JP3676281B2

JP3676281B2 - OFDM signal transmission apparatus, OFDM signal receiving apparatus, and OFDM signal receiving method

Info

Publication number: JP3676281B2
Application number: JP2001319610A
Authority: JP
Inventors: 聰黒崎; 隆利杉山; 正弘梅比良; 裕介 ▲淺▼井
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2001-10-17
Filing date: 2001-10-17
Publication date: 2005-07-27
Anticipated expiration: 2021-10-17
Also published as: JP2003124907A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、軟判定誤り訂正の効率を向上させることができるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域移動体通信においては、移動体通信におけるマルチパスフェージング環境下において一定レベルの通信品質を維持するための周波数選択性フェージングの対策とともに、限られた周波数帯の中で大容量化を図るための周波数利用効率の向上策が必要である。周波数選択性フェージングヘの対策としては、送信信号を互いに直交するサブキャリア群に分割して、マルチキャリア伝送を行うＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が知られている。
【０００３】
一方、周波数利用効率の向上への対策としては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いてＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）チャネルを構成し、受信側において各受信アンテナの受信信号からチャネル推定器と干渉キャンセラを用いて各送信アンテナからの送信信号を分離して復元することにより、送信アンテナの数だけチャネルを増加させ、周波数利用効率を向上させる手法が提案されている。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式においてＭＩＭＯチャネルを構成し、信号処理を行うことにより空間で合成された信号を分離することを可能だが、相互干渉による劣化が大きいので強力な誤り訂正である畳み込み符号化−軟判定ビタビ復号を適用するのが一般的である。
【０００５】
以下、従来技術におけるＭＩＭＯチャネルを用いたＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を図６に示す。従来技術におけるＯＦＤＭ信号伝送装置２０は、ＯＦＤＭ信号送信装置３とＯＦＤＭ信号受信装置４から構成される。
ＯＦＤＭ信号送信装置３において、３１１は誤り訂正符号器であり、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）の送信データ系列を誤り訂正符号化する。３１２はＮ個の高速逆フーリエ変換器である。３１３はＮ個の送信アンテナである。
【０００６】
ＯＦＤＭ信号受信装置４において、４１１はＮ個の受信アンテナである。４１２はＮ個の高速フーリエ変換器である。４１３はサブキャリアデータ信号構成器であり、該高速フーリエ変換器４１２の出力をサブキャリア毎の系列に変換する。４１４は逆行列演算器であり、該高速フーリエ変換器４１２の出力から全ての組み合わせの送受信アンテナ間のサブキャリア毎の伝達係数行列を推定し、その逆行列を計算する。４１５はI個のサブキャリア干渉キャンセラであり、サブキャリアデータ信号構成器４１３のI系統の出力と逆行列演算器４１４のI系統の出力の乗算を行う。４１６はシンボルデータ変換器であり、I個のサブキャリア干渉キャンセラ４１５の出力をシンボル毎の系列に変換する。４１７は、復調器である。４１８は、軟判定誤り訂正復号器である。
【０００７】
また図６において、（Ａ）に示す図は、サブキャリア干渉キャンセラ入力振幅イメージである。（Ｂ）に示す図は、サブキャリア干渉キャンセラ出力振幅イメージである。（Ｃ）に示す図は、復調器出力振幅イメージである。
【０００８】
従来方式においては、サブキャリアｉ毎の送受信アンテナの組み合わせに対する伝達係数を成分とするＮ×Ｎの行列Sⁱの逆行列（Sⁱ）^-1を、逆行列演算器４１４により計算する。サブキャリア干渉キャンセラ４１５は、受信したＮシンボルのデータ信号におけるサブキャリアｉに対する成分に（Sⁱ）^-1を乗算することにより、相互干渉を補償して送信されるデータ信号を分離する。このデータ信号から復調器４１７によって尤度を算出し、この尤度情報をもとに軟判定誤り訂正して送信信号が復元できる。
【０００９】
このように動作するため、同一の伝送パスにおいて同一の周波数帯域でＮのＯＦＤＭ信号の送受信を行うことができ、この技術を用いないＯＦＤＭ信号伝送装置に比べて周波数帯域を増加させることなくＮ倍の容量の情報を伝送することが可能となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来方式においては、サブキャリア干渉キャンセラ４１５は逆行列を乗算することで信号等化と同様の効果を達成する。そのため、サブキャリア干渉キャンセラ４１５における出力の振幅は、本来の受信振幅に関係なく、図６の（Ｂ）に一例を示すように、対応する送信シンボルデータ信号の一定振幅値にマスクされてしまう。そのため、復調器４１７で算出される受信データの尤度は本来得られるべき値ではなく、図６の（Ｃ）に一例を示すような一定に近い値となるため、軟判定誤り訂正復号器がその本来の能力を十分に発揮出来なくなるという欠点があった。
【００１１】
このように復調器４１７で算出される受信データの尤度は本来得られるべき値ではなく、図６の（Ｃ）に一例を示すような一定に近い値となるため、軟判定誤り訂正復号器がその本来の能力を十分に発揮出来なくなるという欠点があった。本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、軟判定誤り訂正の効率を向上させることができるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の目的を達成するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とから構成され、前記ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテナと前記ＯＦＤＭ信号受信装置の複数の受信アンテナとによりＭＩＭＯチャネルが構成され、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は前記送信アンテナからの合成送信信号を分離する干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ信号伝送装置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する重み係数演算器と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる乗算器と、を備えることを特徴とする。
【００１３】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記重み係数演算器は、前記干渉キャンセラの出力値の信号対雑音電力比により重み係数を取得することを特徴とする。
【００１４】
これにより、伝達係数逆行列の乗算により干渉キャンセラ出力の振幅が一定値になり振幅情報が失われてしまうことを回避することができ、結果、振幅から計算される尤度を使った軟判定誤り訂正の能力を最大限に発揮することができる。
【００１５】
また、請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の発明において、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、信号を構成する符号を並び替えるインターリーバをさらに備え、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記インタリーバにより並び替えられた符号をもとに戻すデインタリーバをさらに備えることを特徴とする。
【００１６】
これにより、誤りが連続的に続くバースト誤りをランダマイズすることができ、軟判定誤り訂正の効果をさらに向上させることができる。
【００１７】
また、請求項４に記載の発明は、送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテナから送信された信号を受信する複数の受信アンテナによりＭＩＭＯチャネルを構成し、前記送信アンテナからの送信信号を分離する干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する重み係数演算器と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる乗算器と、を備えることを特徴とする。
【００１８】
また、請求項５に記載の発明は、送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテナから送信された信号を受信する複数の受信アンテナによりＭＩＭＯチャネルを構成し、前記送信アンテナからの送信信号を分離する干渉キャンセル過程を備えるＯＦＤＭ信号受信方法であって、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する過程と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる過程と、を備えることを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、本発明の一実施形態について説明する。
図１は、本実施形態のＯＦＤＭ信号伝送装置１０の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ信号伝送装置１０はＯＦＤＭ信号送信装置１と、ＯＦＤＭ信号受信装置２とから構成される。ここでは、説明の便宜上、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦＤＭ信号送信装置１ａ、ＯＦＤＭ信号受信装置２ａとして説明する。
【００２０】
ＯＦＤＭ信号送信装置１ａにおいて、１１１は誤り訂正符号器であり、Ｎ個の送信データ系列を誤り訂正符号化する。１１２はＮ個の高速逆フーリエ変換器である。１１３はＮ個の送信アンテナである。なお、ここでは、「Ｎ」とは２以上の整数である。
【００２１】
ＯＦＤＭ信号受信装置２ａにおいて、２１１はＮ個の受信アンテナである。２１２はＮ個の高速フーリエ変換器である。２１３はサブキャリアデータ構成器であり、高速フーリエ変換器２１２の出力を、サブキャリア毎のI系列（Ｉは自然数）に変換する。２１４はサブキャリア伝達係数逆行列演算器であり、高速フーリエ変換器２１２の出力から、全ての組み合わせの送受信アンテナ間のサブキャリア毎の伝達係数行列を推定し、その逆行列を計算する。２１５はＩ個のサブキャリア干渉キャンセラであり、サブキャリアデータ構成器２１４のI系統の出力と逆行列演算器２１４のI系統の出力の乗算を行う。
【００２２】
２１６はI個の重み係数演算器であり、サブキャリアデータ構成器２１３のI系統の出力から重み係数を計算する。２１７はI個の乗算器であり、I個のサブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力とI個の重み係数演算器２１６の出力を乗算する。２１８はシンボルデータ変換器であり、乗算器２１７の出力をシンボル毎の系列に変換する。２１９は復調器である。２２０は軟判定誤り訂正復号器である。
【００２３】
サブキャリア伝達係数逆行列演算器２１４は、i番目（iは１以上I以下の整数）のOFDMサブキャリアにおけるm本目（mは１以上Ｎ以下の整数）の送信アンテナと、n本目（nは１以上Ｎ以下の整数）の受信アンテナとの間の伝達係数S_mn ⁱをm行n列の成分とする伝達係数行列Sⁱの逆行列（Sⁱ）^-1を計算する。サブキャリア干渉キャンセラ２１５は、受信したＮシンボルのデータ信号におけるサブキャリアｉに対する成分に（Sⁱ）^-1を乗算することにより、相互干渉を補償して送信されるデータ信号を分離する。
【００２４】
上述したように、サブキャリア干渉キャンセラ２１５で受信するデータ信号の振幅情報が失われていることから、本実施形態のＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでは、サブキャリアデータ構成器２１３のＩ系統の出力から、受信信号の有する振幅情報を示す重み係数を重み係数演算器２１６で取得する。すなわち、本実施形態のＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａは、上述した従来のＯＦＤＭ信号伝送装置２０と比較して、重み係数演算器２１６及び乗算器２１７をさらに備えることを特徴とする。
【００２５】
重み係数演算器２１６が取得する重み係数Wⁱ ₁、Wⁱ ₂、…Wⁱ _Nは多数考えられるが、ここでは、耐雑音性に最も優れた受信信号の信号対雑音電力比（SNR）で計算する例を説明する。
Ｎ系統の送信データにおけるサブキャリアiに対する成分をUⁱ _l、Uⁱ ₂、…Uⁱ _N、N系統の受信データに含まれるAWGN（Additive White Gaussian Noise）成分のサブキャリアｉに対する成分をnⁱ ₁、nⁱ ₂、…nⁱ _Nとすると、N系統の受信データにおけるサブキャリアiに対する成分をrⁱ ₁、rⁱ ₂、…rⁱ _Nはベクトル形式により次式で書き表すことができる。
【００２６】
【数１】

【００２７】
ここで
【数２】

【００２８】
である。ただし、「ｍ」とは、ｍ番目（１≦ｍ≦Ｎ）の送信アンテナ１１３を示しており、「ｎ」とは、ｎ番目（１≦ｎ≦Ｎ）の受信アンテナ２１１を示している。また、Sⁱ _mnは、上記送信アンテナ１１３と、受信アンテナ２１１とを経由する伝搬路の伝達係数である。
【００２９】
ここで数１に示す式の両辺にサブキャリア伝達係数逆行列（Sⁱ）^-1を乗算すると、
【数３】

となる。ここで
【００３０】
【数４】

である。
【００３１】
ここで、τⁱはサブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力であるτⁱ ₁、τⁱ ₂、…τⁱ _Nのベクトル表示である。仮に送信データUⁱ ₁、Uⁱ ₂、…Uⁱ _Nの振幅がどれも|U|で等しいとすると、τⁱ ₁、τⁱ ₂、…τⁱ _Nの信号対雑音電力比は、
【数５】

となる。
【００３２】
ただし、jはN以下の自然数である。nⁱ ₁、nⁱ ₂、…nⁱ _Nは独立したガウス分布をとるので、数5は次式のように近似できる。
【数６】

【００３３】
ただし、σ_ν ²は、nⁱ ₁、nⁱ ₂、…nⁱ _Nの複素ガウス分布における分散である。
ここで、受信信号の雑音電力は各サブキャリアで等しいので、各サブキャリアのSNRの比率は、各サブキャリアにおける受信振幅の2乗の比率と等価となる。従って、τⁱ ₁、τⁱ ₂、…τⁱ _Nに対する重み係数Wⁱ ₁、Wⁱ ₂、…Wⁱ _Nは、数6から求められる各サブキャリアのSNRから次式のように表される。
【数７】

【００３４】
ただし、数７において、Ｋは全サブキャリア共通の定数である。このWⁱ ₁、Wⁱ ₂、…Wⁱ _Nという重み係数をサブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力に乗ずることで、失われた振幅情報を再現し、復調器２１９から出力される尤度から軟判定誤り訂正復号器２２０で軟判定誤り訂正する。これにより、振幅情報に基づく尤度から軟判定誤り訂正の能力を最大限発揮することができる。
【００３５】
また図１において、（Ａ）は、サブキャリア干渉キャンセラ入力振幅の一例である。（Ｂ）は、サブキャリア干渉キャンセラ出力振幅の一例である。（Ｃ）は、重み係数乗算器出力振幅の一例である。（Ｄ）は、復調器出力振幅の一例である。サブキャリア干渉キャンセラ２１５が乗算することにより失われた振幅情報を、図１の（Ｃ）に一例を示すように回復させることができる。
【００３６】
第２の実施形態を図２に示す。同図において図１の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。第２の実施形態におけるＯＦＤＭ信号伝送装置１０は、ＯＦＤＭ信号送信装置１と、ＯＦＤＭ信号受信装置２とから構成される。ここでは、説明の便宜上、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ、ＯＦＤＭ信号送信装置１ｂ、ＯＦＤＭ信号受信装置２ｂとして説明する。
【００３７】
ＯＦＤＭ信号送信装置１ｂは、誤り訂正符号器１１１、Ｎ個のインターリーバ１１４、高速逆フーリエ変換器１１２、送信アンテナ１１３から構成される。
ＯＦＤＭ信号受信装置２ｂは、受信アンテナ２１１、高速フーリエ変換器２１２、サブキャリアデータ構成器２１３、逆行列演算器２１４、サブキャリア干渉キャンセラ２１５、重み係数演算器２１６、乗算器２１７、シンボルデータ変換器２１８、復調器２１９、デインターリーバ２２１、軟判定誤り訂正復号器２２０から構成される。
【００３８】
インターリーバ１１４、及びデインタリーバ２２１の機能について説明する。インターリーバ１１４は、信号を構成する符号の順番を入れ替え、デインタリーバ２２１は、インターリーバ１１４により入れ替えられた信号の順番を元に戻す機能を備える。
【００３９】
畳み込み符号及びビタビ復号による誤り訂正は、ビット誤りが離散的に現れるランダム誤りに対し有効だが、ビット誤りが連続的に現れるバースト誤りに対しては効果がない。そこで、インターリーバ１１４及びインタリーバ２２１は、バースト誤りをランダマイズして、軟判定誤り訂正の効果を向上させる。
【００４０】
例えば、以下に一例を示すようにビット列が入力されたものとする。
（１）（２）（３）（４）（５）（６）（７）（８）（９）（１０）（１１）（１２）（１３）（１４）（１５）（１６）
ここで、上記（）内の数字は各ビットの入力順を示す。上記のような入力ビット列を、インタリーバ１１４は、例えば、以下のように並べ替える。
（１）（５）（９）（１３）（２）（６）（１０）（１４）（３）（７）（１１）（１５）（４）（８）（１２）（１６）
【００４１】
インタリーバ１１４により並び替えたビット列は、ＯＦＤＭ信号送信装置１ｂからＯＦＤＭ信号受信装置２ｂに送信される。この間に、フェージング（減衰）などにより、一部分に連続した誤りが、例えば以下のように発生したものとする。
（１）（５）（９）＜１３＞＜２＞＜６＞＜１０＞（１４）（３）（７）（１１）（１５）（４）（８）（１２）（１６）
上記＜＞は、誤りが生じたビットを示す。このような場合、デインターリーバ２２１が、並べ替えられた入力ビット列をもとに戻すので、連続した誤りは、次のようにランダマイズされる。
（１）＜２＞（３）（４）（５）＜６＞（７）（８）（９）＜１０＞（１１）（１２）＜１３＞（１４）（１５）（１６）
これにより、畳み込み符号及びビタビ復号による誤り訂正の効果が向上する。
【００４２】
ここで上記した構成における実験結果を示す。
まず、図３を参照して、ＯＦＤＭ信号受信装置２のサブキャリア干渉キャンセラ２１５における出力信号振幅の時間変化の実験結果を説明する。図３では、図６に一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置２０での出力信号振幅の時間変化と、図１に一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでの出力信号振幅の時間変化を比較している。また、図４では、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０での復調器の出力尤度振幅の時間変化と、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでの復調器の出力尤度振幅の時間変化とを比較している。
【００４３】
図３及び図４に示す実験結果において、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０のパラメータは以下の通りである。
チャネル多重度数（アンテナ本数=N）：２（送受２本づつ）
伝送速度：54Mbps／チャネル
サブキャリア数（＝I）:48／チャネル
サブキャリア変調方式：64ＱＡＭ
誤り訂正方式：符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/Viterbi復号
フェージング：18波レイリーフェージング（rms遅延スプレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz）
インターリーブ：実施せず
【００４４】
また、図３及び図４に示す実験結果において、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａのパラメータは以下の通りである。
チャネル多重度数(アンテナ本数=N):２(送受2本づつ)
伝送速度:54Mbps／チャネル
サブキャリア数(＝I):48／チャネル
サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ
誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/Viterbi復号
フェージング:18波レイリーフェージング(rms遅延スプレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz)
インターリーブ:実施せず
【００４５】
図３において、時間の単位はＯＦＤＭシンボルである。また、ＯＦＤＭ信号受信装置２ａのサブキャリア干渉キャンセラ入力信号は、ＯＦＤＭ信号受信装置４のサブキャリア干渉キャンセラ４１５における入力信号と同一とする。ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでは、図３に示すように、出力信号振幅において、受信信号の有する本来の振幅情報が再現されている。
【００４６】
図４では、同じく復調器２１９、復調器４１７の出力尤度振幅の時間変化を示す。時間の単位はＯＦＤＭシンボルである。図４では、上述したように受信信号の有する本来の振幅情報が再現されているそのため、復調器の出力尤度振幅の時間変動にもそれが反映されている。すなわち、図１の（Ｂ）に一例を示すようにサブキャリア干渉キャンセラの出力信号振幅が一定になるため、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０では復調器４１７の出力尤度振幅の変動幅は小さくなる。
【００４７】
図５では、図１、図２、図６に一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０のパケット誤り率特性を示す。この実験結果を得たＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａのパラメータは以下の通りである。
チャネル多重度数(アンテナ本数=N):２(送受2本づつ)
伝送速度:54Mbps／チャネル
サブキャリア数(＝I):48／チャネル
サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ
誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/viteri復号
フェージング:１８波レイリーフェージング(rms遅延スプレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz)
インターリーブ:実施せず
重み係数:上記Kの値をＫ＝1として実施
【００４８】
図５に示す実験結果を得たＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂのパラメータは以下の通りである。
チャネル多重度数(アンテナ本数):２(送受2本づつ)
伝送速度:54Mbps／チャネル
サブキャリア数:48／チャネル
サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ
誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/viterbi復号
フェージング:１８波レイリーフェージング(rms遅延スプレッド＝5O[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz)
インターリーブ:深さ16ビット
また、図５に示す実験結果を得た従来のＯＦＤＭ信号伝送装置２０のパラメータは、上述した図３、図４に示す実験結果を得たパラメータと同じである。
【００４９】
図５に示すように、本実施形態によりエラーフロアが8.8×10-3から1.3×10-3へ改善する。上述したように、従来のＯＦＤＭ信号伝送装置２０では、SNRの高い信号も低い信号も同じような尤度の値で扱われる。しかし、本実施形態の構成（ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ）ではSNRの高い信号は大きな重み付けをうけるため、大きな尤度の値を持つ。又逆に、SNRの低い信号は小さい重み付けを受け、小さい尤度の値を持つ。従って、従来の構成より、利得の高い誤り訂正が可能となる。
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
【００５０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法によれば、振幅から計算される尤度を使った軟判定誤り訂正の能力を最大限に発揮させることができる。また、インターリーブ・デインターリーブによりバースト誤りをランダマイズすることで、軟判定誤り訂正の効果をさらに向上させている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態において、ＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施形態において、ＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を示す図である。
【図３】本実施形態の効果を説明する実験結果を示す図である。
【図４】本実施形態の効果を説明する実験結果を示す図である。
【図５】本実施形態の効果を説明する実験結果を示す図である。
【図６】従来技術を説明する図である。
【符号の説明】
１（ａ、ｂ）：ＯＦＤＭ信号送信装置、２（ａ、ｂ）：ＯＦＤＭ信号受信装置、１０（ａ、ｂ）：ＯＦＤＭ信号伝送装置、１１１：誤り訂正符号器、１１２:高速逆フーリエ変換器、１１３：送信アンテナ、１１４：インタリーバ、２１１：受信アンテナ、２１２：高速フーリエ変換器、２１３：サブキャリアデータ信号構成器、２１４：逆行列演算器、２１５：サブキャリア干渉キャンセラ、２１６重み係数演算器、２１７：乗算器、２１８：シンボルデータ変換器、２１９：復調器、２２０：軟判定誤り訂正復号器、２２１：デインタリーバ、２０：ＯＦＤＭ信号伝送装置、３１１：誤り訂正符号器、３１２:高速逆フーリエ変換器、３１３：送信アンテナ、４１１：受信アンテナ、４１２：高速フーリエ変換器、４１３：サブキャリアデータ信号構成器、４１４：逆行列演算器、４１５：サブキャリア干渉キャンセラ、４１６：シンボルデータ変換器、４１７：復調器、４１８：軟判定誤り訂正復号器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an OFDM signal transmission device, an OFDM signal reception device, and an OFDM signal reception method capable of improving the efficiency of soft decision error correction.
[0002]
[Prior art]
In broadband mobile communications, in order to increase the capacity in a limited frequency band, together with countermeasures for frequency selective fading to maintain a certain level of communication quality in a multipath fading environment in mobile communications Measures to improve frequency utilization efficiency are necessary. As a countermeasure against frequency selective fading, there is known an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system in which a transmission signal is divided into mutually orthogonal subcarrier groups to perform multicarrier transmission.
[0003]
On the other hand, as a measure for improving frequency utilization efficiency, a multiple-input multiple-output (MIMO) channel is configured by using a plurality of transmission antennas and a plurality of reception antennas, and the channel from the reception signal of each reception antenna is set on the reception side. There has been proposed a technique for increasing the frequency utilization efficiency by increasing the number of channels by the number of transmission antennas by separating and restoring the transmission signals from the respective transmission antennas using an estimator and an interference canceller.
[0004]
Although it is possible to separate the signals synthesized in space by configuring the MIMO channel in the OFDM system and performing signal processing, convolutional coding-soft decision Viterbi decoding is a powerful error correction because of the large deterioration due to mutual interference Is generally applied.
[0005]
A configuration of an OFDM signal transmission apparatus using a MIMO channel in the prior art is shown in FIG. The OFDM signal transmission apparatus 20 in the prior art includes an OFDM signal transmission apparatus 3 and an OFDM signal reception apparatus 4.
In the OFDM signal transmission apparatus 3, reference numeral 311 denotes an error correction encoder, which performs error correction encoding on N (N is an integer of 2 or more) transmission data sequences. Reference numeral 312 denotes N fast inverse Fourier transformers. Reference numeral 313 denotes N transmission antennas.
[0006]
In the OFDM signal receiving apparatus 4, reference numeral 411 denotes N receiving antennas. Reference numeral 412 denotes N fast Fourier transformers. Reference numeral 413 denotes a subcarrier data signal composer that converts the output of the fast Fourier transformer 412 into a sequence for each subcarrier. Reference numeral 414 denotes an inverse matrix calculator, which estimates transfer coefficient matrices for each subcarrier between transmission / reception antennas of all combinations from the output of the fast Fourier transformer 412 and calculates the inverse matrix. Reference numeral 415 denotes an I number of subcarrier interference cancellers that multiply the I system output of the subcarrier data signal composer 413 and the I system output of the inverse matrix calculator 414. Reference numeral 416 denotes a symbol data converter that converts the outputs of the I subcarrier interference cancellers 415 into a sequence for each symbol. Reference numeral 417 denotes a demodulator. Reference numeral 418 denotes a soft decision error correction decoder.
[0007]
Further, in FIG. 6, the diagram shown in (A) is a subcarrier interference canceller input amplitude image. The figure shown in (B) is a subcarrier interference canceller output amplitude image. The figure shown in (C) is a demodulator output amplitude image.
[0008]
In the conventional method, an inverse matrix calculator 414 calculates an inverse matrix (S ⁱ ) ⁻¹ of an N × N matrix S ⁱ having a transmission coefficient for a combination of transmission and reception antennas for each subcarrier i as a component. Subcarrier interference canceller 415 multiplies the component for subcarrier i in the received N-symbol data signal by (S ⁱ ) ⁻¹ to separate the data signal to be transmitted while compensating for mutual interference. The likelihood is calculated by the demodulator 417 from this data signal, and the transmission signal can be restored by soft decision error correction based on this likelihood information.
[0009]
Because of this operation, N OFDM signals can be transmitted and received in the same frequency band on the same transmission path, and N times without increasing the frequency band compared to an OFDM signal transmission apparatus that does not use this technology. It is possible to transmit information on the capacity of
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional method, the subcarrier interference canceller 415 achieves the same effect as signal equalization by multiplying by an inverse matrix. For this reason, the output amplitude of the subcarrier interference canceller 415 is masked to a constant amplitude value of the corresponding transmission symbol data signal, as shown in an example in FIG. 6B, regardless of the original reception amplitude. For this reason, the likelihood of the received data calculated by the demodulator 417 is not a value that should be originally obtained, but is a value that is close to a constant as shown in FIG. There was a drawback that it was unable to fully demonstrate its original ability.
[0011]
Thus, the likelihood of the received data calculated by the demodulator 417 is not a value that should be originally obtained, but a value that is close to a constant as shown in FIG. However, there was a drawback that it could not fully demonstrate its original ability. The present invention has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to provide an OFDM signal transmission device, an OFDM signal reception device, and an OFDM signal reception method capable of improving the efficiency of soft decision error correction.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has been made to achieve the above object, and the invention according to claim 1 is directed to an OFDM system for performing multicarrier transmission by dividing a transmission signal into a plurality of subcarriers orthogonal to each other. A signal transmission apparatus and an OFDM signal reception apparatus are configured, and a MIMO channel is configured by a plurality of transmission antennas of the OFDM signal transmission apparatus and a plurality of reception antennas of the OFDM signal reception apparatus, and the OFDM signal reception apparatus transmits the transmission signal An OFDM signal transmission apparatus comprising an interference canceller for separating a combined transmission signal from an antenna, wherein the OFDM signal transmission apparatus includes a weighting factor calculator for obtaining a weighting factor of an output value of the interference canceller, and the interference canceller A multiplier for multiplying the output value by the weighting factor obtained by the weighting factor computing unit; Characterized in that it obtain.
[0013]
The invention according to claim 2 is the invention according to claim 1, wherein the weighting factor calculator obtains a weighting factor based on a signal-to-noise power ratio of an output value of the interference canceller. .
[0014]
As a result, it can be avoided that the amplitude of the interference canceller output becomes a constant value due to multiplication of the inverse of the transfer coefficient and the amplitude information is lost, and as a result, a soft decision error using the likelihood calculated from the amplitude. The ability of correction can be maximized.
[0015]
The invention according to claim 3 is the invention according to claim 1 or 2, wherein the OFDM signal transmitting device further includes an interleaver for rearranging codes constituting the signal, and the OFDM signal receiving device includes: The image processing apparatus further includes a deinterleaver that restores the codes rearranged by the interleaver.
[0016]
As a result, burst errors in which errors continue can be randomized, and the effect of soft decision error correction can be further improved.
[0017]
Further, in the invention according to claim 4, in the OFDM scheme in which the transmission signal is divided into a plurality of subcarriers orthogonal to each other and multicarrier transmission is performed, signals transmitted from a plurality of transmission antennas of the OFDM signal transmission apparatus are transmitted. An OFDM signal receiving apparatus comprising an interference canceller that configures a MIMO channel with a plurality of receiving antennas and separates transmission signals from the transmitting antenna, and obtains a weighting factor of an output value of the interference canceller And a multiplier that multiplies the output value of the interference canceller by the weighting factor acquired by the weighting factor computing unit.
[0018]
Further, in the invention according to claim 5, in the OFDM system in which a transmission signal is divided into a plurality of subcarriers orthogonal to each other and multicarrier transmission is performed, signals transmitted from a plurality of transmission antennas of the OFDM signal transmission apparatus are transmitted. An OFDM signal receiving method comprising an interference cancellation process for configuring a MIMO channel by a plurality of receiving antennas for receiving and separating a transmission signal from the transmitting antenna, and obtaining a weighting factor of an output value of the interference canceller; And a step of multiplying the output value of the interference canceller by the weighting factor acquired by the weighting factor computing unit.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal transmission apparatus 10 according to the present embodiment. The OFDM signal transmission device 10 includes an OFDM signal transmission device 1 and an OFDM signal reception device 2. Here, for convenience of explanation, the OFDM signal transmission device 10a, the OFDM signal transmission device 1a, and the OFDM signal reception device 2a will be described.
[0020]
In the OFDM signal transmission device 1a, reference numeral 111 denotes an error correction encoder, which performs error correction encoding on N transmission data sequences. Reference numeral 112 denotes N fast inverse Fourier transformers. Reference numeral 113 denotes N transmission antennas. Here, “N” is an integer of 2 or more.
[0021]
In the OFDM signal receiving apparatus 2a, reference numeral 211 denotes N reception antennas. Reference numeral 212 denotes N fast Fourier transformers. Reference numeral 213 denotes a subcarrier data composer, which converts the output of the fast Fourier transformer 212 into an I sequence (I is a natural number) for each subcarrier. Reference numeral 214 denotes a subcarrier transfer coefficient inverse matrix calculator, which estimates transfer coefficient matrices for each subcarrier between transmission / reception antennas of all combinations from the output of the fast Fourier transformer 212 and calculates the inverse matrix. Reference numeral 215 denotes I subcarrier interference cancellers, which multiply the I system output of the subcarrier data composer 214 and the I system output of the inverse matrix calculator 214.
[0022]
Reference numeral 216 denotes I weighting factor calculators that calculate weighting factors from the output of the I system of the subcarrier data composer 213. Reference numeral 217 denotes I multipliers that multiply the outputs of the I subcarrier interference cancellers 215 and the outputs of the I weighting coefficient calculators 216. A symbol data converter 218 converts the output of the multiplier 217 into a sequence for each symbol. Reference numeral 219 denotes a demodulator. 220 is a soft decision error correction decoder.
[0023]
The subcarrier transfer coefficient inverse matrix calculator 214 includes an m th (m is an integer from 1 to N) transmit antenna and an n th (n is an integer from 1 to I) OFDM subcarrier. An inverse matrix (S ⁱ ) ⁻¹ of the transfer coefficient matrix S ⁱ is calculated with the transfer coefficient S _mn ⁱ between the receiving antenna and the receiving antenna of 1 to N as an integer. The subcarrier interference canceller 215 multiplies the component for the subcarrier i in the received N symbol data signal by (S ⁱ ) ⁻¹ to separate the data signal to be transmitted while compensating for the mutual interference.
[0024]
As described above, since the amplitude information of the data signal received by the subcarrier interference canceller 215 is lost, in the OFDM signal transmission device 10a of the present embodiment, from the output of the I system of the subcarrier data composer 213, A weighting coefficient calculator 216 acquires a weighting coefficient indicating amplitude information of the received signal. That is, the OFDM signal transmission device 10a of the present embodiment is characterized by further including a weight coefficient calculator 216 and a multiplier 217, as compared with the conventional OFDM signal transmission device 20 described above.
[0025]
Many weight coefficients W ⁱ ₁ , W ⁱ ₂ ,... W ⁱ _N acquired by the weight coefficient calculator 216 are conceivable. Here, the signal-to-noise power ratio (SNR) of the received signal having the best noise resistance is used. An example of calculation will be described.
U ⁱ ₁ , U ⁱ ₂ ,... U ⁱ _N are components for subcarrier i in transmission data of N systems, and n ⁱ are components for subcarrier i of an AWGN (Additive White Gaussian Noise) component included in the reception data of N systems. _1, n ⁱ _2, ... When n ⁱ _n, the components for the subcarrier i in the received data of the n lines ^{_{^{_{r i 1, r i 2,}}}} ... r i n can be expressed by the following equation by the vector format.
[0026]
[Expression 1]

[0027]
Where [Equation 2]

[0028]
It is. However, “m” indicates the m-th (1 ≦ m ≦ N) transmission antenna 113, and “n” indicates the n-th (1 ≦ n ≦ N) reception antenna 211. S ⁱ _mn is a transmission coefficient of a propagation path passing through the transmission antenna 113 and the reception antenna 211.
[0029]
Here, if both sides of the equation shown in Equation ¹ are multiplied by the subcarrier transfer coefficient inverse matrix (S ⁱ ) ⁻¹ ,
[Equation 3]

It becomes. Here [0030]
[Expression 4]

It is.
[0031]
Here, τ ⁱ is a vector representation of τ ⁱ ₁ , τ ⁱ ₂ ,..., Τ ⁱ _N which are outputs of the subcarrier interference canceller 215. If transmission data ^{_{^{_{U i 1, U i 2,}}}} ... amplitude U ⁱ _N is none | U | When a is ^{_{^{_{equal, τ i 1, τ i 2}}}} , the signal-to-noise power ratio ... tau ⁱ _N is
[Equation 5]

It becomes.
[0032]
However, j is a natural number of N or less. Since n ⁱ ₁ , n ⁱ ₂ ,... n ⁱ _N have independent Gaussian distributions, Equation 5 can be approximated as follows.
[Formula 6]

[0033]
However, sigma _[nu ² ^{_{^{_{is, n i 1, n i 2}}}} , the variance in the complex Gaussian distribution ... n ⁱ _N.
Here, since the noise power of the received signal is the same for each subcarrier, the ratio of the SNR of each subcarrier is equivalent to the ratio of the square of the received amplitude in each subcarrier. Therefore, the weighting factors W ⁱ ₁ , W ⁱ ₂ ,... W ⁱ _N for τ ⁱ ₁ , τ ⁱ ₂ ,... Τ ⁱ _N are expressed by the following equation from the SNR of each subcarrier obtained from Equation 6. .
[Expression 7]

[0034]
However, in Equation 7, K is a constant common to all subcarriers. By multiplying the output of the subcarrier interference canceller 215 by weighting factors W ⁱ ₁ , W ⁱ ₂ ,..., W ⁱ _N , the lost amplitude information is reproduced, and soft decision is made from the likelihood output from the demodulator 219. The error correction decoder 220 performs soft decision error correction. Thereby, the ability of soft decision error correction can be exhibited to the maximum from the likelihood based on the amplitude information.
[0035]
In FIG. 1, (A) is an example of the subcarrier interference canceller input amplitude. (B) is an example of the output amplitude of the subcarrier interference canceller. (C) is an example of the weight coefficient multiplier output amplitude. (D) is an example of the demodulator output amplitude. The amplitude information lost by the multiplication by the subcarrier interference canceller 215 can be recovered as shown in FIG. 1C.
[0036]
A second embodiment is shown in FIG. In the figure, portions corresponding to the respective portions in FIG. An OFDM signal transmission apparatus 10 according to the second embodiment includes an OFDM signal transmission apparatus 1 and an OFDM signal reception apparatus 2. Here, for convenience of explanation, the OFDM signal transmission device 10b, the OFDM signal transmission device 1b, and the OFDM signal reception device 2b will be described.
[0037]
The OFDM signal transmission device 1b includes an error correction encoder 111, N interleavers 114, a fast inverse Fourier transformer 112, and a transmission antenna 113.
The OFDM signal receiving apparatus 2b includes a receiving antenna 211, a fast Fourier transformer 212, a subcarrier data composer 213, an inverse matrix calculator 214, a subcarrier interference canceller 215, a weight coefficient calculator 216, a multiplier 217, and a symbol data converter. 218, demodulator 219, deinterleaver 221, and soft decision error correction decoder 220.
[0038]
Functions of the interleaver 114 and the deinterleaver 221 will be described. The interleaver 114 replaces the order of codes constituting the signal, and the deinterleaver 221 has a function of returning the order of the signals replaced by the interleaver 114.
[0039]
Error correction by convolutional code and Viterbi decoding is effective for random errors in which bit errors appear discretely, but has no effect on burst errors in which bit errors appear continuously. Therefore, the interleaver 114 and the interleaver 221 randomize burst errors to improve the effect of soft decision error correction.
[0040]
For example, it is assumed that a bit string is input as shown in the following example.
(1) (2) (3) (4) (5) (6) (7) (8) (9) (10) (11) (12) (13) (14) (15) (16)
Here, the numbers in parentheses indicate the input order of each bit. The interleaver 114 rearranges the input bit string as described above, for example, as follows.
(1) (5) (9) (13) (2) (6) (10) (14) (3) (7) (11) (15) (4) (8) (12) (16)
[0041]
The bit string rearranged by the interleaver 114 is transmitted from the OFDM signal transmission device 1b to the OFDM signal reception device 2b. During this time, it is assumed that a part of consecutive errors occur due to fading (attenuation), for example, as follows.
(1) (5) (9) <13><2><6><10> (14) (3) (7) (11) (15) (4) (8) (12) (16)
<> Indicates a bit in which an error has occurred. In such a case, since the deinterleaver 221 restores the rearranged input bit string, consecutive errors are randomized as follows.
(1) <2> (3) (4) (5) <6> (7) (8) (9) <10> (11) (12) <13> (14) (15) (16)
Thereby, the effect of error correction by the convolutional code and Viterbi decoding is improved.
[0042]
Here, experimental results in the above-described configuration are shown.
First, with reference to FIG. 3, the experimental result of the time change of the output signal amplitude in the subcarrier interference canceller 215 of the OFDM signal receiving apparatus 2 will be described. In FIG. 3, the time change of the output signal amplitude in the OFDM signal transmission apparatus 20 shown in FIG. 6 is compared with the time change of the output signal amplitude in the OFDM signal transmission apparatus 10a shown in FIG. In FIG. 4, the time variation of the demodulator output likelihood amplitude in the OFDM signal transmission device 20 is compared with the time variation of the demodulator output likelihood amplitude in the OFDM signal transmission device 10a.
[0043]
In the experimental results shown in FIGS. 3 and 4, the parameters of the OFDM signal transmission apparatus 20 are as follows.
Channel multiplicity (number of antennas = N): 2 (2 transmissions and 2 receptions)
Transmission rate: 54 Mbps / number of channel subcarriers (= I): 48 / channel subcarrier modulation method: 64 QAM
Error correction method: convolutional coding with coding rate 3/4, constraint length 7 / Viterbi decoding fading: 18-wave Rayleigh fading (rms delay spread = 50 [ns], maximum Doppler frequency = 50 Hz)
Interleave: Not implemented [0044]
In the experimental results shown in FIGS. 3 and 4, the parameters of the OFDM signal transmission apparatus 10a are as follows.
Channel multiplicity (number of antennas = N): 2 (2 transmissions and 2 transmissions each)
Transmission rate: 54 Mbps / channel subcarrier number (= I): 48 / channel subcarrier modulation method: 64 QAM
Error correction method: convolutional coding with coding rate 3/4, constraint length 7 / Viterbi decoding fading: 18-wave Rayleigh fading (rms delay spread = 50 [ns], maximum Doppler frequency = 50 Hz)
Interleave: Not implemented [0045]
In FIG. 3, the unit of time is an OFDM symbol. The subcarrier interference canceller input signal of the OFDM signal receiving apparatus 2a is the same as the input signal in the subcarrier interference canceller 415 of the OFDM signal receiving apparatus 4. In the OFDM signal transmission device 10a, as shown in FIG. 3, the original amplitude information of the received signal is reproduced in the output signal amplitude.
[0046]
FIG. 4 also shows temporal changes in output likelihood amplitudes of the demodulator 219 and the demodulator 417. The unit of time is an OFDM symbol. In FIG. 4, since the original amplitude information of the received signal is reproduced as described above, it is also reflected in the time variation of the output likelihood amplitude of the demodulator. That is, since the output signal amplitude of the subcarrier interference canceller becomes constant as shown in FIG. 1B, the variation range of the output likelihood amplitude of the demodulator 417 is small in the OFDM signal transmission apparatus 20.
[0047]
FIG. 5 shows packet error rate characteristics of the OFDM signal transmission apparatus 10a, the OFDM signal transmission apparatus 10b, and the OFDM signal transmission apparatus 20 shown in FIG. 1, FIG. 2, and FIG. The parameters of the OFDM signal transmission apparatus 10a obtained from this experimental result are as follows.
Channel multiplicity (number of antennas = N): 2 (2 transmissions and 2 transmissions each)
Transmission rate: 54 Mbps / channel subcarrier number (= I): 48 / channel subcarrier modulation method: 64 QAM
Error correction method: convolutional coding with coding rate 3/4 and constraint length 7 / viteri decoding fading: 18 wave Rayleigh fading (rms delay spread = 50 [ns], maximum Doppler frequency = 50 Hz)
Interleaving: Not implemented Weighting factor: Implemented with the above K value set to K = 1
The parameters of the OFDM signal transmission apparatus 10b that obtained the experimental results shown in FIG. 5 are as follows.
Channel multiplicity (number of antennas): 2 (2 for each transmission / reception)
Transmission speed: 54Mbps / channel subcarrier number: 48 / channel subcarrier modulation method: 64QAM
Error correction method: convolutional coding with coding rate 3/4 and constraint length 7 / viterbi decoding fading: 18-wave Rayleigh fading (rms delay spread = 50 [ns], maximum Doppler frequency = 50 Hz)
Interleaving: Depth of 16 bits The parameters of the conventional OFDM signal transmission apparatus 20 that obtained the experimental results shown in FIG. 5 are the same as the parameters obtained from the experimental results shown in FIGS.
[0049]
As shown in FIG. 5, this embodiment improves the error floor from 8.8 × 10 −3 to 1.3 × 10 −3. As described above, in the conventional OFDM signal transmission apparatus 20, a signal with a high SNR and a signal with a low SNR are handled with the same likelihood value. However, in the configuration of the present embodiment (OFDM signal transmission device 10a, OFDM signal transmission device 10b), a signal having a high SNR is subjected to a large weighting, and thus has a large likelihood value. Conversely, a signal with a low SNR receives a small weight and has a small likelihood value. Therefore, it is possible to perform error correction with higher gain than the conventional configuration.
The embodiment of the present invention has been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to this embodiment, and includes design changes and the like within a scope not departing from the gist of the present invention.
[0050]
【The invention's effect】
As described above, according to the OFDM signal transmission apparatus, OFDM signal receiving apparatus, and OFDM signal receiving method of the present invention, the ability of soft decision error correction using the likelihood calculated from the amplitude is maximized. Can do. Further, randomizing burst errors by interleaving and deinterleaving further improves the soft decision error correction effect.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an OFDM signal transmission apparatus in a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of an OFDM signal transmission apparatus in a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing experimental results for explaining the effect of the present embodiment.
FIG. 4 is a diagram showing experimental results for explaining the effect of the present embodiment.
FIG. 5 is a diagram showing experimental results for explaining the effect of the present embodiment.
FIG. 6 is a diagram illustrating a conventional technique.
[Explanation of symbols]
1 (a, b): OFDM signal transmitter, 2 (a, b): OFDM signal receiver, 10 (a, b): OFDM signal transmitter, 111: error correction encoder, 112: fast inverse Fourier transformer , 113: transmitting antenna, 114: interleaver, 211: receiving antenna, 212: fast Fourier transformer, 213: subcarrier data signal composer, 214: inverse matrix calculator, 215: subcarrier interference canceller, 216 weight coefficient calculator 217: multiplier, 218: symbol data converter, 219: demodulator, 220: soft decision error correction decoder, 221: deinterleaver, 20: OFDM signal transmission apparatus, 311: error correction encoder, 312: fast inverse Fourier transformer, 313: transmitting antenna, 411: receiving antenna, 412: fast Fourier transformer, 413: subcarrier signal Data signal constructor, 414: inverse matrix calculator, 415: subcarrier interference canceller 416: symbol data converter 417: demodulator, 418: soft-decision error correction decoder

Claims

In an OFDM system in which a transmission signal is divided into a plurality of subcarriers orthogonal to each other and performs multicarrier transmission, the transmission signal includes an OFDM signal transmission device and an OFDM signal reception device, and a plurality of transmission antennas of the OFDM signal transmission device A MIMO channel is constituted by a plurality of receiving antennas of the OFDM signal receiving apparatus, and the OFDM signal receiving apparatus converts a combined transmission signal from the transmitting antenna into a sequence for each subcarrier and a converted subcarrier. An OFDM signal transmission apparatus including an interference canceller that compensates for interference included in each sequence ,
The OFDM signal receiving apparatus includes:
A weighting factor calculator for obtaining a weighting factor equivalent to the square root of the signal-to-noise power ratio of the output value of the interference canceller;
A multiplier for multiplying the output value of the interference canceller by the weighting factor obtained by the weighting factor computing unit;
Equipped with a,
The weight coefficient calculator calculates a transfer coefficient inverse matrix between a transmission antenna and a reception antenna from an output signal of the subcarrier composer, and obtains a weight coefficient by using the element. OFDM signal transmission device.

In the OFDM system in which a transmission signal is divided into a plurality of subcarriers orthogonal to each other and multicarrier transmission is performed, a MIMO channel is configured by a plurality of reception antennas that receive signals transmitted from a plurality of transmission antennas of the OFDM signal transmission apparatus An OFDM signal receiving apparatus comprising: a subcarrier composer that converts a transmission signal from the transmission antenna into a sequence for each subcarrier; and an interference canceller that compensates for interference included in the converted sequence for each subcarrier ,
A weighting factor calculator for obtaining a weighting factor equivalent to the square root of the signal-to-noise power ratio of the output value of the interference canceller;
A multiplier for multiplying the output value of the interference canceller by the weighting factor obtained by the weighting factor computing unit;
Equipped with a,
The weight coefficient calculator calculates a transfer coefficient inverse matrix between a transmission antenna and a reception antenna from an output signal of the subcarrier composer, and obtains a weight coefficient by using the element. OFDM signal receiver.

In the OFDM system in which a transmission signal is divided into a plurality of subcarriers orthogonal to each other and multicarrier transmission is performed, a MIMO channel is configured by a plurality of reception antennas that receive signals transmitted from a plurality of transmission antennas of the OFDM signal transmission apparatus An OFDM signal receiving method comprising: a subcarrier composer that converts a transmission signal from the transmission antenna into a sequence for each subcarrier; and an interference cancellation process that compensates for interference included in the converted sequence for each subcarrier. ,
From the output value of the subcarrier composer, the inverse matrix of the transfer coefficient between the transmitting antenna and the receiving antenna is calculated and its element is used, and is equivalent to the square root of the signal to noise power ratio of the output value of the interference canceller. a step of obtaining a weighting factor consisting,
Multiplying the output value of the interference canceller by the weighting factor obtained by the weighting factor calculator;
An OFDM signal receiving method comprising: