JP3678582B2 - 電力変換装置および該装置の回生用付加装置 - Google Patents
電力変換装置および該装置の回生用付加装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3678582B2 JP3678582B2 JP11870698A JP11870698A JP3678582B2 JP 3678582 B2 JP3678582 B2 JP 3678582B2 JP 11870698 A JP11870698 A JP 11870698A JP 11870698 A JP11870698 A JP 11870698A JP 3678582 B2 JP3678582 B2 JP 3678582B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- capacitor
- inverter
- converter
- contact
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電源を電源とし、誘導電動機など交流電圧で駆動される回転機負荷の力行回生制御が可能な電力変換装置および該装置の回生用付加装置に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
図１０は標準的な汎用インバータの主回路構成を示している。図において、Ｄ1〜Ｄ6まではブリッジ整流器を、Ｔｒ1〜Ｔｒ6まではインバータ回路を、Ｃ0は整流器の平滑コンデンサを、Ｌ0は同じく平滑リアクトルを、Ｒ0は発電制動抵抗器を、Ｔｒ7は発電制動時に作用する半導体スイッチを、そしてＭは誘導電動機を夫々示している。一般にブリッジ整流器とインバータ回路を含めて汎用インバータと呼ばれている。Ｌ0とＲ0は機器の外形が大きくインバータとは別に分けて設置されている。平滑コンデンサは通常電解コンデンサが使われ容量的にも小さく小型であるので、半導体スイッチも合わせてインバータに組み込まれている。
このインバータを使った誘導電動機の速度制御の接続構成図を図１１に示している。電動機加速時には、三相交流電源をブリッジ整流器で直流に変換してＬＣ回路で平滑化しインバータ回路で交流電圧に変換して電動機に印加する。又、電動機減速時には、インバータをコンバータとして電動機を交流発電機にして発電制動抵抗器に発電電力を印加して速度制御を行う。交流リアクトルＬ1はブリッジ整流器で交流を整流する時の力率を改善する為に使われる。
【０００３】
以上説明したように、電動機減速時に発生した電力は発電制動抵抗器で消費されるが、この電力を交流電源側に回生する為にはインバータの外部に図１２に示したＤＣ−ＡＣコンバータを使っている。電源側に回生制動をする為の回路構成を図１３に示している。図中、ＬＣはＰＷＭ制御された矩形波を正弦波にするためのフィルタである。この回生回路構成により電動機の減速時に回生制動が作用して有効に電力として利用される。しかし、この為には電動機の制御に使うインバータに相当するコンバータや正弦波フィルタが不可欠で費用が高価となる。又電源に回生することによるラジオ波等に関する誘導障害波対策が更に必要で、ラジオノイズフィルタやインバータ用伝導ノイズフィルタ等を設けなければならない。この様に電源に回生することは、電力の有効利用になるが、付属機器が必要になり経済的に実現することは困難となる。
【０００４】
一方、最近では、電気二重層コンデンサが充放電特性に優れていることに着目し、この電気二重層コンデンサで構成した大容量コンデンサを電動機の駆動電源に利用した技術が開発されている。例えば、特開平９−２８００５号公報では、この電気二重層コンデンサを使用し、モータの回生時に上記コンデンサに充電して力行時にその充電エネルギーを利用する方式のモータ駆動用電源装置が開示されている。
【０００５】
しかるに、この装置は、電池をその主電源として直流モータを駆動するもので、しかも力行時と回生時とでそれぞれ専用のチョッパ回路を必要とするものである。従って、交流電源を使用して誘導電動機を可変速駆動制御するという汎用性の高い電動機駆動用電源装置として利用することはできず、かつ、スイッチング回路（チョッパ回路）が力行用と回生用とにそれぞれ必要となって、その利用率が悪く装置が高価格化するという問題点がある。
【０００６】
この発明は、以上のような問題点を解消するためになされたもので、交流電源を使用して誘導電動機の可変速駆動制御が可能であるという高い汎用性を備えるとともに、誘導障害波対策など複雑で高価な対策を要することなく誘導電動機の回転慣性エネルギーの回生利用が可能となる電力変換装置を得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る電力変換装置は、交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給しその力行回生制御が可能なインバータ、上記コンバータの直流側と上記インバータの直流側との間に挿入された大容量のコンデンサ、力行時は、上記コンバータからの直流電圧と上記コンデンサの電圧とを直列にして上記インバータの直流側に供給するように、回生時は、上記インバータからの直流電圧が上記コンデンサに供給されるように、直流側の切換えを行う切換手段、および上記コンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオードを備え、 上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の正極端子または負極端子に接続するとともに、上記切換手段を、第１の接点、第２の接点および上記力行時は上記第１の接点と、上記回生時は上記第２の接点とそれぞれ切り換えて導通する共通接点を備えたスイッチで構成し、上記コンデンサの他端を上記共通接点に接続し、
上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の正極端子に接続する場合は、上記コンバータとインバータとの直流側の両負極端子を共通にして上記第２の接点に接続し、上記コンバータの直流側の正極端子を上記第１の接点に接続するようにし、
上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の負極端子に接続する場合は、上記コンバータとインバータとの直流側の両正極端子を共通にして上記第２の接点に接続し、上記コンバータの直流側の負極端子を上記第１の接点に接続するようにしたものである。
【０００８】
また、請求項２に係る電力変換装置は、請求項１において、その回生時、コンデンサの電圧がその充電許容電圧以下となるよう、インバータはその直流電圧を力行時より低く設定するようにしたものである。
【０００９】
また、請求項３に係る電力変換装置は、請求項１において、そのインバータの直流側に、抵抗とスイッチング素子との直列体を接続し、回生時、上記インバータの直流電圧がコンデンサの充電許容電圧を越えたとき上記スイッチング素子をオンするようにしたものである。
【００１０】
また、請求項４に係る電力変換装置は、請求項１ないし３のいずれかにおいて、その切換手段は、第１の接点と共通接点とを両電極とし力行時オンし回生時オフする第１のスイッチング素子、および第２の接点と上記共通接点とを両電極とし上記力行時オフし上記回生時オンする第２のスイッチング素子を備えたスイッチで構成したものである。
【００１１】
また、請求項５に係る電力変換装置は、請求項１ないし３のいずれかにおいて、その力行時、コンバータは、このコンバータの直流電圧とコンデンサの電圧との和が一定となるよう、上記コンバータの直流電圧を制御するようにしたものである。
【００１２】
また、請求項６に係る電力変換装置は、請求項５において、そのインバータの直流側にコンデンサを介して接続され、力行時はオフし、回生時はオンして上記インバータからの直流電圧を上記コンデンサに供給する第３のスイッチング素子を備え、力行時はコンバータからの直流電圧と上記コンデンサの電圧とを直列にして上記インバータの直流側に供給するようにし、回生時は、上記コンバータの直流電圧を零に制御し上記インバータからの直流電圧が上記コンデンサに供給されるようにしたものである。
【００１３】
請求項７に係る回生用付加装置は、交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、およびこのコンバータからの直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給するインバータを備えた汎用電力変換装置に付加するものであって、大容量のコンデンサ、このコンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオード、上記コンデンサの一端に接続された共通接点と力行時に上記共通接点と接触する第１の接点と回生時に上記共通接点と接触する第２の接点とからなるスイッチ、上記第２の接点と上記コンバータとインバータとの直流側を共通に接続する一方の端子とを接続するための接続手段、上記第１の接点と上記コンバータの直流側端子の他方とを接続するため接続手段、および上記コンデンサの他端と上記インバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段を備えたものである。
【００１４】
請求項８に係る回生用付加装置は、交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、およびこのコンバータからの直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給するインバータを備えた汎用電力変換装置に付加するものであって、大容量のコンデンサ、このコンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオード、一方の極がそれぞれ上記コンデンサの一端に接続された第１および第２のスイッチング素子、上記第２のスイッチング素子の他方の極と上記コンバータとインバータとの直流側を共通に接続する一方の端子とを接続するための接続手段、上記第１のスイッチング素子の他方の極と上記コンバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段、および上記コンデンサの他端と上記インバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段を備えたものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における電力変換装置を示す主回路構成図である。図において、１は商用周波数の交流電源、２はその交流入力側が交流リアクトル３(Ｌ1)を介して交流電源１に接続されたコンバータとしてのブリッジ整流器で、ダイオードＤ1〜Ｄ6のブリッジ結線構成からなり交流入力を一定の直流電圧出力に変換する。４および５は、ブリッジ整流器２からの電圧を平滑化するためのそれぞれ平滑リアクトル４(Ｌ0)および平滑コンデンサ５(Ｃ0)である。
【００１６】
６はブリッジ整流器２からの直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換して誘導電動機７（ＩＭ）に供給するインバータ回路で、トランジスタＴｒ1〜Ｔｒ6とこれと逆並列接続されたフライホイールダイオードＤｆ1〜Ｄｆ6のブリッジ結線構成からなり、回生制御も可能となっている。８は一端がインバータ回路６の正極端子に接続された電気二重層からなる大容量のコンデンサ（Ｃ）、９はコンデンサ８と並列に接続されたダイオードで、後述するように、コンデンサ８の放電時その極性が反転するのを防止するためのものである。１０はその共通接点がコンデンサ８の他端に接続された接続切換手段としてのスイッチ（ＳＷ）で、その接点１は平滑リアクトル４と平滑コンデンサ５との接続点に接続され、その接点２はブリッジ整流器２およびインバータ回路６の共通の負極端子に接続されている。
【００１７】
次に動作について説明する。先ず、力行時、即ち、誘導電動機７の起動および加速時は、スイッチ１０は接点１側を選択しており、ブリッジ整流器２からの直流電圧出力は平滑リアクトル４および平滑コンデンサ５で平滑化された後、当初はコンデンサ８は充電されていないので、そのままダイオード９を経てインバータ回路６に入力される。
インバータ回路６はこの直流電圧を入力とし、図示しない制御装置が各トランジスタＴｒ1〜Ｔｒ6にスイッチング信号を送出して指令値に応じた可変周波数の交流電圧を出力して誘導電動機７に供給する。これによって、誘導電動機７は起動し、続いて所定の加速動作を行う。
即ち、交流電源を使用して誘導電動機を可変速駆動制御するという汎用性の高い電動機駆動用電源装置として機能する訳である。
【００１８】
次に、誘導電動機７の回生制動時は、スイッチ１０を接点１側から接点２側へ切り換えるとともに、インバータ回路６の制御装置は回生モードで各トランジスタＴｒ1〜Ｔｒ6をオンオフ制御し、誘導電動機７のもつ機械的慣性エネルギーによる交流電力を直流電力に逆変換し、これによってコンデンサ８を充電する。このコンデンサ８は充電動作が進むに連れてその端子電圧は上昇するが、電気二重層コンデンサはその電圧が許容値を越えると内部で電気分解を生じて特性が劣化するので、これを考慮してインバータ回路６はその直流出力電圧を、力行時の直流電圧より低い値に設定する。これら直流電圧の設定は、インバータ回路６の制御装置の例えばＲＯＭ等に書き込むスイッチング信号発生パターンを力行／回生で区分することにより、極めて簡便に実施可能であり、主回路構成の変更は不要である。
【００１９】
コンデンサ８が充電された後、誘導電動機７が力行運転に入ると、スイッチ１０は再び接点１側に戻り、ブリッジ整流器２からの直流出力電圧とコンデンサ８の充電電圧とが直列となった電圧がインバータ回路６に入力されることになる。インバータ回路６はこの直列の電圧を所定の交流電圧に変換して誘導電動機７へ供給する。この場合、コンデンサ８は放電によりその電圧を次第に低下させていくので、インバータ回路６もこの入力直流電圧の変化を含めて交流出力電圧を制御する必要がある。コンデンサ８の負荷がすべて放電されその電圧が零となると、動作の最初に説明したように、ブリッジ整流器２からの直流電圧はダイオード９を経てインバータ回路６に入力される。従って、コンデンサ８の逆充電は防止される。
【００２０】
以上のように、力行時はブリッジ整流器２の電圧にコンデンサ８の充電電圧が加算された電圧がインバータ回路６に入力されるので、インバータ回路６はこの電圧がそのトランジスタ等の耐圧を越えないようにする必要がある。既述した通り、電気二重層コンデンサの特性から回生時のコンデンサ８の充電電圧を低く抑えているので、このことが力行時のインバータ回路６の耐圧面にも有利に働くことになる。
【００２１】
図２はこの電力変換装置における、誘導電動機７の起動からの速度制御状況を示す動作図である。時刻ｔ1で加速指令が立ち上がると、交流電源１が供給されブリッジ整流器２の直流出力Ｅ1が立ち上がる。スイッチ１０は接点１を選択しているが、コンデンサ８は充電されていないので、この電圧Ｅ1がダイオード９を経てそのままインバータ回路６に印加される。以後、インバータ回路６は、この入力電圧Ｅ1一定の条件で、時刻ｔ1〜ｔ2、ｔ3〜ｔ4での加速指令に応じて、その出力周波数およびこの周波数に比例してその交流出力電圧を上昇させていく。
【００２２】
次に、時刻ｔ5で減速指令が立ち上がると、スイッチ１０は接点２を選択し、インバータ回路６は回生モードでコンデンサ８への充電を開始する。この充電動作で、コンデンサ８の端子電圧は上昇し、減速指令が立下がる時刻ｔ6で電圧Ｅ2に達する。以後、コンデンサ８の電圧はＥ2一定を保つが、時刻ｔ7で再び加速指令が立ち上がると、スイッチ１０は接点１を選択し、この瞬間、インバータ回路６にはブリッジ整流器２からの電圧Ｅ1とコンデンサ８の充電電圧Ｅ2との和、Ｅ1＋Ｅ2の電圧が印加される。以後、コンデンサ８は放電を続け、この例では、加速指令が立下がる時刻ｔ8で丁度、放電が完了して電圧が零となり、従って、インバータ回路６の直流入力電圧は電圧Ｅ1に戻る。即ち、時刻ｔ5〜ｔ6での減速によるエネルギーがコンデンサ８の充電の形で蓄積され、時刻ｔ7〜ｔ8での加速時にコンデンサ８の放電の形で上記蓄積エネルギーが放出され、電力の回生が行われた訳である。
【００２３】
この場合、充電電圧Ｅ2が、その電気二重層コンデンサ８の許容電圧よりも低く、また、電圧Ｅ1＋Ｅ2がインバータ回路６の耐圧値よりも低くなるように、インバータ回路６の回生時における直流出力電圧が制御される。
【００２４】
実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２における電力変換装置を示す主回路構成図である。ここでは、従来の技術で説明した標準的な汎用インバータを活用して本発明を適用する場合の応用例を示している。即ち、図中、一点鎖線で囲まれた部分が標準的な汎用インバータである。そして、通常は、交流電源１をブリッジ整流器２で直流に変換して外部に接続する平滑リアクトル４と内部に設けられた平滑コンデンサ５で平滑化し、この平滑化した直流電圧をインバータ回路６で可変周波数の交流電圧に変換して誘導電動機７の起動および加速の制御を行う。減速のときは、誘導電動機７を交流発電機としてインバータ回路６で交流を直流に変換し、内部に設けた半導体スイッチ１１（Ｔｒ7）を作用させて外部に接続した抵抗器１２（Ｒ0）に通電して発電制動している。
【００２５】
この発明の実施の形態２では、以上で説明した従来からの汎用インバータを有効に活用し、これに、図３に示すように、コンデンサ８、ダイオード９およびスイッチ１０を追加する。そして、コンデンサ８とダイオード９とは互いに並列に接続し、その一端は、インバータ回路６の正極側を引き出す端子ｈに接続する。コンデンサ８およびダイオード９の他端はスイッチ１０の共通接点に接続する。また、スイッチ１０の接点１は、一端がブリッジ整流器２の直流側を引き出す端子ｇに接続された平滑リアクトル４の他端に接続する。スイッチ１０の接点２はブリッジ整流器２とインバータ回路６との共通の負極側を引き出す端子ｊに接続する。
【００２６】
次に、起動から制動停止までの動作を図４により説明する。時刻ｔ1〜ｔ2、ｔ3〜ｔ4で加速指令、時刻ｔ5〜ｔ6で減速指令、更にその後、時刻ｔ7で加速指令が立ち上がっているが、ここまでの動作は、先の実施の形態１の図２の場合と全く同一であるので、説明は省略する。図４では、時刻ｔ7で加速指令が立ち上がり、ブリッジ整流器２からの電圧Ｅ1とコンデンサ８に充電されていた電圧Ｅ2との和、Ｅ1＋Ｅ2の電圧を入力にインバータ回路６が力行モードで動作し、コンデンサ８の電荷を放電しつつ加速を進め、時刻ｔ61でコンデンサ８の電荷、従って電圧は零になり、以後、インバータ回路６は入力電圧Ｅ1で時刻ｔ8まで加速動作を行う。
【００２７】
次に、時刻ｔ9で停止のための減速指令が立ち上がると、スイッチ１０は接点２を選択し、誘導電動機７の減速に伴うエネルギーによりコンデンサ８を充電する動作に入る。この充電動作の進行により、コンデンサ８の端子電圧が次第に上昇してその許容電圧Ｅ2を越えると、これを検出して半導体スイッチ１１がオンする。これにより、インバータ回路６の直流電圧、即ち、コンデンサ８の電圧はその許容電圧Ｅ2に保たれ、以後、誘導電動機７が停止して減速指令が立下がる時刻ｔ10までは、抵抗器１２に通電する発電制動となる。
【００２８】
図４の斜線のハッチングで示す部分が抵抗器１２への放流によってコンデンサ８の過電圧を防止していることを示す。即ち、この過電圧防止策を設けないと、時刻ｔ10には、コンデンサ８の電圧はＥ3(Ｅ3＞Ｅ2)に達している訳である。
【００２９】
図５は、汎用インバータに付加する部分を回生用付加装置１３として別個に示したものである。図において、端子Ｘは、平滑リアクトル４を介して汎用インバータにおけるブリッジ整流器２の直流側を引き出す端子ｇに接続する。端子Ｙは、汎用インバータにおけるブリッジ整流器２とインバータ回路６との共通の負極側を引き出す端子ｊに接続する。そして、端子Ｚは、汎用インバータにおけるインバータ回路６の正極側を引き出す端子ｈに接続する。
【００３０】
以上のように、この実施の形態２においては、従来からの汎用インバータを有効に活用できるので、新たな投入コストを低減することができるとともに、コンデンサ８の充電電圧を所定の許容値内に制限する半導体スイッチ１１および抵抗器１２の回路を設けているので、電気二重層コンデンサの使用時の信頼性が向上しかつ制動動作が確実に達成され安全性が向上する。
【００３１】
実施の形態３．
図６は図５で説明した回生用付加装置の変形例である。即ち、この回生用付加装置１６では、図５のスイッチ１０の代わりに、第１のスイッチング素子であるサイリスタ素子１４および第２のスイッチング素子であるサイリスタ素子１５を設けている。各端子Ｘ、Ｙ、Ｚと汎用インバータとの接続要領は図５の回生用付加装置１３の場合と全く同様である。
【００３２】
次に、この回生用付加装置１６を汎用インバータに付加した場合の動作について説明する。先ず、力行時は、サイリスタ素子１４をオン、サイリスタ素子１５をオフに制御する。これにより、ブリッジ整流器２からの直流電圧とコンデンサ８の電圧とが直列となってインバータ回路６の直流側に供給され、インバータ回路６はこの直流入力電圧を交流に変換して誘導電動機７を駆動する。
また、回生時は、サイリスタ素子１４をオフ、サイリスタ素子１５をオンに制御する。これによって、ブリッジ整流器２の直流側とコンデンサ８とは回路が断たれるとともに、回生によるインバータ回路６からの直流電圧がコンデンサ８に供給されその充電動作が行われる。
【００３３】
以上のように、先に説明した実施の形態２の場合と全く同様の力行、回生、そして、コンデンサ８の放電、充電の動作が実現する。
この実施の形態３では、大電流が流れる主回路の無接点化が実現するので、装置としての信頼性が向上するとともに、保守面のコストも低減する。
【００３４】
実施の形態４．
図７はこの発明の実施の形態４における電力変換装置を示す主回路構成図である。実施の形態１の図１と異なるのは、ブリッジ整流器２をサイリスタＴｈ1〜Ｔｈ6のブリッジ結線構成からなるサイリスタコンバータ２Ａに替えた点のみである。このサイリスタコンバータ２Ａは図示しない制御装置により各サイリスタＴｈ1〜Ｔｈ6をスイッチング制御することによりその直流出力電圧を制御することができる。
そして、このサイリスタコンバータ２Ａは、力行時、このサイリスタコンバータ２Ａの直流出力電圧とコンデンサ８の電圧との和が一定（Ｅ1）となるよう、その直流出力電圧を制御する。
【００３５】
次に、実際に、起動、加速、減速を行った場合の動作を図８により説明する。時刻ｔ1で加速指令が立ち上がると、交流電源１が供給され、スイッチ１０は接点１を選択しているが、コンデンサ８は充電されておらずその電圧は零であるので、サイリスタコンバータ２Ａは一定の直流出力電圧Ｅ1を立ち上げ、これがダイオード９を経てそのままインバータ回路６に印加される。以後、インバータ回路６は、この入力電圧Ｅ1一定の条件で、時刻ｔ1〜ｔ2、ｔ3〜ｔ4での加速指令に応じて、その出力周波数およびこの周波数に比例してその交流出力電圧を上昇させていく。
【００３６】
次に、時刻ｔ5〜ｔ6で減速指令が出されるが、この部分は図２の場合と同様に、スイッチ１０は接点２を選択してコンデンサ８を充電していく。時刻ｔ6でこの充電電圧がＥ2に達した後、時刻ｔ7で再び加速指令が立ち上がると、スイッチ１０は再び接点１を選択してサイリスタコンバータ２Ａからの電圧とコンデンサ８の充電電圧Ｅ2との和がインバータ回路６に印加されることになる。この場合、サイリスタコンバータ２Ａの出力電圧がそれまでのＥ1であると、上記和電圧Ｅ1＋Ｅ2は一定保持電圧Ｅ1を越えることになるので、サイリスタコンバータ２Ａの制御装置が直ちに動作してその出力電圧を（Ｅ1−Ｅ2）に降下させる。これにより、インバータ回路６への印加電圧は一定値Ｅ1となる。
【００３７】
加速動作の進行に伴いコンデンサ８の充電電圧が減少していくので、これに対応してサイリスタコンバータ２Ａはその出力電圧を上昇させていき、インバータ回路６への入力電圧を常に一定値Ｅ1に保つ。
時刻ｔ8で加速が終わり、同時にコンデンサ８の蓄積電荷も消滅してその電圧が零になると、以後、サイリスタコンバータ２Ａは元の電圧Ｅ1を出力することになる。
【００３８】
以上のように、この実施の形態４においては、力行時にその出力電圧を制御可能なサイリスタコンバータ２Ａを採用したので、コンデンサ８に蓄積した電荷を放電して電力回生を行う際のインバータ回路６の入力側への過電圧負担を解消することができ、インバータ回路６のトランジスタ等の設計、適用条件が緩和され、全体として経済的で信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
【００３９】
実施の形態５．
図９はこの発明の実施の形態５における電力変換装置を示す主回路構成図である。実施の形態４と異なるのは、スイッチ１０を第３のスイッチング素子であるサイリスタ素子１７に代えた点のみである。
力行時は、サイリスタ素子１７をオフに制御し、実施の形態４で説明したと全く同様に、サイリスタコンバータ２Ａからの直流電圧とコンデンサ８の電圧とが直列となってインバータ回路６の直流側に供給され、インバータ回路６はこの直流入力電圧を交流に変換して誘導電動機７を駆動する。
回生時は、サイリスタ素子１７をオンに制御するとともに、サイリスタコンバータ２Ａの出力電圧を零に制御して実質的にサイリスタコンバータ２Ａをコンデンサ８の回路から断ち、回生によるインバータ回路６からの直流電圧がコンデンサ８に供給されその充電動作が行われる。
【００４０】
以上のように、この実施の形態５では、サイリスタコンバータ２Ａの出力電圧制御能力を有効に活かし、簡単な構成で主回路の無接点化が可能となり、信頼性、経済性が向上する利点がある。
【００４１】
なお、上記各実施の形態では、各変換回路のスイッチング素子としてトランジスタやサイリスタを使用した場合について示したが、例えばＩＧＢＴなど他の種類のスイッチング素子を使用するようにしてもよい。
また、交流電源および誘導電動機のいずれも３相方式のものとして説明しているが、いずれかまたは双方を単相方式のものとしてもよい。
【００４２】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に係る電力変換装置は、交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給しその力行回生制御が可能なインバータ、上記コンバータの直流側と上記インバータの直流側との間に挿入された大容量のコンデンサ、力行時は、上記コンバータからの直流電圧と上記コンデンサの電圧とを直列にして上記インバータの直流側に供給するように、回生時は、上記インバータからの直流電圧が上記コンデンサに供給されるように、直流側の切換えを行う切換手段、および上記コンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオードを備え、上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の正極端子または負極端子に接続するとともに、上記切換手段を、第１の接点、第２の接点および上記力行時は上記第１の接点と、上記回生時は上記第２の接点とそれぞれ切り換えて導通する共通接点を備えたスイッチで構成し、上記コンデンサの他端を上記共通接点に接続し、
上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の正極端子に接続する場合は、上記コンバータとインバータとの直流側の両負極端子を共通にして上記第２の接点に接続し、上記コンバータの直流側の正極端子を上記第１の接点に接続するようにし、
上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の負極端子に接続する場合は、上記コンバータとインバータとの直流側の両正極端子を共通にして上記第２の接点に接続し、上記コンバータの直流側の負極端子を上記第１の接点に接続するようにしたので、簡単安価な構成で、交流電源を使用した回転機負荷の力行運転および上記交流電源へ悪影響を及ぼすことなく上記回転機負荷の電力回生運転が確実に実現できる。
【００４３】
また、請求項２に係る電力変換装置は、その回生時、コンデンサの電圧がその充電許容電圧以下となるよう、インバータはその直流電圧を力行時より低く設定するようにしたので、大容量コンデンサとして適当な例えば電気二重層コンデンサ等の適用が容易になるとともに、力行時におけるインバータの耐圧特性が緩和される。
【００４４】
また、請求項３に係る電力変換装置は、そのインバータの直流側に、抵抗とスイッチング素子との直列体を接続し、回生時、上記インバータの直流電圧がコンデンサの充電許容電圧を越えたとき上記スイッチング素子をオンするようにしたので、コンデンサの耐電圧保護が確実になされて信頼性が向上するとともに、回転機負荷の制動動作が確実になされて安全性が向上する。
【００４５】
また、請求項４に係る電力変換装置の切換手段は、第１の接点と共通接点とを両電極とし力行時オンし回生時オフする第１のスイッチング素子、および第２の接点と上記共通接点とを両電極とし上記力行時オフし上記回生時オンする第２のスイッチング素子を備えたスイッチで構成したので、主回路の無接点化が実現し、信頼性が向上するとともに保守費用が低減する。
【００４６】
また、請求項５に係る電力変換装置は、その力行時、コンバータは、このコンバータの直流電圧とコンデンサの電圧との和が一定となるよう、上記コンバータの直流電圧を制御するようにしたので、インバータの入力電圧が常に一定値となり、小型化、低コストが可能になるとともに信頼性が向上する。
【００４７】
また、請求項６に係る電力変換装置は、そのインバータの直流側にコンデンサを介して接続され、力行時はオフし、回生時はオンして上記インバータからの直流電圧を上記コンデンサに供給する第３のスイッチング素子を備え、力行時はコンバータからの直流電圧と上記コンデンサの電圧とを直列にして上記インバータの直流側に供給するようにし、回生時は、上記コンバータの直流電圧を零に制御し上記インバータからの直流電圧が上記コンデンサに供給されるようにしたので、簡単な構成で主回路の無接点化が実現し、信頼性が向上するとともに保守費用が低減する。
【００４８】
請求項７に係る回生用付加装置は、交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、およびこのコンバータからの直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給するインバータを備えた汎用電力変換装置に付加するものであって、大容量のコンデンサ、このコンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオード、上記コンデンサの一端に接続された共通接点と力行時に上記共通接点と接触する第１の接点と回生時に上記共通接点と接触する第２の接点とからなるスイッチ、上記第２の接点と上記コンバータとインバータとの直流側を共通に接続する一方の端子とを接続するための接続手段、上記第１の接点と上記コンバータの直流側端子の他方とを接続するため接続手段、および上記コンデンサの他端と上記インバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段を備えたので、汎用電力変換装置を有効に活用して低い投入コストで、電力回生が可能な電力変換装置が実現する。
【００４９】
請求項８に係る回生用付加装置は、交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、およびこのコンバータからの直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給するインバータを備えた汎用電力変換装置に付加するものであって、大容量のコンデンサ、このコンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオード、一方の極がそれぞれ上記コンデンサの一端に接続された第１および第２のスイッチング素子、上記第２のスイッチング素子の他方の極と上記コンバータとインバータとの直流側を共通に接続する一方の端子とを接続するための接続手段、上記第１のスイッチング素子の他方の極と上記コンバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段、および上記コンデンサの他端と上記インバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段を備えたので、汎用電力変換装置を有効に活用して低い投入コストで、電力回生が可能な電力変換装置が実現するとともに、主回路の無接点化が実現し、信頼性が向上するとともに保守費用が低減する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１における電力変換装置を示す主回路構成図である。
【図２】 図１の電力変換装置の動作を説明するタイミングチャートである。
【図３】 この発明の実施の形態２における電力変換装置を示す主回路構成図である。
【図４】 図３の電力変換装置の動作を説明するタイミングチャートである。
【図５】 汎用インバータに付加する回生用付加装置１３を示す構成図である。
【図６】 この発明の実施の形態３における回生用付加装置を示す構成図である。
【図７】 この発明の実施の形態４における電力変換装置を示す主回路構成図である。
【図８】 図７の電力変換装置の動作を説明するタイミングチャートである。
【図９】 この発明の実施の形態５おける電力変換装置を示す構成図である。
【図１０】 従来の標準的な汎用インバータを示す主回路構成図である。
【図１１】 図１０のインバータを使って誘導電動機を速度制御する場合の接続構成図である。
【図１２】 従来のＤＣ−ＡＣコンバータを示す主回路構成図である。
【図１３】 図１２のコンバータを使って電源側への回生制動を行う場合の接続構成図である。
【符号の説明】
１ 交流電源、２ ブリッジ整流器、２Ａ サイリスタコンバータ、
６ インバータ回路、７ 誘導電動機、８ コンデンサ、９ ダイオード、
１０ スイッチ、１１ 半導体スイッチ、１２ 抵抗器、
１４，１５，１７ サイリスタ素子、１３，１６ 回生用付加装置。
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電源を電源とし、誘導電動機など交流電圧で駆動される回転機負荷の力行回生制御が可能な電力変換装置および該装置の回生用付加装置に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
図１０は標準的な汎用インバータの主回路構成を示している。図において、Ｄ1〜Ｄ6まではブリッジ整流器を、Ｔｒ1〜Ｔｒ6まではインバータ回路を、Ｃ0は整流器の平滑コンデンサを、Ｌ0は同じく平滑リアクトルを、Ｒ0は発電制動抵抗器を、Ｔｒ7は発電制動時に作用する半導体スイッチを、そしてＭは誘導電動機を夫々示している。一般にブリッジ整流器とインバータ回路を含めて汎用インバータと呼ばれている。Ｌ0とＲ0は機器の外形が大きくインバータとは別に分けて設置されている。平滑コンデンサは通常電解コンデンサが使われ容量的にも小さく小型であるので、半導体スイッチも合わせてインバータに組み込まれている。
このインバータを使った誘導電動機の速度制御の接続構成図を図１１に示している。電動機加速時には、三相交流電源をブリッジ整流器で直流に変換してＬＣ回路で平滑化しインバータ回路で交流電圧に変換して電動機に印加する。又、電動機減速時には、インバータをコンバータとして電動機を交流発電機にして発電制動抵抗器に発電電力を印加して速度制御を行う。交流リアクトルＬ1はブリッジ整流器で交流を整流する時の力率を改善する為に使われる。
【０００３】
以上説明したように、電動機減速時に発生した電力は発電制動抵抗器で消費されるが、この電力を交流電源側に回生する為にはインバータの外部に図１２に示したＤＣ−ＡＣコンバータを使っている。電源側に回生制動をする為の回路構成を図１３に示している。図中、ＬＣはＰＷＭ制御された矩形波を正弦波にするためのフィルタである。この回生回路構成により電動機の減速時に回生制動が作用して有効に電力として利用される。しかし、この為には電動機の制御に使うインバータに相当するコンバータや正弦波フィルタが不可欠で費用が高価となる。又電源に回生することによるラジオ波等に関する誘導障害波対策が更に必要で、ラジオノイズフィルタやインバータ用伝導ノイズフィルタ等を設けなければならない。この様に電源に回生することは、電力の有効利用になるが、付属機器が必要になり経済的に実現することは困難となる。
【０００４】
一方、最近では、電気二重層コンデンサが充放電特性に優れていることに着目し、この電気二重層コンデンサで構成した大容量コンデンサを電動機の駆動電源に利用した技術が開発されている。例えば、特開平９−２８００５号公報では、この電気二重層コンデンサを使用し、モータの回生時に上記コンデンサに充電して力行時にその充電エネルギーを利用する方式のモータ駆動用電源装置が開示されている。
【０００５】
しかるに、この装置は、電池をその主電源として直流モータを駆動するもので、しかも力行時と回生時とでそれぞれ専用のチョッパ回路を必要とするものである。従って、交流電源を使用して誘導電動機を可変速駆動制御するという汎用性の高い電動機駆動用電源装置として利用することはできず、かつ、スイッチング回路（チョッパ回路）が力行用と回生用とにそれぞれ必要となって、その利用率が悪く装置が高価格化するという問題点がある。
【０００６】
この発明は、以上のような問題点を解消するためになされたもので、交流電源を使用して誘導電動機の可変速駆動制御が可能であるという高い汎用性を備えるとともに、誘導障害波対策など複雑で高価な対策を要することなく誘導電動機の回転慣性エネルギーの回生利用が可能となる電力変換装置を得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る電力変換装置は、交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給しその力行回生制御が可能なインバータ、上記コンバータの直流側と上記インバータの直流側との間に挿入された大容量のコンデンサ、力行時は、上記コンバータからの直流電圧と上記コンデンサの電圧とを直列にして上記インバータの直流側に供給するように、回生時は、上記インバータからの直流電圧が上記コンデンサに供給されるように、直流側の切換えを行う切換手段、および上記コンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオードを備え、 上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の正極端子または負極端子に接続するとともに、上記切換手段を、第１の接点、第２の接点および上記力行時は上記第１の接点と、上記回生時は上記第２の接点とそれぞれ切り換えて導通する共通接点を備えたスイッチで構成し、上記コンデンサの他端を上記共通接点に接続し、
上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の正極端子に接続する場合は、上記コンバータとインバータとの直流側の両負極端子を共通にして上記第２の接点に接続し、上記コンバータの直流側の正極端子を上記第１の接点に接続するようにし、
上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の負極端子に接続する場合は、上記コンバータとインバータとの直流側の両正極端子を共通にして上記第２の接点に接続し、上記コンバータの直流側の負極端子を上記第１の接点に接続するようにしたものである。
【０００８】
また、請求項２に係る電力変換装置は、請求項１において、その回生時、コンデンサの電圧がその充電許容電圧以下となるよう、インバータはその直流電圧を力行時より低く設定するようにしたものである。
【０００９】
また、請求項３に係る電力変換装置は、請求項１において、そのインバータの直流側に、抵抗とスイッチング素子との直列体を接続し、回生時、上記インバータの直流電圧がコンデンサの充電許容電圧を越えたとき上記スイッチング素子をオンするようにしたものである。
【００１０】
また、請求項４に係る電力変換装置は、請求項１ないし３のいずれかにおいて、その切換手段は、第１の接点と共通接点とを両電極とし力行時オンし回生時オフする第１のスイッチング素子、および第２の接点と上記共通接点とを両電極とし上記力行時オフし上記回生時オンする第２のスイッチング素子を備えたスイッチで構成したものである。
【００１１】
また、請求項５に係る電力変換装置は、請求項１ないし３のいずれかにおいて、その力行時、コンバータは、このコンバータの直流電圧とコンデンサの電圧との和が一定となるよう、上記コンバータの直流電圧を制御するようにしたものである。
【００１２】
また、請求項６に係る電力変換装置は、請求項５において、そのインバータの直流側にコンデンサを介して接続され、力行時はオフし、回生時はオンして上記インバータからの直流電圧を上記コンデンサに供給する第３のスイッチング素子を備え、力行時はコンバータからの直流電圧と上記コンデンサの電圧とを直列にして上記インバータの直流側に供給するようにし、回生時は、上記コンバータの直流電圧を零に制御し上記インバータからの直流電圧が上記コンデンサに供給されるようにしたものである。
【００１３】
請求項７に係る回生用付加装置は、交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、およびこのコンバータからの直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給するインバータを備えた汎用電力変換装置に付加するものであって、大容量のコンデンサ、このコンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオード、上記コンデンサの一端に接続された共通接点と力行時に上記共通接点と接触する第１の接点と回生時に上記共通接点と接触する第２の接点とからなるスイッチ、上記第２の接点と上記コンバータとインバータとの直流側を共通に接続する一方の端子とを接続するための接続手段、上記第１の接点と上記コンバータの直流側端子の他方とを接続するため接続手段、および上記コンデンサの他端と上記インバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段を備えたものである。
【００１４】
請求項８に係る回生用付加装置は、交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、およびこのコンバータからの直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給するインバータを備えた汎用電力変換装置に付加するものであって、大容量のコンデンサ、このコンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオード、一方の極がそれぞれ上記コンデンサの一端に接続された第１および第２のスイッチング素子、上記第２のスイッチング素子の他方の極と上記コンバータとインバータとの直流側を共通に接続する一方の端子とを接続するための接続手段、上記第１のスイッチング素子の他方の極と上記コンバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段、および上記コンデンサの他端と上記インバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段を備えたものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における電力変換装置を示す主回路構成図である。図において、１は商用周波数の交流電源、２はその交流入力側が交流リアクトル３(Ｌ1)を介して交流電源１に接続されたコンバータとしてのブリッジ整流器で、ダイオードＤ1〜Ｄ6のブリッジ結線構成からなり交流入力を一定の直流電圧出力に変換する。４および５は、ブリッジ整流器２からの電圧を平滑化するためのそれぞれ平滑リアクトル４(Ｌ0)および平滑コンデンサ５(Ｃ0)である。
【００１６】
６はブリッジ整流器２からの直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換して誘導電動機７（ＩＭ）に供給するインバータ回路で、トランジスタＴｒ1〜Ｔｒ6とこれと逆並列接続されたフライホイールダイオードＤｆ1〜Ｄｆ6のブリッジ結線構成からなり、回生制御も可能となっている。８は一端がインバータ回路６の正極端子に接続された電気二重層からなる大容量のコンデンサ（Ｃ）、９はコンデンサ８と並列に接続されたダイオードで、後述するように、コンデンサ８の放電時その極性が反転するのを防止するためのものである。１０はその共通接点がコンデンサ８の他端に接続された接続切換手段としてのスイッチ（ＳＷ）で、その接点１は平滑リアクトル４と平滑コンデンサ５との接続点に接続され、その接点２はブリッジ整流器２およびインバータ回路６の共通の負極端子に接続されている。
【００１７】
次に動作について説明する。先ず、力行時、即ち、誘導電動機７の起動および加速時は、スイッチ１０は接点１側を選択しており、ブリッジ整流器２からの直流電圧出力は平滑リアクトル４および平滑コンデンサ５で平滑化された後、当初はコンデンサ８は充電されていないので、そのままダイオード９を経てインバータ回路６に入力される。
インバータ回路６はこの直流電圧を入力とし、図示しない制御装置が各トランジスタＴｒ1〜Ｔｒ6にスイッチング信号を送出して指令値に応じた可変周波数の交流電圧を出力して誘導電動機７に供給する。これによって、誘導電動機７は起動し、続いて所定の加速動作を行う。
即ち、交流電源を使用して誘導電動機を可変速駆動制御するという汎用性の高い電動機駆動用電源装置として機能する訳である。
【００１８】
次に、誘導電動機７の回生制動時は、スイッチ１０を接点１側から接点２側へ切り換えるとともに、インバータ回路６の制御装置は回生モードで各トランジスタＴｒ1〜Ｔｒ6をオンオフ制御し、誘導電動機７のもつ機械的慣性エネルギーによる交流電力を直流電力に逆変換し、これによってコンデンサ８を充電する。このコンデンサ８は充電動作が進むに連れてその端子電圧は上昇するが、電気二重層コンデンサはその電圧が許容値を越えると内部で電気分解を生じて特性が劣化するので、これを考慮してインバータ回路６はその直流出力電圧を、力行時の直流電圧より低い値に設定する。これら直流電圧の設定は、インバータ回路６の制御装置の例えばＲＯＭ等に書き込むスイッチング信号発生パターンを力行／回生で区分することにより、極めて簡便に実施可能であり、主回路構成の変更は不要である。
【００１９】
コンデンサ８が充電された後、誘導電動機７が力行運転に入ると、スイッチ１０は再び接点１側に戻り、ブリッジ整流器２からの直流出力電圧とコンデンサ８の充電電圧とが直列となった電圧がインバータ回路６に入力されることになる。インバータ回路６はこの直列の電圧を所定の交流電圧に変換して誘導電動機７へ供給する。この場合、コンデンサ８は放電によりその電圧を次第に低下させていくので、インバータ回路６もこの入力直流電圧の変化を含めて交流出力電圧を制御する必要がある。コンデンサ８の負荷がすべて放電されその電圧が零となると、動作の最初に説明したように、ブリッジ整流器２からの直流電圧はダイオード９を経てインバータ回路６に入力される。従って、コンデンサ８の逆充電は防止される。
【００２０】
以上のように、力行時はブリッジ整流器２の電圧にコンデンサ８の充電電圧が加算された電圧がインバータ回路６に入力されるので、インバータ回路６はこの電圧がそのトランジスタ等の耐圧を越えないようにする必要がある。既述した通り、電気二重層コンデンサの特性から回生時のコンデンサ８の充電電圧を低く抑えているので、このことが力行時のインバータ回路６の耐圧面にも有利に働くことになる。
【００２１】
図２はこの電力変換装置における、誘導電動機７の起動からの速度制御状況を示す動作図である。時刻ｔ1で加速指令が立ち上がると、交流電源１が供給されブリッジ整流器２の直流出力Ｅ1が立ち上がる。スイッチ１０は接点１を選択しているが、コンデンサ８は充電されていないので、この電圧Ｅ1がダイオード９を経てそのままインバータ回路６に印加される。以後、インバータ回路６は、この入力電圧Ｅ1一定の条件で、時刻ｔ1〜ｔ2、ｔ3〜ｔ4での加速指令に応じて、その出力周波数およびこの周波数に比例してその交流出力電圧を上昇させていく。
【００２２】
次に、時刻ｔ5で減速指令が立ち上がると、スイッチ１０は接点２を選択し、インバータ回路６は回生モードでコンデンサ８への充電を開始する。この充電動作で、コンデンサ８の端子電圧は上昇し、減速指令が立下がる時刻ｔ6で電圧Ｅ2に達する。以後、コンデンサ８の電圧はＥ2一定を保つが、時刻ｔ7で再び加速指令が立ち上がると、スイッチ１０は接点１を選択し、この瞬間、インバータ回路６にはブリッジ整流器２からの電圧Ｅ1とコンデンサ８の充電電圧Ｅ2との和、Ｅ1＋Ｅ2の電圧が印加される。以後、コンデンサ８は放電を続け、この例では、加速指令が立下がる時刻ｔ8で丁度、放電が完了して電圧が零となり、従って、インバータ回路６の直流入力電圧は電圧Ｅ1に戻る。即ち、時刻ｔ5〜ｔ6での減速によるエネルギーがコンデンサ８の充電の形で蓄積され、時刻ｔ7〜ｔ8での加速時にコンデンサ８の放電の形で上記蓄積エネルギーが放出され、電力の回生が行われた訳である。
【００２３】
この場合、充電電圧Ｅ2が、その電気二重層コンデンサ８の許容電圧よりも低く、また、電圧Ｅ1＋Ｅ2がインバータ回路６の耐圧値よりも低くなるように、インバータ回路６の回生時における直流出力電圧が制御される。
【００２４】
実施の形態２．
図３はこの発明の実施の形態２における電力変換装置を示す主回路構成図である。ここでは、従来の技術で説明した標準的な汎用インバータを活用して本発明を適用する場合の応用例を示している。即ち、図中、一点鎖線で囲まれた部分が標準的な汎用インバータである。そして、通常は、交流電源１をブリッジ整流器２で直流に変換して外部に接続する平滑リアクトル４と内部に設けられた平滑コンデンサ５で平滑化し、この平滑化した直流電圧をインバータ回路６で可変周波数の交流電圧に変換して誘導電動機７の起動および加速の制御を行う。減速のときは、誘導電動機７を交流発電機としてインバータ回路６で交流を直流に変換し、内部に設けた半導体スイッチ１１（Ｔｒ7）を作用させて外部に接続した抵抗器１２（Ｒ0）に通電して発電制動している。
【００２５】
この発明の実施の形態２では、以上で説明した従来からの汎用インバータを有効に活用し、これに、図３に示すように、コンデンサ８、ダイオード９およびスイッチ１０を追加する。そして、コンデンサ８とダイオード９とは互いに並列に接続し、その一端は、インバータ回路６の正極側を引き出す端子ｈに接続する。コンデンサ８およびダイオード９の他端はスイッチ１０の共通接点に接続する。また、スイッチ１０の接点１は、一端がブリッジ整流器２の直流側を引き出す端子ｇに接続された平滑リアクトル４の他端に接続する。スイッチ１０の接点２はブリッジ整流器２とインバータ回路６との共通の負極側を引き出す端子ｊに接続する。
【００２６】
次に、起動から制動停止までの動作を図４により説明する。時刻ｔ1〜ｔ2、ｔ3〜ｔ4で加速指令、時刻ｔ5〜ｔ6で減速指令、更にその後、時刻ｔ7で加速指令が立ち上がっているが、ここまでの動作は、先の実施の形態１の図２の場合と全く同一であるので、説明は省略する。図４では、時刻ｔ7で加速指令が立ち上がり、ブリッジ整流器２からの電圧Ｅ1とコンデンサ８に充電されていた電圧Ｅ2との和、Ｅ1＋Ｅ2の電圧を入力にインバータ回路６が力行モードで動作し、コンデンサ８の電荷を放電しつつ加速を進め、時刻ｔ61でコンデンサ８の電荷、従って電圧は零になり、以後、インバータ回路６は入力電圧Ｅ1で時刻ｔ8まで加速動作を行う。
【００２７】
次に、時刻ｔ9で停止のための減速指令が立ち上がると、スイッチ１０は接点２を選択し、誘導電動機７の減速に伴うエネルギーによりコンデンサ８を充電する動作に入る。この充電動作の進行により、コンデンサ８の端子電圧が次第に上昇してその許容電圧Ｅ2を越えると、これを検出して半導体スイッチ１１がオンする。これにより、インバータ回路６の直流電圧、即ち、コンデンサ８の電圧はその許容電圧Ｅ2に保たれ、以後、誘導電動機７が停止して減速指令が立下がる時刻ｔ10までは、抵抗器１２に通電する発電制動となる。
【００２８】
図４の斜線のハッチングで示す部分が抵抗器１２への放流によってコンデンサ８の過電圧を防止していることを示す。即ち、この過電圧防止策を設けないと、時刻ｔ10には、コンデンサ８の電圧はＥ3(Ｅ3＞Ｅ2)に達している訳である。
【００２９】
図５は、汎用インバータに付加する部分を回生用付加装置１３として別個に示したものである。図において、端子Ｘは、平滑リアクトル４を介して汎用インバータにおけるブリッジ整流器２の直流側を引き出す端子ｇに接続する。端子Ｙは、汎用インバータにおけるブリッジ整流器２とインバータ回路６との共通の負極側を引き出す端子ｊに接続する。そして、端子Ｚは、汎用インバータにおけるインバータ回路６の正極側を引き出す端子ｈに接続する。
【００３０】
以上のように、この実施の形態２においては、従来からの汎用インバータを有効に活用できるので、新たな投入コストを低減することができるとともに、コンデンサ８の充電電圧を所定の許容値内に制限する半導体スイッチ１１および抵抗器１２の回路を設けているので、電気二重層コンデンサの使用時の信頼性が向上しかつ制動動作が確実に達成され安全性が向上する。
【００３１】
実施の形態３．
図６は図５で説明した回生用付加装置の変形例である。即ち、この回生用付加装置１６では、図５のスイッチ１０の代わりに、第１のスイッチング素子であるサイリスタ素子１４および第２のスイッチング素子であるサイリスタ素子１５を設けている。各端子Ｘ、Ｙ、Ｚと汎用インバータとの接続要領は図５の回生用付加装置１３の場合と全く同様である。
【００３２】
次に、この回生用付加装置１６を汎用インバータに付加した場合の動作について説明する。先ず、力行時は、サイリスタ素子１４をオン、サイリスタ素子１５をオフに制御する。これにより、ブリッジ整流器２からの直流電圧とコンデンサ８の電圧とが直列となってインバータ回路６の直流側に供給され、インバータ回路６はこの直流入力電圧を交流に変換して誘導電動機７を駆動する。
また、回生時は、サイリスタ素子１４をオフ、サイリスタ素子１５をオンに制御する。これによって、ブリッジ整流器２の直流側とコンデンサ８とは回路が断たれるとともに、回生によるインバータ回路６からの直流電圧がコンデンサ８に供給されその充電動作が行われる。
【００３３】
以上のように、先に説明した実施の形態２の場合と全く同様の力行、回生、そして、コンデンサ８の放電、充電の動作が実現する。
この実施の形態３では、大電流が流れる主回路の無接点化が実現するので、装置としての信頼性が向上するとともに、保守面のコストも低減する。
【００３４】
実施の形態４．
図７はこの発明の実施の形態４における電力変換装置を示す主回路構成図である。実施の形態１の図１と異なるのは、ブリッジ整流器２をサイリスタＴｈ1〜Ｔｈ6のブリッジ結線構成からなるサイリスタコンバータ２Ａに替えた点のみである。このサイリスタコンバータ２Ａは図示しない制御装置により各サイリスタＴｈ1〜Ｔｈ6をスイッチング制御することによりその直流出力電圧を制御することができる。
そして、このサイリスタコンバータ２Ａは、力行時、このサイリスタコンバータ２Ａの直流出力電圧とコンデンサ８の電圧との和が一定（Ｅ1）となるよう、その直流出力電圧を制御する。
【００３５】
次に、実際に、起動、加速、減速を行った場合の動作を図８により説明する。時刻ｔ1で加速指令が立ち上がると、交流電源１が供給され、スイッチ１０は接点１を選択しているが、コンデンサ８は充電されておらずその電圧は零であるので、サイリスタコンバータ２Ａは一定の直流出力電圧Ｅ1を立ち上げ、これがダイオード９を経てそのままインバータ回路６に印加される。以後、インバータ回路６は、この入力電圧Ｅ1一定の条件で、時刻ｔ1〜ｔ2、ｔ3〜ｔ4での加速指令に応じて、その出力周波数およびこの周波数に比例してその交流出力電圧を上昇させていく。
【００３６】
次に、時刻ｔ5〜ｔ6で減速指令が出されるが、この部分は図２の場合と同様に、スイッチ１０は接点２を選択してコンデンサ８を充電していく。時刻ｔ6でこの充電電圧がＥ2に達した後、時刻ｔ7で再び加速指令が立ち上がると、スイッチ１０は再び接点１を選択してサイリスタコンバータ２Ａからの電圧とコンデンサ８の充電電圧Ｅ2との和がインバータ回路６に印加されることになる。この場合、サイリスタコンバータ２Ａの出力電圧がそれまでのＥ1であると、上記和電圧Ｅ1＋Ｅ2は一定保持電圧Ｅ1を越えることになるので、サイリスタコンバータ２Ａの制御装置が直ちに動作してその出力電圧を（Ｅ1−Ｅ2）に降下させる。これにより、インバータ回路６への印加電圧は一定値Ｅ1となる。
【００３７】
加速動作の進行に伴いコンデンサ８の充電電圧が減少していくので、これに対応してサイリスタコンバータ２Ａはその出力電圧を上昇させていき、インバータ回路６への入力電圧を常に一定値Ｅ1に保つ。
時刻ｔ8で加速が終わり、同時にコンデンサ８の蓄積電荷も消滅してその電圧が零になると、以後、サイリスタコンバータ２Ａは元の電圧Ｅ1を出力することになる。
【００３８】
以上のように、この実施の形態４においては、力行時にその出力電圧を制御可能なサイリスタコンバータ２Ａを採用したので、コンデンサ８に蓄積した電荷を放電して電力回生を行う際のインバータ回路６の入力側への過電圧負担を解消することができ、インバータ回路６のトランジスタ等の設計、適用条件が緩和され、全体として経済的で信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。
【００３９】
実施の形態５．
図９はこの発明の実施の形態５における電力変換装置を示す主回路構成図である。実施の形態４と異なるのは、スイッチ１０を第３のスイッチング素子であるサイリスタ素子１７に代えた点のみである。
力行時は、サイリスタ素子１７をオフに制御し、実施の形態４で説明したと全く同様に、サイリスタコンバータ２Ａからの直流電圧とコンデンサ８の電圧とが直列となってインバータ回路６の直流側に供給され、インバータ回路６はこの直流入力電圧を交流に変換して誘導電動機７を駆動する。
回生時は、サイリスタ素子１７をオンに制御するとともに、サイリスタコンバータ２Ａの出力電圧を零に制御して実質的にサイリスタコンバータ２Ａをコンデンサ８の回路から断ち、回生によるインバータ回路６からの直流電圧がコンデンサ８に供給されその充電動作が行われる。
【００４０】
以上のように、この実施の形態５では、サイリスタコンバータ２Ａの出力電圧制御能力を有効に活かし、簡単な構成で主回路の無接点化が可能となり、信頼性、経済性が向上する利点がある。
【００４１】
なお、上記各実施の形態では、各変換回路のスイッチング素子としてトランジスタやサイリスタを使用した場合について示したが、例えばＩＧＢＴなど他の種類のスイッチング素子を使用するようにしてもよい。
また、交流電源および誘導電動機のいずれも３相方式のものとして説明しているが、いずれかまたは双方を単相方式のものとしてもよい。
【００４２】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に係る電力変換装置は、交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給しその力行回生制御が可能なインバータ、上記コンバータの直流側と上記インバータの直流側との間に挿入された大容量のコンデンサ、力行時は、上記コンバータからの直流電圧と上記コンデンサの電圧とを直列にして上記インバータの直流側に供給するように、回生時は、上記インバータからの直流電圧が上記コンデンサに供給されるように、直流側の切換えを行う切換手段、および上記コンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオードを備え、上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の正極端子または負極端子に接続するとともに、上記切換手段を、第１の接点、第２の接点および上記力行時は上記第１の接点と、上記回生時は上記第２の接点とそれぞれ切り換えて導通する共通接点を備えたスイッチで構成し、上記コンデンサの他端を上記共通接点に接続し、
上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の正極端子に接続する場合は、上記コンバータとインバータとの直流側の両負極端子を共通にして上記第２の接点に接続し、上記コンバータの直流側の正極端子を上記第１の接点に接続するようにし、
上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の負極端子に接続する場合は、上記コンバータとインバータとの直流側の両正極端子を共通にして上記第２の接点に接続し、上記コンバータの直流側の負極端子を上記第１の接点に接続するようにしたので、簡単安価な構成で、交流電源を使用した回転機負荷の力行運転および上記交流電源へ悪影響を及ぼすことなく上記回転機負荷の電力回生運転が確実に実現できる。
【００４３】
また、請求項２に係る電力変換装置は、その回生時、コンデンサの電圧がその充電許容電圧以下となるよう、インバータはその直流電圧を力行時より低く設定するようにしたので、大容量コンデンサとして適当な例えば電気二重層コンデンサ等の適用が容易になるとともに、力行時におけるインバータの耐圧特性が緩和される。
【００４４】
また、請求項３に係る電力変換装置は、そのインバータの直流側に、抵抗とスイッチング素子との直列体を接続し、回生時、上記インバータの直流電圧がコンデンサの充電許容電圧を越えたとき上記スイッチング素子をオンするようにしたので、コンデンサの耐電圧保護が確実になされて信頼性が向上するとともに、回転機負荷の制動動作が確実になされて安全性が向上する。
【００４５】
また、請求項４に係る電力変換装置の切換手段は、第１の接点と共通接点とを両電極とし力行時オンし回生時オフする第１のスイッチング素子、および第２の接点と上記共通接点とを両電極とし上記力行時オフし上記回生時オンする第２のスイッチング素子を備えたスイッチで構成したので、主回路の無接点化が実現し、信頼性が向上するとともに保守費用が低減する。
【００４６】
また、請求項５に係る電力変換装置は、その力行時、コンバータは、このコンバータの直流電圧とコンデンサの電圧との和が一定となるよう、上記コンバータの直流電圧を制御するようにしたので、インバータの入力電圧が常に一定値となり、小型化、低コストが可能になるとともに信頼性が向上する。
【００４７】
また、請求項６に係る電力変換装置は、そのインバータの直流側にコンデンサを介して接続され、力行時はオフし、回生時はオンして上記インバータからの直流電圧を上記コンデンサに供給する第３のスイッチング素子を備え、力行時はコンバータからの直流電圧と上記コンデンサの電圧とを直列にして上記インバータの直流側に供給するようにし、回生時は、上記コンバータの直流電圧を零に制御し上記インバータからの直流電圧が上記コンデンサに供給されるようにしたので、簡単な構成で主回路の無接点化が実現し、信頼性が向上するとともに保守費用が低減する。
【００４８】
請求項７に係る回生用付加装置は、交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、およびこのコンバータからの直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給するインバータを備えた汎用電力変換装置に付加するものであって、大容量のコンデンサ、このコンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオード、上記コンデンサの一端に接続された共通接点と力行時に上記共通接点と接触する第１の接点と回生時に上記共通接点と接触する第２の接点とからなるスイッチ、上記第２の接点と上記コンバータとインバータとの直流側を共通に接続する一方の端子とを接続するための接続手段、上記第１の接点と上記コンバータの直流側端子の他方とを接続するため接続手段、および上記コンデンサの他端と上記インバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段を備えたので、汎用電力変換装置を有効に活用して低い投入コストで、電力回生が可能な電力変換装置が実現する。
【００４９】
請求項８に係る回生用付加装置は、交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、およびこのコンバータからの直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給するインバータを備えた汎用電力変換装置に付加するものであって、大容量のコンデンサ、このコンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオード、一方の極がそれぞれ上記コンデンサの一端に接続された第１および第２のスイッチング素子、上記第２のスイッチング素子の他方の極と上記コンバータとインバータとの直流側を共通に接続する一方の端子とを接続するための接続手段、上記第１のスイッチング素子の他方の極と上記コンバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段、および上記コンデンサの他端と上記インバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段を備えたので、汎用電力変換装置を有効に活用して低い投入コストで、電力回生が可能な電力変換装置が実現するとともに、主回路の無接点化が実現し、信頼性が向上するとともに保守費用が低減する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１における電力変換装置を示す主回路構成図である。
【図２】 図１の電力変換装置の動作を説明するタイミングチャートである。
【図３】 この発明の実施の形態２における電力変換装置を示す主回路構成図である。
【図４】 図３の電力変換装置の動作を説明するタイミングチャートである。
【図５】 汎用インバータに付加する回生用付加装置１３を示す構成図である。
【図６】 この発明の実施の形態３における回生用付加装置を示す構成図である。
【図７】 この発明の実施の形態４における電力変換装置を示す主回路構成図である。
【図８】 図７の電力変換装置の動作を説明するタイミングチャートである。
【図９】 この発明の実施の形態５おける電力変換装置を示す構成図である。
【図１０】 従来の標準的な汎用インバータを示す主回路構成図である。
【図１１】 図１０のインバータを使って誘導電動機を速度制御する場合の接続構成図である。
【図１２】 従来のＤＣ−ＡＣコンバータを示す主回路構成図である。
【図１３】 図１２のコンバータを使って電源側への回生制動を行う場合の接続構成図である。
【符号の説明】
１ 交流電源、２ ブリッジ整流器、２Ａ サイリスタコンバータ、
６ インバータ回路、７ 誘導電動機、８ コンデンサ、９ ダイオード、
１０ スイッチ、１１ 半導体スイッチ、１２ 抵抗器、
１４，１５，１７ サイリスタ素子、１３，１６ 回生用付加装置。
Claims (8)
- 交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給しその力行回生制御が可能なインバータ、上記コンバータの直流側と上記インバータの直流側との間に挿入された大容量のコンデンサ、力行時は、上記コンバータからの直流電圧と上記コンデンサの電圧とを直列にして上記インバータの直流側に供給するように、回生時は、上記インバータからの直流電圧が上記コンデンサに供給されるように、直流側の切換えを行う切換手段、および上記コンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオードを備え、
上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の正極端子または負極端子に接続するとともに、上記切換手段を、第１の接点、第２の接点および上記力行時は上記第１の接点と、上記回生時は上記第２の接点とそれぞれ切り換えて導通する共通接点を備えたスイッチで構成し、上記コンデンサの他端を上記共通接点に接続し、
上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の正極端子に接続する場合は、上記コンバータとインバータとの直流側の両負極端子を共通にして上記第２の接点に接続し、上記コンバータの直流側の正極端子を上記第１の接点に接続するようにし、
上記コンデンサの一端を上記インバータの直流側の負極端子に接続する場合は、上記コンバータとインバータとの直流側の両正極端子を共通にして上記第２の接点に接続し、上記コンバータの直流側の負極端子を上記第１の接点に接続するようにした電力変換装置。 - 回生時、コンデンサの電圧がその充電許容電圧以下となるよう、インバータはその直流電圧を力行時より低く設定するようにしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
- インバータの直流側に、抵抗とスイッチング素子との直列体を接続し、回生時、上記インバータの直流電圧がコンデンサの充電許容電圧を越えたとき上記スイッチング素子をオンするようにしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
- 切換手段は、第１の接点と共通接点とを両電極とし力行時オンし回生時オフする第１のスイッチング素子、および第２の接点と上記共通接点とを両電極とし上記力行時オフし上記回生時オンする第２のスイッチング素子を備えたスイッチで構成したことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電力変換装置。
- 力行時、コンバータは、このコンバータの直流電圧とコンデンサの電圧との和が一定となるよう、上記コンバータの直流電圧を制御するようにしたことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電力変換装置。
- インバータの直流側にコンデンサを介して接続され、力行時はオフし、回生時はオンして上記インバータからの直流電圧を上記コンデンサに供給する第３のスイッチング素子を備え、力行時はコンバータからの直流電圧と上記コンデンサの電圧とを直列にして上記インバータの直流側に供給するようにし、回生時は、上記コンバータの直流電圧を零に制御し上記インバータからの直流電圧が上記コンデンサに供給されるようにしたことを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
- 交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、およびこのコンバータからの直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給するインバータを備えた汎用電力変換装置に付加するものであって、大容量のコンデンサ、このコンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオード、上記コンデンサの一端に接続された共通接点と力行時に上記共通接点と接触する第１の接点と回生時に上記共通接点と接触する第２の接点とからなるスイッチ、上記第２の接点と上記コンバータとインバータとの直流側を共通に接続する一方の端子とを接続するための接続手段、上記第１の接点と上記コンバータの直流側端子の他方とを接続するため接続手段、および上記コンデンサの他端と上記インバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段を備えた回生用付加装置。
- 交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、およびこのコンバータからの直流電圧を所定の交流電圧に変換して回転機負荷に供給するインバータを備えた汎用電力変換装置に付加するものであって、大容量のコンデンサ、このコンデンサと並列に接続され上記コンデンサの極性反転を防止するダイオード、一方の極がそれぞれ上記コンデンサの一端に接続された第１および第２のスイッチング素子、上記第２のスイッチング素子の他方の極と上記コンバータとインバータとの直流側を共通に接続する一方の端子とを接続するための接続手段、上記第１のスイッチング素子の他方の極と上記コンバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段、および上記コンデンサの他端と上記インバータの直流側端子の他方とを接続するための接続手段を備えた回生用付加装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11870698A JP3678582B2 (ja) | 1998-04-28 | 1998-04-28 | 電力変換装置および該装置の回生用付加装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11870698A JP3678582B2 (ja) | 1998-04-28 | 1998-04-28 | 電力変換装置および該装置の回生用付加装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11313490A JPH11313490A (ja) | 1999-11-09 |
| JP3678582B2 true JP3678582B2 (ja) | 2005-08-03 |
Family
ID=14743120
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11870698A Expired - Fee Related JP3678582B2 (ja) | 1998-04-28 | 1998-04-28 | 電力変換装置および該装置の回生用付加装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3678582B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009057277A1 (ja) | 2007-11-01 | 2009-05-07 | Panasonic Corporation | 電源装置 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SG98462A1 (en) * | 2001-12-04 | 2003-09-19 | Schneider Electric Singapore P | A regenerative power supply system for short-term power interruption |
| JP3772898B2 (ja) * | 2004-09-08 | 2006-05-10 | ダイキン工業株式会社 | 多相電流供給回路及び駆動装置 |
| JP2010104173A (ja) * | 2008-10-24 | 2010-05-06 | Juki Corp | モータ駆動装置 |
| JP5715363B2 (ja) * | 2010-09-24 | 2015-05-07 | 株式会社ケーヒン | 誘導性負荷駆動装置 |
| KR101691343B1 (ko) * | 2013-12-26 | 2016-12-29 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 전력 변환 장치 |
| TW201630295A (zh) * | 2015-02-09 | 2016-08-16 | Fu-Tzu Hsu | 動態磁電放大裝置 |
-
1998
- 1998-04-28 JP JP11870698A patent/JP3678582B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009057277A1 (ja) | 2007-11-01 | 2009-05-07 | Panasonic Corporation | 電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11313490A (ja) | 1999-11-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5291388A (en) | Reconfigurable inverter apparatus for battery-powered vehicle drive | |
| JP3910220B2 (ja) | 電気駆動システム | |
| US7388353B2 (en) | Discharging system for smoothing capacitor | |
| CN110034717B (zh) | 电动机驱动装置和电动机驱动系统 | |
| JP3277825B2 (ja) | 充電装置 | |
| JP3678582B2 (ja) | 電力変換装置および該装置の回生用付加装置 | |
| US3866098A (en) | Electrical motor drive system with field control operable in motoring and braking modes | |
| JP2008092729A (ja) | 鉄道車両のバッテリ用充放電装置 | |
| JPH1084628A (ja) | モータ駆動用電源装置 | |
| JP3606760B2 (ja) | ハイブリッド電気自動車の電源システム | |
| CN116238350A (zh) | 一种集成交流充放电的电驱系统及电动车辆 | |
| JP2001211654A (ja) | インバータ装置 | |
| JP2005184974A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS63186505A (ja) | 交流電気車の制御装置 | |
| JPH1014222A (ja) | 電源回生対応降圧形ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| CN112448603A (zh) | 电力转换装置 | |
| JP2004175548A (ja) | エレベータシステム | |
| JP2837989B2 (ja) | 電気車の制御装置 | |
| JPH11155204A (ja) | 電気車制御装置 | |
| JPH0669316B2 (ja) | 電力変換装置の電力回生制御回路 | |
| JPS58107083A (ja) | 駆動回生変換電源装置 | |
| JPH0472444B2 (ja) | ||
| JPS631377A (ja) | 三相誘導電動機制御装置 | |
| JPH07222462A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2561276B2 (ja) | 交流電気車の電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040412 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050121 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050201 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050401 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050419 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050510 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110520 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110520 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120520 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120520 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130520 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140520 Year of fee payment: 9 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |