JP3704051B2 - 入出力絶縁型電力回生装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この出願の発明は、入出力絶縁型電力回生装置に関するものである。さらに詳しくは、この出願の発明は、交流電源を用いて電池に充電した電力を放電時に交流電源側に回生させる電力回生装置として有用な、回生効率に優れた、新しい入出力絶縁型電力回生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、交流電源を用いて電池を充電すると共に、放電時に電池の放電電力を交流電源側に回生させて電力の有効利用を図るようにした電力回生装置が知られている。図１０はこの種の従来の電力回生装置の概略構成を例示した回路図であり、図１０（ａ）はサイリスタＱ１１を用いて同期整流回路を構成したサイリスタ型の電力回生装置、図１０（ｂ）は電力用トランジスタＱ１２等を用いて同期整流回路を構成したトランジスタ型の電力回生装置である。
【０００３】
図１０（ａ）のサイリスタ型の電力回生装置は、二次電池である電池（ア）と、電池（ア）の充電時に交流電源（図示していない）からの入力交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータとして動作し、電池（ア）の放電時に放電電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣインバータとして動作する充電器兼インバータ（イ）と、電池（ア）の充電電力を強制的に放電させる放電回路（ウ）と、充電器兼インバータ（イ）および電池（ア）との間に接続された切替スイッチ（エ）とを有している。
【０００４】
その動作は、充電時には、切替スイッチ（エ）を位置ａに切り替えてサイリスタＱ１１等を位相角制御し、図示の右向き矢印の経路を通って電池（ア）への充電を行い、放電時には、切替スイッチ（エ）を位置ｂに切り替えて電池（ア）を電源とするインバータ動作を行い、放電電力を図示の左向きや矢印の経路を通って交流電源へ回生させる。
【０００５】
しかしながら、この図１０（ａ）のサイリスタ型の電力回生装置では、電池（ア）の充電電圧を商用の入力交流電圧の最大値（√２×実効値）以上の電圧にまで引き上げることができないため、電池（ア）の放電電圧は商用の入力交流電圧よりも低くなり、電力の回生を行う場合には別途、昇圧用の変圧器が必要となるといった問題がある。また、その充電器兼インバータ（イ）は電池（ア）に充電されたエネルギーの一部しか回生できないため、残りのエネルギーは電池（ア）に並列接続された放電回路（ウ）により熱として消費され、電力回生効率が低下してしまう。またさらに、サイリスタ型の充電器兼インバータ（イ）では高調波を多く含むため、大きなフィルタが必要となる。
【０００６】
これに対して、図１０（ｂ）のトランジスタ型の電力回生装置では、入力交流電圧よりも高い直流電圧を出力できるため、電池（ア）の電圧を入力交流電圧よりも高い電圧に設定できる。また、入力交流電圧の変動が広範囲に変化しても安定した直流電圧を出力することができ、また交流側に影響を及ぼす高調波電流も低減できる。またさらに、放電時には電池（ア）の放電電圧が充電器兼インバータ（オ）の最低動作電圧に達するまでは、電力の回生を行うことができる。また、図１０（ａ）のサイリスタ型の電力回生装置に設けられていた切替スイッチ（エ）も不要である。
【０００７】
このため、現在では図１０（ｂ）に示すトランジスタ型の電力回生装置が主流となっている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１０（ｂ）に示す従来のトランジスタ型の電力回生装置にも以下の問題がある。
【０００９】
すなわち、装置内部に昇圧型の充電器兼インバータ（オ）（ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータとも呼ばれる）を有するため、電池（ア）の電圧を入力交流電圧よりも低くするには降圧型コンバータを用いて電圧変換を行わなければならないのである。
【００１０】
また、電池（ア）の放電電圧を充電器兼インバータ（オ）の最低動作電圧以下にするには、図１０（ａ）の装置と同様に、放電電圧に外部から昇圧用の補助電圧ＥDを加えて放電させなければならず、放電を行うにも外部からの電力エネルギーが必要となり、回生効率が低下してしまう。
【００１１】
この出願の発明は、以上のとおりの事情に鑑みてなされたものであり、従来技術の問題点を解消し、回生効率に優れ、且つ、小型化、軽量化、高効率化、経済化を図ることのできる、新しい入出力絶縁型電力回生装置を提供することを課題としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この出願の発明は、上記の課題を解決するものとして、電池充電時にはＡＣ−ＤＣコンバータとして動作し、電池放電時にはＤＣ−ＡＣインバータとして動作するＡＣ−ＤＣ双方向コンバータを備えた電力回生装置であって、電池充電時にはＡＣ−ＤＣ双方向コンバータの直流出力電力を絶縁して電池を充電し、電池放電時には放電電力を絶縁してＡＣ−ＤＣ双方向コンバータを介して交流電源側へ回生させる入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器を備え、この入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器は、一次巻線、二次巻線および三次巻線を持つ高周波変圧器と、ブリッジ接続された４つの単方向スイッチより構成され、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータの直流出力電圧を矩形波交流電圧に変換して高周波変圧器の一次巻線へ供給する一次側スイッチ群と、ブリッジ接続された４つの単方向スイッチより構成され、高周波変圧器の二次巻線に発生する交流電力を同期整流して高周波変圧器の一次巻線回路とは絶縁された直流電圧を発生する二次側スイッチ群と、２つの双方向スイッチより構成され、一方の双方向スイッチの一端が高周波変圧器の三次巻線の一端に接続されるとともに、他方の双方向スイッチの一端が高周波変圧器の三次巻線の他端に接続され、且つ両方の双方向スイッチの他端同士が共通接続され、高周波変圧器の一次巻線とは絶縁された三次側交流スイッチ群と、一端が共通接続された両方の双方向スイッチの他端に接続されるとともに、他端が高周波変圧器の三次巻線の中性点と接続され、一次側スイッチ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群との切替タイミングの位相差に応じた直流電圧が両端に印加されるキャパシタとを有しており、二次側スイッチ群の直流出力電圧に前記キャパシタの両端電圧を加えた合成電圧により、電池を充電することを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置（請求項１）を提供する。
【００１３】
また、この出願の発明は、上記の電力回生装置において、一次側スイッチ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群とをオン・オフ制御するスイッチ制御回路を備え、このスイッチ制御回路は、二次巻線回路の出力電圧よりも高い電圧から略０Ｖまでの範囲内の電圧で電池を充電できるように、電池の充電電圧に応じて一次側スイッチ群および二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群との切替タイミングの位相差を調整することを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置（請求項１）、スイッチ制御回路は一次側スイッチ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチとの切替タイミングの位相差を略０度から略１８０度までの範囲内で任意に設定することを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置（請求項３）、一次側スイッチ群および二次側スイッチ群のスイッチのオン・オフ期間の時比率と三次側交流スイッチ群のオン・オフ期間の時比率とを共に略５０％に設定したことを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置（請求項４）をも提供する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
この出願の発明は、以上のとおりの特徴を有するものであるが、以下に、添付した図面に沿って実施例を示し、さらに詳しくこの出願の発明の実施の形態について説明する。
【００１５】
【実施例】
図１は、この出願の発明の入出力絶縁型電力回生装置の一実施例を示した回路図である。
【００１６】
たとえばこの図１に例示したように、この出願の発明の入出力絶縁型電力回生装置は、図１０に示した従来の電力回生装置のような放電回路（ウ）が不要で、交流入力回路および電池側とが入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）内の高周波変圧器Ｔの一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および三次巻線Ｎ３＋Ｎ４との間で絶縁されており、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）の直流電圧Ｅ０と電池（３）の電圧Ｅ１±Ｅ２との最適電圧比が一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および三次巻線Ｎ３＋Ｎ４により自由に選定でき、しかも、電池（３）の充電電圧を所定の電圧から０Ｖ付近までの広範囲にわたって可変制御できるようになっている。
【００１７】
この場合さらに説明すると、図１に例示した入出力絶縁型電力回生装置は、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）と、入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）と、二次電池である電池（３）とを備えている。
【００１８】
ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）は、電池（３）の充電時にはＡＣ−ＤＣコンバータとして動作し、電池（３）の放電による電力回生時にはＤＣ−ＡＣインバータとして動作する。
【００１９】
このＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）には、充電時に三相交流電圧を同期整流する交流スイッチＳ１１〜Ｓ１６と、交流スイッチＳ１１〜Ｓ１６を通過した電圧を平滑化するコンデンサＣ１と、交流スイッチＳ１１〜Ｓ１６のオン・オフを制御するスイッチ制御回路（４）と、三相交流ラインのノイズを吸収するコイルＬ１〜Ｌ６およびコンデンサＣ２〜Ｃ４とが設けられている。他方、放電時には、電池（３）から入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）を経由してコンデンサＣ１へ蓄えられた電力をエネルギー源として、通常公知の技術により交流電源側への電力回生が行われる。
【００２０】
入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）は、充電時には電池（３）の充電電圧を調整する制御を行い、回生時には電池（３）の放電電力を変圧器により絶縁してＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）側へ回生させる制御を行う。
【００２１】
この入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）には、高周波変圧器としての一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および三次巻線Ｎ３＋Ｎ４を持つ３巻線トランスＴと、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）から出力された直流電圧を矩形波交流電圧に変換してトランスＴの１次巻線Ｎ１へ供給する単方向スイッチＳ１〜Ｓ４（一次側スイッチ群）と、トランスＴの二次巻線Ｎ２に接続され、トランスＴの二次巻線Ｎ２に発生する交流電力を同期整流して一次巻線Ｎ１とは絶縁された直流電圧Ｅ１を発生する、具体的には単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と同期して巻き数比Ｎ１：Ｎ２に比例した直流電圧Ｅ１を一次巻線回路とは絶縁して発生する単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４（二次側スイッチ群）と、トランスＴの三次巻線Ｎ３＋Ｎ４に接続された双方向スイッチＳ５，Ｓ６（三次側スイッチ群）と、トランスＴの三次巻線Ｎ３側に設けられ、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４およびこれに同期する単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６との切替タイミングの位相差に応じた直流電圧が両端に印加されるコンデンサＣ５とが設けられている。
【００２２】
また、図１の例では、トランスＴの１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、三次巻線Ｎ３＋Ｎ４に生じるスパイク電圧を抑制するためのコンデンサＣ８および抵抗Ｒ１、コンデンサＣ９および抵抗Ｒ３、コンデンサＣ６および抵抗Ｒ２と、トランスＴの三次巻線Ｎ３＋Ｎ４の中間点から発生するパルス電圧の平滑用コイルＬ７も設けられている。
【００２３】
そしてまた、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４およびこれに同期する単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と、双方向スイッチＳ５，Ｓ６とをオン・オフ制御する、具体的にはオン・オフの切替えによりたとえば後述の図４に例示したような位相制御を行うスイッチ制御回路（５）が設けられており、図１における入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）では、このスイッチ制御回路（５）により各スイッチの切替タイミングの位相差が調整されて、上記コンデンサＣ５の両端電圧が可変制御されるようになっている。このときの電池（３）の充電電圧は、二次巻線回路の出力電圧Ｅ１にコンデンサＣ５の両端電圧＝±Ｅ２を加えた電圧になる。
【００２４】
図２は、双方向スイッチＳ５，Ｓ６に流れる電流の方向を説明する図である。この図２に例示したように、双方向スイッチＳ５，Ｓ６はいずれも、２個のトランジスタＱ１、Ｑ２と２個のダイオードＤ１、Ｄ２とからなり、スイッチ制御回路（５）によりトランジスタＱ１がオン、トランジスタＱ２がオフとされた場合には、図示の実線矢印Ａに沿って電流が流れ、トランジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ２がオンとされた場合には、図示の点線矢印Ｂに沿って電流が流れる。
【００２５】
図３は、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフとトランスＴの一次巻線Ｎ１の両端電圧との関係を例示した図である。この図３に例示したように、スイッチ制御回路（５）によって単方向スイッチＳ１，Ｓ３と単方向スイッチＳ２，Ｓ４は交互にオン・オフされ、これらのオン・オフに応じて、トランスＴの一次巻線Ｎ１には矩形波電圧が供給される。すなわち、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４は、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）から出力された直流電圧を矩形波状の交流電圧に変換する。
【００２６】
なお、図３に例示したように、単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４は、スイッチ制御回路（５）によって単方向スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフと同期するように制御される。
【００２７】
図４は、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４ならびに双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相差と入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）の出力電圧（図中（Ａ−Ｂ）と略示）との関係を例示した図であり、図４（ａ）は位相差が４５度の場合、図４（ｂ）は位相差が９０度の場合、図４（ｃ）は位相差が１３５度の場合を例示している。
【００２８】
また、図５は、位相差が４５度の場合の各スイッチＳ１〜Ｓ６の切替タイミング波形を拡大して示した図である。この図５に示したように、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４ならびに双方向スイッチＳ５，Ｓ６のオン期間の長さはみな略同一であり、オフ期間の長さもみな略同一であり、単方向スイッチの一方の組みがオフしてから単方向スイッチの他方の組みがオンするまでの間と、双方向スイッチの一方がオフしてから双方向スイッチの他方がオンするまでの間には、それぞれ休止期間が設けられている。各スイッチＳ１〜Ｓ６を構成するトランジスタはオン状態からオフ状態となるのに時間がかかるので、完全にトランジスタをオフとするために、このような休止期間を設けている。
【００２９】
まず、たとえば単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４（これらは単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と同期している）と双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相差が０度の場合には、コンデンサＣ５の充電電圧は最大値Ｅ２になり、この充電電圧に二次巻線回路の出力電圧Ｅ１を加えた電圧＝Ｅ１＋Ｅ２が電池（３）の充電電圧ＥＢとなる。
【００３０】
一方、位相差が４５度の場合には、三次巻線回路のＡ−Ｂ間（図１参照）の出力電圧波形は図４（ａ）に例示したようになる（図中（Ａ−Ｂ）と略示。以下同じ）。すなわち、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３と双方向スイッチＳ５がともにハイレベルの期間▲１▼、または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４と双方向スイッチＳ６がともにハイレベルの期間▲３▼におけるＡ−Ｂ間の電圧はピーク値になる。この場合のＡ−Ｂ間の平均電圧Ｅ４５はＥ４５＝Ｅ１＋Ｅ２／２であり、コンデンサＣ５の両端電圧はＥ２／２になる。また、電池（３）の充電電圧ＥＢはＥＢ＝Ｅ１＋Ｅ２／２となる。
【００３１】
一方、位相差が９０度の場合、三次巻線回路のＡ−Ｂ間の出力電圧波形は図４（ｂ）のようになる。この場合、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３と双方向スイッチＳ５がともにハイレベルの期間▲１▼または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４と双方向スイッチＳ６がともにハイレベルの期間▲３▼と、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３がハイレベルで双方向スイッチＳ５がローレベルになる期間▲２▼または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４がハイレベルで双方向スイッチＳ６がローレベルになる期間▲４▼とが略等しくなり、Ａ−Ｂ間の出力電圧波形は時比率が略５０％の矩形波になる。したがって、Ａ−Ｂ間の平均電圧Ｅ９０は二次巻線回路の出力電圧Ｅ１に略等しくなり、コンデンサＣ５の両端電圧は略０Ｖになる。また、電池（３）の充電電圧ＥＢはＥＢ＝Ｅ１となる。
【００３２】
一方、位相差が１３５度の場合、三次巻線回路のＡ−Ｂ間の出力電圧波形は図４（ｃ）のようになる。この場合、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３と双方向スイッチＳ５がともにハイレベルになる期間▲１▼または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４と双方向スイッチＳ６がともにハイレベルになる期間▲３▼よりも、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３がハイレベルで双方向スイッチＳ５がローレベルになる期間▲２▼または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４がハイレベルで双方向スイッチＳ６がローレベルになる期間▲４▼の方が長いため、Ａ−Ｂ間の出力電圧波形は時比率が略２５％の矩形波になる。したがって、Ａ−Ｂ間の平均電圧Ｅ１３５はＥ１３５＝Ｅ１−Ｅ２／２になり、コンデンサＣ５の両端電圧は−Ｅ２／２になる。また、電池（３）の充電電圧ＥＢはＥＢ＝Ｅ１−Ｅ２／２となる。
【００３３】
一方、位相差が１８０度の場合には、単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相差は互いに反転するため、三次巻線回路のＡ−Ｂ間電圧は略一定の−Ｅ２になり、コンデンサＣ５の両端電圧も−Ｅ２になる。このとき、電池３の充電電圧ＥＢはＥＢ＝Ｅ１−Ｅ２となる。
【００３４】
このように、この出願の発明は、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と、双方向スイッチＳ５，Ｓ６との切替タイミングの位相差をスイッチング制御回路（５）により任意に調整できるようにしたため、コンデンサＣ５の両端電圧を任意に変更でき、結果として、電池（３）の充電電圧ＥＢを二次巻線回路の出力電圧よりも高い電圧から略０Ｖ（ちょうど０Ｖを含む）までの広範囲にわたって可変制御することができる。
【００３５】
一般に、電池の用途は電気自動車や深夜電力貯蔵用のような大容量、高電圧（直列接続数の多いもの）用途から携帯電話向のような小容量、低電圧用途まで、幅広い電圧、電流レンジの製造設備が必要である。したがって、電力回生装置の可変電圧範囲も用途に応じて０〜５Ｖないし０〜４００Ｖ程度の可変範囲を持つ必要がある。一方、量産を前提とするこれら各種電池の放電回生電圧と一般に我国で標準的なＡＣ２００Ｖ回生用の直流電圧３５０Ｖ前後の電圧差の整合を採るためには、入出力の絶縁の他に直流電圧間の変換が必要となる。
【００３６】
そのため、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）の出力側にＤＣ−ＤＣコンバータを挿入して電圧比の整合をとることも考えられる。しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータの挿入は、充電、放電共に損失の増加による効率の低下、物量の増加によるコストアップ、大型化、重量増など負の要因のみが加わることになる。
【００３７】
そこで、上述したこの出願の発明は、広い可変電圧範囲を実現しつつ、電圧比の整合を可能とすべく、入出力間の絶縁およびＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）と入出力絶縁型正逆双方向昇降圧変圧器（２）との間の電圧整合機能を、３巻線の高周波変圧器によって実現し、入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）と一体化したところに大きな特徴がある。これにより、充放電損失が増加して効率低下が生じるといったこともなく、回生効率に優れているのはもちろんのこと、小型化、軽量化、高効率化、経済化をも図られるのである。
【００３８】
図６は、入出力絶縁型性逆方向昇降圧調整器（２）とは異なる入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）を用いた場合において、その充電時出力電圧を下げたときの電流の流れを示したものであり、コンデンサＣ５の両端電圧を−Ｅ２に下げた例を示している。
【００３９】
ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（図示していない）の出力電圧は一定の電圧Ｅ０であるため、入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の出力電圧はＥ０−Ｅ２になる。
【００４０】
このとき、電池（３）に流れる充電電流をＩ２とすると、電圧降下分の電力＝−Ｅ２・Ｉ２を電力源とした双方向スイッチＳ５，Ｓ６および巻線Ｎ３，Ｎ４によるプッシュ・プル型のインバータにより矩形波交流が発生され、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および巻線Ｎ１とで構成される全波ブリッジ回路によりさらに直流に変換される。すなわち、この場合には、双方向スイッチＳ５，Ｓ６側が１次駆動側、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４側が２次出力側のＤＣ−ＤＣコンバータとなり、電力エネルギーの流れは右側から左側への矢印の方向に伝達される。
【００４１】
このときの逆極性電圧−Ｅ２と回生電圧Ｅ０との間には、図４に示したのと同じ原理で、Ｓ５，Ｓ６回路とＳ１〜Ｓ４回路との駆動位相差とＮ１：Ｎ３：Ｎ４の巻数比に対応した回生電圧がＥ０として発生する。
【００４２】
この回生電圧によって流れる回生電流をＩ’２とすると、Ｉ’２は図６中の矢印で示した方向に流れるので、結局ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータから電池（３）側に供給される電力はＥ０・Ｉ１であり、これに回生電流Ｉ’２が加わって電池（３）の充電電流Ｉ２が流れるので、Ｉ１，Ｉ’２およびＩ２の間には、
Ｉ２＝Ｉ１＋Ｉ´２ …（１）
の関係が成立する。
【００４３】
よって、入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の損失が仮想的に零の場合には入力エネルギー＝Ｅ０・Ｉ１と、電池（３）の充電電力＝（Ｅ０−Ｅ２）Ｉ２は等しくなければならないから、変換損失零の理想的状態では、
Ｅ０・Ｉ１＝（Ｅ０−Ｅ２）Ｉ２ …（２）
となる。
【００４４】
Ｉ２に（１）式の関係を入れて整理すると、Ｅ０・Ｉ１＝（Ｅ０−Ｅ２）（Ｉ１＋Ｉ´２）の関係が成立するから、この式を整理してＥ０・Ｉ１を消去すると、
Ｅ０・Ｉ１＝Ｅ０・Ｉ１＋Ｅ０・Ｉ’２−Ｅ２・Ｉ１−Ｅ２・Ｉ’２より
Ｅ２（Ｉ１＋Ｉ’２）＝Ｅ０・Ｉ’２＝ Ｅ２・Ｉ２ …（３）
となる。
【００４５】
すなわち、（３）式より入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の降圧時電力＝Ｅ２・Ｉ２は、変換損失が零の理想状態においては逆方向コンバータとしてＥ０・Ｉ’２として回生されている。
【００４６】
一方、入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の出力電圧がＥ０＋Ｅ２の昇圧時には、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および巻線Ｎ１によるブリッジインバータによって矩形波交流が発生され、巻線Ｎ３，Ｎ４および双方向スイッチＳ５，Ｓ６によってさらに２相半波整流される。この場合では、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４側が一次駆動側、双方向スイッチＳ５，Ｓ６側が２次出力側となり、電力エネルギーは図６中の矢印とは逆に左側から右側に、すなわち通常の方向に流れるため、Ｉ’２の矢印も図６中の方向とは逆になる。
【００４７】
このときはもちろん
Ｉ１＝Ｉ’２＋Ｉ２ …（４）
となり、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータから供給される電力はＥ０・Ｉ１＝Ｅ０（Ｉ’２＋Ｉ２）であり、電池（３）に供給される電力は入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の損失が零の理想状態においては（Ｅ０＋Ｅ２）Ｉ２であるから、次の関係が成立する。
Ｅ０・Ｉ１＝Ｅ０（Ｉ’２＋Ｉ２）＝（Ｅ０＋Ｅ２）Ｉ２ …（５）
（５）式よりＥ０・Ｉ２を消去すると、
Ｅ０Ｉ´２＝Ｅ２Ｉ２ …（６）
が得られる。
【００４８】
（６）式は昇圧時、（３）式は降圧時の入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の入、出力電力が等しく、電圧比が駆動位相差に応じて自由に変えられることを意味している。
【００４９】
図７は、この出願の発明における入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）の充電時出力電圧を下げたときの電流の流れを示したものであり、図６と同様にコンデンサＣ５の両端電圧を−Ｅ２に下げた例を示している。
【００５０】
この図７に例示した入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）は、図６における単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と一次巻線Ｎ１を、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と一次巻線Ｎ１、および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と二次巻線Ｎ２の２組に分け、三次巻線Ｎ３，Ｎ４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６は同一とした構成となっている。
【００５１】
なおここでは、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（図示していない）の直流電圧Ｅ０と二次巻線回路の直流電圧Ｅ１とは等しいものとする。実用上は、たとえば、Ｅ０は通常ＡＣ２００Ｖの充放電に整合をとるために３５０Ｖ前後に選ばれ、二次巻線回路の直流電圧Ｅ１は充放電電池の電圧によって決まる任意の電圧に選ばれるのであるが、一次巻線回路（交流電源）側と二次巻線回路（電池）側との絶縁時の動作を簡潔に説明するために、巻線Ｎ１と巻線Ｎ２およびＥ０とＥ１が等しい場合とした。
【００５２】
また、昇圧時と降圧時で三次巻線回路の電力エネルギーの流れの方向が変る点は図６の入出力非絶縁型のものと同じであるから、図７では入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）の降圧時の例のみを示している。
【００５３】
この場合、図６と同一の降圧動作を行うと、前述の条件によりＥ０＝Ｅ１であり、電池電圧はＥ１−Ｅ２＝Ｅ０−Ｅ２となる。そして、（３）式の関係が成立するので、Ｅ０・Ｉ’２＝Ｅ１・Ｉ’２＝Ｅ２・Ｉ２となる。
【００５４】
したがって、図６の１次回路を１次回路と２次回路に絶縁分離し、１次回路側のみにＡＣ−ＤＣ双方向コンバータを接続することで、充電電力Ｅ０・Ｉ１を入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）を経由して電池（３）に供給し、その一方で、二次巻線回路出力Ｅ１と三次巻線回路の出力電圧Ｅ２を前述（図４参照）の位相差制御によりＥ１±Ｅ２として広範囲の電圧調整を行うことができる。
【００５５】
以上のように、図７の回路においては、図６の回路の前段に絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを挿入したものと全く同一の機能を、二次巻線回路である単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と巻線Ｎ２の追加のみで実現でき、従って、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを別途挿入した場合に比べ、高周波変圧器はひとつで兼用でき、スイッチング素子も半分の追加で済み、さらに全体の損失も少なく、小型、軽量、経済化にも役立つのである。
【００５６】
図８は、図１におけるスイッチ制御回路（５）の内部構成を例示したブロック図である。たとえばこの図８に例示したスイッチ制御回路（５）は、クロック発生器（１１）と、コンパレータ（１２）と、ワンショットマルチ（１３）（１４）と、フリップフロップ（１５）（１６）と、ＮＡＮＤゲート（１７）〜（２０）とインバータ（２１）とを備えている。
【００５７】
クロック発生器（１１）は三角波信号をコンパレータ（１２）へ出力し、コンパレータ（１２）はＰＷＭ信号を出力する。そのＰＷＭ信号のパルス幅は任意に可変制御できるようになっており、その制御により、ＮＡＮＤゲート（１７）（１８）から出力される信号とＮＡＮＤゲート（１９）（２０）から出力される信号の位相を任意の量だけずらすことができる。
【００５８】
以上の本実施例における入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）を用いて電池（３）の充放電を行うと、回路素子の発熱以外には電力消費がなく、従来は必須であった放電回路が不要なため、回路構成を簡略化できると共に、消費電力の低減を図れるのである。
【００５９】
また、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）に供給される入力交流電圧の変動や電池（３）の充電電圧にかなりの差があっても、入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）の電圧調整範囲が極めて広いため、入力交流電圧と電池の動作電圧に対する制約がなくなり、実用性が高くなる。
【００６０】
なお、図１および図７の例は、トランスＴの１次巻線Ｎ１側および二次巻線Ｎ２側それぞれにフルブリッジ回路が接続されている、つまり単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４により１次側フルブリッジ回路および２次側フルブリッジ回路が構成されている場合のものであるが、このフルブリッジ回路の代わりに、たとえば図９（ａ）に例示したハーフブリッジ回路や図９（ｃ）に例示したプッシュプル回路としてもよい。また、トランスＴの３次巻線Ｎ３側にはプッシュプル回路が接続されている、つまり双方向スイッチＳ５，Ｓ６によりプッシュプル回路が構成されているが、図９（ａ）のハーフブリッジ回路や図９（ｂ）に例示したフルブリッジ回路としてもよい。
【００６１】
また、図１では、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）に三相の交流電源が接続されているが、この出願の発明が単相の交流電源を接続する場合にも同様に適用できることは言うまでもない。
【００６２】
もちろん、この発明は以上の例に限定されるものではなく、細部については様々な態様が可能である。
【００６３】
【発明の効果】
以上詳しく説明した通り、この出願の発明によって、回生効率に優れ、且つ、小型化、軽量化、経済化を図ることのできる、新しい入出力絶縁型電力回生装置が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】この出願の発明の入出力絶縁型電力回生装置の一実施例を示した回路図である。
【図２】双方向スイッチに流れる電流の方向を説明する図である。
【図３】単方向スイッチのオン・オフとトランスＴの一次巻線の両端電圧との関係を示した図である。
【図４】単方向スイッチと双方向スイッチの切替タイミングの位相差と入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器の出力電圧との関係を示した図である。
【図５】位相ずれが45度の場合の各スイッチの切替タイミング波形を拡大して示した図である。
【図６】入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器の出力電圧を下げた場合の電流の流れを示した図である。
【図７】入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器の出力電圧を下げた場合の電流の流れを示す図である。
【図８】スイッチ制御回路の内部構成を例示したブロック図である。
【図９】（ａ）（ｂ）（ｃ）は、各々、ハーフブリッジ回路、フルブリッジ回路、プッシュプル回路を例示したブロック図である。
【図１０】（ａ）（ｂ）は、各々、従来の電力回生装置の概略構成を例示した回路図である。
【符号の説明】
１ ＡＣ‐ＤＣ双方向コンバータ
２ 入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器
３ 電池
４ 入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器
１１ クロック発生器
１２ コンパレータ
１３，１４ ワンショットマルチ
１５，１６ フリップフロップ
１７，１８，１９，２０ ＮＡＮＤゲート
２１ インバータ
【発明の属する技術分野】
この出願の発明は、入出力絶縁型電力回生装置に関するものである。さらに詳しくは、この出願の発明は、交流電源を用いて電池に充電した電力を放電時に交流電源側に回生させる電力回生装置として有用な、回生効率に優れた、新しい入出力絶縁型電力回生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、交流電源を用いて電池を充電すると共に、放電時に電池の放電電力を交流電源側に回生させて電力の有効利用を図るようにした電力回生装置が知られている。図１０はこの種の従来の電力回生装置の概略構成を例示した回路図であり、図１０（ａ）はサイリスタＱ１１を用いて同期整流回路を構成したサイリスタ型の電力回生装置、図１０（ｂ）は電力用トランジスタＱ１２等を用いて同期整流回路を構成したトランジスタ型の電力回生装置である。
【０００３】
図１０（ａ）のサイリスタ型の電力回生装置は、二次電池である電池（ア）と、電池（ア）の充電時に交流電源（図示していない）からの入力交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータとして動作し、電池（ア）の放電時に放電電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣインバータとして動作する充電器兼インバータ（イ）と、電池（ア）の充電電力を強制的に放電させる放電回路（ウ）と、充電器兼インバータ（イ）および電池（ア）との間に接続された切替スイッチ（エ）とを有している。
【０００４】
その動作は、充電時には、切替スイッチ（エ）を位置ａに切り替えてサイリスタＱ１１等を位相角制御し、図示の右向き矢印の経路を通って電池（ア）への充電を行い、放電時には、切替スイッチ（エ）を位置ｂに切り替えて電池（ア）を電源とするインバータ動作を行い、放電電力を図示の左向きや矢印の経路を通って交流電源へ回生させる。
【０００５】
しかしながら、この図１０（ａ）のサイリスタ型の電力回生装置では、電池（ア）の充電電圧を商用の入力交流電圧の最大値（√２×実効値）以上の電圧にまで引き上げることができないため、電池（ア）の放電電圧は商用の入力交流電圧よりも低くなり、電力の回生を行う場合には別途、昇圧用の変圧器が必要となるといった問題がある。また、その充電器兼インバータ（イ）は電池（ア）に充電されたエネルギーの一部しか回生できないため、残りのエネルギーは電池（ア）に並列接続された放電回路（ウ）により熱として消費され、電力回生効率が低下してしまう。またさらに、サイリスタ型の充電器兼インバータ（イ）では高調波を多く含むため、大きなフィルタが必要となる。
【０００６】
これに対して、図１０（ｂ）のトランジスタ型の電力回生装置では、入力交流電圧よりも高い直流電圧を出力できるため、電池（ア）の電圧を入力交流電圧よりも高い電圧に設定できる。また、入力交流電圧の変動が広範囲に変化しても安定した直流電圧を出力することができ、また交流側に影響を及ぼす高調波電流も低減できる。またさらに、放電時には電池（ア）の放電電圧が充電器兼インバータ（オ）の最低動作電圧に達するまでは、電力の回生を行うことができる。また、図１０（ａ）のサイリスタ型の電力回生装置に設けられていた切替スイッチ（エ）も不要である。
【０００７】
このため、現在では図１０（ｂ）に示すトランジスタ型の電力回生装置が主流となっている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１０（ｂ）に示す従来のトランジスタ型の電力回生装置にも以下の問題がある。
【０００９】
すなわち、装置内部に昇圧型の充電器兼インバータ（オ）（ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータとも呼ばれる）を有するため、電池（ア）の電圧を入力交流電圧よりも低くするには降圧型コンバータを用いて電圧変換を行わなければならないのである。
【００１０】
また、電池（ア）の放電電圧を充電器兼インバータ（オ）の最低動作電圧以下にするには、図１０（ａ）の装置と同様に、放電電圧に外部から昇圧用の補助電圧ＥDを加えて放電させなければならず、放電を行うにも外部からの電力エネルギーが必要となり、回生効率が低下してしまう。
【００１１】
この出願の発明は、以上のとおりの事情に鑑みてなされたものであり、従来技術の問題点を解消し、回生効率に優れ、且つ、小型化、軽量化、高効率化、経済化を図ることのできる、新しい入出力絶縁型電力回生装置を提供することを課題としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この出願の発明は、上記の課題を解決するものとして、電池充電時にはＡＣ−ＤＣコンバータとして動作し、電池放電時にはＤＣ−ＡＣインバータとして動作するＡＣ−ＤＣ双方向コンバータを備えた電力回生装置であって、電池充電時にはＡＣ−ＤＣ双方向コンバータの直流出力電力を絶縁して電池を充電し、電池放電時には放電電力を絶縁してＡＣ−ＤＣ双方向コンバータを介して交流電源側へ回生させる入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器を備え、この入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器は、一次巻線、二次巻線および三次巻線を持つ高周波変圧器と、ブリッジ接続された４つの単方向スイッチより構成され、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータの直流出力電圧を矩形波交流電圧に変換して高周波変圧器の一次巻線へ供給する一次側スイッチ群と、ブリッジ接続された４つの単方向スイッチより構成され、高周波変圧器の二次巻線に発生する交流電力を同期整流して高周波変圧器の一次巻線回路とは絶縁された直流電圧を発生する二次側スイッチ群と、２つの双方向スイッチより構成され、一方の双方向スイッチの一端が高周波変圧器の三次巻線の一端に接続されるとともに、他方の双方向スイッチの一端が高周波変圧器の三次巻線の他端に接続され、且つ両方の双方向スイッチの他端同士が共通接続され、高周波変圧器の一次巻線とは絶縁された三次側交流スイッチ群と、一端が共通接続された両方の双方向スイッチの他端に接続されるとともに、他端が高周波変圧器の三次巻線の中性点と接続され、一次側スイッチ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群との切替タイミングの位相差に応じた直流電圧が両端に印加されるキャパシタとを有しており、二次側スイッチ群の直流出力電圧に前記キャパシタの両端電圧を加えた合成電圧により、電池を充電することを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置（請求項１）を提供する。
【００１３】
また、この出願の発明は、上記の電力回生装置において、一次側スイッチ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群とをオン・オフ制御するスイッチ制御回路を備え、このスイッチ制御回路は、二次巻線回路の出力電圧よりも高い電圧から略０Ｖまでの範囲内の電圧で電池を充電できるように、電池の充電電圧に応じて一次側スイッチ群および二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群との切替タイミングの位相差を調整することを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置（請求項１）、スイッチ制御回路は一次側スイッチ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチとの切替タイミングの位相差を略０度から略１８０度までの範囲内で任意に設定することを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置（請求項３）、一次側スイッチ群および二次側スイッチ群のスイッチのオン・オフ期間の時比率と三次側交流スイッチ群のオン・オフ期間の時比率とを共に略５０％に設定したことを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置（請求項４）をも提供する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
この出願の発明は、以上のとおりの特徴を有するものであるが、以下に、添付した図面に沿って実施例を示し、さらに詳しくこの出願の発明の実施の形態について説明する。
【００１５】
【実施例】
図１は、この出願の発明の入出力絶縁型電力回生装置の一実施例を示した回路図である。
【００１６】
たとえばこの図１に例示したように、この出願の発明の入出力絶縁型電力回生装置は、図１０に示した従来の電力回生装置のような放電回路（ウ）が不要で、交流入力回路および電池側とが入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）内の高周波変圧器Ｔの一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および三次巻線Ｎ３＋Ｎ４との間で絶縁されており、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）の直流電圧Ｅ０と電池（３）の電圧Ｅ１±Ｅ２との最適電圧比が一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および三次巻線Ｎ３＋Ｎ４により自由に選定でき、しかも、電池（３）の充電電圧を所定の電圧から０Ｖ付近までの広範囲にわたって可変制御できるようになっている。
【００１７】
この場合さらに説明すると、図１に例示した入出力絶縁型電力回生装置は、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）と、入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）と、二次電池である電池（３）とを備えている。
【００１８】
ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）は、電池（３）の充電時にはＡＣ−ＤＣコンバータとして動作し、電池（３）の放電による電力回生時にはＤＣ−ＡＣインバータとして動作する。
【００１９】
このＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）には、充電時に三相交流電圧を同期整流する交流スイッチＳ１１〜Ｓ１６と、交流スイッチＳ１１〜Ｓ１６を通過した電圧を平滑化するコンデンサＣ１と、交流スイッチＳ１１〜Ｓ１６のオン・オフを制御するスイッチ制御回路（４）と、三相交流ラインのノイズを吸収するコイルＬ１〜Ｌ６およびコンデンサＣ２〜Ｃ４とが設けられている。他方、放電時には、電池（３）から入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）を経由してコンデンサＣ１へ蓄えられた電力をエネルギー源として、通常公知の技術により交流電源側への電力回生が行われる。
【００２０】
入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）は、充電時には電池（３）の充電電圧を調整する制御を行い、回生時には電池（３）の放電電力を変圧器により絶縁してＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）側へ回生させる制御を行う。
【００２１】
この入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）には、高周波変圧器としての一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および三次巻線Ｎ３＋Ｎ４を持つ３巻線トランスＴと、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）から出力された直流電圧を矩形波交流電圧に変換してトランスＴの１次巻線Ｎ１へ供給する単方向スイッチＳ１〜Ｓ４（一次側スイッチ群）と、トランスＴの二次巻線Ｎ２に接続され、トランスＴの二次巻線Ｎ２に発生する交流電力を同期整流して一次巻線Ｎ１とは絶縁された直流電圧Ｅ１を発生する、具体的には単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と同期して巻き数比Ｎ１：Ｎ２に比例した直流電圧Ｅ１を一次巻線回路とは絶縁して発生する単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４（二次側スイッチ群）と、トランスＴの三次巻線Ｎ３＋Ｎ４に接続された双方向スイッチＳ５，Ｓ６（三次側スイッチ群）と、トランスＴの三次巻線Ｎ３側に設けられ、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４およびこれに同期する単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６との切替タイミングの位相差に応じた直流電圧が両端に印加されるコンデンサＣ５とが設けられている。
【００２２】
また、図１の例では、トランスＴの１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、三次巻線Ｎ３＋Ｎ４に生じるスパイク電圧を抑制するためのコンデンサＣ８および抵抗Ｒ１、コンデンサＣ９および抵抗Ｒ３、コンデンサＣ６および抵抗Ｒ２と、トランスＴの三次巻線Ｎ３＋Ｎ４の中間点から発生するパルス電圧の平滑用コイルＬ７も設けられている。
【００２３】
そしてまた、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４およびこれに同期する単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と、双方向スイッチＳ５，Ｓ６とをオン・オフ制御する、具体的にはオン・オフの切替えによりたとえば後述の図４に例示したような位相制御を行うスイッチ制御回路（５）が設けられており、図１における入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）では、このスイッチ制御回路（５）により各スイッチの切替タイミングの位相差が調整されて、上記コンデンサＣ５の両端電圧が可変制御されるようになっている。このときの電池（３）の充電電圧は、二次巻線回路の出力電圧Ｅ１にコンデンサＣ５の両端電圧＝±Ｅ２を加えた電圧になる。
【００２４】
図２は、双方向スイッチＳ５，Ｓ６に流れる電流の方向を説明する図である。この図２に例示したように、双方向スイッチＳ５，Ｓ６はいずれも、２個のトランジスタＱ１、Ｑ２と２個のダイオードＤ１、Ｄ２とからなり、スイッチ制御回路（５）によりトランジスタＱ１がオン、トランジスタＱ２がオフとされた場合には、図示の実線矢印Ａに沿って電流が流れ、トランジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ２がオンとされた場合には、図示の点線矢印Ｂに沿って電流が流れる。
【００２５】
図３は、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフとトランスＴの一次巻線Ｎ１の両端電圧との関係を例示した図である。この図３に例示したように、スイッチ制御回路（５）によって単方向スイッチＳ１，Ｓ３と単方向スイッチＳ２，Ｓ４は交互にオン・オフされ、これらのオン・オフに応じて、トランスＴの一次巻線Ｎ１には矩形波電圧が供給される。すなわち、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４は、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）から出力された直流電圧を矩形波状の交流電圧に変換する。
【００２６】
なお、図３に例示したように、単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４は、スイッチ制御回路（５）によって単方向スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフと同期するように制御される。
【００２７】
図４は、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４ならびに双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相差と入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）の出力電圧（図中（Ａ−Ｂ）と略示）との関係を例示した図であり、図４（ａ）は位相差が４５度の場合、図４（ｂ）は位相差が９０度の場合、図４（ｃ）は位相差が１３５度の場合を例示している。
【００２８】
また、図５は、位相差が４５度の場合の各スイッチＳ１〜Ｓ６の切替タイミング波形を拡大して示した図である。この図５に示したように、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４ならびに双方向スイッチＳ５，Ｓ６のオン期間の長さはみな略同一であり、オフ期間の長さもみな略同一であり、単方向スイッチの一方の組みがオフしてから単方向スイッチの他方の組みがオンするまでの間と、双方向スイッチの一方がオフしてから双方向スイッチの他方がオンするまでの間には、それぞれ休止期間が設けられている。各スイッチＳ１〜Ｓ６を構成するトランジスタはオン状態からオフ状態となるのに時間がかかるので、完全にトランジスタをオフとするために、このような休止期間を設けている。
【００２９】
まず、たとえば単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４（これらは単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と同期している）と双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相差が０度の場合には、コンデンサＣ５の充電電圧は最大値Ｅ２になり、この充電電圧に二次巻線回路の出力電圧Ｅ１を加えた電圧＝Ｅ１＋Ｅ２が電池（３）の充電電圧ＥＢとなる。
【００３０】
一方、位相差が４５度の場合には、三次巻線回路のＡ−Ｂ間（図１参照）の出力電圧波形は図４（ａ）に例示したようになる（図中（Ａ−Ｂ）と略示。以下同じ）。すなわち、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３と双方向スイッチＳ５がともにハイレベルの期間▲１▼、または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４と双方向スイッチＳ６がともにハイレベルの期間▲３▼におけるＡ−Ｂ間の電圧はピーク値になる。この場合のＡ−Ｂ間の平均電圧Ｅ４５はＥ４５＝Ｅ１＋Ｅ２／２であり、コンデンサＣ５の両端電圧はＥ２／２になる。また、電池（３）の充電電圧ＥＢはＥＢ＝Ｅ１＋Ｅ２／２となる。
【００３１】
一方、位相差が９０度の場合、三次巻線回路のＡ−Ｂ間の出力電圧波形は図４（ｂ）のようになる。この場合、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３と双方向スイッチＳ５がともにハイレベルの期間▲１▼または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４と双方向スイッチＳ６がともにハイレベルの期間▲３▼と、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３がハイレベルで双方向スイッチＳ５がローレベルになる期間▲２▼または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４がハイレベルで双方向スイッチＳ６がローレベルになる期間▲４▼とが略等しくなり、Ａ−Ｂ間の出力電圧波形は時比率が略５０％の矩形波になる。したがって、Ａ−Ｂ間の平均電圧Ｅ９０は二次巻線回路の出力電圧Ｅ１に略等しくなり、コンデンサＣ５の両端電圧は略０Ｖになる。また、電池（３）の充電電圧ＥＢはＥＢ＝Ｅ１となる。
【００３２】
一方、位相差が１３５度の場合、三次巻線回路のＡ−Ｂ間の出力電圧波形は図４（ｃ）のようになる。この場合、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３と双方向スイッチＳ５がともにハイレベルになる期間▲１▼または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４と双方向スイッチＳ６がともにハイレベルになる期間▲３▼よりも、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３がハイレベルで双方向スイッチＳ５がローレベルになる期間▲２▼または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４がハイレベルで双方向スイッチＳ６がローレベルになる期間▲４▼の方が長いため、Ａ−Ｂ間の出力電圧波形は時比率が略２５％の矩形波になる。したがって、Ａ−Ｂ間の平均電圧Ｅ１３５はＥ１３５＝Ｅ１−Ｅ２／２になり、コンデンサＣ５の両端電圧は−Ｅ２／２になる。また、電池（３）の充電電圧ＥＢはＥＢ＝Ｅ１−Ｅ２／２となる。
【００３３】
一方、位相差が１８０度の場合には、単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相差は互いに反転するため、三次巻線回路のＡ−Ｂ間電圧は略一定の−Ｅ２になり、コンデンサＣ５の両端電圧も−Ｅ２になる。このとき、電池３の充電電圧ＥＢはＥＢ＝Ｅ１−Ｅ２となる。
【００３４】
このように、この出願の発明は、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と、双方向スイッチＳ５，Ｓ６との切替タイミングの位相差をスイッチング制御回路（５）により任意に調整できるようにしたため、コンデンサＣ５の両端電圧を任意に変更でき、結果として、電池（３）の充電電圧ＥＢを二次巻線回路の出力電圧よりも高い電圧から略０Ｖ（ちょうど０Ｖを含む）までの広範囲にわたって可変制御することができる。
【００３５】
一般に、電池の用途は電気自動車や深夜電力貯蔵用のような大容量、高電圧（直列接続数の多いもの）用途から携帯電話向のような小容量、低電圧用途まで、幅広い電圧、電流レンジの製造設備が必要である。したがって、電力回生装置の可変電圧範囲も用途に応じて０〜５Ｖないし０〜４００Ｖ程度の可変範囲を持つ必要がある。一方、量産を前提とするこれら各種電池の放電回生電圧と一般に我国で標準的なＡＣ２００Ｖ回生用の直流電圧３５０Ｖ前後の電圧差の整合を採るためには、入出力の絶縁の他に直流電圧間の変換が必要となる。
【００３６】
そのため、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）の出力側にＤＣ−ＤＣコンバータを挿入して電圧比の整合をとることも考えられる。しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータの挿入は、充電、放電共に損失の増加による効率の低下、物量の増加によるコストアップ、大型化、重量増など負の要因のみが加わることになる。
【００３７】
そこで、上述したこの出願の発明は、広い可変電圧範囲を実現しつつ、電圧比の整合を可能とすべく、入出力間の絶縁およびＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）と入出力絶縁型正逆双方向昇降圧変圧器（２）との間の電圧整合機能を、３巻線の高周波変圧器によって実現し、入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）と一体化したところに大きな特徴がある。これにより、充放電損失が増加して効率低下が生じるといったこともなく、回生効率に優れているのはもちろんのこと、小型化、軽量化、高効率化、経済化をも図られるのである。
【００３８】
図６は、入出力絶縁型性逆方向昇降圧調整器（２）とは異なる入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）を用いた場合において、その充電時出力電圧を下げたときの電流の流れを示したものであり、コンデンサＣ５の両端電圧を−Ｅ２に下げた例を示している。
【００３９】
ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（図示していない）の出力電圧は一定の電圧Ｅ０であるため、入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の出力電圧はＥ０−Ｅ２になる。
【００４０】
このとき、電池（３）に流れる充電電流をＩ２とすると、電圧降下分の電力＝−Ｅ２・Ｉ２を電力源とした双方向スイッチＳ５，Ｓ６および巻線Ｎ３，Ｎ４によるプッシュ・プル型のインバータにより矩形波交流が発生され、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および巻線Ｎ１とで構成される全波ブリッジ回路によりさらに直流に変換される。すなわち、この場合には、双方向スイッチＳ５，Ｓ６側が１次駆動側、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４側が２次出力側のＤＣ−ＤＣコンバータとなり、電力エネルギーの流れは右側から左側への矢印の方向に伝達される。
【００４１】
このときの逆極性電圧−Ｅ２と回生電圧Ｅ０との間には、図４に示したのと同じ原理で、Ｓ５，Ｓ６回路とＳ１〜Ｓ４回路との駆動位相差とＮ１：Ｎ３：Ｎ４の巻数比に対応した回生電圧がＥ０として発生する。
【００４２】
この回生電圧によって流れる回生電流をＩ’２とすると、Ｉ’２は図６中の矢印で示した方向に流れるので、結局ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータから電池（３）側に供給される電力はＥ０・Ｉ１であり、これに回生電流Ｉ’２が加わって電池（３）の充電電流Ｉ２が流れるので、Ｉ１，Ｉ’２およびＩ２の間には、
Ｉ２＝Ｉ１＋Ｉ´２ …（１）
の関係が成立する。
【００４３】
よって、入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の損失が仮想的に零の場合には入力エネルギー＝Ｅ０・Ｉ１と、電池（３）の充電電力＝（Ｅ０−Ｅ２）Ｉ２は等しくなければならないから、変換損失零の理想的状態では、
Ｅ０・Ｉ１＝（Ｅ０−Ｅ２）Ｉ２ …（２）
となる。
【００４４】
Ｉ２に（１）式の関係を入れて整理すると、Ｅ０・Ｉ１＝（Ｅ０−Ｅ２）（Ｉ１＋Ｉ´２）の関係が成立するから、この式を整理してＥ０・Ｉ１を消去すると、
Ｅ０・Ｉ１＝Ｅ０・Ｉ１＋Ｅ０・Ｉ’２−Ｅ２・Ｉ１−Ｅ２・Ｉ’２より
Ｅ２（Ｉ１＋Ｉ’２）＝Ｅ０・Ｉ’２＝ Ｅ２・Ｉ２ …（３）
となる。
【００４５】
すなわち、（３）式より入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の降圧時電力＝Ｅ２・Ｉ２は、変換損失が零の理想状態においては逆方向コンバータとしてＥ０・Ｉ’２として回生されている。
【００４６】
一方、入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の出力電圧がＥ０＋Ｅ２の昇圧時には、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および巻線Ｎ１によるブリッジインバータによって矩形波交流が発生され、巻線Ｎ３，Ｎ４および双方向スイッチＳ５，Ｓ６によってさらに２相半波整流される。この場合では、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４側が一次駆動側、双方向スイッチＳ５，Ｓ６側が２次出力側となり、電力エネルギーは図６中の矢印とは逆に左側から右側に、すなわち通常の方向に流れるため、Ｉ’２の矢印も図６中の方向とは逆になる。
【００４７】
このときはもちろん
Ｉ１＝Ｉ’２＋Ｉ２ …（４）
となり、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータから供給される電力はＥ０・Ｉ１＝Ｅ０（Ｉ’２＋Ｉ２）であり、電池（３）に供給される電力は入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の損失が零の理想状態においては（Ｅ０＋Ｅ２）Ｉ２であるから、次の関係が成立する。
Ｅ０・Ｉ１＝Ｅ０（Ｉ’２＋Ｉ２）＝（Ｅ０＋Ｅ２）Ｉ２ …（５）
（５）式よりＥ０・Ｉ２を消去すると、
Ｅ０Ｉ´２＝Ｅ２Ｉ２ …（６）
が得られる。
【００４８】
（６）式は昇圧時、（３）式は降圧時の入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の入、出力電力が等しく、電圧比が駆動位相差に応じて自由に変えられることを意味している。
【００４９】
図７は、この出願の発明における入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）の充電時出力電圧を下げたときの電流の流れを示したものであり、図６と同様にコンデンサＣ５の両端電圧を−Ｅ２に下げた例を示している。
【００５０】
この図７に例示した入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）は、図６における単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と一次巻線Ｎ１を、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と一次巻線Ｎ１、および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と二次巻線Ｎ２の２組に分け、三次巻線Ｎ３，Ｎ４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６は同一とした構成となっている。
【００５１】
なおここでは、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（図示していない）の直流電圧Ｅ０と二次巻線回路の直流電圧Ｅ１とは等しいものとする。実用上は、たとえば、Ｅ０は通常ＡＣ２００Ｖの充放電に整合をとるために３５０Ｖ前後に選ばれ、二次巻線回路の直流電圧Ｅ１は充放電電池の電圧によって決まる任意の電圧に選ばれるのであるが、一次巻線回路（交流電源）側と二次巻線回路（電池）側との絶縁時の動作を簡潔に説明するために、巻線Ｎ１と巻線Ｎ２およびＥ０とＥ１が等しい場合とした。
【００５２】
また、昇圧時と降圧時で三次巻線回路の電力エネルギーの流れの方向が変る点は図６の入出力非絶縁型のものと同じであるから、図７では入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）の降圧時の例のみを示している。
【００５３】
この場合、図６と同一の降圧動作を行うと、前述の条件によりＥ０＝Ｅ１であり、電池電圧はＥ１−Ｅ２＝Ｅ０−Ｅ２となる。そして、（３）式の関係が成立するので、Ｅ０・Ｉ’２＝Ｅ１・Ｉ’２＝Ｅ２・Ｉ２となる。
【００５４】
したがって、図６の１次回路を１次回路と２次回路に絶縁分離し、１次回路側のみにＡＣ−ＤＣ双方向コンバータを接続することで、充電電力Ｅ０・Ｉ１を入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）を経由して電池（３）に供給し、その一方で、二次巻線回路出力Ｅ１と三次巻線回路の出力電圧Ｅ２を前述（図４参照）の位相差制御によりＥ１±Ｅ２として広範囲の電圧調整を行うことができる。
【００５５】
以上のように、図７の回路においては、図６の回路の前段に絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを挿入したものと全く同一の機能を、二次巻線回路である単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と巻線Ｎ２の追加のみで実現でき、従って、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを別途挿入した場合に比べ、高周波変圧器はひとつで兼用でき、スイッチング素子も半分の追加で済み、さらに全体の損失も少なく、小型、軽量、経済化にも役立つのである。
【００５６】
図８は、図１におけるスイッチ制御回路（５）の内部構成を例示したブロック図である。たとえばこの図８に例示したスイッチ制御回路（５）は、クロック発生器（１１）と、コンパレータ（１２）と、ワンショットマルチ（１３）（１４）と、フリップフロップ（１５）（１６）と、ＮＡＮＤゲート（１７）〜（２０）とインバータ（２１）とを備えている。
【００５７】
クロック発生器（１１）は三角波信号をコンパレータ（１２）へ出力し、コンパレータ（１２）はＰＷＭ信号を出力する。そのＰＷＭ信号のパルス幅は任意に可変制御できるようになっており、その制御により、ＮＡＮＤゲート（１７）（１８）から出力される信号とＮＡＮＤゲート（１９）（２０）から出力される信号の位相を任意の量だけずらすことができる。
【００５８】
以上の本実施例における入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）を用いて電池（３）の充放電を行うと、回路素子の発熱以外には電力消費がなく、従来は必須であった放電回路が不要なため、回路構成を簡略化できると共に、消費電力の低減を図れるのである。
【００５９】
また、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）に供給される入力交流電圧の変動や電池（３）の充電電圧にかなりの差があっても、入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）の電圧調整範囲が極めて広いため、入力交流電圧と電池の動作電圧に対する制約がなくなり、実用性が高くなる。
【００６０】
なお、図１および図７の例は、トランスＴの１次巻線Ｎ１側および二次巻線Ｎ２側それぞれにフルブリッジ回路が接続されている、つまり単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４により１次側フルブリッジ回路および２次側フルブリッジ回路が構成されている場合のものであるが、このフルブリッジ回路の代わりに、たとえば図９（ａ）に例示したハーフブリッジ回路や図９（ｃ）に例示したプッシュプル回路としてもよい。また、トランスＴの３次巻線Ｎ３側にはプッシュプル回路が接続されている、つまり双方向スイッチＳ５，Ｓ６によりプッシュプル回路が構成されているが、図９（ａ）のハーフブリッジ回路や図９（ｂ）に例示したフルブリッジ回路としてもよい。
【００６１】
また、図１では、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）に三相の交流電源が接続されているが、この出願の発明が単相の交流電源を接続する場合にも同様に適用できることは言うまでもない。
【００６２】
もちろん、この発明は以上の例に限定されるものではなく、細部については様々な態様が可能である。
【００６３】
【発明の効果】
以上詳しく説明した通り、この出願の発明によって、回生効率に優れ、且つ、小型化、軽量化、経済化を図ることのできる、新しい入出力絶縁型電力回生装置が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】この出願の発明の入出力絶縁型電力回生装置の一実施例を示した回路図である。
【図２】双方向スイッチに流れる電流の方向を説明する図である。
【図３】単方向スイッチのオン・オフとトランスＴの一次巻線の両端電圧との関係を示した図である。
【図４】単方向スイッチと双方向スイッチの切替タイミングの位相差と入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器の出力電圧との関係を示した図である。
【図５】位相ずれが45度の場合の各スイッチの切替タイミング波形を拡大して示した図である。
【図６】入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器の出力電圧を下げた場合の電流の流れを示した図である。
【図７】入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器の出力電圧を下げた場合の電流の流れを示す図である。
【図８】スイッチ制御回路の内部構成を例示したブロック図である。
【図９】（ａ）（ｂ）（ｃ）は、各々、ハーフブリッジ回路、フルブリッジ回路、プッシュプル回路を例示したブロック図である。
【図１０】（ａ）（ｂ）は、各々、従来の電力回生装置の概略構成を例示した回路図である。
【符号の説明】
１ ＡＣ‐ＤＣ双方向コンバータ
２ 入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器
３ 電池
４ 入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器
１１ クロック発生器
１２ コンパレータ
１３，１４ ワンショットマルチ
１５，１６ フリップフロップ
１７，１８，１９，２０ ＮＡＮＤゲート
２１ インバータ
Claims (4)
- 電池充電時にはＡＣ−ＤＣコンバータとして動作し、電池放電時にはＤＣ−ＡＣインバータとして動作するＡＣ−ＤＣ双方向コンバータを備えた電力回生装置であって、
電池充電時にはＡＣ−ＤＣ双方向コンバータの直流出力電力を絶縁して電池を充電し、電池放電時には放電電力を絶縁してＡＣ−ＤＣ双方向コンバータを介して交流電源側へ回生させる入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器を備え、
この入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器は、
一次巻線、二次巻線および三次巻線を持つ高周波変圧器と、
ブリッジ接続された４つの単方向スイッチより構成され、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータの直流出力電圧を矩形波交流電圧に変換して高周波変圧器の一次巻線へ供給する一次側スイッチ群と、
ブリッジ接続された４つの単方向スイッチより構成され、高周波変圧器の二次巻線に発生する交流電力を同期整流して高周波変圧器の一次巻線回路とは絶縁された直流電圧を発生する二次側スイッチ群と、
２つの双方向スイッチより構成され、一方の双方向スイッチの一端が高周波変圧器の三次巻線の一端に接続されるとともに、他方の双方向スイッチの一端が高周波変圧器の三次巻線の他端に接続され、且つ両方の双方向スイッチの他端同士が共通接続され、高周波変圧器の一次巻線とは絶縁された三次側交流スイッチ群と、
一端が共通接続された両方の双方向スイッチの他端に接続されるとともに、他端が高周波変圧器の三次巻線の中性点と接続され、一次側スイッチ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群との切替タイミングの位相差に応じた直流電圧が両端に印加されるキャパシタとを有しており、
二次側スイッチ群の直流出力電圧に前記キャパシタの両端電圧を加えた合成電圧により、電池を充電することを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置。 - 一次側スイッチ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群とをオン・オフ制御するスイッチ制御回路を備え、このスイッチ制御回路は、二次巻線回路の出力電圧よりも高い電圧から略０Ｖまでの範囲内の電圧で電池を充電できるように、電池の充電電圧に応じて一次側スイッチ群および二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群との切替タイミングの位相差を調整することを特徴とする請求項１に記載の入出力絶縁型電力回生装置。
- スイッチ制御回路は一次側スイッチ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチとの切替タイミングの位相差を略０度から略１８０度までの範囲内で任意に設定することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の入出力絶縁型電力回生装置
- 一次側スイッチ群および二次側スイッチ群のスイッチのオン・オフ期間の時比率と三次側交流スイッチ群のオン・オフ期間の時比率とを共に略５０％に設定したことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の入出力絶縁型電力回生装置。
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