JP3799398B2

JP3799398B2 - Semiconductor power conversion system

Info

Publication number: JP3799398B2
Application number: JP30735499A
Authority: JP
Inventors: 繁則木下; 浩一植木
Original assignee: Fuji Electric Device Technology Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1999-10-28
Filing date: 1999-10-28
Publication date: 2006-07-19
Anticipated expiration: 2019-10-28
Also published as: JP2001128468A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体変換器の直流回路、あるいは交流回路に接続される半導体スイッチに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９は直流電源で駆動される半導体電力変換器の代表的な３相インバータシステムの回路構成を示したものである。
図９において、１は直流電源、２はインバータの入力コンデンサ３の初期充電回路で、インバータを始動する時、入力コンデンサ３を初期充電する回路である。入力コンデンサ３はインバータの入力電流平滑及びスイッチングサージ電圧抑制用コンデンサである。２１は開閉器、２２は初期充電開閉器、２３は初期充電抵抗器である。入力コンデンサ初期充電回路とその動作は公知であるので、ここでは詳述を省略する。
【０００３】
４はインバータの半導体スイッチ部で、３相のスイッチアーム４１ａ、４１ｂ、４１ｃにより構成される。５はインバータで駆動される負荷で、ここでは３相電動機の場合を示してある。６は電動機５の負荷である。なお、図９の例では、半導体スイッチがＩＧＢＴの場合を示している。
図１０は図９のインバータシステムの始動時のタイムチャートの一例を示したものである。同図でインバータの始動を説明する。
【０００４】
時刻Ｔ１でスイッチ２２をオンし、初期充電抵抗２３を介して入力コンデンサ３を充電する。入力コンデンサ３の電圧が規定値まで上昇したら、スイッチ２１をオンする（図の時刻Ｔ２）。スイッチ２１をオンすると、入力コンデンサ３の電圧は直流電源電圧に充電され、この後時刻Ｔ３でインバータを始動させる。
インバータを停止する時は、インバータ動作を停止し、スイッチ２１と２２をオフする。すなわち、時刻Ｔ４でインバータ作動を停止し、その後時刻Ｔ５でスイッチ２１と２２をオフする。時刻Ｔ５では、入力コンデンサ電圧はほぼ直流電源電圧に保たれているので、時刻Ｔ６で放電回路により放電する。
【０００５】
放電方法については特に図示しないが、インバータのスイッチ部４をスイッチングさせて電動機の巻線を介して放電する方法と、抵抗器とスイッチによって放電する方法もある。
次に図９の電動機５に、効率が高い永久磁石型電動機が使用される場合について説明する。図１１は永久磁石型回転機のトルク−回転数特性の一例を示す。この種の回転機は小型・軽量化を図る為、図１１のように定出力特性の広い特性をもつようにしている。
【０００６】
この種の電動機では、磁束は永久磁石によって作られ、磁束は回転数によらず一定であるので、無負荷誘起電圧は図１１に示すように回転数に比例した特性となる。定トルク出力動作域運転では磁束制御は行わないので、インバータ出力電圧の大きさは回転数に比例した特性となる。基底回転数Ｎｂで、インバータ出力電圧は最大となり、これより出力電圧は高められない。回転数Ｎｂから高速回転数域では、インバータ出力電圧は一定で、電動機の無負荷誘起電圧は回転数に比例して増加し、インバータ出力電圧以上となるので、磁束を回転数に反比例して減少させる必要がある。即ち、界磁弱め制御を行う。
【０００７】
図１２は図１１の特性の定トルク特性域運転のインバータのフェーザ図である。この運転では磁束制御は行わないので、インバータ電流Ｉｉはトルク電流Ｉｑと同じとなる。図１３は弱界磁特性域のインバータのフェーザ図である。図１２に比べて、無負荷誘起電圧値はインバータ出力電圧以上となっているので、減磁電流Ｉｄを流して電動機端子電圧をインバータ最大出力電圧以下にする。
【０００８】
この種の電動機の大きな特徴は、弱界磁域の運転では常に減磁電流Ｉｄを流す必要がある事である。即ち、無負荷時（トルク零時）でも減磁電流が流れることである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図９、図１０に示したインバータ回路構成とその動作では、インバータの運転・停止を頻繁に繰り返すことが要求されるような負荷を駆動する場合、初期充電が問題となる。すなわち、初期充電抵抗（図９図示の２３）の所要容量は始動・停止頻度に比例するので、始動・停止頻度は高くなるほど抵抗容量は大きくなってしまう。
【００１０】
さらに開閉器としては、高い始動・停止頻度に耐えうる、すなわち許容開閉動作数の高い開閉器が必要となり、場合によっては、適当な間隔で交換する必要も生じてくる。図９に示した従来のインバータ駆動システムを高頻度に始動・停止させようとすると、初期充電回路の大型化、費用増大、保守費増大等の問題があった。
【００１１】
次に、インバータで駆動される電動機が永久磁石型電動機で、かつ始動・停止を高頻度に作動させる場合について説明する。
図１４は代表的な負荷パターンと電動機出力パターンの一例について示したものである。図１４の▲１▼から▲９▼までの各運転モードに対する電動機とインバータの動作状態を示したのが
【００１２】
【表１】

である。
この運転モードで問題となるのは、モード▲３▼、▲７▼である。これらの運転モードは、弱界磁運転域での出力トルク零運転である。すなわち、これらの運転モードでは図１３のフェーザ図に示すように、インバータはトルク電流零で減磁電流のみを流す動作となる。この結果、インバータとしては力率零の動作となってしまい、インバータによる可変速駆動システムとしては効率の悪い運転となってしまう。
【００１３】
この問題点を解決する為、図９に示すインバータシステムでは図１５に示すように交流側に交流スイッチを挿入し、必要に応じてインバータを電動機から切り離す方法がとられている。図１５において、図９から図１４までに示した構成要素と同じものは同じ番号で示してある。図１５において、２００は交流スイッチであり、ここでは３相一括の場合で示してある。
【００１４】
図１５に示す方法においても、交流スイッチは高頻度型とする必要があり、スイッチの価格増の問題点が発生する。開閉頻度が更に高くなると、交流スイッチは定期的に交換する必要が生じる点も図９の開閉器と同様である。図９、図１５に図示したいずれのスイッチにおいても、接点の磨きが必要になる等、保守上の問題点も出てくる。
【００１５】
この問題点を解決する為、半導体を利用した交流スイッチが提案されている。図１６は公知の交流用半導体スイッチであり、スイッチ素子ＩＧＢＴにダイオードを逆並列接続したスイッチ回路を直列接続して交流スイッチを構成している。図１６において、３００、３０１はＩＧＢＴで、３００ａ、３０１ａが逆並列ダイオードである。
【００１６】
図１７は図１６の半導体スイッチの特性例を示したもので、通電電流とスイッチに発生する電圧との関係を示している。ＩＧＢＴはバイポーラ素子であるので、オン電圧特性として、ダイオードと同じく立ち上がり電圧（別にえん層電圧とも呼ばれる）を持った特性を有する。この為、ＩＧＢＴスイッチの場合、両方向の電圧―電流特性はほぼ同じ立ち上がり電圧を持った図１７に示すような特性となる。
【００１７】
同図からもわかるように、正弦波状の交流電流を流しても、スイッチ電圧はほぼこの立ち上がり電圧となる。しかし、この立ち上がり電圧は数Ｖ程度であるので、半導体スイッチの発生損失は大きく、半導体電力変換システムの効率が大きく低下する為、実用されていないのが実情である。
このようなことから、半導体電力変換器の直流側又は交流側に接続して使用可能な高効率な半導体スイッチシステムが求められていた。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明はＭＯＳＦＥＴが、
１）オン電圧値は電流に比例するユニポーラ特性である
２）ゲートオン状態では双方に通流可能である
３）寄生ダイオードを高速化すると、寄生ダイオードの立ち上がり電圧が高くなる
といった特徴を有していることに着目し、寄生ダイオードを高速化すると共に、寄生ダイオードの立ち上がり電圧値をＭＯＳＦＥＴのオン電圧より高くして、双方通流時のスイッチ電圧をユニポーラ特性とした半導体スイッチが提案されている。
【００１９】
そこで、第１の発明では、直流電源と、該直流電源の両端に接続されたコンデンサと、該コンデンサの両端に接続され、前記直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換して出力し、交流電動機を駆動するインバータとを備えた電力変換システムにおいて、
ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第１の半導体スイッチを、逆極性に直列接続し、該直列回路を前記直流電源と前記コンデンサとの間の正極側、負極側のいずれか一方の極側に挿入し、前記電動機の運転モードに応じて前記直列回路のユニポーラ型半導体スイッチ素子を同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すようにした。
【００２０】
また第２の発明では、ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第１の半導体スイッチを、逆極性に直列接続し、該直列回路を前記直流電源と前記コンデンサとの間の正極側、負極側の両極側にそれぞれ挿入し、前記電動機の運転モードに応じて前記直列回路のユニポーラ型半導体スイッチ素子を同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すようにした。
また第３の発明では、ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第１の半導体スイッチを、前記直流電源と前記コンデンサとの間の正極側、負極側の両極側にそれぞれ逆極性にして挿入し、前記電動機の運転モードに応じて前記ユニポーラ型半導体スイッチ素子を同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すようにした。
【００２１】
また第４の発明では、ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第２の半導体スイッチを、前記インバータと前記交流電動機との間の各相にそれぞれ挿入し、前記電動機の運転モードに応じて前記第２の半導体スイッチを同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すようにした。
また第５の発明では、第１〜３のいずれかの発明において、ユニポーラ型半導体スイッチ素子に寄生するダイオードの立ち上がり電圧を、該ユニポーラ型半導体スイッチ素子の規定電流通流時のオン電圧以上とした第２の半導体スイッチを、前記インバータと前記交流電動機との間の各相にそれぞれ挿入し前記電動機の運転モードに応じて前記第１，第２の半導体スイッチを同時にオフとすることにより、前記インバータを切り離すようにした。
【００２２】
また第６の発明では、
第１〜第５のいずれかの発明において、前記ユニポーラ型半導体スイッチ素子をＭＯＳＦＥＴとした。
また第７の発明では、
第１〜第６のいずれかの発明において、前記ダイオードのスイッチング動作可能周波数範囲は前記ユニポーラ型半導体のスイッチング動作可能周波数範囲とした。
【００２３】
また第８の発明では、
第１〜第７のいずれかの発明において、前記規定電流値は前記半導体スイッチに流れる電流の最大値とした。
また第９の発明では、
第４〜第８のいずれかの発明において、前記第２の半導体スイッチは前記半導体スイッチ素子にゲート電圧を印加することにより双方向に通流するようにした。
【００２４】
また第１０の発明では、
第１〜第３、第５〜第９のいずれかの発明において、半導体電力変換器の直流側に接続された前記第１の半導体スイッチをオン、オフして、前記半導体電力変換器の直流側のコンデンサ（直流負荷）の初期充電を行うようにした。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施形態で、請求項１、６乃至１０に相当する回路構成である。図１では、図９と同じ構成要素には同一番号を付してある。
図１において、１００、１０１は半導体スイッチで、ＭＯＳＦＥＴ１００ａ、１０１ａとダイオード１００ｂ、１０１ｂとをそれぞれ逆並列接続して構成したものである。ここで、ダイオード１００ｂ、１０１ｂはＭＯＳＦＥＴに内蔵されている寄生ダイオードとすることも可能である。半導体スイッチ１００と１０１とは図示のように互いに逆極性に直列接続されている。１０２、１０３は半導体スイッチ１００、１０１をそれぞれオン、オフするゲート駆動回路である。ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動回路は公知であり、本発明の本旨ではないので説明は省略する。
【００２６】
半導体スイッチ１００、１０１のゲートをオフすることにより、直流電源１とインバータ４とは電気的に切り離される。
図２は図１の半導体スイッチ１００の詳細な動作説明図である。図２において、（ａ）は半導体スイッチ１００の回路構成の再掲である。（ｂ）は半導体スイッチ１００のＭＯＳＦＥＴ１００ａの素子単体（寄生ダイオードを削除した）ゲートオン時の電圧―電流特性と、寄生ダイオード単体の電圧―電流特性とを各々示したものである。さらに（ｃ）は、（ｂ）に図示した寄生ダイオードとＭＯＳＦＥＴの各特性に基づく、半導体スイッチの特性（寄生ダイオードとＭＯＳＦＥＴの合成の特性）を示した図である。
【００２７】
同図において順方向、逆方向の向きは図示の通りである。
図３は図２の半導体スイッチに正弦波状の電流を通流した場合にスイッチに発生する電圧を示したものである。同図では、寄生ダイオードの立ち上がり電圧ＶoをＭＯＳＦＥＴのオン電圧Ｖｄより高くしているので、正弦波状電流を流すとスイッチ電圧もほぼ正弦波状の電圧となる。図１７に図示した従来のＩＧＢＴ方式に比べると、スイッチ電圧が大きく異なっていることがわかる。
【００２８】
図４は本発明の第２の実施形態であり、請求項３、６乃至１０に相当する回路構成図である。図４において、図１、図９と同じ構成要素には同一番号を付してある。
図１と異なる点は、図１では半導体スイッチ１００と１０１とを逆向きに直列接続したのに対し、図４の方式では、半導体スイッチを各々直流回路の正極側と負極側に別々に挿入したことである。図４において、１１０はゲート駆動回路である。
【００２９】
図５は本発明の第３の実施形態であり、請求項４、６乃至９に相当する回路構成図である。図５の実施形態は図１に示した半導体スイッチをインバータの交流側の各相に同一極性にして挿入したものである。図５において図１、３及び４と同じ構成要素には同一番号を付してある。図５では、半導体スイッチのゲート駆動回路の図示は省略してある。各相に挿入された半導体スイッチを一斉にオン又オフすることによって、インバータの交流側と負荷とは電気的にオン又はオフされる。
【００３０】
図６は本発明の第４の実施形態であり、請求項５、６乃至１０に相当する回路構成図であり、これは第１の実施形態と第３の実施形態とを組み合わせた実施形態である。
図７は本発明の第５の実施形態であり、請求項５、６乃至１０に相当する回路構成図であり、これは第２の実施形態と第３の実施形態とを組み合わせた実施形態である。
【００３１】
請求項１０は、図１、図4、図６及び図７において、インバータ始動時は、半導体スイッチ１００をスイッチングして、インバータコンデンサ３を初期充電する。図１、図4、図６及び図７に示したスイッチングサージ抑制コンデンサ４００は半導体スイッチ１００のスイッチングによって発生するサージ電圧を抑制するために挿入する。
【００３２】
【発明の効果】
以上のように、本発明は半導体スイッチ素子として、モノポーラ型であるＭＯＳＦＥＴを用い、且つＭＯＳＥＴ内蔵の寄生ダイオードを高速化すると共に、ダイオードの立ち上がり電圧をＭＯＳＦＥＴの規定電流通流時のオン電圧以上としたので、半導体スイッチに発生する損失を大幅に減少することができる。
【００３３】
図８はこの効果を説明する図で、（ａ）は半導体スイッチに流れる電流波形であり、ほぼ正弦波状の場合で示してある。（ｂ）は半導体スイッチに発生する電圧であり、細線は従来のＩＧＢＴスイッチの場合、太線は本発明の場合、をそれぞれ示している。共に図３と図１７において説明した内容である。（ｃ）は半導体スイッチに発生する損失の瞬時値を示しており、細線が従来のＩＧＢＴスイッチの場合、太線は本発明の場合、を示している。（ｃ）において斜線を施した部分が本発明によって損失が減少する部分であり、従来方式に比べ大きく減少することを示している。
【００３４】
図８では簡単のため交流波形で損失を示したが、直流側に本発明の半導体スイッチを設置する場合においても、実際は負荷変動により直流電流は零から最大値まで変化するので、損失低減は可能である。
ところで、本発明では半導体スイッチにより構成した電力変換器のスイッチ方式を示したが、半導体スイッチは完全に電位を遮断する事は不可能である。電力変換回路の点検等の際に、完全に回路を機械的に切り離す必要がある場合は、断路器に相当する機械的スイッチを挿入することは勿論である。
【００３５】
また、本発明では、半導体電力変換器はインバータを例に説明したが、他の半導体電力変換器、例えばチョッパ、整流器、サイクロコンバータ等の変換器にも同様に適用できる事は勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路構成図である。
【図２】図１の半導体スイッチの動作説明図である。
【図３】図１の半導体スイッチの他の動作説明図である。
【図４】本発明の第２の実施例を示す回路構成図である。
【図５】本発明の第３の実施例を示す回路構成図である。
【図６】本発明の第４の実施例を示す回路構成図である。
【図７】本発明の第５の実施例を示す回路構成図である。
【図８】本発明の効果を説明する図である。
【図９】公知の半導体電力変換システム構成図である。
【図１０】図９の動作説明図である。
【図１１】公知の電動機運転特性図である。
【図１２】公知の永久磁石型電動機のフェーザ図（定トルク運転域）である。
【図１３】公知の永久磁石型電動機のフェーザ図（弱界磁運転域）である。
【図１４】従来の半導体電力変換器で駆動される電動機運転例を示す図である。
【図１５】公知の半導体電力変換システムの他の構成図である。
【図１６】従来の半導体スイッチの回路構成図である。
【図１７】図１６の動作説明図である。
【符号の説明】
１…直流電源、２…初期充電回路、３…インバータ入力コンデンサ、４…インバータ半導体スイッチ部、５…電動機、６…負荷、２１…開閉器、２２…初期充電開閉器、２３…充電抵抗器、４１ａ，４１ｂ，４１ｃ…スイッチアーム、１００，１０１…半導体スイッチ、１０１ａ，１０１ａ…ＭＯＳＦＥＴ、１００ｂ，１０１ｂ…寄生ダイオード、１０２，１０３，１１０…ゲート駆動回路、２００…交流スイッチ、２００ａ，２００ｂ，２００ｃ…半導体スイッチ、３００，３０１…ＩＧＢＴ、３００ａ，３０１ａ…逆並列ダイオード、４００…スイッチングサージ抑制コンデンサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC switch of a semiconductor converter or a semiconductor switch connected to an AC circuit.
[0002]
[Prior art]
FIG. 9 shows a circuit configuration of a typical three-phase inverter system of a semiconductor power converter driven by a DC power source.
In FIG. 9, 1 is a DC power source, and 2 is an initial charging circuit for an input capacitor 3 of the inverter, and is a circuit for initially charging the input capacitor 3 when starting the inverter. The input capacitor 3 is a capacitor for smoothing the input current of the inverter and suppressing the switching surge voltage. 21 is a switch, 22 is an initial charge switch, and 23 is an initial charge resistor. Since the input capacitor initial charging circuit and its operation are well known, detailed description thereof is omitted here.
[0003]
4 is a semiconductor switch part of the inverter, and is composed of three-

phase switch arms

41a, 41b, 41c. Reference numeral 5 denotes a load driven by an inverter. Here, a case of a three-phase motor is shown. 6 is a load of the electric motor 5. In the example of FIG. 9, the semiconductor switch is an IGBT.
FIG. 10 shows an example of a time chart at the start of the inverter system of FIG. The start of the inverter will be described with reference to FIG.
[0004]
At time T1, the switch 22 is turned on, and the input capacitor 3 is charged via the initial charging resistor 23. When the voltage of the input capacitor 3 rises to a specified value, the switch 21 is turned on (time T2 in the figure). When the switch 21 is turned on, the voltage of the input capacitor 3 is charged to the DC power supply voltage, and thereafter the inverter is started at time T3.
When stopping the inverter, the inverter operation is stopped and the

switches

21 and 22 are turned off. That is, the inverter operation is stopped at time T4, and then the

switches

21 and 22 are turned off at time T5. At time T5, since the input capacitor voltage is maintained at substantially the DC power supply voltage, it is discharged by the discharge circuit at time T6.
[0005]
Although there is no particular illustration about the discharging method, there are a method of discharging through the winding of the electric motor by switching the switch part 4 of the inverter, and a method of discharging with a resistor and a switch.
Next, the case where a permanent magnet type motor with high efficiency is used for the motor 5 of FIG. 9 will be described. FIG. 11 shows an example of torque-rotational speed characteristics of a permanent magnet type rotating machine. This type of rotating machine has a wide constant output characteristic as shown in FIG. 11 in order to reduce the size and weight.
[0006]
In this type of electric motor, the magnetic flux is generated by a permanent magnet, and the magnetic flux is constant regardless of the rotational speed. Therefore, the no-load induced voltage has a characteristic proportional to the rotational speed as shown in FIG. Since the magnetic flux control is not performed in the constant torque output operation range operation, the magnitude of the inverter output voltage has a characteristic proportional to the rotation speed. At the base rotational speed Nb, the inverter output voltage becomes maximum, and the output voltage cannot be increased. In the range from the rotational speed Nb to the high speed rotational speed, the inverter output voltage is constant, and the no-load induced voltage of the motor increases in proportion to the rotational speed and exceeds the inverter output voltage, so the magnetic flux decreases in inverse proportion to the rotational speed. It is necessary to let That is, field weakening control is performed.
[0007]
12 is a phasor diagram of the inverter in the constant torque characteristic region operation having the characteristics shown in FIG. Since magnetic flux control is not performed in this operation, the inverter current Ii is the same as the torque current Iq. FIG. 13 is a phasor diagram of the inverter in the weak field characteristic region. Compared to FIG. 12, since the no-load induced voltage value is equal to or higher than the inverter output voltage, the demagnetizing current Id is supplied to make the motor terminal voltage equal to or lower than the inverter maximum output voltage.
[0008]
A major feature of this type of motor is that a demagnetizing current Id must always flow when operating in a weak field region. That is, the demagnetizing current flows even when there is no load (when the torque is zero).
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
In the inverter circuit configuration and its operation shown in FIGS. 9 and 10, the initial charge becomes a problem when driving a load that requires frequent operation / stop of the inverter. That is, since the required capacity of the initial charging resistor (23 in FIG. 9) is proportional to the start / stop frequency, the resistance capacity increases as the start / stop frequency increases.
[0010]
Further, as a switch, a switch that can withstand a high start / stop frequency, that is, a switch with a high allowable number of switching operations is required. In some cases, it is necessary to replace the switch at an appropriate interval. If the conventional inverter drive system shown in FIG. 9 is started and stopped frequently, there are problems such as an increase in the size of the initial charging circuit, an increase in costs, and an increase in maintenance costs.
[0011]
Next, the case where the electric motor driven by the inverter is a permanent magnet type electric motor and the start / stop is operated with high frequency will be described.
FIG. 14 shows an example of typical load patterns and motor output patterns. The operation state of the motor and the inverter for each operation mode from (1) to (9) in FIG. 14 is shown.
[Table 1]

It is.
Problems in this operation mode are modes (3) and (7). These operation modes are zero output torque operations in the weak field operation region. That is, in these operation modes, as shown in the phasor diagram of FIG. 13, the inverter operates so that only a demagnetizing current flows with zero torque current. As a result, the inverter has an operation with a power factor of zero, and the variable speed drive system using the inverter has an inefficient operation.
[0013]
In order to solve this problem, in the inverter system shown in FIG. 9, an AC switch is inserted on the AC side as shown in FIG. 15, and the inverter is disconnected from the electric motor as required. In FIG. 15, the same components as those shown in FIGS. 9 to 14 are denoted by the same reference numerals. In FIG. 15, reference numeral 200 denotes an AC switch, which is shown here in the case of a three-phase package.
[0014]
Also in the method shown in FIG. 15, the AC switch needs to be a high-frequency type, which causes a problem of an increase in the price of the switch. Similar to the switch of FIG. 9, the AC switch needs to be periodically replaced when the switching frequency is further increased. In any of the switches shown in FIGS. 9 and 15, there are problems in maintenance, such as the need to polish the contacts.
[0015]
In order to solve this problem, an AC switch using a semiconductor has been proposed. FIG. 16 shows a known AC semiconductor switch, in which an AC switch is configured by connecting in series a switch circuit in which a diode is connected in reverse parallel to the switch element IGBT. In FIG. 16, 300 and 301 are IGBTs, and 300a and 301a are antiparallel diodes.
[0016]
FIG. 17 shows an example of the characteristics of the semiconductor switch of FIG. 16, and shows the relationship between the energization current and the voltage generated in the switch. Since the IGBT is a bipolar element, it has a rising voltage characteristic (also referred to as a laminar voltage) as an on-voltage characteristic, similar to a diode. Therefore, in the case of an IGBT switch, the voltage-current characteristics in both directions are as shown in FIG. 17 having substantially the same rising voltage.
[0017]
As can be seen from the figure, even when a sinusoidal alternating current is passed, the switch voltage becomes almost the rising voltage. However, since this rising voltage is about several volts, the generated loss of the semiconductor switch is large, and the efficiency of the semiconductor power conversion system is greatly reduced.
For this reason, there has been a demand for a highly efficient semiconductor switch system that can be used by connecting to the DC side or AC side of the semiconductor power converter.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
The present invention is a MOSFET,
1) The on-voltage value is a unipolar characteristic proportional to the current. 2) It can flow through both sides in the gate-on state. 3) When the speed of the parasitic diode is increased, the rising voltage of the parasitic diode increases. In view of this, a semiconductor switch has been proposed in which the speed of the parasitic diode is increased, the rising voltage value of the parasitic diode is made higher than the on-voltage of the MOSFET, and the switch voltage when the two currents flow is unipolar.
[0019]
Therefore, in the first invention, a DC power supply, a capacitor connected to both ends of the DC power supply, DC power supplied from the DC power supply connected to both ends of the capacitor are converted into AC power and output. In a power conversion system comprising an inverter that drives an AC motor,
A first semiconductor switch having a rising voltage of a diode parasitic to the unipolar semiconductor switch element equal to or higher than an on-voltage at the time of passing a specified current of the unipolar semiconductor switch element is connected in series with a reverse polarity, and the series circuit is By inserting either the positive electrode side or the negative electrode side between the DC power supply and the capacitor, and simultaneously turning off the unipolar semiconductor switch element of the series circuit according to the operation mode of the electric motor. The inverter was disconnected .
[0020]
In the second invention, the first semiconductor switch in which the rising voltage of the diode parasitic to the unipolar semiconductor switch element is equal to or higher than the on-voltage at the time of passing the specified current of the unipolar semiconductor switch element is serially connected in reverse polarity. The series circuit is inserted into both the positive and negative electrodes between the DC power source and the capacitor, and the unipolar semiconductor switch elements of the series circuit are simultaneously turned off according to the operation mode of the motor. By doing so, the inverter was disconnected .
According to a third aspect of the present invention, there is provided the first semiconductor switch in which the rising voltage of the diode parasitic to the unipolar semiconductor switch element is equal to or higher than the ON voltage when the unipolar semiconductor switch element is supplied with a specified current. Inserting with opposite polarity on both the positive electrode side and the negative electrode side between the capacitor and turning off the unipolar semiconductor switch element simultaneously according to the operation mode of the motor so as to disconnect the inverter I made it.
[0021]
In the fourth invention, a rise voltage of the diode parasitic on the unipolar semiconductor switching element, the second semiconductor switch with a higher ON voltage of prescribed electric distribution flow when the unipolar semiconductor switching element, the said inverter The inverter is disconnected by inserting it in each phase between the AC motor and simultaneously turning off the second semiconductor switch according to the operation mode of the motor.
In the fifth invention, in any one of the first to third inventions, the rising voltage of the diode parasitic on the unipolar semiconductor switch element is set to be equal to or higher than the on-voltage when the specified current flows through the unipolar semiconductor switch element. The second semiconductor switch is inserted into each phase between the inverter and the AC motor, and the first and second semiconductor switches are simultaneously turned off in accordance with the operation mode of the motor, whereby the inverter I tried to detach.
[0022]
In the sixth invention,
In any one of the first to fifth inventions, the unipolar semiconductor switch element is a MOSFET.
In the seventh invention,
In any one of the first to sixth inventions, the switching operable frequency range of the diode is the switching operable frequency range of the unipolar semiconductor.
[0023]
In the eighth invention,
In any one of the first to seventh inventions, the specified current value is a maximum value of a current flowing through the semiconductor switch.
In the ninth invention,
In any one of the fourth to eighth inventions, the second semiconductor switch is allowed to flow bidirectionally by applying a gate voltage to the semiconductor switch element.
[0024]
In the tenth invention,
In any one of the first to third and fifth to ninth inventions, the first semiconductor switch connected to the DC side of the semiconductor power converter is turned on and off, and the DC side of the semiconductor power converter The initial charging of the capacitor (DC load) was performed.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a circuit configuration corresponding to

claims

1 and 6 to 10 according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, the same components as those in FIG. 9 are given the same numbers.
In FIG. 1,

reference numerals

100 and 101 denote semiconductor switches, which are constituted by connecting

MOSFETs

100a and 101a and

diodes

100b and 101b in antiparallel. Here, the

diodes

100b and 101b may be parasitic diodes built in the MOSFET. The semiconductor switches 100 and 101 are connected in series with opposite polarities as shown in the figure.

Reference numerals

102 and 103 denote gate drive circuits that turn on and off the semiconductor switches 100 and 101, respectively. Since the gate drive circuit of the MOSFET is known and is not the gist of the present invention, the description thereof is omitted.
[0026]
The DC power supply 1 and the inverter 4 are electrically disconnected by turning off the gates of the semiconductor switches 100 and 101.
FIG. 2 is a detailed operation explanatory diagram of the semiconductor switch 100 of FIG. In FIG. 2, (a) shows the circuit configuration of the semiconductor switch 100 again. (B) shows the voltage-current characteristics when the element of MOSFET 100a of the semiconductor switch 100 is turned on (the parasitic diode is deleted) and the voltage-current characteristics of the parasitic diode alone. Further, (c) is a diagram showing the characteristics of the semiconductor switch (characteristics of the combination of the parasitic diode and the MOSFET) based on the characteristics of the parasitic diode and the MOSFET illustrated in (b).
[0027]
In the figure, the forward and reverse directions are as shown.
FIG. 3 shows the voltage generated in the switch when a sinusoidal current is passed through the semiconductor switch of FIG. In the figure, since the rising voltage Vo of the parasitic diode is set higher than the on-voltage Vd of the MOSFET, when a sine wave current is passed, the switch voltage also becomes a substantially sine wave voltage. It can be seen that the switch voltage is significantly different from the conventional IGBT system shown in FIG.
[0028]
FIG. 4 shows a second embodiment of the present invention and is a circuit configuration diagram corresponding to

claims

3 and 6 to 10. 4, the same components as those in FIGS. 1 and 9 are denoted by the same reference numerals.
1 differs from FIG. 1 in that the semiconductor switches 100 and 101 are connected in series in the opposite direction, whereas in the method of FIG. 4, the semiconductor switches are inserted separately on the positive side and the negative side of the DC circuit, respectively. That is. In FIG. 4, 110 is a gate drive circuit.
[0029]
FIG. 5 shows a third embodiment of the present invention, and is a circuit configuration diagram corresponding to

claims

4, 6 to 9. In the embodiment of FIG. 5, the semiconductor switch shown in FIG. 1 is inserted with the same polarity in each phase on the AC side of the inverter. 5, the same components as those in FIGS. 1, 3 and 4 are denoted by the same reference numerals. In FIG. 5, the gate drive circuit of the semiconductor switch is not shown. By simultaneously turning on and off the semiconductor switches inserted in each phase, the AC side of the inverter and the load are turned on or off electrically.
[0030]
FIG. 6 shows a circuit configuration diagram corresponding to

claims

5 and 6 to 10 according to a fourth embodiment of the present invention, which is an embodiment in which the first embodiment and the third embodiment are combined. is there.
FIG. 7 shows a fifth embodiment of the present invention, and is a circuit configuration diagram corresponding to

claims

5 and 6 to 10, which is an embodiment in which the second embodiment and the third embodiment are combined. is there.
[0031]
In claim 10, in FIG. 1, FIG. 4, FIG. 6 and FIG. 7, when the inverter is started, the semiconductor switch 100 is switched and the inverter capacitor 3 is initially charged. The switching surge suppression capacitor 400 shown in FIGS. 1, 4, 6, and 7 is inserted to suppress a surge voltage generated by switching of the semiconductor switch 100.
[0032]
【The invention's effect】
As described above, the present invention uses a monopolar MOSFET as the semiconductor switch element, speeds up the parasitic diode built in the MOSET, and sets the rising voltage of the diode to be equal to or higher than the on-voltage at the time of the specified current flow of the MOSFET. Therefore, the loss generated in the semiconductor switch can be greatly reduced.
[0033]
FIG. 8 is a diagram for explaining this effect. FIG. 8A shows a waveform of a current flowing through the semiconductor switch, which is shown in a substantially sine wave shape. (B) is the voltage which generate | occur | produces in a semiconductor switch, and a thin line has shown the case of the conventional IGBT switch, and the thick line has shown the case of this invention, respectively. Both are the contents described in FIG. 3 and FIG. (C) has shown the instantaneous value of the loss which generate | occur | produces in a semiconductor switch, and when a thin line is a conventional IGBT switch, the thick line has shown the case of this invention. In (c), the hatched portion is the portion where the loss is reduced by the present invention, which shows a significant reduction compared to the conventional method.
[0034]
In FIG. 8, the loss is shown with an AC waveform for simplicity. However, even when the semiconductor switch of the present invention is installed on the DC side, the DC current actually changes from zero to the maximum value due to load fluctuation, so the loss can be reduced. It is.
By the way, although the switch system of the power converter comprised by the semiconductor switch was shown in this invention, a semiconductor switch cannot completely interrupt | block an electric potential. Of course, when it is necessary to mechanically disconnect the circuit at the time of inspection of the power conversion circuit, a mechanical switch corresponding to a disconnector is inserted.
[0035]
In the present invention, the semiconductor power converter has been described by taking an inverter as an example. However, the present invention can be applied to other semiconductor power converters such as choppers, rectifiers, and cycloconverters.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory diagram of the semiconductor switch of FIG. 1;
FIG. 3 is another operation explanatory diagram of the semiconductor switch of FIG. 1;
FIG. 4 is a circuit configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit configuration diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit configuration diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram illustrating the effect of the present invention.
FIG. 9 is a configuration diagram of a known semiconductor power conversion system.
10 is an operation explanatory diagram of FIG. 9. FIG.
FIG. 11 is a known motor operating characteristic diagram.
FIG. 12 is a phasor diagram (constant torque operation range) of a known permanent magnet type electric motor.
FIG. 13 is a phasor diagram (weak field operation region) of a known permanent magnet type electric motor.
FIG. 14 is a diagram showing an operation example of a motor driven by a conventional semiconductor power converter.
FIG. 15 is another configuration diagram of a known semiconductor power conversion system.
FIG. 16 is a circuit configuration diagram of a conventional semiconductor switch.
FIG. 17 is an explanatory diagram of the operation of FIG. 16;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC power supply, 2 ... Initial charge circuit, 3 ... Inverter input capacitor, 4 ... Inverter semiconductor switch part, 5 ... Electric motor, 6 ... Load, 21 ... Switch, 22 ... Initial charge switch, 23 ... Charge resistor, 41a, 41b, 41c ... switch arm, 100, 101 ... semiconductor switch, 101a, 101a ... MOSFET, 100b, 101b ... parasitic diode, 102, 103, 110 ... gate drive circuit, 200 ... AC switch, 200a, 200b, 200c ... Semiconductor switch, 300, 301 ... IGBT, 300a, 301a ... anti-parallel diode, 400 ... switching surge suppression capacitor

Claims

A DC power supply, a capacitor connected to both ends of the DC power supply, an inverter connected to both ends of the capacitor, converting DC power supplied from the DC power supply to AC power, and outputting the AC power, and driving an AC motor; In the power conversion system with
A first semiconductor switch having a rising voltage of a diode parasitic to the unipolar semiconductor switch element equal to or higher than an on-voltage at the time of passing a specified current of the unipolar semiconductor switch element is connected in series with a reverse polarity;
Inserting the series circuit on either the positive electrode side or the negative electrode side between the DC power source and the capacitor ,
A semiconductor power conversion system , wherein the inverter is disconnected by simultaneously turning off the unipolar semiconductor switch elements of the series circuit according to the operation mode of the electric motor .

A DC power supply, a capacitor connected to both ends of the DC power supply, an inverter connected to both ends of the capacitor, converting DC power supplied from the DC power supply to AC power, and outputting the AC power, and driving an AC motor; In the power conversion system with
A first semiconductor switch having a rising voltage of a diode parasitic to the unipolar semiconductor switch element equal to or higher than an on-voltage at the time of passing a specified current of the unipolar semiconductor switch element is connected in series with a reverse polarity;
Inserting the series circuit on both the positive electrode side and the negative electrode side between the DC power supply and the capacitor ,
A semiconductor power conversion system , wherein the inverter is disconnected by simultaneously turning off the unipolar semiconductor switch elements of the series circuit according to the operation mode of the electric motor .

A DC power supply, a capacitor connected to both ends of the DC power supply, an inverter connected to both ends of the capacitor, converting DC power supplied from the DC power supply to AC power, and outputting the AC power, and driving an AC motor; In the power conversion system with
A first semiconductor switch having a diode rising voltage parasitic to the unipolar semiconductor switch element equal to or higher than an on-voltage when a specified current flows through the unipolar semiconductor switch element is a positive electrode between the DC power supply and the capacitor. Side, negative electrode side with opposite polarity inserted,
A semiconductor power conversion system , wherein the inverter is disconnected by simultaneously turning off the unipolar semiconductor switch elements in accordance with an operation mode of the electric motor .

A DC power supply, a capacitor connected to both ends of the DC power supply, an inverter connected to both ends of the capacitor, converting DC power supplied from the DC power supply to AC power, and outputting the AC power, and driving an AC motor; In the power conversion system with
Each of the second semiconductor switches between the inverter and the AC motor has a rising voltage of a diode parasitic on the unipolar semiconductor switch element set to a turn-on voltage or higher when the unipolar semiconductor switch element passes a specified current. Insert each into the phase ,
A semiconductor power conversion system , wherein the inverter is disconnected by simultaneously turning off the second semiconductor switch according to an operation mode of the electric motor .

Each of the second semiconductor switches between the inverter and the AC motor has a rising voltage of a diode parasitic on the unipolar semiconductor switch element set to a turn-on voltage or higher when the unipolar semiconductor switch element passes a specified current. Insert each into the phase ,
4. The semiconductor power conversion system according to claim 1 , wherein the inverter is disconnected by simultaneously turning off the first and second semiconductor switches according to an operation mode of the electric motor . 5.

The semiconductor power conversion system according to claim 1, wherein the unipolar semiconductor switch element is a MOSFET.

7. The semiconductor power conversion system according to claim 1, wherein a switching operation possible frequency range of the diode is a switching operation possible frequency range of the unipolar semiconductor. 8.

8. The semiconductor power conversion system according to claim 1, wherein the specified current value is a maximum value of a current flowing through the semiconductor switch.

9. The semiconductor power conversion system according to claim 4, wherein the second semiconductor switch is configured to flow bidirectionally by applying a gate voltage to the semiconductor switch element.

The initial charge of the capacitor is performed by turning on and off the first semiconductor switch connected to the DC side of the semiconductor power converter, wherein the capacitor is initially charged. 10. The semiconductor power conversion system according to any one of 9 above.