JP3688113B2 - デジタル音声放送受信機 - Google Patents
デジタル音声放送受信機 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3688113B2 JP3688113B2 JP11350498A JP11350498A JP3688113B2 JP 3688113 B2 JP3688113 B2 JP 3688113B2 JP 11350498 A JP11350498 A JP 11350498A JP 11350498 A JP11350498 A JP 11350498A JP 3688113 B2 JP3688113 B2 JP 3688113B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- data
- frequency error
- cazac
- frequency
- correlation coefficient
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2675—Pilot or known symbols
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、主にＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７７４に記載されるデジタル音声放送ＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）に対応の受信機に関し、特に放送波信号の中心周波数検出方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル音声放送は、伝送方式にＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex ：直交周波数多重変調）を採用し、強力な誤り訂正機能を付加することにより、マルチパス、フェージングなど電波伝播上の問題の大きい移動体に対しても高い信頼性をもって高速デジタルデータを伝送可能とするものである。
【０００３】
図１１に、このＤＡＢ受信機の構成を示す。
図において、１はアンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器、４は局部発振器、５は中間周波フィルタ、６は中間周波増幅器、７は直交復調器、８は中間周波発振器、９はＡ／Ｄ変換器、１０は同期信号検出器、１１はデータ復調器、１２は制御装置、１３は誤り訂正符号復号器、１４はＭＰＥＧ音声デコーダ、１５はＤ／Ａ変換器、１６は音声増幅器、１７はスピーカである。
【０００４】
上記のように構成された受信機において、アンテナ１にて受信された放送波は、ＲＦ増幅器２において増幅、周波数変換器３にて周波数変換、中間周波フィルタ５にて隣接チャンネル波など不要成分の除去、中間周波増幅器６にて増幅、直交復調器７にて検波が行われ、ベースバンド信号としてＡ／Ｄ変換器９に与えられる。
Ａ／Ｄ変換器９によりサンプリングされた信号は、データ復調器１１にて復調される。ここでの具体的な処理は、伝送シンボル毎の複素離散フーリエ変換処理（以下、「ＤＦＴ処理」という）による４相位相変調（ＱＰＳＫ）された各伝送キャリアの位相検出と、時間的に隣接する２伝送シンボルの同一キャリア変調比較に基づく差動復調である。
ＯＦＤＭ復調されたデータは、送信側にて変調を行う際の規則に従い、順次誤り訂正符号復号器１３に出力される。
【０００５】
誤り訂正符号復号器１３では、送信側にて行われる、複数伝送シンボルにまたがる時間インターリーブの解除を行うとともに、畳み込み符号化して伝送されるデータの復号を行う。この際伝送路で発生するデータの誤り訂正が行われる。
【０００６】
誤り訂正符号復号器１３における復号データのうち、音声データはＭＰＥＧ音声デコーダ１４に、送信データの内容，構成を示す制御データは制御装置１２にそれぞれ出力される。
ＭＰＥＧ音声デコーダ１４は、ＩＳＯ／ＭＰＥＧ１レイヤー２の規定に従い圧縮されたＤＡＢ放送音声データを伸張しＤ／Ａ変換器１５に与える。Ｄ／Ａ変換器１５にてアナログ変換された音声信号は増幅器１６を通してスピーカ１７より再生される。
【０００７】
ここで同期信号検出器１０は、図１２に示すデジタル音声放送の伝送信号中のフレーム同期信号の内、ヌルシンボル（＝信号なしの期間）をエンベロープ検波により検出するものであり、制御装置１２に与えられる。制御装置１２は、このヌルシンボルタイミングに基づいて続く伝送シンボルのタイミングを推定し、データ復調器１１におけるＤＦＴ処理が、各シンボルに対して正しく行われるように制御する。
【０００８】
このようにして、フレーム同期信号の第２のシンボルである位相基準シンボルがデータ復調器１１によりＤＦＴ処理により復調され、制御装置１２に与えられる。制御装置１２は、この位相基準シンボルデータに基づいて、ＤＡＢ信号の周波数同調の誤差を検出し、局部発振器４または中間周波発振器８に帰還制御を行うことで正確に同調をとるＡＦＣ（Automatic Frequency Control ）動作を行う。
また、高密度に配置された多数のキャリアを使用するＤＡＢ受信機では、ＡＦＣ動作として、ＯＦＤＭキャリア間隔単位の周波数誤差を検出して補正する概略ＡＦＣ処理と、ＯＦＤＭキャリア間隔以下の周波数誤差を検出して補正する精密ＡＦＣ処理の２段階の処理を行う。
【０００９】
ＯＦＤＭキャリア間隔単位の周波数誤差検出方式として従来、欧州特許EP0529421A2 に記載されるように、位相基準シンボルを周波数差動復調して得られるＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Autocorrelation ）系列データと受信機内に蓄えたＣＡＺＡＣ系列情報の相関計算に基づく周波数誤差検出が行われる。
ＣＡＺＡＣ系列は非零のデータシフトをとった場合の自己相関係数がゼロとなる系列であり理論上、同調点以外では相関係数がゼロとなるため明確な同調点識別が可能となる。
【００１０】
ＤＡＢの詳細な規定は、ＥＴＳＩ（European Telecommunication Standard Institute ）規格ＥＴＳ３００４０１に示される。
まず、位相基準シンボルの変調データは以下のように定義されている。
ψk ＝π・（ｈi，k-k’＋ｎ）／２ ・・・・（１）
ここで、ｈi，j は図１４に示す０〜３の数値から成る１６データを２周期繰り返した３２個のデータ系列である。k’はキャリア番号ｈi，k-k’がπ／２の整数倍の４位相を３２データ毎に繰り返す。またｎも０〜３の整数であり、中心周波数を挟んでキャリア番号が負の場合にはキャリア番号の増加方向に昇順となるよう、キャリア番号が正の場合にはキャリア番号の増加方向に降順となるよう定義される。この様子をＤＡＢ伝送モード１の場合を例として図１３に示す。
【００１１】
また、図１４に位相基準シンボル変調の元となるデータh0，j〜h3，j および、これに対応するＣＡＺＡＣデータc0，j〜c3，jの実際の値を示す。ここで、c0，j〜c3，jの各データは受信機ではh0，j〜h3，jの各データを周波数差動復調して得ることができる。このc0，j〜c3，jは先に説明したとおり、非零のデータシフトをとった場合の自己相関係数がゼロとなるという特徴をもつ。
【００１２】
また例えばc1，jの各データはc0，jの対応する各データをπ/2シフトしたもの（数値に１加えたもの）であり、同様に各系列はすべてのデータが相互にπ/2の整数倍の位相差をもつ。従って、４つのＣＡＺＡＣ系列の異なるもの同士の相関をとると、その結果は実数の１ではなく各系列間の位相差に相当する位相をもったものとなる。
【００１３】
従来の周波数誤差検出方式は、このＣＡＺＡＣ系列の性質を利用し、受信した位相基準シンボルデータから生成したＣＡＺＡＣ系列データと、受信機に予め蓄えたＣＡＺＡＣ系列データとの相関計算を行い、明らかなピークを同調点であると判定することで、周波数誤差検出を行うものである。
図１５に、このような処理が理想的に行われた場合の例として、中心周波数のデータを振幅ゼロとして、これを挟む１２８個のＣＡＺＡＣデータと同じデータを±１００データシフトしたものとの相関係数を示す。
図１５では横軸の１００がデータ間のシフトゼロの場合を示す。図より明らかなとおり、真の同調点では相関係数は１となり明らかなピークが現れるが、同時に１６データシフト毎に相関係数の比較的大きな状態（以下、「擬似ピーク」という）が発生することがわかる。
この擬似ピークはＤＡＢの全信号周波数帯について同様に発生する。
【００１４】
これはＤＡＢで用いられるＣＡＺＡＣ系列の長さが１６を基本としているために、相関係数の振幅だけを見れば１６データ毎にピークを生じるためである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
このため従来の方式では、受信機において周波数誤差検出範囲を広げようとする場合、同調点以外にも極大値が現れることとなる。このピークの大きさは相対的には真の同調点に対応するものが最大となるが、伝送路の状況に応じて、全信号電力は同じでもその大きさが変化するため、各ピークの大きさだけから真の同調点であるか否かの判定は難しく、局所的ピークを同調点とする誤動作が問題となる。
【００１６】
この発明は、上記のような課題を解消するためになされたもので、擬似ピークによる誤動作のない操作性の優れたデジタル音声放送受信機を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るデジタル音声放送受信機は、位相基準シンボル受信データが入力される周波数差動復調手段と、周波数差動復調手段で周波数差動復調された位相シンボル基準データを保持するデータ保持・シフト手段と、伝送帯域の中心から上側のキャリアの変調を規定する第１のＣＡＺＡＣデータと伝送帯域の中心から下側のキャリアの変調を規定する第２のＣＡＺＡＣデータとを保持するＣＡＺＡＣ保持手段と、上記データ保持・シフト手段から、伝送帯域の中心から上側のキャリアで伝送されたと見なして与えられる第１の出力データと上記ＣＡＺＡＣデータ保持手段に保持された上記第１のＣＡＺＡＣデータの間の相関演算を行う第１の相関係数計算手段と、上記データ保持・シフト手段から、伝送帯域の中心から下側のキャリアで伝送されたと見なして与えられる第２の出力データと上記ＣＡＺＡＣデータ保持手段に保持された上記第２のＣＡＺＡＣデータの間の相関演算を行う第２の相関係数計算手段と、上記データ保持・シフト手段において伝送帯域の中心キャリアに対応すると見なすデータの位置を順次シフトしながら上記第１および第２の相関係数計算手段の出力の和が最大となる条件を探索する最大値検索手段と、上記第１および第２の相関係数計算手段の出力の和が最大となる条件におけるデータシフト値を周波数誤差情報として保持し出力する最大値・シフト保持手段と、上記第１および第２の相関係数計算手段の出力を乗算処理する乗算手段と、この乗算手段出力の大きさを第１の基準値と比較しその結果に応じた出力を与える第１の比較判定手段と、上記乗算手段出力の位相を第２の基準値と比較しその結果に応じた出力を与える第２の比較判定手段と、この第１および第２の比較判定手段の出力に基づき前記周波数誤差情報の正誤情報を出力する正誤判定手段とを備えた構成された周波数誤差検出手段を備えたものである。
【００１８】
また、データ復調器とこれに接続された制御装置とを備え、この制御装置が、データ復調器から位相基準シンボル受信データを読みとり、このデータに対し周波数差動復調処理を行うとともに、伝送帯域の中心から上側のキャリアの変調を規定する第１のＣＡＺＡＣデータと伝送帯域の中心から下側のキャリアの変調を規定する第２のＣＡＺＡＣデータを保持し、周波数差動復調処理結果から伝送帯域の中心から上側のキャリアで伝送されたと見なして取り出される第１の出力データと上記第１のＣＡＺＡＣデータ間の第１の相関係数を計算し、また周波数差動復調処理結果から伝送帯域の中心から下側のキャリアで伝送されたと見なして取り出される第２の出力データと上記第２のＣＡＺＡＣデータ間の第２の相関係数を計算する処理を、上記周波数差動復調処理結果の第１の出力データおよび第２の出力データの取り出しを伝送帯域の中心キャリアに対応すると見なすデータの位置を順次シフトしながら繰り返し実行することにより、第１の相関係数と第２の相関係数の和が最大となる条件を検索し、この相関係数の和が最大となる条件における第１および第２の相関係数を保持し、またこの条件におけるデータシフト値を周波数誤差情報として保持するとともに、上記第１および第２の相関係数を乗算処理して、この積の大きさを基準値と比較する比較判定する第１の比較判定処理と、上記乗算処理の結果の位相を基準値と比較判定する第２の比較判定処理とを実行し、この第１および第２の比較判定処理の結果に基づき前記周波数誤差情報の正誤を判定する正誤判定処理とを実行するよう構成されたものである。
【００１９】
また、データ復調器とこれに接続された制御装置とを備え、この制御装置が、データ復調器から位相基準シンボル受信データを読みとり、このデータに対し周波数差動復調処理を行うとともに、伝送帯域の中心から上側のキャリアの変調を規定する第１のＣＡＺＡＣデータと伝送帯域の中心から下側のキャリアの変調を規定する第２のＣＡＺＡＣデータを保持し、周波数差動復調処理結果から伝送帯域の中心から上側のキャリアで伝送されたと見なして取り出される第１の出力データと上記第１のＣＡＺＡＣデータ間の第１の相関係数を計算し、また周波数差動復調処理結果から伝送帯域の中心から下側のキャリアで伝送されたと見なして取り出される第２の出力データと上記第２のＣＡＺＡＣデータ間の第２の相関係数を計算する処理を、上記周波数差動復調処理結果の第１の出力データおよび第２の出力データの取り出しを伝送帯域の中心キャリアに対応すると見なすデータの位置を順次シフトしながら繰り返し実行することにより、第１の相関係数と第２の相関係数の和が最大となる条件を検索し、この相関係数の和が最大となる条件における第１および第２の相関係数を保持し、またこの条件におけるデータシフト値を周波数誤差情報として保持するとともに、上記第１および第２の相関係数の大きさの比が基準値を超えるか否かを比較判定する第１の比較判定処理と、上記第１および第２の相関係数を乗算処理して、この積の実数部の大きさが虚数部の大きさの基準値倍を超えるか否かを比較判定する第２の比較判定処理とを実行し、この第１および第２の比較判定処理の結果に基づき前記周波数誤差情報の正誤を判定する正誤判定処理とを実行するように構成されたものである。
【００２０】
また、第１の比較判定処理が、第１および第２の相関係数を乗算処理して、この積の大きさを基準値と比較判定するものである。
【００２１】
また、第２の比較判定処理が、第１および第２の相関係数を乗算処理して、この積の位相を基準値と比較判定するものである。
【００２２】
また、第１の比較判定処理における基準値が位相基準シンボルデータの平均的な大きさに基づき決定するものである。
【００２３】
また、制御装置が、周波数誤差検出値を所定回数連続して一致することを判定した後、この周波数誤差検出値を有効として周波数誤差補正処理を実行するよう構成されたものである。
【００２４】
また、制御装置が、所定回数連続して周波数誤差検出値が不能であると判定したとき、この情報に基づく処理を実行するよう構成されたものである。
【００２５】
また、制御装置が、周波数誤差が補正され正規の同調状態にあることを判定して周波数誤差検出範囲を狭め、また周波数誤差検出が正常に機能しなくなったことを判定して周波数誤差検出範囲を広げるように構成されたものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】
ここでは、まず、擬似ピークの発生のメカニズムについて説明し、次にその排除方法について述べる。先に説明したとおり、擬似ピークは真の同調点から１６キャリアの整数倍の前後周波数がずれた場合に発生する。
【００２７】
図７（Ａ）は、テンプレートと記した参照用のＣＡＺＡＣデータと、周波数差動復調された受信データとの間に周波数誤差がない場合を示しており、１つの長方形で表したデータブロックにはそれぞれ３２個の複素数データが含まれる。また、各データブロックに記した数値は、ＣＡＺＡＣ系列の位相オフセットを示す。図中、出力は相関係数を得るために、テンプレート、データに含まれる各データを乗じた結果を示しており、この場合は、すべての計算結果は理想的には正実数となる。図７（Ａ）ではこのことを各出力ブロックに記した数値０で示している。図１５に示した相関係数は、この出力の各データをすべて加算したものであり、この場合各データがすべて同位相となることから大きな相関係数が与えられる。
【００２８】
次に図７（Ｂ）は、１６キャリアの周波数誤差がある場合の擬似ピーク発生の態様を示している。この場合は、出力の下側２ブロックではそれぞれ１６データは正実の値となる（数値０で示す）が、残る部分では位相が９０度回転した正虚数となる（数値１で示す）。また上側２ブロックではそれぞれ１６データは正実の値となる（数値０で示す）が、残る部分では１６データが位相が−９０度回転した負虚数となり（数値３で示す）、１６データが位相が不定の状態となりその全加算結果がＣＡＺＡＣの特性によりほぼ０となる（ｘで示す）。
図７（Ｃ）は、１７キャリアの周波数誤差がある場合を示しており、相関として有意な出力は上側の１６データのみとなる。
【００２９】
図７（Ｄ）に示す３３キャリアの周波数誤差がある場合は、下側の２ブロックの出力はすべて位相不定となり、上側１ブロックは負虚数、残る１ブロックは位相不定となる。
図７（Ｅ）に示す３２キャリアの周波数誤差がある場合は、相関として有意な出力は上側の１ブロックのみとなる。
【００３０】
図８（Ｆ）に示す４８キャリアの周波数誤差がある場合は、出力の下側２ブロックではそれぞれ１６データは正虚の値、残る部分は負実の値となる（数値２で示す）。また上側２ブロックでは１６データのみが負虚の値となり、残る部分は位相不定となる。
図８（Ｇ）に示す４９キャリアの周波数誤差がある場合は、相関として有意な出力は上側の１ブロックのみとなり、１６データが正虚の値、残る部分は負実の値となる。
【００３１】
図８（Ｈ）に示す６４キャリアの周波数誤差がある場合は、下側の２ブロックの出力はすべて正実数となり、上側２ブロックは位相不定となる。
図８（Ｊ）に示す６５キャリアの周波数誤差がある場合は、下側の２ブロックは位相不定となり、上側１ブロックは負実の値となり、残る１ブロックは正実の値となる。
【００３２】
図８（Ｋ）に示す８０キャリアの周波数誤差がある場合は、下側の２ブロックではそれぞれ１６データは負虚の値、残る部分は負実の値となる。また上側２ブロックは位相不定となる。
図８（Ｍ）に示す８１キャリアの周波数誤差がある場合は、下側の２ブロックは位相不定となる。上側２ブロックは１６データごとに正実、負実、正虚、負虚の値をとる。
【００３３】
周波数誤差が９６キャリア以上の場合については、出力に現れる有意なデータの位相が異なる点を除けば、上記６４キャリア〜８１キャリアの周波数誤差がある場合と同様となる。
【００３４】
以上を総括すると、図７（Ｃ）、（Ｅ）、図８（Ｇ）、（Ｈ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｍ）で示す周波数誤差１７、３３、４９、６４、６５、８０、８１の場合、従って９６キャリア以上の周波数誤差がある場合については、出力の上側または下側ブロックのすべてが位相不定となり、その全加算結果がＣＡＺＡＣの特性によりほぼ０となることが明らかとなる。
【００３５】
また、図７（Ｂ）、（Ｄ）、図８（Ｆ）の周波数誤差１６、３２、４８の各場合においては、出力の上側および下側ブロックのデータを個別に加算した結果、すなわち上側相関係数と下側相関係数の間の位相差が大となることが分かる。
まず、１６キャリアの周波数誤差がある場合、１ブロック対応の相関係数を１に正規化するという条件で下側２ブロックの和は１＋ｉ、上側２ブロックの和は１−０．５ｉとなるため、これらの位相差は約７２度となる。同様に、３２キャリアの周波数誤差がある場合１８０度、４８キャリアの周波数誤差がある場合１３５度となる。
なお以上の説明において、周波数誤差が逆方向となる場合上記とほぼ上下対称の関係となる。
【００３６】
以上より、擬似ピーク出力は上側データと下側データとに分けて見た場合、一方の値が非常に小さくなるか、各データの位相差が０度から大きく外れてくることが分かる。
【００３７】
ここで図９は、下側２ブロックの相関係数と上側２ブロックの相関係数の共役を乗算した結果の実数部を周波数誤差に対して示したものであり、図１０はその虚数部を示している。これより±６４キャリア以上離れる場合の結果が非常に小さくなるが、これは先に説明したとおり、下側または上側相関係数のいずれかがほぼ０となるためである。また、±１６キャリア周波数の擬似ピークは虚数部の大きさが大であり、±３２キャリア周波数、±４８キャリア周波数の擬似ピークについては、実数部が負となり、その位相が０から大きく外れることが分かる。これは先に説明したとおり、下側と上側相関係数の位相差が大となるためである。
【００３８】
以下、この発明をその実施の形態を示す図面に基づいて具体的に説明する。
実施の形態１．
図１にこの発明の実施の形態１に係るデジタル音声放送受信機のブロック図を示す。
図において、１はアンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器、４は局部発振器、５は中間周波フィルタ、６は中間周波増幅器、７は直交復調器、８は中間周波発振器、９はＡ／Ｄ変換器、１０は同期信号検出器、１１はデータ復調器、１２は制御装置、１３は誤り訂正符号復号器、１４はＭＰＥＧ音声デコーダ、１５はＤ／Ａ変換器、１６は音声増幅器、１７はスピーカ、３０は周波数誤差検出手段である。
【００３９】
上記のように構成された受信機において、アンテナ１にて受信された放送波は、ＲＦ増幅器２において増幅、周波数変換器３にて周波数変換、中間周波フィルタ５にて隣接チャンネル波など不要成分の除去、中間周波増幅器６にて増幅、直交復調器７にて検波を行われ、ベースバンド信号としてＡ／Ｄ変換器９に与えられる。
Ａ／Ｄ変換器９によりサンプリングされた信号は、データ復調器１１にて復調される。ここでの具体的な処理は、伝送シンボル毎の複素離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ処理）による４相位相変調（ＱＰＳＫ）された各伝送キャリアの位相検出と、時間的に隣接する２伝送シンボルの同一キャリア変調比較に基づく差動復調である。
ＯＦＤＭ復調されたデータは、送信側にて変調を行う際の規則に従い、順次誤り訂正符号復号器１３に出力される。
【００４０】
誤り訂正符号復号器１３では、送信側にて行われる、複数伝送シンボルにまたがる時間インターリーブの解除を行うとともに、畳み込み符号化して伝送されるデータの復号を行う。この際伝送路で発生するデータの誤り訂正が行われる。
【００４１】
誤り訂正符号復号器１３における復号データのうち、音声データはＭＰＥＧ音声デコーダ１４に、送信データの内容，構成を示す制御データは制御装置１２にそれぞれ出力される。
ＭＰＥＧ音声デコーダ１４は、ＩＳＯ／ＭＰＥＧ１レイヤー２の規定に従い圧縮されたＤＡＢ放送音声データを伸張しＤ／Ａ変換器１５に与える。Ｄ／Ａ変換器１５にてアナログ変換された音声信号は増幅器１６を通してスピーカ１７より再生される。
【００４２】
ここで同期信号検出器１０は、図１２に示すデジタル音声放送の伝送信号中のフレーム同期信号の内、ヌルシンボル（＝信号なしの期間）をエンベロープ検波により検出するものであり、制御装置１２に与えられる。制御装置１２は、このヌルシンボルタイミングに基づいて続く伝送シンボルのタイミングを推定し、データ復調器１１におけるＤＦＴ処理が、各シンボルに対して正しく行われるように制御する。
【００４３】
このようにして、フレーム同期信号の第２のシンボルである位相基準シンボルがデータ復調器１１によりＤＦＴ復調され、制御装置１２および周波数誤差検出手段３０に与えられる。制御装置１２は周波数誤差検出手段３０からのＯＦＤＭキャリア間隔単位の周波数誤差出力に基づき、局部発振器４または中間周波発振器８に帰還制御を行うことで、ＤＡＢ信号の中心周波数に対し概略のＡＦＣ（Automatic Frequency Control ）動作を行う。また、この後データ復調器１１から得る位相基準シンボルデータを処理してＯＦＤＭキャリア間隔以下の周波数誤差を検出し、局部発振器４または中間周波発振器８を制御して精密なＡＦＣ処理を行う。
【００４４】
図２は、周波数誤差検出手段３０の内部構成を示すブロック図である。図において、５０はデータ入力端子、５１は周波数差動復調手段、５２はデータ保持・シフト手段、５３は第１のＣＡＺＡＣデータ保持手段、５４は第２のＣＡＺＡＣデータ保持手段、５５は第１の相関係数計算手段、５６は第２の相関係数計算手段、５７は加算手段、５８は最大値探索手段、５９は最大値・シフト保持手段、６０は第１の比較判定手段、６１は第２の比較判定手段、６２は論理積手段、６３は周波数誤差出力端子、６４は検出有効信号出力端子、６５は乗算手段である。
【００４５】
以上のように構成された周波数誤差検出手段３０において、データ入力端子５０に入力された位相基準シンボルデータは、周波数差動復調手段５１にて周波数差動復調され、データ保持・シフト手段５２に保持される。データ保持・シフト手段５２からの一方の出力データ、すなわち先に説明した下側受信データは、第１の相関係数計算手段５５において、第１のＣＡＺＡＣデータ保持手段５３に保持されるＣＡＺＡＣデータ、すなわち先に説明した下側ＣＡＺＡＣデータとの相関係数計算が行われる。また、データ保持・シフト手段５２からの他方の出力データ、すなわち先に説明した上側受信データは、第２の相関係数計算手段５６において、第２のＣＡＺＡＣデータ保持手段５４に保持されるＣＡＺＡＣデータ、すなわち先に説明した上側ＣＡＺＡＣデータとの相関係数計算が行われる。
【００４６】
この第１および第２の相関係数計算手段５５，５６からの出力は、一方で加算手段５７にて加算した後、最大値探索手段５８に与えられる。この最大値探索手段５８は、周波数誤差検出手段３０に要求される周波数誤差検出範囲の全体をカバーするよう、データ保持・シフト手段５２を制御して、これから出力されるデータに適宜シフトを与える。また同時に、そのデータシフト条件に対応して加算手段５７から与えられる、相関係数の和の大きさ（絶対値）を求めて、前回の別のデータシフト条件に対応する相関係数の和の大きさとを比較し、これが最大となる条件を求める。さらに最大値探索手段５８は、最大値・シフト保持手段５９を制御して、第１および第２の相関係数計算手段５５，５６からの最大値・シフト保持手段５９に与えられるもう一方の出力の内、その和の大きさが最大となるものを保持させる。また、この条件に対応するデータシフト値を最大値・シフト保持手段５９に与えて保持させるように働く。
【００４７】
このようにして、周波数誤差検出範囲において、受信データから復調したＣＡＺＡＣデータと受信機に予め保持するＣＡＺＡＣデータとの相関係数が最大となる点での、上側および下側２つの相関係数およびデータシフト値が最大値・シフト保持手段５９に保持されることとなる。
周波数誤差検出範囲に真の同調点が含まれる場合において、この最大値・シフト保持手段５９に保持されるデータシフト値は同調の周波数誤差を表すため、この値が周波数誤差出力端子６３に出力され制御装置１２に与えられる。
【００４８】
しかし、周波数誤差検出範囲に真の同調点が含まれない場合等は、この最大値・シフト保持手段５９に保持されるデータシフト値は擬似ピークの発生点を与えることとなり、受信誤動作につながることは先に説明したとおりである。
このため、この最大値・シフト保持手段５９に保持された２つの相関係数は、次に乗算手段６５を通して第１の比較判定手段６０に与えられる。第１の比較判定手段６０では、乗算手段６５の出力の大きさを適当な定数εと比較し、乗算手段６５の出力の大きさが大きい場合には、周波数誤差出力端子６３に出力される現在の検出値が有効であるとする判定出力を、論理積手段６２に与える。これにより先に説明したとおり、上側または下側相関係数が殆ど０となる、周波数誤差６４キャリア以上の擬似ピークを検出し、無効として排除することができる。
【００４９】
この時、定数εは受信データとＣＡＺＡＣデータとの間に完全な相関があり、かつ受信データがほぼ理想的な受信状態で得られたと想定される場合に与えられる乗算手段６５の出力の大きさに対して、例えば１／１０程度の値とすることができる。
【００５０】
更に、第２の比較判定手段６１では乗算手段６５の出力の位相を適当な定数θと比較し、乗算手段６５の出力の位相がこれより小さい場合には、周波数誤差出力端子６３に出力される現在の検出値が有効であるとする判定出力を論理積手段６２に与える。これにより先に説明したとおり、周波数誤差４８キャリア以内の擬似ピークを検出無効として排除することが可能となる。
【００５１】
ここで乗算手段６５の出力の位相は、その虚数部の値を実数部の値で除した後、逆正接演算を施すことで求めることができる。また定数θは、先に説明したとおり乗算手段６５の出力が擬似ピークに対応する場合、その最小値が約７２度であるから、この１／２以下程度、例えば３０度とすることができる。
【００５２】
ここで論理積手段６２は、第１および第２の比較判定手段６０，６１の出力がともに現在の検出値を有効とする判定出力を与える場合にのみ、検出有効信号出力端子６４に対し検出有効の信号を与える。制御装置１２は、この検出有効信号出力端子６４の出力を監視して、周波数誤差出力端子６３に出力されたデータが有効であるか否かを確認することで、擬似ピーク点を真の同調点と誤判定することによる誤動作を無くすることができる。
【００５３】
実施の形態２．
次に、実施の形態１の周波数誤差検出手段３０で行った周波数誤差検出を、制御装置１２で直接行う場合について、図３および図４のフローチャートにより説明する。この他の受信機の各部の動作は、実施の形態１と同様であるため、説明を省略する。
【００５４】
この実施の形態２の周波数誤差検出処理では、図３の処理１０１において、まず処理に用いるデータの平均パワーを求める。この処理は例えば、受信、ＤＦＴ処理したデータの内、続く処理で使用する約１２８点の絶対値を計算しその総和を求め、これをデータ数で除することにより行う。
【００５５】
【数１】
【００５６】
次に処理１０２において周波数差動復調を行う。この処理は具体的には以下の演算を使用するデータのすべてについて行うものである。
Fi＝ Di×D* i+1
このとき、数値Ｎend はこの周波数誤差検出処理において同調点を探す範囲の１／２をキャリア間隔数を単位として表している。周波数誤差検出のためのＣＡＺＡＣデータとの相関計算は元データを最大この検出範囲分シフトして行うため、この周波数差動復調は１回の同調点テストに用いるデータ点数（ここでは１２８個）に検出範囲のキャリア間隔数を足した数のデータを得られるように行う。
【００５７】
次に処理１０３にて、続く同調点テストの処理を検出範囲のキャリア間隔数回繰り返し実行するための初期設定を行なう。すなわち受信データとＣＡＺＡＣデータの初期のシフト量を−Ｎend とし、相関の最大値およびその最大値を与えるシフト量を記録するメモリ領域に初期値を設定する。
【００５８】
続く処理１０４では、中心周波数から下側と想定する受信データとＣＡＺＡＣデータの相関Ｒloを計算する。この例では具体的には以下の計算となる。
【００５９】
【数２】
【００６０】
次に処理１０５で中心周波数から上側と想定する受信データとＣＡＺＡＣデータの相関Ｒhiを計算する。この例では具体的には以下の計算となる。
【００６１】
【数３】
【００６２】
処理１０６では、先に計算した上側および下側の相関の全体について、最大値を与えるシフトを求めるため２つの相関ＲhiおよびＲloを加算し、その絶対値ＰＲsum を計算する。
処理１０７ではＰＲsum とメモリ領域Ｒmax に保持した値との比較を行い、ＰＲsum の方が大きい場合には処理１０８において、この値を新たなＲmax の値とし、同時にこの時のシフトＮshift の値をメモリ領域Ｓｒmax に、この時の下側相関係数Ｒloをメモリ領域Ｒlomax に、この時の上側相関係数Ｒhiをメモリ領域Ｒhimax にストアする。ＰＲsum の方が小さい場合にはそのまま次の処理１０９に進む。
【００６３】
処理１０９ではシフトを１だけ増加させる。また判定１１３にて新たなシフトＮshift が検出範囲の最大値Ｎend との比較を行い、Ｎshift の値がＮend の値を越えない場合は、再び処理１０４に戻り、新たなシフトを用いて受信データとＣＡＺＡＣデータの相関計算を行い、その絶対値のピーク探索を繰り返す。
【００６４】
Ｎshift の値がＮend の値を越える場合は処理１１１にて上側の相関係数Ｒhimax および下側の相関係数Ｒlomax の積ＲＲhlを計算しその絶対値ＰＲhlを求めた上で、この４乗根4√ＰＲhlを計算する。続く判定１１２では第１の比較判定処理として、これと受信信号の平均パワーＰave に適当な係数αを掛けたものとの大きさを比較する。
この時、判定されるデータが擬似ピークによるものである場合、殆どの場合先に説明したとおり、Ｒhimax またはＲlomax の値がほぼ０となるため、ＲＲhl、従って4√ＰＲhlは十分小となり判定はＮｏ、すなわち真の同調点ではないとして処理１２６に入る。
【００６５】
但し真の同調点から１６キャリアまたは３２キャリアの周波数差をもって発生する擬似ピークでは4√ＰＲhlが比較的大きくなるため、誤検出の可能性が残る。このため処理１１３では上側および下側の相関係数の積ＲＲhlの位相φを計算し、判定１１４において第２の比較判定処理として、この位相φを適当な定数θと比較する。この結果、位相φがこれより小さい場合、検出した相関係数のピークを真の同調点によるものと判定して１１５以下の処理に進み、位相φがこれより大きい場合、擬似ピークであるとして処理１２６に入る。
【００６６】
判定１１５では、今回検出した同調点のシフト、すなわちキャリア間隔単位の周波数誤差Ｓrmaxと前回検出した値が等しいか否かの判定を行う。これは周波数誤差検出の確度を高める目的で行うものであり、検出周波数誤差が前回値と一致の場合、処理１１６にて不一致回数カウンタＣnrＮＧの値をＮＮＧに初期化した後、判定１２０にて一致カウンタＣnrＯＫの値を１減じて、この結果が０より大か否かを調べる。この結果が１以上の場合、処理１２４にて正常動作終了のフラグをセットして、全体の処理、つまりは受信データとして位相基準シンボルを受信した場合の、この発明に関する一連の処理を終了する。よってフレーム単位で繰り返し送信される次の位相基準シンボルが受信されると再び最初に戻り、処理１００からの動作が繰り返し行われる。
判定１２０にてＣnrＯＫが０となる場合、十分な確度で周波数誤差が検出できたとして処理１２３にて周波数誤差検出フラグをセットする。
【００６７】
続く判定１２２では検出誤差Ｓrmaxが０であるか否かを判定する。０でない場合は、処理１２３にて局部発振器４の周波数を適当に変化するなどして誤差の補正を行う。検出誤差Ｓrmaxが０の場合、周波数誤差ゼロフラグをセットするとともに、周波数誤差検出範囲を制御するメモリＮend に値Ｎend＿Ｎを代入して周波数誤差検出範囲を狭める。この後、処理１２４にて正常動作終了のフラグをセットして、この発明に関する一連の処理を終了する。
【００６８】
ここで処理１２６以降は上記説明した周波数誤差検出処理にて、正しく同調点が検出されない場合の処理であり、処理１２６では一致カウンタＣnrＯＫを初期値ＮＯＫに初期化する。続く判定１２７では不一致カウンタＣnrＮＧの値を１減じた後、これが０より大か否かの判定を行う。
この結果が０より大の場合、処理１２４にて正常動作終了のフラグをセットして、一連の処理を終了する。
またＣnrＮＧの値が０となる場合、処理１２８にて周波数誤差検出、周波数誤差ゼロ、正常動作の各フラグをクリアするとともに、Ｎend にＮend＿Ｗを代入して周波数誤差の検出範囲を広げた後、一連の処理を終了する。
【００６９】
この実施の形態２では、検出した相関係数ピーク値の大きさ比較判定を受信データの平均的な大きさを基準として行うが、これは自動車等の移動体において放送を受信する場合、受信信号の大きさが激しく変化する可能性があり、これによる誤動作、不動作を低減するためである。なお処理１１１においてＰＲhlの４乗根をとるのは、受信データの平均的な大きさＰave と受信信号の大きさに対する次元を揃えて適切な比較判定ができるようにするためであり、ＰＲhlがＰave に対し、周波数差動復調の時点で２次、上側および下側相関係数の乗算の時点で更に２次、次数が上回るためである。
【００７０】
また、この実施の形態２では、処理１２３にて周波数誤差を補正するについて、ＮＯＫという適当な回数連続して周波数誤差検出値が一致することを条件としている。これは上側および下側の相関係数の積ＲＲhlに対する大きさ、位相の２種類の判定を通してもなお、突発的な誤検出が残る可能性があるためであり、これにより周波数誤差補正が行われると、放送波が正規に受信されていて音声が再生中であるにも係わらず同調が大きく外れて音声が中断するといった重大な誤動作につながる。よって、この条件をつけることで、このような重大な誤動作を排除するものである。
【００７１】
また、この実施の形態２では、ＮＮＧという適当な回数連続して周波数誤差検出が正常に検出されなくなった場合に、正常動作フラグをクリアすることにより、この状況を制御装置１２の他のプログラムに通知することとしている。これはこの状況が放送波が受信不能となったことを比較的適切に反映するためであり、この通知に基づき他の受信制御プログラムにおいて、この状態を単に放置すれば自己回復不可能なまでに制御状態が外れてしまう可能性のある、精密なＡＦＣ動作や、精密なタイミング同期処理等を初期化することを可能とする。また他の周波数に同一番組の放送がある場合にその周波数に移り受信するよう制御することを可能とする。
【００７２】
また、この実施の形態２では、周波数誤差が補正されて確実に０となった場合に、処理１３０にて周波数誤差検出範囲を狭め、周波数誤差検出が正常に機能しなくなった場合に、処理１２８にて周波数誤差検出範囲を広げるようにしている。
これは制御装置１２の処理能力が限られる場合において、最初の周波数誤差検出範囲をできる限り広くとり、放送波の補足を確実にするとともに、一旦概略の周波数同調が確立した後は必要最小限の周波数誤差検出範囲とすることで、この周波数誤差検出に要する制御装置１２の負荷を軽減し、概略の周波数同調確立後に必要となる精密な周波数同調処理等に制御装置１２の能力を振り向けるためである。
【００７３】
実施の形態３．
次に、周波数誤差検出を制御装置１２で行う実施の形態３について、図５および図６のフローチャートにより説明する。この他の受信機の各部の動作は、実施の形態１と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００７４】
まず、処理２０１において処理に用いるデータの平均パワーを求めることから、処理２０２での周波数差動復調、処理２０３でのメモリ領域Ｎshift 、Ｒmax 、 Ｓrmaxへの初期設定、処理２０４での中心周波数から下側と想定する受信データとＣＡＺＡＣデータの相関係数Ｒlo計算、処理２０５での中心周波数から上側と想定する受信データとＣＡＺＡＣデータの相関係数Ｒhi計算までは、実施の形態２における処理１０１〜１０５と同様である。
【００７５】
次に処理２０６では、先に計算した上側および下側の相関係数の全体について、最大値を与えるシフトを求めるため２つの相関ＲhiおよびＲloを加算し、その絶対値ＰＲsum を計算する。また処理２０７にてこの絶対値ＰＲsum の平方根を求める。その後、その平方根√ＰＲsum をとる。これは続く処理２１２にて受信信号の平均パワーと同じ次元で検出した相関の絶対最大値Ｒmax との比較を行うためである。
【００７６】
判定２０８では、√ＰＲsum とメモリ領域Ｒmax に保持した値との比較を行い、ＰＲsum の方が大きい場合には、処理２０９において、この値を新たなＲmax の値とし、同時にこの時のシフトＮshift の値をメモリ領域Ｓrmaxに、この時の下側相関係数Ｒloをメモリ領域Ｒlomax に、この時の上側相関係数Ｒhiをメモリ領域Ｒhimax にストアする。ＰＲsum の方が小さい場合にはそのまま次の処理２１０に進む。
【００７７】
処理２１０では、シフトを１だけ増加させる。また判定２１１にて新たなシフトＮshift が検出範囲の最大値Ｎend との比較を行い、Ｎshift の値がＮend の値を越えない場合は、再び処理２０４に戻り、新たなシフトを用いて受信データとＣＡＺＡＣデータの相関計算を行い、その絶対値のピーク探索を繰り返す。
Ｎshift の値がＮend の値を越える場合は、処理２１２にて上側のおよび下側の相関係数の和の平方根√ＰＲsum と受信信号の平均パワーＰave に適当な係数βを掛けたものとの大きさを比較する。この時、この判定がＮｏとなるのは通常ＤＡＢの放送波が受信されていない状態であり処理２２６に入る。
【００７８】
続く処理２１３以下では、検出した相関係数ピークを与える点が真の同調点であるか否かの判定処理を行う。まず、処理２１３では、上側の相関係数の大きさＰＲhiおよび下側の相関係数の大きさＰＲloを個別に計算し、続く判定２１４では第１の比較判定処理として、一方の値が他方の適当な定数β倍より大きいか否かの判定を行う。これは先に説明したとおり、多くの擬似ピークにおいては上側または下側の相関係数の値がほぼ０となり、これらの大きさに大きな開きができるためである。よってこの判定の結果、一方の値が他方のβ倍より大きい場合は、擬似ピークであるとして処理２２６に入る。そうでない場合は、２１５以降の第２の判定を行う。
【００７９】
この時、定数βは多くの受信条件において擬似ピークを効果的に排除するとともに、真の同調点を誤って排除することが無い程度の値、例えば２程度とすることができる。
【００８０】
処理２１５では、下側相関係数Ｒlomax と上側相関係数Ｒhimax の積ＲＲhlを計算し、判定２１６において第２の比較判定処理として、その実数部の絶対値と、その虚数部の絶対値に適当な定数δを掛けたものとを比較する。この結果、実数部の方が大きい場合、検出した相関係数のピークを真の同調点によるものと判定して２１７以下の処理に進み、実数部の方が小さい場合は、擬似ピークであるとして処理１２６に入る。
【００８１】
この時、定数δは擬似ピークにより発生する最小の位相条件約７２度を確実に排除可能な値とする、例えばδを２とすることで、ＲＲhlの位相の絶対値が２６．７度を越える場合を擬似ピークとして排除することができる。
【００８２】
判定２１７では、今回検出した同調点のシフト、すなわちキャリア間隔単位の周波数誤差Ｓrmaxと前回検出した値が等しいか否かの判定を行う。検出周波数誤差が前回値と一致の場合、処理２１８にて不一致回数カウンタＣnrＮＧの値をＮＮＧに初期化した後、判定２２０にて一致カウンタＣnrＯＫの値を１減じて、この結果が０より大か否かを調べる。この結果が１以上の場合は、処理２２４にて正常動作終了のフラグをセットして一連の処理を終了する。
判定２２０にてＣnrＯＫが０となる場合は、十分な確度で周波数誤差が検出できたとして処理２２３にて周波数誤差検出フラグをセットする。
【００８３】
判定２２２では、検出誤差Ｓrmaxが０であるか否かを判定する。０でない場合は、処理２２３にて局部発振器４の周波数を適当に変化するなどして誤差の補正を行う。検出誤差Ｓrmaxが０の場合は、周波数誤差ゼロフラグをセットするとともに、周波数誤差検出範囲を制御するメモリＮend に値Ｎend＿Ｎを代入して周波数誤差検出範囲を狭める。この後、処理１２４にて正常動作終了のフラグをセットし、一連の処理を終了する。
【００８４】
ここで処理２２６以降は、上記説明した周波数誤差検出処理にて、正しく同調点が検出されない場合の処理であり、処理２２６では一致カウンタＣnrＯＫを初期値ＮＯＫに初期化する。続く判定２２７では不一致カウンタＣnrＮＧの値を１減じた後、これが０より大か否かの判定を行う。
この結果が０より大の場合、処理２２４にて正常動作終了のフラグをセットして、一連の処理を終了する。
またＣnrＮＧの値が０となる場合は、処理２２８にて周波数誤差検出、周波数誤差ゼロ、正常動作の各フラグをクリアするとともに、Ｎend にＮend＿Ｗを代入して周波数誤差の検出範囲を広げた後、一連の処理を終了する。
【００８５】
以上の説明では、ＣＡＺＡＣデータを相関計算を行う受信データ点数に対応して全数保持するとしてきたが、先に説明したＤＡＢに使用されるＣＡＺＡＣの特性、すなわち、ある系列のデータは別の系列のデータに対し、９０度の整数倍の位相回転を与えることにより得ることができる。また、位相基準シンボルデータの各ブロック毎にこの位相回転も規定されていることを利用することで、３２個または１６個のＣＡＺＡＣデータのみを保持し、相関計算を行った後、その結果に対して元のＣＡＺＡＣ系列に与えるべきであった位相回転を一括施すことで、同じ結果を得ることができることは明らかである。
【００８６】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
【００８７】
従来の概略周波数誤差検出装置で問題となっていた擬似ピークによる誤動作を、比較的簡易な装置構成の拡張により解消し、操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００８８】
また、概略ＡＦＣ処理を制御装置で実行するとともに、従来問題となっていた擬似ピークによる誤動作を、プログラム処理により排除するよう構成することで、安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００８９】
また、制御装置による概略ＡＦＣ処理における擬似ピークによる誤動作排除に関する第２の方式を与えることにより、安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００９０】
また、制御装置による概略ＡＦＣ処理における擬似ピークによる誤動作排除に関する第３の方式を与えることにより、安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００９１】
また、制御装置による概略ＡＦＣ処理における擬似ピークによる誤動作排除に関する第４の方式を与えることにより、安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００９２】
また、第１の比較判定処理における基準値を、位相基準シンボルデータの平均的な大きさに基づき決定するため、放送波信号の変動が大きい場合にも確実な動作を行う安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００９３】
また、周波数誤差検出値が所定回数連続して一致することを条件に周波数誤差補正処理を行うため、突発的な誤動作を効果的に防止できる安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００９４】
また、所定回数連続して周波数誤差検出値が不能であることを判定し、この情報に基づく処理を実行するよう構成されるため、制御装置における受信制御動作がより確実な安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００９５】
また、受信機が正規の同調状態にある場合は周波数誤差検出範囲を狭め、また周波数誤差検出が正常に機能しなくなったことを判定して周波数誤差検出範囲を広げるため、制御装置の処理能力を有効に使用することができ、デジタル音声放送受信機をより安価に提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１のデジタル音声放送受信機のブロック図である。
【図２】 実施の形態１の周波数誤差検出手段のブロック図である。
【図３】 この発明の実施の形態２のフローチャートである。
【図４】 実施の形態２のフローチャートである。
【図５】 この発明の実施の形態３のフローチャートである。
【図６】 実施の形態３のフローチャートである。
【図７】 周波数誤差検出時における擬似ピークの発生のメカニズムの説明図である。
【図８】 周波数誤差検出時における擬似ピークの発生のメカニズムの説明図である。
【図９】 擬似ピークを示す図である。
【図１０】 擬似ピークを示す図である。
【図１１】 従来のデジタル音声放送受信機のブロック図である。
【図１２】 デジタル音声放送の方式説明図である。
【図１３】 デジタル音声放送の方式説明図である。
【図１４】 デジタル音声放送の方式説明図である。
【図１５】 従来のデジタル音声放送受信機の動作説明図である。
【符号の説明】
１ アンテナ、２ ＲＦ増幅器、３ 周波数変換器、４ 局部発振器、５ 中間周波フイルタ、６ 中間周波増幅器、７ 直交復調器、８ 中間周波発振器、９ Ａ／Ｄ変換器、１０ 同期信号検出器、１１ データ復調器、１２ 制御装置、１３ 誤り訂正符号復号器、１４ ＭＰＥＧ音声デコーダ、１５ Ｄ／Ａ変換器、１６ 音声増幅器、１７ スピーカ、３０ 周波数誤差検出手段、５１周波数差動復調手段、５２ データ保持・シフト手段、５３ 第１のＣＡＺＡＣデータ保持手段、５４ 第２のＣＡＺＡＣデータ保持手段、５５ 第１の相関係数計算手段、５６ 第２の相関係数計算手段、５７ 加算手段、５８ 最大値探索手段、５９ 最大値・シフト保持手段、６０ 第１の比較判定手段、６１ 第２の比較判定手段、６２ 論理積手段、６５ 乗算手段。
【発明の属する技術分野】
この発明は、主にＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７７４に記載されるデジタル音声放送ＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）に対応の受信機に関し、特に放送波信号の中心周波数検出方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル音声放送は、伝送方式にＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex ：直交周波数多重変調）を採用し、強力な誤り訂正機能を付加することにより、マルチパス、フェージングなど電波伝播上の問題の大きい移動体に対しても高い信頼性をもって高速デジタルデータを伝送可能とするものである。
【０００３】
図１１に、このＤＡＢ受信機の構成を示す。
図において、１はアンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器、４は局部発振器、５は中間周波フィルタ、６は中間周波増幅器、７は直交復調器、８は中間周波発振器、９はＡ／Ｄ変換器、１０は同期信号検出器、１１はデータ復調器、１２は制御装置、１３は誤り訂正符号復号器、１４はＭＰＥＧ音声デコーダ、１５はＤ／Ａ変換器、１６は音声増幅器、１７はスピーカである。
【０００４】
上記のように構成された受信機において、アンテナ１にて受信された放送波は、ＲＦ増幅器２において増幅、周波数変換器３にて周波数変換、中間周波フィルタ５にて隣接チャンネル波など不要成分の除去、中間周波増幅器６にて増幅、直交復調器７にて検波が行われ、ベースバンド信号としてＡ／Ｄ変換器９に与えられる。
Ａ／Ｄ変換器９によりサンプリングされた信号は、データ復調器１１にて復調される。ここでの具体的な処理は、伝送シンボル毎の複素離散フーリエ変換処理（以下、「ＤＦＴ処理」という）による４相位相変調（ＱＰＳＫ）された各伝送キャリアの位相検出と、時間的に隣接する２伝送シンボルの同一キャリア変調比較に基づく差動復調である。
ＯＦＤＭ復調されたデータは、送信側にて変調を行う際の規則に従い、順次誤り訂正符号復号器１３に出力される。
【０００５】
誤り訂正符号復号器１３では、送信側にて行われる、複数伝送シンボルにまたがる時間インターリーブの解除を行うとともに、畳み込み符号化して伝送されるデータの復号を行う。この際伝送路で発生するデータの誤り訂正が行われる。
【０００６】
誤り訂正符号復号器１３における復号データのうち、音声データはＭＰＥＧ音声デコーダ１４に、送信データの内容，構成を示す制御データは制御装置１２にそれぞれ出力される。
ＭＰＥＧ音声デコーダ１４は、ＩＳＯ／ＭＰＥＧ１レイヤー２の規定に従い圧縮されたＤＡＢ放送音声データを伸張しＤ／Ａ変換器１５に与える。Ｄ／Ａ変換器１５にてアナログ変換された音声信号は増幅器１６を通してスピーカ１７より再生される。
【０００７】
ここで同期信号検出器１０は、図１２に示すデジタル音声放送の伝送信号中のフレーム同期信号の内、ヌルシンボル（＝信号なしの期間）をエンベロープ検波により検出するものであり、制御装置１２に与えられる。制御装置１２は、このヌルシンボルタイミングに基づいて続く伝送シンボルのタイミングを推定し、データ復調器１１におけるＤＦＴ処理が、各シンボルに対して正しく行われるように制御する。
【０００８】
このようにして、フレーム同期信号の第２のシンボルである位相基準シンボルがデータ復調器１１によりＤＦＴ処理により復調され、制御装置１２に与えられる。制御装置１２は、この位相基準シンボルデータに基づいて、ＤＡＢ信号の周波数同調の誤差を検出し、局部発振器４または中間周波発振器８に帰還制御を行うことで正確に同調をとるＡＦＣ（Automatic Frequency Control ）動作を行う。
また、高密度に配置された多数のキャリアを使用するＤＡＢ受信機では、ＡＦＣ動作として、ＯＦＤＭキャリア間隔単位の周波数誤差を検出して補正する概略ＡＦＣ処理と、ＯＦＤＭキャリア間隔以下の周波数誤差を検出して補正する精密ＡＦＣ処理の２段階の処理を行う。
【０００９】
ＯＦＤＭキャリア間隔単位の周波数誤差検出方式として従来、欧州特許EP0529421A2 に記載されるように、位相基準シンボルを周波数差動復調して得られるＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Autocorrelation ）系列データと受信機内に蓄えたＣＡＺＡＣ系列情報の相関計算に基づく周波数誤差検出が行われる。
ＣＡＺＡＣ系列は非零のデータシフトをとった場合の自己相関係数がゼロとなる系列であり理論上、同調点以外では相関係数がゼロとなるため明確な同調点識別が可能となる。
【００１０】
ＤＡＢの詳細な規定は、ＥＴＳＩ（European Telecommunication Standard Institute ）規格ＥＴＳ３００４０１に示される。
まず、位相基準シンボルの変調データは以下のように定義されている。
ψk ＝π・（ｈi，k-k’＋ｎ）／２ ・・・・（１）
ここで、ｈi，j は図１４に示す０〜３の数値から成る１６データを２周期繰り返した３２個のデータ系列である。k’はキャリア番号ｈi，k-k’がπ／２の整数倍の４位相を３２データ毎に繰り返す。またｎも０〜３の整数であり、中心周波数を挟んでキャリア番号が負の場合にはキャリア番号の増加方向に昇順となるよう、キャリア番号が正の場合にはキャリア番号の増加方向に降順となるよう定義される。この様子をＤＡＢ伝送モード１の場合を例として図１３に示す。
【００１１】
また、図１４に位相基準シンボル変調の元となるデータh0，j〜h3，j および、これに対応するＣＡＺＡＣデータc0，j〜c3，jの実際の値を示す。ここで、c0，j〜c3，jの各データは受信機ではh0，j〜h3，jの各データを周波数差動復調して得ることができる。このc0，j〜c3，jは先に説明したとおり、非零のデータシフトをとった場合の自己相関係数がゼロとなるという特徴をもつ。
【００１２】
また例えばc1，jの各データはc0，jの対応する各データをπ/2シフトしたもの（数値に１加えたもの）であり、同様に各系列はすべてのデータが相互にπ/2の整数倍の位相差をもつ。従って、４つのＣＡＺＡＣ系列の異なるもの同士の相関をとると、その結果は実数の１ではなく各系列間の位相差に相当する位相をもったものとなる。
【００１３】
従来の周波数誤差検出方式は、このＣＡＺＡＣ系列の性質を利用し、受信した位相基準シンボルデータから生成したＣＡＺＡＣ系列データと、受信機に予め蓄えたＣＡＺＡＣ系列データとの相関計算を行い、明らかなピークを同調点であると判定することで、周波数誤差検出を行うものである。
図１５に、このような処理が理想的に行われた場合の例として、中心周波数のデータを振幅ゼロとして、これを挟む１２８個のＣＡＺＡＣデータと同じデータを±１００データシフトしたものとの相関係数を示す。
図１５では横軸の１００がデータ間のシフトゼロの場合を示す。図より明らかなとおり、真の同調点では相関係数は１となり明らかなピークが現れるが、同時に１６データシフト毎に相関係数の比較的大きな状態（以下、「擬似ピーク」という）が発生することがわかる。
この擬似ピークはＤＡＢの全信号周波数帯について同様に発生する。
【００１４】
これはＤＡＢで用いられるＣＡＺＡＣ系列の長さが１６を基本としているために、相関係数の振幅だけを見れば１６データ毎にピークを生じるためである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
このため従来の方式では、受信機において周波数誤差検出範囲を広げようとする場合、同調点以外にも極大値が現れることとなる。このピークの大きさは相対的には真の同調点に対応するものが最大となるが、伝送路の状況に応じて、全信号電力は同じでもその大きさが変化するため、各ピークの大きさだけから真の同調点であるか否かの判定は難しく、局所的ピークを同調点とする誤動作が問題となる。
【００１６】
この発明は、上記のような課題を解消するためになされたもので、擬似ピークによる誤動作のない操作性の優れたデジタル音声放送受信機を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るデジタル音声放送受信機は、位相基準シンボル受信データが入力される周波数差動復調手段と、周波数差動復調手段で周波数差動復調された位相シンボル基準データを保持するデータ保持・シフト手段と、伝送帯域の中心から上側のキャリアの変調を規定する第１のＣＡＺＡＣデータと伝送帯域の中心から下側のキャリアの変調を規定する第２のＣＡＺＡＣデータとを保持するＣＡＺＡＣ保持手段と、上記データ保持・シフト手段から、伝送帯域の中心から上側のキャリアで伝送されたと見なして与えられる第１の出力データと上記ＣＡＺＡＣデータ保持手段に保持された上記第１のＣＡＺＡＣデータの間の相関演算を行う第１の相関係数計算手段と、上記データ保持・シフト手段から、伝送帯域の中心から下側のキャリアで伝送されたと見なして与えられる第２の出力データと上記ＣＡＺＡＣデータ保持手段に保持された上記第２のＣＡＺＡＣデータの間の相関演算を行う第２の相関係数計算手段と、上記データ保持・シフト手段において伝送帯域の中心キャリアに対応すると見なすデータの位置を順次シフトしながら上記第１および第２の相関係数計算手段の出力の和が最大となる条件を探索する最大値検索手段と、上記第１および第２の相関係数計算手段の出力の和が最大となる条件におけるデータシフト値を周波数誤差情報として保持し出力する最大値・シフト保持手段と、上記第１および第２の相関係数計算手段の出力を乗算処理する乗算手段と、この乗算手段出力の大きさを第１の基準値と比較しその結果に応じた出力を与える第１の比較判定手段と、上記乗算手段出力の位相を第２の基準値と比較しその結果に応じた出力を与える第２の比較判定手段と、この第１および第２の比較判定手段の出力に基づき前記周波数誤差情報の正誤情報を出力する正誤判定手段とを備えた構成された周波数誤差検出手段を備えたものである。
【００１８】
また、データ復調器とこれに接続された制御装置とを備え、この制御装置が、データ復調器から位相基準シンボル受信データを読みとり、このデータに対し周波数差動復調処理を行うとともに、伝送帯域の中心から上側のキャリアの変調を規定する第１のＣＡＺＡＣデータと伝送帯域の中心から下側のキャリアの変調を規定する第２のＣＡＺＡＣデータを保持し、周波数差動復調処理結果から伝送帯域の中心から上側のキャリアで伝送されたと見なして取り出される第１の出力データと上記第１のＣＡＺＡＣデータ間の第１の相関係数を計算し、また周波数差動復調処理結果から伝送帯域の中心から下側のキャリアで伝送されたと見なして取り出される第２の出力データと上記第２のＣＡＺＡＣデータ間の第２の相関係数を計算する処理を、上記周波数差動復調処理結果の第１の出力データおよび第２の出力データの取り出しを伝送帯域の中心キャリアに対応すると見なすデータの位置を順次シフトしながら繰り返し実行することにより、第１の相関係数と第２の相関係数の和が最大となる条件を検索し、この相関係数の和が最大となる条件における第１および第２の相関係数を保持し、またこの条件におけるデータシフト値を周波数誤差情報として保持するとともに、上記第１および第２の相関係数を乗算処理して、この積の大きさを基準値と比較する比較判定する第１の比較判定処理と、上記乗算処理の結果の位相を基準値と比較判定する第２の比較判定処理とを実行し、この第１および第２の比較判定処理の結果に基づき前記周波数誤差情報の正誤を判定する正誤判定処理とを実行するよう構成されたものである。
【００１９】
また、データ復調器とこれに接続された制御装置とを備え、この制御装置が、データ復調器から位相基準シンボル受信データを読みとり、このデータに対し周波数差動復調処理を行うとともに、伝送帯域の中心から上側のキャリアの変調を規定する第１のＣＡＺＡＣデータと伝送帯域の中心から下側のキャリアの変調を規定する第２のＣＡＺＡＣデータを保持し、周波数差動復調処理結果から伝送帯域の中心から上側のキャリアで伝送されたと見なして取り出される第１の出力データと上記第１のＣＡＺＡＣデータ間の第１の相関係数を計算し、また周波数差動復調処理結果から伝送帯域の中心から下側のキャリアで伝送されたと見なして取り出される第２の出力データと上記第２のＣＡＺＡＣデータ間の第２の相関係数を計算する処理を、上記周波数差動復調処理結果の第１の出力データおよび第２の出力データの取り出しを伝送帯域の中心キャリアに対応すると見なすデータの位置を順次シフトしながら繰り返し実行することにより、第１の相関係数と第２の相関係数の和が最大となる条件を検索し、この相関係数の和が最大となる条件における第１および第２の相関係数を保持し、またこの条件におけるデータシフト値を周波数誤差情報として保持するとともに、上記第１および第２の相関係数の大きさの比が基準値を超えるか否かを比較判定する第１の比較判定処理と、上記第１および第２の相関係数を乗算処理して、この積の実数部の大きさが虚数部の大きさの基準値倍を超えるか否かを比較判定する第２の比較判定処理とを実行し、この第１および第２の比較判定処理の結果に基づき前記周波数誤差情報の正誤を判定する正誤判定処理とを実行するように構成されたものである。
【００２０】
また、第１の比較判定処理が、第１および第２の相関係数を乗算処理して、この積の大きさを基準値と比較判定するものである。
【００２１】
また、第２の比較判定処理が、第１および第２の相関係数を乗算処理して、この積の位相を基準値と比較判定するものである。
【００２２】
また、第１の比較判定処理における基準値が位相基準シンボルデータの平均的な大きさに基づき決定するものである。
【００２３】
また、制御装置が、周波数誤差検出値を所定回数連続して一致することを判定した後、この周波数誤差検出値を有効として周波数誤差補正処理を実行するよう構成されたものである。
【００２４】
また、制御装置が、所定回数連続して周波数誤差検出値が不能であると判定したとき、この情報に基づく処理を実行するよう構成されたものである。
【００２５】
また、制御装置が、周波数誤差が補正され正規の同調状態にあることを判定して周波数誤差検出範囲を狭め、また周波数誤差検出が正常に機能しなくなったことを判定して周波数誤差検出範囲を広げるように構成されたものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】
ここでは、まず、擬似ピークの発生のメカニズムについて説明し、次にその排除方法について述べる。先に説明したとおり、擬似ピークは真の同調点から１６キャリアの整数倍の前後周波数がずれた場合に発生する。
【００２７】
図７（Ａ）は、テンプレートと記した参照用のＣＡＺＡＣデータと、周波数差動復調された受信データとの間に周波数誤差がない場合を示しており、１つの長方形で表したデータブロックにはそれぞれ３２個の複素数データが含まれる。また、各データブロックに記した数値は、ＣＡＺＡＣ系列の位相オフセットを示す。図中、出力は相関係数を得るために、テンプレート、データに含まれる各データを乗じた結果を示しており、この場合は、すべての計算結果は理想的には正実数となる。図７（Ａ）ではこのことを各出力ブロックに記した数値０で示している。図１５に示した相関係数は、この出力の各データをすべて加算したものであり、この場合各データがすべて同位相となることから大きな相関係数が与えられる。
【００２８】
次に図７（Ｂ）は、１６キャリアの周波数誤差がある場合の擬似ピーク発生の態様を示している。この場合は、出力の下側２ブロックではそれぞれ１６データは正実の値となる（数値０で示す）が、残る部分では位相が９０度回転した正虚数となる（数値１で示す）。また上側２ブロックではそれぞれ１６データは正実の値となる（数値０で示す）が、残る部分では１６データが位相が−９０度回転した負虚数となり（数値３で示す）、１６データが位相が不定の状態となりその全加算結果がＣＡＺＡＣの特性によりほぼ０となる（ｘで示す）。
図７（Ｃ）は、１７キャリアの周波数誤差がある場合を示しており、相関として有意な出力は上側の１６データのみとなる。
【００２９】
図７（Ｄ）に示す３３キャリアの周波数誤差がある場合は、下側の２ブロックの出力はすべて位相不定となり、上側１ブロックは負虚数、残る１ブロックは位相不定となる。
図７（Ｅ）に示す３２キャリアの周波数誤差がある場合は、相関として有意な出力は上側の１ブロックのみとなる。
【００３０】
図８（Ｆ）に示す４８キャリアの周波数誤差がある場合は、出力の下側２ブロックではそれぞれ１６データは正虚の値、残る部分は負実の値となる（数値２で示す）。また上側２ブロックでは１６データのみが負虚の値となり、残る部分は位相不定となる。
図８（Ｇ）に示す４９キャリアの周波数誤差がある場合は、相関として有意な出力は上側の１ブロックのみとなり、１６データが正虚の値、残る部分は負実の値となる。
【００３１】
図８（Ｈ）に示す６４キャリアの周波数誤差がある場合は、下側の２ブロックの出力はすべて正実数となり、上側２ブロックは位相不定となる。
図８（Ｊ）に示す６５キャリアの周波数誤差がある場合は、下側の２ブロックは位相不定となり、上側１ブロックは負実の値となり、残る１ブロックは正実の値となる。
【００３２】
図８（Ｋ）に示す８０キャリアの周波数誤差がある場合は、下側の２ブロックではそれぞれ１６データは負虚の値、残る部分は負実の値となる。また上側２ブロックは位相不定となる。
図８（Ｍ）に示す８１キャリアの周波数誤差がある場合は、下側の２ブロックは位相不定となる。上側２ブロックは１６データごとに正実、負実、正虚、負虚の値をとる。
【００３３】
周波数誤差が９６キャリア以上の場合については、出力に現れる有意なデータの位相が異なる点を除けば、上記６４キャリア〜８１キャリアの周波数誤差がある場合と同様となる。
【００３４】
以上を総括すると、図７（Ｃ）、（Ｅ）、図８（Ｇ）、（Ｈ）、（Ｊ）、（Ｋ）、（Ｍ）で示す周波数誤差１７、３３、４９、６４、６５、８０、８１の場合、従って９６キャリア以上の周波数誤差がある場合については、出力の上側または下側ブロックのすべてが位相不定となり、その全加算結果がＣＡＺＡＣの特性によりほぼ０となることが明らかとなる。
【００３５】
また、図７（Ｂ）、（Ｄ）、図８（Ｆ）の周波数誤差１６、３２、４８の各場合においては、出力の上側および下側ブロックのデータを個別に加算した結果、すなわち上側相関係数と下側相関係数の間の位相差が大となることが分かる。
まず、１６キャリアの周波数誤差がある場合、１ブロック対応の相関係数を１に正規化するという条件で下側２ブロックの和は１＋ｉ、上側２ブロックの和は１−０．５ｉとなるため、これらの位相差は約７２度となる。同様に、３２キャリアの周波数誤差がある場合１８０度、４８キャリアの周波数誤差がある場合１３５度となる。
なお以上の説明において、周波数誤差が逆方向となる場合上記とほぼ上下対称の関係となる。
【００３６】
以上より、擬似ピーク出力は上側データと下側データとに分けて見た場合、一方の値が非常に小さくなるか、各データの位相差が０度から大きく外れてくることが分かる。
【００３７】
ここで図９は、下側２ブロックの相関係数と上側２ブロックの相関係数の共役を乗算した結果の実数部を周波数誤差に対して示したものであり、図１０はその虚数部を示している。これより±６４キャリア以上離れる場合の結果が非常に小さくなるが、これは先に説明したとおり、下側または上側相関係数のいずれかがほぼ０となるためである。また、±１６キャリア周波数の擬似ピークは虚数部の大きさが大であり、±３２キャリア周波数、±４８キャリア周波数の擬似ピークについては、実数部が負となり、その位相が０から大きく外れることが分かる。これは先に説明したとおり、下側と上側相関係数の位相差が大となるためである。
【００３８】
以下、この発明をその実施の形態を示す図面に基づいて具体的に説明する。
実施の形態１．
図１にこの発明の実施の形態１に係るデジタル音声放送受信機のブロック図を示す。
図において、１はアンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器、４は局部発振器、５は中間周波フィルタ、６は中間周波増幅器、７は直交復調器、８は中間周波発振器、９はＡ／Ｄ変換器、１０は同期信号検出器、１１はデータ復調器、１２は制御装置、１３は誤り訂正符号復号器、１４はＭＰＥＧ音声デコーダ、１５はＤ／Ａ変換器、１６は音声増幅器、１７はスピーカ、３０は周波数誤差検出手段である。
【００３９】
上記のように構成された受信機において、アンテナ１にて受信された放送波は、ＲＦ増幅器２において増幅、周波数変換器３にて周波数変換、中間周波フィルタ５にて隣接チャンネル波など不要成分の除去、中間周波増幅器６にて増幅、直交復調器７にて検波を行われ、ベースバンド信号としてＡ／Ｄ変換器９に与えられる。
Ａ／Ｄ変換器９によりサンプリングされた信号は、データ復調器１１にて復調される。ここでの具体的な処理は、伝送シンボル毎の複素離散フーリエ変換処理（ＤＦＴ処理）による４相位相変調（ＱＰＳＫ）された各伝送キャリアの位相検出と、時間的に隣接する２伝送シンボルの同一キャリア変調比較に基づく差動復調である。
ＯＦＤＭ復調されたデータは、送信側にて変調を行う際の規則に従い、順次誤り訂正符号復号器１３に出力される。
【００４０】
誤り訂正符号復号器１３では、送信側にて行われる、複数伝送シンボルにまたがる時間インターリーブの解除を行うとともに、畳み込み符号化して伝送されるデータの復号を行う。この際伝送路で発生するデータの誤り訂正が行われる。
【００４１】
誤り訂正符号復号器１３における復号データのうち、音声データはＭＰＥＧ音声デコーダ１４に、送信データの内容，構成を示す制御データは制御装置１２にそれぞれ出力される。
ＭＰＥＧ音声デコーダ１４は、ＩＳＯ／ＭＰＥＧ１レイヤー２の規定に従い圧縮されたＤＡＢ放送音声データを伸張しＤ／Ａ変換器１５に与える。Ｄ／Ａ変換器１５にてアナログ変換された音声信号は増幅器１６を通してスピーカ１７より再生される。
【００４２】
ここで同期信号検出器１０は、図１２に示すデジタル音声放送の伝送信号中のフレーム同期信号の内、ヌルシンボル（＝信号なしの期間）をエンベロープ検波により検出するものであり、制御装置１２に与えられる。制御装置１２は、このヌルシンボルタイミングに基づいて続く伝送シンボルのタイミングを推定し、データ復調器１１におけるＤＦＴ処理が、各シンボルに対して正しく行われるように制御する。
【００４３】
このようにして、フレーム同期信号の第２のシンボルである位相基準シンボルがデータ復調器１１によりＤＦＴ復調され、制御装置１２および周波数誤差検出手段３０に与えられる。制御装置１２は周波数誤差検出手段３０からのＯＦＤＭキャリア間隔単位の周波数誤差出力に基づき、局部発振器４または中間周波発振器８に帰還制御を行うことで、ＤＡＢ信号の中心周波数に対し概略のＡＦＣ（Automatic Frequency Control ）動作を行う。また、この後データ復調器１１から得る位相基準シンボルデータを処理してＯＦＤＭキャリア間隔以下の周波数誤差を検出し、局部発振器４または中間周波発振器８を制御して精密なＡＦＣ処理を行う。
【００４４】
図２は、周波数誤差検出手段３０の内部構成を示すブロック図である。図において、５０はデータ入力端子、５１は周波数差動復調手段、５２はデータ保持・シフト手段、５３は第１のＣＡＺＡＣデータ保持手段、５４は第２のＣＡＺＡＣデータ保持手段、５５は第１の相関係数計算手段、５６は第２の相関係数計算手段、５７は加算手段、５８は最大値探索手段、５９は最大値・シフト保持手段、６０は第１の比較判定手段、６１は第２の比較判定手段、６２は論理積手段、６３は周波数誤差出力端子、６４は検出有効信号出力端子、６５は乗算手段である。
【００４５】
以上のように構成された周波数誤差検出手段３０において、データ入力端子５０に入力された位相基準シンボルデータは、周波数差動復調手段５１にて周波数差動復調され、データ保持・シフト手段５２に保持される。データ保持・シフト手段５２からの一方の出力データ、すなわち先に説明した下側受信データは、第１の相関係数計算手段５５において、第１のＣＡＺＡＣデータ保持手段５３に保持されるＣＡＺＡＣデータ、すなわち先に説明した下側ＣＡＺＡＣデータとの相関係数計算が行われる。また、データ保持・シフト手段５２からの他方の出力データ、すなわち先に説明した上側受信データは、第２の相関係数計算手段５６において、第２のＣＡＺＡＣデータ保持手段５４に保持されるＣＡＺＡＣデータ、すなわち先に説明した上側ＣＡＺＡＣデータとの相関係数計算が行われる。
【００４６】
この第１および第２の相関係数計算手段５５，５６からの出力は、一方で加算手段５７にて加算した後、最大値探索手段５８に与えられる。この最大値探索手段５８は、周波数誤差検出手段３０に要求される周波数誤差検出範囲の全体をカバーするよう、データ保持・シフト手段５２を制御して、これから出力されるデータに適宜シフトを与える。また同時に、そのデータシフト条件に対応して加算手段５７から与えられる、相関係数の和の大きさ（絶対値）を求めて、前回の別のデータシフト条件に対応する相関係数の和の大きさとを比較し、これが最大となる条件を求める。さらに最大値探索手段５８は、最大値・シフト保持手段５９を制御して、第１および第２の相関係数計算手段５５，５６からの最大値・シフト保持手段５９に与えられるもう一方の出力の内、その和の大きさが最大となるものを保持させる。また、この条件に対応するデータシフト値を最大値・シフト保持手段５９に与えて保持させるように働く。
【００４７】
このようにして、周波数誤差検出範囲において、受信データから復調したＣＡＺＡＣデータと受信機に予め保持するＣＡＺＡＣデータとの相関係数が最大となる点での、上側および下側２つの相関係数およびデータシフト値が最大値・シフト保持手段５９に保持されることとなる。
周波数誤差検出範囲に真の同調点が含まれる場合において、この最大値・シフト保持手段５９に保持されるデータシフト値は同調の周波数誤差を表すため、この値が周波数誤差出力端子６３に出力され制御装置１２に与えられる。
【００４８】
しかし、周波数誤差検出範囲に真の同調点が含まれない場合等は、この最大値・シフト保持手段５９に保持されるデータシフト値は擬似ピークの発生点を与えることとなり、受信誤動作につながることは先に説明したとおりである。
このため、この最大値・シフト保持手段５９に保持された２つの相関係数は、次に乗算手段６５を通して第１の比較判定手段６０に与えられる。第１の比較判定手段６０では、乗算手段６５の出力の大きさを適当な定数εと比較し、乗算手段６５の出力の大きさが大きい場合には、周波数誤差出力端子６３に出力される現在の検出値が有効であるとする判定出力を、論理積手段６２に与える。これにより先に説明したとおり、上側または下側相関係数が殆ど０となる、周波数誤差６４キャリア以上の擬似ピークを検出し、無効として排除することができる。
【００４９】
この時、定数εは受信データとＣＡＺＡＣデータとの間に完全な相関があり、かつ受信データがほぼ理想的な受信状態で得られたと想定される場合に与えられる乗算手段６５の出力の大きさに対して、例えば１／１０程度の値とすることができる。
【００５０】
更に、第２の比較判定手段６１では乗算手段６５の出力の位相を適当な定数θと比較し、乗算手段６５の出力の位相がこれより小さい場合には、周波数誤差出力端子６３に出力される現在の検出値が有効であるとする判定出力を論理積手段６２に与える。これにより先に説明したとおり、周波数誤差４８キャリア以内の擬似ピークを検出無効として排除することが可能となる。
【００５１】
ここで乗算手段６５の出力の位相は、その虚数部の値を実数部の値で除した後、逆正接演算を施すことで求めることができる。また定数θは、先に説明したとおり乗算手段６５の出力が擬似ピークに対応する場合、その最小値が約７２度であるから、この１／２以下程度、例えば３０度とすることができる。
【００５２】
ここで論理積手段６２は、第１および第２の比較判定手段６０，６１の出力がともに現在の検出値を有効とする判定出力を与える場合にのみ、検出有効信号出力端子６４に対し検出有効の信号を与える。制御装置１２は、この検出有効信号出力端子６４の出力を監視して、周波数誤差出力端子６３に出力されたデータが有効であるか否かを確認することで、擬似ピーク点を真の同調点と誤判定することによる誤動作を無くすることができる。
【００５３】
実施の形態２．
次に、実施の形態１の周波数誤差検出手段３０で行った周波数誤差検出を、制御装置１２で直接行う場合について、図３および図４のフローチャートにより説明する。この他の受信機の各部の動作は、実施の形態１と同様であるため、説明を省略する。
【００５４】
この実施の形態２の周波数誤差検出処理では、図３の処理１０１において、まず処理に用いるデータの平均パワーを求める。この処理は例えば、受信、ＤＦＴ処理したデータの内、続く処理で使用する約１２８点の絶対値を計算しその総和を求め、これをデータ数で除することにより行う。
【００５５】
【数１】
次に処理１０２において周波数差動復調を行う。この処理は具体的には以下の演算を使用するデータのすべてについて行うものである。
Fi＝ Di×D* i+1
このとき、数値Ｎend はこの周波数誤差検出処理において同調点を探す範囲の１／２をキャリア間隔数を単位として表している。周波数誤差検出のためのＣＡＺＡＣデータとの相関計算は元データを最大この検出範囲分シフトして行うため、この周波数差動復調は１回の同調点テストに用いるデータ点数（ここでは１２８個）に検出範囲のキャリア間隔数を足した数のデータを得られるように行う。
【００５７】
次に処理１０３にて、続く同調点テストの処理を検出範囲のキャリア間隔数回繰り返し実行するための初期設定を行なう。すなわち受信データとＣＡＺＡＣデータの初期のシフト量を−Ｎend とし、相関の最大値およびその最大値を与えるシフト量を記録するメモリ領域に初期値を設定する。
【００５８】
続く処理１０４では、中心周波数から下側と想定する受信データとＣＡＺＡＣデータの相関Ｒloを計算する。この例では具体的には以下の計算となる。
【００５９】
【数２】
次に処理１０５で中心周波数から上側と想定する受信データとＣＡＺＡＣデータの相関Ｒhiを計算する。この例では具体的には以下の計算となる。
【００６１】
【数３】
処理１０６では、先に計算した上側および下側の相関の全体について、最大値を与えるシフトを求めるため２つの相関ＲhiおよびＲloを加算し、その絶対値ＰＲsum を計算する。
処理１０７ではＰＲsum とメモリ領域Ｒmax に保持した値との比較を行い、ＰＲsum の方が大きい場合には処理１０８において、この値を新たなＲmax の値とし、同時にこの時のシフトＮshift の値をメモリ領域Ｓｒmax に、この時の下側相関係数Ｒloをメモリ領域Ｒlomax に、この時の上側相関係数Ｒhiをメモリ領域Ｒhimax にストアする。ＰＲsum の方が小さい場合にはそのまま次の処理１０９に進む。
【００６３】
処理１０９ではシフトを１だけ増加させる。また判定１１３にて新たなシフトＮshift が検出範囲の最大値Ｎend との比較を行い、Ｎshift の値がＮend の値を越えない場合は、再び処理１０４に戻り、新たなシフトを用いて受信データとＣＡＺＡＣデータの相関計算を行い、その絶対値のピーク探索を繰り返す。
【００６４】
Ｎshift の値がＮend の値を越える場合は処理１１１にて上側の相関係数Ｒhimax および下側の相関係数Ｒlomax の積ＲＲhlを計算しその絶対値ＰＲhlを求めた上で、この４乗根4√ＰＲhlを計算する。続く判定１１２では第１の比較判定処理として、これと受信信号の平均パワーＰave に適当な係数αを掛けたものとの大きさを比較する。
この時、判定されるデータが擬似ピークによるものである場合、殆どの場合先に説明したとおり、Ｒhimax またはＲlomax の値がほぼ０となるため、ＲＲhl、従って4√ＰＲhlは十分小となり判定はＮｏ、すなわち真の同調点ではないとして処理１２６に入る。
【００６５】
但し真の同調点から１６キャリアまたは３２キャリアの周波数差をもって発生する擬似ピークでは4√ＰＲhlが比較的大きくなるため、誤検出の可能性が残る。このため処理１１３では上側および下側の相関係数の積ＲＲhlの位相φを計算し、判定１１４において第２の比較判定処理として、この位相φを適当な定数θと比較する。この結果、位相φがこれより小さい場合、検出した相関係数のピークを真の同調点によるものと判定して１１５以下の処理に進み、位相φがこれより大きい場合、擬似ピークであるとして処理１２６に入る。
【００６６】
判定１１５では、今回検出した同調点のシフト、すなわちキャリア間隔単位の周波数誤差Ｓrmaxと前回検出した値が等しいか否かの判定を行う。これは周波数誤差検出の確度を高める目的で行うものであり、検出周波数誤差が前回値と一致の場合、処理１１６にて不一致回数カウンタＣnrＮＧの値をＮＮＧに初期化した後、判定１２０にて一致カウンタＣnrＯＫの値を１減じて、この結果が０より大か否かを調べる。この結果が１以上の場合、処理１２４にて正常動作終了のフラグをセットして、全体の処理、つまりは受信データとして位相基準シンボルを受信した場合の、この発明に関する一連の処理を終了する。よってフレーム単位で繰り返し送信される次の位相基準シンボルが受信されると再び最初に戻り、処理１００からの動作が繰り返し行われる。
判定１２０にてＣnrＯＫが０となる場合、十分な確度で周波数誤差が検出できたとして処理１２３にて周波数誤差検出フラグをセットする。
【００６７】
続く判定１２２では検出誤差Ｓrmaxが０であるか否かを判定する。０でない場合は、処理１２３にて局部発振器４の周波数を適当に変化するなどして誤差の補正を行う。検出誤差Ｓrmaxが０の場合、周波数誤差ゼロフラグをセットするとともに、周波数誤差検出範囲を制御するメモリＮend に値Ｎend＿Ｎを代入して周波数誤差検出範囲を狭める。この後、処理１２４にて正常動作終了のフラグをセットして、この発明に関する一連の処理を終了する。
【００６８】
ここで処理１２６以降は上記説明した周波数誤差検出処理にて、正しく同調点が検出されない場合の処理であり、処理１２６では一致カウンタＣnrＯＫを初期値ＮＯＫに初期化する。続く判定１２７では不一致カウンタＣnrＮＧの値を１減じた後、これが０より大か否かの判定を行う。
この結果が０より大の場合、処理１２４にて正常動作終了のフラグをセットして、一連の処理を終了する。
またＣnrＮＧの値が０となる場合、処理１２８にて周波数誤差検出、周波数誤差ゼロ、正常動作の各フラグをクリアするとともに、Ｎend にＮend＿Ｗを代入して周波数誤差の検出範囲を広げた後、一連の処理を終了する。
【００６９】
この実施の形態２では、検出した相関係数ピーク値の大きさ比較判定を受信データの平均的な大きさを基準として行うが、これは自動車等の移動体において放送を受信する場合、受信信号の大きさが激しく変化する可能性があり、これによる誤動作、不動作を低減するためである。なお処理１１１においてＰＲhlの４乗根をとるのは、受信データの平均的な大きさＰave と受信信号の大きさに対する次元を揃えて適切な比較判定ができるようにするためであり、ＰＲhlがＰave に対し、周波数差動復調の時点で２次、上側および下側相関係数の乗算の時点で更に２次、次数が上回るためである。
【００７０】
また、この実施の形態２では、処理１２３にて周波数誤差を補正するについて、ＮＯＫという適当な回数連続して周波数誤差検出値が一致することを条件としている。これは上側および下側の相関係数の積ＲＲhlに対する大きさ、位相の２種類の判定を通してもなお、突発的な誤検出が残る可能性があるためであり、これにより周波数誤差補正が行われると、放送波が正規に受信されていて音声が再生中であるにも係わらず同調が大きく外れて音声が中断するといった重大な誤動作につながる。よって、この条件をつけることで、このような重大な誤動作を排除するものである。
【００７１】
また、この実施の形態２では、ＮＮＧという適当な回数連続して周波数誤差検出が正常に検出されなくなった場合に、正常動作フラグをクリアすることにより、この状況を制御装置１２の他のプログラムに通知することとしている。これはこの状況が放送波が受信不能となったことを比較的適切に反映するためであり、この通知に基づき他の受信制御プログラムにおいて、この状態を単に放置すれば自己回復不可能なまでに制御状態が外れてしまう可能性のある、精密なＡＦＣ動作や、精密なタイミング同期処理等を初期化することを可能とする。また他の周波数に同一番組の放送がある場合にその周波数に移り受信するよう制御することを可能とする。
【００７２】
また、この実施の形態２では、周波数誤差が補正されて確実に０となった場合に、処理１３０にて周波数誤差検出範囲を狭め、周波数誤差検出が正常に機能しなくなった場合に、処理１２８にて周波数誤差検出範囲を広げるようにしている。
これは制御装置１２の処理能力が限られる場合において、最初の周波数誤差検出範囲をできる限り広くとり、放送波の補足を確実にするとともに、一旦概略の周波数同調が確立した後は必要最小限の周波数誤差検出範囲とすることで、この周波数誤差検出に要する制御装置１２の負荷を軽減し、概略の周波数同調確立後に必要となる精密な周波数同調処理等に制御装置１２の能力を振り向けるためである。
【００７３】
実施の形態３．
次に、周波数誤差検出を制御装置１２で行う実施の形態３について、図５および図６のフローチャートにより説明する。この他の受信機の各部の動作は、実施の形態１と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００７４】
まず、処理２０１において処理に用いるデータの平均パワーを求めることから、処理２０２での周波数差動復調、処理２０３でのメモリ領域Ｎshift 、Ｒmax 、 Ｓrmaxへの初期設定、処理２０４での中心周波数から下側と想定する受信データとＣＡＺＡＣデータの相関係数Ｒlo計算、処理２０５での中心周波数から上側と想定する受信データとＣＡＺＡＣデータの相関係数Ｒhi計算までは、実施の形態２における処理１０１〜１０５と同様である。
【００７５】
次に処理２０６では、先に計算した上側および下側の相関係数の全体について、最大値を与えるシフトを求めるため２つの相関ＲhiおよびＲloを加算し、その絶対値ＰＲsum を計算する。また処理２０７にてこの絶対値ＰＲsum の平方根を求める。その後、その平方根√ＰＲsum をとる。これは続く処理２１２にて受信信号の平均パワーと同じ次元で検出した相関の絶対最大値Ｒmax との比較を行うためである。
【００７６】
判定２０８では、√ＰＲsum とメモリ領域Ｒmax に保持した値との比較を行い、ＰＲsum の方が大きい場合には、処理２０９において、この値を新たなＲmax の値とし、同時にこの時のシフトＮshift の値をメモリ領域Ｓrmaxに、この時の下側相関係数Ｒloをメモリ領域Ｒlomax に、この時の上側相関係数Ｒhiをメモリ領域Ｒhimax にストアする。ＰＲsum の方が小さい場合にはそのまま次の処理２１０に進む。
【００７７】
処理２１０では、シフトを１だけ増加させる。また判定２１１にて新たなシフトＮshift が検出範囲の最大値Ｎend との比較を行い、Ｎshift の値がＮend の値を越えない場合は、再び処理２０４に戻り、新たなシフトを用いて受信データとＣＡＺＡＣデータの相関計算を行い、その絶対値のピーク探索を繰り返す。
Ｎshift の値がＮend の値を越える場合は、処理２１２にて上側のおよび下側の相関係数の和の平方根√ＰＲsum と受信信号の平均パワーＰave に適当な係数βを掛けたものとの大きさを比較する。この時、この判定がＮｏとなるのは通常ＤＡＢの放送波が受信されていない状態であり処理２２６に入る。
【００７８】
続く処理２１３以下では、検出した相関係数ピークを与える点が真の同調点であるか否かの判定処理を行う。まず、処理２１３では、上側の相関係数の大きさＰＲhiおよび下側の相関係数の大きさＰＲloを個別に計算し、続く判定２１４では第１の比較判定処理として、一方の値が他方の適当な定数β倍より大きいか否かの判定を行う。これは先に説明したとおり、多くの擬似ピークにおいては上側または下側の相関係数の値がほぼ０となり、これらの大きさに大きな開きができるためである。よってこの判定の結果、一方の値が他方のβ倍より大きい場合は、擬似ピークであるとして処理２２６に入る。そうでない場合は、２１５以降の第２の判定を行う。
【００７９】
この時、定数βは多くの受信条件において擬似ピークを効果的に排除するとともに、真の同調点を誤って排除することが無い程度の値、例えば２程度とすることができる。
【００８０】
処理２１５では、下側相関係数Ｒlomax と上側相関係数Ｒhimax の積ＲＲhlを計算し、判定２１６において第２の比較判定処理として、その実数部の絶対値と、その虚数部の絶対値に適当な定数δを掛けたものとを比較する。この結果、実数部の方が大きい場合、検出した相関係数のピークを真の同調点によるものと判定して２１７以下の処理に進み、実数部の方が小さい場合は、擬似ピークであるとして処理１２６に入る。
【００８１】
この時、定数δは擬似ピークにより発生する最小の位相条件約７２度を確実に排除可能な値とする、例えばδを２とすることで、ＲＲhlの位相の絶対値が２６．７度を越える場合を擬似ピークとして排除することができる。
【００８２】
判定２１７では、今回検出した同調点のシフト、すなわちキャリア間隔単位の周波数誤差Ｓrmaxと前回検出した値が等しいか否かの判定を行う。検出周波数誤差が前回値と一致の場合、処理２１８にて不一致回数カウンタＣnrＮＧの値をＮＮＧに初期化した後、判定２２０にて一致カウンタＣnrＯＫの値を１減じて、この結果が０より大か否かを調べる。この結果が１以上の場合は、処理２２４にて正常動作終了のフラグをセットして一連の処理を終了する。
判定２２０にてＣnrＯＫが０となる場合は、十分な確度で周波数誤差が検出できたとして処理２２３にて周波数誤差検出フラグをセットする。
【００８３】
判定２２２では、検出誤差Ｓrmaxが０であるか否かを判定する。０でない場合は、処理２２３にて局部発振器４の周波数を適当に変化するなどして誤差の補正を行う。検出誤差Ｓrmaxが０の場合は、周波数誤差ゼロフラグをセットするとともに、周波数誤差検出範囲を制御するメモリＮend に値Ｎend＿Ｎを代入して周波数誤差検出範囲を狭める。この後、処理１２４にて正常動作終了のフラグをセットし、一連の処理を終了する。
【００８４】
ここで処理２２６以降は、上記説明した周波数誤差検出処理にて、正しく同調点が検出されない場合の処理であり、処理２２６では一致カウンタＣnrＯＫを初期値ＮＯＫに初期化する。続く判定２２７では不一致カウンタＣnrＮＧの値を１減じた後、これが０より大か否かの判定を行う。
この結果が０より大の場合、処理２２４にて正常動作終了のフラグをセットして、一連の処理を終了する。
またＣnrＮＧの値が０となる場合は、処理２２８にて周波数誤差検出、周波数誤差ゼロ、正常動作の各フラグをクリアするとともに、Ｎend にＮend＿Ｗを代入して周波数誤差の検出範囲を広げた後、一連の処理を終了する。
【００８５】
以上の説明では、ＣＡＺＡＣデータを相関計算を行う受信データ点数に対応して全数保持するとしてきたが、先に説明したＤＡＢに使用されるＣＡＺＡＣの特性、すなわち、ある系列のデータは別の系列のデータに対し、９０度の整数倍の位相回転を与えることにより得ることができる。また、位相基準シンボルデータの各ブロック毎にこの位相回転も規定されていることを利用することで、３２個または１６個のＣＡＺＡＣデータのみを保持し、相関計算を行った後、その結果に対して元のＣＡＺＡＣ系列に与えるべきであった位相回転を一括施すことで、同じ結果を得ることができることは明らかである。
【００８６】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
【００８７】
従来の概略周波数誤差検出装置で問題となっていた擬似ピークによる誤動作を、比較的簡易な装置構成の拡張により解消し、操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００８８】
また、概略ＡＦＣ処理を制御装置で実行するとともに、従来問題となっていた擬似ピークによる誤動作を、プログラム処理により排除するよう構成することで、安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００８９】
また、制御装置による概略ＡＦＣ処理における擬似ピークによる誤動作排除に関する第２の方式を与えることにより、安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００９０】
また、制御装置による概略ＡＦＣ処理における擬似ピークによる誤動作排除に関する第３の方式を与えることにより、安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００９１】
また、制御装置による概略ＡＦＣ処理における擬似ピークによる誤動作排除に関する第４の方式を与えることにより、安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００９２】
また、第１の比較判定処理における基準値を、位相基準シンボルデータの平均的な大きさに基づき決定するため、放送波信号の変動が大きい場合にも確実な動作を行う安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００９３】
また、周波数誤差検出値が所定回数連続して一致することを条件に周波数誤差補正処理を行うため、突発的な誤動作を効果的に防止できる安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００９４】
また、所定回数連続して周波数誤差検出値が不能であることを判定し、この情報に基づく処理を実行するよう構成されるため、制御装置における受信制御動作がより確実な安価で操作性に優れたデジタル音声放送受信機が得られる。
【００９５】
また、受信機が正規の同調状態にある場合は周波数誤差検出範囲を狭め、また周波数誤差検出が正常に機能しなくなったことを判定して周波数誤差検出範囲を広げるため、制御装置の処理能力を有効に使用することができ、デジタル音声放送受信機をより安価に提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１のデジタル音声放送受信機のブロック図である。
【図２】 実施の形態１の周波数誤差検出手段のブロック図である。
【図３】 この発明の実施の形態２のフローチャートである。
【図４】 実施の形態２のフローチャートである。
【図５】 この発明の実施の形態３のフローチャートである。
【図６】 実施の形態３のフローチャートである。
【図７】 周波数誤差検出時における擬似ピークの発生のメカニズムの説明図である。
【図８】 周波数誤差検出時における擬似ピークの発生のメカニズムの説明図である。
【図９】 擬似ピークを示す図である。
【図１０】 擬似ピークを示す図である。
【図１１】 従来のデジタル音声放送受信機のブロック図である。
【図１２】 デジタル音声放送の方式説明図である。
【図１３】 デジタル音声放送の方式説明図である。
【図１４】 デジタル音声放送の方式説明図である。
【図１５】 従来のデジタル音声放送受信機の動作説明図である。
【符号の説明】
１ アンテナ、２ ＲＦ増幅器、３ 周波数変換器、４ 局部発振器、５ 中間周波フイルタ、６ 中間周波増幅器、７ 直交復調器、８ 中間周波発振器、９ Ａ／Ｄ変換器、１０ 同期信号検出器、１１ データ復調器、１２ 制御装置、１３ 誤り訂正符号復号器、１４ ＭＰＥＧ音声デコーダ、１５ Ｄ／Ａ変換器、１６ 音声増幅器、１７ スピーカ、３０ 周波数誤差検出手段、５１周波数差動復調手段、５２ データ保持・シフト手段、５３ 第１のＣＡＺＡＣデータ保持手段、５４ 第２のＣＡＺＡＣデータ保持手段、５５ 第１の相関係数計算手段、５６ 第２の相関係数計算手段、５７ 加算手段、５８ 最大値探索手段、５９ 最大値・シフト保持手段、６０ 第１の比較判定手段、６１ 第２の比較判定手段、６２ 論理積手段、６５ 乗算手段。
Claims (9)
- 位相基準シンボル受信データが入力される周波数差動復調手段と、
周波数差動復調手段で周波数差動復調された位相シンボル基準データを保持するデータ保持・シフト手段と、
伝送帯域の中心から上側のキャリアの変調を規定する第１のＣＡＺＡＣデータと伝送帯域の中心から下側のキャリアの変調を規定する第２のＣＡＺＡＣデータとを保持するＣＡＺＡＣ保持手段と、
上記データ保持・シフト手段から、伝送帯域の中心から上側のキャリアで伝送されたと見なして与えられる第１の出力データと上記ＣＡＺＡＣデータ保持手段に保持された上記第１のＣＡＺＡＣデータの間の相関演算を行う第１の相関係数計算手段と、
上記データ保持・シフト手段から、伝送帯域の中心から下側のキャリアで伝送されたと見なして与えられる第２の出力データと上記ＣＡＺＡＣデータ保持手段に保持された上記第２のＣＡＺＡＣデータの間の相関演算を行う第２の相関係数計算手段と、
上記データ保持・シフト手段において伝送帯域の中心キャリアに対応すると見なすデータの位置を順次シフトしながら上記第１および第２の相関係数計算手段の出力の和が最大となる条件を探索する最大値検索手段と、
上記第１および第２の相関係数計算手段の出力の和が最大となる条件におけるデータシフト値を周波数誤差情報として保持し出力する最大値・シフト保持手段と、
上記第１および第２の相関係数計算手段の出力を乗算処理する乗算手段と、
この乗算手段出力の大きさを第１の基準値と比較しその結果に応じた出力を与える第１の比較判定手段と、
上記乗算手段出力の位相を第２の基準値と比較しその結果に応じた出力を与える第２の比較判定手段と、
この第１および第２の比較判定手段の出力に基づき前記周波数誤差情報の正誤情報を出力する正誤判定手段と
を備えた構成された周波数誤差検出手段を備えたことを特徴とするデジタル音声放送受信機。 - データ復調器とこれに接続された制御装置とを備え、
この制御装置が、データ復調器から位相基準シンボル受信データを読みとり、このデータに対し周波数差動復調処理を行うとともに、伝送帯域の中心から上側のキャリアの変調を規定する第１のＣＡＺＡＣデータと伝送帯域の中心から下側のキャリアの変調を規定する第２のＣＡＺＡＣデータを保持し、周波数差動復調処理結果から伝送帯域の中心から上側のキャリアで伝送されたと見なして取り出される第１の出力データと上記第１のＣＡＺＡＣデータ間の第１の相関係数を計算し、また周波数差動復調処理結果から伝送帯域の中心から下側のキャリアで伝送されたと見なして取り出される第２の出力データと上記第２のＣＡＺＡＣデータ間の第２の相関係数を計算する処理を、上記周波数差動復調処理結果の第１の出力データおよび第２の出力データの取り出しを伝送帯域の中心キャリアに対応すると見なすデータの位置を順次シフトしながら繰り返し実行することにより、第１の相関係数と第２の相関係数の和が最大となる条件を検索し、この相関係数の和が最大となる条件における第１および第２の相関係数を保持し、またこの条件におけるデータシフト値を周波数誤差情報として保持するとともに、上記第１および第２の相関係数を乗算処理して、この積の大きさを基準値と比較する比較判定する第１の比較判定処理と、上記乗算処理の結果の位相を基準値と比較判定する第２の比較判定処理とを実行し、この第１および第２の比較判定処理の結果に基づき前記周波数誤差情報の正誤を判定する正誤判定処理とを実行するよう構成されたことを特徴とするデジタル音声放送受信機。 - データ復調器とこれに接続された制御装置とを備え、
この制御装置が、データ復調器から位相基準シンボル受信データを読みとり、このデータに対し周波数差動復調処理を行うとともに、伝送帯域の中心から上側のキャリアの変調を規定する第１のＣＡＺＡＣデータと伝送帯域の中心から下側のキャリアの変調を規定する第２のＣＡＺＡＣデータを保持し、周波数差動復調処理結果から伝送帯域の中心から上 側のキャリアで伝送されたと見なして取り出される第１の出力データと上記第１のＣＡＺＡＣデータ間の第１の相関係数を計算し、また周波数差動復調処理結果から伝送帯域の中心から下側のキャリアで伝送されたと見なして取り出される第２の出力データと上記第２のＣＡＺＡＣデータ間の第２の相関係数を計算する処理を、上記周波数差動復調処理結果の第１の出力データおよび第２の出力データの取り出しを伝送帯域の中心キャリアに対応すると見なすデータの位置を順次シフトしながら繰り返し実行することにより、第１の相関係数と第２の相関係数の和が最大となる条件を検索し、この相関係数の和が最大となる条件における第１および第２の相関係数を保持し、またこの条件におけるデータシフト値を周波数誤差情報として保持するとともに、上記第１および第２の相関係数の大きさの比が基準値を超えるか否かを比較判定する第１の比較判定処理と、上記第１および第２の相関係数を乗算処理して、この積の実数部の大きさが虚数部の大きさの基準値倍を超えるか否かを比較判定する第２の比較判定処理とを実行し、この第１および第２の比較判定処理の結果に基づき前記周波数誤差情報の正誤を判定する正誤判定処理とを実行するように構成されたことを特徴とするデジタル音声放送受信機。 - 第１の比較判定処理が、第１および第２の相関係数を乗算処理して、この積の大きさを基準値と比較判定するものであることを特徴とする請求項３記載のデジタル音声放送受信機。
- 第２の比較判定処理が、第１および第２の相関係数を乗算処理して、この積の位相を基準値と比較判定することを特徴とする請求項３記載のデジタル音声放送受信機。
- 第１の比較判定処理における基準値が位相基準シンボルデータの平均的な大きさに基づき決定されることを特徴とする請求項２又は４記載のデジタル音声放送受信機。
- 制御装置が、周波数誤差検出値を所定回数連続して一致することを判定した後、この周波数誤差検出値を有効として周波数誤差補正処理を実行するよう構成されたことを特徴とする請求項２〜６のいずれか１項に記載のデジタル音声放送受信機。
- 制御装置が、所定回数連続して周波数誤差検出値が不能であると判定したとき、この情報に基づく処理を実行するよう構成されたことを特徴とする請求項２〜７のいずれか１項に記載のデジタル音声放送受信機。
- 制御装置が、周波数誤差が補正され正規の同調状態にあることを判定して周波数誤差検出範囲を狭め、また周波数誤差検出が正常に機能しなくなったことを判定して周波数誤差検出範囲を広げるように構成されたことを特徴とする請求項２〜８のいずれか１項に記載のデジタル音声放送受信機。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11350498A JP3688113B2 (ja) | 1998-04-23 | 1998-04-23 | デジタル音声放送受信機 |
| US09/274,775 US6438183B1 (en) | 1998-04-23 | 1999-03-24 | Digital audio broadcast receiver and tuning method thereof |
| DE69928985T DE69928985T2 (de) | 1998-04-23 | 1999-03-26 | Empfänger für digitalen Tonrundfunk und Abstimmungsverfahren dafür |
| EP99302372A EP0952714B1 (en) | 1998-04-23 | 1999-03-26 | Digital audio broadcast receiver and tuning method thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11350498A JP3688113B2 (ja) | 1998-04-23 | 1998-04-23 | デジタル音声放送受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11308194A JPH11308194A (ja) | 1999-11-05 |
| JP3688113B2 true JP3688113B2 (ja) | 2005-08-24 |
Family
ID=14614011
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11350498A Expired - Fee Related JP3688113B2 (ja) | 1998-04-23 | 1998-04-23 | デジタル音声放送受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6438183B1 (ja) |
| EP (1) | EP0952714B1 (ja) |
| JP (1) | JP3688113B2 (ja) |
| DE (1) | DE69928985T2 (ja) |
Families Citing this family (32)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100453031B1 (ko) | 1998-12-28 | 2005-02-02 | 삼성전자주식회사 | 직교주파수분할다중화수신기초기주파수동기장치및그방법 |
| JP3551235B2 (ja) * | 1999-06-25 | 2004-08-04 | 日本電気株式会社 | Ａｆｃ回路 |
| JP3570671B2 (ja) * | 1999-07-12 | 2004-09-29 | 富士通株式会社 | 無線通信装置 |
| US6549544B1 (en) * | 1999-11-10 | 2003-04-15 | Ibiquity Digital Corporation | Method and apparatus for transmission and reception of FM in-band on-channel digital audio broadcasting |
| US6985521B1 (en) * | 2000-01-07 | 2006-01-10 | Ikanos Communication, Inc | Method and apparatus for channel estimation for X-DSL communications |
| GB2369015A (en) * | 2000-11-09 | 2002-05-15 | Sony Uk Ltd | Receiver that uses guard signals to estimate synchronisation position |
| US7248652B2 (en) * | 2001-02-28 | 2007-07-24 | Agere Systems Inc. | Method and apparatus for recovering timing information in orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) systems |
| US7123662B2 (en) * | 2001-08-15 | 2006-10-17 | Mediatek Inc. | OFDM detection apparatus and method for networking devices |
| US7577188B1 (en) * | 2001-09-13 | 2009-08-18 | Cisco Technology, Inc. | Physical layer and MAC enhancements using complex sequences on a wireless channel |
| US7394877B2 (en) * | 2001-12-20 | 2008-07-01 | Texas Instruments Incorporated | Low-power packet detection using decimated correlation |
| US7760616B2 (en) * | 2002-07-31 | 2010-07-20 | Thomson Licensing | Extracting the phase of an OFDM signal sample |
| JP2005535224A (ja) * | 2002-07-31 | 2005-11-17 | トムソン ライセンシング | Ｏｆｄｍ信号サンプルの位相検出 |
| EP1542421B1 (en) * | 2003-12-08 | 2010-10-27 | Panasonic Corporation | Demodulation apparatus and method, and integrated circuit of demodulation apparatus |
| US7630457B2 (en) * | 2003-12-18 | 2009-12-08 | Freescale Semiconductor, Inc. | Method and apparatus for demodulating a received signal within a coded system |
| US8311152B1 (en) | 2004-02-27 | 2012-11-13 | Marvell International Ltd. | Adaptive OFDM receiver based on carrier frequency offset |
| US7460626B2 (en) * | 2004-07-20 | 2008-12-02 | Realtek Semiconductor Corp. | Method and apparatus of detecting ISI/ICSI in an OFDM system |
| US7551696B2 (en) * | 2004-07-20 | 2009-06-23 | Realtek Semiconductor Corp. | Method and apparatus of detecting ISI/ICSI in an OFDM system |
| EP1779580A4 (en) | 2004-07-27 | 2009-07-15 | Zte San Diego Inc | TRANSMISSION AND RECEPTION OF REFERENCE PRAMING SIGNALS IN OFDMA OR OFDM COMMUNICATION SYSTEMS |
| KR100634449B1 (ko) * | 2005-01-03 | 2006-10-16 | 삼성전자주식회사 | 가변 길이의 보호구간을 사용하는 오에프디엠 기반에서의보호구간의 길이 검출 방법 및 그 장치 |
| CA2661011A1 (en) * | 2006-08-17 | 2008-02-21 | Panasonic Corporation | Radio transmitting apparatus and radio transmitting method |
| US8457039B2 (en) * | 2006-10-24 | 2013-06-04 | Texas Instruments Incorporated | Random access channel design with hybrid CDM and FDM multiplexing of access |
| KR100891267B1 (ko) | 2007-01-11 | 2009-03-30 | 성균관대학교산학협력단 | 무선통신시스템을 위한 훈련 시퀀스 |
| US7933367B2 (en) | 2007-06-04 | 2011-04-26 | Ibiquity Digital Corporation | Method and apparatus for implementing seek and scan functions for an FM digital radio signal |
| US7933368B2 (en) | 2007-06-04 | 2011-04-26 | Ibiquity Digital Corporation | Method and apparatus for implementing a digital signal quality metric |
| JP5838235B2 (ja) * | 2008-06-04 | 2016-01-06 | ソニー ドイチュラント ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | マルチキャリアシステムのための新たなフレーム及び信号パターン構造 |
| US8223891B2 (en) * | 2008-08-01 | 2012-07-17 | Broadcom Corporation | Method and system for a reference symbol (RS) frequency control loop for TCXO synchronization and tracking |
| JP5540733B2 (ja) * | 2010-01-29 | 2014-07-02 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 信号処理装置，信号処理方法とそれを有する受信装置 |
| TWI462539B (zh) * | 2012-03-06 | 2014-11-21 | Mstar Semiconductor Inc | 頻率校正方法 |
| US10305676B2 (en) | 2013-07-24 | 2019-05-28 | Silicon Laboratories Inc. | Apparatus for receiver with digital signal arrival detector and associated methods |
| US10172105B2 (en) | 2013-07-24 | 2019-01-01 | Silicon Laboratories Inc. | Apparatus for receiver with multi-bit observation interval and associated methods |
| TWI610566B (zh) * | 2016-07-22 | 2018-01-01 | 晨星半導體股份有限公司 | 電視影音訊號處理電路及相關的電視訊號處理方法 |
| US10389482B2 (en) * | 2016-12-06 | 2019-08-20 | Silicon Laboratories Inc. | Radio-frequency apparatus with improved power consumption and associated methods |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5450456A (en) * | 1993-11-12 | 1995-09-12 | Daimler Benz Ag | Method and arrangement for measuring the carrier frequency deviation in a multi-channel transmission system |
| US5761190A (en) * | 1995-02-20 | 1998-06-02 | Pioneer Electronic Corporation | OFDM broadcast wave receiver |
| EP0786889B1 (en) * | 1996-02-02 | 2002-04-17 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Method for the reception of multicarrier signals and related apparatus |
| JP3563231B2 (ja) * | 1997-04-04 | 2004-09-08 | 株式会社デノン | 周波数制御装置および方法、受信装置、ならびに、通信装置 |
| JPH1155212A (ja) * | 1997-07-31 | 1999-02-26 | Sony Corp | ディジタル情報信号受信装置 |
-
1998
- 1998-04-23 JP JP11350498A patent/JP3688113B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-03-24 US US09/274,775 patent/US6438183B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-26 DE DE69928985T patent/DE69928985T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-26 EP EP99302372A patent/EP0952714B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0952714A2 (en) | 1999-10-27 |
| JPH11308194A (ja) | 1999-11-05 |
| DE69928985D1 (de) | 2006-01-26 |
| US6438183B1 (en) | 2002-08-20 |
| EP0952714B1 (en) | 2005-12-21 |
| EP0952714A3 (en) | 2002-11-20 |
| DE69928985T2 (de) | 2006-09-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3688113B2 (ja) | デジタル音声放送受信機 | |
| JP3556047B2 (ja) | ディジタル放送受信機 | |
| JP3549361B2 (ja) | ディジタル音声放送受信機 | |
| EP0786889B1 (en) | Method for the reception of multicarrier signals and related apparatus | |
| US5761190A (en) | OFDM broadcast wave receiver | |
| JP3954729B2 (ja) | Ｄａｂストリームにおける送信機識別情報の検出方法 | |
| US6208695B1 (en) | Method for reception of multicarrier signals and related apparatus | |
| US6266361B1 (en) | Method and architecture for correcting carrier frequency offset and spreading code timing offset in a direct sequence spread spectrum communication system | |
| US6341123B1 (en) | Digital audio broadcasting receiver | |
| US6389087B1 (en) | Apparatus and method for synchronization in a multiple-carrier communication system by observing energy within a guard band | |
| US6038275A (en) | Digital broadcasting receiver | |
| JP4558887B2 (ja) | 無線伝送信号のシームレス切換方法、ならびに無線伝送信号の受信機 | |
| US6549589B1 (en) | Digital audio broadcasting receiver | |
| EP1762066B1 (en) | Fft carrier frequency offset estimation for ofdm signal | |
| EP0898403A1 (en) | Apparatus for receiving digital information signals | |
| US6940933B1 (en) | Apparatus and method for synchronization in a multiple-carrier communications system by observing a phase-frequency relationship of a plurality of pilot signals | |
| CA2220647A1 (en) | Discriminating apparatus for digital audio broadcasting | |
| US6930995B1 (en) | Apparatus and method for synchronization in a multiple-carrier communication system by observing a plurality of synchronization indicators | |
| JP3437666B2 (ja) | Ｏｆｄｍ方式の放送波受信機 | |
| US8270503B2 (en) | Digital radio mondiale receiver integer carrier frequency offset estimation | |
| EP0944193B1 (en) | Receiver for the reception of digital broadcasts | |
| JP3631200B2 (ja) | 直交周波数分割多重信号受信装置 | |
| KR100864858B1 (ko) | 지상파 디지털 멀티미디어 방송 수신 시스템에서의 동기장치 및 그 방법과, 이를 이용한 수신 장치 | |
| JP3462342B2 (ja) | 伝送モード判別機能を有するディジタル放送受信機 | |
| JPH08265294A (ja) | 直交周波数分割多重通信方式 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20040628 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050215 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050315 |
|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20050421 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050512 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050607 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050607 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080617 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090617 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100617 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100617 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110617 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120617 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130617 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |