JP3660255B2

JP3660255B2 - Method and apparatus for controlling power converter

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Publication number: JP3660255B2
Application number: JP2001048374A
Authority: JP
Inventors: 永田　　寛; 飛世　　正博; 高志伊君
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2001-02-23
Filing date: 2001-02-23
Publication date: 2005-06-15
Anticipated expiration: 2021-02-23
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数個の電力スイッチング素子を用いて構成される電力変換器に係わり、特に電動機を駆動するインバータなどの電力変換器の制御方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電力変換器には、コンバータあるいはインバータがあって、ＡＣ／ＤＣ変換あるいはＤＣ／ＡＣ変換をおこなっている。インバータは、直流電圧を、任意の振幅、周波数を持つ３相交流電圧指令(以下、交流電圧指令)に基づいて前記直流電圧を３相交流電圧に変換して負荷に電力を供給する変換器である。前記直流電圧は、例えばパルス幅変調方式コンバータや、ダイオード整流回路によって得る方式があるが、次のような問題がある。
【０００３】
(1)パルス幅変調方式コンバータの場合、スイッチング素子のスイッチング損失があるため電力変換効率が悪い。
(2)ダイオード整流回路の場合、スイッチング損失が無いため電力変換効率は良いが、インバータが回生運転時、電力を交流電源側に回生できない。
【０００４】
そのために、図８に示すように、直流電源をダイオード整流回路４と回生用コンバータ（ＣＯＮＶ）５を組合せ、インバータ装置（ＩＮＶ）６に供給する方式が提案されている(例えば、特開平８−２５１９４７号公報)。この構成では、インバータが電動機を駆動制御する場合はダイオード整流回路４が動作し、回生時にはパルス幅変調方式５の回生用コンバータが作動する方式である。この方式では、インバータの回生運転が可能である。そして総合的な電力変換効率が良いという特徴がある。
【０００５】
また上記の図８のような場合、所望の直流電圧が得られないという問題がある。これに対して、直流電圧検出値に基づき、インバータの交流電圧指令を補正する手段(例えば、特開平１０−１６４８５６号公報)が提案されている。しかし、従来技術は、パルス幅変調における搬送波を２種類必要としたため、適用範囲が３レベル方式の電力変換制御装置に限定されていた。
【０００６】
また、特開昭６１−１７７１９３号公報がある。しかし、これは平滑用コンデンサの電圧を検出しているが、回生用の逆変換器の制御に用いているのみで、電動機駆動用の逆変換器の制御に用いていない。
【０００７】
また、特開昭６１−１８３６２号公報がある。しかし、これは逆変換後の直流母線電圧を商用交流電源電圧に相対的に対応させ、比較回路によって、両者が一致した時点で前記直流母線電圧を検出し、インバータの始動時に出力電圧を補正し、出力電圧の応答性を向上させるものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来技術には次のような問題がある。
ダイオード整流回路４の入力交流電圧値は、交流電源からダイオード整流回路への接続回路の配線インダクタンスによる電圧降下により、所望の値より低くなる場合がある。特に負荷が大きい時に顕著である。また電源電圧の変動が直接影響する。そのような場合、ダイオード整流回路の出力直流電圧値と所望の直流電圧値にずれが生じてしまう。ダイオード整流回路の出力直流電圧は、交流電源周波数の６倍の周波数を持つ電圧の脈動成分を含むため、一定な直流電圧を得ることが難しい、などである。
【０００９】
インバータの出力電圧は、その入力側の直流電源の直流電圧を基準にして交流に変換される。そのため、上記の問題点により、インバータの交流電圧指令とインバータ出力電圧との間に誤差が発生する。この誤差は、誤差電圧の実効値分だけ、インバータの負荷の電流実効値が低下する現象を引き起こす。すなわち、前記(１)の問題点により発生する誤差は、負荷電流実効値が一定量低下する。
【００１０】
また、前記(２)の問題点により発生する誤差は、負荷電流実効値が、交流電源周波数の６倍の周波数で振動する現象が伴う。この現象は、例えばインバータにより電動機を駆動するような場合、発生トルクの低下による電動機出力低下や、発生トルクの脈動現象となって現れ、電動機が所望の性能を発揮できないことにつながる。
【００１１】
このように、従来技術では、インバータの交流電圧指令値に対応するインバータの出力電圧が得られない（等価性がないともいう）問題がある。すなわち交流電圧指令値に対応するインバータ出力電圧の関係が失われることになる。いわば、インバータの性能低下の問題でもある。
【００１２】
３レベル方式インバータは、その線間電圧が５レベルの電圧波形となり、より正弦波に近い電圧波形を発生することができるため、負荷電流の歪が少なくなるという利点がある。しかし、コスト的には、３レベル方式や２レベル方式のように少ない部品点数（例えば、３、２レベルインバータ方式では電力スイッチング素子数は半分となる）で構成可能な方式と比較して問題がある（インバータは、用途によっては２レベル方式で十分な場合もあるため、用途に応じて最適なコストのインバータを適用するためには、上記の問題点を２レベル方式においても解決しなければならない。
【００１３】
本発明の目的は、ダイオード整流回路の出力直流電圧が所望の電圧値と異なる場合においても、インバータの交流電圧指令とインバータ出力電圧との関係を保持することが可能な２レベル、３レベル方式の電力変換器の制御方法および装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、交流電源と、前記交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流変換部と、前記直流電圧を任意の振幅、周波数の交流電圧指令にしたがって交流電圧に変換するパルス幅変調方式のインバータと、前記インバータが回生運転のとき電力を前記交流電源へと回生するために前記整流用変換部に並列接続されたパルス幅変調方式の回生用コンバータから構成される電力変換器の制御方法において、前記インバータの入力側の直流電圧を検出し、あらかじめ設定された直流電圧指令値と比較し、前記インバータの出力電圧実効値が前記入力例の直流電圧の値に関係なく交流電圧指令の実効値に等しくなるように、前記比較結果により前記交流電圧指令の実効値を補正し、補正された指令信号を前記インバータに与えることに特徴がある。
【００１５】
また、前記電力変換器において、前記インバータの入力側の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記整流変換部の直流電圧を設定する直流電圧設定手段と、前記電圧検出手段による検出電圧と前記直流電圧設定手段による設定電圧との比を求める演算手段と、前記インバータの出力電圧実効値が前記入力例の直流電圧の値に関係なく交流電圧指令の実効値に等しくなるように、前記演算手段の演算結果により前記交流電圧指令の実効値を補正する補正手段とを備え、前記補正手段により補正された電圧指令信号を前記インバータに与えることに特徴がある。また、前記交流電圧指令信号を補正する補正手段は乗算器で構成したことに特徴がある。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を、図面を参照して説明する。
【００１７】
はじめに、本発明が適用されるインバータ装置の問題点を明らかにするために前記図８を用いて基礎的なことを説明する。
【００１８】
交流電源１は、電圧変更用変圧器２と、接続回路３を経由してダイオード整流回路４とに接続される。そして、電圧変更用変圧器２は回生用コンバータ（ＣＯＮＶ）５に接続される。このとき、交流電源１の出力電圧は、ダイオード整流回路４の出力直流電圧がＥｒ(＝所望の直流電圧値)となるように設定され、かつ、電圧変更用変圧器２のタップ設定は、回生用コンバータ５の出力電圧に応じた適当な値に設定する。
【００１９】
ダイオード整流回路４と回生用コンバータ５の直流側（平滑コンデンサ１０）は、それぞれ正母線Ｐ、負母線Ｎに接続され、ダイオード９を経由して並列接続されている。ダイオード整流回路４と回生用コンバータ５の並列回路は、平滑コンデンサ１１に接続され、インバータ（ＩＮＶ）６の直流電源となる。このとき、平滑コンデンサ１１の電圧値はＥである。インバータ６の出力は、交流電動機７に接続される電動機駆動電源となる。
【００２０】
回生用コンバータ５の制御関係を説明する。加算器２ａは、回生用コンバータ５の出力電圧を決定する直流電圧指令設定器１ａの出力と、電圧検出器８ａの出力の偏差を求める。このとき、直流電圧指令設定器１ａは、所望の直流電圧Ｅｒに設定されている。
【００２１】
電圧制御演算器（ＡＶＲ＿Ｃ）３ａは、加算器２ａの出力に基づき、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａに対する電流指令信号を出力する。加算器４ａは、電圧制御演算器（ＡＶＲ＿Ｃ）３ａの出力と、電流検出器７ａの出力の偏差を求める。電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａは、加算器４ａの出力に基づき、パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ａへ交流電圧指令信号を出力する。パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｃ）６ａは、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａからの交流電圧指令に基づき、回生コンバータ５を制御する。
【００２２】
インバータ６の制御について説明する。加算器２ｂは、速度指令設定器１ｂの出力と、速度検出器８により検出される速度（速度フィードバック）との偏差を求める。速度制御演算器（ＡＳＲ＿Ｉ）３ｂは、加算器２ｂの出力に基づき、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂに対する電流指令信号を出力する。加算器４ｂは、速度制御演算器（ＡＳＲ＿Ｉ）３ｂの出力と、電流検出器７ｂの出力の偏差を求める。電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂは、加算器４ｂの出力に基づき、パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂへ交流電圧指令信号を出力する。パルス幅変調回路（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂは、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂからの交流電圧指令に基づき、インバータ６を制御する。
【００２３】
パルス幅変調回路を、図９を用いて説明する。図９は、図８のインバータ６のパルス幅変調回路６ｂとその周辺回路の一部を表わしている。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とも同一の構成であるため、以下Ｕ相についてのみ説明する。
【００２４】
ダイオードＤＦＰｕ、ＤＦＮｕは、回生動作時の電流経路を確保するためのフライホイルダイオードである（回生コンバータ５のパルス幅変調回路６ａとその周辺回路も同じような回路で構成されているので、説明は省略する）。
【００２５】
交流電圧指令Ｖｕ＊は、比較器Ｃｍｐ１に入力される。搬送波発生器Ｇ１は、上ピーク＋１、下ピーク−１をとる三角波を発生し、これは、Ｅｒ／２を乗算する乗算回路Ｍ１を経て搬送波Ｃｒ１となり比較器Ｃｍｐ１に入力される。比較器Ｃｍｐ１は、交流電圧指令Ｖｕ＊と搬送波Ｃｒ１の振幅の大小関係を比較し、比較結果に応じて１，０の２値信号を出力するようになっている。比較器Ｃｍｐ１の出力信号は、ゲートアンプＧＡ１ｕと、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ１を経てゲートアンプＧＡ２ｕに入力される。ゲートアンプＧＡ１ｕ、ＧＡ２ｕは、下記条件に基づき、スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕを駆動するスイッチングパルス信号を出力する。
ゲートアンプ入力信号＝１ならばオンパルス
ゲートアンプ入力信号＝０ならばオフパルス
搬送波Ｃｒ１、交流電圧指令Ｖｕ＊、ゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ(スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮｕスイッチングパルス)とインバータ出力電圧のと関係を、図１０に示す。図１０の（Ａ）は搬送波Ｃｒ１と交流電圧指令信号Ｖｕ＊を示している。比較器Ｃｏｍｐ１の出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕは図１０の（Ｂ）に示すような信号となる。図１０の（Ｃ）はインバータ６の出力信号（Ｕ相分）を示している。
【００２６】
このとき、インバータ出力電圧実効値Ｖ（ＩＮＶ）₀は、（１）式で表される。

上式において、平滑コンデンサ１１の電圧値ＥがＥｒ（＝直流電圧指令設定器１ａの設定値）と等しい場合、（１）式は、（２）式のように表わされる。
Ｖ（ＩＮＶ）₀＝（１／√２）×（交流電圧指令最大瞬時値）………（２）
すなわち、インバータ出力電圧実効値は、交流電圧指令の実効値と等しくなり、指令信号に応じた出力信号が得られたことになる。（１）、（２）式が、いわゆる２レベル方式のインバータ出力電圧と電圧指令の等価性を表すものであり、その条件として、平滑コンデンサ１１の電圧値が所望の直流電圧値Ｅｒに等しいこと、が必要であることを示している。
【００２７】
交流電動機７が電動／回生運転をする際の回路動作について、図８を用いて簡単に説明する。交流電動機７が電動運転をする場合、電力は、交流電源１→接続回路３→ダイオード整流回路４→平滑コンデンサ１１→インバータ６を経由して供給される。この状態では、回生用コンバータ５は、その直流側回路がダイオード９の逆方向阻止特性により遮断されているため、電動機への電力供給に関与しない。このとき、平滑コンデンサ１０は電圧変動がないため、加算器２ａの出力の偏差はゼロとなり、電圧制御演算器（ＡＶＲ＿Ｃ）３ａの出力はゼロとなる。よって、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａに対する電流指令信号はゼロとなり、回生コンバータ５は、交流電源１からの電源電流をゼロにするように制御される。この場合、回生コンバータの損失≒０となる。
【００２８】
交流電動機７が回生運転をする場合、その回生電力により、平滑コンデンサ１１の電圧が上昇し、Ｅｒを越える。すると、ダイオード９が導通状態となるため、平滑コンデンサ１０の電圧も同様に上昇し、直流電圧指令設定器１ａの出力と、電圧検出器８ａの出力の偏差がマイナス値となる。そのため、電圧制御演算器（ＡＶＲ＿Ｃ）３ａの出力もマイナス値となり、電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｃ）５ａに対する電流指令信号はマイナス値となる。よって、回生コンバータ５は、交流電源１へ電流を流すように制御され、交流電動機７の回生電力は、インバータ６→平滑コンデンサ１１→平滑コンデンサ１０→回生コンバータ５→電圧変更用変圧器２、を経由して交流電源1へ回生される。
【００２９】
ダイオード整流回路４より直流電圧を得ることで発生する問題点を、図８を用いて説明する。交流電動機7が電動運転する場合、前述のように、ダイオード整流回路４が平滑コンデンサ１１を充電することでインバータ６の直流電源となるが、その充電電流は、交流電源１→接続回路３→ダイオード整流回路４を経由するため、接続回路３に存在する配線インピーダンスＬ（交流電源1に含まれるインダクタンス）による電圧降下によりダイオード整流回路４への入力交流電圧は低下する。その結果、ダイオード整流回路４の出力直流電圧は電流の大きさで変動するため、所望の直流電圧とならない。すると、平滑コンデンサ１１の電圧（Ｅ）と所望の直流電圧値（Ｅｒ）にずれが生じる。
【００３０】
このような状況下、一定振幅の交流電圧指令でインバータ6が駆動した場合を考える。その時のインバータ出力電圧実効値Ｖ（ＩＮＶ）₀は、次式（３）式によって表される。
Ｖ（ＩＮＶ）₀＝（（Ｅ／２）／√２）×（一定値） ……（３）
Ｅ：平滑コンデンサ１１の充電電圧
ここで（一定値）＝(交流電圧指令最大瞬時値／(直流電圧指令設定器1a設定値／２))であって、上式において、インバータ出力電圧実効値は、平滑コンデンサ１１の電圧Ｅと比例関数となっているため、平滑コンデンサ１１の電圧低下により、インバータ出力電圧実効値は低下することがわかる。
【００３１】
（２）でも説明したとおり、インバータ出力電圧と電圧指令との等価性（電圧指令に対応するインバータ出力電圧が得られること）を保持するためには、平滑コンデンサ１１が所望の直流電圧値Ｅｒ(＝直流電圧指令設定器1a設定値)となる必要があること意味する。
【００３２】
この問題を解決するためには、次のような解決策が考えられる。
(1) パルス幅変調方式コンバータのみを使用して直流電源を得る。
(2) 交流電源1からダイオード整流回路4までの配線インダクタンスを
なくす。
【００３３】
しかし、（１）は、素子のスイッチング損失を増加させてしまうため、電力変換効率を悪化させてしまう。例えば、電動機無負荷状態で、電動運転時間：回生運転時間の比が１：１となるように運転した場合であっても、スイッチング損失は、ダイオード整流回路とパルス幅変調方式コンバータの並列構成回路を利用した場合の約2倍となる。また、（２）は、交流電源1は通常トランスを用いるため、インダクタンスをなくすことは無理である。
【００３４】
そこで、本発明では、ダイオード整流回路とパルス幅変調方式コンバータの並列構成により直流電圧を得るという構成を守りつつ、インバータ出力電圧と電圧指令との対応関係が保持できる（電圧指令どおりの出力電圧がえられることをここでは等価性があるという）制御方法および装置を提案する。
【００３５】
図１の（Ａ）は、図９に示したパルス幅変調回路に本発明を適用した第１の実施例である。図９との相違点は、平滑コンデンサ１１の電圧を検出するための電圧検出器３ｃ、電圧検出器３ｃの出力信号と直流電圧指令設定器１ａとの比を計算する除算器１Ｃ、除算器１ｃの出力と交流電圧指令（電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂの出力）を掛け合わせる乗算器２ｃより構成される交流電圧指令補正回路１２を追加した点である。以下に、それらの動作について説明する。
【００３６】
電圧検出器３ｃは、この前段に接続されているダイオード整流回路４から得られる直流電圧の検出器である。前記検出器はインバータ６の直流電源となる平滑コンデンサ１１の電圧を検出する。検出された電圧値Ｅ_detは、除算器１ｃによって直流電圧指令設定器１ａの出力Ｅｒとの比Ｒが演算される。
【００３７】
すなわち、除算器１ｃでは、次の演算をおこない、（４）式の値を出力する。

除算器１ｃの出力信号Ｒは、乗算器２ｃにより、交流電圧指令信号（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に掛け合わせられる。
【００３８】
つまり、乗算器２ｃは、次式（５）式の値を出力する。
乗算器２ｃ出力値＝Ｒ×交流電圧指令値 ……（５）
すなわち乗算器２ｃの出力信号は、補正された交流電圧指令値（Ｕ相分について示すとＶｕ＊Ｕ）としてパルス幅変調器（ＰＷＭ＿Ｉ）６ｂに入力され、その指令に基づきインバータ６を制御する。
【００３９】
このときのインバータ６の出力電圧実効値Ｖ（ＩＮＶ）₀は、平滑コンデンサ１１の電圧をＥとすると、（１）、（５）式より、次式（６）式で表される。

（６）式において、電圧検出器３ｃの検出電圧値Ｅ_detは平滑コンデンサ１１の電圧値Ｅとなる（Ｅ_det＝Ｅ）ので、インバータ出力電圧実効値Ｖ（ＩＮＶ）₀は（７）式のように変形できる。
【００４０】

（７）式は、インバータ出力電圧実効値が平滑コンデンサ１１の電圧値に関係無く交流電圧指令の実効値に等しくなることを示しており、前述した平滑コンデンサ１１の電圧値にずれが発生した場合でも、インバータ出力電圧と電圧指令との等価性が保持されることを意味する。
【００４１】
図２は、３レベルインバータに、ダイオード整流回路とパルス幅変調方式コンバータの並列回路より構成される直流電源を適用した回路である。図８との相違点は、直流母線が正母線Ｐ、負母線Ｎ、中性点Ｃとなったこと、３レベル方式の回生コンバータ１３、インバータ１４となったこと、平滑コンデンサがＰ−Ｃ間に接続される平滑コンデンサ１０ａ、１１ａ、Ｃ−Ｎ間に接続される平滑コンデンサ１０ｂ、１１ｂになったこと、パルス幅変調回路が３レベル方式パルス幅変調回路６ｃ、６ｄになったこと、交流電動機７が電動／回生運転をする際に直流電源として働く回路を切替える目的のダイオードとして、正母線Ｐ、負母線Ｎに接続されるダイオード９ａ、９ｂを用いること、などである。
【００４２】
このとき、平滑コンデンサ１１ａは電圧値Ｅｐに充電されており、平滑コンデンサ１１ｂは電圧値Ｅｎに充電されている。回路動作、制御関係で図８と同じところは省略し、以下では、３レベルのパルス幅変調回路について述べる。
【００４３】
図３は、図２のインバータ１４のパルス幅変調回路６ｄとその周辺回路を抜き出して示したものである。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とも同一の構成であるため、以下Ｕ相についてのみ説明する。
【００４４】
ダイオードＤＦＰu、ＤＦＰＣu、ＤＦＮＣu、ＤＦＮuは、回生動作時の電流経路を確保するためのフライホイルダイオードである。また、ダイオードＤＣＰｕ、ＤＣＮｕは、インバータ出力電圧が０のときの電流経路を確保するためのクランプダイオードである（回生コンバータ１３のパルス幅変調回路６ｃとその周辺回路も同様回路で構成されるため、説明は省略する）。
【００４５】
５ｂからの交流電圧指令Ｖｕ＊は、比較器Ｃｍｐ１、Ｃｍｐ２に入力される。搬送波発生器Ｇ３１、Ｇ３２は、それぞれ、上ピーク＋１、下ピーク０、上ピーク０、下ピーク−１をとる三角波を発生し、これは、Ｅｒ／２を乗算する乗算回路Ｍ１、Ｍ２を経て搬送波Ｃｒ３１、Ｃｒ３２となる。搬送波Ｃｒ３１、Ｃｒ３２は、それぞれ比較器Ｃｍｐ１、Ｃｍｐ２に入力される。比較器Ｃｍｐ１は、交流電圧指令Ｖｕ＊と搬送波Ｃｒ３１の振幅の大小関係を比較し、比較結果に応じて１，０の２値信号を出力する。比較器Ｃｍｐ２もまた、交流電圧指令Ｖｕ＊と搬送波Ｃｒ３２の振幅の大小関係を比較し、比較結果に応じて１，０の２値信号を出力する。
【００４６】
比較器Ｃｍｐ１の出力信号は、ゲートアンプＧＡ１ｕと、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ１を経てゲートアンプＧＡ２ｕに入力される。比較器Ｃｍｐ２の出力信号は、ゲートアンプＧＡ３ｕと、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ２を経てゲートアンプＧＡ４ｕに入力される。ゲートアンプＧＡ１ｕ、ＧＡ２ｕ、ＧＡ３ｕ、ＧＡ４ｕは、下記条件に基づき、スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮＣｕ、ＱＮｕを駆動するスイッチングパルス信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ、Ｇ３ｕ、Ｇ４ｕを出力する。
【００４７】
ゲートアンプ入力信号＝１ならばオンパルス
ゲートアンプ入力信号＝０ならばオフパルス
搬送波Ｃｒ３１、Ｃｒ３２と交流電圧指令Ｖｕ＊とゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ、Ｇ３ｕ、Ｇ４ｕ(スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮＣｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮｕスイッチングパルス)とインバータ出力電圧の関係を、図４に示す。
【００４８】
図４の（Ａ）は、搬送波Ｃｒ３１、Ｃｒ３２と交流電圧指令値のＵ相分のＶｕ＊を示している。図４の（Ｂ）はスイッチングパルス信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ、Ｇ３ｕ、Ｇ４ｕを、図４の（Ｃ）はＵ相分のインバータの出力電圧を示している。
【００４９】
このとき、インバータ出力電圧実効値は、次式（８）式により表される。

(ただし、電圧指令は正弦波なので、正側の電圧指令最大瞬時値と負側の電圧指令最大瞬時値は同値となる。)
上式において、平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧値Ｅｐ、ＥｎがＥｒ／２（＝直流電圧指令設定器1a設定値／２）と等しい場合、（８）、（９）式は、次式（８ａ）、（９ａ）式のように変形できる。

(ただし、電圧指令は正弦波なので、正側の電圧指令最大瞬時値と負側の電圧指令最大瞬時値は同値となる。)
上記（８ａ）、（９ａ）式が、３レベル方式のインバータ出力電圧と交流電圧指令との等価性を表すものであり、その条件として、平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂ両方の電圧値が所望の電圧値Ｅｒ／２であることが必要であることを示している。これは、（１）、（２）式で説明した２レベル方式の等価性と同様の内容を意味している。
【００５０】
図２の構成においては、前述したダイオード整流回路4より直流電圧を得る場合の問題点に加え、ダイオード整流回路4が中性点Ｃに接続されていないため中性点Ｃの電位が固定されず、平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧がアンバランス（ダイオード整流回路を出力直流電圧の１／２にならない）するという問題も存在し、その場合も、インバータ出力電圧と交流電圧指令との等価性が保持できなくなる。さらに、図３の構成においては、３レベル方式パルス幅変調回路に搬送波発生回路が２つ存在するため、２レベル方式と比較して、パルス幅変調回路が複雑になるという問題がある。
【００５１】
図５は、図３に示したパルス幅変調回路に本発明を適用した第２の実施例である。図３との相違点は、直流電圧指令１ａの出力（Ｅｒ）を１／２倍する乗算回路Ｍ３、平滑コンデンサ１１ａの電圧を検出するための電圧検出器３ｃ、電圧検出器３ｃの出力信号Ｅｐと乗算回路Ｍ３の出力との比Ｒｐを計算する除算器１ｄ、除算器１ｄの出力と交流電圧指令（電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂの出力）を掛け合わせる乗算器２ｄを設けたことである。
【００５２】
また、平滑コンデンサ１１ｂの電圧Ｅｎを検出するための電圧検出器３ｄ、電圧検出器３ｄの出力信号と乗算回路Ｍ３の出力との比Ｒｎを計算する除算器１ｅ、除算器１ｅの出力と交流電圧指令（電流制御演算器（ＡＣＲ＿Ｉ）５ｂの出力）を掛け合わせる乗算器２ｅより構成される交流電圧指令補正回路１５が追加されたことにある。また、乗算器２ｅの出力に直流バイアスＥｒ／２を加算する加算器２ｆより構成されるバイアス回路Ｂ１が追加されたこと、搬送波発生器が搬送波発生器Ｇ３１のみとなったことにある。
【００５３】
次に、電圧指令補正回路１５について図５を用いて説明する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とも同一の構成であるため、以下Ｕ相についてのみ説明する。電圧検出器３ｃ、３ｄは、インバータ１４の直流電源となる平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧Ｅｐ、Ｅｎを検出する。検出された各々の電圧値は、除算器１ｄ、１ｅにより乗算回路Ｍ３の出力（電圧指令設定器１ａの設定値Ｅｒの１／２、すなわち（Ｅｒ／２）との比が演算される。
【００５４】
そして、除算器１ｄ、１ｅは、（１０）、（１１）式の値Ｒｐ，Ｒｎを出力する。
除算器１ｄの出力Ｒｐは、
Ｒｐ＝（Ｅｒ／２）／Ｅｐ ……（１０）
除算器１ｅの出力Ｒｎは、
Ｒｎ＝（Ｅｒ／２）／Ｅｎ ……（１１）
で表わすことができる。
【００５５】
そして、乗算器２ｄ、２ｅにより、交流電圧指令Ｖｕ＊と除算器１ｄ、１ｅの出力信号（Ｒｐ，Ｒｎ）が掛け合わされる。すなわち、乗算器２ｄ、２ｅは、（１２）、（１３）式の値を出力する。

乗算器２ｄの出力信号は、補正された交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐとして比較器Ｃｍｐ１に入力され、搬送波Ｃｒ３１と振幅の大小関係が比較される。
【００５６】
このとき、搬送波Ｃｒ３１は、上ピーク＋Ｅｒ／２、下ピーク０のため、比較器Ｃｍｐ１が１，０の２値信号を出力するのは、補正された交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐが正値をとる区間のみとなる。比較器Ｃｍｐ１の出力は、ゲートアンプＧＡ１ｕ、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ１を経てＧＡ２ｕに入力される。ゲートアンプＧＡ１ｕ、ＧＡ２ｕは、スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮＣｕを駆動するスイッチングパルス信号を出力する。
【００５７】
次に、バイアス回路Ｂ１と比較器Ｃｍｐ２の動作について説明する。乗算器２ｅの出力は、補正された交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎとなる。交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎは、加算器２ｆにより、Ｅｒ／２の直流バイアスが加算される。加算器２ｆの出力は、比較器Ｃｍｐ２に入力され、搬送波Ｃｒ３１と振幅の大小関係が比較される。
【００５８】
このとき、加算器２ｆの出力は、補正された交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎが＋Ｅｒ／２だけ直流バイアスされた信号なので、比較器Ｃｍｐ２が１，０の２値信号を出力するのは、交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎが負値をとる区間のみとなる。比較器Ｃｍｐ２の出力信号は、ゲートアンプＧＡ３ｕと、ＮＯＴ回路Ｎｏｔ２を経てゲートアンプＧＡ４ｕに入力される。ゲートアンプＧＡ３ｕ、ＧＡ４ｕは、スイッチング素子ＱＰＣｕ、ＱＮｕを駆動するスイッチングパルス信号を出力する。
【００５９】
搬送波Ｃｒ３１、交流電圧指令Ｖｕ＊Ｐ、＋Ｅｒ／２バイアスされた交流電圧指令Ｖｕ＊Ｎ（＝加算器２ｆ出力)、ゲートアンプ出力信号Ｇ１ｕ、Ｇ２ｕ、Ｇ３ｕ、Ｇ４ｕ(スイッチング素子ＱＰｕ、ＱＮＣｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮｕスイッチングパルス)とインバータ出力電圧との関係を、図６に示す。図６の（Ａ）は搬送波Ｃｒ３１と交流電圧指令（Ｖｕ＊Ｐ）と（＋Ｅｒ／２）だけバイアスされた交流電圧指令信号（Ｖｕ＊Ｎ）を、図６の（Ｂ）はスイッチングパルス信号を、図６の（Ｃ）はインバータの出力信号出（Ｕ相分）を表わしている。
【００６０】
このときのインバータ１４の出力電圧実効値は、（８）、（９）式および（１２）、（１３）式から出力電圧実効値Ｖ（ＩＮＶ）₀は（１４）、（１５）式で表わすことができる。
（８）式から（Ｅｒ／２）＝（（Ｖｕ＊Ｐ）×Ｅｐ）／（Ｖｕ＊）
（９）式から（Ｅｒ／２）＝（（Ｖｕ＊Ｎ）×Ｅｎ）／（Ｖｕ＊）
これをそれぞれ（１２）、（１３）式に代入し、Ｅｎ＝Ｅｐ＝（Ｅｒ／２）とするとするとＶｕ＊＝Ｖｕ＊ＰあるいはＶｕ＊＝Ｖｕ＊Ｎとなり
Ｖ（ＩＮＶ）₀＝（１／√２）×（正側の電圧指令最大瞬時値）……（１４）Ｖ（ＩＮＶ）₀＝（１／√２）×（負側の電圧指令最大瞬時値）……（１５）上記のように（１４）、（１５）式が得られる。
（ただし、電圧指令は正弦波なので、正側の電圧指令最大瞬時値と負側の電圧指令最大瞬時値は同値となる）。
【００６１】
（１４）、（１５）式、インバータ出力電圧実効値が平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧値に関係無く交流電圧指令の実効値に等しくなることを示しており、前述した平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧が低下、またはアンバランスした場合でも、インバータ出力電圧と電圧指令との等価性が保持されることを意味する。
【００６２】
図７は、３レベルインバータに、ダイオード整流回路とパルス幅変調方式コンバータの並列回路より構成される直流電源に適用した第２の実施例を示す回路である。図２との相違点は、ダイオード整流回路4の代わりに、正母線Ｐ−中性点Ｃ間および中性点Ｃ−負母線Ｎ間に接続される２段のダイオード整流回路１６を用いたこと、２段のダイオード整流回路１６への接続回路が接続回路３ｘ、３ｙになったこと、交流電源1→接続回路３ｘ→ダイオード整流回路１６→接続回路３ｙを経由する短絡回路による交流電源1の他相間短絡を防止する目的の絶縁トランス３ｘＴ、３ｙＴを追加したことにある。ただし、交流電源1の出力電圧は、２段のダイオード整流回路１６の、各々の出力直流電圧がＥｒ／２となるように設定されている。
【００６３】
この方式による問題点は、前述したダイオード整流回路4より直流電圧を得る時と同様な問題点に加え、２段のダイオード整流回路１６への接続回路３ｘ、３ｙの配線インピーダンスＬｘ、Ｌｙ（インダクタンスが主成分）の差（接続回路の個体差）により、それぞれでの電圧降下に差が生じ、２段のダイオード整流回路それぞれの出力直流電圧に差が生じることである。これは、平滑コンデンサ１１ａ、１１ｂの電圧がアンバランスすることの原因となり、インバータ出力電圧と電圧指令との等価性が保たれなくなる原因となる。
【００６４】
しかし、図５に示す本発明を第２の実施例に適用（パルス幅変調回路６ｄに適用）することで解決できる。全体回路の構成、制御関係、電圧指令補正の方式は、図２、図５の説明と同様であるが、図５の補正回路１５およびバイアス回路Ｂ１を一点鎖線で示した。これによって、いわゆる３レベル方式のインバータにおいても同様に直流電圧変動に伴うインバータの出力電圧の変動を補正することができる。
【００６５】
また、図１において、直流電圧指令値ＥｒとＥ_detとの比を演算して交流電圧指令値を補正しているが、差分を演算して補正する方法であってもよい。例えば図１の（Ｂ）に示すように差分値から補正係数に変換して交流電圧を補正する方法であってもよい。図１の（Ｂ）は減算器Ｄと係数器Ｍで構成し、ｋの値は別途演算により可変設定すれば、図１の（Ａ）の場合と同様に、補正をおこなうことができる。図５の１ｄあるいは１ｅについても同様に減算器を利用して実現することができ、同じような結果が得られる。
【００６６】
また実装する場合には、電圧指令補正回路は、インバータ制御装置のソフトウエア上で構築できるため、実質的には、電圧検出器分のみのコストアップ（インバータ装置全体コストのわずかな増加）で問題点の解決が可能である。また、本発明は、搬送波発生器が１個しか必要とならないため、駆動する素子数に合わせて比較器を増設することで、２レベル、３レベル方式のインバータのいずれにも適用することが可能であり、同様の効果が得られる。
【００６７】
【発明の効果】
以上で述べたように、本発明によれば、インバータの交流電圧指令とインバータ出力電圧との対応関係が保持され、インバータの性能向上をはかることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を説明する回路構成図である。
【図２】３レベル方式のインバータの回路図例である。
【図３】３レベル方式パルス幅変調回路を説明するための回路図である。
【図４】３レベル方式パルス幅変調を説明するための図である。
【図５】本発明の第２の実施形態を説明するための回路図である。
【図６】本発明の第２の実施形態での、パルス幅変調を説明するための図である。
【図７】３レベル方式インバータの場合の回路図である。
【図８】従来の技術の問題点を説明するための回路図である。
【図９】従来の２レベル方式パルス幅変調回路を説明する回路図である。
【図１０】２レベル方式パルス幅変調を説明するための図である。
【符号の説明】
１；交流電源、２；電圧変更用変圧器、３、３ｘ、３ｙ；接続回路、３ｘＴ、３ｙＴ；絶縁トランス、４、１６；ダイオード整流回路、５、１３；回生コンバータ、６、１４；インバータ、７；交流電動機、８；速度検出器、９、９ａ、９ｂ；ダイオード、１０、１０ａ、１０ｂ、１１、１１ａ、１１ｂ；平滑コンデンサ、７ａ、７ｂ；電流検出器、８ａ、３ｃ、３ｄ；電圧検出器、１ａ；直流電圧指令設定器、１ｂ；速度指令設定器、３ａ；電圧制御演算器、３ｂ；速度制御演算器、５ａ、５ｂ；電流制御演算器、６ａ、６ｂ；パルス幅変調回路、２ａ、２ｂ、４ａ、４ｂ；加算器、Ｌ、Ｌｘ、Ｌｙ；配線インピーダンス、Ｐ；正側直流母線、Ｃ；中性点、Ｎ；負側直流母線、ＱＰｕ、ＱＰＣｕ、ＱＮＣｕ、ＱＮｕ；Ｕ相のスイッチング素子、ＱＰｖ、ＱＰＣｖ、ＱＮＣｖ、ＱＮｖ；Ｖ相のスイッチング素子、ＱＰｗ、ＱＰＣｗ、ＱＮＣｗ、ＱＮｗ；Ｗ相のスイッチング素子、ＤＦＰｕ、ＤＦＰＣｕ、ＤＦＮＣｕ、ＤＦＮｕ；Ｕ相のフライホイルダイオード、ＤＦＰｖ、ＤＦＰＣｖ、ＤＦＮＣｖ、ＤＦＮｖ；Ｖ相のフライホイルダイオード、ＤＦＰｗ、ＤＦＰＣｗ、ＤＦＮＣｗ、ＤＦＮｗ；Ｗ相のフライホイルダイオード、ＤＣＰｕ、ＤＣＮｕ；Ｕ相のクランプダイオード、ＤＣＰｖ、ＤＣＮｖ；Ｖ相のクランプダイオード、ＤＣＰｗ、ＤＣＮｗ；Ｗ相のクランプダイオード、Ｖｕ＊；Ｕ相交流電圧指令、Ｖｖ＊；Ｖ相交流電圧指令、Ｖｗ＊；Ｗ相交流電圧指令、Ｇ１、Ｇ３１、Ｇ３２；搬送波発生器、Ｍ１〜３；乗算回路、Ｃｒ１、Ｃｒ３１、Ｃｒ３２；搬送波、Ｃｍｐ１〜２；比較器、ＧＡ１ｕ〜ＧＡ４ｕ；Ｕ相のゲートアンプ、Ｇ１ｕ〜Ｇ４ｕ；Ｕ相のスイッチングパルス、Ｖｕ＊Ｐ、Ｖｕ＊Ｎ；補正されたＵ相交流電圧指令、Ｖｖ＊Ｐ、Ｖｖ＊Ｎ；補正されたＶ相交流電圧指令、Ｖｗ＊Ｐ、Ｖｗ＊Ｎ；補正されたＷ相交流電圧指令、Ｎｏｔ１〜２；ＮＯＴ回路、１ｃ、１ｄ、１ｅ；除算器、２ｃ、２ｄ、２ｅ；乗算器、１２、１５；交流電圧指令補正回路、２ｆは加算器、Ｂ１；バイアス回路、Ｅ、Ｅｐ、Ｅｎ；直流電圧値、Ｅｒ；所望の直流電圧値。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power converter configured by using a plurality of power switching elements, and more particularly to a control method and apparatus for a power converter such as an inverter that drives an electric motor.
[0002]
[Prior art]
The power converter includes a converter or an inverter, and performs AC / DC conversion or DC / AC conversion. An inverter is a converter that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage based on a three-phase AC voltage command (hereinafter referred to as an AC voltage command) having an arbitrary amplitude and frequency and supplies power to a load. is there. The DC voltage is obtained by, for example, a pulse width modulation type converter or a diode rectifier circuit, but has the following problems.
[0003]
(1) In the case of a pulse width modulation type converter, the power conversion efficiency is poor due to the switching loss of the switching element.
(2) In the case of a diode rectifier circuit, power conversion efficiency is good because there is no switching loss, but power cannot be regenerated to the AC power source when the inverter is in regenerative operation.
[0004]
For this purpose, as shown in FIG. 8, there is proposed a system in which a DC power supply is combined with a diode rectifier circuit 4 and a regenerative converter (CONV) 5 and supplied to an inverter device (INV) 6 (for example, Japanese Patent Laid-Open No. Hei 8- 251947). In this configuration, the diode rectifier circuit 4 operates when the inverter drives and controls the motor, and the regeneration converter of the pulse width modulation method 5 operates during regeneration. In this method, regenerative operation of the inverter is possible. And it has the characteristic that total power conversion efficiency is good.
[0005]
Further, in the case as shown in FIG. 8, there is a problem that a desired DC voltage cannot be obtained. On the other hand, means for correcting the AC voltage command of the inverter based on the DC voltage detection value (for example, Japanese Patent Laid-Open No. 10-164856) has been proposed. However, since the conventional technique requires two types of carrier waves in pulse width modulation, the applicable range is limited to the power conversion control device of the three-level system.
[0006]
There is also JP-A-61-177193. However, this detects the voltage of the smoothing capacitor, but it is only used for controlling the regenerative inverter, not for controlling the inverter for driving the motor.
[0007]
There is also JP-A-61-18362. However, this makes the DC bus voltage after reverse conversion relatively correspond to the commercial AC power supply voltage, and the comparator circuit detects the DC bus voltage when both coincide, and corrects the output voltage when starting the inverter. The output voltage response is improved.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, the above prior art has the following problems.
The input AC voltage value of the diode rectifier circuit 4 may be lower than a desired value due to a voltage drop due to the wiring inductance of the connection circuit from the AC power supply to the diode rectifier circuit. This is particularly noticeable when the load is large. In addition, fluctuations in power supply voltage are directly affected. In such a case, a deviation occurs between the output DC voltage value of the diode rectifier circuit and the desired DC voltage value. The output DC voltage of the diode rectifier circuit includes a pulsating component of a voltage having a frequency that is six times the AC power supply frequency, so that it is difficult to obtain a constant DC voltage.
[0009]
The output voltage of the inverter is converted into alternating current with reference to the direct current voltage of the direct current power supply on the input side. Therefore, an error occurs between the AC voltage command of the inverter and the inverter output voltage due to the above problem. This error causes a phenomenon that the effective current value of the load of the inverter is reduced by the effective value of the error voltage. That is, the error caused by the problem (1) causes the load current effective value to decrease by a certain amount.
[0010]
Further, the error caused by the problem (2) is accompanied by a phenomenon in which the effective load current value vibrates at a frequency six times the AC power supply frequency. For example, when the motor is driven by an inverter, this phenomenon appears as a decrease in the motor output due to a decrease in the generated torque and a pulsation phenomenon of the generated torque, which leads to the motor not being able to exhibit the desired performance.
[0011]
As described above, the conventional technique has a problem that the output voltage of the inverter corresponding to the AC voltage command value of the inverter cannot be obtained (also referred to as being not equivalent). That is, the relationship of the inverter output voltage corresponding to the AC voltage command value is lost. In other words, it is also a problem of inverter performance degradation.
[0012]
The three-level inverter has an advantage that the distortion of the load current is reduced because the line voltage becomes a voltage waveform of five levels and a voltage waveform closer to a sine wave can be generated. However, in terms of cost, there is a problem compared to a method that can be configured with a small number of parts (for example, the number of power switching elements is halved in the case of a three- or two-level inverter method) as in the three-level method or the two-level method. There are some inverters (2 level system may be sufficient depending on the application. Therefore, in order to apply the inverter with the optimum cost according to the application, the above problem must be solved also in the 2 level system. .
[0013]
An object of the present invention is a two-level, three-level system capable of maintaining the relationship between the inverter AC voltage command and the inverter output voltage even when the output DC voltage of the diode rectifier circuit is different from a desired voltage value. An object of the present invention is to provide a control method and apparatus for a power converter.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides an AC power supply, a rectification conversion unit that converts an AC voltage of the AC power supply into a DC voltage, and the AC voltage according to an AC voltage command having an arbitrary amplitude and frequency. And a pulse width modulation type regenerative converter connected in parallel to the rectifying conversion unit to regenerate power to the AC power source when the inverter is in regenerative operation. In the control method of the power converter, the DC voltage on the input side of the inverter is detected and compared with a preset DC voltage command value, The output voltage effective value of the inverter is equal to the effective value of the AC voltage command regardless of the DC voltage value of the input example. According to the comparison result Said AC voltage command Effective value of And the corrected command signal is supplied to the inverter.
[0015]
In the power converter, a voltage detection means for detecting a DC voltage on the input side of the inverter, a DC voltage setting means for setting a DC voltage of the rectification conversion unit, a voltage detected by the voltage detection means, and the DC A calculation means for obtaining a ratio to the set voltage by the voltage setting means; The output voltage effective value of the inverter is equal to the effective value of the AC voltage command regardless of the DC voltage value of the input example. According to the calculation result of the calculation means Said AC voltage command Effective value of Correction means for correcting the voltage command signal corrected by the correction means. Note It is characterized by giving to the converter. Further, the correction means for correcting the AC voltage command signal is characterized by comprising a multiplier.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0017]
First, in order to clarify the problems of the inverter device to which the present invention is applied, the basics will be described with reference to FIG.
[0018]
The AC power source 1 is connected to a voltage changing transformer 2 and a diode rectifier circuit 4 via a connection circuit 3. The voltage changing transformer 2 is connected to a regeneration converter (CONV) 5. At this time, the output voltage of the AC power supply 1 is set so that the output DC voltage of the diode rectifier circuit 4 becomes Er (= desired DC voltage value), and the tap setting of the voltage changing transformer 2 is Is set to an appropriate value according to the output voltage of the converter 5.
[0019]
The diode rectifier circuit 4 and the DC side (smoothing capacitor 10) of the regenerative converter 5 are connected to the positive bus P and the negative bus N, respectively, and are connected in parallel via the diode 9. A parallel circuit of the diode rectifier circuit 4 and the regenerative converter 5 is connected to the smoothing capacitor 11 and serves as a DC power source for the inverter (INV) 6. At this time, the voltage value of the smoothing capacitor 11 is E. The output of the inverter 6 serves as a motor drive power source connected to the AC motor 7.
[0020]
The control relationship of the regenerative converter 5 will be described. The adder 2a obtains a deviation between the output of the DC voltage command setter 1a that determines the output voltage of the regenerative converter 5 and the output of the voltage detector 8a. At this time, the DC voltage command setter 1a is set to a desired DC voltage Er.
[0021]
The voltage control calculator (AVR_C) 3a outputs a current command signal for the current control calculator (ACR_C) 5a based on the output of the adder 2a. The adder 4a obtains a deviation between the output of the voltage control arithmetic unit (AVR_C) 3a and the output of the current detector 7a. The current control arithmetic unit (ACR_C) 5a outputs an AC voltage command signal to the pulse width modulation circuit (PWM_C) 6a based on the output of the adder 4a. The pulse width modulation circuit (PWM_C) 6a controls the regenerative converter 5 based on the AC voltage command from the current control calculator (ACR_C) 5a.
[0022]
Control of the inverter 6 will be described. The adder 2b obtains a deviation between the output of the speed command setter 1b and the speed (speed feedback) detected by the speed detector 8. The speed control calculator (ASR_I) 3b outputs a current command signal to the current control calculator (ACR_I) 5b based on the output of the adder 2b. The adder 4b obtains a deviation between the output of the speed control calculator (ASR_I) 3b and the output of the current detector 7b. The current control arithmetic unit (ACR_I) 5b outputs an AC voltage command signal to the pulse width modulation circuit (PWM_I) 6b based on the output of the adder 4b. The pulse width modulation circuit (PWM_I) 6b controls the inverter 6 based on the AC voltage command from the current control arithmetic unit (ACR_I) 5b.
[0023]
The pulse width modulation circuit will be described with reference to FIG. FIG. 9 shows a part of the pulse width modulation circuit 6b of the inverter 6 of FIG. 8 and its peripheral circuits. Since the U phase, the V phase, and the W phase have the same configuration, only the U phase will be described below.
[0024]
The diodes DFPu and DFNu are flywheel diodes for securing a current path during the regenerative operation (the pulse width modulation circuit 6a of the regenerative converter 5 and its peripheral circuit are also composed of similar circuits, so the explanation is (Omitted).
[0025]
The AC voltage command Vu * is input to the comparator Cmp1. The carrier wave generator G1 generates a triangular wave having an upper peak +1 and a lower peak −1, which becomes a carrier wave Cr1 via a multiplication circuit M1 that multiplies Er / 2 and is input to the comparator Cmp1. The comparator Cmp1 compares the magnitude relationship between the amplitude of the AC voltage command Vu * and the carrier wave Cr1, and outputs a binary signal of 1, 0 according to the comparison result. The output signal of the comparator Cmp1 is input to the gate amplifier GA2u via the gate amplifier GA1u and the NOT circuit Not1. The gate amplifiers GA1u and GA2u output switching pulse signals for driving the switching elements QPu and QNu based on the following conditions.
On-pulse if gate amplifier input signal = 1
Off pulse if gate amplifier input signal = 0
FIG. 10 shows the relationship between the carrier wave Cr1, the AC voltage command Vu *, the gate amplifier output signals G1u and G2u (switching elements QPu and QNu switching pulses) and the inverter output voltage. FIG. 10A shows the carrier wave Cr1 and the AC voltage command signal Vu *. The output signals G1u and G2u of the comparator Comp1 are signals as shown in FIG. FIG. 10C shows an output signal (for U phase) of the inverter 6.
[0026]
At this time, the inverter output voltage effective value V (INV) ₀ Is represented by equation (1).

In the above equation, when the voltage value E of the smoothing capacitor 11 is equal to Er (= the set value of the DC voltage command setting device 1a), the equation (1) is expressed as the following equation (2).
V (INV) ₀ = (1 / √2) x (AC voltage command maximum instantaneous value) ... (2)
That is, the inverter output voltage effective value becomes equal to the effective value of the AC voltage command, and an output signal corresponding to the command signal is obtained. Equations (1) and (2) express the equivalence between the so-called two-level inverter output voltage and the voltage command, and the condition is that the voltage value of the smoothing capacitor 11 is equal to the desired DC voltage value Er. , Indicates that is necessary.
[0027]
A circuit operation when the AC motor 7 performs the electric / regenerative operation will be briefly described with reference to FIG. When the AC motor 7 is electrically operated, power is supplied via the AC power source 1 → the connection circuit 3 → the diode rectifier circuit 4 → the smoothing capacitor 11 → the inverter 6. In this state, regenerative converter 5 is not involved in power supply to the electric motor because its DC side circuit is blocked by the reverse blocking characteristic of diode 9. At this time, since the smoothing capacitor 10 has no voltage fluctuation, the deviation of the output of the adder 2a becomes zero, and the output of the voltage control arithmetic unit (AVR_C) 3a becomes zero. Therefore, the current command signal for the current control arithmetic unit (ACR_C) 5a is zero, and the regenerative converter 5 is controlled so that the power source current from the AC power source 1 is zero. In this case, the loss of the regenerative converter is approximately zero.
[0028]
When the AC motor 7 performs a regenerative operation, the voltage of the smoothing capacitor 11 rises and exceeds Er due to the regenerative power. Then, since the diode 9 becomes conductive, the voltage of the smoothing capacitor 10 rises similarly, and the deviation between the output of the DC voltage command setter 1a and the output of the voltage detector 8a becomes a negative value. Therefore, the output of the voltage control arithmetic unit (AVR_C) 3a is also a negative value, and the current command signal for the current control arithmetic unit (ACR_C) 5a is a negative value. Therefore, the regenerative converter 5 is controlled so as to flow current to the AC power source 1, and the regenerative power of the AC motor 7 is obtained from the inverter 6 → the smoothing capacitor 11 → the smoothing capacitor 10 → the regenerative converter 5 → the voltage changing transformer 2. It is regenerated to AC power supply 1 via.
[0029]
Problems that occur when a DC voltage is obtained from the diode rectifier circuit 4 will be described with reference to FIG. When the AC motor 7 is electrically operated, as described above, the diode rectifier circuit 4 charges the smoothing capacitor 11 to become the DC power source of the inverter 6, and the charging current is AC power source 1 → connection circuit 3 → diode. Since the signal passes through the rectifier circuit 4, the input AC voltage to the diode rectifier circuit 4 decreases due to a voltage drop due to the wiring impedance L (inductance included in the AC power supply 1) existing in the connection circuit 3. As a result, the output DC voltage of the diode rectifier circuit 4 varies depending on the magnitude of the current, and thus does not become a desired DC voltage. As a result, a deviation occurs between the voltage (E) of the smoothing capacitor 11 and a desired DC voltage value (Er).
[0030]
Consider a case where the inverter 6 is driven by an AC voltage command having a constant amplitude under such circumstances. Inverter output voltage effective value V (INV) at that time ₀ Is represented by the following equation (3).
V (INV) ₀ = ((E / 2) / √2) × (constant value) (3)
E: Charging voltage of the smoothing capacitor 11
Here, (constant value) = (AC voltage command maximum instantaneous value / (DC voltage command setting device 1a setting value / 2)), where the inverter output voltage effective value is the voltage E of the smoothing capacitor 11 and Since it is a proportional function, it can be seen that the effective value of the inverter output voltage decreases due to the voltage drop of the smoothing capacitor 11.
[0031]
As described in (2), in order to maintain the equivalence between the inverter output voltage and the voltage command (that the inverter output voltage corresponding to the voltage command can be obtained), the smoothing capacitor 11 has a desired DC voltage value Er ( = DC voltage command setter 1a setting value).
[0032]
In order to solve this problem, the following solutions can be considered.
(1) Obtain a DC power supply using only a pulse width modulation converter.
(2) Wiring inductance from AC power supply 1 to diode rectifier circuit 4
lose.
[0033]
However, since (1) increases the switching loss of the element, the power conversion efficiency is deteriorated. For example, even when the motor is not loaded and the operation is performed such that the ratio of the electric operation time to the regenerative operation time is 1: 1, the switching loss is a parallel configuration circuit of the diode rectifier circuit and the pulse width modulation system converter. About twice as much as using. In (2), since the AC power supply 1 normally uses a transformer, it is impossible to eliminate the inductance.
[0034]
Therefore, in the present invention, the correspondence between the inverter output voltage and the voltage command can be maintained while maintaining the configuration in which the DC voltage is obtained by the parallel configuration of the diode rectifier circuit and the pulse width modulation converter (the output voltage according to the voltage command is maintained). We propose a control method and apparatus that are equivalent here).
[0035]
FIG. 1A shows a first embodiment in which the present invention is applied to the pulse width modulation circuit shown in FIG. 9 differs from FIG. 9 in that the voltage detector 3c for detecting the voltage of the smoothing capacitor 11, the divider 1C for calculating the ratio of the output signal of the voltage detector 3c and the DC voltage command setter 1a, and the divider 1c. And an AC voltage command correction circuit 12 composed of a multiplier 2c that multiplies the output of AC and the AC voltage command (output of the current control arithmetic unit (ACR_I) 5b). Hereinafter, these operations will be described.
[0036]
The voltage detector 3c is a DC voltage detector obtained from the diode rectifier circuit 4 connected to the preceding stage. The detector detects the voltage of the smoothing capacitor 11 serving as a DC power source for the inverter 6. Detected voltage value E _det The ratio R with the output Er of the DC voltage command setter 1a is calculated by the divider 1c.
[0037]
That is, the divider 1c performs the following calculation and outputs the value of the expression (4).

The output signal R of the divider 1c is multiplied by the AC voltage command signal (Vu *, Vv *, Vw *) by the multiplier 2c.
[0038]
That is, the multiplier 2c outputs the value of the following equation (5).
Multiplier 2c output value = R × AC voltage command value (5)
That is, the output signal of the multiplier 2c is input to the pulse width modulator (PWM_I) 6b as a corrected AC voltage command value (Vu * U for the U phase), and the inverter 6 is controlled based on the command.
[0039]
Output voltage effective value V (INV) of inverter 6 at this time ₀ Is expressed by the following equation (6) from the equations (1) and (5), where E is the voltage of the smoothing capacitor 11.

In the equation (6), the detected voltage value E of the voltage detector 3c. _det Is the voltage value E of the smoothing capacitor 11 (E _det = E), so the inverter output voltage effective value V (INV) ₀ Can be transformed as shown in equation (7).
[0040]

Equation (7) shows that the inverter output voltage effective value becomes equal to the effective value of the AC voltage command regardless of the voltage value of the smoothing capacitor 11, and when the voltage value of the smoothing capacitor 11 described above is shifted. However, it means that the equivalence between the inverter output voltage and the voltage command is maintained.
[0041]
FIG. 2 is a circuit in which a DC power source composed of a parallel circuit of a diode rectifier circuit and a pulse width modulation system converter is applied to a three-level inverter. The difference from FIG. 8 is that the DC bus is a positive bus P, a negative bus N, a neutral point C, a three-level regenerative converter 13 and an inverter 14, and a smoothing capacitor between P and C. The smoothing capacitors 10a and 11a connected to each other, the smoothing capacitors 10b and 11b connected between C-N, the pulse width modulation circuit becomes the three-level pulse width modulation circuits 6c and 6d, and the AC motor For example, the diodes 9a and 9b connected to the positive bus P and the negative bus N are used as diodes for switching a circuit that functions as a DC power source when the electric motor 7 performs electric / regenerative operation.
[0042]
At this time, the smoothing capacitor 11a is charged to the voltage value Ep, and the smoothing capacitor 11b is charged to the voltage value En. The same operation as in FIG. 8 is omitted in terms of circuit operation and control, and a three-level pulse width modulation circuit will be described below.
[0043]
FIG. 3 shows the pulse width modulation circuit 6d and its peripheral circuits extracted from the inverter 14 of FIG. Since the U phase, the V phase, and the W phase have the same configuration, only the U phase will be described below.
[0044]
The diodes DFPu, DFPCu, DFNCu, and DFNu are flywheel diodes for securing a current path during the regenerative operation. Further, the diodes DCPu and DCNu are clamp diodes for securing a current path when the inverter output voltage is 0 (since the pulse width modulation circuit 6c of the regenerative converter 13 and its peripheral circuit are configured in the same manner, (Description is omitted).
[0045]
The AC voltage command Vu * from 5b is input to the comparators Cmp1 and Cmp2. Carrier wave generators G31 and G32 generate triangular waves having an upper peak +1, a lower peak 0, an upper peak 0, and a lower peak -1, respectively, which are transmitted through multiplication circuits M1 and M2 that multiply Er / 2. Cr31 and Cr32. Carrier waves Cr31 and Cr32 are input to comparators Cmp1 and Cmp2, respectively. The comparator Cmp1 compares the amplitude relationship between the AC voltage command Vu * and the carrier wave Cr31, and outputs a binary signal of 1, 0 according to the comparison result. The comparator Cmp2 also compares the amplitude relationship between the AC voltage command Vu * and the carrier wave Cr32, and outputs a binary signal of 1, 0 according to the comparison result.
[0046]
The output signal of the comparator Cmp1 is input to the gate amplifier GA2u via the gate amplifier GA1u and the NOT circuit Not1. The output signal of the comparator Cmp2 is input to the gate amplifier GA4u via the gate amplifier GA3u and the NOT circuit Not2. The gate amplifiers GA1u, GA2u, GA3u, GA4u output switching pulse signals G1u, G2u, G3u, G4u that drive the switching elements QPu, QPCu, QNCu, QNu based on the following conditions.
[0047]
On-pulse if gate amplifier input signal = 1
Off pulse if gate amplifier input signal = 0
FIG. 4 shows the relationship between the carrier waves Cr31, Cr32, the AC voltage command Vu *, the gate amplifier output signals G1u, G2u, G3u, G4u (switching elements QPu, QNCu, QPCu, QNu switching pulses) and the inverter output voltage.
[0048]
4A shows carrier waves Cr31 and Cr32 and Vu * for the U phase of the AC voltage command value. 4B shows the switching pulse signals G1u, G2u, G3u, and G4u, and FIG. 4C shows the output voltage of the inverter for the U phase.
[0049]
At this time, the inverter output voltage effective value is expressed by the following equation (8).

(However, since the voltage command is a sine wave, the positive voltage command maximum instantaneous value and the negative voltage command maximum instantaneous value are the same value.)
In the above equation, when the voltage values Ep and En of the smoothing

capacitors

11a and 11b are equal to Er / 2 (= DC voltage command setter 1a set value / 2), the equations (8) and (9) are expressed by the following equation (8a ) And (9a).

(However, since the voltage command is a sine wave, the positive voltage command maximum instantaneous value and the negative voltage command maximum instantaneous value are the same value.)
The above equations (8a) and (9a) represent the equivalence between the three-level inverter output voltage and the AC voltage command. As a condition, the voltage values of both the smoothing

capacitors

11a and 11b are desired voltage values. It shows that it is necessary to be Er / 2. This means the same contents as the equivalence of the two-level method described in the equations (1) and (2).
[0050]
In the configuration of FIG. 2, in addition to the problem of obtaining a DC voltage from the diode rectifier circuit 4 described above, the potential of the neutral point C is not fixed because the diode rectifier circuit 4 is not connected to the neutral point C. There is also a problem that the voltages of the smoothing

capacitors

11a and 11b are unbalanced (the diode rectifier circuit does not become half of the output DC voltage). In this case, the equivalence between the inverter output voltage and the AC voltage command is maintained. become unable. Further, in the configuration of FIG. 3, there are two carrier generation circuits in the three-level pulse width modulation circuit, so that there is a problem that the pulse width modulation circuit is complicated compared to the two-level method.
[0051]
FIG. 5 shows a second embodiment in which the present invention is applied to the pulse width modulation circuit shown in FIG. The difference from FIG. 3 is that the output of the DC voltage command 1a (Er) is multiplied by 1/2, the voltage detector 3c for detecting the voltage of the smoothing capacitor 11a, and the output signal Ep of the voltage detector 3c. And a multiplier 2d for multiplying the output of the divider 1d by the AC voltage command (output of the current control arithmetic unit (ACR_I) 5b). .
[0052]
The voltage detector 3d for detecting the voltage En of the smoothing capacitor 11b, the divider 1e for calculating the ratio Rn between the output signal of the voltage detector 3d and the output of the multiplier circuit M3, the output of the divider 1e and the AC voltage This is because an AC voltage command correction circuit 15 composed of a multiplier 2e for multiplying a command (output of the current control arithmetic unit (ACR_I) 5b) is added. Another difference is that a bias circuit B1 composed of an adder 2f that adds a DC bias Er / 2 to the output of the multiplier 2e is added, and that the carrier wave generator is only the carrier wave generator G31.
[0053]
Next, the voltage command correction circuit 15 will be described with reference to FIG. Since the U phase, the V phase, and the W phase have the same configuration, only the U phase will be described below. The voltage detectors 3c and 3d detect the voltages Ep and En of the smoothing

capacitors

11a and 11b serving as a DC power source for the inverter 14. Each detected voltage value is calculated by the dividers 1d and 1e in a ratio with the output of the multiplication circuit M3 (1/2 of the set value Er of the voltage command setter 1a, ie, (Er / 2)).
[0054]
The dividers 1d and 1e output the values Rp and Rn of the expressions (10) and (11).
The output Rp of the divider 1d is
Rp = (Er / 2) / Ep (10)
The output Rn of the divider 1e is
Rn = (Er / 2) / En (11)
It can be expressed as
[0055]
Then, the multipliers 2d and 2e multiply the AC voltage command Vu * and the output signals (Rp and Rn) of the dividers 1d and 1e. That is, the multipliers 2d and 2e output the values of the expressions (12) and (13).

The output signal of the multiplier 2d is input to the comparator Cmp1 as the corrected AC voltage command Vu * P, and the magnitude relationship between the carrier wave Cr31 and the amplitude is compared.
[0056]
At this time, since the carrier wave Cr31 has an upper peak + Er / 2 and a lower peak 0, the comparator Cmp1 outputs a binary signal of 1, 0 because the corrected AC voltage command Vu * P has a positive value. It becomes only a section. The output of the comparator Cmp1 is input to the GA2u via the gate amplifier GA1u and the NOT circuit Not1. The gate amplifiers GA1u and GA2u output switching pulse signals that drive the switching elements QPu and QNCu.
[0057]
Next, operations of the bias circuit B1 and the comparator Cmp2 will be described. The output of the multiplier 2e becomes a corrected AC voltage command Vu * N. The AC voltage command Vu * N is added with a DC bias of Er / 2 by the adder 2f. The output of the adder 2f is input to the comparator Cmp2, and the carrier wave Cr31 is compared with the magnitude relation of the amplitude.
[0058]
At this time, since the output of the adder 2f is a signal in which the corrected AC voltage command Vu * N is DC biased by + Er / 2, the comparator Cmp2 outputs a binary signal of 1, 0. Only the section where the command Vu * N takes a negative value is obtained. The output signal of the comparator Cmp2 is input to the gate amplifier GA4u via the gate amplifier GA3u and the NOT circuit Not2. The gate amplifiers GA3u and GA4u output switching pulse signals that drive the switching elements QPCu and QNu.
[0059]
Carrier voltage Cr31, AC voltage command Vu * P, + Er / 2 biased AC voltage command Vu * N (= adder 2f output), gate amplifier output signals G1u, G2u, G3u, G4u (switching elements QPu, QNCu, QPCu, The relationship between the QNu switching pulse) and the inverter output voltage is shown in FIG. 6A shows a carrier voltage Cr31, an AC voltage command (Vu * P) and an AC voltage command signal (Vu * N) biased by (+ Er / 2), and FIG. 6B shows a switching pulse signal. FIG. 6C shows the output signal output of the inverter (for U phase).
[0060]
The output voltage effective value of the inverter 14 at this time is the output voltage effective value V (INV) from the expressions (8), (9) and (12), (13). ₀ Can be expressed by equations (14) and (15).
From equation (8), (Er / 2) = ((Vu * P) × Ep) / (Vu *)
From equation (9), (Er / 2) = ((Vu * N) × En) / (Vu *)
Substituting this into the equations (12) and (13) and assuming En = Ep = (Er / 2), Vu * = Vu * P or Vu * = Vu * N.
V (INV) ₀ = (1 / √2) × (Positive voltage command maximum instantaneous value) …… (14) V (INV) ₀ = (1 / √2) × (negative voltage command maximum instantaneous value) (15) Equations (14) and (15) are obtained as described above.
(However, since the voltage command is a sine wave, the positive voltage command maximum instantaneous value and the negative voltage command maximum instantaneous value are the same value).
[0061]
Expressions (14) and (15) indicate that the inverter output voltage effective value is equal to the effective value of the AC voltage command regardless of the voltage value of the smoothing

capacitors

11a and 11b, and the voltage of the smoothing

capacitors

11a and 11b described above. This means that the equivalence between the inverter output voltage and the voltage command is maintained even when the voltage drops or is unbalanced.
[0062]
FIG. 7 is a circuit showing a second embodiment applied to a direct current power source composed of a parallel circuit of a diode rectifier circuit and a pulse width modulation system converter in a three-level inverter. The difference from FIG. 2 is that, instead of the diode rectifier circuit 4, a two-stage diode rectifier circuit 16 connected between the positive bus P and the neutral point C and between the neutral point C and the negative bus N is used. The connection circuit to the two-stage diode rectifier circuit 16 becomes the connection circuit 3x, 3y, and the AC power supply 1 by the short circuit via the AC power source 1 → the connection circuit 3x → the diode rectifier circuit 16 → the connection circuit 3y. The purpose is to add insulating transformers 3xT and 3yT for the purpose of preventing a short circuit between phases. However, the output voltage of the AC power supply 1 is set so that each output DC voltage of the two-stage diode rectifier circuit 16 becomes Er / 2.
[0063]
The problems caused by this method are the same as those obtained when the DC voltage is obtained from the diode rectifier circuit 4 described above, and the wiring impedances Lx and Ly of the connection circuits 3x and 3y to the two-stage diode rectifier circuit 16 (inductance is reduced). The difference in the main component) (individual difference in the connection circuit) results in a difference in voltage drop between the two, and a difference in the output DC voltage of each of the two-stage diode rectifier circuits. This causes the voltages of the smoothing

capacitors

11a and 11b to be unbalanced and causes the inverter output voltage and the voltage command to be not equivalent.
[0064]
However, this can be solved by applying the present invention shown in FIG. 5 to the second embodiment (applied to the pulse width modulation circuit 6d). The configuration of the entire circuit, the control relationship, and the voltage command correction method are the same as those described in FIGS. 2 and 5, but the correction circuit 15 and the bias circuit B1 in FIG. As a result, even in a so-called three-level inverter, fluctuations in the output voltage of the inverter due to fluctuations in DC voltage can be corrected.
[0065]
In FIG. 1, the DC voltage command values Er and E _det The AC voltage command value is corrected by calculating the ratio to the above, but a method of calculating and correcting the difference may be used. For example, as shown in FIG. 1B, a method of correcting the AC voltage by converting the difference value into a correction coefficient may be used. 1B includes a subtracter D and a coefficient unit M, and if the value of k is variably set by calculation separately, correction can be performed as in the case of FIG. Similarly, 1d or 1e in FIG. 5 can be realized by using a subtracter, and a similar result can be obtained.
[0066]
In addition, when implemented, the voltage command correction circuit can be built on the software of the inverter control device, so there is virtually no problem with the cost increase only for the voltage detector (a slight increase in the overall cost of the inverter device). A point solution is possible. In addition, since the present invention requires only one carrier wave generator, it can be applied to any two-level or three-level inverter by adding more comparators according to the number of elements to be driven. The same effect can be obtained.
[0067]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the correspondence relationship between the AC voltage command of the inverter and the inverter output voltage is maintained, and the performance of the inverter can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram illustrating a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram example of a three-level inverter.
FIG. 3 is a circuit diagram for explaining a three-level pulse width modulation circuit;
FIG. 4 is a diagram for explaining three-level pulse width modulation.
FIG. 5 is a circuit diagram for explaining a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram for explaining pulse width modulation in the second embodiment of the present invention;
FIG. 7 is a circuit diagram in the case of a three-level inverter.
FIG. 8 is a circuit diagram for explaining a problem of a conventional technique.
FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a conventional two-level pulse width modulation circuit.
FIG. 10 is a diagram for explaining two-level pulse width modulation.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1; AC power supply, 2; Voltage change transformer, 3, 3x, 3y; Connection circuit, 3xT, 3yT; Isolation transformer, 4, 16; Diode rectifier circuit, 5, 13; Regenerative converter, 6, 14; 7; AC motor, 8; Speed detector, 9, 9a, 9b; Diode, 10, 10a, 10b, 11, 11a, 11b; Smoothing capacitor, 7a, 7b; Current detector, 8a, 3c, 3d; Voltage detection 1a; DC voltage command setter 1b; Speed command setter 3a; Voltage control calculator 3b; Speed control calculator 5a, 5b; Current control calculator 6a, 6b; Pulse width modulation circuit 2a 2b, 4a, 4b; Adder, L, Lx, Ly; Wiring impedance, P: Positive DC bus, C: Neutral point, N: Negative DC bus, QPu, QPCu, QNCu, QNu; U phase Switching element, QPv, QPCv, QNCv, QNv; V-phase switching element, QPw, QPCw, QNCw, QNw; W-phase switching element, DFPu, DFPCu, DFNCu, DFNu; U-phase flywheel diode, DFPv, DFPCv, DFNCv, DFNv; V-phase flywheel diode, DFPw, DFPCw, DFNCw, DFNw; W-phase flywheel diode, DCPu, DCNu; U-phase clamp diode, DCPv, DCNv; V-phase clamp diode, DCPw, DCNw; W phase clamp diode, Vu *; U phase AC voltage command, Vv *; V phase AC voltage command, Vw *; W phase AC voltage command, G1, G31, G32; Carrier wave generator, M1-3; Multiplier circuit, Cr1, Cr31, Cr 2; carrier wave, Cmp1-2; comparator, GA1u to GA4u; U-phase gate amplifier, G1u to G4u; U-phase switching pulse, Vu * P, Vu * N; corrected U-phase AC voltage command, Vv * P, Vv * N; corrected V-phase AC voltage command, Vw * P, Vw * N; corrected W-phase AC voltage command, Not 1-2; NOT circuit, 1c, 1d, 1e; divider, 2c, 2d, 2e; multipliers 12, 15; AC voltage command correction circuit, 2f is an adder, B1; bias circuit, E, Ep, En; DC voltage value, Er: desired DC voltage value.

Claims

AC power source, a rectification conversion unit that converts an AC voltage of the AC power source into a DC voltage, a pulse width modulation type inverter that converts the DC voltage into an AC voltage according to an AC voltage command of an arbitrary amplitude and frequency, and In a control method of a power converter composed of a pulse width modulation type regenerative converter connected in parallel to the rectifying converter for regenerating electric power to the AC power source when the inverter is in regenerative operation, The DC voltage on the input side is detected and compared with a preset DC voltage command value so that the inverter output voltage effective value is equal to the AC voltage command effective value regardless of the DC voltage value of the input example. on the comparison result by correcting the effective value of the AC voltage command, a corrected command signal for a power converter, characterized in that applied to the inverter Your way.

2. The voltage ratio between the set DC voltage and a DC voltage detected on the input side of the inverter is calculated according to claim 1, and the AC voltage command signal to the inverter is corrected using the voltage ratio. A method for controlling a power converter.

3. The method of controlling a power converter according to claim 2, wherein the AC voltage command signal is corrected by multiplying the AC voltage command signal to the inverter by the voltage ratio.

AC power supply, a rectification conversion unit that converts an AC voltage of the AC power supply into a DC voltage, a connection circuit that connects the AC power supply and the conversion unit for rectification, and an AC voltage command with an arbitrary amplitude and frequency for the DC voltage And a pulse width modulation type inverter that is connected in parallel to the converter for rectification in order to regenerate power to the AC power source when the inverter is in a regenerative operation. In a control device for a power converter composed of a converter, voltage detection means for detecting a DC voltage on the input side of the inverter, DC voltage setting means for setting a DC voltage of the rectification conversion unit, and the voltage detection means calculating means for determining the ratio between the set voltage by the detection voltage and the DC voltage setting means, about the output voltage effective value of the inverter to a value of the DC voltage of the input example Without to be equal to the effective value of the AC voltage command, and a correcting means for correcting the effective value of the AC voltage command by the operation result of said arithmetic means, said inverter voltage command signal corrected by said correction means The control apparatus of the power converter characterized by giving to.

5. The control device for a power converter according to claim 4, wherein the correcting means for correcting the AC voltage command signal comprises a multiplier.