JP3746377B2

JP3746377B2 - AC motor drive control device

Info

Publication number: JP3746377B2
Application number: JP20984998A
Authority: JP
Inventors: 栄次佐藤; 幸雄稲熊; 裕樹大谷
Original assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 1998-07-24
Filing date: 1998-07-24
Publication date: 2006-02-15
Anticipated expiration: 2018-07-24
Also published as: JP2000050689A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電動機の駆動制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電動機を直流電源を用いて駆動する際にはインバータを用い、パルス幅変調（ＰＷＭ）波形電圧を印加することが広く行われている。しかしながら、ＰＷＭ波形電圧を交流電動機に加えるのでは電圧利用率に限界がある。したがって、例えば高回転域で十分な高出力を得ることができないという問題がある。
【０００３】
この点、矩形波電圧を交流電動機に印加し、該交流電動機を回転駆動する技術がある。かかる技術によれば、高回転域の出力を向上させることができるとともに、その際に弱め界磁電流を多く流す必要がなくなり、銅損を低減させることができる。また、インバータでのスイッチング回数を減少させることができるため、スイッチング損失を抑えることができる。
【０００４】
こうした矩形波電圧を交流電動機に印加する制御技術は、例えば平成９年度のＪＥＶＡ電気自動車フォーラムにて「表面磁石構造ＰＭモータを用いた駆動システムの高性能制御方式」と題して開示されている。図６は、同技術を採用するモータ駆動制御システムの一例を示す図である。
【０００５】
同図においては、永久磁石同期型交流電動機であるモータ１０８にはインバータ１０６が接続されている。インバータ１０６には矩形波発生部１０４が接続されており、該矩形波発生部１０４では位相計算部１０２から供給される電圧位相ψとモータ１０８に隣接して設けられたレゾルバ１１０からの出力であるロータ角度θとに基づき、電圧位相ψを有する矩形波電圧がモータ１０８に印加されるようインバータ１０６をスイッチング制御する。
【０００６】
位相計算部１０２は図示しない電子制御装置（ＥＣＵ）にて生成されたトルク指令値Ｔが入力されるようになっており、またインバータ１０６に接続されている図示しないバッテリの電圧Ｖｄｃも入力されている。位相計算部１０２ではこれら入力値を用いてトルク指令値Ｔに応じた電圧位相ψを演算出力する。
【０００７】
すなわち、同システムの定常状態での電圧方程式は次式のように表せる。
【０００８】
【数１】
Ｖｄ＝Ｒ＊Ｉｄ−ω＊Ｌｑ＊Ｉｑ（１）
Ｖｑ＝Ｒ＊Ｉｑ＋ω＊Ｌｄ＊Ｉｄ＋ω＊Φ （２）
ここで、Ｖｄ，Ｖｑは夫々ｄ軸及びｑ軸の電圧値である。また、Ｉｄ，Ｉｑはそれぞれｄ軸及びｑ軸の電流値である。さらに、Ｌｄ，Ｌｑはｄ軸及びｑ軸のインダクタンスであり、ωはモータ１０８の角速度である。また、Φは磁束鎖交数である。
【０００９】
ここで、Ｖｄ，Ｖｑを電圧ベクトルの大きさ｜Ｖ｜とｑ軸を基準とした位相ψを用いて表すと、次式のようになる。
【００１０】
【数２】
Ｖｄ＝−｜Ｖ｜＊ｓｉｎψ （３）
Ｖｑ＝｜Ｖ｜＊ｃｏｓψ （４）
以下では、説明の簡単のためモータ１０８が非突極モータ（Ｌｄ＝Ｌｑ＝Ｌ）であると仮定する。しかしながら、原理的には突極モータも同様にして適用可能である。
【００１１】
まず、モータ１０８のトルクは次式のように表すことができる。
【００１２】
【数３】
Ｔ＝ｐ＊Φ＊Ｉｑ＋ｐ＊（Ｌｄ−Ｌｑ）＊Ｉｄ＊Ｉｑ（５）
ここで、Ｔはトルクを表し、ｐは極対数を表す。上式において、右辺第１項は永久磁石によるトルクを表し、右辺第２項はリラクタンストルクを表す。しかしながら、ここでは非突極モータについて説明するため第２項は０である。
【００１３】
以上の式からトルクと電圧ベクトルとの関係式を導くと次式のようになる。
【００１４】
【数４】
Ｔ＝ｐ＊Φ＊｜Ｖ｜＊ｓｉｎψ／（ω＊Ｌ）（６）
ここで、電圧ベクトルの大きさ｜Ｖ｜はバッテリ電圧Ｖｄｃを用いて次のように表すことができる。
【００１５】
【数５】
｜Ｖ｜＝（√６／π）＊Ｖｄｃ（７）
すなわち、図６に示す位相計算部１０２は、上記（６）（７）式を用いて、バッテリ電圧Ｖｄｃとトルク指令値Ｔとに基づき、電圧位相ψを算出することができる。
【００１６】
以上のようにして、図６に示す従来のモータ駆動システムによれば、モータ１０８を所望のトルクにて駆動している。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、バッテリ電圧Ｖｄｃはモータ１０８による電力消費とともに低下するものであり、また、インダクタンスＬについても高負荷時の磁気飽和により低下する。さらに、磁束鎖交数Φは磁石温度変化により変化する。したがって、上記（６）式を位相計算部１０２が計算したとしても、要求通りのトルクをモータ１０８から出力させることは困難である。
【００１９】
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであって、その目的は、交流電動機の駆動に際してトルク指令値と実出力トルクとの誤差を少なくすることのできる駆動制御装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は、トルク指令値に対応する、ロータ角度に対する矩形波（パルス幅変調波形を除く）の位相である電圧位相を算出し、算出された電圧位相の前記矩形波電圧を印加して同期型交流電動機を回転駆動する駆動制御装置において、前記同期型交流電動機の出力トルク値を検出するトルク検出手段と、検出したトルク値と所与のトルク指令値との差を表すトルク偏差を生成する手段と、該トルク偏差に基づいて、トルク偏差を無くすよう前記同期型交流電動機に印加する前記矩形波電圧の電圧位相を設定する位相設定手段と、を含むことを特徴とする。
【００２２】
すなわち、本発明では、従来技術に係る電圧位相制御とは異なり、交流電動機の出力トルク値をフィードバックさせ、トルク偏差がなくなるよう矩形波電圧や交流電圧の位相を設定している。こうすれば、トルク指令値に応じたトルクを出力できるよう、モータ定数に基づいて電圧位相を算出する従来方法に比し、モータ定数の変動による影響を受けることなく、実出力トルクとトルク指令値とを近づけることができる。
【００２３】
また、本発明の一態様では、前記位相設定手段は、所定位相範囲内に前記矩形波電圧の位相を設定することを特徴とする。交流電動機の電圧位相−トルク曲線には極値があり、例えば非突極型の交流電動機は電圧位相が±９０°の点に電圧位相−トルク曲線の極値がある。このため、前記位相設定手段が設定する位相を無制限に行うと、トルクフィードバック制御が破綻してしまう。本態様によれば、前記位相設定手段が設定する位相を所定位相範囲内に制限しているため、制御破綻を防止することができる。また、本発明の交流電動機の駆動制御装置では、前記トルク偏差を生成する手段は、前記トルク偏差にω／（Ｖｄｃ＊ｃｏｓψ）を乗ずることで前記トルク偏差を補償する補償器を含むことが好ましい。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施の形態について図面に基づき詳細に説明する。
【００２５】
図１は、本発明の実施の形態にかかる交流電動機の駆動制御装置の全体構成を示す図である。同図において、加算器１３には図示しない電子制御装置（ＥＣＵ）で生成されたトルク指令値が入力されており、一方、該加算器１３にはトルク検出手段１４から出力されるトルク値もまた入力されている。このトルク検出手段１４はトルクセンサを用いて構成することも可能であるが、その他、次式に基づいて算出することもできる。
【００２６】
【数６】

ここで、Ｐｉｎはモータ２４に供給される電力を表す。またωはモータ２４の角速度を表す。さらに、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗはモータ２４に供給される三相交流電流の各相の値を表し、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは各相の電圧を表す。
【００２７】
なお、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗはインバータ２２に設定される電圧指令値を用いてもよいし、インバータ２２からモータ２４に供給される実際の値をセンサにより検出して用いてもよい。
【００２８】
或いは、トルク検出手段１４は次式に示すように、直流電流と直流電圧から演算することもできる。
【００２９】
【数７】

ここでＩＢ，ＶＢはインバータ２２に接続された図示しないバッテリの直流電流及び直流電圧を表している。
【００３０】
加算器１３ではＥＣＵから供給されるトルク指令値からトルク検出手段１４から供給されるトルク値を減算してトルク偏差ΔＴを生成する。そして、このトルク偏差ΔＴは補償器１２に供給される。補償器１２ではトルク偏差ΔＴに基づいて補償後のトルク偏差ΔＴ’を生成する。
【００３１】
すなわち、上記（６）式の両辺を電圧位相ψで微分し、さらに（７）式を用いて電圧振幅｜Ｖ｜を消去すると次式（１０）が得られる。
【００３２】
【数８】
ｄＴ／ｄψ＝ｐ＊Φ＊（√６／π）＊Ｖｄｃ＊ｃｏｓψ／（ω＊Ｌ）（１０）
同（１０）式から分かるように、電圧位相−トルク曲線の傾きは、バッテリ電圧Ｖｄｃとｃｏｓψに比例し、モータ２４の角速度ωに反比例する。図２は電圧位相−トルク曲線がバッテリ電圧Ｖｄｃの変化によってどのような変化を受けるかを表している。同図に示すように、バッテリ電圧Ｖｄｃが高くなると、電圧位相ψが小さくても大きなトルクＴを発揮できるようになる。そこで、補償器１２では次式（１１）に従ってトルク偏差ΔＴを用いて補償済みのトルク偏差ΔＴ’を生成している。
【００３３】
【数９】
ΔＴ’＝ω／（Ｖｄｃ＊ｃｏｓψ）＊ΔＴ（１１）
こうすれば（１０）式は次式（１２）のようになり、トルク偏差ΔＴ’と電圧位相差Δψとを比例関係を有するようにできる。この結果、良好な制御特性を得ることができる。
【００３４】
【数１０】
ｄＴ’／ｄψ＝ｐ＊Φ＊（√６／π）／Ｌ（１２）
補償器１２で生成されたトルク偏差ΔＴ’はＰＩ演算器１６に供給され、ここでトルク偏差ΔＴ’を０とするよう電圧位相ψが出力される。この電圧位相ψは次に位相リミッタ１８に入力される。位相リミッタ１８はＰＩ演算器１６から供給される電圧位相ψの値を−９０°〜＋９０°の範囲に制限するための手段である。たとえば、ＰＩ演算器１６から出力される電圧位相ψが９０°を超えている場合にはその値をクリッピングして９０°に補正した後、その値を後段の矩形波発生部２０に供給する。
【００３５】
図３は、電圧位相ψとモータ２４のトルクとの関係を表す図である。同図に示すように、電圧位相ψが−９０°〜＋９０°の範囲にある場合には電圧位相ψが増加するにつれてトルクＴも増加するが、その範囲を超えると、電圧位相ψが増加するにつれてトルクＴは減少する。したがって、位相リミッタ１８ではＰＩ演算器１６から出力される電圧位相ψを矢印２８に示す位相制御範囲内に制限している。このため、図４に示すように、電圧ベクトルの終点はｄｑ平面にて軌跡３０にのみ位置するよう制限される。こうすれば、トルクフィードバックを行う駆動制御装置１０において制御が破綻することを効果的に防止することができる。
【００３６】
そして、矩形波発生部２０では位相リミッタ１８から出力された電圧位相ψとレゾルバ２６から供給されるロータ角度θに基づき矩形波電圧を発生させるためのスイッチング信号をインバータ２２に供給する。こうして、モータ２４を電圧位相ψを有する矩形波電圧にて駆動することができる。
【００３７】
図５は、モータ２４に供給される矩形波電圧を表す図である。同図には、モータ２４に印加される三相交流電圧のうち、Ｕ相にかかる電圧波形が一例として表されている。モータ２４の巻線はスター結線されており、矩形波において最大値と最小値との差がバッテリ電圧Ｖｄｃに一致するようになっている。また、電圧位相ψは、同図において、ロータ角度θが０°であるタイミングと矩形波の立ち下がりタイミングとの差に対応している。
【００３８】
以上説明した交流電動機の駆動制御装置１０によれば、トルク検出手段１４を設けて、実出力トルクとトルク指令値との差であるトルク偏差ΔＴが０となるよう電圧位相ψを設定し、その電圧位相ψを有する矩形波電圧をモータ２４に印加するようにしたので、モータ定数が変動することによるトルク精度の悪化を防止することができる。
【００３９】
なお、以上説明した交流電動機の駆動制御装置１０は種々の変形実施が可能である。すなわち、トルク検出手段１４を設けてトルクフィードバック制御をすれば、モータ定数が変動した場合であっても、トルク指令値と実出力トルクとの差を縮めることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態にかかる交流電動機の駆動制御装置の全体構成を示す図である。
【図２】バッテリ電圧の変化により電圧位相−トルク特性が変化する様子を示す図である。
【図３】電圧位相−トルク特性と電圧位相の制限範囲を示す図である。
【図４】電圧ベクトルの軌跡を表す図である。
【図５】モータに供給される電圧波形、バッテリ電圧、電圧位相の関係を示す図である。
【図６】従来技術にかかる交流電動機の駆動制御装置の全体構成を示す図である。
【符号の説明】
１０駆動制御装置、１２補償器、１３加算器、１４トルク検出手段、１６ＰＩ演算器、１８位相リミッタ、２０矩形波発生部、２２インバータ、２４モータ、２６レゾルバ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a drive control device for an AC motor.
[0002]
[Prior art]
When driving an AC motor using a DC power source, it is widely used to apply a pulse width modulation (PWM) waveform voltage using an inverter. However, there is a limit to the voltage utilization rate when applying the PWM waveform voltage to the AC motor. Therefore, for example, there is a problem that a sufficiently high output cannot be obtained in a high rotation range.
[0003]
In this regard, there is a technique in which a rectangular wave voltage is applied to an AC motor and the AC motor is rotationally driven. According to this technique, it is possible to improve the output in the high rotation range, and at that time, it is not necessary to flow a lot of field weakening current, and the copper loss can be reduced. Moreover, since the number of times of switching in the inverter can be reduced, switching loss can be suppressed.
[0004]
A control technique for applying such a rectangular wave voltage to an AC motor is disclosed, for example, in the 1997 JEVA Electric Vehicle Forum entitled “High-Performance Control Method of Drive System Using Surface Magnet Structure PM Motor”. FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a motor drive control system employing the technology.
[0005]
In the figure, an inverter 106 is connected to a motor 108 which is a permanent magnet synchronous AC motor. A rectangular wave generation unit 104 is connected to the inverter 106, and the rectangular wave generation unit 104 is a voltage phase ψ supplied from the phase calculation unit 102 and an output from a resolver 110 provided adjacent to the motor 108. Based on the rotor angle θ, the inverter 106 is subjected to switching control so that a rectangular wave voltage having a voltage phase ψ is applied to the motor 108.
[0006]
The phase calculation unit 102 receives a torque command value T generated by an electronic control unit (ECU) (not shown), and also receives a voltage Vdc of a battery (not shown) connected to the inverter 106. Yes. The phase calculation unit 102 calculates and outputs a voltage phase ψ corresponding to the torque command value T using these input values.
[0007]
That is, the voltage equation in the steady state of the system can be expressed as
[0008]
[Expression 1]
Vd = R * Id−ω * Lq * Iq (1)
Vq = R * Iq + ω * Ld * Id + ω * Φ (2)
Here, Vd and Vq are d-axis and q-axis voltage values, respectively. Id and Iq are d-axis and q-axis current values, respectively. Furthermore, Ld and Lq are the d-axis and q-axis inductances, and ω is the angular velocity of the motor 108. Φ is the number of flux linkages.
[0009]
Here, when Vd and Vq are expressed using the magnitude | V | of the voltage vector and the phase ψ with reference to the q axis, the following equation is obtained.
[0010]
[Expression 2]
Vd = − | V | * sinψ (3)
Vq = | V | * cosψ (4)
In the following, it is assumed that the motor 108 is a non-salient pole motor (Ld = Lq = L) for simplicity of explanation. However, in principle, salient pole motors can be similarly applied.
[0011]
First, the torque of the motor 108 can be expressed as:
[0012]
[Equation 3]
T = p * Φ * Iq + p * (Ld−Lq) * Id * Iq (5)
Here, T represents torque and p represents the number of pole pairs. In the above equation, the first term on the right side represents the torque by the permanent magnet, and the second term on the right side represents the reluctance torque. However, the second term is zero in order to describe a non-salient pole motor here.
[0013]
When the relational expression between the torque and the voltage vector is derived from the above expression, the following expression is obtained.
[0014]
[Expression 4]
T = p * Φ * | V | * sinψ / (ω * L) (6)
Here, the magnitude | V | of the voltage vector can be expressed as follows using the battery voltage Vdc.
[0015]
[Equation 5]
| V | = (√6 / π) * Vdc (7)
That is, the phase calculation unit 102 shown in FIG. 6 can calculate the voltage phase ψ based on the battery voltage Vdc and the torque command value T using the above equations (6) and (7).
[0016]
As described above, according to the conventional motor drive system shown in FIG. 6, the motor 108 is driven with a desired torque.
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
However, the battery voltage Vdc decreases with power consumption by the motor 108, and the inductance L also decreases due to magnetic saturation at high load. Further, the flux linkage number Φ varies with a change in magnet temperature. Therefore, even if the phase calculation unit 102 calculates the above equation (6), it is difficult to output the required torque from the motor 108.
[0019]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a drive control device that can reduce an error between a torque command value and an actual output torque when driving an AC motor.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, the present invention calculates a voltage phase that is a phase of a rectangular wave (excluding a pulse width modulation waveform) with respect to a rotor angle corresponding to a torque command value, and the rectangular of the calculated voltage phase. In a drive control device that applies a wave voltage to rotationally drive a synchronous AC motor, torque detection means for detecting an output torque value of the synchronous AC motor, and a difference between the detected torque value and a given torque command value And a phase setting unit for setting a voltage phase of the rectangular wave voltage applied to the synchronous AC motor so as to eliminate the torque deviation based on the torque deviation. And
[0022]
That is, in the present invention, unlike the voltage phase control according to the prior art, the output torque value of the AC motor is fed back, and the phase of the rectangular wave voltage or the AC voltage is set so that the torque deviation is eliminated. In this way, the actual output torque and the torque command value can be output without being affected by fluctuations in the motor constant, as compared to the conventional method of calculating the voltage phase based on the motor constant so that torque according to the torque command value can be output. Can be brought closer.
[0023]
In one aspect of the present invention, the phase setting means sets the phase of the rectangular wave voltage within a predetermined phase range. The voltage phase-torque curve of an AC motor has an extreme value. For example, a non-salient AC motor has an extreme value of a voltage phase-torque curve at a point where the voltage phase is ± 90 °. For this reason, if the phase set by the phase setting means is performed indefinitely, torque feedback control will fail. According to this aspect, since the phase set by the phase setting means is limited within a predetermined phase range, control failure can be prevented. In the AC motor drive control apparatus of the present invention, it is preferable that the means for generating the torque deviation includes a compensator for compensating the torque deviation by multiplying the torque deviation by ω / (Vdc * cosψ). .
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0025]
FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of an AC motor drive control device according to an embodiment of the present invention. In the figure, a torque command value generated by an electronic control unit (ECU) (not shown) is input to the adder 13, while the torque value output from the torque detection means 14 is also input to the adder 13. Have been entered. The torque detection means 14 can be configured using a torque sensor, but can also be calculated based on the following equation.
[0026]
[Formula 6]

Here, Pin represents electric power supplied to the motor 24. Ω represents the angular velocity of the motor 24. Furthermore, iu, iv, and iw represent the values of the respective phases of the three-phase alternating current supplied to the motor 24, and vu, vv, and vw represent the voltages of the respective phases.
[0027]
Note that voltage command values set in the inverter 22 may be used for vu, vv, and vw, or actual values supplied from the inverter 22 to the motor 24 may be detected by a sensor.
[0028]
Alternatively, the torque detection means 14 can also calculate from a direct current and a direct voltage as shown in the following equation.
[0029]
[Expression 7]

Here, IB and VB represent DC current and DC voltage of a battery (not shown) connected to the inverter 22.
[0030]
The adder 13 subtracts the torque value supplied from the torque detection means 14 from the torque command value supplied from the ECU to generate a torque deviation ΔT. This torque deviation ΔT is supplied to the compensator 12. The compensator 12 generates a compensated torque deviation ΔT ′ based on the torque deviation ΔT.
[0031]
That is, if both sides of the above equation (6) are differentiated by the voltage phase ψ, and the voltage amplitude | V | is eliminated using the equation (7), the following equation (10) is obtained.
[0032]
[Equation 8]
dT / dψ = p * Φ * (√6 / π) * Vdc * cosψ / (ω * L) (10)
As can be seen from the equation (10), the slope of the voltage phase-torque curve is proportional to the battery voltage Vdc and cos ψ and inversely proportional to the angular velocity ω of the motor 24. FIG. 2 shows how the voltage phase-torque curve is affected by changes in the battery voltage Vdc. As shown in the figure, when the battery voltage Vdc increases, a large torque T can be exhibited even if the voltage phase ψ is small. Therefore, the compensator 12 generates a compensated torque deviation ΔT ′ using the torque deviation ΔT according to the following equation (11).
[0033]
[Equation 9]
ΔT ′ = ω / (Vdc * cosψ) * ΔT (11)
In this way, the equation (10) becomes the following equation (12), and the torque deviation ΔT ′ and the voltage phase difference Δψ can be made to have a proportional relationship. As a result, good control characteristics can be obtained.
[0034]
[Expression 10]
dT ′ / dψ = p * Φ * (√6 / π) / L (12)
The torque deviation ΔT ′ generated by the compensator 12 is supplied to the PI calculator 16 where the voltage phase ψ is output so that the torque deviation ΔT ′ is zero. This voltage phase ψ is then input to the phase limiter 18. The phase limiter 18 is a means for limiting the value of the voltage phase ψ supplied from the PI calculator 16 to a range of −90 ° to + 90 °. For example, when the voltage phase ψ output from the PI calculator 16 exceeds 90 °, the value is clipped and corrected to 90 °, and then the value is supplied to the subsequent rectangular wave generator 20.
[0035]
FIG. 3 is a diagram illustrating the relationship between the voltage phase ψ and the torque of the motor 24. As shown in the figure, when the voltage phase ψ is in the range of −90 ° to + 90 °, the torque T increases as the voltage phase ψ increases. However, when the voltage phase ψ exceeds the range, the voltage phase ψ increases. As the torque T decreases, the torque T decreases. Therefore, the phase limiter 18 limits the voltage phase ψ output from the PI calculator 16 within the phase control range indicated by the arrow 28. For this reason, as shown in FIG. 4, the end point of the voltage vector is limited to be located only on the locus 30 in the dq plane. In this way, it is possible to effectively prevent the control from failing in the drive control apparatus 10 that performs torque feedback.
[0036]
The rectangular wave generator 20 supplies the inverter 22 with a switching signal for generating a rectangular wave voltage based on the voltage phase ψ output from the phase limiter 18 and the rotor angle θ supplied from the resolver 26. Thus, the motor 24 can be driven with a rectangular wave voltage having the voltage phase ψ.
[0037]
FIG. 5 is a diagram illustrating a rectangular wave voltage supplied to the motor 24. In the drawing, a voltage waveform applied to the U phase among the three-phase AC voltages applied to the motor 24 is shown as an example. The windings of the motor 24 are star-connected, and the difference between the maximum value and the minimum value in the rectangular wave matches the battery voltage Vdc. Further, the voltage phase ψ corresponds to the difference between the timing when the rotor angle θ is 0 ° and the falling timing of the rectangular wave in FIG.
[0038]
According to the AC motor drive control apparatus 10 described above, the torque detection means 14 is provided, and the voltage phase ψ is set so that the torque deviation ΔT, which is the difference between the actual output torque and the torque command value, becomes zero. Since the rectangular wave voltage having the voltage phase ψ is applied to the motor 24, it is possible to prevent the deterioration of the torque accuracy due to the fluctuation of the motor constant.
[0039]
The AC motor drive control device 10 described above can be variously modified . Ie, if the torque feedback control is provided a torque detection means 14, even when the motor constant is varied, it is possible to reduce the difference between the torque command value and the actual output torque.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating an overall configuration of a drive control apparatus for an AC motor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing how voltage phase-torque characteristics change due to changes in battery voltage.
FIG. 3 is a diagram showing a voltage phase-torque characteristic and a voltage phase limit range;
FIG. 4 is a diagram illustrating a locus of a voltage vector.
FIG. 5 is a diagram illustrating a relationship between a voltage waveform supplied to a motor, a battery voltage, and a voltage phase.
FIG. 6 is a diagram showing an overall configuration of a drive control apparatus for an AC motor according to a conventional technique.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Drive control apparatus, 12 Compensator, 13 Adder, 14 Torque detection means, 16 PI calculator, 18 Phase limiter, 20 Rectangular wave generation part, 22 Inverter, 24 motor, 26 Resolver

Claims

Calculate the voltage phase corresponding to the torque command value, which is the phase of the rectangular wave (excluding the pulse width modulation waveform) with respect to the rotor angle, and apply the rectangular wave voltage of the calculated voltage phase to rotate the synchronous AC motor In the drive control device to drive,
Torque detecting means for detecting an output torque value of the synchronous AC motor;
Means for generating a torque deviation representing a difference between the detected torque value and a given torque command value;
Phase setting means for setting a voltage phase of the rectangular wave voltage applied to the synchronous AC motor so as to eliminate the torque deviation based on the torque deviation ;
A drive control apparatus for a synchronous AC motor, comprising:

In the synchronous AC motor drive control device according to claim 1,
Wherein the phase setting means, drive control apparatus for a synchronous AC motor and sets the phase of the rectangular wave voltage within a predetermined phase range.

In the synchronous AC motor drive control device according to claim 1 or 2,
The means for generating the torque deviation includes a compensator for compensating for the torque deviation by multiplying the torque deviation by ω / (Vdc * cos ψ).