JP3776232B2

JP3776232B2 - Natural frequency measuring device and tension measuring device

Info

Publication number: JP3776232B2
Application number: JP05889498A
Authority: JP
Inventors: 淨河内; 隆河内; 博之市場; 晴彦中村
Original assignee: Gates Unitta Asia Co
Current assignee: Gates Unitta Asia Co
Priority date: 1998-02-24
Filing date: 1998-02-24
Publication date: 2006-05-17
Anticipated expiration: 2018-02-24
Also published as: JPH11241961A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は固有振動数測定装置および張力測定装置に関し、特に、２点間に架けられた帯状および線状物体等の固有振動数を測定する測定装置および固有振動数に基づいて張力測定する張力測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
動力を伝達したり物品を搬送したりするためベルト装置が使用されることが多い。このベルト装置においては、使用されているベルトの張力は予定の値を維持するよう管理されていて、ベルト張力が予定値から外れると、動力の伝達効率が低下したり搬送状態の安定性が損なわれたりする。また、ベルトの特性にあった張力が与えられていないと、ベルト自体の寿命も低下する。
【０００３】
このようなベルト張力の管理の重要性に鑑み、本出願人は、ベルト張力を簡易に測定できる張力測定装置を提案している（特公平６−６３８２５号公報）。この張力測定装置は、マイクロフォン（以下、単に「マイク」という）で検出された被測定物（ベルト）の振動波形の周期を測定する手段と、測定された周期の変動が予定範囲内にある連続した複数の波形からなる波形群を特定する手段と、この波形群を代表する波形の周期または周波数に基づいて張力を演算する手段とから構成されている。
【０００４】
２点間に張られたベルトに衝撃を加えて振動させると、このベルトは当初、高調波成分や衝撃成分を含んだ不規則な波形で振動するが、やがて時間の経過とともにそのベルトに固有の規則的な波形、すなわち、基本波形のみの固有振動数で振動するようになる。
【０００５】
上記張力測定装置は、このような現象の実験的確認に鑑みてなされたもので、前記固有振動による規則的な波形（すなわち周期の変動が予定範囲内にある波形）が連続した波形群を固有振動による規則的な波形として検出する。そして、この波形の周期に基づいて固有振動数が算出され、さらにこの固有振動数に基づいてベルト張力が算出される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記の張力測定装置では、解決すべき次の課題がある。上記張力測定装置において、マイクで音波としてとらえられたベルトの振動は、その振動周期を測定する処理のため、予定のスレッショルドレベルに従って波形整形される。ベルトの振動はマイクの増幅器によって増幅された後、前記波形整形器に入力される。
【０００７】
ここで、前記増幅器の感度が低いと、入力される振動レベルがスレッショルドレベルに達せず、波形整形器によって正しい出力が得られない。一方、前記増幅器の感度が高すぎた場合には、暗騒音を拾ってしまう。このため、増幅器のゲインを適正値に設定する必要があり、例えば、入力信号がスレッショルドレベルを超過したかどうかを示す表示灯を設け、この表示灯の点灯状態を監視しながらゲイン調整をすることが考えられる。
【０００８】
しかし、このように表示灯を監視しながら手動でゲイン調整を行うのは、測定者にとって負担が大きいだけでなく、測定者によって判断のばらつきが生じるおそれがあり、張力を常に正確な値に管理することができないという問題点がある。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、暗騒音の影響を自動的に排除して被測定物の振動を正しく検知できるようにした固有振動数測定装置および張力測定装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の問題点を解決するための本発明は、マイクで検出された被測定物の振動波形に基づいて該被測定物の固有振動数を測定する固有振動数測定装置において、前記マイクで検出された振動波形を増幅する増幅手段と、前記増幅手段で増幅された振動波形を予定のスレッショルドに従って波形整形する波形整形手段と、前記波形整形手段で波形整形された振動波形に基づいて前記被測定物の固有振動数を検出する演算手段と、前記波形整形手段から出力される振動波形から暗騒音のレベルを検出する暗騒音レベル検出手段と、前記暗騒音レベルが基準レベルより高い場合は低い方に、該暗騒音レベルが基準レベルより低い場合は高い方に前記増幅手段の増幅ゲインを自動調整するゲイン調整手段とを具備した点に特徴がある。
【００１１】
この特徴によれば、暗騒音レベルが高い場合は入力される振動波形の増幅ゲインを小さくでき、暗騒音レベルが低い場合は入力される振動波形の増幅ゲインを大きくできるので、マイクから入力される暗騒音の波形信号を、被測定対象の振動波形の検出の障害とならない限界まで低下できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下に、図面を参照して、本発明を詳細に説明する。図１は本発明の一実施例を示す張力測定装置のハード構成を示すブロック図である。図１において、軸間距離Ｌで配置されたプーリ１ａ，１ｂに架けられているベルト２に対向してマイク３が配置されている。マイク３で検出された波動は、フィルタ４に入力される。フィルタ４では、入力された波形信号から高周波のノイズ成分を除去する。ノイズが除去された波形信号は増幅器１２で増幅された後、コンパレータ５に供給される。コンパレータ５は、スレッショルドに従って入力波形を２値化信号に変換する波形整形手段であって、矩形波信号を出力する。増幅器１２にはゲイン調整器１３が設けられており、コンパレータ５の出力波形に基づいて自動的に増幅器１２のゲインを調整する。
【００１３】
前記コンパレータ５の出力信号は微分回路６に入力され、この微分回路６は、波形の立上がりおよび立下がりのエッジ検出信号を出力する。このエッジ検出信号のうち、例えば立上がりのエッジ検出信号が、遅延回路７、ラッチ８、およびフリップフロップ（Ｆ／Ｆ）９に入力される。クロックカウンタ１０は、図示しないパルス発生装置から供給されるクロックパルス（ＣＫ）を計数する。前記エッジ検出信号に応答して、ラッチ８はクロックカウンタ１０の値を取込む。また、遅延回路７は前記エッジ検出信号を所定時間遅らせてクロックカウンタ１０に供給する。遅延された信号はクロックカウンタ１０のリセット端子に接続され、遅延された信号によってクロックカウンタ１０の値がリセットされる。
【００１４】
フリップフロップ９は、前記エッジ検出信号によってセットされる。フリップフロップ９の出力状態は、マイコン１１で識別される。マイコン１１はフリップフロップ９のセットを検出し、これによってクロックカウンタ１０の値がラッチ８に保持されたことを認識する。マイコン１１は、この認識結果に基づいてラッチ８からカウンタ値を取込み、該マイコン１１内のメモリに格納する。マイコン１１はカウンタ値をラッチ８から取込んだ後はクリア信号を出力してフリップフロップ９をリセットする。前記マイコン１１内のメモリには、マイク３で検出された振動波形に基づいて得られたコンパレータ５の出力波形（矩形波）の１サイクル毎の周期が、クロックカウンタ１０のカウンタ値として記憶される。
【００１５】
以上の構成において、図示しない打撃手段でベルト２に衝撃を加えると、この衝撃によるベルト２の振動はマイク３で検出され、この振動の各サイクルの周期が前記マイコン１１内に記憶される。ベルト２の振動は、最初は衝撃や高調波成分を含んだ不規則な波形であるが、しだいに規則的な波形が連続するようになり、この波形が、プーリ１ａ，１ｂに架けられたベルト２の固有振動数と認められる。マイコン１１は、取込んだカウンタ値に基づいて規則的な波形すなわち固有振動数を検出する機能、および検出された規則的な波形の周波数に基づいて所定の張力算出式によりベルト２の張力を算出する機能を有する。これらの機能は、前記特公平６−６３８２５号公報に詳細に開示されており、かつ本発明の要部ではないので説明は省略する。
【００１６】
次に、前記ゲイン調整器１３の具体例を説明する。まず、ゲイン調整器１３の動作概要を説明する。ゲイン調整器１３では、コンパレータ５の出力信号を一定時間監視する。この監視動作は、例えば、前記ベルト２の張力測定前に実行される。この監視動作により、コンパレータ５の出力信号が予定の回数以上現れるような場合、つまり暗騒音検出レベルが高い場合には増幅器１２のゲインを低下させる。一方、検出されたコンパレータ５の出力信号が予定の回数以下であれば、暗騒音検出レベルが低く、所望の振動波形をも検出できないおそれがあるためゲインを増大させる。例えば、コンパレータ５のスレッショルドを超えるような信号が全く検出されないようであればゲインを上げ、一方、このような信号が３回以上検出されるようであればゲインを下げる。
【００１７】
図８は、ゲイン調整器１３の動作を説明するための図であり、暗騒音の波形の一例を示す図である。同図において、暗騒音を一定時間Ｔの間抽出する。この時間Ｔはベルト２等の被測定物の固有振動数の周期の最大値に設定するのがよい。すなわち、被対象物の固有振動の最大周期内に数個検出されるだけの暗騒音は、その周期よりも小さい周期（つまり高周波数）である被測定物の固有振動数を測定する時の障害にはならないからである。例えば、被測定物の固有振動数の周波数が１０〜３００Ｈｚである場合を想定すると、最大周期は周波数１０Ｈｚに対応する時間、つまり０．１秒となる。この時間Ｔ内にスレッショルドＴｈを超過する暗騒音の波形のピークＰが予定回数（例えば２回）検出される程度にゲインを設定するのがよい。
【００１８】
図２は、ゲイン調整器１３の具体的な構成を示す回路図である。同図において、増幅器としてのオペアンプ１２のゲインを決定するため、該オペアンプ１２のマイナス入力と接地間に抵抗Ｒ０が設けられ、かつオペアンプ１２の出力およびマイナス入力間には抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４が設けられている。これらの抵抗Ｒ０〜Ｒ４によって、（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ０で算出される値に比例したゲインが与えられる。各抵抗Ｒ１〜Ｒ４の両端にはスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４がそれぞれ設けられており、これらのスイッチの切替えによってゲインが調整される。スイッチＳＷ１〜ＳＷ４はＣＰＵ１４から各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４に入力される信号ｓ１〜ｓ４が「１」のときに「閉」側に切替えられる。すべてのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４が閉じた時、つまり抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の合成抵抗値Ｒが「０」のときにゲインは最小値に設定される。
【００１９】
カウンタ１５はコンパレータ５の出力信号のハイレベルつまり「１」の数を計数し、予め設定された時間Ｔ毎に計数値Ｃを出力する。ＣＰＵ１４はカウンタ１５から入力された計数値に従って信号ｓ１〜ｓ４の組み合わせを変化させてオペアンプ１２のゲインを調整する。例えば、初期状態ではゲインが中程度となるように信号ｓ１〜ｓ４の値を決定しておき、前記計数値に応じてゲインを増減する。
【００２０】
図３は、前記計数値に応じてゲインを調整するためのＣＰＵ１４の要部機能を示すブロック図である。同図において、比較部１４１はカウンタ１５からの計数値Ｃを基準値Ｃref と比較する。この比較結果により、計数値Ｃの方が大きい場合はゲインを下げる信号ｄｅｃを出力し、計数値Ｃの方が小さい場合はゲインを上げる信号ｉｎｃを出力する。組合せ設定部１４２はこれらの信号ｄｅｃまたはｉｎｃに応答して、前記信号ｓ１〜ｓ４の値の組み合わせを、ゲインを上下させるための予定の組合せに設定する。信号ｓ１〜ｓ４の組み合わせにより「００００」〜「１１１０」まで１５通りのゲインを設定できる。信号ｓ１〜ｓ４が「００００」のときゲインは最大となり、信号ｓ１〜ｓ４が「１１１０」のときゲインは最小となる。
【００２１】
なお、前記基準値Ｃref に不感帯つまり最適範囲を設けておき、この不感帯の範囲内であればゲインを変化させないようにすることもできる。具体的には基準値Ｃref を２段階設けて、その段階の間を最適範囲とするとよい。
【００２２】
また、前記基準値Ｃref 複数段階設け、各段階の基準値Ｃref と計数値Ｃとを比較し、その大小の判断結果により増減するゲインの幅を変化させるようにしてもよい。例えば、計数値Ｃが、高低２段階の基準値Ｃref の低い方よりもさらに小さい場合のゲイン増大量をＧinc1とし、計数値Ｃが、低い方の基準値Ｃref よりは大きいが、高い方の基準値Ｃref よりは小さい場合のゲイン増大量をＧinc2としたとき、「ゲイン増大量Ｇinc1＞ゲイン増大量Ｇinc2」のように設定する。こうすることにより、少ないゲイン調整回数で早く所望のゲインを設定することができる。さら基準値Ｃref の段階を増やすことによって計数値Ｃが最適範囲より大きい場合にゲインを下げることができる構成を負荷できるのはもちろんである。
【００２３】
上記第１の実施形態は、次のように変形できる。上述のように、比較部１４１の比較結果により信号ｓ１〜ｓ４の組み合わせを１段階ずつ変化させた場合、暗騒音のレベルによっては多数回のゲイン調整が必要なことがあり、複数段階の基準値Ｃref を設けても、必ずしも１回では最適なゲインを選択できないことがある。したがって、適当なゲイン選択のためには、コンパレータ５の信号の計数値を複数回読み込んで処理する必要が生じる。最適なゲインを予測することができれば、少ない回数の処理で適当なゲインを選択することができる。そこで、第１の実施形態を次のように変形して、最適なゲイン調整量を予測できるようにした。
【００２４】
図４は上記実施形態の変形例を示す図である。この変形例では、コンパレータ５およびカウンタ１５に加えて、第２のコンパレータ１６と第２のカウンタ１７を設け、第２のコンパレータ１６のスレッショルドＴｈ２をコンパレータ５のスレッショルドＴｈよりも小さい値に設定した。こうしておいて、ＣＰＵ１４では２つのカウンタ１５，１７からの値をそれぞれ基準値Ｃref と比較するようにする。
【００２５】
この比較の結果得られたカウンタ１５および第２のカウンタ１７双方からの計数値に基づいて最適なゲイン調整量を決定する。図１３は、最適なゲイン調整量を決定するために用いるテーブルの一例である。同図において、カウンタ１５の計数値Ｃ15と第２のカウンタ１７の計数値Ｃ17の交差位置の値が最適なゲインである。例えば、計数値Ｃ15が「０」で計数値Ｃ17が「２」ならばゲインを４ステップ上げ、計数値Ｃ15が「２」で計数値Ｃ17が「３」ならばゲインを１ステップ上げる。また、計数値Ｃ15が「３」で計数値Ｃ17が「４以上」ならばゲインを１ステップ下げる。
【００２６】
このように、暗騒音のレベルによりゲインの調整量を変化させるようにすれば、少ない回数で最適なゲインを設定することができる。なお、計数値Ｃ15と計数値Ｃ17とに基づいてテーブルを参照してゲインを決定するのではなく、計数値Ｃ15と計数値Ｃ17とに基づいて予定の算出式を使用し、演算によりゲインを決定してもよい。
【００２７】
上述の例では、抵抗Ｒ０〜Ｒ４を直列接続したが、これらは並列接続でもよく、要は、増幅手段の帰還回路中に設けられた複数の抵抗の合成抵抗がスイッチ手段によって切り替えられるようになっていればよい。
【００２８】
次に、本発明の第２実施形態を説明する。上述の実施形態では、複数の抵抗Ｒ１〜Ｒ４の組み合わせによってゲインを調整したが、この第２実施形態では、前記抵抗Ｒ１〜Ｒ４に代えて光量に応じて抵抗値が変化する光電変換素子を使用し、この光電変換素子の抵抗値によってオペアンプのゲインを調整するようにした。
【００２９】
図５は、第２実施形態に係るゲイン調整器の構成を示す図である。同図において、オペアンプ１２ａの出力および入力間に光電変換素子１８を設けた。光電変換素子１８としては例えば硫化カドミウム（ＣｄＳ）を使用できる。前記光電変換素子１８との組み合わせでフォトカプラを構成するＬＥＤ１９が設けられ、ＣＰＵ１４は計数値Ｃに応じて前記ＬＥＤ１９の光量を増大させるための信号ｓ１０または前記ＬＥＤ１９の光量を低減させるための信号ｓ１１を出力する。
【００３０】
ＣＰＵ１４の、信号ｓ１０の出力端子にはダイオード２０のアノードが接続され、該ダイオード２０のカソードは抵抗２１の一端に接続されている。抵抗２１の他端はオペアンプ２２のプラス入力に接続され、さらに該プラス入力には抵抗２３と、接地されたコンデンサ２４とが接続されている。オペアンプ２２の出力は前記ＬＥＤ１９のアノードに接続され、該ＬＥＤ１９のカソードは抵抗２５を介して接地されている。前記オペアンプ２２に接続された抵抗２３の他端はダイオード２６のアノードに接続され、該ダイオード２６のカソードは前記ＣＰＵ１４の、信号ｓ１１の出力端子と接続されている。
【００３１】
ＣＰＵ１４からプラス信号ｓ１０が出力されると、前記コンデンサ２４には信号ｓ１０の入力に応じて電荷が蓄積される。その結果、ＬＥＤ１９の電流が増大して、光電変換素子１８の抵抗値が低下し、オペアンプ１２のゲインが低下する。コンデンサ２４に蓄積される電荷は信号ｓ１０の出力回数に応じて段階的に上昇し、それに伴ってオペアンプ１２のゲインも段階的に増大する。一方、ＣＰＵ１４から出力されるマイナス信号ｓ１１によって、前記コンデンサ２４に蓄積された電荷は放電する。コンデンサ２４への電荷の蓄積量およびコンデンサ２４からの電荷の放電量はコンデンサ２４と抵抗２１または抵抗２３の時定数によって決定できる。
【００３２】
上記構成により、オペアンプ１２ａのゲインを適正値に調整するためのＣＰＵ１４の要部機能を図６に示す。本実施形態においても、第１実施形態と同様、コンパレータ５から出力される信号の「１」の数をカウンタ１５によって計数するように構成し、図６に示すように、その計数値ＣをＣＰＵ１４の比較部２９に入力する。比較部２９は前記計数値Ｃを基準値Ｃref と比較し、比較の結果、計数値Ｃの方が小さい場合は信号ｓ１０を出力し、計数値Ｃの方が大きい場合は信号ｓ１１を出力する。
【００３３】
続いて、本発明の第３実施形態を説明する。ベルト２等の張力測定のためにその振動を測定する場合、振動波形の高調波成分は不要であり、かつ誤検知の要因となる。そこで、前記増幅器（オペアンプ）１２では、不要な高調波成分をカットするようにすることが望ましい。この第３実施形態ではオペアンプ１２の周波数−ゲイン特性（以下、単に「周波数特性」という）を変化させて、ベルト張力測定に不要な高調波成分をカットするようにした。
【００３４】
図１２は、オペアンプ１２の周波数特性の一例を示す図である。同図（ａ）に示す周波数特性において、被測定物つまりベルト等の測定対象周波数ｆm よりも高い周波数の騒音も高い増幅ゲインで増幅されることになる。そこで、図１２（ｂ）のように、カットオフ周波数領域（最大ゲインからゲインが下がっている領域）に測定対象周波数ｆm が包含されるように周波数特性を変化させる。こうすることによって、測定対象周波数ｆm 以上の振動に対してはゲインを小さくすることができ、不必要な高調波成分をカットすることができる。
【００３５】
図７は、周波数特性を変化させるための要部回路図であり、図５と同符号は同一または同等部分を示す。ここでは、抵抗でゲインを調整するのに代えて、コンデンサの変化により測定周波数近傍でのゲイン調整をするようにしている。すなわち、オペアンプ１２ａの入力および出力間には抵抗Ｒが接続されているほか、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５が直列に接続されている。また、コンデンサＣ１〜Ｃ５はスイッチＳＷ１０，ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３によって選択的に短絡させることができるように構成されている。
【００３６】
スイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３を閉じてコンデンサの容量を大きくしていくに従い、カットオフ周波数が低周波数側に移動するように周波数特性が変化する。オペアンプ１２ａの最大ゲインは抵抗Ｒによって決定されている。
【００３７】
スイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３は、ＣＰＵ１４からの信号ｓ１〜ｓ４によって開閉するが、ここでは、図２の場合とは異なり、信号ｓ１〜ｓ４が「１」のときにはスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３が閉じるように構成する。信号ｓ１〜ｓ４が「１」のときにスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３が閉じると、カットオフ周波数が高周波数側に移動して測定対象周波数でのゲインは高くなるように制御される。コンデンサＣ１〜Ｃ５の容量比を、２進数の比「１：２：４：８：１６」に設定すれば、少ないコンデンサの数でより多段階にゲインを調整することができる。なお、この第３実施形態によれば、コンパレータ５に入力される波形から高調波成分がカットされるので、フィルタ４（図１）は省略することができる。
【００３８】
以上のように構成された張力測定器によって暗騒音を排除してベルト２の張力を測定する際の操作手順の一例を説明する。図９は張力測定器の操作パネルを示す図であり、図１０は操作手順の一例を示すフローチャートである。ステップＳ１では、張力測定器の電源スイッチ１００をオンにする。この操作によって、マイク３から入力された波形信号のうち、コンパレータ５のスレッショルドを超過する暗騒音の波形信号のピーク数が前記ＣＰＵ１４に読み込まれ、前記ゲイン調整器１３によって暗騒音を排除するためのゲイン調整が行われる。ステップＳ２では、前記電源スイッチ１００とは別に、測定用に設けたスイッチ（測定スイッチ）１１０をオンにする。この測定スイッチのオン操作によってゲインは固定され、その後に入力される信号波形に基づいて，前記マイコン１１でベルトの振動数が検出され、それに基づいてベルト張力が算出される。算出されたベルト張力の値は表示画面１２０に表示される。
【００３９】
なお、上述の実施形態では、ＣＰＵ１４は一定時間内にスレッショルドを超過した信号が予定個数となるようにゲインを調整するようにしたが、このほか、予定時間内に検出された暗騒音の、それぞれのピーク間隔つまりコンパレータ５の出力波形の周期に基づいてゲインを設定することができる。すなわち、被測定物の固有振動数として予定される振動の最大周期を基準値として、該基準値よりも前記ピーク間隔が小さい場合は暗騒音が多く検出されていると判断してゲインを低減させる。また、該基準値よりも前記ピーク間隔が大きい場合は検出される暗騒音が少ないことを意味し、測定時のベルトの振動波形をも検出できないおそれがあるので、この場合はゲインを増大させる。
【００４０】
図１１は、信号間隔を検出するためのＣＰＵ１４の要部機能を示す図である。同図において、コンパレータ５の出力信号を一定時間Ｔの間カウンタ２７に入力する。カウンタ２７はクロックＣＫを計数しており、コンパレータ５からの入力に応答してそのときの計数値ＰＣを出力するとともに、その出力に応答して予定の遅延時間後に該カウンタ２７はリセットされる。計数値ＰＣは間隔判別部２８に入力される。一定時間Ｔ内に間隔判別部２８に入力された計数値ＰＣは、基準の間隔ＰＣref と比較され、該基準の間隔ＰＣref よりも小さい計数値ＰＣが存在している場合は、信号ｄｅｃを出力する。ＣＰＵ１４は、この信号ｄｅｃに基づいて、オペアンプ１２，１２ａのゲインを下げげるように、図２のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４や、図７のスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３等を切り替えるように構成する。
【００４１】
また、基準の間隔ＰＣref よりも小さい計数値ＰＣが存在しなくなった場合は、検出信号ｉｎｃを出力する。ＣＰＵ１４は、この信号ｉｎｃに基づいて、オペアンプ１２，１２ａのゲインを上げるように、図２のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４や、図７のスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３等を切り替えるように構成する。なお、基準の間隔ＰＣref は不感帯を有する最適範囲として設定し、計数値ＰＣがこの不感帯から外れたときにゲインを変化されるようにすることもできる。
【００４２】
なお、ゲインの設定段数すなわちスイッチＳＷ１〜ＳＷ４やスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１３を切換える信号ｓ１〜ｓ４は上記実施例に示した数に限らず、増減してもよいのはもちろんである。
【００４３】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、暗騒音の影響を受けないで、被対象物体の振動を検出することができるので、正確な固有振動数およびそれに基づく張力測定結果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る測定装置のハード構成を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態のゲイン調整器のハード構成ブロック図である。
【図３】ゲイン調整器の要部機能を示す図である。
【図４】第１実施形態の変形例に係るゲイン調整器のハード構成ブロック図である。
【図５】第２実施形態の変形例に係るゲイン調整器のハード構成ブロック図である。
【図６】ゲイン調整器の要部機能を示す図である。
【図７】第３実施形態の変形例に係るゲイン調整器のハード構成ブロック図である。
【図８】暗騒音の波形の一例を示す図である。
【図９】張力測定器の操作パネルを示す図である。
【図１０】張力測定器の操作手順の一例を示すフローチャートである。
【図１１】暗騒音の信号間隔を検出するための要部機能を示す図である。
【図１２】周波数特性の一例を示す図である。
【図１３】最適ゲイン設定テーブルの一例を示す図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ…プーリ、２…ベルト、３…マイク、４…フィルタ、５…コンパレータ。１２…増幅器、１３…ゲイン調整器、１４…ＣＰＵ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a natural frequency measuring device and a tension measuring device, and in particular, a measuring device that measures a natural frequency of a band-like or linear object, etc., spanned between two points, and a tension measurement that measures tension based on the natural frequency. Relates to the device.
[0002]
[Prior art]
A belt device is often used to transmit power or convey articles. In this belt device, the tension of the belt being used is managed so as to maintain a predetermined value. If the belt tension deviates from the predetermined value, the power transmission efficiency is lowered or the stability of the conveyance state is impaired. Or Further, if the tension suitable for the characteristics of the belt is not applied, the life of the belt itself is also reduced.
[0003]
In view of the importance of such belt tension management, the present applicant has proposed a tension measuring device that can easily measure belt tension (Japanese Patent Publication No. 6-63825). This tension measuring device includes means for measuring a period of a vibration waveform of an object to be measured (belt) detected by a microphone (hereinafter simply referred to as a “microphone”), and a continuous variation in the measured period within a predetermined range. And a means for calculating a tension based on a period or a frequency of a waveform representative of the waveform group.
[0004]
When an impact is applied to a belt stretched between two points and it is vibrated, this belt initially vibrates with an irregular waveform containing harmonic components and impact components. It vibrates at a natural waveform, that is, a natural frequency of only a basic waveform.
[0005]
The above tension measuring device was made in view of the experimental confirmation of such a phenomenon, and a group of waveforms in which a regular waveform (that is, a waveform whose period variation is within a predetermined range) due to the natural vibration is continued. It is detected as a regular waveform due to vibration. The natural frequency is calculated based on the period of the waveform, and the belt tension is calculated based on the natural frequency.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
The above tension measuring device has the following problems to be solved. In the tension measuring device, the vibration of the belt captured as a sound wave by the microphone is shaped according to a predetermined threshold level for the process of measuring the vibration period. The vibration of the belt is amplified by a microphone amplifier and then input to the waveform shaper.
[0007]
Here, if the sensitivity of the amplifier is low, the input vibration level does not reach the threshold level, and a correct output cannot be obtained by the waveform shaper. On the other hand, if the sensitivity of the amplifier is too high, background noise is picked up. For this reason, it is necessary to set the gain of the amplifier to an appropriate value. For example, an indicator lamp that indicates whether the input signal has exceeded the threshold level is provided, and the gain is adjusted while monitoring the lighting state of the indicator lamp. Can be considered.
[0008]
However, manual gain adjustment while monitoring the indicator light in this way is not only burdensome for the measurer, but also may cause judgment variations by the measurer, and the tension is always managed to an accurate value. There is a problem that cannot be done.
[0009]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and includes a natural frequency measurement device and a tension measurement device that can automatically detect the vibration of an object to be measured by automatically eliminating the influence of background noise. The purpose is to provide.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The present invention for solving the above-mentioned problems is a natural frequency measurement device that measures the natural frequency of a device under test based on the vibration waveform of the device under test detected with a microphone. Amplifying means for amplifying the vibration waveform, waveform shaping means for shaping the vibration waveform amplified by the amplification means according to a predetermined threshold, and the object to be measured based on the vibration waveform shaped by the waveform shaping means Calculating means for detecting the natural frequency, background noise level detecting means for detecting the level of background noise from the vibration waveform output from the waveform shaping means, and if the background noise level is higher than a reference level, the lower one Further, when the background noise level is lower than the reference level, a gain adjustment means for automatically adjusting the amplification gain of the amplification means is provided on the higher side.
[0011]
According to this feature, when the background noise level is high, the amplification gain of the input vibration waveform can be reduced, and when the background noise level is low, the amplification gain of the input vibration waveform can be increased. The waveform signal of background noise can be reduced to a limit that does not hinder the detection of the vibration waveform of the measurement target.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a hardware configuration of a tension measuring apparatus according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, a microphone 3 is disposed so as to face a belt 2 spanned on pulleys 1a and 1b disposed at an inter-axis distance L. The wave detected by the microphone 3 is input to the filter 4. The filter 4 removes high frequency noise components from the input waveform signal. The waveform signal from which noise has been removed is amplified by the amplifier 12 and then supplied to the comparator 5. The comparator 5 is waveform shaping means for converting an input waveform into a binarized signal in accordance with a threshold, and outputs a rectangular wave signal. The amplifier 12 is provided with a gain adjuster 13 that automatically adjusts the gain of the amplifier 12 based on the output waveform of the comparator 5.
[0013]
The output signal of the comparator 5 is input to a differentiating circuit 6, and the differentiating circuit 6 outputs rising and falling edge detection signals of the waveform. Among the edge detection signals, for example, a rising edge detection signal is input to the delay circuit 7, the latch 8, and the flip-flop (F / F) 9. The clock counter 10 counts clock pulses (CK) supplied from a pulse generator (not shown). In response to the edge detection signal, the latch 8 takes in the value of the clock counter 10. The delay circuit 7 delays the edge detection signal by a predetermined time and supplies it to the clock counter 10. The delayed signal is connected to the reset terminal of the clock counter 10, and the value of the clock counter 10 is reset by the delayed signal.
[0014]
The flip-flop 9 is set by the edge detection signal. The output state of the flip-flop 9 is identified by the microcomputer 11. The microcomputer 11 detects the set of the flip-flop 9 and thereby recognizes that the value of the clock counter 10 is held in the latch 8. The microcomputer 11 fetches the counter value from the latch 8 based on the recognition result and stores it in the memory in the microcomputer 11. After fetching the counter value from the latch 8, the microcomputer 11 outputs a clear signal to reset the flip-flop 9. In the memory in the microcomputer 11, the cycle for each cycle of the output waveform (rectangular wave) of the comparator 5 obtained based on the vibration waveform detected by the microphone 3 is stored as the counter value of the clock counter 10. .
[0015]
In the above configuration, when an impact is applied to the belt 2 by a hitting means (not shown), the vibration of the belt 2 due to the impact is detected by the microphone 3, and the cycle of each cycle of the vibration is stored in the microcomputer 11. The vibration of the belt 2 is initially an irregular waveform including an impact or a harmonic component, but the regular waveform gradually becomes continuous, and this waveform is applied to the belts around the pulleys 1a and 1b. It is recognized as a natural frequency of 2. The microcomputer 11 calculates the tension of the belt 2 by a function for detecting a regular waveform, that is, a natural frequency based on the acquired counter value, and a predetermined tension calculation formula based on the detected frequency of the regular waveform. It has the function to do. These functions are disclosed in detail in the above Japanese Patent Publication No. 6-63825, and are not the main part of the present invention, so the description thereof is omitted.
[0016]
Next, a specific example of the gain adjuster 13 will be described. First, an outline of the operation of the gain adjuster 13 will be described. The gain adjuster 13 monitors the output signal of the comparator 5 for a certain time. This monitoring operation is executed, for example, before measuring the tension of the belt 2. By this monitoring operation, when the output signal of the comparator 5 appears more than the predetermined number of times, that is, when the background noise detection level is high, the gain of the amplifier 12 is lowered. On the other hand, if the detected output signal of the comparator 5 is equal to or less than the predetermined number of times, the background noise detection level is low, and the desired vibration waveform may not be detected, so that the gain is increased. For example, if no signal exceeding the threshold of the comparator 5 is detected, the gain is increased. On the other hand, if such a signal is detected three times or more, the gain is decreased.
[0017]
FIG. 8 is a diagram for explaining the operation of the gain adjuster 13 and shows an example of a background noise waveform. In the figure, background noise is extracted for a certain time T. This time T is preferably set to the maximum value of the period of the natural frequency of the object to be measured such as the belt 2. That is, the background noise that is detected only a few within the maximum period of the natural vibration of the object is an obstacle when measuring the natural frequency of the object having a period (that is, high frequency) smaller than that period. It is because it does not become. For example, assuming a case where the frequency of the natural frequency of the object to be measured is 10 to 300 Hz, the maximum period is a time corresponding to a frequency of 10 Hz, that is, 0.1 seconds. It is preferable to set the gain to such an extent that the peak P of the background waveform of the background noise exceeding the threshold Th is detected within this time T (for example, twice).
[0018]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific configuration of the gain adjuster 13. In the figure, in order to determine the gain of the operational amplifier 12 as an amplifier, a resistor R0 is provided between the negative input of the operational amplifier 12 and the ground, and resistors R1, R2, R3 are provided between the output and the negative input of the operational amplifier 12. R4 is provided. These resistors R0 to R4 provide a gain proportional to the value calculated by (R1 + R2 + R3 + R4) / R0. Switches SW1, SW2, SW3, and SW4 are provided at both ends of each of the resistors R1 to R4, respectively, and the gain is adjusted by switching these switches. The switches SW1 to SW4 are switched to the “closed” side when the signals s1 to s4 input from the CPU 14 to the switches SW1 to SW4 are “1”. When all the switches SW1 to SW4 are closed, that is, when the combined resistance value R of the resistors R1, R2, R3, and R4 is “0”, the gain is set to the minimum value.
[0019]
The counter 15 counts the high level of the output signal of the comparator 5, that is, the number of “1”, and outputs a count value C every preset time T. The CPU 14 adjusts the gain of the operational amplifier 12 by changing the combination of the signals s1 to s4 according to the count value input from the counter 15. For example, the values of the signals s1 to s4 are determined so that the gain is medium in the initial state, and the gain is increased or decreased according to the count value.
[0020]
FIG. 3 is a block diagram showing the main functions of the CPU 14 for adjusting the gain according to the count value. In the figure, the comparison unit 141 compares the count value C from the counter 15 with a reference value Cref. As a result of this comparison, when the count value C is larger, a signal dec for decreasing the gain is output, and when the count value C is smaller, a signal inc for increasing the gain is output. In response to these signals dec or inc, the combination setting unit 142 sets the combination of the values of the signals s1 to s4 to a predetermined combination for raising and lowering the gain. Fifteen kinds of gains from “0000” to “1110” can be set by combining the signals s1 to s4. When the signals s1 to s4 are “0000”, the gain is maximum, and when the signals s1 to s4 are “1110”, the gain is minimum.
[0021]
It is also possible to provide a dead zone, that is, an optimum range for the reference value Cref, so that the gain is not changed within the dead zone range. Specifically, the reference value Cref may be provided in two stages, and the optimum range may be set between these stages.
[0022]
Further, the reference value Cref may be provided in a plurality of stages, the reference value Cref of each stage may be compared with the count value C, and the gain range to be increased or decreased may be changed according to the determination result. For example, Ginc1 is the gain increase amount when the count value C is smaller than the lower one of the reference values Cref of the two levels of high and low, and the count value C is larger than the lower reference value Cref but higher. When the gain increase amount is smaller than the value Cref and the gain increase amount is Ginc2, the gain increase amount Ginc1> the gain increase amount Ginc2 is set. In this way, a desired gain can be set quickly with a small number of gain adjustments. Furthermore, by increasing the step of the reference value Cref, it is possible to load a configuration that can reduce the gain when the count value C is larger than the optimum range.
[0023]
The first embodiment can be modified as follows. As described above, when the combination of the signals s1 to s4 is changed one step at a time according to the comparison result of the comparison unit 141, gain adjustment may be required many times depending on the background noise level. Even if Cref is provided, an optimum gain may not always be selected once. Therefore, in order to select an appropriate gain, it is necessary to read and process the count value of the signal of the comparator 5 a plurality of times. If an optimum gain can be predicted, an appropriate gain can be selected with a small number of processes. Therefore, the first embodiment is modified as follows so that the optimum gain adjustment amount can be predicted.
[0024]
FIG. 4 is a diagram showing a modification of the above embodiment. In this modification, in addition to the comparator 5 and the counter 15, a second comparator 16 and a second counter 17 are provided, and the threshold Th <b> 2 of the second comparator 16 is set to a value smaller than the threshold Th of the comparator 5. In this way, the CPU 14 compares the values from the two counters 15 and 17 with the reference value Cref.
[0025]
The optimum gain adjustment amount is determined based on the count values from both the counter 15 and the second counter 17 obtained as a result of this comparison. FIG. 13 is an example of a table used to determine the optimum gain adjustment amount. In the figure, the value at the intersection of the count value C15 of the counter 15 and the count value C17 of the second counter 17 is the optimum gain. For example, if the count value C15 is “0” and the count value C17 is “2”, the gain is increased by 4 steps. If the count value C15 is “2” and the count value C17 is “3”, the gain is increased by 1 step. If the count value C15 is "3" and the count value C17 is "4 or more", the gain is decreased by one step.
[0026]
As described above, if the gain adjustment amount is changed according to the background noise level, the optimum gain can be set with a small number of times. Instead of determining the gain by referring to the table based on the count value C15 and the count value C17, the gain is determined by calculation using a predetermined calculation formula based on the count value C15 and the count value C17. May be.
[0027]
In the above example, the resistors R0 to R4 are connected in series, but they may be connected in parallel. In short, the combined resistance of a plurality of resistors provided in the feedback circuit of the amplifying means is switched by the switch means. It only has to be.
[0028]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the above-described embodiment, the gain is adjusted by a combination of a plurality of resistors R1 to R4. However, in the second embodiment, a photoelectric conversion element whose resistance value changes according to the amount of light is used instead of the resistors R1 to R4. The gain of the operational amplifier is adjusted by the resistance value of the photoelectric conversion element.
[0029]
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of a gain adjuster according to the second embodiment. In the figure, a photoelectric conversion element 18 is provided between the output and input of the operational amplifier 12a. As the photoelectric conversion element 18, for example, cadmium sulfide (CdS) can be used. LED19 which comprises a photocoupler in combination with the said photoelectric conversion element 18 is provided, and CPU14 signal s10 for increasing the light quantity of the said LED19 according to the count value C, or signal s11 for reducing the light quantity of the said LED19 Is output.
[0030]
The anode of the diode 20 is connected to the output terminal of the signal s 10 of the CPU 14, and the cathode of the diode 20 is connected to one end of the resistor 21. The other end of the resistor 21 is connected to the plus input of the operational amplifier 22, and the resistor 23 and a grounded capacitor 24 are connected to the plus input. The output of the operational amplifier 22 is connected to the anode of the LED 19, and the cathode of the LED 19 is grounded via a resistor 25. The other end of the resistor 23 connected to the operational amplifier 22 is connected to the anode of a diode 26, and the cathode of the diode 26 is connected to the output terminal of the signal s11 of the CPU 14.
[0031]
When the plus signal s10 is output from the CPU 14, charges are accumulated in the capacitor 24 in accordance with the input of the signal s10. As a result, the current of the LED 19 increases, the resistance value of the photoelectric conversion element 18 decreases, and the gain of the operational amplifier 12 decreases. The electric charge accumulated in the capacitor 24 increases stepwise according to the number of outputs of the signal s10, and the gain of the operational amplifier 12 also increases stepwise. On the other hand, the charge accumulated in the capacitor 24 is discharged by the minus signal s11 output from the CPU. The amount of charge accumulated in the capacitor 24 and the amount of charge discharged from the capacitor 24 can be determined by the time constant of the capacitor 24 and the resistor 21 or 23.
[0032]
FIG. 6 shows the main function of the CPU 14 for adjusting the gain of the operational amplifier 12a to an appropriate value with the above configuration. Also in the present embodiment, as in the first embodiment, the counter 15 is configured to count the number of “1” s output from the comparator 5, and as shown in FIG. To the comparison unit 29. The comparison unit 29 compares the count value C with the reference value Cref, and outputs a signal s10 if the count value C is smaller as a result of the comparison, and outputs a signal s11 if the count value C is greater.
[0033]
Subsequently, a third embodiment of the present invention will be described. When the vibration is measured for measuring the tension of the belt 2 or the like, the harmonic component of the vibration waveform is not necessary, and causes a false detection. Therefore, it is desirable that the amplifier (op-amp) 12 cuts unnecessary harmonic components. In the third embodiment, the frequency-gain characteristics (hereinafter simply referred to as “frequency characteristics”) of the operational amplifier 12 are changed to cut off harmonic components unnecessary for belt tension measurement.
[0034]
FIG. 12 is a diagram illustrating an example of frequency characteristics of the operational amplifier 12. In the frequency characteristic shown in FIG. 5A, noise having a frequency higher than the measurement target frequency fm of the object to be measured, such as a belt, is amplified with a high amplification gain. Therefore, as shown in FIG. 12B, the frequency characteristics are changed so that the measurement target frequency fm is included in the cutoff frequency region (region in which the gain decreases from the maximum gain). By doing so, the gain can be reduced with respect to the vibration of the measurement target frequency fm or higher, and unnecessary harmonic components can be cut.
[0035]
FIG. 7 is a main circuit diagram for changing the frequency characteristics, and the same reference numerals as those in FIG. 5 indicate the same or equivalent parts. Here, instead of adjusting the gain with a resistor, the gain is adjusted near the measurement frequency by changing the capacitor. That is, a resistor R is connected between the input and output of the operational amplifier 12a, and capacitors C1, C2, C3, C4, and C5 are connected in series. Further, the capacitors C1 to C5 are configured to be selectively short-circuited by the switches SW10, SW11, SW12, and SW13.
[0036]
As the switches SW10 to SW13 are closed to increase the capacitance of the capacitor, the frequency characteristics change so that the cutoff frequency moves to the lower frequency side. The maximum gain of the operational amplifier 12a is determined by the resistor R.
[0037]
The switches SW10 to SW13 are opened and closed by signals s1 to s4 from the CPU 14, but here, unlike the case of FIG. 2, the switches SW10 to SW13 are configured to close when the signals s1 to s4 are "1". When the switches SW10 to SW13 are closed when the signals s1 to s4 are “1”, the cutoff frequency is controlled to move to the high frequency side and the gain at the measurement target frequency is increased. If the capacitance ratio of the capacitors C1 to C5 is set to a binary ratio “1: 2: 4: 8: 16”, the gain can be adjusted in more stages with a smaller number of capacitors. According to the third embodiment, the harmonic component is cut from the waveform input to the comparator 5, so that the filter 4 (FIG. 1) can be omitted.
[0038]
An example of an operation procedure when measuring the tension of the belt 2 while eliminating background noise using the tension measuring device configured as described above will be described. FIG. 9 is a diagram showing an operation panel of the tension measuring device, and FIG. 10 is a flowchart showing an example of an operation procedure. In step S1, the power switch 100 of the tension measuring device is turned on. By this operation, the number of peaks of the waveform signal of the background noise that exceeds the threshold of the comparator 5 among the waveform signals input from the microphone 3 is read into the CPU 14, and the gain adjuster 13 eliminates the background noise. Gain adjustment is performed. In step S2, a switch (measurement switch) 110 provided for measurement is turned on separately from the power switch 100. The gain is fixed by turning on the measurement switch, and the microcomputer 11 detects the vibration frequency of the belt based on the signal waveform input thereafter, and the belt tension is calculated based on the detected frequency. The calculated belt tension value is displayed on the display screen 120.
[0039]
In the above-described embodiment, the CPU 14 adjusts the gain so that the number of signals exceeding the threshold within a predetermined time becomes the predetermined number. However, in addition to this, each of the background noise detected within the predetermined time is determined. The gain can be set based on the peak interval, that is, the period of the output waveform of the comparator 5. That is, the maximum period of vibration planned as the natural frequency of the object to be measured is used as a reference value, and if the peak interval is smaller than the reference value, it is determined that a lot of background noise is detected, and the gain is reduced. . Further, if the peak interval is larger than the reference value, it means that the detected background noise is small and there is a possibility that the vibration waveform of the belt at the time of measurement cannot be detected. In this case, the gain is increased.
[0040]
FIG. 11 is a diagram illustrating a main function of the CPU 14 for detecting the signal interval. In the figure, the output signal of the comparator 5 is input to the counter 27 for a fixed time T. The counter 27 counts the clock CK, outputs the count value PC at that time in response to the input from the comparator 5, and resets the counter 27 after a predetermined delay time in response to the output. The count value PC is input to the interval determination unit 28. The count value PC input to the interval discriminating unit 28 within a certain time T is compared with the reference interval PCref, and if there is a count value PC smaller than the reference interval PCref, the signal dec is output. . Based on this signal dec, the CPU 14 is configured to switch the switches SW1 to SW4 in FIG. 2, the switches SW10 to SW13 in FIG. 7, and the like so as to reduce the gains of the operational amplifiers 12 and 12a.
[0041]
When there is no longer a count value PC smaller than the reference interval PCref, the detection signal inc is output. Based on the signal inc, the CPU 14 is configured to switch the switches SW1 to SW4 in FIG. 2, the switches SW10 to SW13 in FIG. 7, and the like so as to increase the gains of the operational amplifiers 12 and 12a. Note that the reference interval PCref can be set as an optimum range having a dead zone, and the gain can be changed when the count value PC deviates from the dead zone.
[0042]
It should be noted that the number of gain setting stages, that is, the signals s1 to s4 for switching the switches SW1 to SW4 and the switches SW10 to SW13 are not limited to the numbers shown in the above-described embodiment, but may be increased or decreased.
[0043]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, according to the present invention, since the vibration of the target object can be detected without being affected by the background noise, an accurate natural frequency and a tension measurement result based thereon can be obtained. be able to.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a hardware configuration of a measuring apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a hardware configuration of a gain adjuster according to the first embodiment.
FIG. 3 is a diagram illustrating main functions of a gain adjuster.
FIG. 4 is a hardware configuration block diagram of a gain adjuster according to a modification of the first embodiment.
FIG. 5 is a hardware configuration block diagram of a gain adjuster according to a modification of the second embodiment.
FIG. 6 is a diagram illustrating main functions of a gain adjuster.
FIG. 7 is a hardware configuration block diagram of a gain adjuster according to a modification of the third embodiment.
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a waveform of background noise.
FIG. 9 is a diagram showing an operation panel of a tension measuring device.
FIG. 10 is a flowchart illustrating an example of an operation procedure of the tension measuring device.
FIG. 11 is a diagram illustrating a main function for detecting a signal interval of background noise.
FIG. 12 is a diagram illustrating an example of frequency characteristics.
FIG. 13 is a diagram illustrating an example of an optimum gain setting table.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1a, 1b ... Pulley, 2 ... Belt, 3 ... Microphone, 4 ... Filter, 5 ... Comparator. 12 ... Amplifier, 13 ... Gain adjuster, 14 ... CPU

Claims

In the natural frequency measuring device for measuring the natural frequency of the object to be measured based on the vibration waveform of the object to be measured detected by the microphone,
Amplifying means for amplifying the vibration waveform detected by the microphone;
Waveform shaping means for shaping the vibration waveform amplified by the amplification means according to a predetermined threshold;
Arithmetic means for detecting the natural frequency of the object to be measured based on the vibration waveform shaped by the waveform shaping means;
When the number of peaks of the vibration waveform output from the waveform shaping means within the measurement time, which is the maximum period of the natural frequency of the object to be measured, of the vibration waveform output from the waveform shaping means is greater than the reference peak number A background noise level detection means for outputting a high level detection result and, if there are few, a low level detection result as a background noise level,
Gain adjusting means for reducing the amplification gain in response to the high level detection result and increasing the amplification gain of the amplification means in response to the low level detection result;
A power switch for turning on the natural frequency measuring device and energizing the amplifying means, the calculating means, the background noise level detecting means, and the gain adjusting means, and starting adjustment of the amplification gain;
And a measurement switch for stopping the adjustment of the amplification gain and fixing the amplification gain, and thereafter starting the detection operation of the natural frequency by the calculation means based on the vibration waveform input from the waveform shaping means. A natural frequency measuring device characterized by that.

In the natural frequency measuring device for measuring the natural frequency of the object to be measured based on the vibration waveform of the object to be measured detected by the microphone,
Amplifying means for amplifying the vibration waveform detected by the microphone;
Waveform shaping means for shaping the vibration waveform amplified by the amplification means according to a predetermined threshold;
Arithmetic means for detecting the natural frequency of the object to be measured based on the vibration waveform shaped by the waveform shaping means;
When the peak interval of the vibration waveform output from the waveform shaping means is shorter than the reference peak interval within the measurement time that is the maximum period of the natural frequency of the object to be measured, a high level detection result is obtained. Background noise level detection means for outputting the result as a background noise level;
Gain adjusting means for reducing the amplification gain in response to the high level detection result and increasing the amplification gain of the amplification means in response to the low level detection result;
A power switch for turning on the natural frequency measuring device and energizing the amplifying means, the calculating means, the background noise level detecting means, and the gain adjusting means, and starting adjustment of the amplification gain;
And a measurement switch for stopping the adjustment of the amplification gain and fixing the amplification gain, and thereafter starting a detection operation of the natural frequency by the calculation means based on the vibration waveform input from the waveform shaping means. A natural frequency measuring device characterized by that.

While setting a plurality of thresholds of the waveform shaping means,
The background noise level detection means is configured to output a background noise level based on the number of peaks within a scheduled measurement time of the output waveform that has been waveform-shaped at each threshold of the waveform shaping means. The natural frequency measuring device according to claim 1.

While setting a plurality of thresholds of the waveform shaping means,
The background noise level detection unit is configured to output a background noise level based on a peak interval of an output waveform within a predetermined measurement time that has been waveform-shaped at each threshold of the waveform shaping unit. The natural frequency measuring device according to claim 2.

The amplification means is an operational amplifier,
5. The gain adjustment unit according to claim 1, wherein the gain adjustment unit is configured to increase or decrease the amplification gain by changing a resistance value of a resistor provided in a feedback circuit of the operational amplifier. The natural frequency measuring device described in 1.

The resistor is a resistor group composed of a plurality of resistors, and includes switch means for selecting a combined resistance value by switching connection of the plurality of resistors.
6. The natural frequency measuring device according to claim 5, wherein the gain adjusting means is configured to increase or decrease an amplification gain by switching the switch means.

The resistor is a photoelectric conversion element whose resistance value changes according to the amount of light, and the gain adjustment means is configured to change the resistance value by changing the light amount of a light emitting element paired with the photoelectric conversion element. 6. The natural frequency measuring device according to claim 5 , wherein the natural frequency measuring device is provided.

The amplification means is an operational amplifier,
2. The configuration according to claim 1, wherein a cutoff frequency is changed by changing a capacitance of a capacitor provided in a feedback circuit of the operational amplifier, and the amplification gain with respect to the frequency to be measured is increased or decreased. 5. The natural frequency measuring device according to any one of 4 above.

The capacitor is a capacitor group composed of a plurality of capacitors, and comprises switch means for selecting a combined capacitance by switching connection of the plurality of capacitors.
9. The natural frequency measuring device according to claim 8, wherein the gain adjusting means is configured to increase or decrease an amplification gain by switching the switch means.

The object to be measured is a band-like or linear object spanned between two points,
A tension calculating means for calculating the tension of the belt-like or linear object using a predetermined calculation formula based on the natural frequency detected by the natural frequency measuring device according to claim 1. A tension measuring device characterized by that.