JP3750873B2

JP3750873B2 - DC brushless motor drive circuit

Info

Publication number: JP3750873B2
Application number: JP16156394A
Authority: JP
Inventors: 康彦鴻上; 智近藤
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 1993-07-15
Filing date: 1994-07-13
Publication date: 2006-03-01
Anticipated expiration: 2021-03-01
Also published as: JPH0779591A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、ＤＣ（直流）ブラシレスモータの駆動回路に関し、さらにはセンサレス多相ＤＣブラシレスモータの駆動回路に適用して有効な技術に関する。本発明は、たとえば、ハードディスク・ドライブ（以下、ＨＤＤとも言う）やフロッピィディスク・ドライブ（以下、ＦＤＤとも言う）に使用されるスピンドルモータの駆動回路に利用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
小型ワークステーションやパーソナルコンピュータなどのデータ処理装置の外部記憶装置として、ハードディスク・ドライブ（以下、ＨＤＤとも言う）やフロッピィディスク・ドライブ（以下、ＦＤＤとも言う）が使用されている。これらの外部記憶装置は、スピンドルモータによって回転された磁気ディスク（磁気メディアとも言う）のトラックにデータを磁気ヘッドで書き込んだり、あるいは磁気ディスクのトラックに書き込まれたデータを磁気ヘッドで読み出す様になっている。
【０００３】
データ処理装置の処理速度の向上とアプリケーションソフトの大規模化のため、磁気ディスク上でのデータ記録密度（面記録密度）の高密度化およびハードディスク・ドライブやフロッピィディスク・ドライブのデータ伝送速度の高速化が、年々進められている。
【０００４】
一方、データ処理装置の小型化や省電力化のため、ハードディスク・ドライブやフロッピィディスク・ドライブの装置自体の小型化、薄型化および省電力化も、年々進められている。
【０００５】
たとえば、ハードディスク・ドライブにおいて、それに内蔵される磁気ディスクの直径として、３．５インチ、２．５インチ、１．８インチの様に徐々に直径の小さな磁気ディスクが開発されている。また、ハードディスク・ドライブの装置自体の厚さも、ラップトップ型パーソナルコンピュータやノート型パーソナルコンピュータの小型化、薄型化の要求に対応して、１０mmの様に薄型化されている。
【０００６】
このような、ハードディスク・ドライブの装置自体の薄型化は、それに内蔵されるスピンドルモータの薄型化を進め、結果的に、スピンドルモータのロータの位置検出素子（ホール素子）をスピンドルモータから削除し、ロータの内部にモータコイルを組み込んだところのインハブ型センサレススピンドルモータが開発されるに至った。したがって、ロータの位置検出素子（ホール素子）の様なセンサを必要としないセンサレスブラシレスモータを高精度に回転制御するための駆動方式（センサレス駆動方式）を考慮する必要がある。
【０００７】
このようなセンサレス・ブラシレスＤＣ（直流）モータの駆動方法に関しては、「センサレス・ブラシレスＤＣモータの駆動技術」、東芝発行、東芝レビュー１９９０ｖｏｌ．４５Ｎｏ．９、７５６〜７５８頁、がある。
【０００８】
この文献によれば、センサレス３相ＤＣブラシレスモータを定格速度で回転させる定常運転において、各相のモータコイルのそれぞれに誘起される逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのゼロクロス点をコンパレータで検出し、このゼロクロス点をタイミング基準にしてディジタル的な３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を作成し、この３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を駆動入力信号源とする３つの出力アンプによって、上記３つのモータコイルを通電駆動することが行なわれている。
【０００９】
また、３相ＤＣブラシレスモータの駆動方式としては、各相のモータコイルをそれぞれ両方向から通電駆動する全波駆動と、各相のモータコイルをそれぞれ片方向だけから通電駆動する半波駆動とがある。大きなトルクの必要なモータの起動時には、モータが全波駆動によって駆動される。一方、モータの回転数がある程度の回転数に達した後トルクがあまり必要でないので、モータの駆動方式が全波駆動から半波駆動に切り替えられて、モータが駆動される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した技術には、次のような問題のあることが本発明者らによってあきらかとされた。
【００１１】
すなわち、上述したＤＣブラシレスモータ駆動回路では、各相のモータコイルへの駆動電流が、ディジタル的なパルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１によって制御されるため、その駆動電流の立上り／立下り時の過渡現象によるスパイク性ノイズの発生が著しい。このノイズは、電圧ノイズ、音響ノイズ、電磁波ノイズの形で現れ、周囲に悪影響を及ぼす。
【００１２】
そこで、本発明者らは、そのスパイク性ノイズを低減させるため、モータコイルへの駆動電流の立上り／立下り速度を遅らせるスルーレート制御を行なうことを検討した。
【００１３】
しかし、このスルーレート制御を行なうと、回路が複雑化するとともに、そのスルーレート制御にともなって生じる通電相の切り替え遅れによってモータの駆動効率が低下する、という問題を生じることがあきらかになった。
【００１４】
また、ブラシレスモータの半波駆動においては、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの中性点Ｎが電源電位Ｖｃｃにプルアップされた状態で、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが半波駆動される。そのため、非通電相の駆動トランジスタには、その中性点Ｎの電圧（Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ：ＶｓａｔはトランジスＭｃの飽和電圧）とモータコイル（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）に生じる逆起電圧Ｅｍとの加算電圧Ｖｒ（Ｖｒ＝Ｅｍ／２＋Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ）が印加されてしまう。
【００１５】
この結果、３つのモータコイルを相別に通電駆動する３つの駆動トランジスタにはそれぞれ、上記電圧Ｖｒ（Ｖｒ＝Ｅｍ／２＋Ｖｃｃ−Ｖｓａｔ）に十分に耐えられるだけの耐圧が必要となり、この耐圧を得るために、高耐圧のトランジスタを形成可能な製造プロセスが必要となる。その結果、上記駆動トランジスタが形成される半導体チップ上において大きな素子形成面積が必要になってしまう。
【００１６】
また、モータの回転を制御するためのパワー制御は、３つのモータコイルを相別に駆動する３つの駆動トランジスタの通電電流によって行なっている。このため、各駆動トランジスタをそれぞれアクティブ状態でリニア動作させなければならず、そのための回路構成が複雑になる。
【００１７】
本発明の目的は、回路構成を複雑化することなく、モータの駆動特性を確保しながら、センサレスのＤＣ（直流）ブラシレスモータの定常運転時に発生するスパイク性ノイズを低減させることが可能な技術を提供することにある。
【００１８】
本発明の他の目的は、回路構成を複雑化することなく、ＤＣ（直流）ブラシレスモータの半波駆動を行なうことにある。
【００１９】
本発明のさらに他の目的は、センサレスのＤＣ（直流）ブラシレスモータの全波駆動および半波駆動を行ない、かつ、半波駆動において駆動トランジスタに必要な耐圧を低くさせることが可能な技術を提供することにある。
【００２０】
本発明の前記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【００２２】
すなわち、ＤＣブラシレスモータを定格速度で回転させる定常運転時に、そのモータコイルからリニア検出される逆起電圧（誘起電圧）の位相情報および振幅情報がそのまま使用され、その逆起電圧は上記モータの駆動トランジスタの駆動入力信号源として使用される。すなわち、定常運転時において、モータコイルから検出される逆起電圧が、直接的に、駆動トランジスタの制御入力端子に印加される。
【００２３】
一方、ブラシレスモータの半波駆動においては、通電相ごとに設けられたモータコイルの各一端のそれぞれは、相ごとにオンまたはオフに２値的に制御される駆動トランジスタを介して接地基準電位（第１電源電圧）に接続される。そして、上記モータコイルの各他端を互いに共通接続した中性点は、アクティブ状態でリニア動作する制御トランジスタを介して、電源電位（第２電源電圧）に接続される。
【００２４】
【作用】
上述した手段によれば、モータの駆動特性の低下原因となるスルーレート制御に依存することなく、モータコイルへの駆動電流の過渡現象を緩和させることができる。すなわち、モータコイルからリニア検出される逆起電圧（誘起電圧）は正弦波状となっており、その位相情報および振幅情報を用いてモータコイルへの駆動電流が駆動トランジスタによって形成される。その結果、駆動トランジスタの制御入力に印加される逆起電圧（誘起電圧）は正弦波状となっているので、駆動トランジスタによって形成される駆動電流の立上りおよび立下りは、ディジタル的に切り替わるのではなく、リニア的な所定の傾きを有することになる。言い替えるならば、駆動トランジスタによって形成される駆動電流の波形は、台形状にされる。
【００２５】
したがって、駆動電流の立上りおよび立下りがリニア的な所定の傾きを有しているので、ブラシレスモータの定常運転時において、相切り替えに伴うスパイク性ノイズの発生が抑制される。これにより、回路構成を複雑化することなく、モータの駆動特性を確保しながら、ＤＣブラシレスモータの定常運転時に発生するスパイク性ノイズを低減させる、という目的が達成される。
【００２６】
さらに、各モータコイルの各一端のそれぞれはオン状態になる通電相の駆動トランジスタによってほぼ確実に接地基準電位に接続されることにより、非通電相の駆動トランジスタに印加される逆起電圧に電源電位がそのまま加算されるのを回避させることができる。
【００２７】
また、各相のモータコイルを相別に通電駆動する駆動トランジスタはオンまたはオフに２値制御されれば良いので、それらの駆動トランジスタをアクティブ状態でリニア動作させる場合に比べて、回路構成を大幅に簡略化させることができる。これにより、回路構成を複雑化することなく、ブラシレスモータの半波駆動を行なうトランジスタの必要耐圧を低くする、という目的が達成される。
【００２８】
【実施例】
以下、本発明の好適な実施例を図面を参照しながら説明する。
なお、図において、同一符号は同一あるいは相当部分を示すものとする。
図１は、本発明の技術が適用されたＤＣ（直流）ブラシレスモータ駆動回路１の一実施例の回路ブロック図を示している。
【００２９】
本実施例のブラシレスモータ駆動回路１は、単結晶シリコンのような四角形の１つの半導体基板ＩＣ上に、周知の半導体集積回路製造技術によって形成される。なお、同図において、上記ブラシレスモータ駆動回路１を示している四角形の線上に記載された複数の丸印は、上記ブラシレスモータ駆動回路１の外部端子を示している。
【００３０】
点線で囲まれたモータＭは、ロータの位置検出器としてのホール素子（ホールセンサー）の省略されたセンサレス型３相ＤＣブラシレスモータを示している。上記モータＭは３つのモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有し、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの片側一端は共通接続されて中性点とされる。一方、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの他端および上記中性点は、ブラシレスモータ駆動回路１の外部端子Ｕ，Ｖ，Ｗにそれぞれ結合される。モータＭにおいて、モータＭのロータが回転される時、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに誘起される逆起電圧はＥｕ，Ｅｖ，Ｅｗとして示される。
【００３１】
モータ駆動回路１は、上記モータコイルに誘起される逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを相ごとに分離して検出するリニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗを含み、各リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗのそれぞれの入力端子（＋、−）はアッテネッタ（抵抗減衰器）ＡＴＴを介して、外部端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｎに結合される。各リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗのそれぞれの入力端子（−）は、外部端子Ｎに結合される。一方、リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕの入力端子（＋）は、アッテネッタ（抵抗減衰器）ＡＴＴの抵抗素子Ｒ１とＲ２との共通接続点に結合される。抵抗素子Ｒ１の他端は外部端子Ｕに結合され、抵抗素子Ｒ２の他端は外部端子Ｎに結合される。同様に、リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｖの入力端子（＋）は、アッテネッタ（抵抗減衰器）ＡＴＴの抵抗素子Ｒ３とＲ４との共通接続点に結合される。抵抗素子Ｒ３の他端は外部端子Ｖに結合され、抵抗素子Ｒ４の他端は外部端子Ｎに結合される。リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｗの入力端子（＋）は、アッテネッタ（抵抗減衰器）ＡＴＴの抵抗素子Ｒ５とＲ６との共通接続点に結合される。抵抗素子Ｒ５の他端は外部端子Ｗに結合され、抵抗素子Ｒ６の他端は外部端子Ｎに結合される。
【００３２】
ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗのそれぞれは、上記リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗのよって検出された逆起電圧を受けるように、上記リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗの出力端子に結合される。ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗは、上記リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗ、出力アンプ５ｖ、５ｕ、５ｗおよびモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗから構成される帰還ループの位相補償を行なうために設けられる。ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗは、位相補償手段とみなされる。
【００３３】
ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗの出力信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２は、切換回路３内のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の第１入力端子（１i）にぞれぞれ供給される。一方、切換回路３内のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の第２入力端子（２i）には、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗへの通電比を決定するマトリクス回路４の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１がぞれぞれ供給される。したがって、切換回路３内のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３は、モード制御信号ＭＣの電気的信号レベルの状態に応答し、ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗの出力信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２とマトリクス回路（ＭTＲ）４の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１とのいずれか一方の出力信号（Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２またはＵ１，Ｖ１，Ｗ１）を、選択的にスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）に供給するように、制御される。
【００３４】
出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗは、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗへの通電駆動を行なう。出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの入力端子は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）にそれぞれ結合され、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）から選択的に供給されるロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗの出力信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２あるいはマトリクス回路４の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を受けるようにされる。出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）から選択的に供給されるロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗの出力信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２あるいはマトリクス回路４の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に応答し、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに選択的に供給すべき駆動電流を形成し、外部端子Ｕ，Ｖ，Ｗに出力する。
【００３５】
電流検出用の抵抗素子Ｒnfは、上記モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流された駆動電流を電圧値に変換するためのであり、その一端は外部端子Ｒに結合され、その他端は０ボルトのような回路の接地基準電位（第１電源電圧）に結合される。電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、外部端子Ｒに結合された第１入力（−）と外部端子ＶＣＴＬに結合された第２入力（＋）とを有する。電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、抵抗素子Ｒnfによって変換された電圧値と外部端子ＶＣＴＬに供給された速度制御信号Ｖctlの電圧値との電位差に基づいて、上記出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの通電量を制御するための電流制御信号Ｉctlを上記出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに出力する。
【００３６】
モータ起動用クロック発生器（ＯＳＣ）７１は、モータＭを停止状態から起動する時に用いられるクロック信号ＣＬＫを出力するために設けられる。すなわち、モータＭは、停止状態から起動される時に、クロック信号ＣＬＫに同期して駆動されるところの同期運転によって回転される。
【００３７】
７２は相選択スイッチ、７３は電圧比較器（ＣＭＰ１）、７４はゼロクロス検出器（ＺＥＤ）、７５はコミュテーションシーケンサ（ＣＯＭＳ）、８は電圧比較器（ＣＭＰ２）であり、以下で詳細に説明される。
【００３８】
切換回路３はバイポーラトランジスタ（あるいはＭＯＳＦＥＴ）などから構成されたアナログスイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３）を用いて構成され、第１と第２の２つの被選択ポート（１i、２i）のいずれか一方を切換選択して出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの入力に接続する。この切換回路３内のアナログスイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３）の切換制御は、ヒステリシス特性をもつ電圧比較器（ＣＭＰ２）８の出力信号とされるモード制御信号ＭＣによって行なわれる。電圧比較器（ＣＭＰ２）８は、基準電圧値Ｖｒが供給される外部端子Ｖrefに結合された第１入力（−）と外部のマイクロコンピュータから速度制御信号Ｖctlが供給されるところの外部端子ＶＣＴＬに結合された第２入力（＋）とを有する。
【００３９】
すなわち、電圧比較器（ＣＭＰ２）８は、速度制御信号Ｖｃｔｌの電圧値が所定の基準電圧値Ｖｒの電圧値以下の場合、モータＭが定格速度で回転している定常運転時の場合、第１の被選択ポート（１i）に与えられる信号（Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２）が出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの入力に供給されるように、たとえばローレベルのモード制御信号ＭＣを切換回路３に供給する。一方、電圧比較器（ＣＭＰ２）８は、速度制御信号Ｖｃｔｌの電圧値が上記基準電圧値Ｖｒの電圧値以上の場合、たとえば、モータＭの起動から定格速度で回転するまでの同期運転および逆起検出運転の場合、第２の被選択ポート（２i）に与えられるマトリクス回路４の出力信号（Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１）が出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの入力に供給されるように、たとえばハイレベルのモード制御信号ＭＣを切換回路３に供給する。
【００４０】
電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗによるモータコイルへの通電量を、上記速度制御信号Ｖctlに応じて可変制御する。すなわち、電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、抵抗Ｒnfによって検出される出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗのコイル駆動電流の値が上記速度制御信号Ｖctlによって設定される電流の値となるように、上記出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの駆動電流の出力レベル（電流利得）を調整するための電流制御信号Ｉctlを上記出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに出力する。すなわち、電流制御アンプ（ＡＭＰ４）６は、負帰還制御を行う。
【００４１】
相選択スイッチ７２、電圧比較器７３、およびゼロクロス検出器７４は、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに誘起される逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのゼロクロス点を、相ごとに分離して検出するために設けられる逆起電圧検出回路とみなされる。
【００４２】
コミュテーションシーケンサ７５は、モータ起動用のクロック信号ＣＬＫによって与えられるタイミング基準、または相ごとに検出される逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのゼロクロス点をタイミング基準にして、マトリックス回路（ＭＴＲ）４の各入力に対して、タイミング信号とされる出力信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１を出力する。マトリックス回路（ＭＴＲ）４は、コミュテーションシーケンサ７５の出力信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１に基づいて、上記モータＭの駆動入力信号源となるディジタル的な３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を作成する。この３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は上記選択回路３の第２の被選択ポート（２i）に与えられるようになっている。
【００４３】
相選択スイッチ７２、電圧比較器７３、ゼロクロス検出器７４およびコミュテーションシーケンサ７５は、以下のように動作する。
【００４４】
モータＭの起動時、発振回路ＯＳＣから供給されるクロック信号ＣＬＫを用いて、コミュテーションシーケンサ７５が動作され、モータＭの同期運転が行われる。コミュテーションシーケンサ７５は、同期運転において、モータＭに正方向の回転を生じさせるように、クロック信号ＣＬＫに同期して、モータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの通電相を順次相切り替えるためのタイミング信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１を発生する。
【００４５】
一方、モータＭが同期回転し始めて、モータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗが発生したところで、モータＭの運転が、同期運転から、モータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥｗとモータＭの中性点（外部端子Ｎ）の電位とのゼロクロス点を捕えて相切り替えを行う逆起検出運転に切り替えられる。
【００４６】
逆起検出運転において、モータＭの回転によって発生する各相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥｗとモータＭの中性点の電位とのゼロクロス点に同期して相切り替えが行われる。モータＭは、回転トルクを維持しながら正転方向に回転される。モータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの検出は、検出相切り替えスイッチとされる相選択スイッチ７２、電圧比較器７３、ゼロクロス検出器７４によって行われる。
【００４７】
相選択スイッチ７２は、外部端子Ｕ，Ｖ，Ｗのそれぞれに電気的に結合された一端と、共通接続された他端とを有する３つのスイッチ回路から構成され、３つのスイッチ回路の共通接続された他端は電圧比較器７３の第１入力（＋）に結合される。電圧比較器７３の第２入力（−）は、外部端子Ｎに電気的に結合される。電圧比較器７３の比較出力は、ゼロクロス検出器７４に供給され、ゼロクロス検出器７４によって検出された各相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥｗとモータＭの中性点の電位とのゼロクロス点に関する情報がコミュテーションシーケンサ７５に供給される。したがって、コミュテーションシーケンサ７５は、ゼロクロス点に関する情報に基づいて、マトリックス回路（ＭＴＲ）４の各入力に対して、タイミング信号とされる出力信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１を出力する。マトリックス回路（ＭＴＲ）４は、コミュテーションシーケンサ７５の出力信号ＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１に基づいて、上記モータＭの駆動入力信号源となるディジタル的な３相パルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を作成する。
【００４８】
逆起検出運転において、逆起電圧は非通電相に発生したものだけしか検出できないため、コミュテーションシーケンサ７５は相選択スイッチ７２に対して相選択信号Ｌselを発生し、随時非通電相の逆起電圧のみが検出されるように相選択スイッチ７２を制御する。また、通電相の切り替え直後は、モータＭのキックバックによって誤検出の可能性があるので、コミュテーションシーケンサ７５はマスク信号ＭＡＳＫをゼロククロス検出器７４に出力し、通電相の切り替え直後におけるゼロクロス検出器７４のゼロクロス点の検出が禁止されるようになっている。なお、ゼロクロス検出器７４の出力信号は、外部端子ＰＨＡＳＥにも供給され、モータ駆動回路１の外部に結合されるマイクロコンピュータに対して、モータＭの速度信号として速度制御などに利用される。
【００４９】
一方、コミュテーションシーケンサ７５は、ゼロクロス検出回路７４にゼロクロス検出方向指定信号ＤＩＲを出力する。このゼロクロス検出方向指定信号ＤＩＲは、モータＭの中性点Ｎの電位と各検出相の逆起電圧（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）とのゼロクロス点の方向を指定するため信号である。すなわち、モータＭの中性点Ｎの電位と各検出相の逆起電圧（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）とのゼロクロス点のゼロクロスタイミングの方向は、１）逆起電圧（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）が中性点Ｎの電位以下の電位から中性点Ｎの電位以上の電位に変化する場合、２）逆起電圧（Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ）が中性点Ｎの電位以上の電位から中性点Ｎの電位以下の電位に変化する場合の２通りの場合がある。したがって、検出しようとするゼロクロス点の方向が、上記１）の場合か上記２）の場合なのかを信号ＤＩＲによって指定することによって、所望のゼロクロスタイミングが、誤りなく検出されることになる。
【００５０】
一方、モータＭが定格速度（定格回転）で回転させられる定常運転の時、リニアアンプ１ｕ，１ｖ，１ｗおよびロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗは、逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの正弦波形をそのまま残した３相の正弦波信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を上記選択回路３の第１の被選択ポート（１i）を介して、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの入力に与えられるようになっている。
【００５１】
すなわち、モータＭを定格速度（定格回転）で回転させる定常運転時に、そのモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗからリニア検出される逆起電圧（誘起電圧）の位相情報および振幅情報がそのまま使用され、その逆起電圧は上記モータＭの駆動入力信号源として使用される。定常運転時において、モータコイルから検出される逆起電圧が、直接的に、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタの制御入力端子に印加される。
【００５２】
モータコイルからリニア検出される逆起電圧（誘起電圧）は正弦波状となっており、その位相情報および振幅情報を用いてモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗへの駆動電流が出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタによって形成される。その結果、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタの制御入力に印加される逆起電圧（誘起電圧）は正弦波状となっているので、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタによって形成される駆動電流の立上りおよび立下りは、ディジタル的に切り替わるのではなく、リニア的な所定の傾きを有することになる。言い替えるならば、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタによって形成される駆動電流の波形は、台形状にされる。したがって、駆動電流の立上りおよび立下りがリニア的な所定の傾きを有しているので、ブラシレスモータＭの定常運転時において、相切り替えに伴うスパイク性ノイズの発生が抑制される。
【００５３】
図２は、リニアアンプ（ＡＭＰ）１ｕ，１ｖ，１ｗとロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）２ｕ，２ｖ，２ｗの具体的な回路図を示している。
【００５４】
リニアアンプＡＭＰは、入力端子（＋）にベース電極が結合されたｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ１００と入力端子（−）にベース電極が結合されたｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ１０１とを有する。トランジスタＱ１００とＱ１０１のそれぞれのエミッタ電極は、エミッタ抵抗素子Ｒe１とＲe２に結合される。エミッタ抵抗素子Ｒe１とＲe２の共通接続点は、定電流源Ｉcsを介して回路の電源電圧（第２電源電圧）Ｖccが供給されるノードに結合される。
【００５５】
トランジスタＱ１００とＱ１０１のコレクタ電極は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１０２とＱ１０３のコレクタ電極にそれぞれ結合される。トランジスタＱ１０２のベース電極は、トランジスタＱ１０２のコレクタ電極に結合されて、ダイオード接続される。トランジスタＱ１０２のベース電極は、トランジスタＱ１０３のベース電極にも結合されており、トランジスタＱ１０２とＱ１０３のエミッタ電極は回路の接地基準電位（第１電源電圧）ＧＮＤに結合される。したがって、トランジスタＱ１０２とＱ１０３は、トランジスタＱ１００とＱ１０１の負荷回路を構成するところのカレントミラー回路とされる。
【００５６】
トランジスタＱ１０１のコレクタ電極は、たとえば、抵抗素子Ｒ１００および容量素子Ｃ１００からなるロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）を介して、切換回路３の各スイッチＳＷの第１入力（１i）に結合される。また、トランジスタＱ１０１のコレクタ電極は、負荷抵抗素子Ｒ１０１を介して接地基準電位に結合される。したがって、リニアアンプＡＭＰは入力端子（＋）と入力端子（−）とに供給される電圧信号に基づいて正弦波状の逆起電圧を出力し、その正弦波信号はロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）を介して切換回路３の第１入力（１i）に供給されることになる。
【００５７】
図３は、モータ駆動回路１の出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの具体的回路図を示している。なお、図３は当業者にとってその動作が容易に理解されるので、詳細な説明はされないが、以下に簡単に説明される。
【００５８】
出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗにおいて、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２４とＱ２８のペア、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ３４とＱ３８のペア、およびｎｐｎバイポーラトランジスタＱ４４とＱ４８のペアはそれぞれ、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを駆動するプッシュプル方式の出力段を形成する。この場合、Ｑ２４，Ｑ３４，Ｑ４４は電流ソース側の出力駆動トランジスタ、Ｑ２８，Ｑ３８，Ｑ４８は電流シンク側の出力駆動トランジスタとされる。ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ２３，３３，４３は、出力駆動トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４のベース電流を形成するために設けられる。一方、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２６とＱ２７のペア、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ３６とＱ３７のペア、およびｎｐｎバイポーラトランジスタＱ４６とＱ４７のペアはそれぞれ、出力駆動トランジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８のベース電流を形成するために設けられる。
【００５９】
ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１はエミッタ共通の３差動アンプを形成し、最も高い電位がベースに入力されたトランジスタだけが択一的に導通して、他のトランジスタは遮断する。導通したトランジスタは、そのコレクタ側につながる電流ソース側の出力トランジスタを導通させる。なお、トランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１の各ベース電極（制御入力端子）は、切換回路３内のＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）に結合されることになる。
【００６０】
また、ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ２５，３５，４５もエミッタ共通の３差動アンプを形成し、最も低い電位がベースに入力されたトランジスタだけが択一的に導通して、他のトランジスタは遮断する。導通したトランジスタは、そのコレクタ側につながる電流シンク側のトランジスタを導通させる。なお、ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ２２，３２，４２のトランジスタは、ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ２５，３５，４５の電流源として利用される。
【００６１】
モータコイルの駆動パワーの制御は、電流シンク側の出力トランジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８の共通エミッタと接地基準電位ＧＮＤの間に直列に介在させられた電流センス抵抗Ｒnfによって検出される駆動電流をモニターしながら行なわれる。図１において説明されたように、電流センス抵抗Ｒnfによって検出される駆動電流にもとずいて、電流制御アンプ６は、電流制御信号ＩctlをトランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ３２の共通エミッタに供給するようになっている。
【００６２】
トランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ３２が、切換回路３内のＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の出力端子（o）から供給される３相信号Ｕｘ，Ｖｘ，Ｗｘにしたがって交代に１つずつ導通し、これにより、電流ソース側の出力トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４も通電相に応じて１つずつ交代に導通させられるようになる。これとともに、３差動アンプを形成するトランジスタＱ２５，３５，４５のうち、ベース入力電位が最も低くなったトランジスタが導通し、この導通したトランジスタにつながる電流シンク側の出力トランジスタが導通させられることにより、モータＭが全波駆動される。
【００６３】
次に、回路動作が説明される。
図４は、モータの起動時におけるモータ起動用のクロックＣＬＫとマトリクス回路４の出力信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１との波形を示している。
【００６４】
モータＭの起動時、モータＭは、先に述べられたように、クロックＣＬＫに基づいて同期運転される。図４に示すように、モータ起動用のクロックＣＬＫに基づいて作成される３相ディジタルパルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１が、マトリクス回路４から切換回路３を介して出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに駆動入力信号源として与えられる。
【００６５】
図５は、モータＭが起動されて定格速度に達するまでの間のモータＭの逆起電圧とマトリクス回路４信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１との波形を示している。
モータＭが起動されて定格速度に達するまでの間、モータＭは、先に述べられたように、逆起電圧検出運転される。図５に示すように、相ごとに検出される逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗのゼロクロス点に基づいて作成される３相ディジタルパルス信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１が、マトリクス回路４から切換回路３を介して出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに駆動入力信号源として与えられる。
【００６６】
図６は、モータが定格速度（定格回転）に達した場合の、逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗとロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗの出力およびモータコイルの駆動電流の波形を示している。
モータが定格速度に達すると、モータＭは、先に述べられたように、モータコイルに発生する逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの位相情報および振幅情報をそのまま利用して駆動される。本明細書では、このような運転方法が、ソフトスイッチング運転と呼ばれることもある。
【００６７】
モータＭが定格速度に達すると、図６に示すように、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに発生する逆起電圧がリニアアンプ１ｕ，１ｖ，１ｗによって検出される。リニアアンプ１ｕ，１ｖ，１ｗによって検出された各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの逆起電圧は、さらに、ロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗを通過した後、３相正弦波信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２として、切換回路３を介して出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに駆動入力信号源として与えられるようになる。
【００６８】
このとき、モータコイルＬｕ（Ｌｖ，Ｌｗ）、リニアアンプ１ｕ（１ｖ，１ｗ）、ロー・パス・フィルタ２ｕ（２ｖ，２ｗ）と出力アンプ５ｕ（５ｖ，５ｗ）とによって形成される経路は、一種の正帰還ループとみなすことができるので、安定性に注意することが必要である。しかし、いったん定格速度に達したモータＭの駆動電流は、電流制御アンプ８の出力信号とされる電流制御信号Ｉctlによって小さく絞り込まれるため、その正帰還のループ利得は小さくなる。したがって、正帰還ループは形成されるものの、その正帰還による動作の不安定化は回避することができる。
【００６９】
さらに、本発明の実施例では、誘導性負荷とされるモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動において、高周波数領域における正帰還ループのループ利得（ゲイン）の上昇を抑えるために、ロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗが上記正帰還ループ内に挿入される。さらに、正帰還ループ全体の利得調整のために、アッテネッタＡＴＴが正帰還ループ内に挿入される。したがって、アッテネッタＡＴＴの挿入、ロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗによる位相補償、および電流制御アンプ８による出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの通電量の制御によって、上記正帰還ループのループ利得（ゲイン）は確実に低下させられる。
【００７０】
これにより、モータ駆動回路１のソフトスイッチング運転に基づき正帰還ループが形成されたとしても、モータ駆動回路１の動作の不安定化は確実に抑制される。言い替えるならば、上記ソフトスイッチング運転においては、基本的に正帰還ループが構成されることになるので、位相補償用にロー・パス・フィルタ２ｕ，２ｖ，２ｗが用いられている。また、モータＭの駆動電流が増加すると、各相の出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに利得が高くなり、正帰還ループが不安定となる。そこで、モータＭが定格回転数に達してモータＭの駆動電流が絞られたところでのみ、モータ駆動回路１がソフトスイッチング運転に切り替えられる。
【００７１】
図６に示すように、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流波形は、そのピークがつぶれた波形となるが、スパイク性ノイズの発生が問題となる駆動電流の立上り／立下り付近で駆動電流の波形は滑らかに保たれている。
【００７２】
すなわち、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタの制御入力に印加される逆起電圧（誘起電圧）は正弦波状となっているので、出力アンプ５ｕ、５、ｖ５ｗの駆動トランジスタによって形成される駆動電流の立上りおよび立下りは、ディジタル的に切り替わるのではなく、リニア的な所定の傾きを有することになる。言い替えるならば、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動トランジスタによって形成される駆動電流の波形は、台形状にされる。
【００７３】
したがって、駆動電流の立上りおよび立下りがリニア的な所定の傾きを有しているので、ブラシレスモータＭの定常運転時において、相切り替えに伴うスパイク性ノイズの発生が抑制される。駆動電流の立上りおよび立下りがリニア的な所定の傾きを有している理由は、図３に示された出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの具体的回路図において、駆動トランジスタＱ２１、Ｑ３１、Ｑ４１、Ｑ２５、Ｑ３５、Ｑ４５のベース電極（制御入力）に正弦波状の入力信号を印加したことを考えれば、容易に理解されるであろう。
【００７４】
図７は、モータＭの回転数とモータ駆動回路１の動作モードとの関係を示している。
同図に示される区間Ａは、モータＭが起動されたときを示しており、モータ駆動回路１は同期運転によって、モータＭを駆動する。このとき、モード制御信号ＭＣはローレベルとされ、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動電流値は大きいので、センス抵抗Ｒnfによって検出されるセンス電圧は大きな値となっている。
【００７５】
同図に示される区間Ｂは、モータＭが起動され定格速度に至るまでの期間を示しており、モータ駆動回路１は逆起検出運転によって、モータＭを駆動する。このとき、モード制御信号ＭＣはローレベルとされ、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動電流値は大きいので、センス抵抗Ｒnfによって検出されるセンス電圧は大きな値となっている。
【００７６】
同図に示される区間Ｃは、モータＭが定格速度に達した期間を示しており、モータ駆動回路１はソフトスイッチング運転によって、モータＭを駆動する。このとき、モード制御信号ＭＣはハイレベルとされ、出力アンプ５ｕ、５ｖ、５ｗの駆動電流値は、小さくされている。したがって、センス抵抗Ｒnfによって検出されるセンス電圧は、モータＭが定格速度で運転されているので、小さな値となっている。
【００７７】
図８は、図１に示されたモータ駆動回路１を利用した磁気記憶装置、たとえば、ハードディスクドライブ（ＨＤＤ）装置のシステムブロック図を示している。なお、同図において、スピンドルモータ制御部は、モータ駆動回路１に対応するので、その参照番号を６０１として示しており、以下スピンドルモータ制御部６０１はモータ駆動回路１と同一とみなされる。
【００７８】
ハードディスクドライブ（ＨＤＤ）装置は、図１のモータＭに相当するスピンドルモータ２２と、上記スピンドルモータ２２によって回転駆動されている磁気ディスク２００の所望トラックに対して情報（データ）の読み出しあるいは情報に書き込みを行う磁気ヘッド３００と、読み出しデータあるいは書き込みデータに所定の処理を行う信号処理糸４００と、ハードディスクドライブ（ＨＤＤ）装置の外部に対して読み出しデータあるいは書き込みデータのやり取りを行うインターフェイス系５００と、上記モータ２２および磁気ヘッド３００を駆動する機構駆動系６００とを含む。そして、上記機構駆動系６００の中にスピンドルモータ制御部６０１が組み込まれ、スピンドルモータ制御部６０１が上記モータ２２の速度制御および起動制御を担っている。
【００７９】
信号処理糸４００は、磁気ヘッド３００に結合されたリードアンプおよびライトアンプ４０１と、データ再生回路４０２と、エンコーダ／デコーダ４０３などを含む。インターフェイス系５００は、ファイルデータプロセッサ５０１、ＳＣＳＩ（small compｕter system interface）コントローラ５０２と、ＣＰＵ（マイクロコンピュータ、中央処理装置）５０３を含む。機構駆動系６００は、上記スピンドルモータ制御部６０１に加えて、磁気ヘッド３００を駆動するボイスコイルモータドライバ６０２を有する。
【００８０】
上記スピンドルモータ制御部６０１は、図１に示されるゼロクロス検出器７４の出力信号を外部端子ＰＨＡＳＥからマイクロコンピュータ５０３に対して供給するようにされ、マイクロコンピュータ５０３はゼロクロス検出器７４の出力信号をモータＭ（スピンドルモータ２２）の速度信号として速度制御などに利用する。マイクロコンピュータ５０３は、ゼロクロス検出器７４の出力信号を受け、それに基づいて、図１に示される速度制御信号Ｖｃｔｌをスピンドルモータ制御部６０１の外部端子ＶＣＴＬに供給する。このようにして、モータＭ（スピンドルモータ２２）の速度がスピンドルモータ制御部６０１によって制御されることになる。
【００８１】
以上のように、定常運転時のモータ駆動電流は、少なくともその相切り替えが正弦波状に行なわれて、スパイク性ノイズの原因となる急激なコイル駆動電流の切り替わりが回避される。
これにより、モータ駆動特性の低下原因となるスルーレート制御に依存することなく、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗへの駆動電流の過渡現象を緩和させることができる。したがって、回路構成を複雑化することなく、モータの駆動特性を確保しながら、ＤＣブラシレスモータの定常運転時に発生するスパイク性ノイズを低減させることが可能になる。
【００８２】
以上、本発明者によってなされた発明を実施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
たとえば、切換回路３の制御は、モータの逆起電圧などに基づいて検出される回転速度によって行なわせるようにしてもよい。
【００８３】
以上の説明では主として、本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である３相ＤＣブラシレスモータ駆動回路に適用した場合について説明したが、それに限定されるものではなく、あらゆる種類の多相モータの駆動回路に適用できる。
【００８４】
以下、本発明の他の実施例を図面を参照しながら説明する。
図９は、本発明の技術が適用されたブラシレスモータの半波駆動回路の一実施例を示したものであって、Ｍは３相ＤＣブラシレスモータ、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗはモータコイル、Ｅｍ（ＥＵ，Ｅｖ，Ｅｗ）は上記モータコイルに生じる逆起電圧、Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗは出力アンプ５に含まれ、上記モータコイルの各一端をそれぞれ接地基準電位ＧＮＤに接続するパワー電界効果トランジスタ（駆動トランジスタ）、Ｍｃは上記モータコイルの各他端を互いに共通接続した中性点Ｎを電源電位Ｖｃｃに接続するパワー電界効果トランジスタ、１４は上記中性点Ｎに接続されたトランジスタＭｃをアクティブ状態でリニア動作させるアンプ、２１はパワー制御回路（速度制御回路）である。
【００８５】
次に、動作について説明する。
モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端に接続されたトランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗは、マトリックス回路４から入力される多相信号Ｕｘ，Ｖｘ，Ｗｘによってオン／オフ制御される。これにより、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端は、上記多相信号Ｕｘ，Ｖｘ，Ｗｘにしたがって交代に接地基準電位ＧＮＤに接続されて通電駆動される。この場合、各トランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗはそれぞれ、飽和状態でのオンまたはカットオフ状態でのオフのいずれかに２値制御され、アクティブ状態でのリニア動作は行なわない。
【００８６】
一方、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの中性点Ｎに接続されたトランジスタＭｃは、パワー制御回路２１からアンプ１４を介して入力される制御信号によりアクティブ状態でリニア動作させられ、電源電位Ｖｃｃから上記中性点Ｎに供給される駆動電流Ｉｃを可変制御する。
【００８７】
以上のようにして、ブラシレスモータＭは、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端に接続されたトランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗのオン／オフ動作によって半波駆動されるとともに、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの中性点Ｎに接続されたトランジスタＭｃがアクティブ状態でリニア動作させられることによって、上記モータＭの回転を制御するためのパワー制御が行なわれる。
【００８８】
このとき、カットオフ状態になった非通電相のトランジスタには、通電相のモータコイルと非通電相のモータコイルにそれぞれ生じる２つの逆起電圧の和が印加される。たとえば、トランジスタＭｕがオン状態で、トランジスタＭｗ，Ｍｖがカットオフ状態となった場合、トランジスタＭｗには、モータコイルＬｕに生じる逆起電圧ＥｕとモータコイルＬｗに生じる逆起電圧Ｅｗとが加算されて印加される。
【００８９】
ところが、この２つの逆起電圧ＥｕとＥｗは互いに相を違えて発生する電圧であり、たとえば３相の場合は１２０度の位相差がある。このため、その２つの逆起電圧ＥｕとＥｗを加算した電圧（Ｅｕ＋Ｅｗ）の最大ピークは、ＥｕとＥｗのそれぞれの最大ピークを単純加算した場合よりも大幅に低くなる。
【００９０】
しかも、一方の逆起電圧Ｅｕを発生するモータコイルＬｕの一端が、飽和状態でオンする通電相のトランジスタＭｕによってほぼ確実に接地基準電位ＧＮＤに接続されるため、図１０に示すように、非通電相のトランジスタＭｗに印加される電圧Ｖｒは、上記加算電圧（Ｅｕ＋Ｅｗ）にトランジスタＭｕの飽和電圧Ｖｓａｔを加算しただけの電圧にすることができる。他の非通電相のトランジスタＭｖについても同様である。
【００９１】
このように、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端がそれぞれ、オン状態となる通電相のトランジスタ（Ｍｕ）によってほぼ確実に接地基準電位に接続されることにより、非通電相のトランジスタ（Ｍｖ，Ｍｗ）に印加される逆起電圧に電源電位Ｖｃｃがそのまま加算されるのが回避される。
【００９２】
また、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを相別に通電駆動するトランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗはオンまたはオフに２値制御されれば良いので、アクティブ状態でリニア動作させる場合に比べて、回路構成を大幅に簡略化させることができる。
これにより、回路構成を複雑化することなく、ブラシレスモータＭの半波駆動を行なうトランジスタＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗの必要耐圧を低くすることができる。
【００９３】
図１１は、本発明の思想を適用した出力アンプ５をバイポーラ・トランジスタを使って構成した場合の具体的な回路図を示す。
同図に示す出力アンプ５の回路は、３相ＤＣブラシレスモータＭを全波駆動と半波駆動に切り替えて使用できるようにした出力アンプであって、ｐｎｐとｎｐｎの２種類のバイポーラ・トランジスタＱ１１〜Ｑ４８によって構成されている。出力アンプ５は、モータＭのコイルＬｕを駆動するための出力段５ｕと、モータＭのコイルＬｖを駆動するための出力段５ｖと、モータＭのコイルＬｗを駆動するための出力段５ｗとを含む。さらに、モータＭを全波駆動と半波駆動に切り替えて使用できるように、出力アンプ５の動作を制御する制御回路５５が設けられる。
【００９４】
まず、ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ２４とＱ２８のペア、ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ３４とＱ３８のペア、およびｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ４４とＱ４８のペアはそれぞれ、各相のモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを駆動するプッシュプル方式の出力段を形成する。この場合、トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４は電流ソース側の出力駆動トランジスタ、トランジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８は電流シンク側の出力駆動トランジスタとなる。ｐｎｐバイポーラトランジスタＱ２３，３３，４３は、出力駆動トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４のベース電流を形成するために設けられる。
【００９５】
一方、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２６とＱ２７のペア、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ３６とＱ３７のペア、およびｎｐｎバイポーラトランジスタＱ４６とＱ４７のペアはそれぞれ、出力駆動トランジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８のベース電流を形成するために設けられる。ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ２４とＱ２８のペア、Ｑ３４とＱ３８のペア、およびＱ４４とＱ４８のペアにおいて、電流シンク側の出力トランジスタの駆動能力が電流ソース側の出力トランジスタの駆動能力より大きくなるように、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ３６とＱ３７のペア、およびｎｐｎバイポーラトランジスタＱ４６とＱ４７のペアのカレントミラー比が選択される。
【００９６】
ｎｐｎバイポーラ・トランジスタＱ１１，Ｑ２１，Ｑ３１，Ｑ４１はエミッタ共通の４差動アンプを形成し、最も高い電位がベースに入力されたｎｐｎバイポーラ・トランジスタだけが択一的に導通して、他のトランジスタは遮断する。導通したトランジスタは、そのコレクタ側につながる電流ソース側の出力トランジスタを導通させる。
【００９７】
また、ｐｎｐバイポーラ・トランジスタＱ２５，３５，４５もエミッタ共通の３差動アンプを形成し、最も低い電位がベースに入力されたｐｎｐバイポーラ・トランジスタだけが択一的に導通して、他のトランジスタは遮断する。導通したトランジスタは、そのコレクタ側につながる電流シンク側のトランジスタを導通させる。
【００９８】
ここで、Ｑ１１のベース入力（制御入力）をＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１のベース入力（制御入力）に対して常に最高電位になるように、駆動方式切り換え指定信号とされる切り換え信号Dselの電位を設定すると、ｐｎｐバイポーラ・トランジスタＱ１２、Ｑ１３およびｎｐｎバイポーラトランジスタＱ１４が導通状態になるとともに、電流ソース側の出力トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４が遮断状態になり、電流シンク側のＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８だけがそれぞれの通電相にてオン動作することにより、モータＭが半波駆動される。Ｑ１２は、半波駆動時において、トランジスタＱ２５，Ｑ３５，Ｑ４５の電流源として動作する。すなわち、半波駆動において、ｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１およびｐｎｐバイポーラ・トランジスタＱ２２、Ｑ３２、Ｑ４２は動作状態にされないからである。
【００９９】
このとき、導通状態のトランジスタＱ１４はアクティブ状態でリニア動作し、中性点Ｎへの通電量によってモータＭの駆動パワーを制御する。なお、この駆動パワー制御は、電流シンク側の出力トランジスタＱ２８，Ｑ３８，Ｑ４８の共通エミッタと接地基準電位ＧＮＤの間に直列に介在させられた電流センス抵抗Ｒｓによって検出される駆動電流をモニターしながら行なわれる。
【０１００】
一方、トランジスタＱ１１のベース入力をトランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ４１のベース入力に対して常に最低電位になるように切り換え信号Dselの電位を設定すると、トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３およびＱ１４が非導通状態にされ、トランジスタＱ１１以外のトランジスタＱ２１，Ｑ３１，Ｑ３２が多相信号Ｕｘ，Ｖｘ，Ｗｘにしたがって交代に１つずつ導通し、これにより、電流ソース側の出力トランジスタＱ２４，Ｑ３４，Ｑ４４も通電相に応じて１つずつ交代に導通させられるようになる。ｐｎｐバイポーラ・トランジスタＱ２２、Ｑ３２、Ｑ４２は、このとき、トランジスタＱ２５，Ｑ３５，Ｑ４５の電流源として動作する。
【０１０１】
これとともに、３差動アンプを形成するトランジスタＱ２５，３５，４５のうち、ベース入力電位が最も低くなったトランジスタが導通し、この導通したトランジスタにつながる電流シンク側の出力トランジスタが導通させられることにより、モータＭが全波駆動される。
【０１０２】
図１２は、全波駆動時のモータコイルに流れる電流の順番を示し、図１３は、半波駆動時のモータコイルに流れる電流の順番を示している。モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが全波駆動方式で駆動される時、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗには、図１２に丸付き数字１，２，３，４，５，６で示される様な順番に、図１２に示される様な方向へ駆動電流が流されることになる。一方、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが半波駆動方式で駆動される時、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗには、図１３に丸付き数字１，２，３で示される様な順番に、図１３に示される様な方向へ、中性点Ｎから駆動電流が流されることになる。
【０１０３】
図１４は、図１１に示された出力アンプを、図１に適用する場合の構成を示す回路図をである。図１４に示された出力アンプ５、および制御回路５５の回路構成および回路動作自体は、図１１に示されたそれと変わりが無いので、その説明は省略される。
【０１０４】
図１１と異なるところは、図１１のマトリックス回路４が、図１４においては、図１に示された切換回路３に変更されているところである。したがって、トランジスタＱ２１とＱ２５の各ベース（制御入力）電極、トランジスタＱ３１とＱ３５の各ベース（制御入力）電極、トランジスタＱ４１とＱ４５の各ベース（制御入力）電極は、図１４において、切換回路３内のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の各出力端子（o）に、それぞれ結合される。
【０１０５】
この場合、トランジスタＱ１１のベースに入力される切り換え信号Ｄselは、図８のＣＰＵ５０３からモータ駆動回路（図１における参照番号１で示される）の外部端子に供給されることになる。図８のＣＰＵ５０３は、図７に示される区間Ｂの途中、すなわち、モータＭの回転数がある程度定格回転数Ｎｏに近づいたところで、モータＭの駆動方式を全波駆動方式から半波駆動方式へ切り換えるために、切り換え信号Ｄselをモータ駆動回路（図１における参照番号１で示される）の外部端子に供給することになる。
【０１０６】
したがって、モータ駆動回路は、モータＭの起動時、同期運転によってモータＭを駆動する。その後、モータＭが同期回転し始めて、モータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗが発生したところで、モータ駆動回路の運転は、同期運転から、モータＭのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各相の逆起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，ＥｗとモータＭの中性点（外部端子Ｎ）の電位とのゼロクロス点を捕えて相切り替えを行う逆起検出運転に切り替えられる。そして、図８のＣＰＵ５０３は、モータの回転数がある程度定格回転数Ｎｏに近づいたことを、モータ駆動回路から供給される速度信号Ｐ１（図１参照）に基づいて認識し、図７に示される区間Ｂの途中でモータ駆動回路の駆動方式を全波駆動方式から半波駆動方式に変更するため、切り換え信号Ｄselをモータ駆動回路（図１における参照番号１で示される）の外部端子に供給する。
【０１０７】
そして、モータＭの回転数が定格回転数Ｎｏに達した時、すなわち、図７に示される区間Ｃにおいて、そのモータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗからリニア検出される逆起電圧（誘起電圧）の位相情報および振幅情報がそのまま使用されてモータＭが駆動されるところのソフトスイッチング運転に、モータ駆動回路（図１における参照番号１で示される）の動作モードが切り換えられる。すなわち、切換回路３は、モード切り換え信号ＭＣに応答して、出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗの駆動入力信号源として、マトリックス回路４の出力Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に代わりに、リニアアンプ（１ｕ，１ｖ，１ｗ）およびロー・パス・フィルタ（２ｕ，２ｖ，２ｗ）の出力信号とされる３相正弦波信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を、出力アンプ５ｕ，５ｖ，５ｗに駆動入力信号源として選択する。したがって、上記ソフトスイッチング運転において、モータＭは半波駆動方式で駆動されていることになる。
【０１０８】
したがって、大きなトルクの必要なモータの起動直後には、モータＭが全波駆動方式によって駆動される。一方、モータＭの回転数がある程度の回転数に達した後、モータＭの駆動方式が全波駆動方式から半波駆動方式に切り替えられて、モータＭの回転速度が加速される。モータＭの回転数が定格回転数に達した時、定常運転時に発生するスパイク性ノイズを低減させるため、モータＭはソフトスイッチング運転によって、半波駆動方式で駆動される。
【０１０９】
図１５は、モータＭを、ソフトスイッチング運転時において、半波駆動方式で駆動した場合のタイミング波形図を示している。このタイミング波形図は、図６と比較してわかるように、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの駆動電流は、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに発生する逆起電圧の低レベル期間にのみ、各モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給されていることがわかる。
【０１１０】
以上のようにして、全波駆動と半波駆動が容易に切り替え行なわれるとともに、半波駆動の際には、モータコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各一端がそれぞれ、オン状態になる通電相のトランジスタによって確実に接地基準電位ＧＮＤに接続されることにより、非通電相のトランジスタに印加される逆起電圧に電源電位がそのまま加算されるのを回避させることができる。
【０１１１】
以上、本発明者によってなされた発明を実施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【０１１２】
以上の説明では主として、本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である３相ＤＣブラシレスモータの半波駆動回路に適用した場合について説明したが、それに限定されるものではなく、あらゆる種類の多相モータの半波駆動回路にも適用できる。
【０１１３】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの効果を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【０１１４】
すなわち、回路構成を複雑化することなく、モータの駆動特性を確保しながら、ＤＣブラシレスモータの定常運転時に発生するスパイク性ノイズを低減させることができる、という効果が得られる。
【０１１５】
また、回路構成を複雑化することなく、ブラシレスモータの半波駆動を行なうトランジスタの必要耐圧を低くすることができる、という効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の技術が適用されたＤＣブラシレスモータ駆動回路の回路図を示す。
【図２】図１に示されるリニアアンプおよびロー・パス・フィルタの回路図の一例を示す。
【図３】図１に示される出力アンプの具体的回路図の一例を示す。
【図４】同期運転時の動作波形のチャート図を示す。
【図５】逆起検出運転時の動作波形のチャート図を示す。
【図６】ソフトスイッチング運転時の動作波形のチャート図を示す。
【図７】モータの回転数とモータの運転方式との関係を示している。
【図８】図１のモータ駆動回路を用いた記憶ドライブ装置のシステムブロック図を示す。
【図９】本発明の技術が適用されたブラシレスモータの半波駆動回路の概略構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示した回路の概略動作を示す波形チャート図である。
【図１１】本発明の他の実施例を示す出力アンプの回路図である。
【図１２】全波駆動方式におけるコイル駆動電流の駆動順序および電流方向を説明する図を示している。
【図１３】半波駆動方式におけるコイル駆動電流の駆動順序および電流方向を説明する図を示している。
【図１４】図１１に示された出力アンプ回路を図１の出力アンプに適用した場合の回路図を示す。
【図１５】モータＭを、ソフトスイッチング運転時において、半波駆動方式で駆動した場合のタイミング波形図を示している。
【符号の説明】
Ｍセンサレス３相ＤＣブラシレスモータ
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗモータコイル
Ｎ中性点
１ｕ，１ｖ，１ｗリニアアンプ
２ｕ，２ｖ，２ｗロー・パス・フィルタ
３切換回路
４マトリクス回路
５ｕ，５ｖ，５ｗ出力アンプ
Ｒｓ電流検出用シャント抵抗
６電流制御アンプ
７１モータ起動用クロック発生器
７２相選択スイッチ
７３電圧比較器
７４ゼロクロス検出器
７５コミュテーションシーケンサ
８電圧比較器
Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗ逆起電圧
Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１３相パルス信号
Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２３相正弦波信号
ＣＬＫ起動用クロック
Ｅｍ逆起電圧の振幅
Ｖｃｃ電源電位
ＧＮＤ接地基準電位
Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗトランジスタ
Ｍｃトランジスタ
１４アンプ
２１パワー制御回路（速度制御回路）[0001]
[Industrial application fields]
The present invention relates to a drive circuit for a DC (direct current) brushless motor, and more particularly to a technique effective when applied to a drive circuit for a sensorless multiphase DC brushless motor. The present invention relates to a technique effectively used for a drive circuit of a spindle motor used in, for example, a hard disk drive (hereinafter also referred to as HDD) and a floppy disk drive (hereinafter also referred to as FDD).
[0002]
[Prior art]
Hard disk drives (hereinafter also referred to as HDDs) and floppy disk drives (hereinafter also referred to as FDDs) are used as external storage devices for data processing devices such as small workstations and personal computers. These external storage devices write data on a magnetic disk (also called magnetic media) rotated by a spindle motor with a magnetic head, or read data written on a magnetic disk track with a magnetic head. ing.
[0003]
Higher data recording density (surface recording density) on magnetic disks and higher data transmission speeds of hard disk drives and floppy disk drives to improve the processing speed of data processing devices and increase the scale of application software The progress has been made year after year.
[0004]
On the other hand, in order to reduce the size and power consumption of data processing apparatuses, downsizing, thinning, and power saving of hard disk drive and floppy disk drive apparatuses themselves have been promoted year by year.
[0005]
For example, in a hard disk drive, a magnetic disk having a gradually smaller diameter such as 3.5 inches, 2.5 inches, and 1.8 inches has been developed as a diameter of a magnetic disk incorporated therein. In addition, the thickness of the hard disk drive itself has been reduced to about 10 mm in response to the demand for smaller and thinner laptop personal computers and notebook personal computers.
[0006]
Such thinning of the hard disk drive device itself has advanced the thinning of the spindle motor incorporated therein, and as a result, the position detection element (hall element) of the rotor of the spindle motor has been deleted from the spindle motor. An in-hub type sensorless spindle motor with a motor coil built into the rotor has been developed. Therefore, it is necessary to consider a drive system (sensorless drive system) for controlling rotation of a sensorless brushless motor that does not require a sensor such as a rotor position detection element (hall element) with high accuracy.
[0007]
Regarding the driving method of such a sensorless brushless DC (direct current) motor, “Sensorless brushless DC motor driving technology” published by Toshiba, Toshiba review 1990 vol. 45 No. 9, pages 756-758.
[0008]
According to this document, in a steady operation in which a sensorless three-phase DC brushless motor is rotated at a rated speed, zero cross points of counter electromotive voltages Eu, Ev, Ew induced in the motor coils of each phase are detected by a comparator, The digital three-phase pulse signals U1, V1, W1 are generated using the zero-cross point as a timing reference, and the three output amplifiers using the three-phase pulse signals U1, V1, W1 as the drive input signal sources The motor coil is energized and driven.
[0009]
As a driving method of the three-phase DC brushless motor, there are full-wave driving in which each phase motor coil is energized and driven from both directions, and half-wave driving in which each phase motor coil is energized and driven only from one direction, respectively. . When starting a motor that requires a large torque, the motor is driven by full-wave drive. On the other hand, since the torque is not so much required after the motor speed reaches a certain level, the motor drive system is switched from full wave drive to half wave drive, and the motor is driven.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, the present inventors have revealed that the above-described technique has the following problems.
[0011]
That is, in the above-described DC brushless motor drive circuit, the drive current to each phase of the motor coil is controlled by the digital pulse signals U1, V1, and W1, so that a transient phenomenon at the rise / fall of the drive current. The occurrence of spike noise due to is remarkable. This noise appears in the form of voltage noise, acoustic noise, and electromagnetic noise, and adversely affects the surroundings.
[0012]
In view of this, the present inventors examined performing slew rate control that delays the rising / falling speed of the drive current to the motor coil in order to reduce the spike noise.
[0013]
However, when this slew rate control is performed, it has become apparent that the circuit becomes complicated and that the drive efficiency of the motor is reduced due to the delay in switching the energized phase that occurs with the slew rate control.
[0014]
In the half wave drive of the brushless motor, the motor coils Lu, Lv, Lw of each phase are half-powered while the neutral points N of the motor coils Lu, Lv, Lw of each phase are pulled up to the power supply potential Vcc. Wave driven. For this reason, the non-energized phase driving transistor adds the voltage at the neutral point N (Vcc-Vsat: Vsat is the saturation voltage of the transistor Mc) and the back electromotive force Em generated in the motor coil (Lu, Lv, Lw). The voltage Vr (Vr = Em / 2 + Vcc−Vsat) is applied.
[0015]
As a result, each of the three drive transistors that energize and drive the three motor coils must have a withstand voltage sufficient to withstand the voltage Vr (Vr = Em / 2 + Vcc−Vsat). In addition, a manufacturing process capable of forming a high breakdown voltage transistor is required. As a result, a large element formation area is required on the semiconductor chip on which the driving transistor is formed.
[0016]
Further, power control for controlling the rotation of the motor is performed by energizing currents of three drive transistors that drive the three motor coils separately. For this reason, each drive transistor must be linearly operated in an active state, and the circuit configuration for this is complicated.
[0017]
An object of the present invention is to provide a technique capable of reducing spike noise generated during steady-state operation of a sensorless DC (direct current) brushless motor while ensuring the motor drive characteristics without complicating the circuit configuration. It is to provide.
[0018]
Another object of the present invention is to perform half-wave driving of a DC (direct current) brushless motor without complicating the circuit configuration.
[0019]
Still another object of the present invention is to provide a technology capable of performing full-wave driving and half-wave driving of a sensorless DC (direct current) brushless motor and reducing the withstand voltage required for the driving transistor in the half-wave driving. There is to do.
[0020]
The above and other objects and features of the present invention will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
[0021]
[Means for Solving the Problems]
Of the inventions disclosed in this application, the outline of typical ones will be briefly described as follows.
[0022]
That is, during steady operation of rotating a DC brushless motor at a rated speed, phase information and amplitude information of a back electromotive voltage (induced voltage) linearly detected from the motor coil is used as it is, and the back electromotive voltage is used to drive the motor. Used as a transistor drive input signal source. That is, during steady operation, the counter electromotive voltage detected from the motor coil is directly applied to the control input terminal of the drive transistor.
[0023]
On the other hand, in the half-wave drive of the brushless motor, each one end of the motor coil provided for each energized phase is connected to the ground reference potential (via a drive transistor that is binary controlled on or off for each phase). First power supply voltage). A neutral point where the other ends of the motor coils are connected in common is connected to a power supply potential (second power supply voltage) via a control transistor that linearly operates in an active state.
[0024]
[Action]
According to the above-described means, the transient phenomenon of the drive current to the motor coil can be alleviated without depending on the slew rate control that causes the drive characteristics of the motor to deteriorate. That is, the back electromotive voltage (induced voltage) linearly detected from the motor coil is sinusoidal, and the driving current to the motor coil is formed by the driving transistor using the phase information and amplitude information. As a result, the back electromotive voltage (induced voltage) applied to the control input of the drive transistor is sinusoidal, so that the rise and fall of the drive current formed by the drive transistor is not digitally switched. , Has a linear predetermined inclination. In other words, the waveform of the drive current formed by the drive transistor is trapezoidal.
[0025]
Therefore, since the rising and falling of the drive current have a linear predetermined slope, the occurrence of spike noise due to phase switching is suppressed during the steady operation of the brushless motor. This achieves the object of reducing spike noise generated during steady operation of the DC brushless motor while ensuring the motor drive characteristics without complicating the circuit configuration.
[0026]
Further, each one end of each motor coil is connected to the ground reference potential almost certainly by the energized phase drive transistor which is turned on, so that the back electromotive voltage applied to the non-energized phase drive transistor Can be prevented from being added as they are.
[0027]
In addition, since the drive transistors for energizing and driving the motor coils of each phase only need to be binary-controlled to be on or off, the circuit configuration is greatly increased compared to the case where the drive transistors are linearly operated in an active state. It can be simplified. This achieves the object of reducing the required breakdown voltage of the transistor that performs half-wave driving of the brushless motor without complicating the circuit configuration.
[0028]
【Example】
Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
In the drawings, the same reference numerals denote the same or corresponding parts.
FIG. 1 shows a circuit block diagram of an embodiment of a DC (direct current) brushless motor drive circuit 1 to which the technology of the present invention is applied.
[0029]
The brushless motor drive circuit 1 of the present embodiment is formed on a single rectangular semiconductor substrate IC such as single crystal silicon by a well-known semiconductor integrated circuit manufacturing technique. In the figure, a plurality of circles written on a square line indicating the brushless motor drive circuit 1 indicate external terminals of the brushless motor drive circuit 1.
[0030]
A motor M surrounded by a dotted line represents a sensorless type three-phase DC brushless motor in which a hall element (hall sensor) as a rotor position detector is omitted. The motor M has three motor coils Lu, Lv, and Lw. One end of each of the motor coils Lu, Lv, and Lw is connected in common to be a neutral point. On the other hand, the other end of each motor coil Lu, Lv, Lw and the neutral point are respectively coupled to external terminals U, V, W of the brushless motor drive circuit 1. In the motor M, when the rotor of the motor M is rotated, the counter electromotive voltages induced in the motor coils Lu, Lv, Lw are indicated as Eu, Ev, Ew.
[0031]
The motor drive circuit 1 includes linear amplifiers (AMP) 1u, 1v, and 1w that detect the back electromotive voltages Eu, Ev, and Ew induced in the motor coil separately for each phase, and each linear amplifier (AMP) 1u. , 1v, 1w are coupled to external terminals U, V, W, N via an attenuator (resistance attenuator) ATT. Each input terminal (−) of each linear amplifier (AMP) 1u, 1v, 1w is coupled to an external terminal N. On the other hand, the input terminal (+) of the linear amplifier (AMP) 1u is coupled to a common connection point between the resistance elements R1 and R2 of the attenuator (resistance attenuator) ATT. The other end of resistance element R1 is coupled to external terminal U, and the other end of resistance element R2 is coupled to external terminal N. Similarly, the input terminal (+) of the linear amplifier (AMP) 1v is coupled to a common connection point between the resistance elements R3 and R4 of the attenuator (resistance attenuator) ATT. The other end of resistance element R3 is coupled to external terminal V, and the other end of resistance element R4 is coupled to external terminal N. The input terminal (+) of the linear amplifier (AMP) 1w is coupled to a common connection point between the resistance elements R5 and R6 of the attenuator (resistance attenuator) ATT. The other end of resistance element R5 is coupled to external terminal W, and the other end of resistance element R6 is coupled to external terminal N.
[0032]
Each of the low-pass filters (LPF) 2u, 2v, 2w receives the back electromotive voltage detected by the linear amplifier (AMP) 1u, 1v, 1w, so that the linear amplifier (AMP) 1u, 1v. , 1w output terminal. The low-pass filters (LPF) 2u, 2v, 2w are phases of a feedback loop composed of the linear amplifiers (AMP) 1u, 1v, 1w, output amplifiers 5v, 5u, 5w and motor coils Lu, Lv, Lw. Provided to provide compensation. The low pass filters (LPF) 2u, 2v, 2w are regarded as phase compensation means.
[0033]
The output signals U2, V2, and W2 of the low-pass filters (LPF) 2u, 2v, and 2w are supplied to the first input terminals (1i) of the switching elements SW1, SW2, and SW3 in the switching circuit 3, respectively. The On the other hand, the second input terminals (2i) of the switching elements SW1, SW2, and SW3 in the switching circuit 3 are connected to the output signals U1, V1, and V1 of the matrix circuit 4 that determine the energization ratio to the motor coils Lu, Lv, and Lw. W1 is supplied. Therefore, the switching elements SW1, SW2, and SW3 in the switching circuit 3 respond to the state of the electrical signal level of the mode control signal MC, and output signals U2, V2 of the low pass filters (LPF) 2u, 2v, 2w. , W2 and one of the output signals U1, V1, W1 of the matrix circuit (MTR) 4 (U2, V2, W2 or U1, V1, W1) are selectively switched to the switching elements SW1, SW2, SW3. To be supplied to the output terminal (o).
[0034]
The output amplifiers 5u, 5v, 5w drive the motor coils Lu, Lv, Lw by energization. The input terminals of the output amplifiers 5u, 5v, 5w are respectively coupled to the output terminals (o) of the switching elements SW1, SW2, SW3, and are selectively supplied from the output terminals (o) of the switching elements SW1, SW2, SW3. Low-pass filters (LPF) 2u, 2v, 2w output signals U2, V2, W2 or matrix circuit 4 output signals U1, V1, W1 are received. The output amplifiers 5u, 5v, and 5w are output signals U2, V2, and W2 of low-pass filters (LPF) 2u, 2v, and 2w that are selectively supplied from the output terminals (o) of the switching elements SW1, SW2, and SW3. Alternatively, in response to the output signals U1, V1, W1 of the matrix circuit 4, a drive current to be selectively supplied to the motor coils Lu, Lv, Lw is formed and output to the external terminals U, V, W.
[0035]
The resistance element Rnf for current detection is for converting the drive current passed through the motor coils Lu, Lv, Lw into a voltage value, one end of which is coupled to the external terminal R and the other end is 0 volts. Coupled to the ground reference potential (first power supply voltage) of the circuit. The current control amplifier (AMP4) 6 has a first input (−) coupled to the external terminal R and a second input (+) coupled to the external terminal VCTL. The current control amplifier (AMP4) 6 energizes the output amplifiers 5u, 5v, and 5w based on the potential difference between the voltage value converted by the resistance element Rnf and the voltage value of the speed control signal Vctl supplied to the external terminal VCTL. A current control signal Ictl for controlling the amount is output to the output amplifiers 5u, 5v, 5w.
[0036]
The motor starting clock generator (OSC) 71 is provided for outputting a clock signal CLK used when starting the motor M from a stopped state. That is, when the motor M is started from the stop state, the motor M is rotated by a synchronous operation that is driven in synchronization with the clock signal CLK.
[0037]
72 is a phase selection switch, 73 is a voltage comparator (CMP1), 74 is a zero cross detector (ZED), 75 is a commutation sequencer (COMS), 8 is a voltage comparator (CMP2), and will be described in detail below. The
[0038]
The switching circuit 3 is configured by using analog switches (SW1, SW2, SW3) composed of bipolar transistors (or MOSFETs), and one of the first and second selected ports (1i, 2i). Is selected and connected to the inputs of the output amplifiers 5u, 5v, 5w. Switching control of the analog switches (SW1, SW2, SW3) in the switching circuit 3 is performed by a mode control signal MC which is an output signal of the voltage comparator (CMP2) 8 having hysteresis characteristics. The voltage comparator (CMP2) 8 has a first input (−) coupled to an external terminal Vref to which a reference voltage value Vr is supplied and an external terminal VCTL to which a speed control signal Vctl is supplied from an external microcomputer. And a second input (+) coupled.
[0039]
That is, the voltage comparator (CMP2) 8 is the first in the case of steady operation in which the motor M is rotating at the rated speed when the voltage value of the speed control signal Vctl is equal to or lower than the voltage value of the predetermined reference voltage value Vr. For example, a low-level mode control signal MC is supplied to the switching circuit 3 so that the signals (U2, V2, W2) applied to the selected port (1i) of the selected signal are supplied to the inputs of the output amplifiers 5u, 5v, 5w. . On the other hand, when the voltage value of the speed control signal Vctl is equal to or higher than the voltage value of the reference voltage value Vr, the voltage comparator (CMP2) 8 performs, for example, synchronous operation and reverse operation from the start of the motor M to the rotation at the rated speed. In the detection operation, the output signal (U1, V1, W1) of the matrix circuit 4 given to the second selected port (2i) is supplied to the inputs of the output amplifiers 5u, 5v, 5w, for example, at a high level. Mode control signal MC is supplied to the switching circuit 3.
[0040]
The current control amplifier (AMP4) 6 variably controls the energization amount to the motor coil by the output amplifiers 5u, 5v, 5w according to the speed control signal Vctl. That is, the current control amplifier (AMP4) 6 outputs the output current so that the coil drive current value of the output amplifiers 5u, 5v, 5w detected by the resistor Rnf becomes the current value set by the speed control signal Vctl. A current control signal Ictl for adjusting the output level (current gain) of the drive current of the amplifiers 5u, 5v, 5w is output to the output amplifiers 5u, 5v, 5w. That is, the current control amplifier (AMP4) 6 performs negative feedback control.
[0041]
The phase selection switch 72, the voltage comparator 73, and the zero cross detector 74 detect the zero cross points of the counter electromotive voltages Eu, Ev, Ew induced in the motor coils Lu, Lv, Lw separately for each phase. Is regarded as a counter electromotive voltage detection circuit.
[0042]
The commutation sequencer 75 uses the timing reference given by the clock signal CLK for starting the motor or the zero-cross point of the back electromotive voltages Eu, Ev, Ew detected for each phase as a timing reference, to the matrix circuit (MTR) 4. For each input, output signals TU1, TV1 and TW1 which are timing signals are output. The matrix circuit (MTR) 4 generates digital three-phase pulse signals U1, V1, and W1 that serve as drive input signal sources for the motor M based on the output signals TU1, TV1, and TW1 of the commutation sequencer 75. The three-phase pulse signals U1, V1, and W1 are supplied to the second selected port (2i) of the selection circuit 3.
[0043]
The phase selection switch 72, the voltage comparator 73, the zero cross detector 74, and the commutation sequencer 75 operate as follows.
[0044]
When the motor M is started, the commutation sequencer 75 is operated using the clock signal CLK supplied from the oscillation circuit OSC, and the motor M is synchronously operated. In the synchronous operation, the commutation sequencer 75 sequentially switches the energized phases of the coils Lu, Lv, and Lw of the motor M in synchronization with the clock signal CLK so as to cause the motor M to rotate in the positive direction. Signals TU1, TV1 and TW1 are generated.
[0045]
On the other hand, when the motor M starts to rotate synchronously and the counter electromotive voltages Eu, Ev, Ew are generated in the coils Lu, Lv, Lw of the motor M, the operation of the motor M is changed from the synchronous operation to the coils Lu, Lv of the motor M. , Lw, the back electromotive force voltage Eu, Ev, Ew and the potential of the neutral point (external terminal N) of the motor M are switched to the back electromotive force detection operation in which phase switching is performed.
[0046]
In the back electromotive detection operation, phase switching is performed in synchronization with the zero cross point between the back electromotive voltage Eu, Ev, Ew of each phase generated by the rotation of the motor M and the neutral point potential of the motor M. The motor M is rotated in the forward direction while maintaining the rotational torque. Detection of the back electromotive voltages Eu, Ev, Ew of each phase of the coils Lu, Lv, Lw of the motor M is performed by a phase selection switch 72, a voltage comparator 73, and a zero cross detector 74, which are detection phase changeover switches.
[0047]
The phase selection switch 72 includes three switch circuits each having one end electrically coupled to each of the external terminals U, V, and W and the other end connected in common. The three switch circuits are connected in common. The other end is coupled to the first input (+) of voltage comparator 73. The second input (−) of voltage comparator 73 is electrically coupled to external terminal N. The comparison output of the voltage comparator 73 is supplied to the zero cross detector 74, and relates to the zero cross point between the back electromotive force Eu, Ev, Ew of each phase detected by the zero cross detector 74 and the neutral point potential of the motor M. Information is supplied to the commutation sequencer 75. Therefore, the commutation sequencer 75 outputs the output signals TU1, TV1, TW1, which are timing signals, for each input of the matrix circuit (MTR) 4 based on the information about the zero cross point. The matrix circuit (MTR) 4 generates digital three-phase pulse signals U1, V1, and W1 that serve as drive input signal sources for the motor M based on the output signals TU1, TV1, and TW1 of the commutation sequencer 75.
[0048]
In the back electromotive detection operation, since only the back electromotive voltage can be detected in the non-energized phase, the commutation sequencer 75 generates the phase selection signal Lsel for the phase selection switch 72, and the back electromotive force of the non-conductive phase is generated at any time. The phase selection switch 72 is controlled so that only the voltage is detected. Further, immediately after switching the energized phase, there is a possibility of erroneous detection due to kickback of the motor M, so the commutation sequencer 75 outputs a mask signal MASK to the zero cross detector 74, and the zero cross detector immediately after switching the energized phase. The detection of 74 zero-cross points is prohibited. The output signal of the zero cross detector 74 is also supplied to the external terminal PHASE, and is used for speed control as a speed signal of the motor M for a microcomputer coupled to the outside of the motor drive circuit 1.
[0049]
On the other hand, the commutation sequencer 75 outputs a zero cross detection direction designation signal DIR to the zero cross detection circuit 74. This zero cross detection direction designation signal DIR is a signal for designating the direction of the zero cross point between the potential of the neutral point N of the motor M and the back electromotive voltage (Eu, Ev, Ew) of each detection phase. That is, the direction of the zero cross timing of the zero cross point between the potential of the neutral point N of the motor M and the back electromotive voltage (Eu, Ev, Ew) of each detection phase is 1) the back electromotive voltage (Eu, Ev, Ew) is When the potential changes from the potential below the neutral point N to the potential above the neutral point N, 2) the back electromotive force (Eu, Ev, Ew) from the potential above the neutral point N to the neutral point There are two cases of changing to a potential lower than the potential of N. Therefore, by designating whether the direction of the zero cross point to be detected is the case of 1) or 2) by the signal DIR, the desired zero cross timing can be detected without error.
[0050]
On the other hand, during steady operation in which the motor M is rotated at the rated speed (rated rotation), the linear amplifiers 1u, 1v, 1w and the low-pass filters 2u, 2v, 2w are sine of the back electromotive voltages Eu, Ev, Ew. The three-phase sine wave signals U2, V2, and W2 with the waveforms remaining are supplied to the inputs of the output amplifiers 5u, 5v, and 5w via the first selected port (1i) of the selection circuit 3. ing.
[0051]
That is, during steady operation in which the motor M is rotated at the rated speed (rated rotation), the phase information and amplitude information of the back electromotive voltage (induced voltage) linearly detected from the motor coils Lu, Lv, Lw are used as they are. The counter electromotive voltage is used as a drive input signal source for the motor M. During steady operation, the counter electromotive voltage detected from the motor coil is directly applied to the control input terminals of the drive transistors of the output amplifiers 5u, 5v, 5w.
[0052]
The back electromotive voltage (induced voltage) detected linearly from the motor coil is sinusoidal, and the drive current to the motor coils Lu, Lv, Lw is output to the output amplifiers 5u, 5v, 5w using the phase information and amplitude information. The drive transistor is formed. As a result, the counter electromotive voltage (induced voltage) applied to the control input of the drive transistors of the output amplifiers 5u, 5v, and 5w has a sine wave shape, and is formed by the drive transistors of the output amplifiers 5u, 5v, and 5w. The rising and falling edges of the drive current do not switch digitally but have a linear predetermined slope. In other words, the waveform of the drive current formed by the drive transistors of the output amplifiers 5u, 5v, 5w is trapezoidal. Therefore, since the rising and falling of the drive current have a linear predetermined slope, the occurrence of spike noise due to phase switching is suppressed during the steady operation of the brushless motor M.
[0053]
FIG. 2 shows a specific circuit diagram of the linear amplifiers (AMP) 1u, 1v, 1w and the low pass filters (LPF) 2u, 2v, 2w.
[0054]
The linear amplifier AMP has a pnp bipolar transistor Q100 having a base electrode coupled to an input terminal (+) and a pnp bipolar transistor Q101 having a base electrode coupled to an input terminal (−). The respective emitter electrodes of transistors Q100 and Q101 are coupled to emitter resistance elements Re1 and Re2. A common connection point between the emitter resistance elements Re1 and Re2 is coupled to a node to which a circuit power supply voltage (second power supply voltage) Vcc is supplied via a constant current source Ics.
[0055]
The collector electrodes of transistors Q100 and Q101 are coupled to the collector electrodes of npn bipolar transistors Q102 and Q103, respectively. The base electrode of transistor Q102 is coupled to the collector electrode of transistor Q102 and diode-connected. The base electrode of transistor Q102 is also coupled to the base electrode of transistor Q103, and the emitter electrodes of transistors Q102 and Q103 are coupled to the ground reference potential (first power supply voltage) GND of the circuit. Therefore, the transistors Q102 and Q103 are current mirror circuits that constitute the load circuit of the transistors Q100 and Q101.
[0056]
The collector electrode of the transistor Q101 is coupled to the first input (1i) of each switch SW of the switching circuit 3 through, for example, a low pass filter (LPF) composed of a resistance element R100 and a capacitance element C100. The collector electrode of transistor Q101 is coupled to the ground reference potential via load resistance element R101. Therefore, the linear amplifier AMP outputs a sinusoidal counter electromotive voltage based on the voltage signal supplied to the input terminal (+) and the input terminal (−), and the sine wave signal is a low-pass filter (LPF). To the first input (1i) of the switching circuit 3.
[0057]
FIG. 3 shows a specific circuit diagram of the output amplifiers 5u, 5v, 5w of the motor drive circuit 1. 3 is easily understood by those skilled in the art and will not be described in detail, but will be briefly described below.
[0058]
In the output amplifiers 5u, 5v, and 5w, a pair of npn bipolar transistors Q24 and Q28, a pair of npn bipolar transistors Q34 and Q38, and a pair of npn bipolar transistors Q44 and Q48 respectively have motor coils Lu, Lv, and Lw of each phase. A push-pull type output stage to be driven is formed. In this case, Q24, Q34, and Q44 are output drive transistors on the current source side, and Q28, Q38, and Q48 are output drive transistors on the current sink side. The pnp bipolar transistors Q23, 33, and 43 are provided to form the base current of the output drive transistors Q24, Q34, and Q44. On the other hand, a pair of npn bipolar transistors Q26 and Q27, a pair of npn bipolar transistors Q36 and Q37, and a pair of npn bipolar transistors Q46 and Q47 are provided to form base currents of output drive transistors Q28, Q38, and Q48, respectively. .
[0059]
The npn bipolar transistors Q21, Q31, and Q41 form a three-differential amplifier common to the emitters, and only the transistor having the highest potential input to the base is selectively turned on and the other transistors are cut off. The conducted transistor conducts the output transistor on the current source side connected to the collector side. The base electrodes (control input terminals) of the transistors Q21, Q31, and Q41 are coupled to the output terminals (o) of SW1, SW2, and SW3 in the switching circuit 3.
[0060]
The pnp bipolar transistors Q25, 35, and 45 also form a common three-differential amplifier. Only the transistor having the lowest potential input to the base is selectively turned on and the other transistors are cut off. The conductive transistor makes the current sink side transistor connected to the collector side conductive. The pnp bipolar transistors Q22, 32, and 42 are used as current sources for the pnp bipolar transistors Q25, 35, and 45.
[0061]
The drive power of the motor coil is controlled by monitoring the drive current detected by the current sense resistor Rnf interposed in series between the common emitter of the output transistors Q28, Q38, Q48 on the current sink side and the ground reference potential GND. It is done while. As explained in FIG. 1, based on the drive current detected by the current sense resistor Rnf, the current control amplifier 6 supplies the current control signal Ictl to the common emitters of the transistors Q21, Q31, and Q32. It has become.
[0062]
The transistors Q21, Q31, and Q32 are alternately turned on one by one in accordance with the three-phase signals Ux, Vx, and Wx supplied from the output terminals (o) of SW1, SW2, and SW3 in the switching circuit 3, thereby The source-side output transistors Q24, Q34, and Q44 are also turned on one by one in accordance with the energized phase. At the same time, among the transistors Q25, 35, and 45 forming the three differential amplifiers, the transistor having the lowest base input potential is turned on, and the current sink side output transistor connected to the turned-on transistor is turned on. The motor M is driven full wave.
[0063]
Next, the circuit operation will be described.
FIG. 4 shows waveforms of the motor starting clock CLK and the output signals U1, V1, W1 of the matrix circuit 4 at the time of starting the motor.
[0064]
When the motor M is started, the motor M is synchronously operated based on the clock CLK as described above. As shown in FIG. 4, three-phase digital pulse signals U1, V1, and W1 created based on the motor start clock CLK are driven from the matrix circuit 4 to the output amplifiers 5u, 5v, and 5w via the switching circuit 3. Provided as input signal source.
[0065]
FIG. 5 shows waveforms of the back electromotive voltage of the motor M and the matrix circuit 4 signals U1, V1, and W1 until the motor M is activated and reaches the rated speed.
Until the motor M is activated and reaches the rated speed, the motor M is operated for detecting the back electromotive force as described above. As shown in FIG. 5, three-phase digital pulse signals U 1, V 1, W 1 created based on the zero cross points of the counter electromotive voltages Eu, Ev, Ew detected for each phase are transferred from the matrix circuit 4 to the switching circuit 3. To the output amplifiers 5u, 5v, and 5w as drive input signal sources.
[0066]
FIG. 6 shows waveforms of back electromotive force Eu, Ev, Ew, low-pass filters 2u, 2v, 2w and motor coil drive current when the motor reaches the rated speed (rated rotation). Yes.
When the motor reaches the rated speed, the motor M is driven by using the phase information and the amplitude information of the back electromotive voltages Eu, Ev, Ew generated in the motor coil as described above. In this specification, such an operation method may be referred to as a soft switching operation.
[0067]
When the motor M reaches the rated speed, as shown in FIG. 6, the back electromotive voltages generated in the motor coils Lu, Lv, Lw are detected by the linear amplifiers 1u, 1v, 1w. The back electromotive voltages of the motor coils Lu, Lv, Lw detected by the linear amplifiers 1u, 1v, 1w further pass through the low-pass filters 2u, 2v, 2w, and then the three-phase sine wave signals U2, V2 , W2 via the switching circuit 3 to the output amplifiers 5u, 5v, 5w as drive input signal sources.
[0068]
At this time, the path formed by the motor coil Lu (Lv, Lw), the linear amplifier 1u (1v, 1w), the low-pass filter 2u (2v, 2w) and the output amplifier 5u (5v, 5w) is one kind. Since it can be regarded as a positive feedback loop, it is necessary to pay attention to stability. However, since the drive current of the motor M that has once reached the rated speed is narrowed down by the current control signal Ictl that is the output signal of the current control amplifier 8, the loop gain of the positive feedback is reduced. Therefore, although a positive feedback loop is formed, the unstable operation due to the positive feedback can be avoided.
[0069]
Furthermore, in the embodiment of the present invention, in order to suppress the increase of the loop gain (gain) of the positive feedback loop in the high frequency region in driving the motor coils Lu, Lv, Lw, which are inductive loads, Filters 2u, 2v, 2w are inserted in the positive feedback loop. Further, an attenuator ATT is inserted in the positive feedback loop for gain adjustment of the entire positive feedback loop. Therefore, the loop gain (gain) of the positive feedback loop is obtained by inserting the attenuator ATT, phase compensation by the low-pass filters 2u, 2v, and 2w, and controlling the energization amount of the output amplifiers 5u, 5v, and 5w by the current control amplifier 8. ) Is definitely reduced.
[0070]
Thereby, even if a positive feedback loop is formed based on the soft switching operation of the motor drive circuit 1, the unstable operation of the motor drive circuit 1 is reliably suppressed. In other words, in the soft switching operation, since a positive feedback loop is basically formed, low-pass filters 2u, 2v, and 2w are used for phase compensation. Further, when the drive current of the motor M increases, the gains of the output amplifiers 5u, 5v, 5w of the respective phases increase, and the positive feedback loop becomes unstable. Therefore, the motor drive circuit 1 is switched to the soft switching operation only when the motor M reaches the rated rotation speed and the drive current of the motor M is reduced.
[0071]
As shown in FIG. 6, the drive current waveforms of the motor coils Lu, Lv, and Lw are waveforms whose peaks are crushed, but the drive current is near the rise / fall of the drive current where the occurrence of spike noise is a problem. The waveform is kept smooth.
[0072]
That is, since the back electromotive voltage (induced voltage) applied to the control input of the drive transistors of the output amplifiers 5u, 5v, and 5w has a sine wave shape, the drive formed by the drive transistors of the output amplifiers 5u, 5, and v5w. The rise and fall of the current do not switch digitally but have a linear predetermined slope. In other words, the waveform of the drive current formed by the drive transistors of the output amplifiers 5u, 5v, 5w is trapezoidal.
[0073]
Therefore, since the rising and falling of the drive current have a linear predetermined slope, the occurrence of spike noise due to phase switching is suppressed during the steady operation of the brushless motor M. The reason why the rising and falling edges of the drive current have a linear predetermined slope is that in the specific circuit diagram of the output amplifiers 5u, 5v, and 5w shown in FIG. 3, the drive transistors Q21, Q31, Q41, It will be easily understood when a sinusoidal input signal is applied to the base electrodes (control inputs) of Q25, Q35, and Q45.
[0074]
FIG. 7 shows the relationship between the rotation speed of the motor M and the operation mode of the motor drive circuit 1.
The section A shown in the figure shows the time when the motor M is started, and the motor drive circuit 1 drives the motor M by synchronous operation. At this time, the mode control signal MC is set to the low level, and the drive current values of the output amplifiers 5u, 5v, and 5w are large, so that the sense voltage detected by the sense resistor Rnf has a large value.
[0075]
The section B shown in the figure indicates a period from when the motor M is started until the rated speed is reached, and the motor drive circuit 1 drives the motor M by back electromotive detection operation. At this time, the mode control signal MC is set to the low level, and the drive current values of the output amplifiers 5u, 5v, and 5w are large, so that the sense voltage detected by the sense resistor Rnf has a large value.
[0076]
A section C shown in the figure indicates a period during which the motor M reaches the rated speed, and the motor drive circuit 1 drives the motor M by a soft switching operation. At this time, the mode control signal MC is set to the high level, and the drive current values of the output amplifiers 5u, 5v, and 5w are reduced. Therefore, the sense voltage detected by the sense resistor Rnf has a small value because the motor M is operated at the rated speed.
[0077]
FIG. 8 shows a system block diagram of a magnetic storage device using the motor drive circuit 1 shown in FIG. 1, for example, a hard disk drive (HDD) device. In the figure, since the spindle motor control unit corresponds to the motor drive circuit 1, the reference number is indicated as 601. Hereinafter, the spindle motor control unit 601 is regarded as the same as the motor drive circuit 1.
[0078]
The hard disk drive (HDD) apparatus reads or writes information (data) with respect to a spindle motor 22 corresponding to the motor M in FIG. 1 and a desired track of the magnetic disk 200 that is rotationally driven by the spindle motor 22. A magnetic head 300 for performing read processing, a signal processing thread 400 for performing predetermined processing on read data or write data, an interface system 500 for exchanging read data or write data to the outside of a hard disk drive (HDD) device, and the above And a mechanism drive system 600 that drives the motor 22 and the magnetic head 300. A spindle motor control unit 601 is incorporated in the mechanism drive system 600, and the spindle motor control unit 601 is responsible for speed control and activation control of the motor 22.
[0079]
The signal processing yarn 400 includes a read amplifier and write amplifier 401 coupled to the magnetic head 300, a data reproduction circuit 402, an encoder / decoder 403, and the like. The interface system 500 includes a file data processor 501, a small computer system interface (SCSI) controller 502, and a CPU (microcomputer, central processing unit) 503. The mechanism drive system 600 includes a voice coil motor driver 602 that drives the magnetic head 300 in addition to the spindle motor control unit 601.
[0080]
The spindle motor control unit 601 supplies the output signal of the zero cross detector 74 shown in FIG. 1 to the microcomputer 503 from the external terminal PHASE. The microcomputer 503 outputs the output signal of the zero cross detector 74 to the motor. The speed signal of M (spindle motor 22) is used for speed control. The microcomputer 503 receives the output signal of the zero-cross detector 74 and supplies the speed control signal Vctl shown in FIG. 1 to the external terminal VCTL of the spindle motor control unit 601 based on the output signal. In this way, the speed of the motor M (spindle motor 22) is controlled by the spindle motor control unit 601.
[0081]
As described above, the motor drive current during the steady operation is at least phase-switched in a sine wave, and abrupt coil drive current switching that causes spike noise is avoided.
Thereby, the transient phenomenon of the drive current to the motor coils Lu, Lv, and Lw can be alleviated without depending on the slew rate control that causes the motor drive characteristics to deteriorate. Therefore, it is possible to reduce spike noise generated during steady operation of the DC brushless motor while ensuring the driving characteristics of the motor without complicating the circuit configuration.
[0082]
The invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments. However, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Not too long.
For example, the control of the switching circuit 3 may be performed by the rotational speed detected based on the counter electromotive voltage of the motor.
[0083]
In the above description, the case where the invention made by the present inventor is applied to the three-phase DC brushless motor driving circuit, which is the field of use behind the invention, has been described. It can be applied to a drive circuit for a multiphase motor.
[0084]
Hereinafter, another embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 9 shows an embodiment of a half-wave driving circuit for a brushless motor to which the technology of the present invention is applied. M is a three-phase DC brushless motor, Lu, Lv, and Lw are motor coils, and Em ( EU, Ev, Ew) are counter electromotive voltages generated in the motor coil, Mu, Mv, Mw are included in the output amplifier 5, and power field effect transistors (drives) for connecting each end of the motor coil to the ground reference potential GND, respectively. Transistor), Mc is a power field effect transistor that connects a neutral point N commonly connected to the other ends of the motor coil to the power supply potential Vcc, and 14 is an active state of the transistor Mc connected to the neutral point N. An amplifier 21 for linear operation is a power control circuit (speed control circuit).
[0085]
Next, the operation will be described.
The transistors Mu, Mv, Mw connected to one ends of the motor coils Lu, Lv, Lw are on / off controlled by the multiphase signals Ux, Vx, Wx input from the matrix circuit 4. As a result, one end of each of the motor coils Lu, Lv, Lw is alternately connected to the ground reference potential GND in accordance with the multiphase signals Ux, Vx, Wx and driven to be energized. In this case, each of the transistors Mu, Mv, and Mw is binary-controlled to be either on in the saturated state or off in the cut-off state, and no linear operation is performed in the active state.
[0086]
On the other hand, the transistor Mc connected to the neutral point N of the motor coils Lu, Lv, and Lw is linearly operated in an active state by a control signal input from the power control circuit 21 via the amplifier 14, and from the power supply potential Vcc. The drive current Ic supplied to the neutral point N is variably controlled.
[0087]
As described above, the brushless motor M is driven half-wave by the on / off operation of the transistors Mu, Mv, Mw connected to the respective one ends of the motor coils Lu, Lv, Lw, and the motor coils Lu, Lv, The transistor Mc connected to the neutral point N of Lw is linearly operated in the active state, whereby power control for controlling the rotation of the motor M is performed.
[0088]
At this time, the sum of two back electromotive voltages generated in the energized phase motor coil and the non-energized phase motor coil is applied to the non-energized phase transistor in the cut-off state. For example, when the transistor Mu is turned on and the transistors Mw and Mv are cut off, the transistor Mw is added with the counter electromotive voltage Eu generated in the motor coil Lu and the counter electromotive voltage Ew generated in the motor coil Lw. Applied.
[0089]
However, these two counter electromotive voltages Eu and Ew are voltages generated in different phases, for example, in the case of three phases, there is a phase difference of 120 degrees. For this reason, the maximum peak of the voltage (Eu + Ew) obtained by adding the two back electromotive voltages Eu and Ew is significantly lower than when the maximum peaks of Eu and Ew are simply added.
[0090]
In addition, since one end of the motor coil Lu that generates one counter electromotive voltage Eu is almost certainly connected to the ground reference potential GND by the current-carrying transistor Mu that is turned on in a saturated state, as shown in FIG. The voltage Vr applied to the energized phase transistor Mw can be a voltage obtained by adding the saturation voltage Vsat of the transistor Mu to the addition voltage (Eu + Ew). The same applies to the other non-conducting phase transistors Mv.
[0091]
In this way, each end of the motor coils Lu, Lv, and Lw is almost certainly connected to the ground reference potential by the energized phase transistor (Mu) that is turned on, so that the non-energized phase transistors (Mv, It is avoided that the power supply potential Vcc is added as it is to the counter electromotive voltage applied to Mw).
[0092]
Further, the transistors Mu, Mv, Mw for energizing and driving the motor coils Lu, Lv, Lw of each phase may be binary-controlled to be turned on or off. The configuration can be greatly simplified.
As a result, the required withstand voltage of the transistors Mu, Mv, and Mw that drive the brushless motor M by half-wave can be reduced without complicating the circuit configuration.
[0093]
FIG. 11 shows a specific circuit diagram in the case where the output amplifier 5 to which the idea of the present invention is applied is configured using bipolar transistors.
The circuit of the output amplifier 5 shown in the figure is an output amplifier that can use the three-phase DC brushless motor M by switching between full-wave driving and half-wave driving, and includes two types of bipolar transistors Q11, pnp and npn. To Q48. The output amplifier 5 includes an output stage 5u for driving the coil Lu of the motor M, an output stage 5v for driving the coil Lv of the motor M, and an output stage 5w for driving the coil Lw of the motor M. Including. Further, a control circuit 55 for controlling the operation of the output amplifier 5 is provided so that the motor M can be used by switching between full wave driving and half wave driving.
[0094]
First, a pair of npn bipolar transistors Q24 and Q28, a pair of npn bipolar transistors Q34 and Q38, and a pair of npn bipolar transistors Q44 and Q48 are respectively push-pull driving motor coils Lu, Lv, and Lw of each phase. Form the output stage of the system. In this case, the transistors Q24, Q34, and Q44 are output driving transistors on the current source side, and the transistors Q28, Q38, and Q48 are output driving transistors on the current sink side. The pnp bipolar transistors Q23, 33, and 43 are provided to form the base current of the output drive transistors Q24, Q34, and Q44.
[0095]
On the other hand, a pair of npn bipolar transistors Q26 and Q27, a pair of npn bipolar transistors Q36 and Q37, and a pair of npn bipolar transistors Q46 and Q47 are provided to form base currents of output drive transistors Q28, Q38, and Q48, respectively. . In the pair of npn bipolar transistors Q24 and Q28, the pair of Q34 and Q38, and the pair of Q44 and Q48, npn so that the drive capability of the output transistor on the current sink side is greater than the drive capability of the output transistor on the current source side. The current mirror ratio of the pair of bipolar transistors Q36 and Q37 and the pair of npn bipolar transistors Q46 and Q47 are selected.
[0096]
The npn bipolar transistors Q11, Q21, Q31, Q41 form a four-differential amplifier common to the emitters, and only the npn bipolar transistor having the highest potential input to the base is selectively turned on, and the other transistors are Cut off. The conducted transistor conducts the output transistor on the current source side connected to the collector side.
[0097]
The pnp bipolar transistors Q25, 35, and 45 also form a common three-differential amplifier, and only the pnp bipolar transistor having the lowest potential input to the base is selectively turned on. Cut off. The conductive transistor makes the current sink side transistor connected to the collector side conductive.
[0098]
Here, the potential of the switching signal Dsel, which is a drive system switching designation signal, is set so that the base input (control input) of Q11 is always the highest potential with respect to the base inputs (control input) of Q21, Q31, and Q41. Then, the pnp bipolar transistors Q12 and Q13 and the npn bipolar transistor Q14 are turned on, and the output transistors Q24, Q34 and Q44 on the current source side are cut off, and only the current sink side Q28, Q38 and Q48 are respectively connected. The motor M is driven half-wave by being turned on in the energized phase. Q12 operates as a current source for the transistors Q25, Q35, and Q45 during half-wave driving. That is, in the half-wave drive, npn bipolar transistors Q21, Q31, Q41 and pnp bipolar transistors Q22, Q32, Q42 are not brought into an operating state.
[0099]
At this time, the conductive transistor Q14 is linearly operated in the active state, and the driving power of the motor M is controlled by the amount of current supplied to the neutral point N. This drive power control is performed while monitoring the drive current detected by the current sense resistor Rs interposed in series between the common emitter of the output transistors Q28, Q38, Q48 on the current sink side and the ground reference potential GND. Done.
[0100]
On the other hand, if the potential of the switching signal Dsel is set so that the base input of the transistor Q11 is always the lowest potential with respect to the base inputs of the transistors Q21, Q31, Q41, the transistors Q11, Q12, Q13, and Q14 are turned off. The transistors Q21, Q31, and Q32 other than the transistor Q11 are alternately turned on one by one in accordance with the multiphase signals Ux, Vx, and Wx, so that the output transistors Q24, Q34, and Q44 on the current source side also correspond to the energized phases. It becomes possible to conduct one by one alternately. At this time, the pnp bipolar transistors Q22, Q32, and Q42 operate as current sources for the transistors Q25, Q35, and Q45.
[0101]
At the same time, among the transistors Q25, 35, and 45 forming the three differential amplifiers, the transistor having the lowest base input potential is turned on, and the current sink side output transistor connected to the turned-on transistor is turned on. The motor M is driven full wave.
[0102]
FIG. 12 shows the order of current flowing through the motor coil during full-wave driving, and FIG. 13 shows the order of current flowing through the motor coil during half-wave driving. When the motor coils Lu, Lv, and Lw are driven by the full-wave drive system, the motor coils Lu, Lv, and Lw are arranged on the motor coils Lu, Lv, and Lw as shown by the circled numbers 1, 2, 3, 4, 5, and 6 in FIG. In turn, a drive current is passed in the direction as shown in FIG. On the other hand, when the motor coils Lu, Lv, and Lw are driven by the half-wave drive system, the motor coils Lu, Lv, and Lw are shown in the order shown by the circled numbers 1, 2, and 3 in FIG. The drive current is caused to flow from the neutral point N in the direction as shown in FIG.
[0103]
14 is a circuit diagram showing a configuration when the output amplifier shown in FIG. 11 is applied to FIG. The circuit configurations and circuit operations of the output amplifier 5 and the control circuit 55 shown in FIG. 14 are the same as those shown in FIG.
[0104]
The difference from FIG. 11 is that the matrix circuit 4 of FIG. 11 is changed to the switching circuit 3 shown in FIG. 1 in FIG. Therefore, the base (control input) electrodes of the transistors Q21 and Q25, the base (control input) electrodes of the transistors Q31 and Q35, and the base (control input) electrodes of the transistors Q41 and Q45 are shown in FIG. Are respectively coupled to the output terminals (o) of the switching elements SW1, SW2, and SW3.
[0105]
In this case, the switching signal Dsel input to the base of the transistor Q11 is supplied from the CPU 503 in FIG. 8 to the external terminal of the motor drive circuit (indicated by reference numeral 1 in FIG. 1). The CPU 503 in FIG. 8 changes the driving method of the motor M from the full-wave driving method to the half-wave driving method in the middle of the section B shown in FIG. 7, that is, when the rotational speed of the motor M approaches the rated rotational speed No to some extent. In order to switch, the switching signal Dsel is supplied to the external terminal of the motor drive circuit (indicated by reference numeral 1 in FIG. 1).
[0106]
Therefore, the motor drive circuit drives the motor M by synchronous operation when the motor M is started. After that, when the motor M starts to rotate synchronously and the counter electromotive voltages Eu, Ev, Ew are generated in the coils Lu, Lv, Lw of the motor M, the operation of the motor drive circuit is changed from the synchronous operation to the coils Lu, The operation is switched to the back electromotive force detection operation in which the zero crossing point between the back electromotive voltage Eu, Ev, Ew of each phase of Lv, Lw and the potential of the neutral point (external terminal N) of the motor M is captured and the phase is switched. Then, the CPU 503 in FIG. 8 recognizes that the rotational speed of the motor has approached the rated rotational speed No to some extent based on the speed signal P1 (see FIG. 1) supplied from the motor drive circuit, and is shown in FIG. In order to change the driving method of the motor driving circuit from the full wave driving method to the half wave driving method in the middle of the section B, the switching signal Dsel is supplied to the external terminal of the motor driving circuit (indicated by reference numeral 1 in FIG. 1). .
[0107]
Then, when the rotational speed of the motor M reaches the rated rotational speed No, that is, in the section C shown in FIG. 7, the phase of the back electromotive voltage (induced voltage) linearly detected from the motor coils Lu, Lv, Lw. The operation mode of the motor drive circuit (indicated by reference numeral 1 in FIG. 1) is switched to the soft switching operation where the motor M is driven using the information and the amplitude information as they are. That is, the switching circuit 3 responds to the mode switching signal MC as a drive input signal source for the output amplifiers 5u, 5v, 5w, instead of the outputs U1, V1, W1 of the matrix circuit 4, instead of the linear amplifiers (1u, 1v). , 1w) and the three-phase sine wave signals U2, V2, W2 which are output signals of the low-pass filters (2u, 2v, 2w) are selected as the drive input signal sources for the output amplifiers 5u, 5v, 5w. Therefore, in the soft switching operation, the motor M is driven by the half wave drive method.
[0108]
Therefore, immediately after the start of the motor requiring a large torque, the motor M is driven by the full-wave drive method. On the other hand, after the rotational speed of the motor M reaches a certain rotational speed, the driving method of the motor M is switched from the full-wave driving method to the half-wave driving method, and the rotational speed of the motor M is accelerated. When the number of rotations of the motor M reaches the rated number of rotations, the motor M is driven by a half-wave drive method by a soft switching operation in order to reduce spike noise generated during steady operation.
[0109]
FIG. 15 shows a timing waveform diagram when the motor M is driven by the half-wave drive method during the soft switching operation. As can be seen from the timing waveform diagram as compared with FIG. 6, the drive currents of the motor coils Lu, Lv, and Lw are obtained only during the low level period of the back electromotive voltage generated in the motor coils Lu, Lv, and Lw. It can be seen that the motor coils Lu, Lv, and Lw are supplied.
[0110]
As described above, full-wave driving and half-wave driving are easily switched, and at the time of half-wave driving, one end of each of motor coils Lu, Lv, and Lw is in an ON state, respectively. By reliably connecting to the ground reference potential GND, it is possible to prevent the power source potential from being added as it is to the back electromotive voltage applied to the non-conducting phase transistor.
[0111]
The invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments. However, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Not too long.
[0112]
In the above description, the case where the invention made by the present inventor is applied to the half-wave drive circuit of the three-phase DC brushless motor, which is the field of use behind the invention, has been described, but the invention is not limited thereto. It can also be applied to half-wave drive circuits for all types of multiphase motors.
[0113]
【The invention's effect】
Of the inventions disclosed in this application, the effects of typical ones will be briefly described as follows.
[0114]
That is, it is possible to reduce the spike noise generated during the steady operation of the DC brushless motor while ensuring the motor driving characteristics without complicating the circuit configuration.
[0115]
In addition, an effect that the required breakdown voltage of the transistor that performs half-wave driving of the brushless motor can be reduced without complicating the circuit configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a DC brushless motor drive circuit to which the technology of the present invention is applied.
FIG. 2 shows an example of a circuit diagram of the linear amplifier and the low pass filter shown in FIG.
FIG. 3 shows an example of a specific circuit diagram of the output amplifier shown in FIG. 1;
FIG. 4 shows a chart of operation waveforms during synchronous operation.
FIG. 5 shows a chart of operation waveforms during back electromotive force detection operation.
FIG. 6 shows a chart of operation waveforms during soft switching operation.
FIG. 7 shows the relationship between the number of rotations of the motor and the driving method of the motor.
FIG. 8 shows a system block diagram of a storage drive device using the motor drive circuit of FIG. 1;
FIG. 9 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a half-wave drive circuit of a brushless motor to which the technology of the present invention is applied.
10 is a waveform chart showing a schematic operation of the circuit shown in FIG. 9. FIG.
FIG. 11 is a circuit diagram of an output amplifier showing another embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a diagram illustrating a driving sequence and current directions of coil driving currents in the full-wave driving method.
FIG. 13 is a diagram illustrating a driving sequence and current directions of coil driving currents in a half-wave driving method.
14 is a circuit diagram when the output amplifier circuit shown in FIG. 11 is applied to the output amplifier of FIG.
FIG. 15 is a timing waveform chart when the motor M is driven by a half-wave drive method during soft switching operation.
[Explanation of symbols]
M Sensorless 3-phase DC brushless motor
Lu, Lv, Lw Motor coil
N neutral point
1u, 1v, 1w linear amplifier
2u, 2v, 2w low pass filter
3 switching circuit
4 Matrix circuit
5u, 5v, 5w output amplifier
Rs Shunt resistor for current detection
6 Current control amplifier
71 Clock generator for motor startup
72 Phase selection switch
73 Voltage comparator
74 Zero cross detector
75 commutation sequencer
8 Voltage comparator
Eu, Ev, Ew Back electromotive force
U1, V1, W1 3-phase pulse signal
U2, V2, W2 3-phase sine wave signal
CLK Startup clock
Em Amplitude of back electromotive force
Vcc power supply potential
GND Ground reference potential
Mu, Mv, Mw Transistor
Mc transistor
14 Amplifier
21 Power control circuit (speed control circuit)

Claims

A motor drive circuit having a positive feedback loop including a linear amplifier and an output amplifier,
During steady operation that rotates the motor at the rated speed,
The linear amplifier is provided with an attenuator in the input section, and outputs when a sinusoidal induced voltage generated by the rotation of the motor is input.
The motor drive circuit according to claim 1, wherein the output amplifier causes a drive current to flow through the motor coil of the motor when a sinusoidal voltage proportional to the induced voltage is input based on the output of the linear amplifier.

The motor drive circuit according to claim 1,
The motor feedback circuit according to claim 1, wherein the positive feedback loop further includes phase compensation means for performing phase compensation of the positive feedback loop.

The motor drive circuit according to claim 2,
The motor driving circuit according to claim 1, wherein the phase compensation means also includes a low-pass filter.

In the motor drive circuit according to any one of claims 1 to 3,
A motor drive circuit, wherein the output of the linear amplifier is input to the output amplifier during steady operation of the motor.

In the motor drive circuit according to any one of claims 1 to 4,
It further comprises a current control amplifier for controlling the energization amount of the output amplifier,
The motor drive circuit according to claim 1, wherein an energization amount of the output amplifier is controlled by the current control amplifier during steady operation of the motor.

In the motor drive circuit according to claim 2,
A matrix circuit for determining the energization ratio to the motor coil;
A switching circuit that selectively supplies the output of the phase compensation means and the output of the matrix circuit to the output amplifier;
Further comprising a motor drive circuit.

In the motor drive circuit according to any one of claims 1 to 6,
During the steady operation of the motor, the drive current flowing through the motor coil is narrowed down to form the positive feedback loop in a state where the loop gain of the positive feedback loop is smaller than the loop gain at the start of the motor. A motor drive circuit characterized by that.

In the motor drive circuit according to any one of claims 1 to 7,
The motor drive circuit characterized in that the waveform of the drive current is trapezoidal.

In the motor drive circuit according to any one of claims 1 to 7,
The motor driving circuit according to claim 1, wherein the rising or falling waveform of the driving current has a predetermined slope.

The motor drive circuit according to any one of claims 1 to 9,
The motor coil is provided for each energized phase,
Each one end of the motor coil is connected to the ground reference potential via a binary-controlled transistor for each phase in either a saturated state or a cutoff state,
A motor driving circuit characterized in that a neutral point where the other ends of the motor coils are commonly connected to each other is connected to a power supply potential via a transistor that linearly operates in an active state.

In the motor drive circuit according to any one of claims 1 to 10,
When starting the motor, the motor is driven in synchronous operation synchronized with the clock signal,
The zero cross point between the back electromotive voltage generated in the motor coil of the motor and the neutral voltage of the motor coil is detected after the motor starts up until the motor speed reaches the rated speed. Driving the motor based on the detected zero cross point,
A motor driving circuit for driving the motor coil by using phase information and amplitude information of a counter electromotive voltage generated in the motor coil after the rotational speed of the motor reaches a rated rotational speed.

In the motor drive circuit according to any one of claims 1 to 8,
The motor coil is composed of a first coil, a second coil, and a third coil.
The motor drive circuit is configured to be capable of performing the first drive and the second drive,
The first drive is a drive that energizes between the first and second coils of the motor coil, between the first and third coils, or between the second and third coils. ,
The second drive means between the first coil of the motor coil and the neutral point of the motor coil, or between the second coil and the neutral point of the motor coil, or third It is a drive that energizes between the coil and the neutral point of the motor coil,
One end of each of the first, second, and third coils in the second driving is connected to a ground reference potential by an energized phase transistor that is turned on.