JP3678023B2

JP3678023B2 - 符号分割多元接続方式移動通信システムにおける通信装置

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Publication number: JP3678023B2
Application number: JP30199398A
Authority: JP
Inventors: 学川辺; 誠之花岡; 信数土居
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1998-10-23
Filing date: 1998-10-23
Publication date: 2005-08-03
Anticipated expiration: 2018-10-23
Also published as: US6377613B1; JP2000134181A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）方式移動通信システムにおける通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）方式移動通信システムにおいて、スペクトラム拡散された受信信号の復調は、マッチドフィルタあるいは逆拡散器が用いられている。送信側通信装置から送信された信号は複数の経路を経て受信側通信装置で受信される。かかるマルチパス信号の重畳された信号はマッチドフィルタに入力され、各マルチパス信号の受信信号強度に応じた出力がマッチドフィルタから出力される。図２０に従来のマッチドフィルタを用いた通信装置を示す。受信側通信装置２３００−２の受信アンテナ２３０５で受信された搬送周波数帯域の受信信号は無線復調部２３０６によるベースバンドのスペクトル拡散信号に変換され、さらにＡ／Ｄ変換器２３０７によりデジタル化される。デジタル化されたベースバンドのスペクトル拡散信号はマッチドフィルタ２３０８で逆拡散される。マッチドフィルタ２３０８はパスサーチのためのものであり、マルチパス信号と同期のとれたタイミングでピーク値を出力する。マッチドフィルタ２３０８の出力は、ピーク検出部２３０９に入力される。ピーク検出部では、受信強度の大きい所定数のピーク値が出力されたタイミングを検出し、各ピークタイミングで逆拡散部２３１０−１〜ｎの拡散符号の位相をセットする。各逆拡散部は、ピーク検出部２３０９に指定されたタイミングでスペクトル拡散信号を逆拡散し、シンボルレートの受信信号を出力する。逆拡散部２３１０は、スペクトル拡散信号と符号発生部２３５０で発生される拡散符号とを掛算器２３５１により乗算し、加算器２３５２及びレジスタ２３５３により１シンボル期間に渡って累算する。各逆拡散部２３１０より出力されたシンボルレートの受信信号はＲａｋｅ合成部２３１１に入力され、位相補正された後、Ｒａｋｅ合成された受信信号が出力される。
【０００３】
図２０に示す受信側通信装置ではアンテナダイバーシチを行っている。アンテナダイバーシチとは、所定間隔離れて設置されたアンテナ２３０５−１〜ｋでそれぞれ受信された信号を合成することによりダイバーシチ効果を得るものである。各アンテナで受信された受信信号は各無線復調部、Ａ／Ｄ変換部、ベースバンド復調部で処理され、アンテナダイバーシチ合成部２３３８でダイバーシチ合成される。
【０００４】
図２０の構成では、パスサーチはマッチドフィルタで、スペクトル拡散信号の逆拡散は逆拡散器で行っている。この場合はパスサーチは常時行わず、同期外れが生じないように一定間隔毎に実行し、逆拡散部２３１０の位相を補正する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来構成のマッチドフィルタでアンテナダイバーシチを行う場合は、パスダイバーシチによる合成と、アンテナダイバーシチによる合成を別個の回路で構成する必要があった。アンテナダイバーシチに限らず、ダイバーシチハンドオーバ状態になった場合、無線変調方式としてＱＰＳＫを適用した場合、複数の受信信号を同時に復調する必要がある。このような場合、回路規模が膨大になるという問題があった。
【０００６】
あるいは、回路規模が膨大になるのを防止するために、マッチドフィルタのような回路要素を時分割してパスサーチを行う構成も存在する。このような従来技術では、一定時間毎に複数の受信信号または拡散符号を順次切り替えて、複数チャネルのパスサーチを実行している。しかし、パスサーチを行う数（アンテナ数、チャネル数等）が多くなると、各信号についてパスサーチの実行割当される周期が長くなり、回線の時間変動に追従できない。このように、時分割できる受信信号数あるいは拡散符号数には限度があるため、結果として複数のマッチドフィルタを用いる必要が生じ、やはりハードウェア規模の増大につながっていた。
【０００７】
また、スペクトル拡散信号の逆拡散を行いデータを復調する逆拡散部は常に動作しなければならないため、受信チャネル数だけ設けなければならず、ハードウェア規模の増大につながっていた。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明では、マッチドフィルタまたは逆拡散器を時多重で動作させることによって、ハードウェア規模の低減を実現する。
【０００９】
マッチドフィルタの時多重処理を実現するために、本発明は２つの方法を提供する。
【００１０】
（１）受信ベースバンド信号の時多重
複数の受信ベースバンド信号を時多重し、時多重数に応じた動作クロックにより時多重された受信信号の逆拡散処理を行う。
【００１１】
（２）拡散信号の時多重
１つの受信ベースバンド信号に対し、受信機で複数の拡散符号を発生させ、符号数に応じた動作クロックにより符号の切り替え動作させることによって、複数信号の逆拡散処理を行う。
【００１２】
この２つの方法は独立した方法であり、両方あるいは一方のみをマッチドフィルタに適用することができる。これら時多重処理を適用することによって、マッチドフィルタの処理能力を高め、ハードウェアの減少を行うことができる。
【００１３】
また、逆拡散器においても時多重処理を行うことによって、逆拡散器の並列数を減少させることができる。
【００１４】
このように、本発明により、マッチドフィルタ、逆拡散器を共に複数チャネルで共有可能とする。マッチドフィルタでは従来以上に共有可能なチャネル数を増やすことが可能である。さらに、送信側も同様に複数の符号に対する時多重を用いることによって、拡散部を共有し、ハードウェア規模を縮小することが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の符号分割多元接続通信システムにおける通信装置の実施形態について説明する。
【００１６】
（実施例１）
図１に第１の実施形態として、アンテナダイバーシチを行う通信装置（受信部のみを示す）を示す。アンテナ数は２には限られない。
【００１７】
受信アンテナ１０１−１、２でそれぞれ受信された搬送周波数帯域の受信信号は、無線復調部１０２、Ａ／Ｄ変換器１０３−１，２により、デジタル化されたベースバンドのスペクトル拡散信号に変換される。受信アンテナ１０１−１，２に由来する第一のスペクトル拡散信号及び第二のスペクトル拡散信号は、マルチプレクサ１０４に入力され、時多重で合成された一つのスペクトル拡散信号となる。その様子を図２（ｂ）に示す。
【００１８】
マルチプレクサ１０４には、局部発振器１１１から発振されるチップレートの２倍周波数（アンテナ数がｎであれば、ｎ倍周波数）のクロックが入力される。なお、局部発振器１１１は動き検出部１１０からの補正信号を受け発振周波数の補正がなされる。動き検出部１１０は、マッチドフィルタ１０５からシンボルレートで出力されるピーク値出力（同じパスで受信された受信信号）の周期により補正信号を生成する。なお、本実施例の通信装置を基地局に適用する場合は、高精度の局部発振器を使用することで、動き検出部１１０を不要とすることができる。
【００１９】
マルチプレクサ１０４の構成を図２（ａ）に示す。局部発振器１１１より発振されたクロック２１０は分周器２１１により分周され、１／２周期のクロック２１１が生成される。クロック２１１は、第一のＡＮＤゲート２０２及びインバータ２０３を介して第二のＡＮＤゲート２０４に入力される。また、第一のＡＮＤゲート２０２には受信アンテナ１０１−１由来の第一のスペクトル拡散信号２１２が、第二のＡＮＤゲート２０３には受信アンテナ１０１−２由来の第二のスペクトル拡散信号２１３が入力される。第一と第二のＡＮＤゲートの出力はＯＲゲート２０５を介して、マルチプレクサ出力２１４として出力される。したがって、クロック２１１がHighであれば、ＡＮＤゲート２０２が開いて第一のスペクトル拡散信号２１２が、クロック２１１がLowであれば、ＡＮＤゲート２０４が開いて第二のスペクトル拡散信号２１３が出力される。アンテナ数がｎの場合も、ｎのＡＮＤゲートを設け、順次選択することにより、マルチプレクサを構成できる。かかるマルチプレクサにより、チップレートで各アンテナ由来のスペクトル拡散信号を時多重したスペクトル拡散信号２１４（１チップ区間に２つの拡散信号が多重されている）を得ることができる。
【００２０】
なお、Ａ／Ｄ変換後にマルチプレクスする構成に代えて、アナログマルチプレクサを用いてアナログの第一のスペクトル拡散信号と第二のスペクトル拡散信号とを時多重した後にＡ／Ｄ変換を行ってもよい。ただし、多重数またはチップレートが大きい場合には、デジタル化した後に時多重した方が雑音に強い。
【００２１】
マルチプレクサ１０４出力は、マッチドフィルタ１０５に入力される。マッチドフィルタ１０５の構成を図３に示す。時多重されたスペクトル拡散信号（マルチプレクス信号）は、信号入力端子３０１から、拡散符号発生器１１６で発生された拡散符号は、符号入力端子からマッチドフィルタに入力される。時多重されたスペクトル拡散信号は、受信シフトレジスタ３０３−１〜ｍ２を順次シフトする。また、拡散符号は符号シフトレジスタ３０４−１〜ｍを順次シフトしたあと、符号保持レジスタ３０５−１〜ｍに保持される。マッチドフィルタ１０５において、受信シフトレジスタ３０３は、１タップに対して時多重数２の遅延素子をもつ。時多重数がｎであれば、受信シフトレジスタは１つのタップに対してｎ個の遅延素子を持つことになる。
【００２２】
受信シフトレジスタ３０４−１、３０４−ｋ２（ｋ＝２* ｉ（１≦ｉ≦ｍ／２））の値と符号保持レジスタ３０５−１〜ｍの値とはそれぞれ掛算器３０６−１〜ｍによって掛け合わされ、これらの掛算結果は加算器３０７−２〜ｍによって累算されることにより相関演算が行われる。
【００２３】
このように、受信シフトレジスタ３０３−１、２１〜ｍ２は、遅延素子１つおきに掛算器３０６−１〜ｍが接続されている。それにより、マルチプレクス信号２１４が入力されると、第一のスペクトル拡散信号（アンテナ１）に対応した相関値と、第二のスペクトル拡散信号（アンテナ２）に対応した相関値が出力端子３０８から出力される。その例を図４に示す。実線で示す矢印はアンテナ１からの信号に対する相関値出力であり、点線で示す矢印はアンテナ２からの信号に対する相関値出力である。このようにアンテナ１からの信号に対する相関値とアンテナ２からの信号に対する相関値が交互に出力される（アンテナがｎ本あれば、アンテナ１〜ｎからの信号に対する相関値が順次出力される）。この出力はピーク検出部１０６に入力され、相関値の大きい順番に所定数（≦逆拡散部の数）だけ選択される。図４の例では、６つの下向きの矢印で示されるタイミング４０１〜４０６が選択される。この場合は、アンテナ１からの信号に基づくタイミング４０１〜４０４、アンテナ２からの信号に基づくタイミング４０５，４０６が選択されている。
【００２４】
タイミング４０１〜４０６はそれぞれ逆拡散部１０７−１〜ｎに伝達される。符号発生器１１２は伝達されたタイミングに合わせた位相で拡散符号を出力する。掛算器１１３により拡散符号と受信信号とを乗算し、加算器１１４とレジスタ１１５により１シンボル区間に渡って累積加算することにより逆拡散処理が行われる。逆拡散部１０７はチップレートの１／２（アンテナがｎ本の場合は１／ｎ）の周期のクロックで動作することにより、受信信号は正しく逆拡散される。
【００２５】
逆拡散部１０７−１〜ｎからの出力は、Ｒａｋｅ合成部１０８に送られ位相補正が行われた後合成され、復調された出力として出力端子１０９から出力される。
【００２６】
別の構成として、マッチドフィルタによりパスサーチと逆拡散の双方を行うことも可能である。この時はマッチドフィルタの出力が直接Ｒａｋｅ合成器に入力する。この構成では、復調は常に行われ、マッチドフィルタを常時動作する必要がある。
【００２７】
第一の実施形態では複数のアンテナからの信号を時多重することによって、複数のアンテナからの信号を１つのマッチドフィルタ１０５で処理する。また、逆拡散部１０７−１〜ｎもピーク検出部１０６から与えられるタイミングによって、逆拡散を行う信号をアンテナによって固定されない。そのためピーク検出部１０６によるタイミング指定によって、各逆拡散部１０７が逆拡散するマルチパス信号の選択とともにアンテナの選択が行えるようになり、アンテナダイバーシチ回路が不要になる。このように、逆拡散部はどちらのアンテナの信号でも割り当てられるため、従来のアンテナダイバーシチ回路を設けることなく回路構成を簡素にして、なおかつアンテナダイバーシチの効果を得ることができる。
【００２８】
また、受信アンテナの全てから得られるマルチパス信号のうちから受信強度の強いものが選択できるため、従来のアンテナダイバーシチよりも良好な受信感度が得ることが可能である。図４の例では、従来の構成であればアンテナ１に対してタイミング４０１〜４０３が、アンテナ２に対してタイミング４０５〜４０７が選択されることになる。タイミング４０７に対応するマルチパス信号よりも受信強度の高いタイミング４０４に対応するマルチパス信号は復調に使用されない。さらに、どちらかのアンテナが電波の不感となる位置になった場合、従来構成では不感となったアンテナに接続された逆拡散部からは復調出力を得ることができないのに対して、本実施例の構成では、全ての逆拡散部を受信感度があるアンテナに割り当てて、全ての逆拡散部を動作させることができる。このため、回路に無駄が少なくして、かつ高い性能を得ることができるようになる。
【００２９】
また、従来、ハードウェア規模を削減するため、マッチドフィルタに入力するアンテナ出力を時分割で切り換えてパスサーチを行っていた。しかし、パスサーチを必要な精度で行うためには、一定期間マッチドフィルタを動作させる必要がある。この場合、アンテナが多くなると（後述の実施例２等）、１つのアンテナについて次のパスサーチまでの時間が長くなってしまうため、切換処理できるアンテナ数には制約があった。これに対して、本実施例では各アンテナの出力が時多重されるため、一定期間内に複数アンテナ出力についてのパスサーチが可能であり、マッチドフィルタを時分割して動作させる場合よりも制約が少ない。
【００３０】
（実施例２）
マルチセクタとは、基地局がそのサービス範囲（セル）を複数のセクタに分割することである。基地局は、それぞれのセクタに対応する指向性アンテナを有し、それによりセクタ内の移動局と通信を行う。図９にマルチセクタの例を示す。図９はセクタ９０２〜９０４の３セクタ構成である。例えば、セクタ９０４の中央部に位置する移動局９０５から送信された信号は、基地局９０１のセクタ９０４に対応する指向性アンテナを介して基地局９０１により受信される。一方、セクタ９０２とセクタ９０４との境界に位置する移動局９０６から送信された信号は、基地局９０１のセクタ９０２とセクタ９０４のそれぞれに対応する指向性アンテナを介して基地局９０１に受信される。これをダイバーシチハンドオーバーという。
【００３１】
図５に、図９のマルチセクタで構成される基地局に本発明を適用した実施形態を示す。各セクタに２本のアンテナダイバーシチを用い、１つの基地局で計６本の受信アンテナを持つ。セクタ数、アンテナ数は以上の例に限定されない。図５の各機能ブロックの機能は図１の対応する機能ブロックと同様であり、詳細な説明は省略する。各セクタの受信アンテナで受信された信号はマルチプレクサ５０４に入力され、時多重される。また、マルチプレクサ５０４の出力は基地局が接続可能な移動局の最大数であるｓ個のベースバンド復調部５３０−１〜ｓに入力される。各ベースバンド復調部５３０は、各移動局に割り当てられた拡散符号により移動局から送信された信号を復調する。
【００３２】
図６（ａ）にマルチプレクサの例を、図６（ｂ）に時多重された受信信号の例を示す。時多重された受信信号は、各ベースバンド復調部５３０のマッチドフィルタ５０５に入力され、ピーク検出部５０６にて相関値のピークが検出される。マルチプレクサ５０４は、図２（ａ）に示したものと同様に構成できる。
【００３３】
図７にマッチドフィルタ５０５の構成例を示す。マッチドフィルタ５０５は、受信信号シフトレジスタ７０３−１〜ｍ６、符号シフトレジスタ７０４−１〜ｍ、符号保持レジスタ７０５−１〜ｍ、掛算器７０６、加算器７０７を有し、これらの動作は、図３の対応する構成と同様である。ただし、マッチドフィルタ５０５は６アンテナに対応するため、受信シフトレジスタ７０３の遅延素子６個おきに掛算器への出力タップが設けられ、積和演算が同一のアンテナから受信信号に対して行われるようになっている。マッチドフィルタ５０５の出力例を図8に示す。アンテナ１〜６からの受信信号に対応する相関値が順番に出力され、ピーク検出部５０６は、ピーク値の大きい方から所定数のマルチパス信号の受信タイミングを各逆拡散部５０７に指定する。セクタ境界の移動局（図９の移動局９０６）からの信号を受信した場合は図８に示すように、アンテナ５０１−３，４で受信された信号に対応するタイミング８０１〜８０５の他に、別セクタを構成するアンテナ５０１−１で受信された信号に対応するタイミング８０６を選択する。
【００３４】
これに対して、移動局９０５のようにセクタ中央部に位置する場合は、１つのセクタに対応する指向性アンテナ（例えば、アンテナ５０１−１，２）で受信された信号だけが復調に寄与することになる。
【００３５】
このように、本実施例では、全てのセクタの全てのアンテナの信号を、１系統のマッチドフィルタと逆拡散器で復調できるために、移動局がセクタの境界付近にいる場合、複数のセクタから強いパスを探し出して合成することができる。また、従来ベースバンド復調部は各セクタに対応して設けられていたので、セクタ境界にある移動局からの信号は２つのセクタそれぞれのベースバンド復調部で受信されていた。これに対して、本実施例の構成では１つのベースバンド復調部で２つのセクタからの信号が処理できるため、基地局の接続容量を増大させることができる。
【００３６】
また、任意のセクタから受信信号を取り出すことができるため、セクタ合成やセクタ間ハンドオーバを容易に実現することができる。
【００３７】
なお、全セクタからの受信信号を時多重する場合に限定されない。セクタ数、チップレートによっては、隣接する数セクタごとにまとめた場合であっても、以上の効果は得られる。
【００３８】
（実施例３）
実施例１または２では、２系列の受信信号を時多重して復調処理を行った。これに対して実施例３では受信信号に対して、２つの拡散符号を時多重して復調処理を行う実施例を示す。このように受信信号を複数の拡散符号で復調するのは、ＣＤＭＡ移動通信システムにおいては各移動局は同一の周波数帯域を使用して通信するため、次のような場合がある。
【００３９】
(1)基地局が複数チャネルからの受信信号をパスサーチする場合（相異なる拡散符号を割り当てられた複数の移動局と通信する場合、一つの移動局に複数の拡散符号が割り当てられている場合を含む）
(2)移動局が複数チャネル（同一基地局との複数チャネル、複数セクタとの複数チャネル、複数基地局との複数チャネルを含む）からの受信信号をパスサーチする場合
(3) 無線変調方式としてＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)を使用する場合、基地局または移動局が同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）とで相異なる拡散信号により拡散された受信信号をパスサーチする場合
図１０に本発明を適用した通信装置の実施形態を示す。図１０の各機能ブロックの機能は図１の対応する機能ブロックと同様であり、詳細な説明は省略する。本実施例では、マッチドフィルタ１００５には第一の符号発生部１００４−１から発生された第一の拡散符号及び第二の符号発生部１００４−２から発生された第二の拡散符号が入力されている。この２つの拡散符号に応じて２つのＲａｋｅ合成部１００８−１，２が設けられ、第一のＲａｋｅ合成部１００８−１には逆拡散部１００７−１〜ｋの出力が、第二のＲａｋｅ合成部１００８−２には逆拡散部１００７−（ｋ＋１）〜ｎの出力が入力されている。
【００４０】
図１１にマッチドフィルタ１００５の構成例を示す。マッチドフィルタ１００５は、受信信号シフトレジスタ１１０４−１〜ｍ、第一の拡散符号に対応する第一の符号シフトレジスタ１１０５−１〜ｍ、第二の拡散符号に対応する第二の符号シフトレジスタ１１０６−１〜ｍ、第一の拡散符号に対応する第一の符号保持レジスタ１１０７−１〜ｍ、第二の拡散符号に対応する第二の符号保持レジスタ１１０８−１〜ｍ、掛算器１１１０、加算器１１１１を有し、これらの動作は、図３の対応する構成と同様である。ただし、マッチドフィルタ１００５は２つの拡散符号により逆拡散するため、セレクタ１１０９を求める。各セレクタ１１０９−ｉは、第一及び第二の符号保持レジスタ（１１０７−ｉ，１１０８−ｉ）を交互に選択する。
【００４１】
マッチドフィルタ１００５の相関演算は、受信信号の１サンプルが入力されると第一の拡散符号との相関演算を行い、セレクタ１１０９を切換え、第二の拡散符号との相関演算を行う。さらにセレクタ１１０９を切換え、次のサンプルを待つ。出力例を図１２に示す。マッチドフィルタ１００５から、第一の拡散符号との相関値と第二の拡散符号との相関値とが交互に出力される。出力はピーク検出部１００６に送られピークタイミングの検出が行われる。ピークタイミングは第一、第二の拡散符号のそれぞれに対して大きい方から所定数選択される（第一の拡散符号に対してピークタイミング１２０１〜１２０３、第二の拡散符号に対してピークタイミング１２０４〜１２０６）。
【００４２】
第一の拡散符号に対するタイミングは逆拡散部１００７−１〜ｋに、第二の拡散符号に対するタイミングは逆拡散部１００７−（ｋ＋１）〜ｎにそれぞれ割り当てられる。例えば、ピークタイミングがどちらの拡散符号によるものであるかは、マッチドフィルタのセレクタ１１０９の切換タイミングを参照することによって判定できる。逆拡散部１００７は与えられたピークタイミングに応じた位相で逆拡散処理を行う。第一の拡散符号に対応する逆拡散部の出力は第一のＲａｋｅ合成部１００８−１に入力され、第二の拡散符号に対応する逆拡散部の出力は第二のＲａｋｅ合成部１００８−２に入力される。Ｒａｋｅ合成部１００７では、位相補正がなされた後、Ｒａｋｅ合成されて復調出力として出力される。
【００４３】
このように、１つのマッチドフィルタにより複数のチャネルの受信信号を復調することができるため、回路規模を小さくすることができる。また、拡散符号の数が２以上であっても同様に、符号の数に対応したセレクタ１１０９を有するマッチドフィルタを用いることによって、時多重処理を行うことができる。
【００４４】
さらに、実施例１または２と本実施例とを組み合わせて、複数のベースバンド受信信号に対してそれぞれ複数の符号でパスサーチを行うことも可能である。この場合、複数のアンテナで受信したデジタル化されたスペクトル拡散信号を時多重するマルチプレクサをＡ／Ｄ変換器１００３の後に設ければよい（後述の図１６と同様の構成となる）。かかる構成は、複数の各受信信号に対して複数の拡散符号でパスサーチを行う場合（複数アンテナを持つ端末が複数の基地局からの信号をサーチする場合、セクタ境界にいる複数の端末を基地局がパスサーチする場合等）に有効である。
【００４５】
（実施例４）
図１３に、実施例４として、複数のチャネルを時多重で復調する逆相関部の構成を示す。実施例４では上述の実施例１〜３の通信装置に適用でき、例えば、図１の通信装置の場合、逆拡散部１０７−１〜ｎに代えて、本実施例の逆拡散部を適用することができる。この実施例では、複数の拡散符号で拡散された信号が重畳された受信信号の復調処理を時多重で行うものである。図１４に本実施例の逆拡散部の動作タイミングを示す。
【００４６】
受信信号（図１の例ではマルチプレクサ１０４の出力信号、図１０の例ではＡ／Ｄ変換器１００３の出力信号）は、入力端子１３０１より逆拡散部に入力される。符号発生器１３０２−１〜ｎは、ピーク検出部で検出されたタイミング指定を受け、各チャネルに対応した拡散符号を指定された位相で発生する。各符号発生器１３０２から発生される拡散符号１４０１〜１４０３は、マルチプレクサ１３０３により時多重される（マルチプレクサ出力１４０４）。時多重された拡散符号１４０４は受信信号１４０５と掛算器１３０４により乗算され、加算器１３０５により累積されることにより逆拡散結果を得る。累算結果１４０６は時多重されているため、デマルチプレクサ１３０６は、累積結果を各チャネルに分解して、レジスタ１３０７−１〜ｎに保持する。マルチプレクサ１３０８は、レジスタ１３０７−１〜ｎを順次選択することにより、各チャネルごとに加算器出力を累積させる。１シンボル区間に対して累算処理が行われたところで、逆拡散結果が出力端子１３０９より、Ｒａｋｅ合成部へ出力される。Ｒａｋｅ合成部では時多重された逆拡散結果を分離し、それぞれの拡散符号に対応させてＲａｋｅ合成を行う。
【００４７】
このように、入力端子１３０１から入力される１回の受信信号に対して、符号発生器１３０２−１〜ｎで発生される拡散符号との関和演算が時多重で行われる。レジスタ１３０７−１〜ｎは初期状態でクリアされている。複数の拡散符号により受信信号を逆拡散するため、マルチプレクサ１３０３が、例えば、符号発生器１３０２−ｉの出力を選択し、掛算、累算を行うときは、常にデマルチプレクサ１３０６およびマルチプレクサ１３０８はレジスタ１３０７−ｉを選択するように動作をする。すなわち、拡散符号ごとに累算結果がレジスタに保持されるようにする。拡散符号１〜ｎの１チップについての演算（乗算・累算）が終了後、次の１チップについての演算を、各拡散符号１〜ｎについて繰り返す。１シンボル区間に対して演算が終了した後、レジスタ１３０７−１〜ｎに保持された値はマルチプレクサ１３０８を通して順次出力端子１３０９に出力される。出力後にレジスタ１３０７−１〜ｎの内容はクリアされ、次のシンボルに対する演算が同様に行われる。
【００４８】
このように、複数チャネルの復調動作を時多重で実施し、復調に必要なハードウェアを減少させる。
【００４９】
（実施例５）
実施例５は実施例４の変形例である。実施例４の逆拡散器の符号発生器１３０２−１〜ｎに代えて、デマルチプレクサ１５０５、状態レジスタ１５０２−１〜ｎ、マルチプレクサ１５０３とを有する。ピーク検出部で検出されたタイミング指定は、状態レジスタ１５０２−１〜ｎに対して行われ、符号発生器１５０４は、各チャネルに対応した拡散符号を指定された位相で発生する。図１５の各機能ブロックの機能は図１３の対応する機能ブロックと同様であり、詳細な説明は省略する。
【００５０】
実施例４と同様に入力端子１４０１から入力される１回の受信信号に対して、各チャネルに対応する拡散符号との関和演算が時多重で行われるのに加えて、一つの符号発生器１４０４に対して状態レジスタ１４０２−１〜ｎを切り換えることにより、時多重演算を行い、各チャネルの拡散符号を発生させる。
【００５１】
符号発生器１５０４の一般的な構成を図１５に示している。
【００５２】
（実施例６）
無線変調方式としてＱＰＳＫ（四相位相変調：Quadrature Phase Shift Keying）を用いた場合、ベースバンドのスペクトル拡散信号は同相成分信号（Ｉ信号）と直交成分信号（Ｑ信号）に分けられる。この２つのベースバンド信号をマルチプレクスして復調することによってハードウェア規模を削減できる。その構成を図１６に示す。図１６の各機能ブロックの機能は図１の対応する機能ブロックと同様であり、詳細な説明は省略する。
【００５３】
ＱＰＳＫにおいては、Ｉ信号とＱ信号とは位相が９０゜相互にずれた搬送波により送信される。そのため受信側通信装置では、発振器２５０５と発振器２５０５から発振される搬送波周波数を９０゜移相する移相器２５０６により、Ｉ信号とＱ信号をベースバンドのスペクトル拡散信号に復調する。しかし、低域通過フィルタ２５８４，２５８５から出力されるスペクトル拡散信号は伝搬路上での位相回転、発振器の周波数誤差等により位相誤差が生じる。これに対して、Ｉ信号×Ｉ符号、Ｉ信号×Ｑ符号、Ｑ信号×Ｉ符号、Ｑ信号×Ｑ符号という４つの積和演算（それぞれ、以下(ＩＩ)、(ＩＱ)、(ＱＩ)、(ＱＱ)と表示する）を行うことにより、位相補正されたＩ信号とＱ信号を抽出できることが知られている。
【００５４】
低域通過フィルタ２５８４，２５８５からそれぞれ出力されるＩ信号、Ｑ信号はＡ／Ｄ変換を受け、マルチプレクサ２５０９に入力される。Ｉ信号、Ｑ信号とは、マルチプレクサ２５０９によって時多重される。その様子を図１７に示す。チップレートで入力されるＩ信号１７０１とＱ信号１７０２が時多重されたスペクトル拡散信号１７０３として出力される。
【００５５】
マッチドフィルタ２５８１の構成は、図１１に示したマッチドフィルタの構成と同じである。マッチドフィルタからは、チップレートで４つの積和演算結果１７０５−１１〜１４が出力される。マッチドフィルタ２５８１からの出力はピーク検出部２５３９に入力される。ピーク検出部２５３９は、各受信タイミングの相関値から受信電力を計算する。受信電力は、((ＩＩ)＋(ＱＱ))＾２＋((ＩＱ)−(ＱＩ))＾２で求められる。受信電力がチップレートで求められ、受信電力の大きいピークが選ばれて、そのタイミングが各逆拡散部２５８２に送られる。
【００５６】
逆拡散部２５８２の動作を説明する。ピーク検出部２５３９からピークタイミングを受け取り、そのタイミングにあわせてＩ符号発生器２５４０およびＱ符号発生器２５４１は、逆拡散に用いる拡散符号１７０６，１７０７を発生する。Ｉ符号とＱ符号はマルチプレクサ２５４２で時多重されて掛算器２５４３で時多重されたベースバンド受信信号と乗算が行われる。これにより、４通りの掛算が時多重で実行される。
【００５７】
マルチプレクサ２５０９からＩ信号が出力されると、マルチプレクサ２５４２はまずＩ符号を選択する。掛算器２５４３は(ＩＩ)演算を実行し、その結果はレジスタ２５４６に保持される。マルチプレクサ２５４５、デマルチプレクサ２５５０は(ＩＩ)演算が行われたときのみ、レジスタ２５４６を選択する。次に、マルチプレクサ２５４２はまずＱ符号を選択する。掛算器２５４３は(ＩＱ)演算を実行し、その結果はレジスタ２５４７に保持される。マルチプレクサ２５４５、デマルチプレクサ２５５０は(ＩＱ)演算が行われたときのみ、レジスタ２５４７を選択する。その後、マルチプレクサ２５０９からＱ信号が出力され、同様の処理により、４通りの積和演算がなされ、各々レジスタ２５４７〜２５４９に累積される。１シンボル期間に渡って累算されたところで、レジスタ２５４６〜２５４９に保持された４つの累積結果がＲａｋｅ合成部２５５１に送られる。
【００５８】
このように本実施例では、四相位相変調されたスペクトル拡散信号を、マッチドフィルタ２５８１と逆拡散器２５８２で、４通りの積和演算が時多重で行われることにより、ハードウェア規模を縮小する。
【００５９】
特に、Ｉ信号とＱ信号では受信時点が異なると両信号の間で位相にずれが生じるため、マッチドフィルタによるＩ信号とＱ信号についての相関演算を時分割で行うことはできない。そのため、本実施例の信号、符号を時多重することによりハードウェアを削減する方法は特に効果が高い。
【００６０】
（実施例７）
実施例１〜５では、時分割信号処理を受信部に適用した。これに対して、実施例６では、時分割信号処理を送信部に適用する。図１８に通信装置（送信部のみを示す）の構成例を示す。また、本実施例の動作タイミングを図１９に示す。
【００６１】
入力端子１９０１−１〜ｎより、送信データが拡散部１９０９に入力される。マルチプレクサ１９０３とマルチプレクサ１９０４とは同期して動作し、マルチプレクサ１９０３が入力端子１９０１−ｉを選択するとき、マルチプレクサ１９０４は端子１９０１−ｉから入力される送信データをスペクトル拡散する拡散符号を発生させる符号発生器１９０２−ｉを選択する。掛算器１９０５は送信データと拡散符号の乗算を行い、送信データはスペクトル拡散される。スペクトル拡散された送信信号は出力合成部１９１０に入力される。
【００６２】
多重される信号は加算器１９０６とレジスタ１９０７とにより、累積加算される。レジスタ１９０７は初期状態ではゼロにリセットされている。レジスタ１９０８は累積加算途中の多重化信号が、Ｄ／Ａ変換器１９１３へ出力されないようにラッチしている。多重化される各データＤ０〜Ｄｎ２００４は、１チップ期間中に、対応する拡散符号Ｃ００〜Ｃｎ０２００８と乗算され、出力信号Ｅ００〜Ｅｎ０２００９として出力される。出力信号Ｅ００〜Ｅｎ０の累積加算が終了すると、レジスタ１９０７に保持されている累積結果はレジスタ１９０８に送られるとともに、レジスタ１９０７はゼロにリセットされる。レジスタ１９０８に保持された累積結果は、Ｄ／Ａ変換器１９１３を介して、無線変調部１９１１に入力されて無線信号に変換され、送信アンテナ１９１２から出力される。チップレートで以上の時多重処理が１シンボル期間実行後、入力端子１９０１−１〜ｎから次のデータが入力される。
【００６３】
このように、本実施例では複数の送信データをそれぞれ異なった符号で拡散し、時多重された拡散信号を出力する。図１８では、複数チャネルの信号を多重する例であるが、ＱＰＳＫでＩ信号とＱ信号を多重する場合にも適用できる。なお、送信データの各入力端子への入力タイミングが異なっていても、あるいは各送信データのデータレートが異なっていても同じ演算を行うことができる。
【００６４】
本実施例では、複数の拡散演算を１つの掛算器と１つの加算器を用いて時多重で実行するため、拡散部のハードウェア規模を小さく実現することができる。
【００６５】
なお、複数の拡散符号発生器１９０２−１〜ｎとマルチプレクサ１９０４を用いる構成に代えて、図１５（実施例５）に示したデマルチプレクサ１５０５、状態レジスタ１５０２−１〜ｎ、マルチプレクサ１５０３、符号発生器１５０４と同じ構成を用いることもできる。
【００６６】
【発明の効果】
本発明では、アンテナダイバーシチ、セクタダイバーシチ、Ｉ（同相）信号とＱ（直交）信号等の複数のベースバンド受信信号を、時多重によって同一の復調装置で処理する。それにより、入力されるベースバンド受信信号数の増加に対するハード規模の増加を抑制することができる。
【００６７】
また、複数の移動局からの受信信号のように異なる符号で拡散された信号を１つの復調装置で時多重で復調処理を行い、ハードウェアの増大を抑え、大容量化に対応することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の通信装置の受信部の構成である。
【図２】実施例１のマルチプレクサの構成及びその入出力タイミングを示す図である。
【図３】実施例１のマッチドフィルタの構成である。
【図４】実施例１のマッチドフィルタの出力と検出されるピークを示す図である。
【図５】実施例２の通信装置の受信部の構成である。
【図６】実施例２のマルチプレクサの構成及びその入出力タイミングを示す図である。
【図７】実施例２のマッチドフィルタの構成である。
【図８】実施例２のマッチドフィルタの出力と検出されるピークを示す図である。
【図９】マルチセクタの状態を示す図である。
【図１０】実施例３の通信装置の受信部の構成である。
【図１１】実施例３のマッチドフィルタの構成である。
【図１２】実施例３のマッチドフィルタの出力と検出されるピークである。
【図１３】実施例４の符号分割多元接続復調装置の逆拡散部の構成である。
【図１４】実施例４の符号分割多元接続復調装置の逆拡散部の動作である。
【図１５】実施例５の符号分割多元接続復調装置の逆拡散部の構成である。
【図１６】実施例６の復調装置の構成である。
【図１７】実施例６の入出力タイミングを示す図である。
【図１８】実施例７の通信装置の送信部の構成である
【図１９】実施例７の入出力タイミングを示す図である。
【図２０】従来技術による符号分割多元接続通信装置の構成である。

Claims

符号分割多元接続方式移動通信システムにおける通信装置において、
複数の受信アンテナのそれぞれで受信された複数の搬送波周波数帯域の受信信号を複数のベースバンドのスペクトル拡散信号に復調する無線復調部と、
上記複数のベースバンドのスペクトル拡散信号を時多重するマルチプレクサと、
上記時多重されたベースバンドのスペクトル拡散信号と拡散符号との相関演算を行い、相関値を出力するマッチドフィルタと、
上記相関値のピーク値のうち、受信電力の大きいものから順に所定数のピーク値を検出するピーク検出部と、
上記ピーク検出部で検出されたタイミングに位相を合わせた拡散符号により、上記ベースバンドのスペクトル拡散信号を逆拡散する逆拡散部とを有し、
上記マルチプレクサは、上記時多重されたベースバンドのスペクトル拡散信号として、チップ区間をｎ（ｎ＝時多重された数）の部分区間に区分し、上記各部分区間に上記各受信アンテナに由来するベースバンドのスペクトル拡散信号を出力することを特徴とする通信装置。
符号分割多元接続方式移動通信システムにおける通信装置において、
複数の受信アンテナのそれぞれで受信された複数の搬送波周波数帯域の受信信号を複数のベースバンドのスペクトル拡散信号に復調する無線復調部と、
上記複数のベースバンドのスペクトル拡散信号を時多重するマルチプレクサと、
上記時多重されたベースバンドのスペクトル拡散信号と拡散符号との相関演算を行い、相関値を出力するマッチドフィルタと、
上記相関値のピーク値のうち、受信電力の大きいものから順に所定数のピーク値を検出するピーク検出部と、
上記ピーク検出部で検出されたタイミングに位相を合わせた拡散符号により、上記ベースバンドのスペクトル拡散信号を逆拡散する逆拡散部とを有し、
上記マッチドフィルタは、上記拡散符号をシフトさせる第一のシフトレジスタと、上記時多重されたベースバンドのスペクトル拡散信号をシフトさせる第二のシフトレジスタを有し、
上記第一のシフトレジスタが上記拡散符号を１レジスタ分シフトさせる間に、上記第二のシフトレジスタは上記時多重されたベースバンドのスペクトル信号をｎ（ｎ＝時多重された数）レジスタ分シフトさせることを特徴とする通信装置。
請求項１または２記載の通信装置において、
上記複数の受信アンテナは、複数のセクタを構成する受信アンテナを含むことを特徴とする通信装置。
符号分割多元接続方式移動通信システムにおける通信装置において、
複数の受信アンテナのそれぞれで受信された複数の搬送波周波数帯域の受信信号を複数のベースバンドのスペクトル拡散信号に復調する無線復調部と、
上記複数のベースバンドのスペクトル拡散信号を時多重するマルチプレクサと、
上記時多重されたベースバンドのスペクトル拡散信号と複数の拡散符号との相関演算を行い、相関値を出力するマッチドフィルタと、
上記相関値のピーク値のうち、上記複数の拡散符号ごとに受信電力の大きいものから順に所定数のピーク値を検出するピーク検出部と、
上記ピーク検出部で検出されたタイミングに位相を合わせた拡散符号により、上記ベースバンドのスペクトル拡散信号を逆拡散する逆拡散部とを有することを特徴とする通信装置。
請求項４記載の通信装置において、
上記マッチドフィルタは、上記各拡散符号をシフトさせる複数の第一のシフトレジスタと、上記複数の第一のシフトレジスタに格納された各拡散符号を切換出力するセレクタと、上記時多重されたベースバンドのスペクトル拡散信号をシフトさせる第二のシフトレジスタを有し、
上記第一のシフトレジスタが上記拡散符号を１レジスタ分シフトさせる間に、上記第二のシフトレジスタは上記時多重されたベースバンドのスペクトル信号をｎ（ｎ＝時多重された数）レジスタ分シフトさせ、かつ上記第二のシフトレジスタが上記時多重されたベースバンドのスペクトル拡散信号を１レジスタ分シフトさせる間に、上記セレクタは、上記複数の第一のシフトレジスタに格納された各拡散符号を切換出力することを特徴とする通信装置。
四位位相変調方式で変調された信号を送受信する符号分割多元接続方式移動通信システムにおける通信装置において、
受信された複数の搬送波周波数帯域の受信信号を複数のベースバンドのスペクトル拡散信号である同相成分信号（Ｉ信号）と直交成分信号（Ｑ信号）とに復調する無線復調部と、
上記Ｉ信号と上記Ｑ信号とを時多重するマルチプレクサと、
上記時多重されたＩ信号及びＱ信号と、上記Ｉ信号を拡散するＩ符号及び上記Ｑ信号を拡散するＱ符号との相関演算を行い、相関値を出力するマッチドフィルタと、
上記相関値のピーク値のうち、受信電力の大きいものから順に所定数のピーク値を検出するピーク検出部と、
上記ピーク検出部で検出されたタイミングに位相を合わせた拡散符号により、上記ベースバンドのスペクトル拡散信号を逆拡散する逆拡散部とを有することを特徴とする通信装置。
請求項６記載の通信装置において、
上記受信電力は、((Ｉ信号×Ｉ符号)＋(Ｑ信号×Ｑ符号))＾２＋((Ｉ信号×Ｑ符号)−(Ｑ信号×Ｉ符号))＾２により求められることを特徴とする通信装置。
請求項６記載の通信装置において、
上記マッチドフィルタは、上記Ｉ符号をシフトさせる第一のシフトレジスタと、上記Ｑ符号をシフトさせる第二のシフトレジスタと、上記Ｉ符号と上記Ｑ符号とを切換出力するセレクタと、上記時多重されたＩ信号とＱ信号をシフトさせる第三のシフトレジスタを有し、
上記第一のシフトレジスタが上記Ｉ符号を及び上記第二のシフトレジスタが上記Ｑ符号を１レジスタ分シフトさせる間に、上記第三のシフトレジスタは上記時多重されたＩ信号とＱ信号を２レジスタ分シフトさせ、かつ上記第三のシフトレジスタが上記時多重されたＩ信号とＱ信号を１レジスタ分シフトさせる間に、上記セレクタは、上記Ｉ符号とＱ信号とを切換出力することを特徴とする通信装置。
請求項６記載の通信装置において、
上記逆拡散部は、
上記タイミングを受けて、Ｉ符号を発生するＩ符号発生器及びＱ符号を発生するＱ符号発生器と、
上記Ｉ符号発生器及びＱ符号発生器から発生されたＩ符号とＱ符号とを時多重するマルチプレクサと、
上記Ｉ信号と上記Ｉ符号との相関値を格納する第一のレジスタと、上記Ｑ信号と上記Ｑ符号との相関値を格納する第二のレジスタと、上記Ｉ信号と上記Ｑ符号との相関値を格納する第三のレジスタと、上記Ｑ信号と上記Ｉ符号との相関値を格納する第四のレジスタと、
上記時多重されたＩ信号及びＱ信号と上記時多重されたＩ符号及びＱ符号と乗算を行う掛算器と、
上記掛算器から出力される乗算値と上記乗算値に対応するレジスタに格納された相関値とを加算する加算器とを有することを特徴とする通信装置。
請求項６記載の通信装置において、
上記逆拡散部は、
符号発生器と、
上記符号発生器に入力されるＩ符号データを格納する第一の状態レジスタと、Ｑ符号データを格納する第二の状態レジスタと
上記指定されたタイミングを受けて、上記Ｉ符号データとＱ符号データを上記符号発生器に順次切換セットするマルチプレクサと、
上記Ｉ信号と上記Ｉ符号との相関値を格納する第一のレジスタと、上記Ｑ信号と上記Ｑ符号との相関値を格納する第二のレジスタと、上記Ｉ信号と上記Ｑ符号との相関値を格納する第三のレジスタと、上記Ｑ信号と上記Ｉ符号との相関値を格納する第四のレジスタと、
上記時多重されたＩ信号及びＱ信号と上記時多重されたＩ符号及びＱ符号と乗算を行う掛算器と、
上記掛算器から出力される乗算値と上記乗算値に対応するレジスタに格納された相関値とを加算する加算器とを有することを特徴とする通信装置。