JP3697977B2

JP3697977B2 - Power supply

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Publication number: JP3697977B2
Application number: JP33511899A
Authority: JP
Inventors: 善宣村上; 智之中野; 敏也神舎; 丈二大山; 滋井戸
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1999-11-25
Filing date: 1999-11-25
Publication date: 2005-09-21
Anticipated expiration: 2019-11-25
Also published as: JP2001157453A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の電源装置としては、例えば特開平２−１２９８９８号公報に示されるように、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより、高周波電圧に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、インバータ回路のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路を備えたものがあった。また、インバータ回路のスイッチング素子を自励発振させる電源装置としては、図２９に示すような回路構成の電源装置も提案されており、本回路では、フィルタ回路Ｆを介して入力された交流電源Ｖｓの交流電圧をダイオードブリッジのような整流器ＤＢで全波整流している。整流器ＤＢの直流出力端間には、ダイオードＤｉｍ，Ｄｉの直列回路を介してダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１の直列回路が接続してあり、ダイオードＤｉには帰還手段又はインピーダンス要素としてのコンデンサＣｉｎが並列接続される。またダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との直列回路には、平滑コンデンサＣ１に比べて容量の小さいバイパス用のコンデンサＣｆが並列接続される。尚、ダイオードＤ１は平滑コンデンサＣ１の電荷を放電させる極性に接続されている。
【０００３】
コンデンサＣｆの両端間には、交互にオン／オフされる例えば電界効果トランジスタよりなる一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からインバータ回路ＩＮＶが構成される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するための駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１を介して、トランスＴ１の一次巻線と直流カット用のコンデンサＣａの直列回路が接続され、コンデンサＣａの一端はダイオードＤｉｍ，Ｄｉの接続点に接続される。トランスＴ１の二次巻線には、インダクタＬ１を介して例えば蛍光灯からなる放電灯Ｌａの両フィラメント電極の電源側端子が接続され、両フィラメント電極の非電源側端子間には予熱用のコンデンサＣｒが接続される。ここに、インダクタＬ１及びコンデンサＣｒなどからＬＣ共振回路が構成され、このＬＣ共振回路と放電灯Ｌａとで負荷回路４が構成される。
【０００４】
また、コンデンサＣａ及びトランスＴ１の接続点は、ダイオードＤ２を介してダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１の接続点に接続されている。ここに、コンデンサＣ１，Ｃｆ、ダイオードＤ１，Ｄ２及びトランスＴ１の一次巻線などから、整流器ＤＢの出力電圧を部分的に平滑してインバータ回路ＩＮＶに供給する部分平滑回路３が構成される。尚、ダイオードＤ２は平滑コンデンサＣ１に充電電流を流す極性に接続されており、コンデンサＣａ及びトランスＴ１の接続点の電位を、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１の接続点の電位にクランプする機能を有している。
【０００５】
すなわち部分平滑回路３では、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−ダイオードＤｉ（コンデンサＣｉｎ）−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ１−整流器ＤＢの経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、トランスＴ１に蓄積されたエネルギがトランスＴ１の一次巻線−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線の経路で放出される。
【０００６】
この構成では、整流器ＤＢから平滑コンデンサＣ１を充電する充電電流がトランスＴ１の一次巻線及びスイッチング素子Ｑ１を通るから、平滑コンデンサＣ１の両端電圧はスイッチング素子Ｑ１のオン期間とオフ期間との比率に応じて降圧される。つまり、ダイオードＤ２とスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードとトランスＴ１の一次巻線とスイッチング素子Ｑ１と平滑コンデンサＣ１とにより降圧チョッパ回路が構成される。
【０００７】
また本回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフを制御する制御回路１を備えており、制御回路１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせる自励式の駆動回路１ａと、電源投入時にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の自励発振を開始させる起動回路１ｂとで構成される。
【０００８】
駆動トランスＴ２は２個の二次巻線ｎ２１，ｎ２２を有しており、一方の二次巻線ｎ２１は抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に接続され、他方の二次巻線ｎ２２は抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続してある。そして、駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１に流れる電流に応じて、何れかの二次巻線ｎ２１，ｎ２２にスイッチング素子Ｑ１又はＱ２をオンさせる電圧が発生する。尚、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間には、それぞれ、カソード同士が接続されたツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２の直列回路、ツェナーダイオードＺＤ３，ＺＤ４の直列回路が接続されており、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に過電圧が印加されるのを防止している。ここに、駆動トランスＴ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２及びツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４から駆動回路１ａが構成される。
【０００９】
また、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間には抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ３の直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間には抵抗Ｒ４が接続されている。抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ３の接続点には、例えばダイアックのようなトリガ素子ＴＤ１の一端と抵抗Ｒ５の一端とが接続され、トリガ素子ＴＤ１の他端はスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続され、抵抗Ｒ５の他端はダイオードＤ３を介してスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されている。また、抵抗Ｒ４にはコンデンサＣ４が並列接続されている。ここに、抵抗Ｒ３〜Ｒ５、コンデンサＣ３，Ｃ４、ダイオードＤ３及びトリガ素子ＴＤ１から起動回路１ｂが構成される。
【００１０】
ここで、電源投入時における制御回路１の動作について簡単に説明する。電源が投入されると、コンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値まで充電され、同時に抵抗Ｒ３、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ４の経路で電流が流れて、コンデンサＣ３が充電される。そして、コンデンサＣ３の両端電圧がトリガ素子ＴＤ１のブレークオーバ電圧に達すると、トリガ素子ＴＤ１が導通して、スイッチング素子Ｑ１がオンになる。スイッチング素子Ｑ１がオンになると、まずコンデンサＣｆ−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ１１−トランスＴ１の一次巻線ｎ１１−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ１−コンデンサＣｆの経路で電流が流れる。この時、駆動トランスＴ２はスイッチング素子Ｑ１にオン方向のバイアスを与え、スイッチング素子Ｑ２をオフに保つから、スイッチング素子Ｑ１は完全にオンになる。その後、インダクタＬ１及びコンデンサＣｒを含むＬＣ共振回路の共振作用によって共振電流が反転すると、駆動トランスＴ２の二次側に発生する電圧が反転し、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになり、以後共振回路の共振動作によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフされるのである。
【００１１】
次に、主回路の動作について簡単に説明する。コンデンサＣ１に充電電流を流すことができる期間と、コンデンサＣ１が放電する期間とに分けて説明する。
【００１２】
コンデンサＣ１に充電電流を流すことができるのは、コンデンサＣ１の両端電圧よりも整流器ＤＢの出力電圧が高い期間であって、交流電源Ｖｓの電圧のピーク付近の期間である。スイッチング素子Ｑ２がオンになると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。次に、共振回路の共振動作によって共振電流が反転し、スイッチング素子Ｑ２がオフになり、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−コンデンサＣｉｎ及びダイオードＤｉの並列回路−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ１−整流器ＤＢの経路と、コンデンサＣａ−コンデンサＣｉｎ及びダイオードＤｉの並列回路−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線−コンデンサＣａの経路で電流が流れる。その後、共振回路の共振動作によって共振電流が再び反転し、スイッチング素子Ｑ１がオフになり、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、トランスＴ１の一次巻線−ダイオードＤ２ーコンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２−トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線の経路で、トランスＴ１に蓄積されたエネルギが放出される。そして、トランスＴ１に蓄積されたエネルギがなくなると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れ、以後同様の動作を繰り返す。
【００１３】
一方、整流器ＤＢの出力電圧がコンデンサＣ１の両端電圧よりも低い期間には、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−コンデンサＣａ−トランスＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で電流が流れる。次に、共振回路の共振動作によって共振電流が反転し、スイッチング素子Ｑ２がオフになり、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣａ−コンデンサＣｉｎ及びダイオードＤｉの並列回路−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線−コンデンサＣａの経路で電流が流れ、以後同様の動作を繰り返す。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記構成の電源装置では、低温時において放電灯Ｌａを点灯させようとする時には、放電灯Ｌａの温度特性によりそのランプインピーダンスが低下するため、常温時において放電灯Ｌａを点灯させようとする時よりも、負荷回路４に流れる共振電流が増加し、共振電流の増加に応じて駆動トランスＴ２の二次側に流れる電流も増加する。また低温時には、駆動トランスＴ２の温度特性によってインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下するため、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加していた。
【００１５】
また、図２９に示すように負荷回路４に流れる共振電流の一部を入力電流とするような回路構成では、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数の低下やランプインピーダンスの減少によって、負荷回路４に流れる共振電流が増加すると、入力電流が増加し、この入力電流を平滑して得た平滑電圧が増加する。インバータ回路ＩＮＶではこの平滑電圧を電源としているので、平滑電圧が増加するとインバータ回路ＩＮＶの出力が増加していた。ここで、蛍光灯のような負性抵抗を有する負荷の場合、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加すると、負荷のインピーダンスが低下するため、共振電流が更に増加し、インバータ回路ＩＮＶの出力が更に増加する。このように、低温時においては、常温時よりもインバータ回路ＩＮＶの出力が増加し、インバータ回路ＩＮＶの回路部品に加わるストレスが増加するという問題があった。また、低温時においてインバータ回路ＩＮＶの出力が増加すると、放電灯Ｌａの光出力が変動するという問題もあった。
【００１６】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、負荷のインピーダンスの変化による出力の変化を所望の方向に制御する電源装置を提供することにあり、特に低温時において負荷インピーダンスの低下によるインバータ出力の増加を防止した電源装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、一対のスイッチング素子の直列回路を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して、少なくともＬＣ共振回路を含む負荷回路に供給するインバータ回路と、インバータ回路の出力の一部を入力側に帰還させる帰還手段と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路と、負荷回路のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段とを備え、制御手段は周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制することができる。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【００１８】
請求項２の発明では、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に接続される一対のスイッチング素子の直列回路を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に接続された少なくともＬＣ共振回路及び負荷を含む負荷回路と、ダイオードに並列接続されたインピーダンス要素と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路と、負荷回路のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段とを備え、制御手段は周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制することができる。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【００１９】
請求項３の発明では、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサ及び負荷からなる負荷回路と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される一対のスイッチング素子を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路とを備え、ダイオードと並列にインピーダンス要素を接続し、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと負荷回路と上記一対のスイッチング素子を駆動する駆動トランスの一次巻線とを接続し、一対のスイッチング素子の内の一方とチョッパ用のインダクタとを介して平滑コンデンサに充電電流を流し、整流器の出力電圧を降圧し、部分的に平滑した電圧を発生させてインバータ回路に供給する補助電源手段を設けるとともに、負荷のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段を設け、前記制御回路が、周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制することができる。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【００２０】
請求項４の発明では、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、二次側に負荷が接続される負荷用トランス、共振用コンデンサ及び共振用インダクタからなる負荷回路と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される一対のスイッチング素子を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路とを備え、ダイオードと並列にインピーダンス要素を接続し、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと負荷回路と上記一対のスイッチング素子を駆動する駆動トランスの一次巻線とを接続し、一対のスイッチング素子の内の一方と負荷用トランスの一次巻線とを介して平滑コンデンサに充電電流を流し、整流器の出力電圧を降圧し、部分的に平滑した電圧を発生させてインバータ回路に供給する補助電源手段を設けるとともに、負荷のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段を設け、前記制御回路が、周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制することができる。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【００２１】
請求項５の発明では、請求項１乃至４の発明において、駆動回路から制御手段に動作電源を供給することを特徴とし、制御手段に電源を供給する回路を別途設ける必要がないから、電源装置を構成する回路素子の数を減らすことができる。
【００２２】
請求項６の発明では、請求項１乃至４の発明において、駆動回路の出力電圧よりもリップルの小さい電源電圧を生成して制御手段に供給する電源回路を設けたことを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加するため、駆動回路の出力電圧を制御手段の動作電圧とする場合、制御手段の電源電圧が変動して、制御手段の動作が不安定になる虞があるが、駆動回路の出力電圧よりもリップルの小さい電源電圧を制御手段に供給する電源回路を設けているので、負荷回路のインピーダンスが低下した場合でも制御手段に安定した動作電源を供給することができ、制御手段を安定に動作させることができる。
【００２３】
請求項７の発明では、請求項１乃至４の何れかの発明において、感温素子は駆動トランスに熱結合されたことを特徴とし、駆動トランスが低温の場合、制御手段は出力を低下させるようにインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本願発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００２５】
（基本構成１）
図１に本発明に係る電源装置の基本構成の回路図を示す。本回路では、上述した図２９の回路において、駆動回路１ａからスイッチング素子Ｑ２にゲート信号が入力されてから一定時間を限時するタイマー回路２ａと、タイマー回路２ａの限時動作が終了すると、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号を引き抜いてスイッチング素子Ｑ２を強制的にオフさせるゲート信号引き抜き回路２ｂとを有する制御回路２を設けている。また、放電灯Ｌａの一方のフィラメント電極の電源側端子とトランスＴ１の二次巻線との間に共振カット用のコンデンサＣ５を接続している。尚、コンデンサＣ５及び制御回路２以外の構成は上述した図２９の回路と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００２６】
タイマー回路２ａは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒ１１、ダイオードＤ１１、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の直列回路と、カソードを抵抗Ｒ１１及びダイオードＤ１１の接続点側にして、ダイオードＤ１１及び抵抗Ｒ１２の直列回路と並列に接続されたダイオードＤ１２と、カソードを抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の接続点側にしてコンデンサＣ１２に並列接続されたダイオードＤ１３とで構成される。尚、ダイオードＤ１１はコンデンサＣ１１に充電電流を流す向きに接続されている。
【００２７】
また、ゲート信号引き抜き回路２ｂは、スイッチング素子Ｑ２のゲートに一端が接続された抵抗Ｒ１４と、抵抗Ｒ１４の他端にアノードが接続されたダイオードＤ１４と、ダイオードＤ１４のカソードにコレクタが接続されると共に、スイッチング素子Ｑ２のソースにエミッタが接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ３と、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の接続点とトランジスタＱ３のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１３と、スイッチング素子Ｑ２のゲートにエミッタが接続されると共に、抵抗Ｒ１４及びダイオードＤ１４の接続点にベースが接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ４と、トランジスタＱ４のコレクタにアノードが接続されると共に、スイッチング素子Ｑ２のソースにカソードが接続されたダイオードＤ１５とで構成される。
【００２８】
ここで、電源投入時における制御回路１の動作について簡単に説明する。電源が投入されると、コンデンサＣｆの両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値まで充電され、同時に抵抗Ｒ３、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ４の経路で電流が流れて、コンデンサＣ３が充電される。そして、コンデンサＣ３の両端電圧がトリガ素子ＴＤ１のブレークオーバ電圧に達すると、トリガ素子ＴＤ１が導通して、スイッチング素子Ｑ１がオンになる。スイッチング素子Ｑ１がオンになると、まずコンデンサＣｆ−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ１１−トランスＴ１の一次巻線ｎ１１−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ１−コンデンサＣｆの経路で電流が流れる。この時、駆動トランスＴ２はスイッチング素子Ｑ１にオン方向のバイアスを与え、スイッチング素子Ｑ２をオフに保つから、スイッチング素子Ｑ１は完全にオンになる。その後、インダクタＬ１及びコンデンサＣｒを含むＬＣ共振回路の共振作用によって共振電流が反転すると、駆動トランスＴ２の二次側に発生する電圧が反転し、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになり、以後共振回路の共振動作によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフされるのである。
【００２９】
ところで、図２（ａ）は常温時におけるスイッチング素子Ｑ２のゲート信号の波形図を示している。上述のように本装置は自励式の駆動回路１ａを備えているので、インバータ回路ＩＮＶは、インバータ回路ＩＮＶや駆動回路１ａを構成する回路素子の定数や放電灯Ｌａのランプインピーダンスなどで決定される発振周波数で動作し、常温時にはスイッチング素子Ｑ２のオン時間はＴon3となる。一方、低温時には放電灯Ｌａのランプインピーダンスが小さくなるため、上述した従来の電源装置ではインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、図２（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号のオン時間Ｔon1が、常温時におけるオン時間Ｔon3よりも長くなり、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加して、回路素子に加わるストレスが増加するという問題があった。
【００３０】
そこで本装置では、スイッチング素子Ｑ２にゲート信号が印加されてから一定時間を限時するタイマー回路２ａを設けており、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３にスイッチング素子Ｑ２をオンさせるゲート信号が発生すると、スイッチング素子Ｑ２がオンすると共に、二次巻線ｎ２３−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ１１−ダイオードＤ１１−抵抗Ｒ１２−コンデンサＣ１１−二次巻線ｎ２３の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１１が充電される。そして、図２（ｂ）（ｃ）に示すように、コンデンサＣ１１の両端電圧がトランジスタＱ３のしきい値電圧Ｖthに達すると、トランジスタＱ３，Ｑ４がオンになり、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がトランジスタＱ４及びダイオードＤ１５を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号が引き抜かれるので、スイッチング素子Ｑ２がオフになる。
【００３１】
このように、駆動回路１ａがスイッチング素子Ｑ２にゲート信号を印加してから、コンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ１２よりなるＣＲ時定数回路で設定された限時時間Ｔon2が経過した時点で、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号が引き抜かれ、スイッチング素子Ｑ２が強制的にオフされるので、スイッチング素子Ｑ２のオン時間を、タイマー回路２ａの限時時間Ｔon2以下に制限することができる。而して、タイマー回路２ａの限時時間Ｔon2を適当な時間に設定することにより、低温時においてもインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が一定の周波数以下になるのを防止でき、回路素子に加わるストレスを増大させることなく、回路を動作させることができる。
【００３２】
ところで本装置では、直流カット用のコンデンサＣａと駆動トランスＴ２との間にトランスＴ１の一次巻線を接続し、トランスＴ１の二次側にＬＣ共振回路を含む負荷回路４を接続しているが、図３に示すように、コンデンサＣａと駆動トランスＴ２との間にリーケージトランスＬＴ１の一次巻線を接続し、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線の両端間にコンデンサＣ５を介して放電灯Ｌａの両フィラメント電極の電源側端子を接続し、放電灯Ｌａの両フィラメント電極の非電源側端子間に予熱用のコンデンサＣｒを接続しても良く、リーケージトランスＬＴ１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ５，ＣｒとでＬＣ共振回路を構成することにより、共振用のインダクタＬ１が不要になり、部品点数を少なくできる。
【００３３】
また、上述した図１の回路ではダイオードＤ２のアノードをコンデンサＣａ及びトランスＴ１の接続点に接続しており、トランスＴ１の一次巻線をチョッパ回路のインダクタとして兼用しているが、図３に示す回路のように、ダイオードＤ２のアノードをチョッパ用のインダクタＬ２を介してリーケージトランスＬＴ１及び駆動トランスＴ２の接続点に接続しても良い。尚、図３に示す回路ではチョッパ用のインダクタＬ２を、リーケージトランスＬＴ１及び駆動トランスＴ２の接続点とダイオードＤ２との間に接続しているが、図４に示すように、インダクタＬ２を、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点と平滑コンデンサＣ１との間に接続し、ダイオードＤ２のアノードをリーケージトランスＬＴ１及び駆動トランスＴ２の接続点に接続しても良い。
【００３４】
（基本構成２）
上述した基本構成１の電源装置では、スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されるゲート信号をタイマー回路２ａの動作電源としているが、低温時には放電灯Ｌａのランプインピーダンスが小さくなり、負荷回路４に流れる共振電流が増加するため、駆動トランスＴ２が飽和しやすくなり、駆動トランスＴ２が飽和すると駆動トランスＴ２の二次側に電圧が発生しなくなるので、タイマー回路２ａの動作が不安定になる虞がある。タイマー回路２ａの動作が不安定になると、タイマー回路２ａの限時時間が長くなる虞があり、その結果インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、回路部品に加わるストレスが増加する虞がある。
【００３５】
図５は電源装置の他の構成の回路図を示しており、本装置では基本構成１で説明した図１の回路において、カソードをダイオードＤ１１及び抵抗Ｒ１２の接続点側にして、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の直列回路と並列にツェナーダイオードＺＤ１１を接続しており、ツェナーダイオードＺＤ１１のツェナー電圧を動作電圧としてタイマー回路２ａに供給している。また基本構成１で説明した図１の回路では、コンデンサＣａと駆動トランスＴ２との間にトランスＴ１の一次巻線を接続し、トランスＴ１の二次側に負荷回路４を接続しているが、本装置ではトランスＴ１の代わりにリーケージトランスＬＴ１の一次巻線を接続し、リーケージトランスＬＴ１の二次巻線の両端間にコンデンサＣ５を介して放電灯Ｌａの両フィラメント電極の電源側端子を接続すると共に、放電灯Ｌａの両フィラメント電極の非電源側端子間にコンデンサＣｒを接続しており、リーケージトランスＬＴ１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ５，ＣｒとでＬＣ共振回路を構成している。尚、ツェナーダイオードＺＤ１１及びリーケージトランスＬＴ１以外の構成は基本構成１の電源装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００３６】
このように、本回路ではタイマー回路２ａの動作電圧をツェナーダイオードＺＤ１１で安定化しているので、低温時においてもタイマー回路２ａに安定した動作電圧を供給できる。したがって、タイマー回路２ａの限時時間を略一定にすることができ、限時時間が長くなることによって、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、回路部品に加わるストレスが増加するのを防止できる。
【００３７】
（基本構成３）
基本構成２で説明した電源装置では、低温時においてタイマー回路２ａの動作電圧が不安定になるのを防止するため、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の直列回路にツェナーダイオードＺＤ１１を並列接続し、ツェナーダイオードＺＤ１１で安定化した電圧をタイマー回路２ａの動作電圧としているが、以下に説明する電源装置では、図６に示すように、整流器ＤＢの出力電圧からタイマー回路２ａの動作電圧を生成する電源回路２ｃを設けている。尚、電源回路２ｃ以外の構成は、基本構成２で説明した電源装置と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００３８】
電源回路２ｃは、整流器ＤＢの直流出力端間に接続された抵抗Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ２６の直列回路と、抵抗Ｒ２６に並列接続されたコンデンサＣ１２とで構成され、コンデンサＣ１２の両端電圧を動作電圧としてタイマー回路２ａに供給している。
【００３９】
タイマー回路２ａは、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の直列回路と、コレクタがダイオードＤ１１を介してコンデンサＣ１２の高電位側の端子に接続されると共に、ベースが抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続点に接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ５と、一端が抵抗Ｒ１２を介してトランジスタＱ５のエミッタに接続されると共に、他端が整流器ＤＢの低電位側出力端に接続されたコンデンサＣ１１と、コンデンサＣ１１に逆並列に接続されたダイオードＤ１３と、スイッチング素子Ｑ２のゲートに一端が接続された抵抗Ｒ１１と、抵抗Ｒ１１の他端にカソードが接続されると共に、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の接続点にアノードが接続されたダイオードＤ１２と、コンデンサＣ１１に並列接続されたダイオードＤ１３とで構成され、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の接続点が抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ３のベースに接続されている。
【００４０】
電源が投入されると、電源回路２ｃでは抵抗Ｒ２３〜Ｒ２５を介してコンデンサＣ１２に充電電流が流れ、コンデンサＣ１２の両端間に所定の電圧が発生する。
【００４１】
ここで、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３にスイッチング素子Ｑ２をオンさせるゲート信号が発生すると、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号を抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧した電圧がスイッチング素子Ｑ５のベースに印加され、トランジスタＱ５がオンになる。トランジスタＱ５がオンになると、コンデンサＣ１２−ダイオードＤ１１−トランジスタＱ５−抵抗Ｒ１２−コンデンサＣ１１−コンデンサＣ１２の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１１が充電される。そして、コンデンサＣ１１の両端電圧がトランジスタＱ３のしきい値電圧Ｖthに達すると、トランジスタＱ３，Ｑ４がオンになる。トランジスタＱ４がオンになると、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がトランジスタＱ４及びダイオードＤ１５を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧が引き抜かれるので、スイッチング素子Ｑ２がオフになる。
【００４２】
このように、スイッチング素子Ｑ２のゲートにゲート信号が印加されてから、コンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ１２よりなるＣＲ時定数回路で設定された限時時間Ｔon2が経過した時点で、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号が引き抜かれ、スイッチング素子Ｑ２が強制的にオフされるので、低温時においてもスイッチング素子Ｑ２のオン時間を、タイマー回路２ａの限時時間Ｔon2以下に制限することができる。したがって、タイマー回路２ａの限時時間Ｔon2を適当な時間に設定することにより、低温時においてもインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が一定周波数以下になるのを防止でき、回路素子に加わるストレスを増大させることなく、回路を動作させることができる。
【００４３】
また、電源回路２ｃでは、整流器ＤＢの出力電圧を平滑してタイマー回路２ａの動作電圧を生成しているので、タイマー回路２ａの動作電圧を安定化することができる。したがって、低温時においても、コンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ１２からなるＣＲ時定数回路に一定電流を供給することができ、タイマー回路２ａの限時時間を略一定にすることができるから、限時時間が長くなることによって、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、回路部品に加わるストレスが増加するのを防止できる。
【００４４】
（基本構成４）
図７（ａ）（ｂ）に電源装置の他の構成の回路図を示す。基本構成１で説明した電源装置では、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の内、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１を介して平滑コンデンサＣ１に充電電流を流しており、スイッチング素子Ｑ１とは別のスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間にタイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂを設けているが、本装置では、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２を介して平滑コンデンサＣ１に充電電流を流しており、スイッチング素子Ｑ２とは別のスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂからなる制御回路２を設けている。尚、電源装置の基本的な構成は基本構成１の電源装置と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図７（ａ）に示す回路図では起動回路１ｂの図示を省略している。
【００４５】
基本構成１で説明した図１の回路では、整流器ＤＢの直流出力端間にダイオードＤｉｍ，Ｄｉの直列回路を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続しているが、本装置では、整流器ＤＢの直流出力端間にダイオードＤｉを介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続している。また、図１の回路ではコンデンサＣａと駆動トランスＴ２との間にトランスＴ１を接続しているが、本装置ではトランスＴ１の代わりにリーケージトランスＬＴ１を接続し、リーケージトランスＬＴ１の二次巻線の両端間に放電灯Ｌａの両フィラメント電極の電源側端子を接続すると共に、放電灯Ｌａの両フィラメント電極の非電源側端子間にコンデンサＣｒを接続してある。
【００４６】
また本装置では、ダイオードＤｉ及びスイッチング素子Ｑ１の接続点に平滑コンデンサＣ１の一端を接続し、スイッチング素子Ｑ２及び整流器ＤＢの接続点と平滑コンデンサＣ１の他端との間に放電用のダイオードＤ１を接続しており、平滑コンデンサＣ１及びダイオードＤ１の接続点とリーケージトランスＬＴ１及びコンデンサＣａの接続点との間にダイオードＤ２を接続してある。すなわち、本回路では、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のオン時に平滑コンデンサＣ１に充電電流を流している。
【００４７】
図７（ｂ）は制御回路２の具体回路図であり、タイマー回路２ａは、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒ２７及びコンデンサＣ１３の直列回路から構成される。一方、ゲート信号引き抜き回路２ｂは、スイッチング素子Ｑ１のゲートにアノードが接続されたダイオードＤ１６と、ダイオードＤ１６のカソードとスイッチング素子Ｑ１のソースとの間にコレクタ・エミッタ間が接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ６とで構成され、トランジスタＱ６のベースは抵抗Ｒ２７及びコンデンサＣ１３の接続点に接続されている。
【００４８】
ここで、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２２にスイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御信号が発生すると、二次巻線ｎ２２−抵抗Ｒ１−抵抗Ｒ２７−コンデンサＣ１３−二次巻線ｎ２２の経路でコンデンサＣ１３の充電電流が流れ、コンデンサＣ１３の両端電圧が徐々に増加する。そして、コンデンサＣ１３の両端電圧がトランジスタＱ６のしきい値電圧に達すると、トランジスタＱ６がオンになり、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間がダイオードＤ１６及びトランジスタＱ６を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号が引き抜かれるので、スイッチング素子Ｑ１がオフになる。而して、スイッチング素子Ｑ１のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間を越えると、スイッチング素子Ｑ１が強制的にオフされるので、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が限時時間よりも長くなることはなく、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、回路部品に加わるストレスが増加するのを防止できる。
【００４９】
ところで、図８（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧波形を示し、図８（ｂ）は駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１に流れる電流Ｉｃの包絡線を示している。尚、電流Ｉｃは図７中矢印の向きの電流を正とする。また、図８（ｃ）（ｄ）は、それぞれ、電源電圧のゼロクロス付近（図８（ｂ）のＡ部）における電流Ｉｃとスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖgsとを示し、図８（ｅ）（ｆ）は、それぞれ、電源電圧のピーク値付近（図８（ｂ）のＢ部）における電流Ｉｃとゲート・ソース間電圧Ｖgsとを示している。尚、図８（ｃ）〜（ｆ）に示す波形図では、図８（ａ）（ｂ）に示す波形図の時間軸を拡大して表示してある。
【００５０】
電源電圧のピーク値付近では、スイッチング素子Ｑ２のオン時に、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉ及びコンデンサＣｉｎ−平滑コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で平滑コンデンサＣ１の充電電流が流れるため、スイッチング素子Ｑ２のオン時における電流Ｉｃは、スイッチング素子Ｑ１のオン時における電流Ｉｃに、平滑コンデンサＣ１の充電電流を重畳したような電流になる。したがって、電流Ｉｃの電流波形は正負でアンバランスな波形となり、チョッパ回路の回生電流が流れるスイッチング素子Ｑ１のオン時間は、スイッチング素子Ｑ２のオン時間よりも長くなる。また、低温時において放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低下し、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下すると、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間の差はさらに大きくなる。
【００５１】
ここで、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に制御回路２を設けた場合、スイッチング素子Ｑ２のオン時間をタイマー回路２ａの限時時間以下に制限することはできるが、上述のようにスイッチング素子Ｑ１のオン時間はスイッチング素子Ｑ２のオン時間よりも長くなっているので、スイッチング素子Ｑ２のオン時間がタイマー回路２の限時時間よりも長くなる虞がある。それに対して、本回路ではスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に制御回路２を設け、スイッチング素子Ｑ２に比べてオン時間の長いスイッチング素子Ｑ１のオン時間を、タイマー回路２ａの限時時間以下に制限しているので、スイッチング素子Ｑ２のオン時間もタイマー回路２ａの限時時間以下に制限することができ、低温時においてもインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が一定周波数以下になるのを防止し、回路素子に加わるストレスを低減できる。
【００５２】
尚、図９に示す回路は、本装置の回路において、図１に示す回路と同様、スイッチング素子Ｑ１のオン時に平滑コンデンサＣ１に充電電流が流れるように部分平滑回路３を構成したものであり、チョッパ回路の回生電流が流れるスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に制御回路２を設けているから、上述の回路と同様に、スイッチング素子Ｑ１に比べてオン時間の長いスイッチング素子Ｑ２のオン時間をタイマー回路２ａの限時時間に制限することができ、低温時においてもインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が一定周波数以下になるのを防止して、回路素子に加わるストレスを低減できる。
【００５３】
（基本構成５）
図１０に電源装置の別の構成の回路図を示す。本回路では、基本構成４で説明した図７の回路において、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２２の両端間に抵抗Ｒ２８及びツェナーダイオードＺＤ５の直列回路を接続しており、ツェナーダイオードＺＤ５の両端間に抵抗Ｒ２７及びコンデンサＣ１３の直列回路を接続している。ここに、抵抗Ｒ２８とツェナーダイオードＺＤ５とで、タイマー回路２ａの動作電圧を生成する電源回路２ｃを構成している。尚、電源回路２ｃ以外の構成は基本構成４で説明した図７に示す回路と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１０に示す回路では起動回路１ｂの図示を省略している。
【００５４】
図７に示す回路では、駆動トランスｎ２２に発生する電圧（ゲート信号）をタイマー回路２ａの動作電圧としているので、駆動トランスｎ２２に発生する電圧が変動すると、タイマー回路２ａの限時時間が変動する虞があるが、本装置では、ツェナーダイオードＺＤ５で安定化した電圧により、抵抗Ｒ２７及びコンデンサＣ１３からなるＣＲ時定数回路に充電電流が流れるので、駆動トランスｎ２２に発生する電圧が変動したとしても、タイマー回路２ａの限時時間を略一定にすることができ、限時時間が長くなることによって、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、回路部品に加わるストレスが増加するのを防止できる。
【００５５】
（基本構成６）
図１１に電源装置の他の構成の回路図を示す。基本構成４で説明した図７（ａ）に示す回路では、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に制御回路２を設けているが、本装置の回路では、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートソース間に制御回路２を設けており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位からスイッチング素子Ｑ２のオン／オフ状態を検出し、スイッチング素子Ｑ２のオン時のみタイマー回路２ａを動作させる電圧検出回路２ｄを設けている。
【００５６】
タイマー回路２ａは、一端に直流電圧Ｖdcが印加された抵抗Ｒ２７と、抵抗Ｒ２７の他端とスイッチング素子Ｑ２のソースとの間に接続されたコンデンサＣ１３と、コンデンサＣ１３に逆並列接続されたダイオードＤ１７とで構成される。
【００５７】
ゲート信号引き抜き回路２ｂは、スイッチング素子Ｑ２のゲートにアノードが接続されたダイオードＤ１６と、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間にダイオードＤ１６を介してコレクタ・エミッタ間が接続されたトランジスタＱ６とで構成され、トランジスタＱ６のベースは抵抗Ｒ２７及びコンデンサＣ１３の接続点に接続されている。
【００５８】
また電圧検出回路２ｄは、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒ２９，Ｒ３０の直列回路と、抵抗Ｒ３０に並列接続されたコンデンサＣ１４と、抵抗Ｒ２９，Ｒ３０の接続点にベースが接続されると共に、コレクタ・エミッタ間にコンデンサＣ１３が接続されたトランジスタＱ７とで構成される。
【００５９】
ここで、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフの場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は高電位となり、抵抗Ｒ２９，Ｒ３０の接続点の電位がトランジスタＱ７のしきい値電圧よりも高くなるので、トランジスタＱ７がオンになり、コンデンサＣ１３の両端間が短絡される。この時、トランジスタＱ６はオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がトランジスタＱ６を介して短絡されることはない。
【００６０】
一方、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は低電位となり、抵抗Ｒ２９，Ｒ３０の接続点の電位はトランジスタＱ７のしきい値電圧よりも低くなるので、トランジスタＱ７がオフになる。トランジスタＱ７がオフになると、抵抗Ｒ２７を介してコンデンサＣ１３に充電電流が流れ、コンデンサＣ１３の両端電圧が上昇する。そして、スイッチング素子Ｑ２がオンになってから所定の限時時間が経過し、コンデンサＣ１３の両端電圧がトランジスタＱ６のしきい値電圧に達すると、トランジスタＱ６がオンになり、ダイオードＤ１６及びトランジスタＱ６を介してスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間が短絡されるので、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号が引き抜かれ、スイッチング素子Ｑ２がオフになる。
【００６１】
このように、電圧検出回路２ｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位からスイッチング素子Ｑ２のオン状態を検出し、スイッチング素子Ｑ２のオン時のみタイマー回路２ａを動作させている。そして、スイッチング素子Ｑ２がオンになり、電圧検出回路２ｄがタイマー回路２ａを動作させている状態で、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなり、タイマー回路２ａの限時時間に達すると、タイマー回路２ａの出力によりゲート信号引き抜き回路２ｂがスイッチング素子Ｑ２を強制的にオフさせているので、スイッチング素子Ｑ２のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間よりも長くなるのを防止できる。したがって、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が所定の周波数以下になることはなく、インバータ回路ＩＮＶの出力が大きくなるのを防止して、回路部品に加わるストレスを抑制することができる。
【００６２】
また、タイマー回路２ａに駆動トランスＴ２の二次巻線から動作電源を供給する場合、駆動トランスＴ２が飽和すると二次側に電圧が発生しなくなるため、タイマー回路２ａの電源電圧が不安定になり、タイマー回路２ａの限時時間が変動する虞があるが、本回路では別途設けた直流電源からタイマー回路２ａに動作電源を供給しているので、タイマー回路２ａの動作電圧が安定し、その限時時間が変動する虞がなく、スイッチング素子Ｑ２のオン時間を所定の限時時間以下に制限することができるから、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数を所定の周波数以上として、回路部品に過大なストレスが加わるのを防止できる。
【００６３】
（基本構成７）
図１２に電源装置の別の構成の回路図を示す。この電源装置では、基本構成６で説明した電源装置において、予熱始動時に放電灯Ｌａのフィラメント電極に流れる予熱電流を制御する予熱制御回路２ｅを設けている。尚、予熱制御回路２ｅ以外の構成は基本構成６の電源装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１２に示す回路では起動回路１ｂの図示を省略している。
【００６４】
予熱制御回路２ｅは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒ３１、ダイオードＤ１８、コンデンサＣ１５，Ｃ１６の直列回路と、コンデンサＣ１５に並列接続された抵抗Ｒ３２と、ダイオードＤ１８及びコンデンサＣ１５の直列回路に逆並列接続された放電用のダイオードＤ１９と、スイッチング素子Ｑ２のゲートに抵抗Ｒ３３を介してアノードが接続されたダイオードＤ２０と、ベースが抵抗Ｒ３４を介してコンデンサＣ１５，Ｃ１６の接続点に接続され、コレクタがダイオードＤ２０のカソードに接続されると共に、エミッタがスイッチング素子Ｑ２のソースに接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ７と、エミッタがスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続され、ベースが抵抗Ｒ３３及びダイオードＤ２０の接続点に接続されると共に、コレクタがダイオードＤ２１を介してスイッチング素子Ｑ２のソースに接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ８とで構成され、トランジスタＱ７とゲート信号引き抜き回路２ｂのトランジスタＱ６とはコレクタ同士及びエミッタ同士がそれぞれ互いに接続されている。尚、コンデンサＣ１５の静電容量はコンデンサＣ１６に比べて十分大きな値に設定されている。
【００６５】
次に、電源投入時から予熱動作に至るまでの本回路の動作を簡単に説明する。電源が投入されると、図示しない起動回路１ｂがスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振動作を開始させ、駆動回路１ａによってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフされ、自励発振を行う。
【００６６】
放電灯Ｌａの始動時において、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３にスイッチング素子Ｑ２をオンさせるゲート信号が発生すると、二次巻線ｎ２３−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ３１−ダイオードＤ１８−コンデンサＣ１５−コンデンサＣ１６−二次巻線ｎ２３の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１５，Ｃ１６がそれぞれ充電される。コンデンサＣ１６の両端電圧が上昇すると、トランジスタＱ７のベース電流が増加し、二次巻線ｎ２３−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ３３−ダイオードＤ２０−トランジスタＱ７−二次巻線ｎ２３の経路に流れる電流が増加して、トランジスタＱ８がオンになる。この時、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がトランジスタＱ８及びダイオードＤ２１を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号が引き抜かれるので、スイッチング素子Ｑ２がオフになり、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が短縮される。このように、コンデンサＣ１６及び抵抗Ｒ３１からなるＣＲ時定数回路によってスイッチング素子Ｑ２のオン時間（すなわちオンデューティ）が決定されると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は自励発振を行っているので、もう一方のスイッチング素子Ｑ１のオン時間も自ずと決定される。
【００６７】
次に、ＬＣ共振回路の共振動作により共振電流が反転すると、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２２にスイッチング素子Ｑ１をオンさせるゲート信号が発生し、スイッチング素子Ｑ１がオンになる。この時、二次巻線ｎ２３に発生する電圧によりスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧の極性が負になるので、コンデンサＣ１６−ダイオードＤ１９−抵抗Ｒ３１−抵抗Ｒ２−二次巻線ｎ２３−コンデンサＣ１６の経路でコンデンサＣ１６に充電された電荷が放電される。
【００６８】
その後、ＬＣ共振回路の共振動作により共振電流が再び反転すると、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３にスイッチング素子Ｑ２をオンさせるゲート信号が発生し、スイッチング素子Ｑ２がオンになる。以後、上述と同様の動作を繰り返しながら、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が自励発振を行い、予熱時間設定用のコンデンサＣ１５が徐々に充電されていく。
【００６９】
コンデンサＣ１５が充電され、その両端電圧が上昇すると、コンデンサＣ１６及び抵抗Ｒ３１からなるＣＲ時定数回路に流れる電流が減少し、スイッチング素子Ｑ８がオンになるまでの時間（すなわちスイッチング素子Ｑ２がオフになるまでの時間）が長くなるので、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが徐々に大きくなる。そして、コンデンサＣ１５の両端電圧が、スイッチング素子Ｑ２に印加されるゲート信号のピーク値と略等しい電圧まで充電されると、コンデンサＣ１６及び抵抗Ｒ３１からなるＣＲ時定数回路に電流が流れなくなるため、予熱制御回路２ｅによるスイッチング素子Ｑ２のゲート信号引き抜き動作が行われなくなる。
【００７０】
ここで、コンデンサＣ１５が充電されていくに従って、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティは略５０％に近付いていくようになっており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティがアンバランスな状態から、オンデューティが共に略５０％となる状態へ移行すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数が低下し、ランプ電圧が徐々に増加して、予熱動作が行われ、やがて放電灯Ｌａが始動する。
【００７１】
また、低温時に放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低下するなどして、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間が長くなるが、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間に達すると、基本構成６で説明したように、ゲート信号引き抜き回路２ｂのトランジスタＱ６がオンになる。トランジスタＱ６がオンになると、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ３３−ダイオードＤ２０−トランジスタＱ６−二次巻線ｎ２３の経路で電流が流れ、トランジスタＱ８がオンになる。この時、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がトランジスタＱ８及びダイオードＤ２１を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧が引き抜かれるので、スイッチング素子Ｑ２がオフになる。而して、スイッチング素子Ｑ２のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間以下に制限されるから、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が所定の周波数以下になることはなく、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加して、回路部品に大きなストレスが加わるのを防止できる。
【００７２】
上述のように、本回路ではタイマー回路２ａと予熱制御回路２ｅとで、スイッチング素子Ｑ２を強制的にオフさせるためのトランジスタＱ８、ダイオードＤ２０，Ｄ２１及び抵抗Ｒ３３からなる回路を共用しているので、回路を構成する部品数を少なくでき、コストダウンを図ることができる。
【００７３】
（基本構成８）
図１３に電源装置のまた別の構成の回路図を示す。この電源装置では、基本構成４で説明した図７（ａ）の回路において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位より、スイッチング素子Ｑ１のオン時点から所定の限時時間を限時するタイマー回路２ａと、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に設けられ、タイマー回路２ａの限時動作が終了するとスイッチング素子Ｑ１のゲート信号を引き抜いて強制的にオフさせるゲート信号引き抜き回路２ｂとを設けている。尚、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂ以外の構成は図７（ａ）に示す回路と同様なので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１３では起動回路１ｂの図示を省略している。
【００７４】
タイマー回路２ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの低電位側出力端との間に接続された抵抗Ｒ３５，Ｒ３６，Ｒ３７の直列回路と、抵抗Ｒ３７に並列接続されたコンデンサＣ１７と、抵抗Ｒ３６と逆並列に接続された放電用のダイオードＤ２３と、抵抗Ｒ３６，Ｒ３７の接続点にベースが接続されると共に、整流器ＤＢの低電位側出力端にエミッタが接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ９と、抵抗Ｒ３５，Ｒ３６の接続点とトランジスタＱ９のコレクタとの間に接続された発光ダイオードＬＥＤ１とで構成される。
【００７５】
一方、ゲート信号引き抜き回路２ｂは、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に接続されたフォトトランジスタＰＴ１及びダイオードＤ２２からなり、フォトトランジスタＰＴ１は上述の発光ダイオードＬＥＤ１に光結合され、発光ダイオードＬＥＤ１と共にフォトカプラＰＣ１を構成している。尚、ゲート信号引き抜き回路２ｂは、一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の内、チョッパ回路の回生電流を平滑コンデンサＣ１に流す側のスイッチング素子Ｑ１に設けられている。
【００７６】
以下に、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂの動作を簡単に説明する。駆動回路１ａによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が自励発振動作を行い、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は高電位になり、抵抗Ｒ３５，Ｒ３６を介してコンデンサＣ１７が充電される。ここで、低温時に放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低下するなどして、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が所定の限時時間に達すると、コンデンサＣ１７の両端電圧がトランジスタＱ９のしきい値電圧に達し、トランジスタＱ９がオンになる。トランジスタＱ９がオンになると、トランジスタＱ９を介して発光ダイオードＬＥＤ１に電流が流れ、発光ダイオードＬＥＤ１が光信号を発生する。この時、発光ダイオードＬＥＤ１の光信号によりフォトトランジスタＰＴ１がオンになり、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間がフォトトランジスタＰＴ１及びダイオードＤ２２を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号が引き抜かれるので、スイッチング素子Ｑ１が強制的にオフされる。
【００７７】
而して、スイッチング素子Ｑ１のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間以下に制限されるから、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が所定の周波数以下になることはなく、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加して、回路部品に大きなストレスが加わるのを防止できる。また、基本構成４の電源装置では駆動トランスＴ２の発生するゲート信号をタイマー回路２ａの動作電圧としており、駆動トランスＴ２は飽和しやすいので、タイマー回路２ａの動作が不安定になる虞があるが、この電源装置では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧をタイマー回路２ａの動作電圧としているので、タイマー回路２ａに安定した動作電圧を供給することができ、タイマー回路２ａの動作を安定させることができる。
【００７８】
（基本構成９）
図１４に電源装置の他の構成の回路図を示す。基本構成８で説明した電源装置では、平滑コンデンサＣ１にチョッパ回路の回生電流を流すスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間にゲート信号引き抜き回路２ｂを設けているが、この電源装置では、基本構成８で説明した電源装置において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位より、スイッチング素子Ｑ２のオン時点から所定の限時時間を限時するタイマー回路２ａと、タイマー回路２ａの限時動作が終了すると、平滑コンデンサＣ１にチョッパ回路の回生電流を流すスイッチング素子Ｑ１とは別のスイッチング素子Ｑ２を強制的にオフさせるゲート信号引き抜き回路２ｂとを設けている。尚、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂ以外の構成は基本構成８の電源装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１４では起動回路１ｂの図示を省略している。
【００７９】
タイマー回路２ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの低電位側出力端との間に接続された抵抗Ｒ３５，Ｒ３６及びコンデンサＣ１７の直列回路と、抵抗Ｒ３６及びコンデンサＣ１７の直列回路と逆並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１２とで構成される。
【００８０】
ゲート信号引き抜き回路２ｂは、抵抗Ｒ３６及びコンデンサＣ１７の接続点にゲートが接続されると共に、整流器ＤＢの低電位側出力端にソースが接続されたＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１０と、スイッチング素子Ｑ２のゲートとスイッチング素子Ｑ１０のドレインとの間に接続された抵抗Ｒ３８と、コレクタがスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続され、ベースがスイッチング素子Ｑ１０のドレインに接続されると共に、エミッタがダイオードＤ２４を介して整流器ＤＢの低電位側出力端に接続されたトランジスタＱ１１とで構成される。
【００８１】
ここで、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂの動作を簡単に説明する。駆動回路１ａによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が自励発振動作を行い、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は整流器ＤＢの高電位側出力端と略同じ電位になり、抵抗Ｒ３５，Ｒ３６を介してコンデンサＣ１７が充電され、コンデンサＣ１７はツェナーダイオードＺＤ１２のツェナー電圧に対応する電圧まで充電される。そして、コンデンサＣ１７の両端電圧がスイッチング素子Ｑ１０のしきい値電圧以上になると、スイッチング素子Ｑ１０がオンになるので、トランジスタＱ１１がオフになることはなく、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間が短絡されることはない。
【００８２】
次に、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は整流器ＤＢの低電位側出力端の電位と略同じ電位になり、コンデンサＣ１７−抵抗Ｒ３６−抵抗Ｒ３５−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ１７の経路で、コンデンサＣ１７に充電された電荷が放電される。ここに、コンデンサＣ１７及び抵抗Ｒ３５，Ｒ３６からＣＲ時定数回路が構成され、コンデンサＣ１７の静電容量値をｃ１７、抵抗Ｒ３５，Ｒ３６の抵抗値をそれぞれｒ３５，ｒ３６とすると、その時定数は（（ｒ３５＋ｒ３６）×ｃ１７）と表される。
【００８３】
上述のように、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、コンデンサＣ１７に充電された電荷が放電され、コンデンサＣ１７の両端電圧が徐々に低下するが、コンデンサＣ１７の両端電圧がスイッチング素子Ｑ１０のしきい値電圧以上であれば、スイッチング素子Ｑ１０はオンになり、トランジスタＱ１１はオフになるので、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間が短絡されることはない。ここで、低温時に放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低下するなどして、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が所定の限時時間に達すると、コンデンサＣ１７の両端電圧がスイッチング素子Ｑ１０のしきい値電圧よりも低下し、スイッチング素子Ｑ１０がオン状態を維持できなくなるから、トランジスタＱ１１がオンになり、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がトランジスタＱ１１及びダイオードＤ２４を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ２が強制的にオフされる。
【００８４】
而して、コンデンサＣ１７の両端電圧が、ツェナーダイオードＺＤ１２のツェナー電圧に対応した電圧からスイッチング素子Ｑ１０のしきい値電圧まで低下するのに要する放電時間以下に、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が制限されるから、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が所定の周波数以下になることはなく、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加して、回路部品に大きなストレスが加わるのを防止できる。また、上述した基本構成４の電源装置では駆動トランスＴ２の二次巻線に発生する電圧をタイマー回路２ａの動作電圧としており、駆動トランスＴ２は飽和しやすいので、タイマー回路２ａの動作が不安定になる虞があるが、この電源装置では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧をタイマー回路２ａの動作電圧としているので、タイマー回路２ａに安定した動作電圧を供給することができ、タイマー回路２ａの動作を安定させることができる。
【００８５】
（基本構成１０）
図１５に電源装置の他の構成の回路図を示す。尚、制御回路２以外の構成は基本構成７の電源装置と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１５では起動回路１ｂの図示を省略している。
【００８６】
タイマー回路２ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの低電位側出力端との間に接続された抵抗Ｒ３９，Ｒ４０，Ｒ４１の直列回路と、抵抗Ｒ４１に並列接続されたコンデンサＣ１８と、抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の直列回路と逆並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１８とで構成され、ゲート信号引き抜き回路２ｂは抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の接続点にベースが接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ１２とで構成される。
【００８７】
また、予熱制御回路２ｅは、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に接続された抵抗Ｒ３１、ダイオードＤ１８及びコンデンサＣ１５，Ｃ１６の直列回路と、ダイオードＤ１８及びコンデンサＣ１５の直列回路と逆並列に接続された放電用のダイオードＤ１９と、コンデンサＣ１６と逆並列に接続されたダイオードＤ２５と、ベースがコンデンサＣ１５，Ｃ１６の接続点に接続され、エミッタが整流器ＤＢの低電位側出力端に接続されると共に、コレクタがダイオードＤ２６を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ７とで構成される。ここに、コンデンサＣ１５の両端間には抵抗Ｒ３２を介してトランジスタＱ１２のエミッタ・コレクタ間が接続されている。
【００８８】
次にタイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂの動作を簡単に説明する。駆動回路１ａによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は自励発振動作を行い、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は整流器ＤＢの高電位側出力端と略同じ電位になり、抵抗Ｒ３９，Ｒ４０を介してコンデンサＣ１８に充電電流が流れ、コンデンサＣ１８は、ツェナーダイオードＺＤ１８のツェナー電圧と抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の分圧比とで決まる一定電圧に充電される。
【００８９】
その後、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位は整流器ＤＢの低電位側出力端の電位と略同じ電位になり、コンデンサＣ１８−抵抗Ｒ４０−抵抗Ｒ３９−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ１８の経路でコンデンサＣ１８に蓄積された電荷が放出される。但し、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンに切り換わった時点では、コンデンサＣ１８の両端電圧が十分高いため、トランジスタＱ１２はオフしており、予熱制御回路２ｅでは駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ３１−ダイオードＤ１８−コンデンサＣ１５−コンデンサＣ１６−二次巻線ｎ２３の経路で電流が流れて、コンデンサＣ１５，Ｃ１６が充電される。そして、コンデンサＣ１６の両端電圧がトランジスタＱ７のしきい値電圧に達すると、トランジスタＱ７がオンになり、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がダイオードＤ２６及びトランジスタＱ７を介して短絡されるので、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号が引き抜かれて、スイッチング素子Ｑ２がオフになる。
【００９０】
ここで、コンデンサＣ１５が充電され、コンデンサＣ１５の両端電圧が上昇すると、コンデンサＣ１６及び抵抗Ｒ３１からなるＣＲ時定数回路に流れる電流が減少し、スイッチング素子Ｑ８がオンになるまでの時間（すなわちスイッチング素子Ｑ２がオフになるまでの時間）が長くなるので、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが徐々に大きくなる。そして、コンデンサＣ１５の両端電圧が、スイッチング素子Ｑ２に印加されるゲート電圧のピーク値と略等しい電圧まで充電されると、コンデンサＣ１６及び抵抗Ｒ３１からなるＣＲ時定数回路に電流が流れなくなるため、スイッチング素子Ｑ２に印加されるゲート電圧の引き抜きが行われなくなる。ここに、コンデンサＣ１５が充電されていくに従って、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティは略５０％に近付いていくようになっており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティがアンバランスな状態から、オンデューティが共に略５０％となる状態へ移行するにつれて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数が低下し、ランプ電圧が徐々に増加して、予熱動作が行われ、やがて放電灯Ｌａが始動するのである。
【００９１】
ところで、放電灯Ｌａの始動時において、放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低下するなどしてインバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなる場合があるが、スイッチング素子Ｑ２が一定時間以上オンすると、コンデンサＣ１８の両端電圧がトランジスタＱ１２のしきい値電圧まで低下し、トランジスタＱ１２がオンになる。トランジスタＱ１２がオンになると、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３−抵抗Ｒ２−抵抗Ｒ３１−ダイオードＤ１８−抵抗Ｒ３２−トランジスタＱ１２−コンデンサＣ１６−二次巻線ｎ２３の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１５を介してコンデンサＣ１６に充電電流を流す場合に比べて、コンデンサＣ１６に流れる充電電流が増加するので、コンデンサＣ１６の充電に要する時間が短くなり、トランジスタＱ７がオンするまでの時間が短くなる。而して、スイッチング素子Ｑ２のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間を越えることはなく、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下して、その出力が増加するのを抑制することができる。
【００９２】
また、本回路では、タイマー回路２ａと予熱制御回路２ｅとで一部の回路を共用しているので、回路を構成する素子数を削減でき、コストダウンを図ることができる。
【００９３】
（基本構成１１）
図１６に電源装置のまた別の構成の回路図を示す。この電源装置では、基本構成１０で説明した電源装置において、バイアス回路２ｆと、電源オフ時に予熱制御回路２ｅのコンデンサＣ１５，Ｃ１６に蓄積された電荷を放電させるリセット回路２ｇとを設けている。尚、バイアス回路２ｆ及びリセット回路２ｇ以外の回路構成は基本構成１０の電源装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１６では起動回路１ｂの図示を省略してある。
【００９４】
リセット回路２ｇは、整流器ＤＢの直流出力端子間に接続された抵抗Ｒ４２，Ｒ４３の直列回路と、抵抗Ｒ４３に並列接続されたコンデンサＣ１９と、抵抗Ｒ４２，Ｒ４３の直列回路と並列に接続された抵抗Ｒ４４，Ｒ４５，Ｒ４６の直列回路と、抵抗Ｒ４２，Ｒ４３の接続点にベースが接続され、抵抗Ｒ４５，Ｒ４６の接続点にコレクタが接続されると共に、整流器ＤＢの低電位側出力端にエミッタが接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ１３と、抵抗Ｒ４５，Ｒ４６の直列回路と並列に接続されたコンデンサＣ２０と、抵抗Ｒ４５，Ｒ４６の接続点にベースが接続され、予熱制御回路２ｅのダイオードＤ１８及びコンデンサＣ１５の接続点にコレクタが接続されると共に、整流器ＤＢの低電位側出力端にエミッタが接続されたトランジスタＱ１４とで構成される。
【００９５】
また、バイアス回路２ｆは、抵抗Ｒ４４，Ｒ４５の接続点に一端が接続された抵抗Ｒ４７と、抵抗Ｒ４７の他端にコレクタが接続されると共に、コンデンサＣ１５，Ｃ１６の接続点にダイオードＤ２７を介してエミッタが接続されたトランジスタＱ１５とで構成され、トランジスタＱ１５のベースは抵抗Ｒ３２及びトランジスタＱ１２の接続点に接続されている。また抵抗Ｒ３２の他端は抵抗Ｒ４４，Ｒ４５の接続点に接続されている。
【００９６】
ここで、リセット回路２ｇの動作について簡単に説明する。交流電源Ｖｓが投入されると、整流器ＤＢから抵抗Ｒ４２を介してコンデンサＣ１９に電流が流れて、トランジスタＱ１３がオンになる。また、整流器ＤＢから抵抗Ｒ４４を介してコンデンサＣ２０に電流が流れ、コンデンサＣ２０が充電される。ここで、コンデンサＣ２０の両端電圧を分圧した電圧がトランジスタＱ１４のベースに印加されるのであるが、コンデンサＣ２０の静電容量はコンデンサＣ１９の静電容量に比べて十分大きい値に設定されているので、コンデンサＣ２０の充電時間はコンデンサＣ１９よりも長くなり、トランジスタＱ１４がオンになる前にトランジスタＱ１３がオンになる。したがって、電源投入時には抵抗Ｒ１３がオンになり、トランジスタＱ１４のベース電位が整流器ＤＢの低電位側出力端の電位と略等しくなっているので、トランジスタＱ１４がオフ状態となる。
【００９７】
その後、交流電源Ｖｓからの電源供給がなくなると、整流器ＤＢの出力電圧が略ゼロになるので、トランジスタＱ１３にベース電流が流れなくなり、トランジスタＱ１３がオフになる。トランジスタＱ１３がオフになると、コンデンサＣ２０の両端電圧を抵抗Ｒ４５，Ｒ４６で分圧した電圧がトランジスタＱ１４のベースに印加され、トランジスタＱ１４がオンになるので、コンデンサＣ１５，Ｃ１６に蓄積された電荷がトランジスタＱ１４を介して放電され、リセット動作が行われる。
【００９８】
また、基本構成１０の電源装置では、予熱制御回路２ｅのコンデンサＣ１５と並列に抵抗Ｒ３２及びトランジスタＱ１２の直列回路を接続しており、スイッチング素子Ｑ２のオン時間がタイマー回路２ａの限時時間に達して、トランジスタＱ１２がオンになると、抵抗Ｒ３２及びトランジスタＱ１２の直列回路を介してコンデンサＣ１６に充電電流を流しているが、この電源装置では、トランジスタＱ１２のオン時にコンデンサＣ１６に安定した直流電流を流すバイアス回路２ｆを設けている。
【００９９】
スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位が高電位になり、コンデンサＣ１８が所定の電圧に充電される。次ぐに、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電位が低電位になるので、コンデンサＣ１８−抵抗Ｒ４０−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ１８の経路で、コンデンサＣ１８に蓄積された電荷が放出される。ここで、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が一定時間に達すると、コンデンサＣ１８の両端電圧がトランジスタＱ１２のしきい値電圧よりも低下して、トランジスタＱ１２がオフになる。トランジスタＱ１２がオフになると、トランジスタＱ１５のベース電位が高電位になるので、トランジスタＱ１５がオンになり、コンデンサＣ２０から抵抗Ｒ４７、トランジスタＱ１５及びダイオードＤ２７を介してコンデンサＣ１６に充電電流が流れ、トランジスタＱ７がオンになるまでの時間が短縮される。そして、トランジスタＱ７がオンになると、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間がダイオードＤ２６及びトランジスタＱ７を介して短絡され、スイッチング素子Ｑ２が強制的にオフされる。而して、基本構成１０で説明した電源装置と同様、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が一定時間を超えるのを防止でき、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下して、その出力が増加するのを抑制することができる。
【０１００】
尚、予熱制御回路２ｅのコンデンサＣ１６は小容量のコンデンサであるから、バイアス回路２ｆではコンデンサＣ１６を充電するために大電流を流す必要はない。したがって、本装置のバイアス回路２ｆでは、リセット回路２ｇのコンデンサＣ２０を電源として、予熱制御回路２ｅのコンデンサＣ１６に直流電流を流しており、直流電源を別途設ける必要がないから、コストダウンを図ることができる。
【０１０１】
（基本構成１２）
ところで、基本構成８で説明した電源装置のように、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧をタイマー回路２ａの動作電圧とした場合、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧は略０Ｖになり、コンデンサＣ１７に充電された電荷が放電され、コンデンサＣ１７の両端電圧（すなわちトランジスタＱ９のベース・エミッタ間電圧）は略０Ｖまで低下する（図１８（ｅ）参照）。ここで、スイッチング素子Ｑ２のオン電圧などにより、タイマー回路２ａに印加される電圧（すなわちスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧）が変化すると、コンデンサＣ１７の両端電圧が変動するため、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、コンデンサＣ１の両端電圧がトランジスタＱ９のしきい値電圧まで充電されるのに要する時間が変動し、タイマー回路２ａの動作にばらつきが発生する虞があった。
【０１０２】
そこで、この電源装置では、基本構成８で説明した電源装置において、タイマー回路２ａのグランドラインを整流器ＤＢの低電位側出力端に接続する代わりに、図１７に示すようにスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続しており、タイマー回路２ａの動作電圧をスイッチング素子Ｑ２のドレイン・ゲート間電圧とすることによって、タイマー回路２ａの動作のばらつきを防止している。尚、基本構成８で説明したの電源装置と同一の構成要素は同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１７では起動回路１ｂの図示を省略している。
【０１０３】
タイマー回路２ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの低電位側出力端との間に接続された抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の直列回路と、抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点とスイッチング素子Ｑ２のゲートとの間に接続された抵抗Ｒ５０及びコンデンサＣ２１の直列回路と、カソードを抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点側にして抵抗Ｒ５０と並列に接続されたダイオードＤ２８と、カソードを抵抗Ｒ５０及びコンデンサＣ２１の接続点側にしてコンデンサＣ２１と並列に接続されたダイオードＤ２９と、抵抗Ｒ５０及びコンデンサＣ２１の接続点にベースが接続されると共に、エミッタがスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ９と、抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点とトランジスタＱ９のコレクタとの間に抵抗Ｒ５１を介して発光ダイオードＬＥＤ１が接続されたフォトカプラＰＣ１とで構成される。
【０１０４】
ところで、図１８（ａ）〜（ｄ）は各部の電圧波形を示しており、図１８（ａ）はスイッチング素子Ｑ２のゲート（図１７中の点ａ）の電圧Ｖａを示す電圧波形、図１８（ｂ）は抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点（図１７中の点ｂ）の電圧（すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧を抵抗Ｒ４８，Ｒ４９で分圧した電圧）Ｖｂを示す電圧波形、図１８（ｃ）は点ａを基準とした点ｂの電圧（＝Ｖｂ−Ｖａ）を示す電圧波形、図１８（ｄ）はトランジスタＱ９のベース・エミッタ間電圧Ｖbeの電圧波形である。
【０１０５】
スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖａは正の電圧Ｖapとなり、電圧Ｖｂは０Ｖとなる。また、点ａから点ｂを見た電圧（Ｖｂ−Ｖａ）は（−Ｖap）となる。一方、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖａは（−Ｖap）となる。またスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点の電圧は平滑コンデンサＣ１の平滑電圧となるので、この電圧を分圧した電圧ＶｂはＶbpとなる。そして、点ａから点ｂを見た電圧（Ｖｂ−Ｖａ）は（Ｖap＋Ｖbp）となる。
【０１０６】
このように、点ａを基準とした点ｂの電圧（Ｖｂ−Ｖａ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフに応じて正負に反転するから、点ｂと点ａとの間に接続されたタイマー回路２ａには正負の電圧が印加される。スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフの状態から、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンの状態に切り換わると、電圧（Ｖｂ−Ｖａ）は正の電圧（Ｖap＋Ｖbp）から負の電圧（−Ｖap）に反転する。この時、コンデンサＣ２１に充電された電荷がダイオードＤ２８及び抵抗Ｒ４８を介して放電され、コンデンサＣ２１に並列接続されたダイオードＤ２９の順方向電圧によりトランジスタＱ９のベース電圧（すなわちコンデンサＣ２１のリセット電圧）が約（−０．７）Ｖにクランプされる。而して、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに切り換わる時点での、コンデンサＣ２１の両端電圧が略一定になるから、スイッチング素子Ｑ１のオン時にコンデンサＣ２１の両端電圧がトランジスタＱ９のしきい値電圧まで充電されるのに要する充電時間が略一定となり、タイマー回路２ａの動作のばらつきを無くすことができる。
【０１０７】
（基本構成１３）
図１９に電源装置の他の構成の回路図を示す。この電源装置では、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に接続された抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の直列回路と、抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点とスイッチング素子Ｑ２のゲートとの間に接続されたコンデンサＣ２２とでタイマー回路２ａを構成し、抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点にベースが接続されると共に、整流器ＤＢの低電位側出力端にコレクタが接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ１６と、トランジスタＱ１６のエミッタにアノードが接続されると共に、駆動トランスＴ２の二次巻線ｎ２３と抵抗Ｒ２との接続点にカソードが接続されたダイオードＤ３０とでゲート信号引き抜き回路２ｂを構成している。尚、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂ以外の構成は基本構成８の電源装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図１９では起動回路１ｂの図示を省略している。
【０１０８】
ここで、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧は、ゲート側が負電位となっているので、抵抗Ｒ４９を介してコンデンサＣ２２に充電電流が流れる。ここで、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が一定時間以上になると、コンデンサＣ２２の両端電圧がトランジスタＱ１６のしきい値電圧を越えて、トランジスタＱ１６がオンになる。一方、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧は正電圧であり、駆動トランスＴ２の各巻線は磁気的な結合が密であるから、スイッチング素子Ｑ２側の二次巻線ｎ２３の両端間をスイッチング素子Ｑ２により短絡すると、スイッチング素子Ｑ１側の二次巻線ｎ２２の両端電圧も零となり、スイッチング素子Ｑ１が強制的にオフされる。したがって、低温時にランプインピーダンスが低下するなどして、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数が低下し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間が長くなったとしても、そのオン時間を一定時間以内に抑制することができる。
【０１０９】
（実施形態１）
図２０に本実施形態の電源装置の回路図を示す。本実施形態の電源装置では、基本構成１で説明した電源装置において、タイマー回路２ａ及びゲート信号引き抜き回路２ｂの代わりに、予熱回路２ｃ及び制御回路２ｈを設けている。また、基本構成１の電源装置では、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−ダイオードＤｉ−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−トランスＴ１の一次巻線−ダイオードＤ２−平滑コンデンサＣ１−整流器ＤＢの経路で平滑コンデンサＣ１に充電電流を流しているが、本実施形態の電源装置では、スイッチング素子Ｑ２のオン時に、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−ダイオードＤｉ−平滑コンデンサＣ１−ダイオードＤ２−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線ｎ２１−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で平滑コンデンサＣ１に充電電流を流している。尚、電源装置の基本的な回路構成は基本構成１と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、予熱回路２ｃの構成は基本構成１０で説明した予熱回路と同様であるので、その説明は省略する。
【０１１０】
制御回路２ｈでは、整流器ＤＢの直流出力端子間に抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の直列回路が接続され、抵抗Ｒ５３と並列にコンデンサＣ２３、ツェナーダイオードＺＤ１４、及び、抵抗Ｒ５４とサーミスタＴｈ１と抵抗Ｒ５５との直列回路がそれぞれ接続されており、サーミスタＴｈ１及び抵抗Ｒ５５の直列回路と並列にノイズ除去用のコンデンサＣ２４が接続されている。また、抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の接続点には抵抗Ｒ５６を介してＮＰＮ形トランジスタＱ１７のコレクタが接続され、トランジスタＱ１７のベースは、ツェナーダイオードＺＤ１５を介して抵抗Ｒ５４及びサーミスタＴｈ１の接続点に接続され、トランジスタＱ１７のエミッタは予熱回路２ｃのコンデンサＣ１５，Ｃ１６の接続点に接続されている。尚、サーミスタＴｈ１は駆動トランスＴ２に熱結合されており、図２１に示すように、駆動トランスＴ２の温度Ｔが上昇するにつれてサーミスタＴｈ１の抵抗値は減少する。
【０１１１】
ここで、本回路の動作について簡単に説明する。交流電源Ｖｓが投入されると、起動回路１ｂによりスイッチング素子Ｑ２に起動信号が入力され、その後駆動回路１ａは共振回路の共振動作に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン／オフさせる。駆動回路１ａによりスイッチング素子Ｑ２のゲートにゲート信号が入力されると、スイッチング素子Ｑ２のゲートから抵抗Ｒ３１−ダイオードＤ１８−コンデンサＣ１５−コンデンサＣ１６の経路で電流が流れる。この時、抵抗Ｒ３４を介してトランジスタＱ７にベース電流が流れ、トランジスタＱ７のベース電流がスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間を短絡させるのに十分な電流に達すると、ダイオードＤ２０及びトランジスタＱ７を介してスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間が短絡され、スイッチング素子Ｑ２が強制的にオフされる。次に、共振回路の共振動作により共振電流が反転すると、二次巻線ｎ２２にスイッチング素子Ｑ１をオンさせるゲート信号が発生する。一方、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間には負電圧が発生し、コンデンサＣ１６に蓄積された電荷がダイオードＤ１９及び抵抗Ｒ３１を介して放電される。
【０１１２】
そして、予熱回路２ｃでは、この一連の動作をコンデンサＣ１５の両端電圧が一定の電圧（すなわち、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧のピーク値に略等しい電圧）に達するまで繰り返し実行する。コンデンサＣ１５の両端電圧が上昇するにつれて、抵抗Ｒ３１及びコンデンサＣ１６のＣＲ時定数回路に流れる電流が低下し、コンデンサＣ１６の両端電圧がトランジスタＱ７のしきい値電圧に達するまでの時間が長くなるから、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティがアンバランスな状態から共に略５０％となる状態へと徐々に移行する。ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティがアンバランスな状態において、蛍光灯よりなる放電灯Ｌａのフィラメント電極が先行予熱され、ランプにストレスを与えることなくスムーズに点灯状態へと移行させることができる。
【０１１３】
ところで、放電灯Ｌａ及び電源装置の周囲温度が低い場合、駆動トランスＴ２の温度Ｔも低いため、サーミスタＴｈ１の抵抗値は大きくなる。したがって、サーミスタＴｈ１と抵抗Ｒ５５の合成抵抗が大きくなり、抵抗Ｒ５４及びサーミスタＴｈ１の接続点の電圧が大きくなる。ここで、周囲温度が所定温度よりも低くなると、抵抗Ｒ５４及びサーミスタＴｈ１の接続点の電圧がツェナーダイオードＺＤ１５のツェナー電圧を越えるように、抵抗Ｒ５４，Ｒ５５及びサーミスタＴｈ１の抵抗値やツェナーダイオードＺＤ１５のツェナー電圧が設定されており、周囲温度が所定温度よりも低くなって、ツェナーダイオードＺＤ１５が導通すると、トランジスタＱ１７にベース電流が流れ、トランジスタＱ１７がオンになる。この時、コンデンサＣ２３−抵抗Ｒ５６−トランジスタＱ１７−コンデンサＣ１６−コンデンサＣ２３の経路でコンデンサＣ１６に充電電流が流れるから、コンデンサＣ１６の充電時間が短縮され、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が短くなる。したがって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティがアンバランスになり、インバータ回路ＩＮＶの出力を小さくでき、低温時にインバータ回路ＩＮＶの出力が増加するのを防止できる。
【０１１４】
またインバータ回路ＩＮＶに電源が投入され、駆動トランスＴ２に共振電流が流れると、駆動トランスＴ２が自己発熱し、さらに駆動トランスＴ２以外の回路部品も発熱するので、駆動トランスＴ２の温度が上昇し、サーミスタＴｈ１の抵抗値が低下する。そして、駆動トランスＴ２の温度が所定温度よりも高くなると、抵抗Ｒ５４及びサーミスタＴｈ１の接続点の電圧がツェナーダイオードＺＤ１５のツェナー電圧よりも低くなり、ツェナーダイオードＺＤ１５がオフになるので、コンデンサＣ２３から抵抗Ｒ５６及びトランジスタＱ１７を介してコンデンサＣ１６に充電電流が流れなくなる。したがって、制御回路２ｈによりコンデンサＣ１６の充電時間が短縮され、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が短縮されることはなく、自励発振による発振周波数でインバータ回路ＩＮＶは発振動作を行う。
【０１１５】
尚、本実施形態では、従来例で説明した主回路の構成を例として説明を行っているが、主回路の構成を上記の回路に限定する趣旨のものではなく、図２２に示すように、フィルター回路Ｆを介して入力された交流電源Ｖｓの交流電圧を整流する整流器ＤＢと、平滑コンデンサＣ１と、平滑コンデンサＣ１の両端間に接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、整流器ＤＢの高電位側出力端とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間にダイオードＤ３１を介して接続されたリーケージトランスＬＴ１の一次巻線と駆動トランスＴ２の一次巻線との直列回路と、リーケージトランスＬＴ１の二次側に接続された負荷回路４と、ダイオードＤ３１及びリーケージトランスＬＴ１の接続点に一端が接続されると共に、他端が平滑コンデンサＣ１の低電位側の端子に接続されたコンデンサＣ２５とを備え、整流器ＤＢの低電位側の直流出力端子が平滑コンデンサＣ１の低電位側の端子に接続されて構成される主回路に、本実施形態の予熱回路２ｃ及び制御回路２ｈを適用しても良く、上述と同様に低温時におけるインバータ回路ＩＮＶの出力の増加を防止することができる。
【０１１６】
主回路の動作は、特開平１０−２８５９４６号公報に示される電源装置と同様であり、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフの場合、平滑コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−コンデンサＣ２５−平滑コンデンサＣ１の経路で、コンデンサＣ１の放電電流が流れる。次に共振回路の共振動作により共振電流が反転して、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線に蓄積されたエネルギが放出され、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−コンデンサＣ２５−スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線の経路で電流が流れ続ける。その後、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、コンデンサＣ２５−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ２５の経路で電流が流れる。この時、コンデンサＣ２５の両端電圧が低下し、コンデンサＣ２５の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低くなると、整流器ＤＢ−ダイオードＤ３１−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で入力電流が引き込まれる。そして、共振回路の共振動作により共振電流が反転して、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになっても、整流器ＤＢ−ダイオードＤ３１−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード−平滑コンデンサＣ１−整流器ＤＢの経路で電流が流れ続け、電流がゼロになると、再び平滑コンデンサＣ１を電源として、平滑コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−コンデンサＣ２５−平滑コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、以後上述の動作を繰り返す。
【０１１７】
また、図２３に示すように、平滑コンデンサＣ１の両端間に、ダイオードＤ３２，Ｄ３３の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路とをそれぞれ接続し、ダイオードＤ３２，Ｄ３３の接続点にフィルター回路Ｆを介して交流電源Ｖｓの一端を接続し、交流電源Ｖｓの他端とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間にリーケージトランスＬＴ１の一次巻線及び駆動トランスＴ２の一次巻線を直列接続し、交流電源Ｖｓの他端と平滑コンデンサＣ１の低電位側の端子との間にコンデンサＣ２６を接続し、リーケージトランスＴ１の二次側に負荷回路４を接続したような主回路に、本実施形態の予熱回路２ｃ及び制御回路２ｈを適用しても良く、上述と同様に低温時におけるインバータ回路ＩＮＶの出力の増加を防止することができる。
【０１１８】
主回路の動作は、特開平１０−２７１８４５号公報に示される電源装置と同様であり、交流電源Ｖｓの電源電圧の極性が以下では、この向きを正極性という。）である場合について説明する。平滑コンデンサＣ１は電源投入直後に充電されるので、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、平滑コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−コンデンサＣ２６−平滑コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２６が充電される。コンデンサＣ２６の両端電圧が交流電源Ｖｓの両端電圧に等しくなると、コンデンサＣ２６に電流が流れなくなり、交流電源Ｖｓ−ダイオードＤ３２−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−交流電源Ｖｓの経路で電流が流れる。
【０１１９】
次に共振回路の共振動作により共振電流が反転し、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、交流電源Ｖｓ−ダイオードＤ３２−平滑コンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−交流電源Ｖｓの経路で電流が流れ、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線に蓄積されたエネルギが放出されると共に、平滑コンデンサＣ１が充電される。つまり、平滑コンデンサＣ１の両端には交流電源Ｖｓの電圧とリーケージトランスＬＴ１の両端電圧との加算電圧が印加されるから、平滑コンデンサＣ１の両端電圧は交流電源Ｖｓの電源電圧を昇圧した電圧となる。その後、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線に蓄積されたエネルギが放出されて、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線の両端電圧よりもコンデンサＣ２６の両端電圧の方が高くなると、コンデンサＣ２６−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ２６の経路で、コンデンサＣ２６に充電された電荷が放出され、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線にエネルギが蓄積される。
【０１２０】
その後、共振回路の共振動作により共振電流が反転し、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ１−平滑コンデンサＣ１−コンデンサＣ２６−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線の経路で電流が流れ、リーケージトランスＬＴ１の一次巻線に蓄積されたエネルギが放出され、以後上述の動作を繰り返す。尚、交流電源Ｖｓの電源電圧の極性が負極性の場合も略同様に動作するので、その説明は省略する。
【０１２１】
（基本構成１４）
図２４に電源装置の他の構成の回路図を示す。この電源装置では、基本構成１の電源装置において、タイマー回路２ａの時定数をランプ電圧に応じて変化させる時定数可変回路２ｉを設けている。また、トランスＴ１の代わりにリーケージトランスＬＴ１を用いており、リーケージトランスＬＴ１の漏れインダクタンスとコンデンサＣ５，ＣｒとでＬＣ共振回路を構成してある。尚、時定数可変回路２ｉ及びリーケージトランスＬＴ１以外の構成は基本構成１の電源装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【０１２２】
リーケージトランスＬＴ１には、一次巻線ｎ１１と磁気結合された補助巻線ｎ１３が設けられており、補助巻線ｎ１３の一端は整流器ＤＢの低電位側出力端に接続される。一方、補助巻線ｎ１３の他端は、ダイオードＤ３４と抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の直列回路とを介して整流器ＤＢの低電位側出力端に接続されており、抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の接続点にはトランジスタＱ１８のベースが接続されている。またトランジスタＱ１８のコレクタはコンデンサＣ２７を介して抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１１の接続点に接続されており、エミッタは整流器ＤＢの低電位側出力端に接続されている。ここに、リーケージトランスＬＴ１の補助巻線ｎ１３、抵抗Ｒ５７，Ｒ５８、トランジスタＱ１８及びコンデンサＣ１７から時定数可変回路２ｉが構成される。
【０１２３】
ここで、時定数可変回路２ｉの動作について簡単に説明する。補助巻線ｎ１３に発生する電圧はランプ電圧に応じて変化する。補助巻線ｎ１３に発生する電圧はダイオードＤ３４で整流され、抵抗Ｒ５７，Ｒ５８で分圧されており、その分圧電圧がトランジスタＱ１８のしきい値電圧を越えると、トランジスタＱ１８はオンになる。一方、分圧電圧がトランジスタＱ１８のしきい値電圧よりも低ければ、トランジスタＱ１８はオフになる。
【０１２４】
すなわち、常温付近において放電灯Ｌａのランプインピーダンスが大きく、ランプ電圧が高い場合は、トランジスタＱ１８がオンになり、タイマー回路２ａの時定数は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とコンデンサＣ１１，Ｃ２７の合成容量とで決定される。一方、低温時において放電灯Ｌａのランプインピーダンスが小さく、ランプ電圧が小さい場合には、トランジスタＱ１８がオフするようにリーケージトランスＬＴ１の巻線比や抵抗Ｒ５７，Ｒ５８の分圧比が設定されており、トランジスタＱ１８がオフになると、タイマー回路２ａの時定数は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とコンデンサＣ１１とで決定されるため、常温時に比べて時定数が小さくなり、タイマー回路２ａの限時時間が短くなるので、インバータ回路ＩＮＶの発振周波数の下限値が常温時に比べて高くなる。
【０１２５】
このように、本回路では常温時と低温時とでタイマー回路２ａの時定数を切り替えているので、常温時における発振周波数と低温時における発振周波数とを別々に設計することができ、且つ、常温時に比べて低温時の時定数を小さくしているので、低温時においてインバータ回路ＩＮＶの発振周波数の下限値が高くなり、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加して、回路部品に加わるストレスが増加するのを防止できる。
【０１２６】
（基本構成１５）
図２５に電源装置の他の構成の回路図を示す。実施形態１の電源装置では、部分平滑回路３によりスイッチング素子Ｑ２のオン時に平滑コンデンサＣ１に充電電流を流していたが、この電源装置では、実施形態１の電源装置において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両端間に平滑コンデンサＣ１を接続している。また、制御回路２ｈは、整流器ＤＢの直流出力端子間に接続された抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の直列回路と、抵抗Ｒ５３に並列接続されたコンデンサＣ２３と、抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の接続点にそれぞれ一端が接続された抵抗Ｒ５９，Ｒ６０と、抵抗Ｒ５９の他端にカソードが接続されたツェナーダイオードＺＤ１６と、ツェナーダイオードＺＤ１６のアノードにベースが接続されると共に、抵抗Ｒ６０の他端にコレクタが接続されたトランジスタＱ１７とで構成され、トランジスタＱ１７のエミッタはコンデンサＣ１５，Ｃ１６の接続点に接続されている。尚、平滑コンデンサＣ１及び制御回路２ｈ以外の構成は実施形態１の電源装置と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【０１２７】
本回路では、スイッチング素子Ｑ２がオンになると、平滑コンデンサＣ１−コンデンサＣｉｎ−コンデンサＣａ−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ２−平滑コンデンサＣ１の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣｉｎが充電される。そして、コンデンサＣｉｎの両端電圧と整流器ＤＢの出力電圧との和が平滑コンデンサＣ１の両端電圧に達すると、整流器ＤＢ−ダイオードＤｉｍ−コンデンサＣａ−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−駆動トランスＴ２の一次巻線−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢの経路で入力電流が引き込まれる。その後、共振回路に流れる共振電流が反転し、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣａ−コンデンサＣｉｎ（ダイオードＤｉ）−スイッチング素子Ｑ１−駆動トランスＴ２の一次巻線−リーケージトランスＬＴ１の一次巻線−コンデンサＣａの経路で電流が流れる。
【０１２８】
このように、共振電流の一部を入力電流とするような電源装置では、電源電圧が上昇すると、負荷に供給される電力が大きくなる。しかも、低温時において放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低く、駆動トランスＴ２の温度も低温の場合は、インバータ回路ＩＮＶの出力が増加するから、低温時において電源電圧が上昇すると、負荷に供給される電力がさらに大きくなり、回路素子に加わるストレスが更に増加するという問題があった。
【０１２９】
ここで、定格入力電圧よりも高い電圧が入力されると、整流器ＤＢの直流出力端子間に接続された抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の接続点の電位が上昇する。そして、抵抗Ｒ５２，Ｒ５３の接続点の電位がツェナーダイオードＺＤ１６を導通させるのに十分な電位に達すると、ツェナーダイオードＺＤ１６が導通してトランジスタＱ１７にベース電流が与えられる。
この時、コンデンサＣ２３−抵抗Ｒ６０−トランジスタＱ１７−コンデンサＣ１６−コンデンサＣ２３の経路で、予熱回路２ｃのコンデンサＣ１６に充電電流が流れるので、コンデンサＣ１６の充電に要する時間が短くなり、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が短くなる。而して、入力電圧が定格電圧よりも高い場合は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間がアンバランスな状態でインバータ回路ＩＮＶを動作させることにより、インバータ回路ＩＮＶから過大な電力が負荷に供給されるのを防止でき、出力電力を略一定に制御できる。また、低温時において電源電圧が上昇した場合でも回路素子に過大なストレスが加わるのを防止できる。
【０１３０】
（基本構成１６）
この電源装置の回路構成は、図２９に示す従来の電源装置と同様であり、本装置では放電灯Ｌａとして、例えばクリプトンやネオン等の原子量の大きな不活性ガスを含む所謂省電力型蛍光ランプを用いている。省電力型蛍光ランプでは、周囲温度が（−１０）℃程度の低温時において、一般の蛍光ランプよりも照度が低下することが判明している。図２６は松下電器産業株式会社製の省電力型蛍光ランプ（型番：ＦＬＲ４０／３６）と一般の蛍光ランプ（型番：ＦＬＲ４０）の周囲温度に対する照度特性（比光束（％））を示している。図２６のイは省電力型蛍光ランプの特性曲線、図２６のロは一般の蛍光ランプの特性曲線であり、省電力型蛍光ランプを負荷とした場合、低温時（−１０℃）における照度は常温時（２５℃）における照度の３０％程度となっている。
【０１３１】
また、図２７は省電力型蛍光ランプの等価抵抗と周囲温度との関係を示す図であり、図２７では２５℃における等価抵抗を１として、各温度における等価抵抗の相対値を表している。省電力型蛍光ランプでは低温時においてランプインピーダンスが低下するため、インバータ回路ＩＮＶの出力は増加する方向に向かうが、インバータ回路ＩＮＶの直流電源が一定の場合、インバータ回路ＩＮＶの出力はあまり増加しなかった。そのため、このようなインバータ回路ＩＮＶの負荷として省電力型蛍光ランプを用いた場合、低温時においてランプの照度が極端に低下するという問題があった。そこで、例えば低温状態を検出し、低温時においてインバータ回路ＩＮＶの出力を増加させるように制御する方法もあるが、周囲温度の検出回路などを新たに追加する必要があり、コストアップの要因となる。
【０１３２】
この電源装置では、低温時において放電灯Ｌａのランプインピーダンスが低下すると、図２８に示すように発振周波数が低下して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間が長くなり、平滑コンデンサＣ１に充電電流の流れる期間が長くなるので、インバータ回路ＩＮＶの電源電圧である平滑コンデンサＣ１の両端電圧が上昇する。この時、共振回路に流れる共振電流は、ランプインピーダンスの低下によって増加するとともに、平滑コンデンサＣ１の両端電圧の上昇によって更に増加するため、ランプ出力を増大させることができる。すなわち、この電源装置では、インバータ回路ＩＮＶの電源である平滑コンデンサＣ１の両端電圧が、ランプインピーダンスの低下とともに上昇するので、共振回路に流れる共振電流を増加させることができ、低温時において放電灯Ｌａの照度が極端に低下するのを自動的に補正することができる。
【０１３３】
【発明の効果】
上述のように、請求項１の発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、一対のスイッチング素子の直列回路を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して、少なくともＬＣ共振回路を含む負荷回路に供給するインバータ回路と、インバータ回路の出力の一部を入力側に帰還させる帰還手段と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路と、負荷回路のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段とを備え、制御手段は周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制できるという効果がある。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【０１３４】
請求項２の発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端間に接続される一対のスイッチング素子の直列回路を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に接続された少なくともＬＣ共振回路及び負荷を含む負荷回路と、ダイオードに並列接続されたインピーダンス要素と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路と、負荷回路のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段とを備え、制御手段は周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制できるという効果がある。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【０１３５】
請求項３の発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、共振用インダクタ、共振用コンデンサ及び負荷からなる負荷回路と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される一対のスイッチング素子を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路とを備え、ダイオードと並列にインピーダンス要素を接続し、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと負荷回路と上記一対のスイッチング素子を駆動する駆動トランスの一次巻線とを接続し、一対のスイッチング素子の内の一方とチョッパ用のインダクタとを介して平滑コンデンサに充電電流を流し、整流器の出力電圧を降圧し、部分的に平滑した電圧を発生させてインバータ回路に供給する補助電源手段を設けるとともに、負荷のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段を設け、前記制御回路が、周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制できるという効果がある。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【０１３６】
請求項４の発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流器と、整流器の整流出力を平滑する平滑コンデンサと、二次側に負荷が接続される負荷用トランス、共振用コンデンサ及び共振用インダクタからなる負荷回路と、整流器の直流出力端子間にダイオードを介して接続される一対のスイッチング素子を有し、直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより高周波電圧に変換して負荷回路に供給するインバータ回路と、一対のスイッチング素子をオン／オフ駆動する自励式の駆動回路とを備え、ダイオードと並列にインピーダンス要素を接続し、整流器及びダイオードの接続点と一対のスイッチング素子の接続点との間に、直流カット用のコンデンサと負荷回路と上記一対のスイッチング素子を駆動する駆動トランスの一次巻線とを接続し、一対のスイッチング素子の内の一方と負荷用トランスの一次巻線とを介して平滑コンデンサに充電電流を流し、整流器の出力電圧を降圧し、部分的に平滑した電圧を発生させてインバータ回路に供給する補助電源手段を設けるとともに、負荷のインピーダンスの低下によって生じるインバータ回路の出力の増加を抑制する方向にインバータ回路を制御する制御手段を設け、前記制御回路が、周囲温度を検出する感温素子を有し、感温素子の検出した温度が低下すると、インバータ回路の出力を低下させるようにインバータ回路を制御することを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加して、回路素子に加わるストレスが増加する虞があるが、制御手段がインバータ回路の出力を抑制する方向にインバータ回路を制御しているので、インバータ回路の出力の増加を抑制することができ、回路素子に加わるストレスが増加するのを抑制できるという効果がある。しかも制御手段は、感温素子の検出した温度に基づいて、低温時に出力を低下させるようインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できる。
【０１３７】
請求項５の発明は、請求項１乃至４の発明において、駆動回路から制御手段に動作電源を供給することを特徴とし、制御手段に電源を供給する回路を別途設ける必要がないから、電源装置を構成する回路素子の数を減らすことができるという効果がある。
【０１３８】
請求項６の発明は、請求項１乃至４の発明において、駆動回路の出力電圧よりもリップルの小さい電源電圧を生成して制御手段に供給する電源回路を設けたことを特徴とし、負荷回路のインピーダンスが低下すると、ＬＣ共振回路に流れる共振電流が増加するため、駆動回路の出力電圧を制御手段の動作電圧とする場合、制御手段の電源電圧が変動して、制御手段の動作が不安定になる虞があるが、駆動回路の出力電圧よりもリップルの小さい電源電圧を制御手段に供給する電源回路を設けているので、負荷回路のインピーダンスが低下した場合でも制御手段に安定した動作電源を供給することができ、制御手段を安定に動作させることができるという効果がある。
【０１３９】
請求項７の発明は、請求項１乃至４の何れかの発明において、感温素子は駆動トランスに熱結合されたことを特徴とし、駆動トランスが低温の場合、制御手段は出力を低下させるようにインバータ回路を制御しているので、低温時にインバータ回路の出力が増加するのを防止できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】基本構成１の電源装置の回路図である。
【図２】（ａ）〜（ｄ）は基本構成１の電源装置と従来の電源装置の各部の波形図である。
【図３】同上の別の電源装置の回路図である。
【図４】同上のまた別の電源装置の回路図である。
【図５】基本構成２の電源装置の回路図である。
【図６】基本構成３の電源装置の回路図である。
【図７】（ａ）は基本構成４の電源装置の一部省略せる回路図であり、（ｂ）は要部回路図である。
【図８】（ａ）〜（ｆ）は同上の各部の波形を示す波形図である。
【図９】同上の別の電源装置の一部省略せる回路図である。
【図１０】基本構成５の電源装置の回路図である。
【図１１】基本構成６の電源装置の回路図である。
【図１２】基本構成７の電源装置の回路図である。
【図１３】基本構成８の電源装置の回路図である。
【図１４】基本構成９の電源装置の回路図である。
【図１５】基本構成１０の電源装置の回路図である。
【図１６】基本構成１１の電源装置の回路図である。
【図１７】基本構成１２の電源装置の回路図である。
【図１８】（ａ）〜（ｅ）は基本構成８及び基本構成１２の電源装置の各部の電圧波形である。
【図１９】基本構成１３の電源装置の回路図である。
【図２０】実施形態１の電源装置の回路図である。
【図２１】同上に用いるサーミスタの温度と抵抗値の関係を示す図である。
【図２２】同上の別の電源装置の回路図である。
【図２３】同上のまた別の電源装置の回路図である。
【図２４】基本構成１４の電源装置の回路図である。
【図２５】基本構成１５の電源装置の回路図である。
【図２６】基本構成１６の電源装置に用いる放電灯の周囲温度と光出力との関係を示す図である。
【図２７】同上に用いる放電灯の周囲温度と等価抵抗との関係を示す図である。
【図２８】同上の発振周波数とランプ出力との関係を示す図である。
【図２９】従来の電源装置の回路図である。
【符号の説明】
１ａ駆動回路
２ａタイマー回路
２ｂゲート信号引き抜き回路
４負荷回路
ＩＮＶインバータ回路
Ｌａ放電灯
Ｑ１，Ｑ２スイッチング素子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to a power supply device.
[0002]
[Prior art]
  As this type of power supply device, for example, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-129898, an inverter circuit that converts a DC voltage into a high-frequency voltage and supplies it to a discharge lamp by switching with a switching element, and an inverter circuit Some of them have a self-excited drive circuit for driving on / off of the switching element. Further, as a power supply device for self-excited oscillation of the switching element of the inverter circuit, a power supply device having a circuit configuration as shown in FIG. 29 has also been proposed. In this circuit, the AC power supply Vs input through the filter circuit F is proposed. Is fully rectified by a rectifier DB such as a diode bridge. A series circuit of a diode D1 and a smoothing capacitor C1 is connected between the DC output terminals of the rectifier DB via a series circuit of diodes Dim and Di, and a capacitor Cin as a feedback means or an impedance element is connected in parallel to the diode Di. Connected. A bypass capacitor Cf having a smaller capacity than the smoothing capacitor C1 is connected in parallel to the series circuit of the diode D1 and the smoothing capacitor C1. The diode D1 is connected to a polarity that discharges the electric charge of the smoothing capacitor C1.
[0003]
  Between both ends of the capacitor Cf, a series circuit of a pair of switching elements Q1 and Q2 made of, for example, field effect transistors which are alternately turned on / off is connected, and an inverter circuit INV is constituted by the switching elements Q1 and Q2. . A series circuit of the primary winding of the transformer T1 and the DC cutting capacitor Ca is connected to the connection point of the switching elements Q1 and Q2 via the primary winding n21 of the driving transformer T2 for driving the switching elements Q1 and Q2. One end of the capacitor Ca is connected to the connection point of the diodes Dim and Di. The secondary winding of the transformer T1 is connected to the power supply side terminals of both filament electrodes of a discharge lamp La made of, for example, a fluorescent lamp via an inductor L1, and a preheating capacitor is connected between the non-power supply side terminals of both filament electrodes. Cr is connected. Here, an LC resonance circuit is configured by the inductor L1 and the capacitor Cr, and the load circuit 4 is configured by the LC resonance circuit and the discharge lamp La.
[0004]
  The connection point between the capacitor Ca and the transformer T1 is connected to the connection point between the diode D1 and the smoothing capacitor C1 via the diode D2. Here, the partial smoothing circuit 3 that partially smoothes the output voltage of the rectifier DB and supplies it to the inverter circuit INV is constituted by the capacitors C1 and Cf, the diodes D1 and D2, the primary winding of the transformer T1, and the like. The diode D2 is connected to a polarity that allows a charging current to flow through the smoothing capacitor C1, and has a function of clamping the potential at the connection point between the capacitor Ca and the transformer T1 to the potential at the connection point between the diode D1 and the smoothing capacitor C1. ing.
[0005]
  That is, in the partial smoothing circuit 3, when the switching element Q1 is turned on, the rectifier DB-diode Dim-diode Di (capacitor Cin) -switching element Q1-primary winding n21 of the driving transformer T2-primary winding-diode D2 of the transformer T1. -When a current flows through the path of the smoothing capacitor C1-rectifier DB and the switching element Q1 is turned off, the energy accumulated in the transformer T1 is the primary winding of the transformer T1-diode D2-smoothing capacitor C1-parasitic diode of the switching element Q2 It is discharged through the path of the primary winding n21 of the driving transformer T2 and the primary winding of the transformer T1.
[0006]
  In this configuration, since the charging current for charging the smoothing capacitor C1 from the rectifier DB passes through the primary winding of the transformer T1 and the switching element Q1, the voltage across the smoothing capacitor C1 is set to the ratio between the on period and the off period of the switching element Q1. The pressure is lowered accordingly. That is, the step-down chopper circuit is configured by the diode D2, the parasitic diode of the switching element Q2, the primary winding of the transformer T1, the switching element Q1, and the smoothing capacitor C1.
[0007]
  The circuit also includes a control circuit 1 that controls on / off of the switching elements Q1, Q2. The control circuit 1 includes a self-excited drive circuit 1a that alternately turns on / off the switching elements Q1, Q2. And a starting circuit 1b for starting self-excited oscillation of the switching elements Q1 and Q2 when the power is turned on.
[0008]
  The drive transformer T2 has two secondary windings n21 and n22. One secondary winding n21 is connected between the gate and source of the switching element Q1 via the resistor R1, and the other secondary winding. The line n22 is connected between the gate and source of the switching element Q2 via the resistor R2. Then, according to the current flowing through the primary winding n21 of the drive transformer T2, a voltage for turning on the switching element Q1 or Q2 is generated in any of the secondary windings n21 and n22. A series circuit of Zener diodes ZD1 and ZD2 having cathodes connected to each other and a series circuit of Zener diodes ZD3 and ZD4 are connected between the gate and source of the switching elements Q1 and Q2, respectively. This prevents overvoltage from being applied between the gate and source. Here, the drive circuit 1a is constituted by the drive transformer T2, the resistors R1 and R2, and the Zener diodes ZD1 to ZD4.
[0009]
  A series circuit of a resistor R3 and a capacitor C3 is connected between the drain and source of the switching element Q1, and a resistor R4 is connected between the drain and source of the switching element Q2. For example, one end of a trigger element TD1 such as a diac and one end of a resistor R5 are connected to the connection point of the resistor R3 and the capacitor C3, and the other end of the trigger element TD1 is connected to the gate of the switching element Q1. The other end is connected to the drain of the switching element Q1 via the diode D3. A capacitor C4 is connected in parallel to the resistor R4. Here, the resistors R3 to R5, the capacitors C3 and C4, the diode D3, and the trigger element TD1 constitute an activation circuit 1b.
[0010]
  Here, the operation of the control circuit 1 when the power is turned on will be briefly described. When the power is turned on, the voltage across the capacitor Cf is charged to the peak value of the output voltage of the rectifier DB. At the same time, a current flows through the path of the resistor R3, the capacitor C3, and the resistor R4, and the capacitor C3 is charged. When the voltage across the capacitor C3 reaches the breakover voltage of the trigger element TD1, the trigger element TD1 conducts and the switching element Q1 is turned on. When the switching element Q1 is turned on, first, a current flows through a path of the capacitor Cf−the switching element Q1−the primary winding n11 of the driving transformer T2−the primary winding n11 of the transformer T1−the diode D2−the smoothing capacitor C1−the capacitor Cf. At this time, since the driving transformer T2 applies a bias in the ON direction to the switching element Q1 and keeps the switching element Q2 off, the switching element Q1 is completely turned on. Thereafter, when the resonance current is reversed by the resonance action of the LC resonance circuit including the inductor L1 and the capacitor Cr, the voltage generated on the secondary side of the drive transformer T2 is reversed, the switching element Q1 is turned off, and the switching element Q2 is turned on. Thereafter, the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on / off by the resonance operation of the resonance circuit.
[0011]
  Next, the operation of the main circuit will be briefly described. The description will be divided into a period during which the charging current can flow through the capacitor C1 and a period during which the capacitor C1 is discharged.
[0012]
  The charging current can flow through the capacitor C1 during a period when the output voltage of the rectifier DB is higher than the voltage across the capacitor C1 and in the vicinity of the peak of the voltage of the AC power supply Vs. When the switching element Q2 is turned on, a current flows through a path of the rectifier DB, the diode Dim, the capacitor Ca, the primary winding of the transformer T1, the primary winding n21 of the driving transformer T2, the switching element Q2, and the rectifier DB. Next, when the resonance current is inverted by the resonance operation of the resonance circuit, the switching element Q2 is turned off, and the switching element Q1 is turned on, the parallel circuit of the rectifier DB-diode Dim-capacitor Cin and the diode Di-switching element Q1- Primary winding n21 of driving transformer T2-Primary winding of transformer T1-Diode D2-Smoothing capacitor C1-Rectifier DB path and parallel circuit of capacitor Ca-capacitor Cin and diode Di-Switching element Q1-Primary of driving transformer T2 A current flows through the path of the winding n21-the primary winding of the transformer T1 and the capacitor Ca. Thereafter, the resonance current is reversed again by the resonance operation of the resonance circuit, the switching element Q1 is turned off, and the switching element Q2 is turned on. When the switching element Q2 is turned on, the transformer T1 primary winding-diode D2-capacitor C1-switching element Q2-transformer T2 The energy stored in the transformer T1 is released through the path of the primary winding n21 to the primary winding of the transformer T1. When the energy accumulated in the transformer T1 disappears, a current flows through the path of the rectifier DB, the diode Dim, the capacitor Ca, the primary winding of the transformer T1, the primary winding n21 of the driving transformer T2, the switching element Q2, and the rectifier DB. Thereafter, the same operation is repeated.
[0013]
  On the other hand, when the switching element Q2 is turned on during the period when the output voltage of the rectifier DB is lower than the voltage across the capacitor C1, the primary winding of the rectifier DB-diode Dim-capacitor Ca-transformer T1-primary winding of the driving transformer T2. Current flows through the path of line n21-switching element Q2-rectifier DB. Next, when the resonance current is inverted by the resonance operation of the resonance circuit, the switching element Q2 is turned off, and the switching element Q1 is turned on, the parallel circuit of the capacitor Ca-capacitor Cin and the diode Di-switching element Q1-drive transformer T2 The current flows through the path of the primary winding n21-the primary winding of the transformer T1 and the capacitor Ca, and thereafter the same operation is repeated.
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
  In the power supply device having the above configuration, when the discharge lamp La is lit at a low temperature, the lamp impedance is reduced due to the temperature characteristics of the discharge lamp La, so that the discharge lamp La is lit at a normal temperature. However, the resonance current flowing through the load circuit 4 increases, and the current flowing through the secondary side of the drive transformer T2 increases as the resonance current increases. Further, at low temperatures, the oscillation frequency of the inverter circuit INV decreases due to the temperature characteristics of the drive transformer T2, and the output of the inverter circuit INV increases.
[0015]
  Further, in a circuit configuration in which a part of the resonance current flowing through the load circuit 4 is used as an input current as shown in FIG. 29, the resonance flowing through the load circuit 4 due to a decrease in the oscillation frequency of the inverter circuit INV or a decrease in lamp impedance. When the current increases, the input current increases, and the smoothed voltage obtained by smoothing the input current increases. Since the inverter circuit INV uses this smoothed voltage as a power source, the output of the inverter circuit INV increases as the smooth voltage increases. Here, in the case of a load having a negative resistance such as a fluorescent lamp, when the output of the inverter circuit INV increases, the impedance of the load decreases, so that the resonance current further increases and the output of the inverter circuit INV further increases. . As described above, there is a problem that the output of the inverter circuit INV increases at a low temperature and the stress applied to the circuit components of the inverter circuit INV increases at a low temperature. Further, when the output of the inverter circuit INV increases at a low temperature, there is a problem that the light output of the discharge lamp La fluctuates.
[0016]
  The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a power supply device that controls a change in output due to a change in load impedance in a desired direction.LowTo provide a power supply device that prevents an increase in inverter output due to a decrease in load impedance at a high temperatureis there.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above object, the invention of claim 1 has a rectifier that rectifies the AC voltage of the AC power supply, a smoothing capacitor that smoothes the rectified output of the rectifier, and a series circuit of a pair of switching elements, and a DC voltage Is switched to a high frequency voltage by switching with a switching element, and supplied to a load circuit including at least an LC resonance circuit, a feedback means for feeding back a part of the output of the inverter circuit to the input side, and a pair of switching Self-excited drive circuit for on / off drive of elementWhen,Control means for controlling the inverter circuit in such a direction as to suppress an increase in output of the inverter circuit caused by a decrease in impedance of the load circuitThe control means has a temperature sensing element for detecting the ambient temperature, and controls the inverter circuit so as to reduce the output of the inverter circuit when the temperature detected by the temperature sensing element decreases.If the impedance of the load circuit decreases, the resonance current flowing in the LC resonance circuit increases and stress applied to the circuit element may increase. However, the control means tends to suppress the output of the inverter circuit. Since the inverter circuit is controlled, an increase in the output of the inverter circuit can be suppressed, and an increase in stress applied to the circuit element can be suppressed.In addition, since the control means controls the inverter circuit so as to reduce the output at a low temperature based on the temperature detected by the temperature sensing element, it can prevent the output of the inverter circuit from increasing at a low temperature.
[0018]
  In the invention of claim 2, a rectifier for rectifying the AC voltage of the AC power source, a smoothing capacitor connected via a diode between the DC output terminals of the rectifier, and a pair of switching elements connected between both ends of the smoothing capacitor Connected between an inverter circuit that has a series circuit, converts a DC voltage into a high-frequency voltage by switching with a switching element and supplies it to a load, and a connection point between a rectifier and a diode and a connection point of a pair of switching elements In addition, a load circuit including at least an LC resonance circuit and a load, an impedance element connected in parallel to a diode, and a self-excited drive circuit for driving a pair of switching elements on / offWhen,Control means for controlling the inverter circuit in such a direction as to suppress an increase in output of the inverter circuit caused by a decrease in impedance of the load circuitThe control means has a temperature sensing element for detecting the ambient temperature, and controls the inverter circuit so as to reduce the output of the inverter circuit when the temperature detected by the temperature sensing element decreases.If the impedance of the load circuit decreases, the resonance current flowing in the LC resonance circuit increases and stress applied to the circuit element may increase. However, the control means tends to suppress the output of the inverter circuit. Since the inverter circuit is controlled, an increase in the output of the inverter circuit can be suppressed, and an increase in stress applied to the circuit element can be suppressed.In addition, since the control means controls the inverter circuit so as to reduce the output at a low temperature based on the temperature detected by the temperature sensing element, it can prevent the output of the inverter circuit from increasing at a low temperature.
[0019]
  In the invention of claim 3, between the rectifier that rectifies the AC voltage of the AC power supply, the smoothing capacitor that smoothes the rectified output of the rectifier, the load circuit comprising the resonance inductor, the resonance capacitor and the load, and the DC output terminal of the rectifier A pair of switching elements connected to each other via a diode, an inverter circuit that converts a DC voltage into a high frequency voltage by switching with the switching elements and supplies it to a load circuit, and a pair of switching elements that are driven on / off A self-excited drive circuit that connects an impedance element in parallel with the diode, and between the rectifier and the connection point of the diode and the connection point of the pair of switching elements, the DC cut capacitor, the load circuit, and the pair To the primary winding of the drive transformer that drives the switching element of the While a via the inductor chopper flowing a charging current to the smoothing capacitor of the steps down the output voltage of the rectifier, the auxiliary power source means supplies the inverter circuit to generate a partially smoothed voltageAs well asControl means is provided to control the inverter circuit in a direction that suppresses the increase in output of the inverter circuit caused by a decrease in load impedance.The control circuit has a temperature sensing element for detecting the ambient temperature, and controls the inverter circuit so as to reduce the output of the inverter circuit when the temperature detected by the temperature sensing element decreases.If the impedance of the load circuit decreases, the resonance current flowing in the LC resonance circuit increases and stress applied to the circuit element may increase. However, the control means tends to suppress the output of the inverter circuit. Since the inverter circuit is controlled, an increase in the output of the inverter circuit can be suppressed, and an increase in stress applied to the circuit element can be suppressed.In addition, since the control means controls the inverter circuit so as to reduce the output at a low temperature based on the temperature detected by the temperature sensing element, it can prevent the output of the inverter circuit from increasing at a low temperature.
[0020]
  According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a rectifier for rectifying an AC voltage of an AC power source, a smoothing capacitor for smoothing a rectified output of the rectifier, a load transformer connected to a secondary side, a resonance capacitor, and a resonance inductor. Inverter circuit having a pair of switching elements connected via a diode between a DC output terminal of the rectifier and a DC circuit that converts the DC voltage into a high-frequency voltage by switching with the switching element and supplies the high-frequency voltage to the load circuit And a self-excited drive circuit for driving on / off of the pair of switching elements, connecting an impedance element in parallel with the diode, and between the connection point of the rectifier and the diode and the connection point of the pair of switching elements, Primary winding of drive transformer for driving DC cut capacitor, load circuit and the pair of switching elements And a charging current is passed through the smoothing capacitor via one of the pair of switching elements and the primary winding of the load transformer, and the output voltage of the rectifier is stepped down to generate a partially smoothed voltage. Auxiliary power supply means to supply the inverter circuitAs well asControl means is provided to control the inverter circuit in a direction that suppresses the increase in output of the inverter circuit caused by a decrease in load impedance.The control circuit has a temperature sensing element for detecting the ambient temperature, and controls the inverter circuit so as to reduce the output of the inverter circuit when the temperature detected by the temperature sensing element decreases.If the impedance of the load circuit decreases, the resonance current flowing in the LC resonance circuit increases and stress applied to the circuit element may increase. However, the control means tends to suppress the output of the inverter circuit. Since the inverter circuit is controlled, an increase in the output of the inverter circuit can be suppressed, and an increase in stress applied to the circuit element can be suppressed.In addition, since the control means controls the inverter circuit so as to reduce the output at a low temperature based on the temperature detected by the temperature sensing element, it can prevent the output of the inverter circuit from increasing at a low temperature.
[0021]
  According to a fifth aspect of the present invention, in the first to fourth aspects of the present invention, operating power is supplied from the drive circuit to the control means, and it is not necessary to separately provide a circuit for supplying power to the control means. The number of circuit elements constituting the can be reduced.
[0022]
  According to a sixth aspect of the present invention, in the first to fourth aspects of the present invention, a power supply circuit that generates a power supply voltage having a ripple smaller than the output voltage of the drive circuit and supplies the power supply voltage to the control means is provided. When the impedance decreases, the resonance current flowing in the LC resonance circuit increases. Therefore, when the output voltage of the drive circuit is used as the operation voltage of the control means, the power supply voltage of the control means fluctuates and the operation of the control means becomes unstable. Although there is a possibility that the power supply voltage is smaller than the output voltage of the drive circuit, the power supply circuit is supplied to the control means, so even if the impedance of the load circuit drops, a stable operating power supply is supplied to the control means. Can control the control means stably.
[0023]
  Claim7In the invention ofAny one of claims 1 to 4The temperature sensing element is thermally coupled to the drive transformer. When the drive transformer is at a low temperature, the control means controls the inverter circuit so as to reduce the output. Can prevent the increase.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0025]
  (Basic configuration 1)
  Figure 1Basic configuration of power supply apparatus according to the present inventionThe circuit diagram of is shown. In the circuit of FIG. 29 described above, in the circuit of FIG. 29 described above, when the time limit operation of the timer circuit 2a and the timer circuit 2a after the gate signal is input from the drive circuit 1a to the switching element Q2 and when the timer circuit 2a ends, the switching element Q2 Is provided with a control circuit 2 having a gate signal extraction circuit 2b for forcibly turning off the switching element Q2 by extracting the gate signal. Further, a resonance-cut capacitor C5 is connected between the power supply side terminal of one filament electrode of the discharge lamp La and the secondary winding of the transformer T1. Since the configuration other than the capacitor C5 and the control circuit 2 is substantially the same as the circuit of FIG. 29 described above, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0026]
  The timer circuit 2a includes a series circuit of a resistor R11, a diode D11, a resistor R12, and a capacitor C11 connected between the gate and source of the low-side switching element Q2, and a diode connected to the connection point of the resistor R11 and the diode D11. The diode D12 is connected in parallel to the series circuit of D11 and the resistor R12, and the diode D13 is connected in parallel to the capacitor C12 with the cathode at the connection point of the resistor R12 and the capacitor C11. The diode D11 is connected in a direction in which a charging current flows through the capacitor C11.
[0027]
  The gate signal extraction circuit 2b includes a resistor R14 having one end connected to the gate of the switching element Q2, a diode D14 having an anode connected to the other end of the resistor R14, and a collector connected to the cathode of the diode D14. , An NPN transistor Q3 having an emitter connected to the source of the switching element Q2, a resistor R13 connected between the connection point of the resistor R12 and the capacitor C11 and the base of the transistor Q3, and an emitter at the gate of the switching element Q2. A PNP transistor Q4 whose base is connected to the connection point of the resistor R14 and the diode D14, and a diode D15 whose anode is connected to the collector of the transistor Q4 and whose cathode is connected to the source of the switching element Q2. It consists of.
[0028]
  Here, the operation of the control circuit 1 when the power is turned on will be briefly described. When the power is turned on, the voltage across the capacitor Cf is charged to the peak value of the output voltage of the rectifier DB. At the same time, a current flows through the path of the resistor R3, the capacitor C3, and the resistor R4, and the capacitor C3 is charged. When the voltage across the capacitor C3 reaches the breakover voltage of the trigger element TD1, the trigger element TD1 conducts and the switching element Q1 is turned on. When the switching element Q1 is turned on, first, a current flows through a path of the capacitor Cf−the switching element Q1−the primary winding n11 of the driving transformer T2−the primary winding n11 of the transformer T1−the diode D2−the smoothing capacitor C1−the capacitor Cf. At this time, since the driving transformer T2 applies a bias in the ON direction to the switching element Q1 and keeps the switching element Q2 off, the switching element Q1 is completely turned on. Thereafter, when the resonance current is reversed by the resonance action of the LC resonance circuit including the inductor L1 and the capacitor Cr, the voltage generated on the secondary side of the drive transformer T2 is reversed, the switching element Q1 is turned off, and the switching element Q2 is turned on. Thereafter, the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on / off by the resonance operation of the resonance circuit.
[0029]
  Incidentally, FIG. 2A shows a waveform diagram of the gate signal of the switching element Q2 at room temperature. As mentioned aboveThis deviceIs provided with a self-excited drive circuit 1a, the inverter circuit INV operates at an oscillation frequency determined by constants of circuit elements constituting the inverter circuit INV and the drive circuit 1a, the lamp impedance of the discharge lamp La, and the like. At normal temperature, the on-time of the switching element Q2 is Ton3. On the other hand, since the lamp impedance of the discharge lamp La becomes low at low temperatures, the oscillation frequency of the inverter circuit INV decreases in the conventional power supply device described above, and the gate signal of the switching element Q2 is turned on as shown in FIG. There is a problem that the time Ton1 becomes longer than the on-time Ton3 at room temperature, the output of the inverter circuit INV increases, and the stress applied to the circuit element increases.
[0030]
  ThereforeThis deviceThen, a timer circuit 2a is provided for timing a fixed time after the gate signal is applied to the switching element Q2. When the gate signal for turning on the switching element Q2 is generated in the secondary winding n23 of the drive transformer T2, While Q2 is turned on, a current flows through a path of secondary winding n23-resistance R2-resistance R11-diode D11-resistance R12-capacitor C11-secondary winding n23, and the capacitor C11 is charged. Then, as shown in FIGS. 2B and 2C, when the voltage across the capacitor C11 reaches the threshold voltage Vth of the transistor Q3, the transistors Q3 and Q4 are turned on, and between the gate and source of the switching element Q2 Is short-circuited through the transistor Q4 and the diode D15, and the gate signal of the switching element Q2 is extracted, so that the switching element Q2 is turned off.
[0031]
  As described above, when the time limit time Ton2 set by the CR time constant circuit including the capacitor C11 and the resistor R12 elapses after the drive circuit 1a applies the gate signal to the switching element Q2, the gate signal of the switching element Q2 is passed. Since the switching element Q2 is forcibly turned off, the on-time of the switching element Q2 can be limited to the time limit Ton2 or less of the timer circuit 2a. Thus, by setting the time limit Ton2 of the timer circuit 2a to an appropriate time, it is possible to prevent the oscillation frequency of the inverter circuit INV from falling below a certain frequency even at low temperatures and increase the stress applied to the circuit elements. The circuit can be operated without making it.
[0032]
  by the wayThis deviceIn FIG. 3, the primary winding of the transformer T1 is connected between the DC cut capacitor Ca and the driving transformer T2, and the load circuit 4 including the LC resonance circuit is connected to the secondary side of the transformer T1. As shown in FIG. 2, the primary winding of the leakage transformer LT1 is connected between the capacitor Ca and the driving transformer T2, and both filament electrodes of the discharge lamp La are connected between the ends of the secondary winding of the leakage transformer LT1 via the capacitor C5. And a preheating capacitor Cr may be connected between the non-power supply terminals of both filament electrodes of the discharge lamp La, and an LC resonance circuit is formed by the leakage inductance of the leakage transformer LT1 and the capacitors C5 and Cr. This eliminates the need for the resonant inductor L1 and reduces the number of components.
[0033]
  In the circuit of FIG. 1 described above, the anode of the diode D2 is connected to the connection point of the capacitor Ca and the transformer T1, and the primary winding of the transformer T1 is also used as the inductor of the chopper circuit. As in the circuit, the anode of the diode D2 may be connected to the connection point of the leakage transformer LT1 and the driving transformer T2 via the chopper inductor L2. In the circuit shown in FIG. 3, the chopper inductor L2 is connected between the connection point of the leakage transformer LT1 and the drive transformer T2 and the diode D2. However, as shown in FIG. The connection point between D1 and D2 and the smoothing capacitor C1 may be connected, and the anode of the diode D2 may be connected to the connection point between the leakage transformer LT1 and the drive transformer T2.
[0034]
  (Basic configuration 2)
  Basic configuration 1 described aboveIn this power supply device, the gate signal applied to the gate of the switching element Q2 is used as the operating power supply of the timer circuit 2a. However, at low temperatures, the lamp impedance of the discharge lamp La decreases, and the resonance current flowing through the load circuit 4 increases. Since the drive transformer T2 is easily saturated and no voltage is generated on the secondary side of the drive transformer T2 when the drive transformer T2 is saturated, the operation of the timer circuit 2a may be unstable. When the operation of the timer circuit 2a becomes unstable, there is a possibility that the time limit of the timer circuit 2a becomes long. As a result, the oscillation frequency of the inverter circuit INV may be lowered and the stress applied to the circuit components may be increased.
[0035]
  FIG.Other configurations of the power supplyShows the circuit diagram ofThis deviceThenBasic configuration 1In the circuit of FIG. 1 described in FIG. 1, the Zener diode ZD11 is connected in parallel with the series circuit of the resistor R12 and the capacitor C11 with the cathode at the connection point side of the diode D11 and the resistor R12, and the Zener voltage of the Zener diode ZD11 is The operating voltage is supplied to the timer circuit 2a. AlsoBasic configuration 1In the circuit shown in FIG. 1, the primary winding of the transformer T1 is connected between the capacitor Ca and the driving transformer T2, and the load circuit 4 is connected to the secondary side of the transformer T1,This deviceThen, instead of the transformer T1, the primary winding of the leakage transformer LT1 is connected, and the power source terminals of both filament electrodes of the discharge lamp La are connected between both ends of the secondary winding of the leakage transformer LT1 via the capacitor C5. A capacitor Cr is connected between the non-power supply terminals of both filament electrodes of the discharge lamp La, and an LC resonance circuit is constituted by the leakage inductance of the leakage transformer LT1 and the capacitors C5 and Cr. The configuration other than the Zener diode ZD11 and the leakage transformer LT1 is as follows.Basic configuration 1Therefore, the same components are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
[0036]
  Thus, in this circuit, since the operating voltage of the timer circuit 2a is stabilized by the Zener diode ZD11, a stable operating voltage can be supplied to the timer circuit 2a even at low temperatures. Therefore, the time limit of the timer circuit 2a can be made substantially constant, and the increase of the time limit can prevent the oscillation frequency of the inverter circuit INV from decreasing and increasing the stress applied to the circuit components.
[0037]
  (Basic configuration 3)
  Described in Basic Configuration 2In the power supply device, in order to prevent the operating voltage of the timer circuit 2a from becoming unstable at low temperatures, a Zener diode ZD11 is connected in parallel to the series circuit of the resistor R12 and the capacitor C11, and a voltage stabilized by the Zener diode ZD11 is generated. The operating voltage of the timer circuit 2a isExplained belowIn the power supply device, as shown in FIG. 6, a power supply circuit 2c that generates an operating voltage of the timer circuit 2a from the output voltage of the rectifier DB is provided. The configuration other than the power supply circuit 2c is as follows.Described in Basic Configuration 2Since it is substantially the same as a power supply device, the same code | symbol is attached | subjected to the same component and the description is abbreviate | omitted.
[0038]
  The power supply circuit 2c includes a series circuit of resistors R23, R24, R25, and R26 connected between the DC output terminals of the rectifier DB and a capacitor C12 connected in parallel to the resistor R26, and operates the voltage across the capacitor C12. The voltage is supplied to the timer circuit 2a.
[0039]
  The timer circuit 2a has a series circuit of resistors R21 and R22 connected between the gate and source of the switching element Q2, a collector connected to the high potential side terminal of the capacitor C12 via a diode D11, and a base connected to a resistor An NPN transistor Q5 connected to the connection point of R21 and R22, and a capacitor C11 having one end connected to the emitter of the transistor Q5 via the resistor R12 and the other end connected to the low potential side output terminal of the rectifier DB. A diode D13 connected in reverse parallel to the capacitor C11, a resistor R11 having one end connected to the gate of the switching element Q2, a cathode connected to the other end of the resistor R11, and a connection between the resistor R12 and the capacitor C11 A diode D12 having an anode connected to the point and a capacitor C11 are connected in parallel. Is composed of a diode D13, a connection point of the resistor R12 and the capacitor C11 is connected to the base of the transistor Q3 through a resistor R13.
[0040]
  When the power is turned on, a charging current flows through the capacitor C12 through the resistors R23 to R25 in the power supply circuit 2c, and a predetermined voltage is generated across the capacitor C12.
[0041]
  Here, when a gate signal for turning on the switching element Q2 is generated in the secondary winding n23 of the drive transformer T2, a voltage obtained by dividing the gate signal of the switching element Q2 by the resistors R21 and R22 is applied to the base of the switching element Q5. The transistor Q5 is turned on. When the transistor Q5 is turned on, a current flows through the path of the capacitor C12-diode D11-transistor Q5-resistor R12-capacitor C11-capacitor C12, and the capacitor C11 is charged. When the voltage across the capacitor C11 reaches the threshold voltage Vth of the transistor Q3, the transistors Q3 and Q4 are turned on. When the transistor Q4 is turned on, the gate and source of the switching element Q2 are short-circuited via the transistor Q4 and the diode D15, and the gate voltage of the switching element Q2 is extracted, so that the switching element Q2 is turned off.
[0042]
  As described above, when the time limit Ton2 set by the CR time constant circuit including the capacitor C11 and the resistor R12 elapses after the gate signal is applied to the gate of the switching element Q2, the gate signal of the switching element Q2 is pulled. Since the switching element Q2 is forcibly turned off, the ON time of the switching element Q2 can be limited to the time limit Ton2 or less of the timer circuit 2a even at low temperatures. Therefore, by setting the time limit Ton2 of the timer circuit 2a to an appropriate time, it is possible to prevent the oscillation frequency of the inverter circuit INV from falling below a certain frequency even at low temperatures, and without increasing the stress applied to the circuit elements. The circuit can be operated.
[0043]
  Further, since the power supply circuit 2c generates the operating voltage of the timer circuit 2a by smoothing the output voltage of the rectifier DB, the operating voltage of the timer circuit 2a can be stabilized. Accordingly, a constant current can be supplied to the CR time constant circuit composed of the capacitor C11 and the resistor R12 even at a low temperature, and the time limit of the timer circuit 2a can be made substantially constant. Thus, it is possible to prevent the oscillation frequency of the inverter circuit INV from being lowered and the stress applied to the circuit components from increasing.
[0044]
  (Basic configuration 4)
  7 (a) and 7 (b)Other configurations of power supplyThe circuit diagram of is shown.Described in Basic Configuration 1In the power supply device, the charging current flows through the smoothing capacitor C1 through the high-side switching element Q1 out of the pair of switching elements Q1 and Q2, and between the gate and source of the switching element Q2 different from the switching element Q1. A timer circuit 2a and a gate signal extraction circuit 2b are provided.This deviceThen, a charging current is supplied to the smoothing capacitor C1 through the low-side switching element Q2, and a control circuit comprising a timer circuit 2a and a gate signal extraction circuit 2b is provided between the gate and source of the switching element Q1 different from the switching element Q2. A circuit 2 is provided. The basic configuration of the power supply isPower supply unit with basic configuration 1Therefore, the same components are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Further, in the circuit diagram shown in FIG. 7A, the starter circuit 1b is not shown.
[0045]
  Basic configuration 1In the circuit shown in FIG. 1 described above, a series circuit of switching elements Q1 and Q2 is connected between the DC output terminals of the rectifier DB via a series circuit of diodes Dim and Di.This deviceThen, the series circuit of switching element Q1, Q2 is connected via the diode Di between the DC output terminals of the rectifier DB. In the circuit of FIG. 1, the transformer T1 is connected between the capacitor Ca and the driving transformer T2.This deviceThen, instead of the transformer T1, the leakage transformer LT1 is connected, the power supply side terminals of both filament electrodes of the discharge lamp La are connected between both ends of the secondary winding of the leakage transformer LT1, and both filament electrodes of the discharge lamp La are not connected. A capacitor Cr is connected between the power supply terminals.
[0046]
  AlsoThis deviceThen, one end of the smoothing capacitor C1 is connected to the connection point between the diode Di and the switching element Q1, and the discharging diode D1 is connected between the connection point between the switching element Q2 and the rectifier DB and the other end of the smoothing capacitor C1. The diode D2 is connected between the connection point of the smoothing capacitor C1 and the diode D1 and the connection point of the leakage transformer LT1 and the capacitor Ca. That is, in this circuit, a charging current is passed through the smoothing capacitor C1 when the low-side switching element Q2 is turned on.
[0047]
  FIG. 7B is a specific circuit diagram of the control circuit 2, and the timer circuit 2a includes a series circuit of a resistor R27 and a capacitor C13 connected between the gate and source of the switching element Q1. On the other hand, the gate signal extraction circuit 2b includes a diode D16 having an anode connected to the gate of the switching element Q1, and an NPN transistor Q6 having a collector-emitter connected between the cathode of the diode D16 and the source of the switching element Q1. The base of the transistor Q6 is connected to the connection point of the resistor R27 and the capacitor C13.
[0048]
  Here, when a control signal for turning on the switching element Q1 is generated in the secondary winding n22 of the drive transformer T2, the capacitor C13 is connected along the path of the secondary winding n22-resistance R1-resistance R27-capacitor C13-secondary winding n22. Current flows, and the voltage across the capacitor C13 gradually increases. When the voltage across the capacitor C13 reaches the threshold voltage of the transistor Q6, the transistor Q6 is turned on, the gate and source of the switching element Q1 are short-circuited via the diode D16 and the transistor Q6, and the switching element Q1 Since the gate signal is extracted, the switching element Q1 is turned off. Thus, when the ON time of the switching element Q1 exceeds the time limit of the timer circuit 2a, the switching element Q1 is forcibly turned OFF, so that the ON time of the switching element Q1 does not become longer than the time limit time. It can be prevented that the oscillation frequency of the inverter circuit INV is lowered and the stress applied to the circuit components is increased.
[0049]
  8A shows the voltage waveform of the AC power supply Vs, and FIG. 8B shows the envelope of the current Ic flowing through the primary winding n21 of the drive transformer T2. The current Ic is positive in the direction of the arrow in FIG. FIGS. 8C and 8D show the current Ic and the gate-source voltage Vgs of the switching element Q1 near the zero crossing of the power supply voltage (A portion in FIG. 8B), respectively. e) and (f) respectively show the current Ic and the gate-source voltage Vgs near the peak value of the power supply voltage (B portion in FIG. 8B). In the waveform diagrams shown in FIGS. 8C to 8F, the time axis of the waveform diagrams shown in FIGS. 8A and 8B is enlarged and displayed.
[0050]
  Near the peak value of the power supply voltage, when the switching element Q2 is turned on, the primary winding n21 of the rectifier DB-diode Di and the capacitor Cin-smoothing capacitor C1-diode D2-leakage transformer LT1-primary winding n21-switching element of the driving transformer T2 Since the charging current of the smoothing capacitor C1 flows through the path of the Q2-rectifier DB, the current Ic when the switching element Q2 is on is such that the charging current of the smoothing capacitor C1 is superimposed on the current Ic when the switching element Q1 is on. Become current. Therefore, the current waveform of the current Ic is a positive / negative and unbalanced waveform, and the on-time of the switching element Q1 through which the regenerative current of the chopper circuit flows is longer than the on-time of the switching element Q2. Further, when the lamp impedance of the discharge lamp La decreases at low temperatures and the oscillation frequency of the inverter circuit INV decreases, the difference between the ON times of the switching elements Q1 and Q2 further increases.
[0051]
  Here, when the control circuit 2 is provided between the gate and the source of the switching element Q2, the ON time of the switching element Q2 can be limited to the time limit of the timer circuit 2a, but as described above, Since the ON time is longer than the ON time of the switching element Q2, the ON time of the switching element Q2 may be longer than the time limit of the timer circuit 2. On the other hand, in this circuit, the control circuit 2 is provided between the gate and the source of the switching element Q1, and the ON time of the switching element Q1 having a longer ON time than the switching element Q2 is limited to the time limit of the timer circuit 2a. Therefore, the ON time of the switching element Q2 can also be limited to the time limit of the timer circuit 2a, and the oscillation frequency of the inverter circuit INV can be prevented from being below a certain frequency even at low temperatures, and added to the circuit element. Stress can be reduced.
[0052]
  The circuit shown in FIG.This deviceAs in the circuit shown in FIG. 1, the partial smoothing circuit 3 is configured so that the charging current flows through the smoothing capacitor C1 when the switching element Q1 is turned on, and the switching element Q2 in which the regenerative current of the chopper circuit flows. Since the control circuit 2 is provided between the gate and the source, the on-time of the switching element Q2 having a longer on-time than the switching element Q1 can be limited to the time limit of the timer circuit 2a, as in the above-described circuit. Even when the temperature is low, it is possible to prevent the oscillation frequency of the inverter circuit INV from becoming a certain frequency or lower, and to reduce the stress applied to the circuit elements.
[0053]
  (Basic configuration 5)
  FIG.For different configurations of power suppliesA circuit diagram is shown. In this circuit,Basic configuration7, the series circuit of the resistor R28 and the Zener diode ZD5 is connected between both ends of the secondary winding n22 of the drive transformer T2, and the resistor R27 and the capacitor C13 are connected between both ends of the Zener diode ZD5. The series circuit is connected. Here, the resistor R28 and the Zener diode ZD5 constitute a power supply circuit 2c that generates an operating voltage of the timer circuit 2a. The configuration other than the power supply circuit 2c isBasic configuration7 is the same as the circuit shown in FIG. 7 described in FIG. 4, and the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted. Further, in the circuit shown in FIG. 10, the illustration of the activation circuit 1b is omitted.
[0054]
  In the circuit shown in FIG. 7, the voltage (gate signal) generated in the drive transformer n22 is used as the operating voltage of the timer circuit 2a. Therefore, if the voltage generated in the drive transformer n22 varies, the time limit of the timer circuit 2a may vary. There areThis deviceThen, since the charging current flows through the CR time constant circuit composed of the resistor R27 and the capacitor C13 due to the voltage stabilized by the Zener diode ZD5, even if the voltage generated in the drive transformer n22 fluctuates, the time limit of the timer circuit 2a is reduced. It can be made substantially constant, and by increasing the time limit, it is possible to prevent the oscillation frequency of the inverter circuit INV from decreasing and the stress applied to the circuit components from increasing.
[0055]
  (Basic configuration 6)
  FIG.Other configurations of power supplyA circuit diagram is shown.Basic configurationIn the circuit shown in FIG. 7A described in FIG. 4, the control circuit 2 is provided between the gate and the source of the high-side switching element Q1, but in the circuit of this apparatus, the gate-source between the low-side switching element Q2 is provided. Is provided with a voltage detection circuit 2d that detects the on / off state of the switching element Q2 from the potential at the connection point of the switching elements Q1 and Q2, and operates the timer circuit 2a only when the switching element Q2 is on. Provided.
[0056]
  The timer circuit 2a includes a resistor R27 to which the DC voltage Vdc is applied at one end, a capacitor C13 connected between the other end of the resistor R27 and the source of the switching element Q2, and a diode D17 connected in reverse parallel to the capacitor C13. It consists of.
[0057]
  The gate signal extraction circuit 2b includes a diode D16 having an anode connected to the gate of the switching element Q2, and a transistor Q6 having a collector-emitter connected between the gate and source of the switching element Q2 via a diode D16. The base of the transistor Q6 is connected to the connection point of the resistor R27 and the capacitor C13.
[0058]
  In addition, the voltage detection circuit 2d has a base connected to a connection point between the resistors R29 and R30, a series circuit of resistors R29 and R30 connected between the gate and source of the switching element Q2, a capacitor C14 connected in parallel to the resistor R30, and the resistors R29 and R30. And a transistor Q7 having a capacitor C13 connected between the collector and the emitter.
[0059]
  Here, when the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off, the potential at the connection point between the switching elements Q1 and Q2 is high, and the potential at the connection point between the resistors R29 and R30 is higher than the threshold voltage of the transistor Q7. Therefore, the transistor Q7 is turned on, and the both ends of the capacitor C13 are short-circuited. At this time, the transistor Q6 is turned off, and the gate and source of the switching element Q2 are not short-circuited via the transistor Q6.
[0060]
  On the other hand, when switching element Q1 is turned off and switching element Q2 is turned on, the potential at the connection point of switching elements Q1 and Q2 becomes low, and the potential at the connection point of resistors R29 and R30 is higher than the threshold voltage of transistor Q7. As it goes low, transistor Q7 is turned off. When the transistor Q7 is turned off, a charging current flows to the capacitor C13 via the resistor R27, and the voltage across the capacitor C13 increases. When a predetermined time elapses after the switching element Q2 is turned on and the voltage across the capacitor C13 reaches the threshold voltage of the transistor Q6, the transistor Q6 is turned on via the diode D16 and the transistor Q6. Since the gate and the source of the switching element Q2 are short-circuited, the gate signal of the switching element Q2 is extracted, and the switching element Q2 is turned off.
[0061]
  Thus, the voltage detection circuit 2d detects the ON state of the switching element Q2 from the potential at the connection point of the switching elements Q1 and Q2, and operates the timer circuit 2a only when the switching element Q2 is ON. When the switching element Q2 is turned on and the voltage detection circuit 2d operates the timer circuit 2a, the on-time of the switching element Q2 becomes long. When the time limit of the timer circuit 2a is reached, the timer circuit 2a Since the gate signal extraction circuit 2b forcibly turns off the switching element Q2 by the output, it is possible to prevent the ON time of the switching element Q2 from becoming longer than the time limit of the timer circuit 2a. Therefore, the oscillation frequency of the inverter circuit INV does not become a predetermined frequency or lower, and the output from the inverter circuit INV can be prevented from increasing, and the stress applied to the circuit components can be suppressed.
[0062]
  When operating power is supplied to the timer circuit 2a from the secondary winding of the driving transformer T2, when the driving transformer T2 is saturated, no voltage is generated on the secondary side, so that the power supply voltage of the timer circuit 2a becomes unstable. Although the time limit of the timer circuit 2a may fluctuate, in this circuit, the operating power is supplied from the separately provided DC power source to the timer circuit 2a, so that the operating voltage of the timer circuit 2a becomes stable and the time limit Since the ON time of the switching element Q2 can be limited to a predetermined time limit or less, the oscillation frequency of the inverter circuit INV is set to a predetermined frequency or more, and excessive stress is applied to the circuit components. Can be prevented.
[0063]
  (Basic configuration7)
  FIG.For different configurations of power suppliesA circuit diagram is shown.In this power supply device, the basic configuration 6 has been described.In the power supply device, a preheating control circuit 2e for controlling a preheating current flowing in the filament electrode of the discharge lamp La at the time of preheating start is provided. The configuration other than the preheating control circuit 2e isBasic configuration6 are the same as those of the power supply apparatus 6, and the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted. Further, in the circuit shown in FIG. 12, illustration of the activation circuit 1b is omitted.
[0064]
  The preheating control circuit 2e includes a resistor R31 connected between the gate and source of the low-side switching element Q2, a series circuit of a diode D18, capacitors C15 and C16, a resistor R32 connected in parallel to the capacitor C15, a diode D18, and a capacitor. A discharge diode D19 connected in reverse parallel to the series circuit of C15, a diode D20 having an anode connected to the gate of the switching element Q2 via a resistor R33, and a base connected to capacitors C15 and C16 via a resistor R34 And an NPN transistor Q7 having a collector connected to the cathode of the diode D20, an emitter connected to the source of the switching element Q2, an emitter connected to the gate of the switching element Q2, and a base connected to the resistor R33 and Diode D2 And a PNP transistor Q8 having a collector connected to the source of the switching element Q2 via a diode D21. The transistor Q7 and the transistor Q6 of the gate signal extraction circuit 2b are connected to each other and The emitters are connected to each other. The capacitance of the capacitor C15 is set to a sufficiently large value compared to the capacitor C16.
[0065]
  Next, the operation of this circuit from when the power is turned on to the preheating operation will be briefly described. When the power is turned on, the starter circuit 1b (not shown) starts the oscillating operation of the switching elements Q1 and Q2, and the driving elements 1a alternately turn on / off the switching elements Q1 and Q2 to perform self-excited oscillation.
[0066]
  At the time of starting the discharge lamp La, when a gate signal for turning on the switching element Q2 is generated in the secondary winding n23 of the driving transformer T2, the secondary winding n23-resistance R2-resistance R31-diode D18-capacitor C15-capacitor C16 -A current flows through the path of the secondary winding n23 and the capacitors C15 and C16 are charged. When the voltage across the capacitor C16 increases, the base current of the transistor Q7 increases, and the current flowing through the path of the secondary winding n23-resistor R2-resistor R33-diode D20-transistor Q7-secondary winding n23 increases. The transistor Q8 is turned on. At this time, the gate and the source of the switching element Q2 are short-circuited via the transistor Q8 and the diode D21, and the gate signal of the switching element Q2 is extracted, so that the switching element Q2 is turned off and the on-time of the switching element Q2 is shortened. Is done. As described above, when the ON time (that is, the ON duty) of the switching element Q2 is determined by the CR time constant circuit including the capacitor C16 and the resistor R31, the switching elements Q1 and Q2 perform self-excited oscillation. The on-time of the switching element Q1 is naturally determined.
[0067]
  Next, when the resonance current is inverted by the resonance operation of the LC resonance circuit, a gate signal for turning on the switching element Q1 is generated in the secondary winding n22 of the drive transformer T2, and the switching element Q1 is turned on. At this time, since the polarity of the gate voltage of the switching element Q2 becomes negative due to the voltage generated in the secondary winding n23, the path of the capacitor C16-diode D19-resistor R31-resistor R2-secondary winding n23-capacitor C16 The electric charge charged in the capacitor C16 is discharged.
[0068]
  Thereafter, when the resonance current is inverted again by the resonance operation of the LC resonance circuit, a gate signal for turning on the switching element Q2 is generated in the secondary winding n23 of the drive transformer T2, and the switching element Q2 is turned on. Thereafter, while repeating the same operation as described above, the switching elements Q1, Q2 perform self-excited oscillation, and the preheating time setting capacitor C15 is gradually charged.
[0069]
  When the capacitor C15 is charged and the voltage at both ends thereof increases, the current flowing through the CR time constant circuit composed of the capacitor C16 and the resistor R31 decreases, and the time until the switching element Q8 is turned on (that is, the switching element Q2 is turned off). The on-duty of the switching element Q2 gradually increases. When the voltage across the capacitor C15 is charged to a voltage substantially equal to the peak value of the gate signal applied to the switching element Q2, no current flows through the CR time constant circuit including the capacitor C16 and the resistor R31. The gate signal extraction operation of the switching element Q2 by the control circuit 2e is not performed.
[0070]
  Here, as the capacitor C15 is charged, the on-duty of the switching element Q2 approaches approximately 50%. From the state where the on-duty of the switching elements Q1 and Q2 is unbalanced, the on-duty is increased. When the state is shifted to approximately 50%, the oscillation frequencies of the switching elements Q1 and Q2 are decreased, the lamp voltage is gradually increased, the preheating operation is performed, and the discharge lamp La is eventually started.
[0071]
  Further, when the oscillation frequency of the inverter circuit INV decreases due to a decrease in the lamp impedance of the discharge lamp La at a low temperature, the on-time of the switching elements Q1, Q2 becomes longer, but the on-time of the switching elements Q1, Q2 becomes a timer. When the time limit of circuit 2a is reached,Basic configurationAs described in FIG. 6, the transistor Q6 of the gate signal extraction circuit 2b is turned on. When the transistor Q6 is turned on, a current flows through the path of the secondary winding n23-resistance R2-resistance R33-diode D20-transistor Q6-secondary winding n23 of the driving transformer T2, and the transistor Q8 is turned on. At this time, the gate and the source of the switching element Q2 are short-circuited via the transistor Q8 and the diode D21, and the gate voltage of the switching element Q2 is extracted, so that the switching element Q2 is turned off. Thus, since the ON time of the switching element Q2 is limited to the time limit of the timer circuit 2a or less, the oscillation frequency of the inverter circuit INV does not become lower than the predetermined frequency, and the output of the inverter circuit INV increases. It is possible to prevent a large stress from being applied to the circuit components.
[0072]
  As described above, in this circuit, the timer circuit 2a and the preheating control circuit 2e share a circuit including the transistor Q8, the diodes D20 and D21, and the resistor R33 for forcibly turning off the switching element Q2. The number of parts constituting the circuit can be reduced, and the cost can be reduced.
[0073]
  (Basic configuration8)
  FIG.Another configuration of power supplyA circuit diagram is shown.In this power supply device, the basic configuration 47A described with reference to FIG. 7A, the timer circuit 2a that limits a predetermined time limit from the time when the switching element Q1 is turned on, based on the potential at the connection point of the switching elements Q1 and Q2, and the gate and source of the switching element Q1 There is provided a gate signal extraction circuit 2b which is provided in between and forcibly turns off the gate signal of the switching element Q1 when the time limit operation of the timer circuit 2a is completed. Since the configuration other than the timer circuit 2a and the gate signal extraction circuit 2b is the same as the circuit shown in FIG. 7A, the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted. Further, in FIG. 13, illustration of the activation circuit 1b is omitted.
[0074]
  The timer circuit 2a includes a series circuit of resistors R35, R36, and R37 connected between the connection point of the switching elements Q1 and Q2 and the low potential side output terminal of the rectifier DB, and a capacitor C17 connected in parallel to the resistor R37. The NPN transistor Q9 has a base connected to the connection point of the discharge diode D23 connected in antiparallel with the resistor R36 and the resistors R36 and R37, and an emitter connected to the low potential side output terminal of the rectifier DB. And the light emitting diode LED1 connected between the connection point of the resistors R35 and R36 and the collector of the transistor Q9.
[0075]
  On the other hand, the gate signal extraction circuit 2b includes a phototransistor PT1 and a diode D22 connected between the gate and the source of the switching element Q1, and the phototransistor PT1 is optically coupled to the above-described light emitting diode LED1, and together with the light emitting diode LED1, a photocoupler. PC1 is comprised. The gate signal extraction circuit 2b is provided in the switching element Q1 on the side of flowing the regenerative current of the chopper circuit to the smoothing capacitor C1 out of the pair of switching elements Q1 and Q2.
[0076]
  The operations of the timer circuit 2a and the gate signal extraction circuit 2b will be briefly described below. When the switching elements Q1 and Q2 perform self-oscillation operation by the drive circuit 1a, the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off, the potential at the connection point of the switching elements Q1 and Q2 becomes a high potential, and the resistance R35, Capacitor C17 is charged via R36. Here, when the oscillation frequency of the inverter circuit INV decreases due to a decrease in the lamp impedance of the discharge lamp La at a low temperature and the on-time of the switching element Q1 reaches a predetermined time limit, the voltage across the capacitor C17 becomes a transistor. The threshold voltage of Q9 is reached and transistor Q9 is turned on. When the transistor Q9 is turned on, a current flows through the transistor Q9 to the light emitting diode LED1, and the light emitting diode LED1 generates an optical signal. At this time, the phototransistor PT1 is turned on by the optical signal of the light emitting diode LED1, the gate and the source of the switching element Q1 are short-circuited via the phototransistor PT1 and the diode D22, and the gate signal of the switching element Q1 is extracted. Switching element Q1 is forcibly turned off.
[0077]
  Thus, since the ON time of the switching element Q1 is limited to the time limit of the timer circuit 2a or less, the oscillation frequency of the inverter circuit INV does not become lower than the predetermined frequency, and the output of the inverter circuit INV increases. It is possible to prevent a large stress from being applied to the circuit components. Also,Basic configuration4, the gate signal generated by the driving transformer T2 is used as the operating voltage of the timer circuit 2a, and the driving transformer T2 is likely to be saturated, so that the operation of the timer circuit 2a may become unstable.This power supplyThen, since the voltage at the connection point of the switching elements Q1, Q2 is used as the operating voltage of the timer circuit 2a, a stable operating voltage can be supplied to the timer circuit 2a, and the operation of the timer circuit 2a can be stabilized.
[0078]
  (Basic configuration9)
  FIG.Other configurations of power supplyA circuit diagram is shown.Described in Basic Configuration 8In the power supply device, the gate signal extraction circuit 2b is provided between the gate and the source of the switching element Q1 that supplies the regenerative current of the chopper circuit to the smoothing capacitor C1.This power supplyThenDescribed in Basic Configuration 8In the power supply device, the timer circuit 2a that limits a predetermined time limit from the time when the switching element Q2 is turned on by the potential at the connection point of the switching elements Q1 and Q2, and the time limit operation of the timer circuit 2a are finished, the chopper is connected to the smoothing capacitor C1. There is provided a gate signal extraction circuit 2b for forcibly turning off a switching element Q2 different from the switching element Q1 through which a circuit regenerative current flows. The configuration other than the timer circuit 2a and the gate signal extraction circuit 2b is as follows.Basic configuration8 are the same as those of the power supply apparatus of FIG. Further, in FIG. 14, the start-up circuit 1b is not shown.
[0079]
  The timer circuit 2a includes a series circuit of resistors R35 and R36 and a capacitor C17 connected between a connection point of the switching elements Q1 and Q2 and a low potential side output terminal of the rectifier DB, and a series circuit of a resistor R36 and a capacitor C17. The zener diode ZD12 is connected in antiparallel.
[0080]
  The gate signal extraction circuit 2b includes a switching element Q10 composed of a MOSFET whose gate is connected to the connection point of the resistor R36 and the capacitor C17, and whose source is connected to the low potential side output terminal of the rectifier DB, and the gate of the switching element Q2. R38 connected between the drain of the switching element Q10, the collector is connected to the gate of the switching element Q2, the base is connected to the drain of the switching element Q10, and the emitter is connected to the rectifier DB via the diode D24. And the transistor Q11 connected to the output terminal on the low potential side.
[0081]
  Here, the operations of the timer circuit 2a and the gate signal extraction circuit 2b will be briefly described. When the driving circuit 1a causes the switching elements Q1 and Q2 to perform self-oscillation operation, the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off, the potential at the connection point of the switching elements Q1 and Q2 is the high potential side output terminal of the rectifier DB. The capacitor C17 is charged via the resistors R35 and R36, and the capacitor C17 is charged to a voltage corresponding to the Zener voltage of the Zener diode ZD12. When the voltage across the capacitor C17 becomes equal to or higher than the threshold voltage of the switching element Q10, the switching element Q10 is turned on. Therefore, the transistor Q11 is not turned off, and the gate and source of the switching element Q2 are short-circuited. Never happen.
[0082]
  Next, when the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, the potential at the connection point of the switching elements Q1 and Q2 becomes substantially the same as the potential at the low potential side output terminal of the rectifier DB, and the capacitor C17-resistor R36 The electric charge charged in the capacitor C17 is discharged through the path of the resistor R35, the switching element Q2, and the capacitor C17. Here, a CR time constant circuit is constituted by the capacitor C17 and the resistors R35 and R36. When the capacitance value of the capacitor C17 is c17 and the resistance values of the resistors R35 and R36 are r35 and r36, respectively, the time constant is ((r35 + r36 ) × c17).
[0083]
  As described above, when the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, the charge charged in the capacitor C17 is discharged and the voltage across the capacitor C17 gradually decreases. If it is equal to or higher than the threshold voltage of Q10, the switching element Q10 is turned on and the transistor Q11 is turned off, so that the gate and the source of the switching element Q2 are not short-circuited. Here, when the oscillation frequency of the inverter circuit INV decreases due to a decrease in the lamp impedance of the discharge lamp La at a low temperature and the ON time of the switching element Q2 reaches a predetermined time limit, the voltage across the capacitor C17 is switched. The voltage drops below the threshold voltage of the element Q10, and the switching element Q10 cannot maintain the on state. Therefore, the transistor Q11 is turned on, and the gate and source of the switching element Q2 are short-circuited via the transistor Q11 and the diode D24. The switching element Q2 is forcibly turned off.
[0084]
  Thus, the on-time of the switching element Q2 is limited to be equal to or less than the discharge time required for the voltage across the capacitor C17 to decrease from the voltage corresponding to the Zener voltage of the Zener diode ZD12 to the threshold voltage of the switching element Q10. Therefore, the oscillation frequency of the inverter circuit INV does not become lower than a predetermined frequency, and the output of the inverter circuit INV can be prevented from being increased, and a large stress can be prevented from being applied to the circuit components. Also mentioned aboveBasic configurationIn the power supply device 4, the voltage generated in the secondary winding of the driving transformer T2 is used as the operating voltage of the timer circuit 2a. Since the driving transformer T2 is easily saturated, the operation of the timer circuit 2a may become unstable. ,This power supplyThen, since the voltage at the connection point of the switching elements Q1, Q2 is used as the operating voltage of the timer circuit 2a, a stable operating voltage can be supplied to the timer circuit 2a, and the operation of the timer circuit 2a can be stabilized.
[0085]
  (Basic configuration10)
  FIG.Other configurations of power supplyA circuit diagram is shown. The configuration other than the control circuit 2 isBasic configuration7 is substantially the same as the power supply device 7, and the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted. Further, in FIG. 15, illustration of the activation circuit 1b is omitted.
[0086]
  The timer circuit 2a includes a series circuit of resistors R39, R40, and R41 connected between the connection point of the switching elements Q1 and Q2 and the low potential side output terminal of the rectifier DB, and a capacitor C18 connected in parallel to the resistor R41. The gate signal extracting circuit 2b is composed of a PNP transistor Q12 having a base connected to the connection point of the resistors R40 and R41. The
[0087]
  The preheating control circuit 2e is connected in reverse parallel to the series circuit of the resistor R31, the diode D18 and the capacitors C15 and C16 connected between the gate and the source of the switching element Q2, and the series circuit of the diode D18 and the capacitor C15. The discharge diode D19, the diode D25 connected in antiparallel with the capacitor C16, the base is connected to the connection point of the capacitors C15 and C16, the emitter is connected to the low potential side output terminal of the rectifier DB, and the collector Comprises an NPN transistor Q7 connected to the gate of the switching element Q2 via a diode D26. Here, between the two ends of the capacitor C15, the emitter and collector of the transistor Q12 are connected via a resistor R32.
[0088]
  Next, operations of the timer circuit 2a and the gate signal extraction circuit 2b will be briefly described. When the driving circuit 1a causes the switching elements Q1 and Q2 to perform self-oscillation operation, and the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off, the potential at the connection point of the switching elements Q1 and Q2 is the high potential side output terminal of the rectifier DB. The charging current flows through the capacitor C18 via the resistors R39 and R40, and the capacitor C18 is charged to a constant voltage determined by the Zener voltage of the Zener diode ZD18 and the voltage dividing ratio of the resistors R40 and R41.
[0089]
  Thereafter, when the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, the potential at the connection point of the switching elements Q1 and Q2 becomes substantially the same as the potential at the output terminal on the low potential side of the rectifier DB, and the capacitor C18-resistor R40- The electric charge accumulated in the capacitor C18 is discharged through the path of the resistor R39-switching element Q2-capacitor C18. However, when the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, the voltage across the capacitor C18 is sufficiently high, so that the transistor Q12 is turned off. In the preheating control circuit 2e, the secondary winding of the drive transformer T2 is turned on. Current flows through the path of line n23-resistor R2-resistor R31-diode D18-capacitor C15-capacitor C16-secondary winding n23, and capacitors C15 and C16 are charged. When the voltage across the capacitor C16 reaches the threshold voltage of the transistor Q7, the transistor Q7 is turned on, and the gate and source of the switching element Q2 are short-circuited via the diode D26 and the transistor Q7. The gate signal of Q2 is extracted, and the switching element Q2 is turned off.
[0090]
  Here, when the capacitor C15 is charged and the voltage across the capacitor C15 increases, the current flowing through the CR time constant circuit including the capacitor C16 and the resistor R31 decreases, and the time until the switching element Q8 is turned on (that is, the switching element) Since the time until Q2 is turned off becomes longer, the on-duty of the switching element Q2 gradually increases. When the voltage across the capacitor C15 is charged to a voltage substantially equal to the peak value of the gate voltage applied to the switching element Q2, no current flows through the CR time constant circuit including the capacitor C16 and the resistor R31. The gate voltage applied to the element Q2 is not extracted. Here, as the capacitor C15 is charged, the on-duty of the switching element Q2 approaches approximately 50%. From the state where the on-duty of the switching elements Q1 and Q2 is unbalanced, the on-duty is increased. As both shift to approximately 50%, the oscillation frequency of the switching elements Q1 and Q2 decreases, the lamp voltage gradually increases, a preheating operation is performed, and the discharge lamp La is eventually started.
[0091]
  By the way, at the time of starting the discharge lamp La, the oscillation frequency of the inverter circuit INV may decrease due to a decrease in the lamp impedance of the discharge lamp La, and the on-time of the switching element Q2 may become long. When turned on for a certain time or longer, the voltage across the capacitor C18 drops to the threshold voltage of the transistor Q12, and the transistor Q12 is turned on. When the transistor Q12 is turned on, a current flows through the path of the secondary winding n23-resistance R2-resistance R31-diode D18-resistance R32-transistor Q12-capacitor C16-secondary winding n23 of the driving transformer T2, and the capacitor C15 As compared with the case where the charging current is supplied to the capacitor C16 via the capacitor C16, the charging current flowing to the capacitor C16 is increased. Therefore, the time required for charging the capacitor C16 is shortened, and the time until the transistor Q7 is turned on is shortened. Thus, the ON time of the switching element Q2 does not exceed the time limit of the timer circuit 2a, and it is possible to suppress an increase in the output due to a decrease in the oscillation frequency of the inverter circuit INV.
[0092]
  Further, in this circuit, since the timer circuit 2a and the preheating control circuit 2e share a part of the circuit, the number of elements constituting the circuit can be reduced and the cost can be reduced.
[0093]
  (Basic configuration11)
  FIG.Another configuration of power supplyA circuit diagram is shown.thisIn the power supply,Described in Basic Configuration 10In the power supply device, a bias circuit 2f and a reset circuit 2g for discharging charges accumulated in the capacitors C15 and C16 of the preheating control circuit 2e when the power is turned off are provided. The circuit configuration other than the bias circuit 2f and the reset circuit 2g isBasic configurationSince it is the same as that of 10 power supply devices, the same components are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Further, in FIG. 16, illustration of the activation circuit 1b is omitted.
[0094]
  The reset circuit 2g includes a series circuit of resistors R42 and R43 connected between DC output terminals of the rectifier DB, a capacitor C19 connected in parallel to the resistor R43, and a resistor connected in parallel to the series circuit of resistors R42 and R43. The base is connected to the connection point of the series circuit of R44, R45, R46 and the resistors R42, R43, the collector is connected to the connection point of the resistors R45, R46, and the emitter is connected to the low potential side output terminal of the rectifier DB. The NPN transistor Q13, the capacitor C20 connected in parallel with the series circuit of the resistors R45 and R46, and the base is connected to the connection point of the resistors R45 and R46, and the diode D18 and the capacitor C15 of the preheating control circuit 2e are connected. Transistor having collector connected to point and emitter connected to low potential side output terminal of rectifier DB Composed of the 14.
[0095]
  The bias circuit 2f includes a resistor R47 having one end connected to the connection point between the resistors R44 and R45, a collector connected to the other end of the resistor R47, and a node D connected to the connection point between the capacitors C15 and C16 via the diode D27. The transistor Q15 is connected to the emitter, and the base of the transistor Q15 is connected to the connection point of the resistor R32 and the transistor Q12. The other end of the resistor R32 is connected to a connection point between the resistors R44 and R45.
[0096]
  Here, the operation of the reset circuit 2g will be briefly described. When the AC power supply Vs is turned on, a current flows from the rectifier DB to the capacitor C19 via the resistor R42, and the transistor Q13 is turned on. Further, a current flows from the rectifier DB to the capacitor C20 via the resistor R44, and the capacitor C20 is charged. Here, a voltage obtained by dividing the voltage across the capacitor C20 is applied to the base of the transistor Q14. The capacitance of the capacitor C20 is set to a value sufficiently larger than the capacitance of the capacitor C19. Therefore, the charging time of the capacitor C20 is longer than that of the capacitor C19, and the transistor Q13 is turned on before the transistor Q14 is turned on. Accordingly, the resistor R13 is turned on when the power is turned on, and the base potential of the transistor Q14 is substantially equal to the potential of the output terminal on the low potential side of the rectifier DB, so that the transistor Q14 is turned off.
[0097]
  Thereafter, when the power supply from the AC power supply Vs is lost, the output voltage of the rectifier DB becomes substantially zero, so that the base current does not flow through the transistor Q13 and the transistor Q13 is turned off. When the transistor Q13 is turned off, a voltage obtained by dividing the voltage across the capacitor C20 by the resistors R45 and R46 is applied to the base of the transistor Q14, and the transistor Q14 is turned on, so that the charges accumulated in the capacitors C15 and C16 The battery is discharged through Q14 and a reset operation is performed.
[0098]
  Also,Basic configurationIn the power supply device 10, the series circuit of the resistor R32 and the transistor Q12 is connected in parallel with the capacitor C15 of the preheating control circuit 2e, the on-time of the switching element Q2 reaches the time limit of the timer circuit 2a, and the transistor Q12 When turned on, a charging current is passed through the capacitor C16 via a series circuit of the resistor R32 and the transistor Q12.This power supplyThen, there is provided a bias circuit 2f that allows a stable direct current to flow through the capacitor C16 when the transistor Q12 is turned on.
[0099]
  When the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off, the potential at the connection point of the switching elements Q1 and Q2 becomes a high potential, and the capacitor C18 is charged to a predetermined voltage. Next, when the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, the potential at the connection point of the switching elements Q1 and Q2 becomes low, so that the path of the capacitor C18-resistance R40-switching element Q2-capacitor C18 The charge accumulated in the capacitor C18 is released. Here, when the on-time of the switching element Q2 reaches a certain time, the voltage across the capacitor C18 falls below the threshold voltage of the transistor Q12, and the transistor Q12 is turned off. When the transistor Q12 is turned off, the base potential of the transistor Q15 becomes high, so that the transistor Q15 is turned on, and a charging current flows from the capacitor C20 to the capacitor C16 via the resistor R47, the transistor Q15, and the diode D27. The time until is turned on is shortened. When the transistor Q7 is turned on, the gate and source of the switching element Q2 are short-circuited via the diode D26 and the transistor Q7, and the switching element Q2 is forcibly turned off. Thus,Described in Basic Configuration 10Similar to the power supply device, the ON time of the switching element Q2 can be prevented from exceeding a certain time, and the increase in the output due to the decrease in the oscillation frequency of the inverter circuit INV can be suppressed.
[0100]
  Since the capacitor C16 of the preheating control circuit 2e is a small-capacitance capacitor, the bias circuit 2f does not need to pass a large current to charge the capacitor C16. Therefore,This deviceIn the bias circuit 2f, the capacitor C20 of the reset circuit 2g is used as a power source, and a direct current is passed through the capacitor C16 of the preheating control circuit 2e.
[0101]
  (Basic configuration12)
  by the way,Described in Basic Configuration 8As in the power supply device, when the drain-source voltage of the switching element Q2 is the operating voltage of the timer circuit 2a, when the switching element Q2 is turned on, the voltage at the connection point of the switching elements Q1 and Q2 becomes approximately 0V. The electric charge charged in the capacitor C17 is discharged, and the voltage across the capacitor C17 (that is, the voltage between the base and the emitter of the transistor Q9) is reduced to approximately 0 V (see FIG. 18E). Here, when the voltage applied to the timer circuit 2a (that is, the voltage at the connection point of the switching elements Q1 and Q2) changes due to the ON voltage of the switching element Q2 or the like, the voltage across the capacitor C17 varies, so the switching element Q1 When the switch is turned on, the time required for the voltage across the capacitor C1 to be charged up to the threshold voltage of the transistor Q9 fluctuates, which may cause variations in the operation of the timer circuit 2a.
[0102]
  there,thisIn the power supply,Described in Basic Configuration 8In the power supply device, instead of connecting the ground line of the timer circuit 2a to the low potential side output terminal of the rectifier DB, it is connected to the gate of the switching element Q2 as shown in FIG. 17, and the operating voltage of the timer circuit 2a is switched. By using the drain-gate voltage of the element Q2, variations in the operation of the timer circuit 2a are prevented. still,Described in Basic Configuration 8The same components as those of the power supply apparatus are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. In FIG. 17, the start-up circuit 1b is not shown.
[0103]
  The timer circuit 2a includes a series circuit of resistors R48 and R49 connected between the connection point of the switching elements Q1 and Q2 and the low potential side output terminal of the rectifier DB, the connection point of the resistors R48 and R49, and the switching element Q2. A series circuit of a resistor R50 and a capacitor C21 connected between the gate, a diode D28 connected in parallel with the resistor R50 with the cathode connected to the connection point of the resistors R48 and R49, and a cathode connected to the resistor R50 and the capacitor C21. A diode D29 connected in parallel to the capacitor C21 on the connection point side, an NPN transistor Q9 having a base connected to the connection point of the resistor R50 and the capacitor C21, and an emitter connected to the gate of the switching element Q2, The resistor R5 is connected between the connection point of the resistors R48 and R49 and the collector of the transistor Q9. Composed of a photocoupler PC1 to the light emitting diode LED1 is connected via a.
[0104]
  18 (a) to 18 (d) show voltage waveforms at various portions, and FIG. 18 (a) shows a voltage waveform indicating the voltage Va at the gate of the switching element Q2 (point a in FIG. 17). (B) is a voltage waveform indicating a voltage Vb at a connection point of the resistors R48 and R49 (point b in FIG. 17) (that is, a voltage obtained by dividing the voltage at the connection point of the switching elements Q1 and Q2 by the resistors R48 and R49). FIG. 18C shows a voltage waveform indicating the voltage at the point b (= Vb−Va) with respect to the point a, and FIG. 18D shows the voltage waveform of the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q9.
[0105]
  When the switching element Q2 is turned on, the gate voltage Va of the switching element Q2 becomes the positive voltage Vap, and the voltage Vb becomes 0V. Further, the voltage (Vb−Va) when the point a is viewed from the point a becomes (−Vap). On the other hand, when the switching element Q1 is turned on, the gate voltage Va of the switching element Q2 becomes (−Vap). Since the voltage at the connection point of the switching elements Q1 and Q2 becomes the smoothing voltage of the smoothing capacitor C1, the voltage Vb obtained by dividing this voltage becomes Vbp. The voltage (Vb−Va) when the point a is viewed from the point a is (Vap + Vbp).
[0106]
  As described above, the voltage at point b (Vb−Va) with respect to point a is inverted between positive and negative according to on / off of switching elements Q1 and Q2, and is therefore connected between point b and point a. Positive and negative voltages are applied to the timer circuit 2a. When switching element Q1 is turned on and switching element Q2 is turned off, switching element Q1 is turned off and switching element Q2 is turned on, voltage (Vb−Va) changes from positive voltage (Vap + Vbp) to negative voltage. Invert to (-Vap). At this time, the charge charged in the capacitor C21 is discharged through the diode D28 and the resistor R48, and the base voltage of the transistor Q9 (that is, the reset voltage of the capacitor C21) is generated by the forward voltage of the diode D29 connected in parallel to the capacitor C21. Clamped to about (−0.7) V. Thus, since the voltage across the capacitor C21 becomes substantially constant when the switching element Q1 is switched from OFF to ON, the voltage across the capacitor C21 reaches the threshold voltage of the transistor Q9 when the switching element Q1 is turned on. The charging time required for charging becomes substantially constant, and variations in the operation of the timer circuit 2a can be eliminated.
[0107]
  (Basic configuration 13)
  FIG.Other configurations of power supplyA circuit diagram is shown.thisIn the power supply device, the timer includes a series circuit of resistors R48 and R49 connected between the drain and source of the switching element Q2, and a capacitor C22 connected between the connection point of the resistors R48 and R49 and the gate of the switching element Q2. The circuit 2a is configured, the base is connected to the connection point of the resistors R48 and R49, the NPN transistor Q16 whose collector is connected to the low potential side output terminal of the rectifier DB, and the anode is connected to the emitter of the transistor Q16. In addition, a gate signal extraction circuit 2b is configured by a diode D30 having a cathode connected to a connection point between the secondary winding n23 of the driving transformer T2 and the resistor R2. The configuration other than the timer circuit 2a and the gate signal extraction circuit 2b is as follows.Basic configuration8 are the same as those of the power supply apparatus of FIG. Further, in FIG. 19, illustration of the activation circuit 1b is omitted.
[0108]
  Here, when the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off, the gate-source voltage of the switching element Q2 has a negative potential on the gate side, so that a charging current flows to the capacitor C22 via the resistor R49. . Here, when the ON time of the switching element Q1 exceeds a certain time, the voltage across the capacitor C22 exceeds the threshold voltage of the transistor Q16, and the transistor Q16 is turned on. On the other hand, since the gate voltage of the switching element Q1 is positive and each winding of the drive transformer T2 is magnetically coupled, both ends of the secondary winding n23 on the switching element Q2 side are short-circuited by the switching element Q2. Then, the voltage across the secondary winding n22 on the switching element Q1 side also becomes zero, and the switching element Q1 is forcibly turned off. Therefore, even if the oscillation frequency of the inverter circuit INV decreases due to a decrease in lamp impedance at low temperatures and the on-time of the switching elements Q1 and Q2 increases, the on-time can be suppressed within a certain time. it can.
[0109]
  (Embodiment1)
  FIG. 20 shows a circuit diagram of the power supply device of this embodiment. In the power supply device of this embodiment,Basic configuration 1In the power supply apparatus described in the above, a preheating circuit 2c and a control circuit 2h are provided instead of the timer circuit 2a and the gate signal extraction circuit 2b. Also,Basic configurationIn the power supply device 1, when the switching element Q1 is turned on, the rectifier DB-diode Dim-diode Di-switching element Q1-primary winding n21 of the driving transformer T2-primary winding n21 of the transformer T1-diode D2-smoothing capacitor C1-rectifier Although the charging current flows through the smoothing capacitor C1 through the DB path, in the power supply device of this embodiment, when the switching element Q2 is turned on, the rectifier DB-diode Dim-diode Di-smoothing capacitor C1-diode D2-leakage transformer LT1. The charging current is supplied to the smoothing capacitor C1 through the path of the primary winding of the driving transformer T2, the primary winding n21 of the driving transformer T2, the switching element Q2, and the rectifier DB. The basic circuit configuration of the power supply isBasic configurationSince this is substantially the same as 1, the same component is denoted by the same reference numeral, and the description thereof is omitted. In addition, the configuration of the preheating circuit 2c isBasic configurationSince it is the same as that of the preheating circuit demonstrated by 10, the description is abbreviate | omitted.
[0110]
  In the control circuit 2h, a series circuit of resistors R52 and R53 is connected between the DC output terminals of the rectifier DB, and a capacitor C23, a Zener diode ZD14, and a series circuit of a resistor R54, the thermistor Th1, and a resistor R55 are connected in parallel with the resistor R53. Are connected, and a noise removing capacitor C24 is connected in parallel with the series circuit of the thermistor Th1 and the resistor R55. The connection point of the resistors R52 and R53 is connected to the collector of the NPN transistor Q17 via the resistor R56, and the base of the transistor Q17 is connected to the connection point of the resistor R54 and the thermistor Th1 via the Zener diode ZD15. The emitter of the transistor Q17 is connected to the connection point of the capacitors C15 and C16 of the preheating circuit 2c. The thermistor Th1 is thermally coupled to the drive transformer T2. As shown in FIG. 21, the resistance value of the thermistor Th1 decreases as the temperature T of the drive transformer T2 increases.
[0111]
  Here, the operation of this circuit will be briefly described. When the AC power supply Vs is turned on, a start signal is input to the switching element Q2 by the start circuit 1b, and then the drive circuit 1a alternately turns on / off the switching elements Q1 and Q2 according to the resonance operation of the resonance circuit. When a gate signal is input to the gate of the switching element Q2 by the drive circuit 1a, a current flows from the gate of the switching element Q2 through the path of the resistor R31-diode D18-capacitor C15-capacitor C16. At this time, when a base current flows to the transistor Q7 via the resistor R34 and the base current of the transistor Q7 reaches a current sufficient to short-circuit between the gate and the source of the switching element Q2, the current flows via the diode D20 and the transistor Q7. The gate and source of the switching element Q2 are short-circuited, and the switching element Q2 is forcibly turned off. Next, when the resonance current is inverted by the resonance operation of the resonance circuit, a gate signal for turning on the switching element Q1 is generated in the secondary winding n22. On the other hand, a negative voltage is generated between the gate and source of the switching element Q2, and the charge accumulated in the capacitor C16 is discharged through the diode D19 and the resistor R31.
[0112]
  The preheating circuit 2c repeats this series of operations until the voltage across the capacitor C15 reaches a certain voltage (that is, a voltage substantially equal to the peak value of the gate voltage of the switching element Q2). As the voltage across the capacitor C15 increases, the current flowing through the CR time constant circuit of the resistor R31 and the capacitor C16 decreases, and the time until the voltage across the capacitor C16 reaches the threshold voltage of the transistor Q7 increases. The on-time of the switching element Q2 becomes longer, and the on-duty of the switching elements Q1, Q2 gradually shifts from an unbalanced state to a state where both are approximately 50%. Here, in a state where the on-duty of the switching elements Q1, Q2 is unbalanced, the filament electrode of the discharge lamp La made of a fluorescent lamp is pre-heated in advance, and can smoothly shift to the lighting state without applying stress to the lamp. it can.
[0113]
  By the way, when the ambient temperature of the discharge lamp La and the power supply device is low, the temperature T of the driving transformer T2 is also low, so that the resistance value of the thermistor Th1 becomes large. Therefore, the combined resistance of the thermistor Th1 and the resistor R55 increases, and the voltage at the connection point between the resistor R54 and the thermistor Th1 increases. Here, when the ambient temperature becomes lower than the predetermined temperature, the resistance values of the resistors R54 and R55 and the thermistor Th1 and the resistances of the Zener diode ZD15 are set so that the voltage at the connection point of the resistor R54 and the thermistor Th1 exceeds the Zener voltage of the Zener diode ZD15. When the Zener voltage is set, the ambient temperature becomes lower than the predetermined temperature, and the Zener diode ZD15 becomes conductive, the base current flows through the transistor Q17, and the transistor Q17 is turned on. At this time, since the charging current flows through the capacitor C16 through the path of the capacitor C23-resistor R56-transistor Q17-capacitor C16-capacitor C23, the charging time of the capacitor C16 is shortened and the on-time of the switching element Q2 is shortened. Therefore, the on-duty of the switching elements Q1 and Q2 becomes unbalanced, the output of the inverter circuit INV can be reduced, and the output of the inverter circuit INV can be prevented from increasing at low temperatures.
[0114]
  When power is supplied to the inverter circuit INV and a resonance current flows through the drive transformer T2, the drive transformer T2 self-heats and circuit components other than the drive transformer T2 also generate heat, so that the temperature of the drive transformer T2 rises. The resistance value of the thermistor Th1 decreases. When the temperature of the drive transformer T2 becomes higher than the predetermined temperature, the voltage at the connection point between the resistor R54 and the thermistor Th1 becomes lower than the Zener voltage of the Zener diode ZD15, and the Zener diode ZD15 is turned off. The charging current does not flow to the capacitor C16 via R56 and the transistor Q17. Therefore, the charging time of the capacitor C16 is shortened by the control circuit 2h, the on-time of the switching element Q2 is not shortened, and the inverter circuit INV performs an oscillation operation at the oscillation frequency by self-excited oscillation.
[0115]
  In the present embodiment, the configuration of the main circuit described in the conventional example is described as an example. However, the configuration of the main circuit is not limited to the above circuit, and as illustrated in FIG. A rectifier DB that rectifies the AC voltage of the AC power supply Vs input through the filter circuit F, a smoothing capacitor C1, a series circuit of switching elements Q1 and Q2 connected between both ends of the smoothing capacitor C1, and a rectifier DB A series circuit of a primary winding of the leakage transformer LT1 and a primary winding of the driving transformer T2 connected via a diode D31 between the output terminal of the high potential side and the connection point of the switching elements Q1 and Q2, and the leakage transformer LT1 One end is connected to the connection point of the load circuit 4 connected to the secondary side, the diode D31 and the leakage transformer LT1, and the other end is connected to the smoothing capacitor. And a capacitor C25 connected to the low potential side terminal of the capacitor C1, and a main circuit configured by connecting the low potential side DC output terminal of the rectifier DB to the low potential side terminal of the smoothing capacitor C1. The preheating circuit 2c and the control circuit 2h of the embodiment may be applied, and an increase in the output of the inverter circuit INV at a low temperature can be prevented as described above.
[0116]
  The operation of the main circuit is the same as that of the power supply apparatus disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 10-285946. When the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off, the smoothing capacitor C1-switching element Q1-primary drive transformer T2 is primary. The discharge current of the capacitor C1 flows through the path of the winding-primary winding-capacitor C25-smoothing capacitor C1. Next, when the resonance current is inverted by the resonance operation of the resonance circuit and the switching element Q2 is turned off, the energy accumulated in the primary winding of the leakage transformer LT1 is released, and the primary winding of the leakage transformer LT1—capacitor C25—switching. Current continues to flow in the path of the parasitic diode of the element Q2, the primary winding of the driving transformer T2, and the primary winding of the leakage transformer LT1. Thereafter, when the switching element Q2 is turned on, a current flows through a path of the capacitor C25-the primary winding of the leakage transformer LT1-the primary winding of the driving transformer T2-the switching element Q2-capacitor C25. At this time, when the voltage across the capacitor C25 decreases and the voltage across the capacitor C25 becomes lower than the output voltage of the rectifier DB, the primary winding of the rectifier DB-diode D31-leakage transformer LT1-primary winding of the driving transformer T2- Input current is drawn in the path of switching element Q2-rectifier DB. Even if the resonance current is inverted by the resonance operation of the resonance circuit and the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off, the primary winding of the rectifier DB-diode D31-leakage transformer LT1-primary winding of the driving transformer T2 When the current continues to flow through the path of the winding-parasitic diode of the switching element Q1-smoothing capacitor C1-rectifier DB and the current becomes zero, the smoothing capacitor C1-powered again as the power source, the smoothing capacitor C1-switching element Q1-drive transformer T2 A current flows through the path of the primary winding-the primary transformer of the leakage transformer LT1, the capacitor C25, and the smoothing capacitor C1, and thereafter the above-described operation is repeated.
[0117]
  As shown in FIG. 23, a series circuit of diodes D32 and D33 and a series circuit of switching elements Q1 and Q2 are connected between both ends of the smoothing capacitor C1, and a filter circuit is connected to the connection point of the diodes D32 and D33. One end of the AC power supply Vs is connected via F, and the primary winding of the leakage transformer LT1 and the primary winding of the drive transformer T2 are connected in series between the other end of the AC power supply Vs and the connection point of the switching elements Q1 and Q2. The main circuit in which the capacitor C26 is connected between the other end of the AC power supply Vs and the low potential side terminal of the smoothing capacitor C1 and the load circuit 4 is connected to the secondary side of the leakage transformer T1 is implemented in this embodiment. The preheating circuit 2c and the control circuit 2h may be applied, and an increase in the output of the inverter circuit INV at a low temperature can be prevented as described above. That.
[0118]
  The operation of the main circuit is the same as that of the power supply device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 10-271845. When the polarity of the power supply voltage of the AC power supply Vs is below, this direction is called positive polarity. ) Will be described. Since the smoothing capacitor C1 is charged immediately after the power is turned on, when the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off, the primary winding of the smoothing capacitor C1-switching element Q1-driving transformer T2-the primary winding of the leakage transformer LT1. -Current flows through the path of the capacitor C26-smoothing capacitor C1, and the capacitor C26 is charged. When the voltage across the capacitor C26 becomes equal to the voltage across the AC power supply Vs, no current flows through the capacitor C26, and the AC power supply Vs-diode D32-switching element Q1-primary winding of the drive transformer T2-leakage transformer LT1 primary winding. -Current flows through the path of the AC power supply Vs.
[0119]
  Next, when the resonance current is inverted by the resonance operation of the resonance circuit and the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, the primary winding of the AC power supply Vs-diode D32-smoothing capacitor C1-switching element Q2-driving transformer T2. -Primary winding of the leakage transformer LT1-A current flows through the path of the AC power supply Vs, the energy accumulated in the primary winding of the leakage transformer LT1 is released, and the smoothing capacitor C1 is charged. That is, since the addition voltage of the voltage of the AC power supply Vs and the voltage of both ends of the leakage transformer LT1 is applied to both ends of the smoothing capacitor C1, the voltage between both ends of the smoothing capacitor C1 becomes a voltage obtained by boosting the power supply voltage of the AC power supply Vs. . Thereafter, the energy stored in the primary winding of the leakage transformer LT1 is released, and when the voltage across the capacitor C26 becomes higher than the voltage across the primary winding of the leakage transformer LT1, the primary of the capacitor C26-leakage transformer LT1. The electric charge charged in the capacitor C26 is released through the path of the winding-primary winding-switching element Q2-capacitor C26, and energy is stored in the primary winding of the leakage transformer LT1.
[0120]
  Thereafter, when the resonance current is reversed by the resonance operation of the resonance circuit, the switching element Q1 is turned on and the switching element Q2 is turned off, the primary winding of the leakage transformer LT1—the primary winding of the driving transformer T2—the switching element Q1—smoothing capacitor Current flows through the path of the primary winding of C1-capacitor C26-leakage transformer LT1, energy stored in the primary winding of leakage transformer LT1 is released, and thereafter the above-described operation is repeated. In addition, since the operation is substantially the same when the polarity of the power supply voltage of the AC power supply Vs is negative, the description is omitted.
[0121]
  (Basic configuration 14)
  FIG.Other configurations of power supplyA circuit diagram is shown. In this power supply,Basic configuration1 is provided with a time constant variable circuit 2i that changes the time constant of the timer circuit 2a in accordance with the lamp voltage. Further, a leakage transformer LT1 is used instead of the transformer T1, and an LC resonance circuit is configured by the leakage inductance of the leakage transformer LT1 and the capacitors C5 and Cr. The configuration other than the time constant variable circuit 2i and the leakage transformer LT1 is as follows.Basic configurationSince it is the same as that of 1 power supply apparatus, the same code | symbol is attached | subjected to the same component and the description is abbreviate | omitted.
[0122]
  The leakage transformer LT1 is provided with an auxiliary winding n13 magnetically coupled to the primary winding n11, and one end of the auxiliary winding n13 is connected to the low potential side output end of the rectifier DB. On the other hand, the other end of the auxiliary winding n13 is connected to the low potential side output terminal of the rectifier DB via a diode D34 and a series circuit of resistors R57 and R58, and a transistor Q18 is connected to the connection point of the resistors R57 and R58. The base of is connected. The collector of the transistor Q18 is connected to the connection point of the resistor R12 and the capacitor C11 via the capacitor C27, and the emitter is connected to the low potential side output terminal of the rectifier DB. Here, the time constant variable circuit 2i is composed of the auxiliary winding n13 of the leakage transformer LT1, the resistors R57 and R58, the transistor Q18, and the capacitor C17.
[0123]
  Here, the operation of the time constant variable circuit 2i will be briefly described. The voltage generated in the auxiliary winding n13 changes according to the lamp voltage. The voltage generated in the auxiliary winding n13 is rectified by the diode D34 and divided by the resistors R57 and R58. When the divided voltage exceeds the threshold voltage of the transistor Q18, the transistor Q18 is turned on. On the other hand, if the divided voltage is lower than the threshold voltage of transistor Q18, transistor Q18 is turned off.
[0124]
  That is, when the lamp impedance of the discharge lamp La is large and the lamp voltage is high near room temperature, the transistor Q18 is turned on, and the time constant of the timer circuit 2a is determined by the combined capacitance of the resistors R11 and R12 and the capacitors C11 and C27. Is done. On the other hand, when the lamp impedance of the discharge lamp La is low and the lamp voltage is low at low temperatures, the winding ratio of the leakage transformer LT1 and the voltage dividing ratio of the resistors R57 and R58 are set so that the transistor Q18 is turned off. When the transistor Q18 is turned off, the time constant of the timer circuit 2a is determined by the resistors R11 and R12 and the capacitor C11. Therefore, the time constant becomes smaller than that at normal temperature and the time limit of the timer circuit 2a becomes shorter. The lower limit value of the oscillation frequency of the circuit INV is higher than that at room temperature.
[0125]
  Thus, in this circuit, the time constant of the timer circuit 2a is switched between normal temperature and low temperature, so that the oscillation frequency at normal temperature and the oscillation frequency at low temperature can be designed separately, Since the time constant at a low temperature is made smaller than that at the time, the lower limit value of the oscillation frequency of the inverter circuit INV is increased at a low temperature, the output of the inverter circuit INV is increased, and the stress applied to the circuit components is increased. Can be prevented.
[0126]
  (Basic configuration 15)
  In FIG.Other configurations of the power supplyThe circuit diagram of is shown. Embodiment1In the power supply apparatus, the charging current was passed through the smoothing capacitor C1 when the switching element Q2 was turned on by the partial smoothing circuit 3.This power supplyThen, embodiment1The smoothing capacitor C1 is connected between both ends of the switching elements Q1 and Q2. The control circuit 2h has one end connected to a connection circuit between the resistors R52 and R53, a series circuit of resistors R52 and R53 connected between the DC output terminals of the rectifier DB, a capacitor C23 connected in parallel to the resistor R53, and the resistors R52 and R53. Resistors R59 and R60, a Zener diode ZD16 having a cathode connected to the other end of the resistor R59, and a transistor Q17 having a base connected to the anode of the Zener diode ZD16 and a collector connected to the other end of the resistor R60. The emitter of the transistor Q17 is connected to the connection point of the capacitors C15 and C16. The configuration other than the smoothing capacitor C1 and the control circuit 2h is the embodiment.1Therefore, the same components are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
[0127]
  In this circuit, when the switching element Q2 is turned on, the resonance current flows along the path of the smoothing capacitor C1, the capacitor Cin, the capacitor Ca, the primary winding of the leakage transformer LT1, the primary winding of the driving transformer T2, the switching element Q2, and the smoothing capacitor C1. Flows and the capacitor Cin is charged. When the sum of the voltage across the capacitor Cin and the output voltage of the rectifier DB reaches the voltage across the smoothing capacitor C1, the primary winding of the rectifier DB-diode Dim-capacitor Ca-leakage transformer LT1-primary winding of the driving transformer T2. The input current is drawn through the path of the line-switching element Q2-rectifier DB. After that, when the resonance current flowing in the resonance circuit is reversed and the switching element Q2 is turned off and the switching element Q1 is turned on, the capacitor Ca-capacitor Cin (diode Di) -switching element Q1-primary winding-leakage transformer T2 A current flows through the path of the primary winding of LT1 and the capacitor Ca.
[0128]
  Thus, in a power supply device in which a part of the resonance current is used as an input current, the power supplied to the load increases as the power supply voltage increases. Moreover, when the lamp impedance of the discharge lamp La is low at low temperatures and the temperature of the drive transformer T2 is also low, the output of the inverter circuit INV increases. Therefore, when the power supply voltage rises at low temperatures, the power supplied to the load However, there is a problem that the stress applied to the circuit element further increases.
[0129]
  Here, when a voltage higher than the rated input voltage is input, the potential at the connection point of the resistors R52 and R53 connected between the DC output terminals of the rectifier DB rises. When the potential at the connection point between the resistors R52 and R53 reaches a potential sufficient to cause the Zener diode ZD16 to conduct, the Zener diode ZD16 conducts and a base current is applied to the transistor Q17.
At this time, since the charging current flows through the capacitor C16 of the preheating circuit 2c through the path of the capacitor C23-resistor R60-transistor Q17-capacitor C16-capacitor C23, the time required for charging the capacitor C16 is shortened and the switching element Q2 is turned on. Time is shortened. Thus, when the input voltage is higher than the rated voltage, excessive power is supplied from the inverter circuit INV to the load by operating the inverter circuit INV with the ON times of the switching elements Q1 and Q2 being unbalanced. And the output power can be controlled to be substantially constant. Further, even when the power supply voltage rises at a low temperature, it is possible to prevent an excessive stress from being applied to the circuit element.
[0130]
  (Basic configuration 16)
  thisThe circuit configuration of the power supply device is the same as that of the conventional power supply device shown in FIG.This deviceTherefore, as the discharge lamp La, for example, a so-called power-saving fluorescent lamp containing an inert gas having a large atomic weight such as krypton or neon is used. It has been found that the power-saving fluorescent lamp has a lower illuminance than a general fluorescent lamp when the ambient temperature is as low as about (−10) ° C. FIG. 26 shows illuminance characteristics (specific luminous flux (%)) with respect to the ambient temperature of a power-saving fluorescent lamp (model number: FLR40 / 36) manufactured by Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. and a general fluorescent lamp (model number: FLR40). 26 is a characteristic curve of a power-saving fluorescent lamp, and FIG. 26B is a characteristic curve of a general fluorescent lamp. When a power-saving fluorescent lamp is used as a load, the illuminance at low temperature (−10 ° C.) is It is about 30% of the illuminance at normal temperature (25 ° C.).
[0131]
  FIG. 27 is a diagram showing the relationship between the equivalent resistance of the power-saving fluorescent lamp and the ambient temperature. In FIG. 27, the equivalent resistance at 25 ° C. is taken as 1, and the relative value of the equivalent resistance at each temperature is shown. In a power-saving fluorescent lamp, the lamp impedance decreases at low temperatures, so the output of the inverter circuit INV tends to increase. However, when the DC power supply of the inverter circuit INV is constant, the output of the inverter circuit INV does not increase much. It was. Therefore, when a power-saving fluorescent lamp is used as the load of such an inverter circuit INV, there is a problem that the illuminance of the lamp is extremely lowered at low temperatures. Therefore, for example, there is a method of detecting a low temperature state and controlling to increase the output of the inverter circuit INV at a low temperature, but it is necessary to newly add an ambient temperature detection circuit or the like, which causes an increase in cost. .
[0132]
  thisIn the power supply device, when the lamp impedance of the discharge lamp La decreases at a low temperature, the oscillation frequency decreases as shown in FIG. 28, the on-time of the switching elements Q1 and Q2 increases, and the charging current flows through the smoothing capacitor C1. Since the period becomes longer, the voltage across the smoothing capacitor C1 that is the power supply voltage of the inverter circuit INV increases. At this time, the resonance current flowing in the resonance circuit increases as the lamp impedance decreases, and further increases as the voltage across the smoothing capacitor C1 increases, so that the lamp output can be increased. That is,thisIn the power supply device, the voltage across the smoothing capacitor C1, which is the power source of the inverter circuit INV, increases as the lamp impedance decreases, so that the resonance current flowing through the resonance circuit can be increased, and the illuminance of the discharge lamp La at low temperatures can be increased. It is possible to automatically correct the extreme deterioration.
[0133]
【The invention's effect】
  As described above, the invention of claim 1 has a rectifier that rectifies the AC voltage of the AC power supply, a smoothing capacitor that smoothes the rectified output of the rectifier, and a series circuit of a pair of switching elements, and the DC voltage is switched to the switching element. The inverter circuit that converts to a high-frequency voltage by switching at a voltage and supplies it to a load circuit including at least an LC resonance circuit, a feedback means that feeds back a part of the output of the inverter circuit to the input side, and a pair of switching elements are turned on. / Self-excited drive circuit that drives offWhen,Control means for controlling the inverter circuit in such a direction as to suppress an increase in output of the inverter circuit caused by a decrease in impedance of the load circuitThe control means has a temperature sensing element for detecting the ambient temperature, and controls the inverter circuit so as to reduce the output of the inverter circuit when the temperature detected by the temperature sensing element decreases.If the impedance of the load circuit decreases, the resonance current flowing in the LC resonance circuit increases and stress applied to the circuit element may increase. However, the control means tends to suppress the output of the inverter circuit. Since the inverter circuit is controlled, an increase in the output of the inverter circuit can be suppressed, and an increase in stress applied to the circuit element can be suppressed.In addition, since the control means controls the inverter circuit so as to reduce the output at a low temperature based on the temperature detected by the temperature sensing element, it can prevent the output of the inverter circuit from increasing at a low temperature.
[0134]
  According to a second aspect of the present invention, there is provided a rectifier for rectifying an AC voltage of an AC power source, a smoothing capacitor connected via a diode between the DC output terminals of the rectifier, and a pair of switching elements connected between both ends of the smoothing capacitor. Connected between an inverter circuit that has a series circuit, converts a DC voltage into a high-frequency voltage by switching with a switching element and supplies it to a load, and a connection point between a rectifier and a diode and a connection point of a pair of switching elements In addition, a load circuit including at least an LC resonance circuit and a load, an impedance element connected in parallel to a diode, and a self-excited drive circuit for driving a pair of switching elements on / offWhen,Control means for controlling the inverter circuit in such a direction as to suppress an increase in output of the inverter circuit caused by a decrease in impedance of the load circuitThe control means has a temperature sensing element for detecting the ambient temperature, and controls the inverter circuit so as to reduce the output of the inverter circuit when the temperature detected by the temperature sensing element decreases.If the impedance of the load circuit decreases, the resonance current flowing in the LC resonance circuit increases and stress applied to the circuit element may increase. However, the control means tends to suppress the output of the inverter circuit. Since the inverter circuit is controlled, an increase in the output of the inverter circuit can be suppressed, and an increase in stress applied to the circuit element can be suppressed.In addition, since the control means controls the inverter circuit so as to reduce the output at a low temperature based on the temperature detected by the temperature sensing element, it can prevent the output of the inverter circuit from increasing at a low temperature.
[0135]
  According to a third aspect of the present invention, there is provided a rectifier for rectifying an AC voltage of an AC power source, a smoothing capacitor for smoothing the rectified output of the rectifier, a load circuit including a resonance inductor, a resonance capacitor and a load, and a DC output terminal of the rectifier A pair of switching elements connected to each other via a diode, an inverter circuit that converts a DC voltage into a high frequency voltage by switching with the switching elements and supplies it to a load circuit, and a pair of switching elements that are driven on / off A self-excited drive circuit that connects an impedance element in parallel with the diode, and between the rectifier and the connection point of the diode and the connection point of the pair of switching elements, the DC cut capacitor, the load circuit, and the pair A pair of switching elements connected to a primary winding of a driving transformer for driving the switching elements Through the inductor while the chopper of the inner flow a charging current to the smoothing capacitor, and step down the output voltage of the rectifier, partially smooth the a voltage to generate an auxiliary power source means supplies the inverter circuitAndControl means is provided to control the inverter circuit in a direction that suppresses the increase in output of the inverter circuit caused by a decrease in load impedance.The control circuit has a temperature sensing element for detecting the ambient temperature, and when the temperature detected by the temperature sensing element decreases, the control circuit controls the inverter circuit to reduce the output of the inverter circuit. ControlIf the impedance of the load circuit decreases, the resonance current flowing in the LC resonance circuit increases and stress applied to the circuit element may increase. However, the control means tends to suppress the output of the inverter circuit. Since the inverter circuit is controlled, an increase in the output of the inverter circuit can be suppressed, and an increase in stress applied to the circuit element can be suppressed.In addition, since the control means controls the inverter circuit so as to reduce the output at a low temperature based on the temperature detected by the temperature sensing element, it can prevent the output of the inverter circuit from increasing at a low temperature.
[0136]
  The invention of claim 4 includes a rectifier that rectifies an AC voltage of an AC power supply, a smoothing capacitor that smoothes the rectified output of the rectifier, a load transformer connected to a load on the secondary side, a resonance capacitor, and a resonance inductor. Inverter circuit having a pair of switching elements connected via a diode between a DC output terminal of the rectifier and a DC circuit that converts the DC voltage into a high-frequency voltage by switching with the switching element and supplies the high-frequency voltage to the load circuit And a self-excited drive circuit for driving on / off of the pair of switching elements, connecting an impedance element in parallel with the diode, and between the connection point of the rectifier and the diode and the connection point of the pair of switching elements, DC winding capacitor, load circuit, and primary winding of drive transformer for driving the pair of switching elements To connect a charging current to the smoothing capacitor via one of the pair of switching elements and the primary winding of the load transformer, step down the output voltage of the rectifier, and generate a partially smoothed voltage. Auxiliary power supply means to supply to the inverter circuit is provided.AndControl means is provided to control the inverter circuit in a direction that suppresses the increase in output of the inverter circuit caused by a decrease in load impedance.The control circuit has a temperature sensing element for detecting the ambient temperature, and controls the inverter circuit so as to reduce the output of the inverter circuit when the temperature detected by the temperature sensing element decreases.If the impedance of the load circuit decreases, the resonance current flowing in the LC resonance circuit increases and stress applied to the circuit element may increase. However, the control means tends to suppress the output of the inverter circuit. Since the inverter circuit is controlled, an increase in the output of the inverter circuit can be suppressed, and an increase in stress applied to the circuit element can be suppressed.In addition, since the control means controls the inverter circuit so as to reduce the output at a low temperature based on the temperature detected by the temperature sensing element, it can prevent the output of the inverter circuit from increasing at a low temperature.
[0137]
  According to a fifth aspect of the present invention, in the first to fourth aspects of the invention, operating power is supplied from the drive circuit to the control means, and it is not necessary to separately provide a circuit for supplying power to the control means. There is an effect that the number of circuit elements constituting the circuit can be reduced.
[0138]
  According to a sixth aspect of the present invention, in the first to fourth aspects of the present invention, a power supply circuit that generates a power supply voltage having a ripple smaller than the output voltage of the drive circuit and supplies the power supply voltage to the control means is provided. When the impedance decreases, the resonance current flowing in the LC resonance circuit increases. Therefore, when the output voltage of the drive circuit is used as the operation voltage of the control means, the power supply voltage of the control means fluctuates and the operation of the control means becomes unstable. Although a power supply circuit that supplies a power supply voltage whose ripple is smaller than the output voltage of the drive circuit to the control means is provided, a stable operating power supply is supplied to the control means even when the impedance of the load circuit is reduced. And the control means can be operated stably..
[0139]
  Claim7The invention ofAny one of claims 1 to 4The temperature sensing element is thermally coupled to the drive transformer. When the drive transformer is at a low temperature, the control means controls the inverter circuit so as to reduce the output. It has the effect of preventing the increase.
[Brief description of the drawings]
[Figure 1]Basic configuration1 is a circuit diagram of a power supply device 1 of FIG.
FIG. 2 (a) to (d)Basic configurationIt is a wave form diagram of each part of 1 power supply device and the conventional power supply device.
FIG. 3 is a circuit diagram of another power supply device same as the above.
FIG. 4 is a circuit diagram of another power supply device according to the first embodiment.
[Figure 5]Basic configurationFIG.
[Fig. 6]Basic configuration3 is a circuit diagram of the power supply device 3 of FIG.
FIG. 7 (a) isBasic configuration4 is a circuit diagram in which a part of the power supply device 4 can be omitted, and FIG.
FIGS. 8A to 8F are waveform diagrams showing waveforms of respective parts as in the above.
FIG. 9 is a circuit diagram in which a part of another power supply device can be omitted.
FIG. 10Basic configuration5 is a circuit diagram of the power supply device of FIG.
FIG. 11Basic configuration6 is a circuit diagram of the power supply device 6. FIG.
FIG.Basic configuration7 is a circuit diagram of the power supply device of FIG.
FIG. 13Basic configuration8 is a circuit diagram of the power supply device of FIG.
FIG. 14Basic configuration9 is a circuit diagram of the power supply device 9.
FIG. 15Basic configuration10 is a circuit diagram of 10 power supply devices. FIG.
FIG. 16Basic configurationIt is a circuit diagram of 11 power supply devices.
FIG. 17Basic configurationIt is a circuit diagram of 12 power supply devices.
FIG. 18 (a) to (e)Basic configuration8 andBasic configurationIt is a voltage waveform of each part of 12 power supply devices.
FIG. 19Basic configurationIt is a circuit diagram of 13 power supply devices.
FIG. 20 shows an embodiment.1It is a circuit diagram of the power supply device.
FIG. 21 is a diagram showing the relationship between the temperature and resistance of the thermistor used in the above.
FIG. 22 is a circuit diagram of another power supply device same as the above.
FIG. 23 is a circuit diagram of another power supply apparatus according to the first embodiment.
FIG. 24Basic configuration 14It is a circuit diagram of the power supply device.
FIG. 25Basic configuration 15It is a circuit diagram of the power supply device.
FIG. 26Basic configuration 16It is a figure which shows the relationship between the ambient temperature of a discharge lamp used for this power supply device, and a light output.
FIG. 27 is a diagram showing the relationship between the ambient temperature of the discharge lamp used in the above and the equivalent resistance.
FIG. 28 is a diagram showing the relationship between the oscillation frequency and the lamp output.
FIG. 29 is a circuit diagram of a conventional power supply device.
[Explanation of symbols]
  1a Drive circuit
  2a Timer circuit
  2b Gate signal extraction circuit
  4 Load circuit
  INV inverter circuit
  La discharge lamp
  Q1, Q2 switching element

Claims

It has a rectifier that rectifies the AC voltage of the AC power supply, a smoothing capacitor that smoothes the rectified output of the rectifier, and a series circuit of a pair of switching elements. An inverter circuit to be supplied to a load circuit including at least an LC resonance circuit; feedback means for feeding back a part of the output of the inverter circuit to the input side; a self-excited drive circuit for driving a pair of switching elements on / off ; And a control means for controlling the inverter circuit in a direction to suppress an increase in the output of the inverter circuit caused by a decrease in the impedance of the circuit. The control means has a temperature sensing element for detecting the ambient temperature and detected by the temperature sensing element. When the temperature drops, to and controls the inverter circuit so as to lower the output of the inverter circuit Power supply.

A rectifier that rectifies the AC voltage of the AC power supply, a smoothing capacitor connected via a diode between the DC output terminals of the rectifier, and a series circuit of a pair of switching elements connected between both ends of the smoothing capacitor, An inverter circuit that converts a voltage into a high-frequency voltage by switching with a switching element and supplies the voltage to a load, and at least an LC resonance circuit and a load connected between a connection point of a rectifier and a diode and a connection point of a pair of switching elements , An impedance element connected in parallel to the diode, a self-excited drive circuit that drives the pair of switching elements on / off, and an increase in the output of the inverter circuit caused by a decrease in the impedance of the load circuit and control means for controlling the inverter circuit in the direction, the control means around Has a temperature-sensitive element for detecting degrees, the detected temperature of the temperature sensing element decreases, the power supply unit and controls the inverter circuit so as to lower the output of the inverter circuit.

A rectifier that rectifies the AC voltage of the AC power supply, a smoothing capacitor that smoothes the rectified output of the rectifier, a load circuit including a resonance inductor, a resonance capacitor and a load, and a DC output terminal of the rectifier are connected via a diode. An inverter circuit that converts a DC voltage to a high-frequency voltage by switching with a switching element and supplies the high-frequency voltage to a load circuit, and a self-excited drive circuit that drives the pair of switching elements on and off An impedance element connected in parallel with the diode, and a drive for driving the DC cut capacitor, the load circuit, and the pair of switching elements between the connection point of the rectifier and the diode and the connection point of the pair of switching elements. Connect the primary winding of the transformer, and select one of the pair of switching elements. Through an inductor of use flows a charging current to the smoothing capacitor, and step down the output voltage of the rectifier, with partially smoothed voltage to generate a an auxiliary power source means supplies the inverter circuit, lowering of the load impedance Provided with a control means for controlling the inverter circuit in a direction to suppress the increase of the output of the inverter circuit caused by the control circuit, the control circuit has a temperature sensing element for detecting the ambient temperature, and the temperature detected by the temperature sensing element decreases A power supply device that controls the inverter circuit so as to reduce the output of the inverter circuit .

A rectifier that rectifies the AC voltage of the AC power supply; a smoothing capacitor that smoothes the rectified output of the rectifier; a load transformer that is connected to a load on the secondary side; a load circuit that includes a resonance capacitor and a resonance inductor; An inverter circuit that has a pair of switching elements connected via a diode between the DC output terminals, converts the DC voltage to a high frequency voltage by switching with the switching elements, and supplies the inverter circuit with the inverter circuit, and a pair of switching elements A self-excited driving circuit for on / off driving, and an impedance element is connected in parallel with the diode, and a DC cut capacitor and a load are connected between the connection point of the rectifier and the diode and the connection point of the pair of switching elements. A circuit and a primary winding of a driving transformer that drives the pair of switching elements, Auxiliary current is supplied to the inverter circuit by supplying a charging current to the smoothing capacitor via one of the switching elements and the primary winding of the load transformer, stepping down the output voltage of the rectifier, generating a partially smoothed voltage A power supply means is provided, and a control means for controlling the inverter circuit in a direction to suppress an increase in the output of the inverter circuit caused by a decrease in the impedance of the load is provided , and the control circuit has a temperature sensing element for detecting the ambient temperature. A power supply apparatus for controlling an inverter circuit so as to reduce an output of the inverter circuit when the temperature detected by the temperature sensing element decreases .

The power supply apparatus according to claim 1 , wherein operating power is supplied from the drive circuit to the control means.

5. The power supply apparatus according to claim 1 , further comprising a power supply circuit that generates a power supply voltage having a ripple smaller than an output voltage of the drive circuit and supplies the power supply voltage to the control means.

The power supply device according to claim 1, wherein the temperature sensitive element is thermally coupled to the drive transformer .