、レーザ放電手段に最大電力を供給することができる。
また、レーザ放電手段を構成する一対の放電電極に印加する電圧をグランドレベルに対して2分割して印加しているので、レーザ放電手段の近傍の電気部品の耐圧を前記一対の放電電極の印加電圧の約半分にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施形態例の機構的構成と電気的構成とを兼用するブロック図である。
【図2】図1における自動同調回路のブロック図である。
【図3】図1の等価回路である。
【図4】図3に示す等価回路を、順次簡略化する過程を示す図である。
【図5】図3に示した等価回路を最も簡略化した等価回路である。
【図6】放電電極への印加電圧を説明する図である。
【図7】本発明の第2実施形態例の機構的構成と電気的構成とを兼用するブロック図である。
【図8】従来のレーザ発振器用高周波電源装置およびレーザ放電部のブロック図である。
【符号の説明】
1,2a,2b,3,筐体
13 仕切板
20 インバータ部
22a 第1のトランジスタ
22b 第2のトランジスタ
24 変流器
30 自動同調回路
40 マッチング回路
41,43 コイル
42 コンデンサ
101 直流電源部
110 レーザ放電部
111a,111b 放電電極[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a high-frequency power supply device for a laser oscillator, and more particularly to a high-frequency power supply device for a laser oscillator such as a laser processing machine for cutting a steel material.
[0002]
[Prior art]
FIG. 8 is a block diagram of a conventional laser oscillator high-frequency
In FIG. 8, the high frequency
[0003]
That is, 101 is a DC power supply unit, which rectifies a three-phase AC input (200 V) to generate DC.
[0004]
The
The
Although the high-frequency
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional high frequency power supply device for a laser oscillator, the
[0006]
In addition, since a considerably high voltage (about 3500 V) is applied to the
The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to prevent noise from being emitted to the outside without using a coaxial cable and to reduce the applied voltage to the laser discharge section. An object is to provide a high-frequency power supply device for an oscillator.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a first aspect of the present invention provides a high-frequency power generating means using first and second transistors as switching elements of an inverter unit for generating high-frequency power, and a pair of discharges. A laser discharge means having an electrode and an equivalent circuit during laser discharge comprising a series circuit including a capacitance component and a resistance component; and a coil and a capacitor for impedance matching between the high frequency power generation device and the laser discharge device. it and a configured matching circuit, a series circuit including a capacitive component and the resistance component of the laser discharge unit, that it has to take the tuning of the impedance LCR series resonant circuit composed of the said matching circuit Features.
According to the first aspect of the present invention, for example, as shown in FIGS. 3 and 5, a series resonance circuit consisting essentially of LCR is formed between the matching circuit and the laser discharge means, and the series resonance circuit Since the tuning is performed, the maximum power can be supplied to the laser discharge means.
[0010]
According to a second aspect of the present invention, a first voltage is applied between one discharge electrode of the laser discharge means and the ground, and the first voltage is applied between the other discharge electrode of the laser discharge means and the ground. A second voltage having an opposite phase is applied, and a difference between the first voltage and the second voltage is applied between the pair of discharge electrodes.
According to the second aspect of the present invention, for example, as shown in FIG. 6, the first voltage E1 and the second voltage E2 are out of phase with each other, and the difference E3 between the two voltages is converted into laser discharge means [equivalent circuit. E1 and E2 are apparently about half of E3 with respect to the casing.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the part same as a prior art example, and duplication description is abbreviate | omitted.
(I) First Embodiment This embodiment will be described by dividing it into (1) mechanical configuration and action, and (2) electrical configuration and action.
[0012]
(1) Mechanical structure and operation The characteristic of the mechanical structure of this embodiment is that the high-frequency power supply unit, the matching circuit, and the like are covered with a casing made of a shielding material.
FIG. 1 is a block diagram serving both as a mechanical configuration diagram and a circuit diagram of this embodiment.
[0013]
As shown in FIG. 1, the mechanical configuration of the present embodiment includes a
The
[0014]
(1)
The
[0015]
(2)
The
[0016]
As described above, since the
[0017]
(3) Third casing 3 and its internal circuit (laser discharge unit 110)
The third housing 3 has a rectangular parallelepiped shape and houses the
The
[0018]
(2) Electrical configuration and operation The electrical configuration and operation of the present embodiment will be described by dividing it into (1)
[0019]
(1)
A hole is formed in the left side surface of the
[0020]
A first coil that configures the
[0021]
An output terminal of the
The inverter unit alternately turns on and off the first and
[0022]
FIG. 2 is a block diagram of the
As shown in FIG. 2, an
The output terminal of the
[0023]
By adopting the above configuration, the
[0024]
(2) LC resonance circuit (matching circuit) 40
The LC
[0025]
The
A connection point between the
[0026]
Similarly, the connection point between the
FIG. 3 is a diagram showing the connection between the
[0027]
In FIG. 3, the applied voltage between the
[0028]
(3)
The
In order to cause the
As shown in FIG. 3, the
[0029]
Next, the operation of the
[0030]
(A) Tuning action In FIG. 3, the capacitance of the
FIG. 4 is a diagram showing a process of sequentially converting the equivalent circuit S1 into a simple equivalent circuit.
[0031]
An equivalent circuit of the
In the equivalent circuit S2, the two capacitors C1 and C2 are connected in series. Therefore, if this is replaced with one capacitor C4 (capacitance = C4), an equivalent circuit S3 is obtained.
[0032]
Where C4 = 1 / (1 /
The capacitances of the capacitors C3 and C4 in the equivalent circuit S3 are expressed by capacitive reactance,
1 / (2πfC3) = a
1 / (2πfC4) = b f = frequency [Hz]
And Then, the equivalent circuit S3 becomes an equivalent circuit S4.
[0033]
Further, the equivalent circuit S4 is converted into an equivalent circuit S5 of -jd and resistance R.
[Expression 1]
Here, R = a 2 r / {r 2 + (a + b) 2 } Formula (1)
d = {ar 2 + ab (a + b)} / {r 2 + (a + b) 2 } (2)
Here, the equation (1) means that the resistance R can be adjusted to an arbitrary value by appropriately changing the term a (that is, the capacitance value of the capacitor C3) and the frequency f.
Through the above conversion process, the equivalent circuit S1 can be converted into the equivalent circuit S5, so that FIG. 3 can be rewritten as shown in FIG.
[0034]
When the first and
2πfL1 = k1
2πfL2 = k2
As shown in FIG. The complex impedance [Z] of the circuit of FIG. 5B is expressed by the following equation.
[0035]
[Z] = R + j (k1 + k2-d) = R + jX
x = reactance reactance X is zero, ie
k1 + k2 -d = 0 (3)
The frequency f and the values of the first and second coils L1 and L2 are adjusted so that
[0036]
The state in which the expression (3) is established is a “synchronized state”. At this time, the load viewed from the power source side is a pure resistance R, the reflected power of the
[0037]
(B) Power supply operation Next, the voltage applied to the
[0038]
The potential E1 at the connection point T1 between the
E2 = jk2 · i Equation (4)
E1 = Ri + j (k2-d) .i Equation (5)
It becomes. Since L1 = L2 as described above, k1 = k2, and further from equation (3), k1 = k2 = d / 2 (6)
Holds. Substituting this into equations (4) and (5) gives
E2 = j (d / 2) · i (7)
E1 = Ri-j (d / 2) .i (8)
become. At this time, the potential difference between the potentials E1 and E2, that is, the voltage E3 applied to the
It is. The voltage E0 supplied from the power supply is
E0 = Ri Formula (10)
In this embodiment, the voltage E3 is about 3500 [V], and the voltage E0 is 200 [V]. When formula (9) is transformed and a numerical value is substituted,
It becomes. And the voltage E1 and the voltage E2 are
Thus, the voltage E3 required for discharge is divided into a voltage E1 applied to the
[0039]
(2) Second Embodiment Example The difference between this embodiment example and the first embodiment example is that the
As shown in FIG. 7, the
[0040]
A
Further, the
[0041]
Here, the capacitances C 44 and C 47 of the capacitors 44 and 47 need to satisfy the following relationship in order to ensure a resonance state as in the first embodiment.
[0042]
1 / C3 = 1 / C44 + 1 / C47
(C3 is the capacitance of the
Thus, even if the LC resonance circuit is divided into the first
[0043]
In addition, since the
Furthermore, according to the present embodiment, since the
Furthermore, although the
[0044]
【The invention's effect】
As described above, according to the invention described in each claim, since each circuit such as the high-frequency power generating means is covered with a casing made of a shielding material, noise is not radiated to the outside. Each circuit is not affected by external noise.
Further, since the LCR series resonance circuit is configured by the matching circuit and the laser discharge means, tuning can be achieved and the maximum power can be supplied to the laser discharge means.
In addition, since the voltage applied to the pair of discharge electrodes constituting the laser discharge means is divided into two with respect to the ground level, the withstand voltage of the electrical components near the laser discharge means is applied to the pair of discharge electrodes. It can be about half the voltage.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram combining a mechanical configuration and an electrical configuration of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of the automatic tuning circuit in FIG.
FIG. 3 is an equivalent circuit of FIG. 1;
4 is a diagram showing a process of sequentially simplifying the equivalent circuit shown in FIG. 3;
5 is an equivalent circuit obtained by simplifying the equivalent circuit shown in FIG.
FIG. 6 is a diagram illustrating a voltage applied to a discharge electrode.
FIG. 7 is a block diagram combining the mechanical configuration and the electrical configuration of the second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram of a conventional high-frequency power supply device for a laser oscillator and a laser discharge unit.
[Explanation of symbols]
1, 2a, 2b, 3,
Claims (2)
一対の放電電極を有し、レーザ放電中の等価回路が容量分と抵抗分を含む直列回路からなるレーザ放電手段と、
前記高周波電力発生手段と前記レーザ放電手段とのインピーダンス整合をとるためコイルと容量とで構成されるマッチング回路とを備えてなり、
前記レーザ放電手段の容量分と抵抗分を含む直列回路と、前記マッチング回路とで構成されるLCR直列共振回路でインピーダンスの同調をとるようにしたことを特徴とするレーザ発振器用高周波電源装置。High-frequency power generating means using first and second two transistors as switching elements of the inverter unit to generate high-frequency power;
A laser discharge means having a pair of discharge electrodes, and an equivalent circuit during laser discharge comprising a series circuit including a capacitance component and a resistance component;
A matching circuit composed of a coil and a capacitor for impedance matching between the high-frequency power generation means and the laser discharge means;
A high-frequency power supply apparatus for a laser oscillator, wherein impedance is tuned by an LCR series resonance circuit constituted by a series circuit including a capacitance component and a resistance component of the laser discharge means and the matching circuit.
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