JP3806389B2 - 受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線通信システムにおいて、同一の周波数帯域を用いて複数の移動局が同時に通信を行うための多元アクセス方式として、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：コード分割多元アクセス）方式が注目されている。ＣＤＭＡ方式は、ＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access：周波数分割多元アクセス）方式やＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access：時分割多元アクセス）方式などの技術と比較して、高い周波数利用効率を図ることができ、より多くの利用者を収容することができる。
【０００３】
また、無線通信システムの移動局と基地局間において、上り回線と下り回線の双方向に信号を伝送する伝送方式としては、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex：周波数分割多重）方式とＴＤＤ（Time Division Duplex：時分割多重）方式とがある。ＦＤＤ方式は、上り回線と下り回線で異なる周波数帯を利用する方式である一方、ＴＤＤ方式は、送受信同一帯域方式であり、同一の無線周波数を時間分割して上り回線と下り回線を交互に通信する方式である。したがって、ＣＤＭＡ／ＴＤＤ方式では、伝送される信号の処理はＣＤＭＡ方式によって行われ、上り回線と下り回線の伝送はＴＤＤ方式によって行われる。
【０００４】
図６は、ＣＤＭＡ／ＴＤＤ方式を用いた無線通信システムにおける、信号のフレーム構成の一例を示す図である。同図に示すように、１フレームは、それぞれが１つのパイロットシンボルブロック、２つの情報シンボルブロック、および１つのガードシンボルブロックからなる複数のスロットから構成されている。すなわち、１スロットは、パイロットシンボルブロックＰｉ（ｉ＝１〜ｎ）を、情報シンボルブロックＩｉ１（ｉ＝１〜ｎ）と情報シンボルブロックＩｉ２（ｉ＝１〜ｎ）がはさむようになっており、その後にガードシンボルブロックＧｉ（ｉ＝１〜ｎ）が配置された構成となっている。
【０００５】
各パイロットシンボルブロックＰｉは、それぞれあらかじめ定められた長さ（例えば１０シンボル）の既知のシンボル列からなっている。また、各情報ブロックＩｉ１およびＩｉ２には、それぞれ所定数（最大６１シンボル）の情報シンボルが配置されている。また、各ガードシンボルブロックＧｉは、それぞれあらかじめ定められた長さ（例えば２シンボル）の何も情報の無いシンボル列からなっている。このようにフレーム構成された信号は、基地局などの送信側装置において例えばＱＰＳＫ変調により情報変調された後、所定の拡散符号で拡散変調されて移動局などの受信側装置へ送信される。
【０００６】
具体的には、例えば非特許文献１に記載されているように、送信ビット系列は、ＱＰＳＫ変調が行われることにより、図７に示すようなシンボル位置にマッピングされ、シンボルデータが得られる。そして、シンボルデータは、送信相手となる受信側装置ごとに割り当てられているチャネライゼーションコードに応じた位相回転が加えられ、拡散処理が行われた後に送信される。
【０００７】
そして、送信信号は、受信側装置において受信され、チャネライゼーションコードが用いられることにより逆拡散される。また、受信信号に含まれるパイロットシンボルブロックＰｉが用いられることにより、チャネル推定が行われ、逆拡散結果とチャネル推定結果とが用いられることにより、受信信号の同期検波が行われる。さらに、同期検波結果はＲＡＫＥ合成され、チャネライゼーションコードに応じた位相回転が加えられる。
【０００８】
以上の処理によって得られたシンボルデータは、送信側装置におけるシンボルデータと同様に、図７に示すようなシンボル位置にデマッピングされる。ここで、このシンボルデータに対してターボ復号およびビタビ復号を行う場合は、シンボルデータに含まれる各ビットが軟判定値で出力されることが必要であるため、シンボルデータが（−π／４）位相回転されることにより、図８に示すようなシンボル位置にデマッピングされ、ＱＰＳＫ変調されている２ビットのうち、１ビット目の軟判定値としてＩ軸成分が用いられ、２ビット目の軟判定値としてＱ軸成分が用いられる。
【０００９】
【非特許文献１】
３ＧＰＰ規格書 ＴＳ２５．２２３ "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Spreading and modulation(TDD)"
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の受信側装置では、すべてのシンボルデータに対して位相回転を加える必要があるために、演算量が大きくなるという問題がある。
【００１１】
例えば、上述したスロット構成の場合、情報シンボルブロックＩｉ１および情報シンボルブロックＩｉ２のシンボル数は、最大で１２２（６１×２）シンボルとなり、これらのシンボルすべてに対して位相回転を加える演算は、膨大な量となる。
【００１２】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換することができる受信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の受信装置は、受信信号を用いてチャネル推定値を取得するチャネル推定手段と、前記チャネル推定値を位相回転する位相回転手段と、位相回転されて得られた補正チャネル推定値を用いて前記受信信号を同期検波する同期検波手段と、を有し、前記位相回転手段は、自装置に割り当てられているチャネライゼーションコードに応じて定まる位相回転量だけ前記チャネル推定値を位相回転する構成を採る。
【００１４】
この構成によれば、チャネル推定値を位相回転し、得られた補正チャネル推定値用いて受信信号を同期検波するため、受信信号に含まれるシンボル数に比べて数が少ないチャネル推定値に対してのみ位相回転の演算を行えば良く、少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換することができる。さらに、チャネライゼーションコードに応じて定まる位相回転量だけチャネル推定値を位相回転するため、ＣＤＭＡ方式において拡散変調された受信信号から受信ビット系列を得るために必要な位相回転を、少ない演算量で効率良く行うことができる。
【００２３】
本発明の無線通信端末装置は、上記受信装置を有する構成を採る。
【００２４】
この構成によれば、上記受信装置と同様の作用効果を無線通信端末装置において実現することができる。
【００２５】
本発明の無線通信基地局装置は、上記受信装置を有する構成を採る。
【００２６】
この構成によれば、上記受信装置と同様の作用効果を無線通信基地局装置において実現することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、位相回転を加えたチャネル推定結果を用いて逆拡散信号の同期検波を行うことにより、復調時の位相回転を不要とすることである。
【００３０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００３１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図に示す受信装置は、逆拡散部１１０、同期検波部１２０、ＲＡＫＥ合成部１３０、位相回転部１４０、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１５２からなるＱＰＳＫデマッピング部１５０、チャネル推定部１６０、および推定値補正部１７０を有している。
【００３２】
逆拡散部１１０は、アンテナを介して受信された信号に対して、自装置に割り当てられたチャネライゼーションコードを用いて逆拡散処理をする。
【００３３】
同期検波部１２０は、受信信号を逆拡散処理して得られた逆拡散信号を、推定値補正部１７０から出力される補正チャネル推定値を用いて同期検波する。
【００３４】
ＲＡＫＥ合成部１３０は、同期検波された信号をＲＡＫＥ合成する。
【００３５】
位相回転部１４０は、ＲＡＫＥ合成された信号に対して、受信装置に割り当てられたチャネライゼーションコードに対応する位相回転量Ｗだけ位相回転を加える。
【００３６】
ＱＰＳＫデマッピング部１５０は、位相回転部１４０から出力された信号を復調して受信ビット系列を出力する。具体的には、ＱＰＳＫデマッピング部１５０は、ＱＰＳＫ変調されている位相回転部１４０の出力信号を復調してＩ軸成分およびＱ軸成分のビットを取得し、Ｐ／Ｓ変換部１５２によってパラレル／シリアル変換することにより、受信ビット系列を出力する。
【００３７】
チャネル推定部１６０は、アンテナを介して受信された信号を用いて、チャネル推定を行い、得られたチャネル推定値を推定値補正部１７０へ出力する。ここで、チャネル推定値は、チャネル推定の結果、１スロットに対応する時間内に検出されたパスの数だけ得られる。すなわち、例えば図２に示すように、１スロット時間内にパス１〜４の４つのパスがチャネル推定によって検出された場合は、４つのチャネル推定値が得られる。
【００３８】
推定値補正部１７０は、チャネル推定部１６０から出力された各チャネル推定値に（π／４）位相回転を加える。したがって、図２に示したように、１スロット時間内にパス１〜４の４つのパスが検出された場合は、４つのチャネル推定値のそれぞれに（π／４）位相回転が加えられる。
【００３９】
次いで、上記のように構成された受信装置の動作について説明する。
【００４０】
まず、アンテナを介して受信された受信信号は、逆拡散部１１０およびチャネル推定部１６０へ入力される。そして、逆拡散部１１０によって、自装置に割り当てられたチャネライゼーションコードが用いられ、受信信号の逆拡散が行われ、逆拡散信号が同期検波部１２０へ出力される。
【００４１】
他方、チャネル推定部１６０によって、チャネル推定が行われ、直接波および遅延波のパスが検出され、各パスにおけるチャネル推定値が推定値補正部１７０へ出力される。各パスにおけるチャネル推定値は、推定値補正部１７０によって、それぞれ（π／４）位相回転が加えられ、得られた補正チャネル推定値は、同期検波部１２０へ出力される。
【００４２】
ここで、チャネル推定部１６０によって１スロット時間内に検出されるパス数は、受信信号に含まれるシンボル数と比較すると非常に少ないため、各パスに対応するチャネル推定値に対する位相回転の演算は、わずかな量で済む。
【００４３】
そして、同期検波部１２０によって、補正チャネル推定値が用いられることにより逆拡散信号の同期検波が行われる。この同期検波においては、（π／４）位相回転が加えられた補正チャネル推定値が用いられるため、同期検波後の信号は、各シンボルに対して（π／４）位相回転が加えられたものと等価になる。
【００４４】
同期検波後の信号は、ＲＡＫＥ合成部１３０によって、ＲＡＫＥ合成されることにより、各パスに対応する信号が合成されたＲＡＫＥ合成信号が得られる。そして、ＲＡＫＥ合成信号は、位相回転部１４０によって、チャネライゼーションコードに対応して定められている位相回転量Ｗだけ位相回転が加えられ、ＱＰＳＫデマッピング部１５０によって復調されるとともに、Ｐ／Ｓ変換部１５２によってパラレル／シリアル変換され、Ｉ軸成分およびＱ軸成分のビットからなる受信ビット系列が出力される。
【００４５】
上記従来の技術で説明したように、例えば図６に示すフレーム構成の信号において、各スロットに含まれる情報シンボルブロックＩｉ１および情報シンボルブロックＩｉ２がそれぞれ６１シンボルからなっている場合、従来は１２２シンボルに対して（π／４）位相回転を加える必要があるのに対し、本実施の形態においては、例えば図２に示すように１スロット時間内に４つのパスが検出された場合は、４つのチャネル推定値に対して（π／４）位相回転を加えれば良い。
【００４６】
このように、本実施の形態によれば、受信信号から１スロット時間内に得られるチャネル推定値のみを（π／４）位相回転して補正チャネル推定値を取得し、補正チャネル推定値を用いて逆拡散信号の同期検波を行うため、ＲＡＫＥ合成後の信号の各シンボルに対して位相回転を行う場合よりも少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換することができる。
【００４７】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２の特徴は、チャネライゼーションコードに対応して定められている位相回転をチャネル推定値に加える点である。
【００４８】
図３は、実施の形態２に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図１と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００４９】
図３に示す受信装置は、逆拡散部１１０、同期検波部１２０、ＲＡＫＥ合成部１３０、Ｐ／Ｓ変換部１５２と（−π／４）移相器１５４とからなるＱＰＳＫデマッピング部１５０ａ、チャネル推定部１６０、および推定値補正部２１０を有している。
【００５０】
ＱＰＳＫデマッピング部１５０ａは、ＲＡＫＥ合成部１３０から出力された信号を復調して受信ビット系列を出力する。具体的には、ＱＰＳＫデマッピング部１５０ａは、ＱＰＳＫ変調されているＲＡＫＥ合成部１３０の出力信号を（−π／４）移相器１５４によって（−π／４）位相回転するとともに復調してＩ軸成分およびＱ軸成分のビットを取得し、Ｐ／Ｓ変換部１５２によってパラレル／シリアル変換することにより、受信ビット系列を出力する。
【００５１】
推定値補正部２１０は、チャネル推定部１６０から出力された各チャネル推定値に、チャネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量Ｗだけ位相回転を加える。
【００５２】
次いで、上記のように構成された受信装置の動作について説明する。
【００５３】
まず、アンテナを介して受信された受信信号は、逆拡散部１１０およびチャネル推定部１６０へ入力される。そして、逆拡散部１１０によって、自装置に割り当てられたチャネライゼーションコードが用いられ、受信信号の逆拡散が行われ、逆拡散信号が同期検波部１２０へ出力される。
【００５４】
他方、チャネル推定部１６０によって、チャネル推定が行われ、直接波および遅延波のパスが検出され、各パスにおけるチャネル推定値が推定値補正部２１０へ出力される。各パスにおけるチャネル推定値は、推定値補正部２１０によって、それぞれチャネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量Ｗだけ位相回転が加えられ、得られた補正チャネル推定値は、同期検波部１２０へ出力される。
【００５５】
ここで、チャネル推定部１６０によって１スロット時間内に検出されるパス数は、受信信号に含まれるシンボル数と比較すると非常に少ないため、各パスに対応するチャネル推定値に対する位相回転の演算は、わずかな量で済む。
【００５６】
そして、同期検波部１２０によって、補正チャネル推定値が用いられることにより逆拡散信号の同期検波が行われる。この同期検波においては、位相回転量Ｗだけ位相回転が加えられた補正チャネル推定値が用いられるため、同期検波後の信号は、各シンボルに対して位相回転量Ｗだけ位相回転が加えられたものと等価になる。
【００５７】
同期検波後の信号は、ＲＡＫＥ合成部１３０によって、ＲＡＫＥ合成されることにより、各パスに対応する信号が合成されたＲＡＫＥ合成信号が得られる。そして、ＲＡＫＥ合成信号は、ＱＰＳＫデマッピング部１５０ａ内の（−π／４）移相器１５４によって、（−π／４）位相回転が加えられて復調されるとともに、Ｐ／Ｓ変換部１５２によってパラレル／シリアル変換され、Ｉ軸成分およびＱ軸成分のビットからなる受信ビット系列が出力される。
【００５８】
上記従来の技術で説明したように、例えば図６に示すフレーム構成の信号において、各スロットに含まれる情報シンボルブロックＩｉ１および情報シンボルブロックＩｉ２がそれぞれ６１シンボルからなっている場合、従来は１２２シンボルに対して位相回転量Ｗだけ位相回転を加える必要があるのに対し、本実施の形態においては、例えば図２に示すように１スロット時間内に４つのパスが検出された場合は、４つのチャネル推定値に対して位相回転量Ｗの位相回転を加えれば良い。
【００５９】
このように、本実施の形態によれば、受信信号から１スロット時間内に得られるチャネル推定値のみを、チャネライゼーションコードに対応して定められる位相回転量だけ位相回転して補正チャネル推定値を取得し、補正チャネル推定値を用いて逆拡散信号の同期検波を行うため、ＲＡＫＥ合成後の信号の各シンボルに対して位相回転を行う場合よりも少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換することができる。
【００６０】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３の特徴は、ＱＰＳＫデマッピングにおいて必要となる位相回転およびチャネライゼーションコードに対応して定められている位相回転の双方をチャネル推定値に加える点である。
【００６１】
図４は、実施の形態３に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図１と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００６２】
図４に示す受信装置は、逆拡散部１１０、同期検波部１２０、ＲＡＫＥ合成部１３０、Ｐ／Ｓ変換部１５２からなるＱＰＳＫデマッピング部１５０、チャネル推定部１６０、および推定値補正部３１０を有している。
【００６３】
推定値補正部３１０は、チャネル推定部１６０から出力された各チャネル推定値に、チャネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転を加える。
【００６４】
次いで、上記のように構成された受信装置の動作について説明する。
【００６５】
まず、アンテナを介して受信された受信信号は、逆拡散部１１０およびチャネル推定部１６０へ入力される。そして、逆拡散部１１０によって、自装置に割り当てられたチャネライゼーションコードが用いられ、受信信号の逆拡散が行われ、逆拡散信号が同期検波部１２０へ出力される。
【００６６】
他方、チャネル推定部１６０によって、チャネル推定が行われ、直接波および遅延波のパスが検出され、各パスにおけるチャネル推定値が推定値補正部３１０へ出力される。各パスにおけるチャネル推定値は、推定値補正部３１０によって、それぞれチャネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転が加えられ、得られた補正チャネル推定値は、同期検波部１２０へ出力される。
【００６７】
ここで、チャネル推定部１６０によって１スロット時間内に検出されるパス数は、受信信号に含まれるシンボル数と比較すると非常に少ないため、各パスに対応するチャネル推定値に対する位相回転の演算は、わずかな量で済む。
【００６８】
そして、同期検波部１２０によって、補正チャネル推定値が用いられることにより逆拡散信号の同期検波が行われる。この同期検波においては、位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転が加えられた補正チャネル推定値が用いられるため、同期検波後の信号は、各シンボルに対して位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転が加えられたものと等価になる。
【００６９】
同期検波後の信号は、ＲＡＫＥ合成部１３０によって、ＲＡＫＥ合成されることにより、各パスに対応する信号が合成されたＲＡＫＥ合成信号が得られる。そして、ＲＡＫＥ合成信号は、ＱＰＳＫデマッピング部１５０によって復調されるとともに、Ｐ／Ｓ変換部１５２によってパラレル／シリアル変換され、Ｉ軸成分およびＱ軸成分のビットからなる受信ビット系列が出力される。
【００７０】
上記従来の技術で説明したように、例えば図６に示すフレーム構成の信号において、各スロットに含まれる情報シンボルブロックＩｉ１および情報シンボルブロックＩｉ２がそれぞれ６１シンボルからなっている場合、従来は１２２シンボルに対して位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転を加える必要があるのに対し、本実施の形態においては、例えば図２に示すように１スロット時間内に４つのパスが検出された場合は、４つのチャネル推定値に対して位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転を加えれば良い。
【００７１】
このように、本実施の形態によれば、受信信号から１スロット時間内に得られるチャネル推定値のみを、チャネライゼーションコードに対応して定められる位相回転量および（π／４）位相回転して補正チャネル推定値を取得し、補正チャネル推定値を用いて逆拡散信号の同期検波を行うため、ＲＡＫＥ合成後の信号の各シンボルに対して位相回転を行う場合よりも少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換することができる。
【００７２】
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４の特徴は、ＲＡＫＥ合成後の信号に対して干渉除去を行う点である。
【００７３】
図５は、実施の形態４に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００７４】
図５に示す受信装置は、逆拡散部１１０、同期検波部１２０、ＲＡＫＥ合成部１３０、Ｐ／Ｓ変換部１５２からなるＱＰＳＫデマッピング部１５０、チャネル推定部１６０、推定値補正部３１０、および演算変数生成部４１０と干渉除去演算部４２０とからなる干渉除去部４００を有している。なお、本実施の形態における逆拡散部１１０は、高速アダマール変換を適用しており、他ユーザの信号に対する逆拡散処理を同時に行うものとする。
【００７５】
干渉除去部４００は、補正チャネル推定値と自装置と同一セル内の全ユーザの多重コードに関する拡散情報とを用いてＲＡＫＥ合成後の信号の干渉を除去する。具体的には、干渉除去部４００は、演算変数生成部４１０にて補正チャネル推定値と全ユーザの多重コードに関する拡散情報とを用いることにより、干渉除去のための演算変数を生成し、干渉除去演算部４２０にてＲＡＫＥ合成後の信号に対して演算変数を用いることにより、例えばＪＤ（Joint Detection）演算などの符号間干渉および他ユーザ干渉の影響を除去する演算を行う。干渉除去部４００については、例えば、"Interference Cancellation vs. Channel Equalization and Joint Detection for the Downlink of C/TDMA Mobile Radio Concepts" (Bernd Steiner, Proceedings of EPMCC Conference Germany 1997, No. 145, pp.253-260)、または、"EFFICIENT MULTI‐RATE MULTI‐USER DETECTION FOR THE ASYNCHRONOUS WCDMA UPLINK" (H.R.Karimi, VTC'99, pp.593-597)などの文献に記載された技術を適用することができる。
【００７６】
次いで、上記のように構成された受信装置の動作について説明する。
【００７７】
まず、アンテナを介して受信された受信信号は、逆拡散部１１０およびチャネル推定部１６０へ入力される。そして、逆拡散部１１０によって、自装置に割り当てられたチャネライゼーションコードが用いられ、受信信号の逆拡散が行われ、逆拡散信号が同期検波部１２０へ出力される。
【００７８】
他方、チャネル推定部１６０によって、チャネル推定が行われ、直接波および遅延波のパスが検出され、各パスにおけるチャネル推定値が推定値補正部３１０へ出力される。各パスにおけるチャネル推定値は、推定値補正部３１０によって、それぞれチャネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転が加えられ、得られた補正チャネル推定値は、同期検波部１２０および干渉除去部４００内の演算変数生成部４１０へ出力される。
【００７９】
ここで、チャネル推定部１６０によって１スロット時間内に検出されるパス数は、受信信号に含まれるシンボル数と比較すると非常に少ないため、各パスに対応するチャネル推定値に対する位相回転の演算は、わずかな量で済む。
【００８０】
そして、同期検波部１２０によって、補正チャネル推定値が用いられることにより逆拡散信号の同期検波が行われる。この同期検波においては、位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転が加えられた補正チャネル推定値が用いられるため、同期検波後の信号は、各シンボルに対して位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転が加えられたものと等価になる。
【００８１】
同期検波後の信号は、ＲＡＫＥ合成部１３０によって、ＲＡＫＥ合成されることにより、各パスに対応する信号が合成されたＲＡＫＥ合成信号が得られ、ＲＡＫＥ合成信号は、干渉除去演算部４２０へ出力される。
【００８２】
また、演算変数生成部４１０によって、補正チャネル推定値と自装置と同一セル内の全ユーザの多重コードに関する拡散情報とが用いられることにより、干渉除去のための演算変数が生成され、干渉除去演算部４２０によって、ＲＡＫＥ合成信号に対して演算変数が用いられることにより、例えばＪＤ演算などの演算が行われ、符号間干渉および他ユーザ干渉の影響が除去される。
【００８３】
そして、干渉除去後の信号は、ＱＰＳＫデマッピング部１５０によって復調されるとともに、Ｐ／Ｓ変換部１５２によってパラレル／シリアル変換され、Ｉ軸成分およびＱ軸成分のビットからなる受信ビット系列が出力される。
【００８４】
このように、本実施の形態によれば、受信信号から１スロット時間内に得られるチャネル推定値のみを、チャネライゼーションコードに対応して定められる位相回転量および（π／４）位相回転して補正チャネル推定値を取得し、補正チャネル推定値を用いて逆拡散信号の同期検波を行うとともに、ＲＡＫＥ合成後の信号の干渉除去を行うため、ＲＡＫＥ合成後の信号の各シンボルに対して位相回転を行う場合よりも少ない演算量で効率良くシンボルデータを干渉の影響が除去された精度の高い受信ビット系列へ変換することができる。
【００８５】
なお、上記各実施の形態においては、変調方式としてＱＰＳＫが適用されている場合について説明したため、チャネル推定値に加えられる位相回転量は（π／４）であったが、本発明はこれに限定されず、その他の変調方式が適用される場合でも適宜変更することにより、本発明を実施することができる。
【００８６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る受信装置の要部構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１に係るチャネル推定部の動作を説明するための図
【図３】本発明の実施の形態２に係る受信装置の要部構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態３に係る受信装置の要部構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態４に係る受信装置の要部構成を示すブロック図
【図６】ＣＤＭＡ／ＴＤＤ方式において用いられる信号のフレーム構成の一例を示す図
【図７】ＱＰＳＫ変調におけるシンボルのマッピングの一例を示す図
【図８】ＱＰＳＫ変調におけるシンボルのマッピングの他の一例を示す図
【符号の説明】
１１０ 逆拡散部
１２０ 同期検波部
１３０ ＲＡＫＥ合成部
１４０ 位相回転部
１５０、１５０ａ ＱＰＳＫデマッピング部
１５２ Ｐ／Ｓ変換部
１５４ （−π／４）移相器
１６０ チャネル推定部
１７０、２１０、３１０ 推定値補正部
４００ 干渉除去部
４１０ 演算変数生成部
４２０ 干渉除去演算部
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線通信システムにおいて、同一の周波数帯域を用いて複数の移動局が同時に通信を行うための多元アクセス方式として、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：コード分割多元アクセス）方式が注目されている。ＣＤＭＡ方式は、ＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access：周波数分割多元アクセス）方式やＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access：時分割多元アクセス）方式などの技術と比較して、高い周波数利用効率を図ることができ、より多くの利用者を収容することができる。
【０００３】
また、無線通信システムの移動局と基地局間において、上り回線と下り回線の双方向に信号を伝送する伝送方式としては、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex：周波数分割多重）方式とＴＤＤ（Time Division Duplex：時分割多重）方式とがある。ＦＤＤ方式は、上り回線と下り回線で異なる周波数帯を利用する方式である一方、ＴＤＤ方式は、送受信同一帯域方式であり、同一の無線周波数を時間分割して上り回線と下り回線を交互に通信する方式である。したがって、ＣＤＭＡ／ＴＤＤ方式では、伝送される信号の処理はＣＤＭＡ方式によって行われ、上り回線と下り回線の伝送はＴＤＤ方式によって行われる。
【０００４】
図６は、ＣＤＭＡ／ＴＤＤ方式を用いた無線通信システムにおける、信号のフレーム構成の一例を示す図である。同図に示すように、１フレームは、それぞれが１つのパイロットシンボルブロック、２つの情報シンボルブロック、および１つのガードシンボルブロックからなる複数のスロットから構成されている。すなわち、１スロットは、パイロットシンボルブロックＰｉ（ｉ＝１〜ｎ）を、情報シンボルブロックＩｉ１（ｉ＝１〜ｎ）と情報シンボルブロックＩｉ２（ｉ＝１〜ｎ）がはさむようになっており、その後にガードシンボルブロックＧｉ（ｉ＝１〜ｎ）が配置された構成となっている。
【０００５】
各パイロットシンボルブロックＰｉは、それぞれあらかじめ定められた長さ（例えば１０シンボル）の既知のシンボル列からなっている。また、各情報ブロックＩｉ１およびＩｉ２には、それぞれ所定数（最大６１シンボル）の情報シンボルが配置されている。また、各ガードシンボルブロックＧｉは、それぞれあらかじめ定められた長さ（例えば２シンボル）の何も情報の無いシンボル列からなっている。このようにフレーム構成された信号は、基地局などの送信側装置において例えばＱＰＳＫ変調により情報変調された後、所定の拡散符号で拡散変調されて移動局などの受信側装置へ送信される。
【０００６】
具体的には、例えば非特許文献１に記載されているように、送信ビット系列は、ＱＰＳＫ変調が行われることにより、図７に示すようなシンボル位置にマッピングされ、シンボルデータが得られる。そして、シンボルデータは、送信相手となる受信側装置ごとに割り当てられているチャネライゼーションコードに応じた位相回転が加えられ、拡散処理が行われた後に送信される。
【０００７】
そして、送信信号は、受信側装置において受信され、チャネライゼーションコードが用いられることにより逆拡散される。また、受信信号に含まれるパイロットシンボルブロックＰｉが用いられることにより、チャネル推定が行われ、逆拡散結果とチャネル推定結果とが用いられることにより、受信信号の同期検波が行われる。さらに、同期検波結果はＲＡＫＥ合成され、チャネライゼーションコードに応じた位相回転が加えられる。
【０００８】
以上の処理によって得られたシンボルデータは、送信側装置におけるシンボルデータと同様に、図７に示すようなシンボル位置にデマッピングされる。ここで、このシンボルデータに対してターボ復号およびビタビ復号を行う場合は、シンボルデータに含まれる各ビットが軟判定値で出力されることが必要であるため、シンボルデータが（−π／４）位相回転されることにより、図８に示すようなシンボル位置にデマッピングされ、ＱＰＳＫ変調されている２ビットのうち、１ビット目の軟判定値としてＩ軸成分が用いられ、２ビット目の軟判定値としてＱ軸成分が用いられる。
【０００９】
【非特許文献１】
３ＧＰＰ規格書 ＴＳ２５．２２３ "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Spreading and modulation(TDD)"
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の受信側装置では、すべてのシンボルデータに対して位相回転を加える必要があるために、演算量が大きくなるという問題がある。
【００１１】
例えば、上述したスロット構成の場合、情報シンボルブロックＩｉ１および情報シンボルブロックＩｉ２のシンボル数は、最大で１２２（６１×２）シンボルとなり、これらのシンボルすべてに対して位相回転を加える演算は、膨大な量となる。
【００１２】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換することができる受信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の受信装置は、受信信号を用いてチャネル推定値を取得するチャネル推定手段と、前記チャネル推定値を位相回転する位相回転手段と、位相回転されて得られた補正チャネル推定値を用いて前記受信信号を同期検波する同期検波手段と、を有し、前記位相回転手段は、自装置に割り当てられているチャネライゼーションコードに応じて定まる位相回転量だけ前記チャネル推定値を位相回転する構成を採る。
【００１４】
この構成によれば、チャネル推定値を位相回転し、得られた補正チャネル推定値用いて受信信号を同期検波するため、受信信号に含まれるシンボル数に比べて数が少ないチャネル推定値に対してのみ位相回転の演算を行えば良く、少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換することができる。さらに、チャネライゼーションコードに応じて定まる位相回転量だけチャネル推定値を位相回転するため、ＣＤＭＡ方式において拡散変調された受信信号から受信ビット系列を得るために必要な位相回転を、少ない演算量で効率良く行うことができる。
【００２３】
本発明の無線通信端末装置は、上記受信装置を有する構成を採る。
【００２４】
この構成によれば、上記受信装置と同様の作用効果を無線通信端末装置において実現することができる。
【００２５】
本発明の無線通信基地局装置は、上記受信装置を有する構成を採る。
【００２６】
この構成によれば、上記受信装置と同様の作用効果を無線通信基地局装置において実現することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、位相回転を加えたチャネル推定結果を用いて逆拡散信号の同期検波を行うことにより、復調時の位相回転を不要とすることである。
【００３０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００３１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図に示す受信装置は、逆拡散部１１０、同期検波部１２０、ＲＡＫＥ合成部１３０、位相回転部１４０、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１５２からなるＱＰＳＫデマッピング部１５０、チャネル推定部１６０、および推定値補正部１７０を有している。
【００３２】
逆拡散部１１０は、アンテナを介して受信された信号に対して、自装置に割り当てられたチャネライゼーションコードを用いて逆拡散処理をする。
【００３３】
同期検波部１２０は、受信信号を逆拡散処理して得られた逆拡散信号を、推定値補正部１７０から出力される補正チャネル推定値を用いて同期検波する。
【００３４】
ＲＡＫＥ合成部１３０は、同期検波された信号をＲＡＫＥ合成する。
【００３５】
位相回転部１４０は、ＲＡＫＥ合成された信号に対して、受信装置に割り当てられたチャネライゼーションコードに対応する位相回転量Ｗだけ位相回転を加える。
【００３６】
ＱＰＳＫデマッピング部１５０は、位相回転部１４０から出力された信号を復調して受信ビット系列を出力する。具体的には、ＱＰＳＫデマッピング部１５０は、ＱＰＳＫ変調されている位相回転部１４０の出力信号を復調してＩ軸成分およびＱ軸成分のビットを取得し、Ｐ／Ｓ変換部１５２によってパラレル／シリアル変換することにより、受信ビット系列を出力する。
【００３７】
チャネル推定部１６０は、アンテナを介して受信された信号を用いて、チャネル推定を行い、得られたチャネル推定値を推定値補正部１７０へ出力する。ここで、チャネル推定値は、チャネル推定の結果、１スロットに対応する時間内に検出されたパスの数だけ得られる。すなわち、例えば図２に示すように、１スロット時間内にパス１〜４の４つのパスがチャネル推定によって検出された場合は、４つのチャネル推定値が得られる。
【００３８】
推定値補正部１７０は、チャネル推定部１６０から出力された各チャネル推定値に（π／４）位相回転を加える。したがって、図２に示したように、１スロット時間内にパス１〜４の４つのパスが検出された場合は、４つのチャネル推定値のそれぞれに（π／４）位相回転が加えられる。
【００３９】
次いで、上記のように構成された受信装置の動作について説明する。
【００４０】
まず、アンテナを介して受信された受信信号は、逆拡散部１１０およびチャネル推定部１６０へ入力される。そして、逆拡散部１１０によって、自装置に割り当てられたチャネライゼーションコードが用いられ、受信信号の逆拡散が行われ、逆拡散信号が同期検波部１２０へ出力される。
【００４１】
他方、チャネル推定部１６０によって、チャネル推定が行われ、直接波および遅延波のパスが検出され、各パスにおけるチャネル推定値が推定値補正部１７０へ出力される。各パスにおけるチャネル推定値は、推定値補正部１７０によって、それぞれ（π／４）位相回転が加えられ、得られた補正チャネル推定値は、同期検波部１２０へ出力される。
【００４２】
ここで、チャネル推定部１６０によって１スロット時間内に検出されるパス数は、受信信号に含まれるシンボル数と比較すると非常に少ないため、各パスに対応するチャネル推定値に対する位相回転の演算は、わずかな量で済む。
【００４３】
そして、同期検波部１２０によって、補正チャネル推定値が用いられることにより逆拡散信号の同期検波が行われる。この同期検波においては、（π／４）位相回転が加えられた補正チャネル推定値が用いられるため、同期検波後の信号は、各シンボルに対して（π／４）位相回転が加えられたものと等価になる。
【００４４】
同期検波後の信号は、ＲＡＫＥ合成部１３０によって、ＲＡＫＥ合成されることにより、各パスに対応する信号が合成されたＲＡＫＥ合成信号が得られる。そして、ＲＡＫＥ合成信号は、位相回転部１４０によって、チャネライゼーションコードに対応して定められている位相回転量Ｗだけ位相回転が加えられ、ＱＰＳＫデマッピング部１５０によって復調されるとともに、Ｐ／Ｓ変換部１５２によってパラレル／シリアル変換され、Ｉ軸成分およびＱ軸成分のビットからなる受信ビット系列が出力される。
【００４５】
上記従来の技術で説明したように、例えば図６に示すフレーム構成の信号において、各スロットに含まれる情報シンボルブロックＩｉ１および情報シンボルブロックＩｉ２がそれぞれ６１シンボルからなっている場合、従来は１２２シンボルに対して（π／４）位相回転を加える必要があるのに対し、本実施の形態においては、例えば図２に示すように１スロット時間内に４つのパスが検出された場合は、４つのチャネル推定値に対して（π／４）位相回転を加えれば良い。
【００４６】
このように、本実施の形態によれば、受信信号から１スロット時間内に得られるチャネル推定値のみを（π／４）位相回転して補正チャネル推定値を取得し、補正チャネル推定値を用いて逆拡散信号の同期検波を行うため、ＲＡＫＥ合成後の信号の各シンボルに対して位相回転を行う場合よりも少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換することができる。
【００４７】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２の特徴は、チャネライゼーションコードに対応して定められている位相回転をチャネル推定値に加える点である。
【００４８】
図３は、実施の形態２に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図１と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００４９】
図３に示す受信装置は、逆拡散部１１０、同期検波部１２０、ＲＡＫＥ合成部１３０、Ｐ／Ｓ変換部１５２と（−π／４）移相器１５４とからなるＱＰＳＫデマッピング部１５０ａ、チャネル推定部１６０、および推定値補正部２１０を有している。
【００５０】
ＱＰＳＫデマッピング部１５０ａは、ＲＡＫＥ合成部１３０から出力された信号を復調して受信ビット系列を出力する。具体的には、ＱＰＳＫデマッピング部１５０ａは、ＱＰＳＫ変調されているＲＡＫＥ合成部１３０の出力信号を（−π／４）移相器１５４によって（−π／４）位相回転するとともに復調してＩ軸成分およびＱ軸成分のビットを取得し、Ｐ／Ｓ変換部１５２によってパラレル／シリアル変換することにより、受信ビット系列を出力する。
【００５１】
推定値補正部２１０は、チャネル推定部１６０から出力された各チャネル推定値に、チャネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量Ｗだけ位相回転を加える。
【００５２】
次いで、上記のように構成された受信装置の動作について説明する。
【００５３】
まず、アンテナを介して受信された受信信号は、逆拡散部１１０およびチャネル推定部１６０へ入力される。そして、逆拡散部１１０によって、自装置に割り当てられたチャネライゼーションコードが用いられ、受信信号の逆拡散が行われ、逆拡散信号が同期検波部１２０へ出力される。
【００５４】
他方、チャネル推定部１６０によって、チャネル推定が行われ、直接波および遅延波のパスが検出され、各パスにおけるチャネル推定値が推定値補正部２１０へ出力される。各パスにおけるチャネル推定値は、推定値補正部２１０によって、それぞれチャネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量Ｗだけ位相回転が加えられ、得られた補正チャネル推定値は、同期検波部１２０へ出力される。
【００５５】
ここで、チャネル推定部１６０によって１スロット時間内に検出されるパス数は、受信信号に含まれるシンボル数と比較すると非常に少ないため、各パスに対応するチャネル推定値に対する位相回転の演算は、わずかな量で済む。
【００５６】
そして、同期検波部１２０によって、補正チャネル推定値が用いられることにより逆拡散信号の同期検波が行われる。この同期検波においては、位相回転量Ｗだけ位相回転が加えられた補正チャネル推定値が用いられるため、同期検波後の信号は、各シンボルに対して位相回転量Ｗだけ位相回転が加えられたものと等価になる。
【００５７】
同期検波後の信号は、ＲＡＫＥ合成部１３０によって、ＲＡＫＥ合成されることにより、各パスに対応する信号が合成されたＲＡＫＥ合成信号が得られる。そして、ＲＡＫＥ合成信号は、ＱＰＳＫデマッピング部１５０ａ内の（−π／４）移相器１５４によって、（−π／４）位相回転が加えられて復調されるとともに、Ｐ／Ｓ変換部１５２によってパラレル／シリアル変換され、Ｉ軸成分およびＱ軸成分のビットからなる受信ビット系列が出力される。
【００５８】
上記従来の技術で説明したように、例えば図６に示すフレーム構成の信号において、各スロットに含まれる情報シンボルブロックＩｉ１および情報シンボルブロックＩｉ２がそれぞれ６１シンボルからなっている場合、従来は１２２シンボルに対して位相回転量Ｗだけ位相回転を加える必要があるのに対し、本実施の形態においては、例えば図２に示すように１スロット時間内に４つのパスが検出された場合は、４つのチャネル推定値に対して位相回転量Ｗの位相回転を加えれば良い。
【００５９】
このように、本実施の形態によれば、受信信号から１スロット時間内に得られるチャネル推定値のみを、チャネライゼーションコードに対応して定められる位相回転量だけ位相回転して補正チャネル推定値を取得し、補正チャネル推定値を用いて逆拡散信号の同期検波を行うため、ＲＡＫＥ合成後の信号の各シンボルに対して位相回転を行う場合よりも少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換することができる。
【００６０】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３の特徴は、ＱＰＳＫデマッピングにおいて必要となる位相回転およびチャネライゼーションコードに対応して定められている位相回転の双方をチャネル推定値に加える点である。
【００６１】
図４は、実施の形態３に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図１と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００６２】
図４に示す受信装置は、逆拡散部１１０、同期検波部１２０、ＲＡＫＥ合成部１３０、Ｐ／Ｓ変換部１５２からなるＱＰＳＫデマッピング部１５０、チャネル推定部１６０、および推定値補正部３１０を有している。
【００６３】
推定値補正部３１０は、チャネル推定部１６０から出力された各チャネル推定値に、チャネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転を加える。
【００６４】
次いで、上記のように構成された受信装置の動作について説明する。
【００６５】
まず、アンテナを介して受信された受信信号は、逆拡散部１１０およびチャネル推定部１６０へ入力される。そして、逆拡散部１１０によって、自装置に割り当てられたチャネライゼーションコードが用いられ、受信信号の逆拡散が行われ、逆拡散信号が同期検波部１２０へ出力される。
【００６６】
他方、チャネル推定部１６０によって、チャネル推定が行われ、直接波および遅延波のパスが検出され、各パスにおけるチャネル推定値が推定値補正部３１０へ出力される。各パスにおけるチャネル推定値は、推定値補正部３１０によって、それぞれチャネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転が加えられ、得られた補正チャネル推定値は、同期検波部１２０へ出力される。
【００６７】
ここで、チャネル推定部１６０によって１スロット時間内に検出されるパス数は、受信信号に含まれるシンボル数と比較すると非常に少ないため、各パスに対応するチャネル推定値に対する位相回転の演算は、わずかな量で済む。
【００６８】
そして、同期検波部１２０によって、補正チャネル推定値が用いられることにより逆拡散信号の同期検波が行われる。この同期検波においては、位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転が加えられた補正チャネル推定値が用いられるため、同期検波後の信号は、各シンボルに対して位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転が加えられたものと等価になる。
【００６９】
同期検波後の信号は、ＲＡＫＥ合成部１３０によって、ＲＡＫＥ合成されることにより、各パスに対応する信号が合成されたＲＡＫＥ合成信号が得られる。そして、ＲＡＫＥ合成信号は、ＱＰＳＫデマッピング部１５０によって復調されるとともに、Ｐ／Ｓ変換部１５２によってパラレル／シリアル変換され、Ｉ軸成分およびＱ軸成分のビットからなる受信ビット系列が出力される。
【００７０】
上記従来の技術で説明したように、例えば図６に示すフレーム構成の信号において、各スロットに含まれる情報シンボルブロックＩｉ１および情報シンボルブロックＩｉ２がそれぞれ６１シンボルからなっている場合、従来は１２２シンボルに対して位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転を加える必要があるのに対し、本実施の形態においては、例えば図２に示すように１スロット時間内に４つのパスが検出された場合は、４つのチャネル推定値に対して位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転を加えれば良い。
【００７１】
このように、本実施の形態によれば、受信信号から１スロット時間内に得られるチャネル推定値のみを、チャネライゼーションコードに対応して定められる位相回転量および（π／４）位相回転して補正チャネル推定値を取得し、補正チャネル推定値を用いて逆拡散信号の同期検波を行うため、ＲＡＫＥ合成後の信号の各シンボルに対して位相回転を行う場合よりも少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換することができる。
【００７２】
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４の特徴は、ＲＡＫＥ合成後の信号に対して干渉除去を行う点である。
【００７３】
図５は、実施の形態４に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。
【００７４】
図５に示す受信装置は、逆拡散部１１０、同期検波部１２０、ＲＡＫＥ合成部１３０、Ｐ／Ｓ変換部１５２からなるＱＰＳＫデマッピング部１５０、チャネル推定部１６０、推定値補正部３１０、および演算変数生成部４１０と干渉除去演算部４２０とからなる干渉除去部４００を有している。なお、本実施の形態における逆拡散部１１０は、高速アダマール変換を適用しており、他ユーザの信号に対する逆拡散処理を同時に行うものとする。
【００７５】
干渉除去部４００は、補正チャネル推定値と自装置と同一セル内の全ユーザの多重コードに関する拡散情報とを用いてＲＡＫＥ合成後の信号の干渉を除去する。具体的には、干渉除去部４００は、演算変数生成部４１０にて補正チャネル推定値と全ユーザの多重コードに関する拡散情報とを用いることにより、干渉除去のための演算変数を生成し、干渉除去演算部４２０にてＲＡＫＥ合成後の信号に対して演算変数を用いることにより、例えばＪＤ（Joint Detection）演算などの符号間干渉および他ユーザ干渉の影響を除去する演算を行う。干渉除去部４００については、例えば、"Interference Cancellation vs. Channel Equalization and Joint Detection for the Downlink of C/TDMA Mobile Radio Concepts" (Bernd Steiner, Proceedings of EPMCC Conference Germany 1997, No. 145, pp.253-260)、または、"EFFICIENT MULTI‐RATE MULTI‐USER DETECTION FOR THE ASYNCHRONOUS WCDMA UPLINK" (H.R.Karimi, VTC'99, pp.593-597)などの文献に記載された技術を適用することができる。
【００７６】
次いで、上記のように構成された受信装置の動作について説明する。
【００７７】
まず、アンテナを介して受信された受信信号は、逆拡散部１１０およびチャネル推定部１６０へ入力される。そして、逆拡散部１１０によって、自装置に割り当てられたチャネライゼーションコードが用いられ、受信信号の逆拡散が行われ、逆拡散信号が同期検波部１２０へ出力される。
【００７８】
他方、チャネル推定部１６０によって、チャネル推定が行われ、直接波および遅延波のパスが検出され、各パスにおけるチャネル推定値が推定値補正部３１０へ出力される。各パスにおけるチャネル推定値は、推定値補正部３１０によって、それぞれチャネライゼーションコードに対応して定まる位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転が加えられ、得られた補正チャネル推定値は、同期検波部１２０および干渉除去部４００内の演算変数生成部４１０へ出力される。
【００７９】
ここで、チャネル推定部１６０によって１スロット時間内に検出されるパス数は、受信信号に含まれるシンボル数と比較すると非常に少ないため、各パスに対応するチャネル推定値に対する位相回転の演算は、わずかな量で済む。
【００８０】
そして、同期検波部１２０によって、補正チャネル推定値が用いられることにより逆拡散信号の同期検波が行われる。この同期検波においては、位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転が加えられた補正チャネル推定値が用いられるため、同期検波後の信号は、各シンボルに対して位相回転量Ｗおよび（π／４）位相回転が加えられたものと等価になる。
【００８１】
同期検波後の信号は、ＲＡＫＥ合成部１３０によって、ＲＡＫＥ合成されることにより、各パスに対応する信号が合成されたＲＡＫＥ合成信号が得られ、ＲＡＫＥ合成信号は、干渉除去演算部４２０へ出力される。
【００８２】
また、演算変数生成部４１０によって、補正チャネル推定値と自装置と同一セル内の全ユーザの多重コードに関する拡散情報とが用いられることにより、干渉除去のための演算変数が生成され、干渉除去演算部４２０によって、ＲＡＫＥ合成信号に対して演算変数が用いられることにより、例えばＪＤ演算などの演算が行われ、符号間干渉および他ユーザ干渉の影響が除去される。
【００８３】
そして、干渉除去後の信号は、ＱＰＳＫデマッピング部１５０によって復調されるとともに、Ｐ／Ｓ変換部１５２によってパラレル／シリアル変換され、Ｉ軸成分およびＱ軸成分のビットからなる受信ビット系列が出力される。
【００８４】
このように、本実施の形態によれば、受信信号から１スロット時間内に得られるチャネル推定値のみを、チャネライゼーションコードに対応して定められる位相回転量および（π／４）位相回転して補正チャネル推定値を取得し、補正チャネル推定値を用いて逆拡散信号の同期検波を行うとともに、ＲＡＫＥ合成後の信号の干渉除去を行うため、ＲＡＫＥ合成後の信号の各シンボルに対して位相回転を行う場合よりも少ない演算量で効率良くシンボルデータを干渉の影響が除去された精度の高い受信ビット系列へ変換することができる。
【００８５】
なお、上記各実施の形態においては、変調方式としてＱＰＳＫが適用されている場合について説明したため、チャネル推定値に加えられる位相回転量は（π／４）であったが、本発明はこれに限定されず、その他の変調方式が適用される場合でも適宜変更することにより、本発明を実施することができる。
【００８６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、少ない演算量で効率良くシンボルデータを受信ビット系列へ変換することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る受信装置の要部構成を示すブロック図
【図２】実施の形態１に係るチャネル推定部の動作を説明するための図
【図３】本発明の実施の形態２に係る受信装置の要部構成を示すブロック図
【図４】本発明の実施の形態３に係る受信装置の要部構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態４に係る受信装置の要部構成を示すブロック図
【図６】ＣＤＭＡ／ＴＤＤ方式において用いられる信号のフレーム構成の一例を示す図
【図７】ＱＰＳＫ変調におけるシンボルのマッピングの一例を示す図
【図８】ＱＰＳＫ変調におけるシンボルのマッピングの他の一例を示す図
【符号の説明】
１１０ 逆拡散部
１２０ 同期検波部
１３０ ＲＡＫＥ合成部
１４０ 位相回転部
１５０、１５０ａ ＱＰＳＫデマッピング部
１５２ Ｐ／Ｓ変換部
１５４ （−π／４）移相器
１６０ チャネル推定部
１７０、２１０、３１０ 推定値補正部
４００ 干渉除去部
４１０ 演算変数生成部
４２０ 干渉除去演算部
Claims (3)
- 受信信号を用いてチャネル推定値を取得するチャネル推定手段と、
前記チャネル推定値を位相回転する位相回転手段と、
位相回転されて得られた補正チャネル推定値を用いて前記受信信号を同期検波する同期検波手段と、
を有し、
前記位相回転手段は、
自装置に割り当てられているチャネライゼーションコードに応じて定まる位相回転量だけ前記チャネル推定値を位相回転する
ことを特徴とする受信装置。 - 請求項１に記載の受信装置を有することを特徴とする無線通信端末装置。
- 請求項１に記載の受信装置を有することを特徴とする無線通信基地局装置。
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