JP3753978B2

JP3753978B2 - DC-DC converter control method

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Publication number: JP3753978B2
Application number: JP2001375858A
Authority: JP
Inventors: 宏信金; 勝美深沢; 浩忠吉良
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2001-12-10
Filing date: 2001-12-10
Publication date: 2006-03-08
Anticipated expiration: 2021-12-10
Also published as: JP2003180075A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、変圧器の１次側にインバータ回路を形成し変圧器の２次側に負荷へ所要の直流電圧を出力する整流回路を接続して構成されたＤＣ−ＤＣコンバータを制御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年のパワーエレクトロニクスの発達によって、電力制御に電力変換装置が多く採用されるようになり、電力系統には電力変換装置のスイッチング時に発生する高調波が増大している。
【０００３】
産業用直流電源装置においては、この高調波を抑制するため高力率コンバータやＰＷＭコンバータの研究開発が行われている。さらに、電源機器より発生する電磁誘導ノイズを抑制するため、電力変換装置のスイッチ素子をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）またはゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）させるソフトスイッチング技術を適用した低ノイズ化の研究も行われている。
【０００４】
ＤＣ−ＤＣコンバータの分野においてもソフトスイッチング技術を適用し特性改善を目指した実用化研究が行われている。ソフトスイッチングにより、ノイズ低減だけでなく、スイッチ素子のスイッチング損失も大幅に低減できるので、コンバータの高効率化が図れる。
【０００５】
図８は、スイッチ素子として電圧駆動型電力用半導体素子（ＩＧＢＴ）を用いた従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。図８において、直流電源１からの直流電力は、第１のスイッチ素子２ａ乃至第４のスイッチ素子２ｄで交流電力に変換される。第１のスイッチ素子２ａ乃至第４のスイッチ素子２ｄで変換された交流電力は、変圧器５の１次巻線５ａから２次巻線５ｂを通して２次側の整流器１５に入力される。そして、整流器１５の整流ダイオード６ａ〜６ｄで整流されて直流電力に変換され、平滑用のリアクトル７及びコンデンサ８介して負荷９に供給される。
【０００６】
第１のスイッチ素子２ａには逆導通ダイオード３ａが並列接続され、スナバ回路としてスナバコンデンサ４ａが直に並列接続されている。同様に、第２のスイッチ素子２ｂにも逆導通ダイオード３ｂが並列接続され、スナバ回路としてスナバコンデンサ４ｂが直に並列接続されている。
【０００７】
また、第３のスイッチ素子２ｃには逆導通ダイオード３ｃが並列接続され第１の共振用リアクトル１１ａが直列接続されている。同様に、第４のスイッチ素子２ｄには逆導通ダイオード３ｄが並列接続され第２の共振用リアクトル１１ｂが直列接続されている。さらに、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとの第１の接続点と、第３のスイッチ素子２ｃと第４のスイッチ素子２ｄとの第２の接続点との間に、共振用コンデンサ１０が接続され、この共振用コンデンサ１０には変圧器５に直列に接続されている。
【０００８】
第１のスイッチ素子２ａ及び第４のスイッチ素子２ｄが共にオンしているとき、または第２のスイッチ素子２ｂ及び第３のスイッチ素子２ｃが共にオンしているときに変圧器５の１次側から変圧器５の２次側に電力が供給される。また、共振用コンデンサ１０及び共振用リアクトル１１ａ、１１ｂにより電流波形を正弦波状にし、第１のスイッチ素子２ａ〜第４のスイッチ素子２ｄのスイッチング時の負担を軽減している。
【０００９】
スナバコンデンサ４ａ、４ｂは、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのオンオフに従って充放電を繰り返し行い、ターンオン及びターンオフ時に第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのソフトスイッチングを実現している。
【００１０】
すなわち、第１のスイッチ素子２ａがオンしているときにはスナバコンデンサ４ａは放電しており、第１のスイッチ素子２ａはゼロ電圧でターンオフする。一方、第１のスイッチ素子２ａがオフ時にはスナバコンデンサ４ａには電荷が充電されているが、ターンオンする際には第２のスイッチ素子２ｂのターンオフに伴ってスナバコンデンサ４ａの電荷が放電され、第１のスイッチ素子２ａがターンオンする時にはゼロ電圧を実現している。従って、第１のスイッチ素子２ａはゼロ電圧でターンオンする。このような共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの詳細な回路動作は、特開平７−２２２４４４号公報に記載されている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、軽負荷時などで負荷電流が小さい場合には、第１のスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａ及び第２のスイッチ素子２ｂのスナバコンデンサ４ｂの充放電が長くなってしまう。さらに、より軽負荷となると、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの充放電ができなくなってしまうことがあり、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）ができなくなってしまう。
【００１２】
例えば、軽負荷時でスナバコンデンサ４ａ、４ｂの充放電が長い場合には、その充放電の動作中に第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂをオンすることになり、その場合には、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの残留電荷による電圧が第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂにかかり、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）ができなくなってしまう。
【００１３】
それを回避するため、変圧器５の１次巻線５ａと並列に補助インダクタンスを挿入し、この補助インダクタンスによる電流によりスナバコンデンサ４ａ、４ｂを確実に充放電させる場合がある。しかし、この場合には、第１のスイッチ素子２ａや第２のスイッチ素子２ｂに変圧器５の１次巻線５ａに流れる負荷電流に加え、この補助インダクタンスによる電流が流れることになるので、補助インダクタンスによる損失の発生、第１のスイッチ素子２ａや第２のスイッチ素子２ｂの通電損失の増加により、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が低下することになる。
【００１４】
このように、軽負荷時においてはスナバコンデンサ４ａ、４ｂの充放電ができなくなり、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの充放電を確実に行わせようとすると効率が低下する。
【００１５】
本発明の目的は、軽負荷時においても効率を低下させることなくスイッチ素子を確実にソフトスイッチングさせることができるＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法は、一方の端子が直流電源の正極に接続され逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列接続された第１のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の負極に他方の端子が前記第１のスイッチ素子の他方の端子に接続され逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列接続された第２のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の正極に第１の共振用リアクタンスを介して接続され逆導通ダイオードが並列接続された第３のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の負極に第２の共振用リアクタンスを介して他方の端子が前記第３のスイッチ素子の他方の端子に接続され逆導通ダイオードが並列接続された第４のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との第１の接続点と前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子との第２の接続点との間に接続された共振用コンデンサと、前記共振用コンデンサと直列接続された変圧器の１次側巻線と、前記変圧器の２次側巻線に接続され１次巻線からの電力を直流に変換して負荷に直流を出力する整流器とから構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１のスイッチ素子、第２のスイッチ素子、第３のスイッチ素子、第４のスイッチ素子をオンオフ制御して前記負荷への電力供給を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法において、前記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子のソフトスイッチングができなくなる軽負荷時に、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とのいずれか一方のみをオンオフ制御し、他方はオフ状態を維持し、前記負荷に電力を供給するようにしたことを特徴とする。
【００１７】
請求項１の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法においては、軽負荷時においては、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子とのいずれか一方のみをオンオフ制御し、他方はオフ状態を維持したままで負荷に電力を供給する。これにより、軽負荷時に第１のスイッチ素子のスナバコンデンサと第２のスイッチ素子のスナバコンデンサとの充放電が適切に行われなくともソフトスイッチングで、しかも効率よく電力を負荷に供給できる。
【００２０】
請求項２の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法は、請求項１の発明において、前記第１のスイッチ素子の素子電圧または前記第２のスイッチ素子の素子電圧が一定値以下の状態で、前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子をオンさせることを特徴とする。
【００２１】
請求項２の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法においては、請求項１の発明の作用に加え、第１のスイッチ素子の素子電圧または第２のスイッチ素子の素子電圧が一定値以下か否かを確認し、一定値以下の場合に初めて、第１のスイッチ素子または第２のスイッチ素子をオンさせる。これにより、ソフトスイッチングを確実にする。
【００２２】
請求項３の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法は、請求項１の発明において、前記共振用コンデンサの電圧の極性方向に基づいて、前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子のうち、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ素子とを決定することを特徴とする。
【００２３】
請求項３の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法においては、請求項１の発明の作用に加え、共振用コンデンサの電圧の極性方向に基づいて、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ素子とを決定する。スナバコンデンサの残留電荷がスイッチ素子を流れない方向のスイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ素子として選択する。
【００２４】
請求項４の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法は、請求項１の発明において、前記共振用コンデンサの充電電圧の極性を反転させ、前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子のうち、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ素子を入れ換えることを特徴とする。
【００２５】
請求項４の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法においては、請求項１の発明の作用に加え、第１のスイッチ素子または第２のスイッチ素子のうち、オンオフ制御するスイッチ素子に対して、スナバコンデンサの残留電荷が流れない方向に共振用コンデンサの充電電圧の極性を反転させる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図である。この第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータは、図８に示したＤＣ−ＤＣコンバータと同一構成であるので、同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００２７】
図１（ａ）は、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄとを共にオンして負荷９に電力を供給している状態を示しており、また、図１（ｂ）は、図１（ａ）の状態から第１のスイッチ素子２ａをオフし、その後に第４のスイッチ素子２ｄをオフとし、さらに第３のスイッチ素子２ｃをオンとした状態を示している。
【００２８】
第１の実施の形態では、軽負荷時には第２のスイッチ素子２ｂはオフ状態に維持し、第１のスイッチ素子２ａをオンオフ制御して負荷９に電力を供給する。この場合、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄとを共にオンして負荷９に電力を供給し、第１のスイッチ素子２ａをオフとした後に第４のスイッチ素子２ｄをオフとし、次に第３のスイッチ素子２ｃをオンとして、第１のスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａに蓄積された残留電荷を放電させる。そして、以下、この動作を繰り返し行い、軽負荷時に負荷９に電力を供給すると共に、第１のスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａに蓄積された残留電荷を放電させ、第１のスイッチ素子２ａのソフトスイッチングを実現している。
【００２９】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を適用した場合の動作波形図である。
【００３０】
（１）期間Ｔ１
第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄとの双方がオンしているときは、図１（ａ）に示すように直流電源１からの電源電圧が変圧器５にかかる。従って、変圧器５の一次巻線５ａから変圧器５の２次巻線５ｂに電力が供給される。すなわち、変圧器５の１次巻線５ａに発生している電圧を２次巻線５ｂから整流器１５に入力し、整流器１５の整流用ダイオード６ａ〜６ｄで整流し、直流電圧として負荷９に印加する。これにより負荷９に負荷電流が供給され、一次側に電流Ｉｃｒが流れる。なお、この負荷電流は、リアクトル７及びコンデンサ８で平滑される。
【００３１】
２次側に供給される負荷電流は第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄのオン重なり期間で制御される。つまり、第１のスイッチ素子２ａをオンした後に第４のスイッチ素子２ｄをオンし、そのオンの重なり期間を制御する。なお、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒは、低負荷電流であるのでほぼ一定となっている。
【００３２】
また、第１のスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１は、第１のスイッチ素子２ａがオンしていることからほぼゼロであり、一方、第２のスイッチ素子２ｂのスナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ２は、第２のスイッチ素子２ｂがオフしていることからほぼ直流電源電圧Ｖｃｃとなっている。
【００３３】
（２）期間Ｔ２
期間Ｔ１では第１のスイッチ素子２ａはスナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１がゼロであるので、時点ｔ１で第１のスイッチ素子２ａをオフしたとすると、第１のスイッチ素子２ａはゼロ電圧ターンオフとなる。第１のスイッチ素子２ａをオフすると、スナバコンデンサ４ａには直流電源電圧Ｖｃｃが印加されるので、スナバコンデンサ４ａは充電を開始すると共に、スナバコンデンサ４ｂは放電を開始する。
【００３４】
この場合、低負荷電流であるので、スナバコンデンサ４ａが完全に直電源電圧Ｖｃｃまで充電され、スナバコンデンサ４ｂがゼロまで放電される前に共振が終了する。共振が終了すると共振電流はゼロとなり、電流Ｉｃｒはゼロとなる。この状態では、スナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１は直流電源電圧Ｖｃｃより小さい値（Ｖｃｃ＞Ｖｓ１）となり、スナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ２は（Ｖｓ２＝Ｖｃｃ一Ｖｓ１）となる。つまり、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの双方に電荷が蓄積された状態となる。
【００３５】
（３）期間Ｔ３
時点ｔ２で第４のスイッチ素子２ｄをオフし、その後に第３のスイッチ素子２ｃをオンする。このとき、両スイッチ素子２ｄ、２ｃには電流は流れていないので、ゼロ電流スイッチングとなる。
【００３６】
第３のスイッチ素子２ｃをオンすると、スナバコンデンサ４ｂに直流電源電圧Ｖｃｃが印加されるのでスナバコンデンサ４ｂへの充電電流が流れ、また、スナバコンデンサ４ａからの放電が開始される。すなわち、第３のスイッチ素子２ｃのオンにより、スナバコンデンサ４ｂへの充電電流及びスナバコンデンサ４ａの放電電流が変圧器５の１次巻線５ａに流れ、２次側にそれに比例した負荷電流が流れる。この場合の電流Ｉｃｒの向きは期間Ｔ１のときの逆向きとなる。
【００３７】
これにより、スナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ２が直流電源電圧値Ｖｃｃになり、スナバコンデンサ４ａの電圧がゼロとなった時点ｔ３で、一次側の電流Ｉｃｒは逆導通ダイオード３ａ及び第３のスイッチ素子２ｃを通って還流する。電流Ｉｃｒはスナバコンデンサ４ｂヘの充電電流と低電流であるため、共振用コンデンサ１０の充電電圧Ｖｃｒはほぼ一定で期間Ｔ１と変化はない。
このように、第１の実施の形態では、軽負荷時の低負荷電流において、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのうち一方をオフ継続し、他方のみをスイッチングさせることで、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの充放電による電圧変動を、この低負荷電流値で充放電可能な直流電源電圧Ｖｃｃ以下の電圧とすることができる。これにより、低電流においても第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのうちスイッチングしているスイッチ素子をソフトスイッチングさせることができる。
【００３８】
さらに、変圧器５の１次側から２次側への電力供給は、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄのオン重なりによる供給と、スナバコンデンサ４ａ、４ｂヘの充放電による供給が半周期ごとに行われるので、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄ、及び第２のスイッチ素子２ｂと第３のスイッチ素子２ｃとのオン重なりによる電力供給の場合と比較して、より低電力を２次側へ供給可能となる。これにより、軽負荷時においても負荷電圧を一定に制御することができる。
【００３９】
次に、本発明の第２の実施の形態を説明する。図３は本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図である。この第２の実施の形態は、軽負荷時においては、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとの双方をオフ状態に維持し、第３のスイッチ素子２ｃと第４のスイッチ素子２ｄとを交互にオンオフ制御して、第１のスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａや第２のスイッチ素子２ｂのスナバコンデンサ４ｂを介して負荷９に電力を供給するようにしたものである。第２の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータは、図８に示したＤＣ−ＤＣコンバータと同一構成であるので、同一要素には同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００４０】
図３（ａ）は、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとを共にオフ状態にし、第４のスイッチ素子をオンにして負荷９に電力を供給している状態を示しており、また、図３（ｂ）は、図３（ａ）の状態から第４のスイッチ素子２ｄをオフし、その後に第３のスイッチ素子２ｃをオンにして負荷９に電力を供給している状態を示している。
【００４１】
図４は、本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を適用した場合の動作波形図である。いま、時点ｔ１で第４のスイッチ素子２ｄをオンしたとすると、第１のスイッチスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａに直流電源電圧Ｖｃｃが印加されるので、スナバコンデンサ４ａは充電を開始し、一方、第２のスイッチスイッチ素子２ｂのスナバコンデンサ４ｂはゼロ電圧となるので、放電を開始する。この場合の充放電電流は電流Ｉｃｒとして変圧器５の一次巻線５ａに流れる。この電流Ｉｃｒに比例して変圧器５の２次側に負荷電流が流れる。
【００４２】
そして、スナバコンデンサ４ａが充電を終了してスナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１が直流電源電圧Ｖｃｃとなり、スナバコンデンサ４ｂが放電を終了してスナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ２がゼロとなると、電流Ｉｃｒはゼロとなる。
【００４３】
次に、第４のスイッチ素子２ｄをオフし、その後の時点ｔ２で第３のスイッチ素子２ｃをオンすると、第２のスイッチスイッチ素子２ｂのスナバコンデンサ４ｂに直流電源電圧Ｖｃｃが印加される。従って、スナバコンデンサ４ｂは充電を開始する。一方、第１のスイッチスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａはゼロ電圧となるので放電を開始する。この場合の充放電電流は電流Ｉｃｒとして変圧器５の一次巻線５ａに流れる。この電流Ｉｃｒは逆向きとなる。そして、この電流Ｉｃｒに比例して変圧器５の２次側に負荷電流が流れる。
【００４４】
そして、スナバコンデンサ４ｂが充電を終了してスナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ１２直流電源電圧Ｖｃｃとなり、スナバコンデンサ４ａが放電を終了してスナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１がゼロとなると電流Ｉｃｒはゼロとなる。
【００４５】
このように、第２の実施の形態では、軽負荷時の低負荷電流において、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとをオフ継続させ、第３のスイッチ素子２ｃ及び第４のスイッチ素子２ｄのみをスイッチングする。これにより、変圧器５の１次側から２次側への電力供給は、第３のスイッチ素子２ｃ及び第４のスイッチ素子２ｄのスイッチングによるスナバコンデンサ４ａ、４ｂの充放電により行われる。
【００４６】
従って、全周期が、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄ、及び第２のスイッチ素子２ｂと第３のスイッチ素子２ｃとのオン重なりによる電力供給の場合と比較して、より低電力を２次側へ供給可能となる。これにより、軽負荷時においても負荷電圧を一定に制御することができる。また、第１のスイッチ素子２ａ及び第２のスイッチ素子２ｂはスイッチングさせないので、両スイッチ素子による損失は一切発生しない。
【００４７】
次に、本発明の第３の実施の形態を説明する。図５は本発明の第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図である。この第３の実施の形態は、第１の実施の形態に対し、第１のスイッチ素子２ａの素子電圧Ｖｓ１または第２のスイッチ素子２ｂの素子電圧Ｖｓ２が一定値以下か否かを確認し、一定値以下の場合に初めて、第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂをオンさせるようにしたものである。
【００４８】
図５に示すように、第１のスイッチ素子２ａをオンさせるゲート信号はゲート回路１２ａからＡＮＤ回路１６ａを介して第１のスイッチ素子２ａに出力され、同様に、第２のスイッチ素子２ｂをオンさせるゲート信号はゲート回路１２ｂからＡＮＤ回路１６ｂを介して第２のスイッチ素子２ｂに出力される。
【００４９】
比較器１３ａは第１のスイッチ素子２ａの素子電圧Ｖｓ１（スナバコンデンサ４ａの電圧）と予め設定された設定値と比較し、素子電圧Ｖｓ１がその設定値以下である場合にＡＮＤ回路１６ａに論理値「１」の信号を出力し、ゲート回路１２ａからのゲート信号の出力を許可する。同様に、比較器１３ｂは第２のスイッチ素子２ｂの素子電圧Ｖｓ２（スナバコンデンサ４ｂの電圧）と予め設定された設定値と比較し、素子電圧Ｖｓ２がその設定値以下である場合にＡＮＤ回路１６ｂに論理値「１」の信号を出力し、ゲート回路１２ｂからのゲート信号の出力を許可する。この場合の設定値としては、スナバコンデンサ４ａ、４ｂがほぼ完全に放電したとみなせる素子電圧とする。
【００５０】
このように、第３の実施の形態では、第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂの素子電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２を検出し、素子電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２が設定値以下となるまで、ゲート回路１２ａ、１２ｂからのオンゲート信号があったとしてもオンさせない。これにより、図２に示す時点ｔ３以降に、第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂがオンすることになる。これにより、第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂのターンオン時において、確実にソフトスイッチングさせることができる。
【００５１】
次に、本発明の第４の実施の形態を説明する。図６は本発明の第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図である。この第４の実施の形態は、第１の実施の形態に対し、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性方向に基づいて、第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂのうち、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ素子とを決定するようにしたものである。
【００５２】
図６に示すように、ゲート回路１２ａ、１２ｂに対し、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が入力されている。ゲート回路１２ａでは、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が、第１のスイッチ素子２ａがオンしたときにスナバコンデンサ４ａの残留電荷が第１のスイッチ素子２ａを流れない方向であるときに、第１のスイッチ素子２ａをオンオフ制御するスイッチ素子として選択する。一方、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が、第１のスイッチ素子２ａがオンしたときにスナバコンデンサ４ａの残留電荷が第１のスイッチ素子２ａを流れる方向であるときには、第１のスイッチ素子２ａはオフ状態を維持するスイッチ素子と判断する。
【００５３】
同様に、ゲート回路１２ｂでは、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が、第２のスイッチ素子２ｂがオンしたときにスナバコンデンサ４ｂの残留電荷が第２のスイッチ素子２ｂを流れない方向であるときに、第２のスイッチ素子２ｂをオンオフ制御するスイッチ素子として選択する。一方、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が、第２のスイッチ素子２ｂがオンしたときにスナバコンデンサ４ｂの残留電荷が第２のスイッチ素子２ｂを流れる方向であるときには、第２のスイッチ素子はオフ状態を維持するスイッチ素子と判断する。
【００５４】
このように、第４の実施の形態では、第１の実施の形態でのＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を実現するにあたって、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性を検出し、共振用コンデンサ１０の充電電圧方向により、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのうちオフ状態を継続するスイッチ素子及びスイッチングを継続するスイッチ素子を決定する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータが軽負荷時に動作を開始する場合に、スイッチングを継続するスイッチ素子に対しソフトスイッチングを実現できる。
【００５５】
次に、本発明の第５の実施の形態を説明する。図７は本発明の第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図である。この第５の実施の形態は、第１の実施の形態に対し、軽負荷時のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を開始するにあたり、共振用コンデンサ１０の充電電圧Ｖｃｒの極性を反転させ、第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂのうち、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ素子を入れ換えるようにしたものである。
【００５６】
図７に示すように、ゲート回路１２ａ、１２ｂに対し、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が入力されている。また、共振用コンデンサ１０には並列に電圧反転回路１４が接続されている。
【００５７】
電圧反転回路１４では、第１のスイッチ素子２ａをオンオフ制御するスイッチ素子として選択する場合には、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性を、第１のスイッチ素子２ａがオンしたときにスナバコンデンサ４ａの残留電荷が第１のスイッチ素子２ａを流れない方向とする。同様に、第２のスイッチ素子２ｂをオンオフ制御するスイッチ素子として選択する場合には、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性を、第２のスイッチ素子２ｂがオンしたときにスナバコンデンサ４ｂの残留電荷が第２のスイッチ素子２ｂを流れない方向とする。
【００５８】
このように、第５の実施の形態では、第１の実施の形態でのＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を実現するにあたって、共振用コンデンサ１０の充電電圧方向を電圧反転回路１４で反転させ、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのうちオフ状態を継続するスイッチ素子及びスイッチングを継続するスイッチ素子を入れ換える。これにより、軽負荷時のＤＣ−ＤＣコンバータの動作において、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとの切り換えが可能となり、双方のスイッチ素子２ａ、２ｂの使用頻度を平均化できる。
【００５９】
【発明の効果】
以上の説明のように、本発明によれば、軽負荷時の低負荷電流においてもスイッチ素子のソフトスイッチングが可能となり、また、適正に負荷電圧を一定に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を適用した場合の動作波形図。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を適用した場合の動作波形図。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図。
【図６】本発明の第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図。
【図７】本発明の第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法の説明図。
【図８】従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図。
【符号の説明】
１…直流電源、２ａ…第１のスイッチ素子、２ｂ…第２のスイッチ素子、２ｃ…第３のスイッチ素子、２ｄ…第４のスイッチ素子、３ａ〜３ｄ…逆導通ダイオード、４ａ、４ｂ…スナバコンデンサ、５…変圧器、５ａ…１次巻線、５ｂ…２次巻線、６ａ〜６ｄ…整流ダイオード、７…リアクトル、８…コンデンサ、９…負荷、１０…共振用コンデンサ、１１ａ、１１ｂ…共振用リアクトル、１２ａ、１２ｂ…ゲート回路、１３ａ、１３ｂ…比較器、１４ …電圧反転回路、１５…整流器、１６ａ、１６ｂ…ＡＮＤ回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention controls a DC-DC converter configured by forming an inverter circuit on the primary side of a transformer and connecting a rectifier circuit that outputs a required DC voltage to a load on the secondary side of the transformer. The present invention relates to a DC converter control method.
[0002]
[Prior art]
With the recent development of power electronics, many power converters have been adopted for power control, and harmonics generated during switching of the power converter are increasing in the power system.
[0003]
In industrial DC power supply devices, research and development of high power factor converters and PWM converters are being carried out in order to suppress this harmonic. In addition, in order to suppress electromagnetic induction noise generated from power supply equipment, research on noise reduction using soft switching technology that switches the switching elements of power converters to zero voltage switching (ZVS) or zero current switching (ZCS) has also been conducted. ing.
[0004]
Also in the field of DC-DC converters, practical application studies aiming at improving characteristics by applying soft switching technology are being conducted. With soft switching, not only noise reduction but also switching loss of the switch element can be greatly reduced, so that the efficiency of the converter can be improved.
[0005]
FIG. 8 is a configuration diagram of a conventional resonant DC-DC converter using a voltage-driven power semiconductor element (IGBT) as a switching element. In FIG. 8, the DC power from the DC power source 1 is converted into AC power by the first switch element 2a to the fourth switch element 2d. The AC power converted by the first switch element 2a to the fourth switch element 2d is input from the primary winding 5a of the transformer 5 to the secondary rectifier 15 through the secondary winding 5b. Then, it is rectified by the rectifier diodes 6 a to 6 d of the rectifier 15, converted into DC power, and supplied to the load 9 through the smoothing reactor 7 and the capacitor 8.
[0006]
A reverse conducting diode 3a is connected in parallel to the first switch element 2a, and a snubber capacitor 4a is directly connected in parallel as a snubber circuit. Similarly, a reverse conducting diode 3b is also connected in parallel to the second switch element 2b, and a snubber capacitor 4b is directly connected in parallel as a snubber circuit.
[0007]
Further, a reverse conducting diode 3c is connected in parallel to the third switch element 2c, and a first resonance reactor 11a is connected in series. Similarly, a reverse conducting diode 3d is connected in parallel to the fourth switch element 2d, and a second resonance reactor 11b is connected in series. Further, resonance occurs between the first connection point between the first switch element 2a and the second switch element 2b and the second connection point between the third switch element 2c and the fourth switch element 2d. A capacitor 10 is connected, and the resonance capacitor 10 is connected in series with the transformer 5.
[0008]
The primary side of the transformer 5 when the first switch element 2a and the fourth switch element 2d are both turned on, or when the second switch element 2b and the third switch element 2c are both turned on. To supply the secondary side of the transformer 5. Further, the current waveform is made sinusoidal by the resonance capacitor 10 and the resonance reactors 11a and 11b, so that the burden at the time of switching of the first switch element 2a to the fourth switch element 2d is reduced.
[0009]
The snubber capacitors 4a and 4b repeatedly charge and discharge according to the on / off state of the first switch element 2a and the second switch element 2b, and the soft switch between the first switch element 2a and the second switch element 2b at the time of turn-on and turn-off. Switching is realized.
[0010]
That is, when the first switch element 2a is on, the snubber capacitor 4a is discharged, and the first switch element 2a is turned off at zero voltage. On the other hand, when the first switch element 2a is off, the snubber capacitor 4a is charged. When the first switch element 2a is turned on, the charge of the snubber capacitor 4a is discharged along with the turn-off of the second switch element 2b. A zero voltage is realized when one switch element 2a is turned on. Accordingly, the first switch element 2a is turned on at zero voltage. The detailed circuit operation of such a resonant DC-DC converter is described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-222444.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the load current is small, such as during a light load, charging / discharging of the snubber capacitor 4a of the first switch element 2a and the snubber capacitor 4b of the second switch element 2b becomes long. Furthermore, when the load is lighter, the snubber capacitors 4a and 4b may not be charged / discharged, and zero voltage switching (ZVS) cannot be performed.
[0012]
For example, when the charging / discharging of the snubber capacitors 4a, 4b is long at light load, the first switching element 2a or the second switching element 2b is turned on during the charging / discharging operation. The voltage due to the residual charge of the snubber capacitors 4a and 4b is applied to the first switch element 2a or the second switch element 2b, and zero voltage switching (ZVS) cannot be performed.
[0013]
In order to avoid this, an auxiliary inductance may be inserted in parallel with the primary winding 5a of the transformer 5, and the snubber capacitors 4a and 4b may be reliably charged and discharged by the current due to the auxiliary inductance. However, in this case, in addition to the load current flowing in the primary winding 5a of the transformer 5 in the first switch element 2a and the second switch element 2b, a current due to this auxiliary inductance flows. The efficiency of the DC-DC converter is reduced due to the generation of loss due to inductance and the increase of the conduction loss of the first switch element 2a and the second switch element 2b.
[0014]
As described above, the snubber capacitors 4a and 4b cannot be charged / discharged at a light load, and the efficiency is lowered if the snubber capacitors 4a and 4b are surely charged / discharged.
[0015]
An object of the present invention is to provide a DC-DC converter control method capable of surely soft-switching a switch element without reducing efficiency even at a light load.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
The DC-DC converter control method according to the first aspect of the present invention includes a first switch element in which one terminal is connected to a positive electrode of a DC power source and a reverse conducting diode and a snubber capacitor are connected in parallel, and one terminal is a DC power source. A second switch element in which the other terminal is connected to the other terminal of the first switch element and a reverse conducting diode and a snubber capacitor are connected in parallel, and one terminal is connected to the positive electrode of the DC power source. A third switch element connected via a resonant reactance and connected in parallel with a reverse conducting diode, one terminal connected to the negative electrode of the DC power supply, and the other terminal connected to the third switch via a second resonant reactance A first switch element connected to the other terminal of the element and connected in parallel with a reverse conducting diode; and a first switch element and a first switch element A resonance capacitor connected between a connection point and a second connection point of the third switch element and the fourth switch element, and a primary side of a transformer connected in series with the resonance capacitor The first DC-DC converter comprising a winding and a rectifier connected to the secondary winding of the transformer and converting the electric power from the primary winding to a direct current and outputting the direct current to a load. In the DC-DC converter control method for controlling power supply to the load by controlling on / off of the switch element, the second switch element, the third switch element, and the fourth switch element, At a light load where soft switching of the first switch element and the second switch element cannot be performed, Only one of the first switch element and the second switch element is on / off controlled, the other is maintained in an off state, and power is supplied to the load.
[0017]
In the DC-DC converter control method according to the first aspect of the invention, at the time of light load, only one of the first switch element and the second switch element is on / off controlled, and the other is kept off. Power is supplied to the load. As a result, even when charging / discharging of the snubber capacitor of the first switch element and the snubber capacitor of the second switch element is not properly performed at a light load, power can be efficiently supplied to the load.
[0020]
Claim 2 In the DC-DC converter control method according to the invention of claim 1, the element voltage of the first switch element or the element voltage of the second switch element is equal to or lower than a certain value in the first invention. The switch element or the second switch element is turned on.
[0021]
Claim 2 In the DC-DC converter control method according to the invention, in addition to the operation of the invention of claim 1, it is confirmed whether the element voltage of the first switch element or the element voltage of the second switch element is equal to or lower than a predetermined value. The first switch element or the second switch element is turned on only when the value is equal to or smaller than a certain value. This ensures soft switching.
[0022]
Claim 3 The DC-DC converter control method according to the present invention is the on-off control of the first switch element or the second switch element based on the polarity direction of the voltage of the resonance capacitor. It is characterized in that a switching element to be turned on and a switching element to be maintained in an off state are determined.
[0023]
Claim 3 In the DC-DC converter control method according to the invention, in addition to the operation of the invention of claim 1, a switch element that performs on / off control and a switch element that maintains an off state are provided based on the polarity direction of the voltage of the resonance capacitor. decide. A switch element is selected as a switch element for on / off control in a direction in which the residual charge of the snubber capacitor does not flow through the switch element.
[0024]
Claim 4 The DC-DC converter control method according to the invention of claim 1 is characterized in that, in the invention of claim 1, the polarity of the charging voltage of the resonance capacitor is inverted, and on-off control is performed among the first switch element and the second switch element. The switching element that switches off and the switching element that maintains the off state are interchanged.
[0025]
Claim 4 In the DC-DC converter control method according to the present invention, in addition to the operation of the first aspect of the invention, the snubber capacitor remains in the first switch element or the second switch element that is controlled to be turned on / off. The polarity of the charging voltage of the resonance capacitor is reversed in a direction in which no charge flows.
[0026]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below. FIG. 1 is an explanatory diagram of a method for controlling a DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention. Since the DC-DC converter in the first embodiment has the same configuration as the DC-DC converter shown in FIG. 8, the same components are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
[0027]
FIG. 1A shows a state in which the first switch element 2a and the fourth switch element 2d are both turned on to supply power to the load 9, and FIG. FIG. 1A shows a state where the first switch element 2a is turned off, the fourth switch element 2d is turned off, and the third switch element 2c is turned on.
[0028]
In the first embodiment, when the load is light, the second switch element 2b is maintained in the off state, and the first switch element 2a is controlled to be turned on / off to supply power to the load 9. In this case, both the first switch element 2a and the fourth switch element 2d are turned on to supply power to the load 9, and after the first switch element 2a is turned off, the fourth switch element 2d is turned off. Next, the third switch element 2c is turned on to discharge the residual charge accumulated in the snubber capacitor 4a of the first switch element 2a. Thereafter, this operation is repeated to supply power to the load 9 at a light load, and to discharge the residual charges accumulated in the snubber capacitor 4a of the first switch element 2a, thereby softening the first switch element 2a. Switching is realized.
[0029]
FIG. 2 is an operation waveform diagram when the DC-DC converter control method according to the first embodiment of the present invention is applied.
[0030]
(1) Period T1
When both the first switch element 2a and the fourth switch element 2d are on, the power supply voltage from the DC power supply 1 is applied to the transformer 5 as shown in FIG. Accordingly, power is supplied from the primary winding 5 a of the transformer 5 to the secondary winding 5 b of the transformer 5. That is, the voltage generated in the primary winding 5a of the transformer 5 is input to the rectifier 15 from the secondary winding 5b, rectified by the rectifying diodes 6a to 6d of the rectifier 15, and applied to the load 9 as a DC voltage. To do. As a result, a load current is supplied to the load 9, and a current Icr flows on the primary side. This load current is smoothed by the reactor 7 and the capacitor 8.
[0031]
The load current supplied to the secondary side is controlled by the on-overlap period of the first switch element 2a and the fourth switch element 2d. That is, after the first switch element 2a is turned on, the fourth switch element 2d is turned on, and the ON overlap period is controlled. The voltage Vcr of the resonance capacitor 10 is almost constant because of the low load current.
[0032]
Further, the voltage Vs1 of the snubber capacitor 4a of the first switch element 2a is substantially zero because the first switch element 2a is turned on, while the voltage Vs2 of the snubber capacitor 4b of the second switch element 2b. Is substantially the DC power supply voltage Vcc because the second switch element 2b is off.
[0033]
(2) Period T2
In the period T1, since the voltage Vs1 of the snubber capacitor 4a is zero in the first switch element 2a, if the first switch element 2a is turned off at time t1, the first switch element 2a is turned off to zero voltage. When the first switch element 2a is turned off, the DC power supply voltage Vcc is applied to the snubber capacitor 4a, so that the snubber capacitor 4a starts charging and the snubber capacitor 4b starts discharging.
[0034]
In this case, since the load current is low, the snubber capacitor 4a is completely charged to the direct power supply voltage Vcc, and the resonance ends before the snubber capacitor 4b is discharged to zero. When resonance ends, the resonance current becomes zero and the current Icr becomes zero. In this state, the voltage Vs1 of the snubber capacitor 4a is smaller than the DC power supply voltage Vcc (Vcc> Vs1), and the voltage Vs2 of the snubber capacitor 4b is (Vs2 = Vcc1Vs1). That is, electric charge is accumulated in both the snubber capacitors 4a and 4b.
[0035]
(3) Period T3
At time t2, the fourth switch element 2d is turned off, and then the third switch element 2c is turned on. At this time, since no current flows through both switch elements 2d and 2c, zero current switching is performed.
[0036]
When the third switch element 2c is turned on, the DC power supply voltage Vcc is applied to the snubber capacitor 4b, so that a charging current flows to the snubber capacitor 4b, and discharge from the snubber capacitor 4a is started. That is, when the third switch element 2c is turned on, the charging current to the snubber capacitor 4b and the discharging current of the snubber capacitor 4a flow to the primary winding 5a of the transformer 5 and a load current proportional to the secondary side flows. . In this case, the direction of the current Icr is opposite to that in the period T1.
[0037]
As a result, the voltage Vs2 of the snubber capacitor 4b becomes the DC power supply voltage value Vcc, and at time t3 when the voltage of the snubber capacitor 4a becomes zero, the primary-side current Icr causes the reverse conducting diode 3a and the third switch element 2c to Reflux through. Since the current Icr is a charging current to the snubber capacitor 4b and a low current, the charging voltage Vcr of the resonance capacitor 10 is substantially constant and does not change with the period T1.
Thus, in the first embodiment, one of the first switch element 2a and the second switch element 2b is kept off and only the other is switched at a low load current at light load. The voltage fluctuation due to charging / discharging of the snubber capacitors 4a, 4b can be set to a voltage equal to or lower than the DC power supply voltage Vcc that can be charged / discharged at this low load current value. Thereby, the switch element currently switched among the 1st switch element 2a and the 2nd switch element 2b can be soft-switched also at low current.
[0038]
Furthermore, the power supply from the primary side to the secondary side of the transformer 5 is performed by supplying the first switch element 2a and the fourth switch element 2d by ON overlap and by charging / discharging the snubber capacitors 4a and 4b. Is performed every half cycle, compared with the case of power supply by ON overlap of the first switch element 2a and the fourth switch element 2d, and the second switch element 2b and the third switch element 2c. Thus, lower power can be supplied to the secondary side. Thereby, the load voltage can be controlled to be constant even at light loads.
[0039]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 3 is an explanatory diagram of a DC-DC converter control method according to the second embodiment of the present invention. In the second embodiment, at the time of light load, both the first switch element 2a and the second switch element 2b are maintained in the OFF state, and the third switch element 2c and the fourth switch element are maintained. The power is supplied to the load 9 through the snubber capacitor 4a of the first switch element 2a and the snubber capacitor 4b of the second switch element 2b by alternately turning on and off 2d. Since the DC-DC converter in the second embodiment has the same configuration as the DC-DC converter shown in FIG. 8, the same components are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
[0040]
FIG. 3A shows a state in which the first switch element 2a and the second switch element 2b are both turned off, and the fourth switch element is turned on to supply power to the load 9. FIG. 3B shows a state in which the fourth switch element 2d is turned off from the state of FIG. 3A, and then the third switch element 2c is turned on to supply power to the load 9. Is shown.
[0041]
FIG. 4 is an operation waveform diagram when the DC-DC converter control method according to the second embodiment of the present invention is applied. Assuming that the fourth switch element 2d is turned on at time t1, the DC power supply voltage Vcc is applied to the snubber capacitor 4a of the first switch switch element 2a, so that the snubber capacitor 4a starts charging, Since the snubber capacitor 4b of the second switch element 2b becomes zero voltage, the discharge is started. In this case, the charge / discharge current flows through the primary winding 5a of the transformer 5 as the current Icr. A load current flows on the secondary side of the transformer 5 in proportion to the current Icr.
[0042]
When the snubber capacitor 4a finishes charging and the voltage Vs1 of the snubber capacitor 4a becomes the DC power supply voltage Vcc, and when the snubber capacitor 4b finishes discharging and the voltage Vs2 of the snubber capacitor 4b becomes zero, the current Icr becomes zero. .
[0043]
Next, when the fourth switch element 2d is turned off and then the third switch element 2c is turned on at time t2, the DC power supply voltage Vcc is applied to the snubber capacitor 4b of the second switch switch element 2b. Therefore, the snubber capacitor 4b starts charging. On the other hand, since the snubber capacitor 4a of the first switch element 2a becomes zero voltage, discharge is started. In this case, the charge / discharge current flows through the primary winding 5a of the transformer 5 as the current Icr. This current Icr is reversed. A load current flows on the secondary side of the transformer 5 in proportion to the current Icr.
[0044]
Then, when the snubber capacitor 4b finishes charging and becomes the voltage Vs12 DC power supply voltage Vcc of the snubber capacitor 4b, and when the snubber capacitor 4a finishes discharging and the voltage Vs1 of the snubber capacitor 4a becomes zero, the current Icr becomes zero.
[0045]
As described above, in the second embodiment, the first switch element 2a and the second switch element 2b are kept off at a low load current at a light load, and the third switch element 2c and the fourth switch element 2 Only the switch element 2d is switched. Thereby, power supply from the primary side to the secondary side of the transformer 5 is performed by charging and discharging the snubber capacitors 4a and 4b by switching of the third switch element 2c and the fourth switch element 2d.
[0046]
Accordingly, the total period is lower than that in the case of power supply by ON overlap between the first switch element 2a and the fourth switch element 2d, and the second switch element 2b and the third switch element 2c. Electric power can be supplied to the secondary side. Thereby, the load voltage can be controlled to be constant even at light loads. Further, since the first switch element 2a and the second switch element 2b are not switched, no loss is caused by both switch elements.
[0047]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 5 is an explanatory diagram of a DC-DC converter control method according to the third embodiment of the present invention. The third embodiment confirms whether or not the element voltage Vs1 of the first switch element 2a or the element voltage Vs2 of the second switch element 2b is equal to or less than a certain value, compared to the first embodiment. The first switch element 2a or the second switch element 2b is turned on for the first time when the value is below a certain value.
[0048]
As shown in FIG. 5, the gate signal for turning on the first switch element 2a is output from the gate circuit 12a to the first switch element 2a via the AND circuit 16a, and similarly, the second switch element 2b is turned on. The gate signal to be output is output from the gate circuit 12b to the second switch element 2b via the AND circuit 16b.
[0049]
The comparator 13a compares the element voltage Vs1 (voltage of the snubber capacitor 4a) of the first switch element 2a with a preset set value, and when the element voltage Vs1 is equal to or lower than the set value, the AND circuit 16a has a logical value. The signal “1” is output, and the output of the gate signal from the gate circuit 12a is permitted. Similarly, the comparator 13b compares the element voltage Vs2 (voltage of the snubber capacitor 4b) of the second switch element 2b with a preset set value, and when the element voltage Vs2 is equal to or lower than the set value, the AND circuit 16b. A signal with a logical value “1” is output to the gate circuit 12b to permit the output of the gate signal from the gate circuit 12b. The set value in this case is an element voltage at which the snubber capacitors 4a and 4b can be regarded as being almost completely discharged.
[0050]
As described above, in the third embodiment, the gate voltage is detected until the element voltages Vs1 and Vs2 of the first switch element 2a or the second switch element 2b are detected and the element voltages Vs1 and Vs2 are equal to or lower than the set values. Even if there is an on-gate signal from 12a, 12b, it is not turned on. As a result, the first switch element 2a or the second switch element 2b is turned on after time t3 shown in FIG. Thereby, soft switching can be reliably performed when the first switch element 2a or the second switch element 2b is turned on.
[0051]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 6 is an explanatory diagram of a DC-DC converter control method according to the fourth embodiment of the present invention. The fourth embodiment is different from the first embodiment in that on / off control is performed on the first switch element 2a or the second switch element 2b based on the polarity direction of the voltage Vcr of the resonance capacitor 10. The switch element to be turned on and the switch element to be maintained in the off state are determined.
[0052]
As shown in FIG. 6, the polarity of the voltage Vcr of the resonance capacitor 10 is input to the gate circuits 12a and 12b. In the gate circuit 12a, when the polarity of the voltage Vcr of the resonance capacitor 10 is such that the residual charge of the snubber capacitor 4a does not flow through the first switch element 2a when the first switch element 2a is turned on. One switch element 2a is selected as a switch element for on / off control. On the other hand, when the polarity of the voltage Vcr of the resonance capacitor 10 is such that the residual charge of the snubber capacitor 4a flows through the first switch element 2a when the first switch element 2a is turned on, the first switch element 2a Is determined to be a switch element that maintains the OFF state.
[0053]
Similarly, in the gate circuit 12b, when the polarity of the voltage Vcr of the resonance capacitor 10 is such that the residual charge of the snubber capacitor 4b does not flow through the second switch element 2b when the second switch element 2b is turned on. The second switch element 2b is selected as a switch element for on / off control. On the other hand, when the polarity of the voltage Vcr of the resonance capacitor 10 is such that the residual charge of the snubber capacitor 4b flows through the second switch element 2b when the second switch element 2b is turned on, the second switch element is It is determined that the switch element maintains the OFF state.
[0054]
As described above, in the fourth embodiment, when realizing the DC-DC converter control method in the first embodiment, the polarity of the voltage Vcr of the resonance capacitor 10 is detected, and the resonance capacitor 10 is charged. Depending on the voltage direction, the switch element that continues the OFF state and the switch element that continues the switching are determined from among the first switch element 2a and the second switch element 2b. Thereby, when the DC-DC converter starts to operate at a light load, soft switching can be realized for the switch element that continues switching.
[0055]
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described. FIG. 7 is an explanatory diagram of a DC-DC converter control method according to the fifth embodiment of the present invention. In contrast to the first embodiment, the fifth embodiment reverses the polarity of the charging voltage Vcr of the resonance capacitor 10 to start the operation of the DC-DC converter at a light load. Of the switch element 2a or the second switch element 2b, the switch element for on / off control and the switch element for maintaining the off state are interchanged.
[0056]
As shown in FIG. 7, the polarity of the voltage Vcr of the resonance capacitor 10 is input to the gate circuits 12a and 12b. A voltage inverting circuit 14 is connected to the resonance capacitor 10 in parallel.
[0057]
In the voltage inverting circuit 14, when the first switch element 2a is selected as a switch element for on / off control, the polarity of the voltage Vcr of the resonance capacitor 10 is set to the snubber capacitor 4a when the first switch element 2a is turned on. The residual electric charge does not flow through the first switch element 2a. Similarly, when the second switch element 2b is selected as a switch element for on / off control, the polarity of the voltage Vcr of the resonance capacitor 10 is set to the residual charge of the snubber capacitor 4b when the second switch element 2b is turned on. Is in a direction not to flow through the second switch element 2b.
[0058]
As described above, in the fifth embodiment, in realizing the DC-DC converter control method in the first embodiment, the charging voltage direction of the resonance capacitor 10 is inverted by the voltage inverting circuit 14, and the first Of the switch elements 2a and 2b, the switch element that continues to be in the OFF state and the switch element that continues to be switched are exchanged. Thereby, in the operation of the DC-DC converter at the time of a light load, switching between the first switch element 2a and the second switch element 2b becomes possible, and the usage frequency of both switch elements 2a and 2b can be averaged.
[0059]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to perform soft switching of the switch element even at a low load current at a light load, and it is possible to appropriately control the load voltage to be constant.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an explanatory diagram of a method for controlling a DC-DC converter according to a first embodiment of the invention.
FIG. 2 is an operation waveform diagram when applying the DC-DC converter control method according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an explanatory diagram of a method for controlling a DC-DC converter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an operation waveform diagram when a DC-DC converter control method according to a second embodiment of the present invention is applied.
FIG. 5 is an explanatory diagram of a DC-DC converter control method according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is an explanatory diagram of a method for controlling a DC-DC converter according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an explanatory diagram of a DC-DC converter control method according to a fifth embodiment of the invention.
FIG. 8 is a configuration diagram of a conventional resonance type DC-DC converter.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC power supply, 2a ... 1st switch element, 2b ... 2nd switch element, 2c ... 3rd switch element, 2d ... 4th switch element, 3a-3d ... Reverse conducting diode, 4a, 4b ... Snubber Capacitor, 5 ... Transformer, 5a ... Primary winding, 5b ... Secondary winding, 6a-6d ... Rectifier diode, 7 ... Reactor, 8 ... Capacitor, 9 ... Load, 10 ... Resonance capacitor, 11a, 11b ... Resonant reactor, 12a, 12b ... Gate circuit, 13a, 13b ... Comparator, 14 ... Voltage inversion circuit, 15 ... Rectifier, 16a, 16b ... AND circuit

Claims

A first switch element having one terminal connected to the positive electrode of the DC power supply and a reverse conducting diode and a snubber capacitor connected in parallel; one terminal being the negative electrode of the DC power supply and the other terminal being the other of the first switch element; And a second switching element connected in parallel with a reverse conducting diode and a snubber capacitor, and one terminal connected to the positive electrode of the DC power supply via the first resonance reactance and a reverse conducting diode connected in parallel. The third switch element has one terminal connected to the negative electrode of the DC power supply and the other terminal connected to the other terminal of the third switch element via the second resonance reactance, and a reverse conducting diode connected in parallel. The fourth switch element, the first connection point of the first switch element and the second switch element, the third switch element and the fourth switch. A resonance capacitor connected between the second connection point and the child, a primary winding of the transformer connected in series with the resonance capacitor, and a secondary winding of the transformer The first switch element, the second switch element, and the third switch element of a DC-DC converter that includes a rectifier that converts the electric power from the primary winding into a direct current and outputs the direct current to the load, In a DC-DC converter control method for controlling on / off control of the fourth switch element to control power supply to the load, at a light load where soft switching of the first switch element and the second switch element cannot be performed, Only one of the first switch element and the second switch element is on / off controlled, the other is maintained in an off state, and power is supplied to the load. C-DC converter control method.

The first switch element or the second switch element is turned on in a state where an element voltage of the first switch element or an element voltage of the second switch element is a predetermined value or less. The DC-DC converter control method according to 1.

Based on the polarity direction of the voltage of the resonance capacitor, a switch element that is controlled to be turned on and off and a switch element that is maintained in an off state are determined out of the first switch element and the second switch element. The DC-DC converter control method according to claim 1.

The polarity of the charging voltage of the resonance capacitor is reversed, and the switch element for on / off control and the switch element for maintaining the off state are interchanged among the first switch element and the second switch element. Item 4. The DC-DC converter control method according to Item 1.