JP3607960B2 - Motor control device and control method - Google Patents

Description

【数２】

【数３】

クランク角センサ１５からの入力情報を基に得られるモータ回転角速度ωｍと上記の滑り角速度ωｓから次式（４）により一次巻線の電圧、電流の回転角速度ωが求められ、座標変換器２１、２３に入力される。
【０００９】
【数４】

座標変換器２１では、上記角速度ωを用いて、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが３相／２相変換及びｄｑ座標変換により励磁電流Ｉｄとトルク電流Ｉｑに変換される。そして上記指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊と電流値Ｉｄ、Ｉｑの差がＰＩ制御部２５、２７に入力され、ＰＩ制御部２５、２７において電流値−指令値が等しくなるようにＰＩ制御がかけられて電圧指令Ｖｄ、Ｖｑが出力される。電圧指令Ｖｄ、Ｖｑは座標変換器２３によりｄｑ変換され、さらに所定波形のキャリアと比較することによりパルス幅変調されたスイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗとなってインバータ７へと出力される。
【００１０】
インバータ７は所定個数のスイッチング素子を有しており、これらのスイッチング素子はスイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗに応じてスイッチングする。ここに、スイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗは、上述のように磁束指令値Φ２＊及びトルク指令値Ｔ＊に応じて生成されている。従って、このようなスイッチング信号に応じてインバータ７がスイッチング動作を行うことにより、バッテリ９からインバータ７に供給される直流電力が上記指令値Φ２＊、Ｔ＊に応じた交流電流に変換されてモータゼネレータ３に供給される。以上に説明した電流制御の結果、モータゼネレータ３の出力トルクは、車両制御コントローラ１１にて決定された要求トルクに相当する値となる。
【００１１】
以上に説明したベクトル制御は、例えば軽負荷運転時に励磁電流を減少させて高効率運転を容易に行うことができるなど、制御性が高い制御方法として従来より広く用いられている。
【００１２】
図６のシステムにおいてさらに注目すべきことは、このシステムがエンジン１に取り付けられたクランク角センサ１５から入力されたエンジン回転数の情報を基にモータ回転数の情報を求めるように構成され、すなわちクランク角センサ１５をモータ回転数を検出する回転数センサに兼用して用いていることである。このような構成により、回転数センサに要するコストが削減されている。また、図６のシステムに用いられているＭＰＵタイプに代表されるクランク角センサは、従来ベクトル制御のためにモータ専用に設けられる１回転当たり数百パルス程度の回転数センサと比較して安価であり、この点からもコストが低減されている。
【００１３】
なお、上記のクランク角センサをモータ回転数センサとして用いるベクトル制御技術としては、例えば特開平７−１２３５１８の図１、特開平７−２７４３０６の図１に記載された構成によるものがある。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
図６のフライホイールＭ／Ｇシステムにおいて、システムが運転状態にある時は、クランク角センサ１５からの入力情報を基にモータ回転数を検出することにより、このモータ回転数を用いてモータゼネレータ３を良好にベクトル制御することができる。しかし、システム始動時のモータ回転数が低い領域では、下記に説明するようにベクトル制御が困難となる場合がある。
【００１５】
一般にクランク角センサ１５は、エンジン１のクランキング回転数に含まれる低回転域のエンジン回転数を正確に検出するように構成されていない。例えばＭＰＵタイプセンサの場合、エンジン回転数が毎分数十回転程度の低回転状態では、センサ出力が小さくなりエンジン回転数を検出不能である。従ってクランク角センサ１５にて検出不能なエンジン回転数域に対応するモータ回転数域では、正確なモータ回転数が得られず、モータゼネレータ３をベクトル制御することが困難である。
【００１６】
上記のように図６のシステムでは、低回転域のモータ制御が困難なため、モータゼネレータ３によりエンジン１をクランキングすることが困難である。すなわちフライホイールＭ／Ｇシステムでは、モータゼネレータによりクランキングを行うように構成することにより、スタータモータを必要とせずにエンジン始動を行うことができるのであるが、図６のシステムではこのように構成することが困難である。
【００１７】
なお、図６のシステムにおいて、モータゼネレータ３によるエンジン１のクランキングを可能とすべく、クランク角センサ１５を極低回転域より検出可能なホール素子や光学式タイプのセンサとすることも考えられる。しかし、このようなセンサは、上記ＭＰＵタイプのセンサ等と比較して高価であり、コストを増加させてしまう。
【００１８】
以上に説明した問題は、図６のシステムに限られた問題ではなく、コスト削減や設計上の都合等から検出可能な回転数に制限のある回転数センサを用いて回転センサ制御を行う場合に共通する問題である。また上記問題は、システム始動時に限られる問題ではなく、運転中において回転数センサにて検出不能な低回転でのモータ駆動を行う場合にも共通する問題である。
【００１９】
従って以上に説明した問題は、回転センサ制御を行うモータ制御技術における下記の問題に帰結する。モータを極低回転から回転センサ制御しようとすれば回転数センサに要するコストが高くなる。逆に、低回転域では回転センサ制御しないこととすれば、回転数センサが検出すべき回転数域が狭まり、回転数センサに要するコストを削減し、また回転数センサに関する設計上の自由度を増すことができる。しかし、低回転域でモータを制御できないと、モータの始動や、図６のようにモータを含んだシステムの始動が困難となってしまう。
【００２０】
本発明の目的は、上記課題に対応し、回転数センサにて検出可能なモータ回転数域においては制御性の高い回転センサ制御を行うとともに、回転数センサにて検出不可能なモータ回転数域においても制御が可能なモータ制御装置及び方法を提供することにある。そして、このようなモータ制御装置及び制御方法を提供することにより、低回転域のモータ回転数を検出不能な回転センサを用いた場合にも良好なモータ制御を可能とし、回転数センサに要するコストを低減し、回転数センサに関する設計上の自由度を増すことを目的とする。
【００２１】
また本発明は、フライホイールＭ／Ｇシステムにおいてクランク角センサをベクトル制御の回転数センサに兼用した場合にも、低回転域からのモータ制御を可能として、モータゼネレータにより容易にエンジン始動時のクランキングを行うことができるモータ制御装置及び方法を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明のモータ制御装置は、モータ回転数の検出値とモータへの供給電流の電流検出値を基に、前記供給電流の回転センサ制御を行う回転センサ制御部と、前記供給電流の電圧検出値と電流検出値を基に、前記供給電流の回転センサレス制御を行う回転センサレス制御部と、前記モータ回転数が回転数センサにより検出可能な所定回転数以上の場合には前記回転センサ制御部にて制御し、前記モータ回転数が前記所定回転数よりも低い場合には前記回転センサレス制御部にて制御するように切り替える切替手段と、を備えることを特徴とする。
【００２３】
ここで、「回転センサレス制御」とは、モータ回転数の検出値を用いることなく、モータへの供給電流の電圧検出値と電流検出値を基に、モータへの供給電流を制御するものである。「回転センサレス制御」としては、後述の高速直接トルク制御の他、例えば、上記電圧検出値及び電流検出値を基に回転子の角度位置及び／または回転角速度を推定し、この推定値に基づいて制御する回転センサレス式ベクトル制御がある。
【００２４】
また、上記構成において「回転数センサにて検出可能な所定回転数」とは、回転センサ制御のためにモータ回転数を検出する回転数センサが検出可能な回転数域に設定された回転数である。この「所定回転数」は、予め決められた一定値に設定してもよく、また可変に設定してもよい。また、例えばフライホイールＭ／Ｇシステムのエンジンのアイドリング状態に対応するモータ回転数というように、ある特定状態の回転数として設定してもよい。
【００２５】
上記本発明の構成によれば、モータ回転数が回転数センサにより検出可能な所定回転数以上の場合には回転センサ制御部にてモータへの供給電流が制御され、モータ回転数が上記所定回転数よりも低い場合には回転センサレス制御部にてモータへの供給電流が制御される。従って、回転数センサが検出できない低回転域においては回転センサレス制御により制御が行われるので、低回転域から良好なモータ制御を行うことができる。
【００２６】
本発明の好適な態様では、制御対象のモータは誘導モータであり、上記回転センサ制御部はベクトル制御を行うものであり、上記回転センサレス制御部は高速直接トルク制御を行うものである。
【００２７】
ここで、「高速直接トルク制御」とは、モータへの供給電流の電圧検出値と電流検出値を基に瞬時トルクを求め、瞬時トルクとトルク指令との偏差に応じて電力変換機のスイッチング信号を直接決定し出力する制御をいう。このスイッチング信号の決定は、予めテーブル化されているスイッチング信号パターンから、トルク応答を最適化するスイッチング信号を選択することにより行うことができる。
【００２８】
上記構成によれば、前述の回転数センサにて検出可能な所定回転数以上のモータ回転数では、モータ回転数に基づいたベクトル制御により、制御性が高く高効率なモータ制御が容易に行われる。また上記所定回転数より低いモータ回転数では、高速直接トルク制御が行われる。
【００２９】
また本発明の好適な一態様では、制御対象のモータは、エンジンに連結されてハイブリッドカーシステムを構成するように設けられており、前記回転数センサは前記エンジンに取り付けられたエンジン回転数センサであり、前記エンジン回転数センサからの入力情報を基に前記モータ回転数を検出する。
【００３０】
ここでエンジン回転数センサとは、例えばクランク角センサである。上記構成は、ハイブリッドカーシステムにおいて、エンジン回転数センサをモータ回転数を検出するための回転数センサに兼用する構成である。この構成によれば、エンジン回転数センサの検出情報を基にモータ回転数が所定回転数以上であるか判断されて制御が切り替えられる。
【００３１】
さらに本発明は、エンジン始動時に、前記回転センサレス制御部にて前記モータを制御し、回転センサレス制御された状態で前記モータに前記エンジンのクランキングを行わせることを特徴とする。この態様は、本発明において回転センサレス制御部にてモータを制御する一つの局面である。本発明によれば、エンジン回転数センサをモータ回転数の回転数センサに兼用したハイブリッドカーシステムにおいて、モータにエンジンのクランキングを行わせることができる。
【００３２】
また本発明のモータ制御方法は、モータ回転数が回転数センサにて検出可能な所定回転数以上である場合には、前記モータ回転数の検出値とモータへの供給電流の電流検出値を基に前記供給電流を回転センサ制御し、前記モータ回転数が前記所定回転数よりも低い場合には、前記供給電流の電圧検出値と電流検出値を基に前記供給電流を回転センサレス制御する。
【００３３】
上記本発明のモータ制御方法の好ましい態様では、前記回転センサ制御はベクトル制御であり、前記回転センサレス制御は高速直接トルク制御である。
【００３４】
さらに本発明の好ましい態様は、上記モータ制御方法を用いて、エンジンに連結されてハイブリッドカーシステムを構成するように設けられたモータへの供給電流を制御するモータ制御方法において、前記エンジンのエンジン回転数センサにて検出したエンジン回転数を基にモータ回転数を検出し、このモータ回転数を基に前記回転センサ制御を行うものである。
【００３５】
さらにまた本発明の一態様では、エンジン始動時にモータへの供給電流を回転センサレス制御し、回転センサレス制御された状態で前記モータに前記エンジンのクランキングを行わせる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照し説明する。なお、以下の説明において、前述の図６、図７に説明した構成要素と同一符号を付した要素は、同一機能を有し説明を省略する。また、以下の説明においてはフライホイールＭ／Ｇシステムを構成するモータゼネレータをモータとして機能させる場合に関してのみ説明する。ただし、通常のフライホイールＭ／Ｇシステムの構成として、モータゼネレータは運転モードに応じて発電機としても機能することはもちろんである。
【００３７】
「本発明の実施の形態のモータ制御装置」
図１は、フライホイールＭ／Ｇシステムに適用するように構成された本実施形態のモータ制御装置の制御ブロック図である。本モータ制御装置は、モータコントローラ３１と制御切替回路３３とを有する。
【００３８】
車両制御コントローラ１１は、従来と同様に、モータに必要な出力トルクに対応するモータ電流に応じた磁束指令値Φ＊とトルク指令値Ｔ＊をモータコントローラ３１に出力する。ここで、車両制御コントローラ１１は、１次側鎖交磁束の磁束指令値Φ１＊及び２次側鎖交磁束の磁束指令値Φ２＊についてのマップを備えおり、そして、後述するように、高速直接トルク制御が行われる際は磁束指令値Φ１＊を出力し、ベクトル制御が行われる際は磁束指令値Φ２＊を出力する。
【００３９】
モータコントローラ３１には、上記磁束指令値Φ＊及びトルク指令値Ｔ＊が入力され、またクランク角センサ１５での検出情報及びモータ電流Ｉｕ〜Ｉｗが入力され、そしてさらにバッテリ９に取り付けられた電圧センサ３５にて検出されるバッテリ９の端子電圧（以下、バッテリ電圧という）ＶＢが入力される。
【００４０】
モータコントローラ３１は、前述した従来技術と同様のベクトル制御回路１３と、さらに高速直接トルク制御回路３７を備えている。ベクトル制御回路１３は、上記入力情報のうち、モータ電流Ｉｕ〜Ｉｗとクランク角センサの出力情報を入力され、これらの入力情報と磁束指令値Φ２＊及びトルク指令値Ｔ＊を基に前述の図７のベクトル制御によりインバータ７のスイッチング信号を生成する。また、高速直接トルク制御回路３７は、モータ電流Ｉｕ〜Ｉｗとバッテリ電圧ＶＢを入力され、これらの入力情報と磁束指令値Φ１＊及びトルク指令値Ｔ＊を基に、後述する高速直接トルク制御によりインバータ７のスイッチング信号を生成する。ベクトル制御回路１３及び高速直接トルク制御回路３７にて生成されたスイッチング信号は、それぞれ制御切替回路３３へ出力される。
【００４１】
制御切替回路３３は、ベクトル制御回路１３と高速直接トルク制御回路３７からそれぞれ入力されたスイッチング信号のいずれかをインバータ７へ出力するように接続を切り替える切替手段である。
【００４２】
制御切替回路３３は、車両制御コントローラ１１により制御されている。車両コントローラ１１には、ＭＰＵタイプセンサたるクランク角センサ１５にて検出可能な回転数として、エンジン１のアイドリング回転数が設定されている。そして車両制御コントローラ１１は、クランク角センサ１５からの入力情報を基に、エンジン回転数がアイドリング回転数よりも低い場合にはモータ制御切替信号“０”を、エンジン回転数がアイドリング回転数以上の場合にはモータ制御切替信号“１”を制御切替回路３３へ出力する（なお、車両制御コントローラ１１は、前述の磁束指令値Φ＊に関し、上記アイドリング回転数よりも低い場合に磁束指令値Φ１＊を、アイドリング回転数以上の場合に磁束指令値Φ２＊をモータコントローラ３１に出力する。）。
【００４３】
制御切替回路３３は、モータ制御切替信号“０”が入力されている場合、高速直接トルク制御回路３７から入力されたスイッチング信号をインバータ７へ供給するように設定する。またモータ制御切替信号“１”が入力されている場合、ベクトル制御回路１３から入力されたスイッチング信号をインバータ７へ供給するように設定する。
【００４４】
上記の制御切替回路３３の切替は、具体的には、以下に説明するようなフライホイールＭ／Ｇシステムの運転状態に対応した制御回路の切替である。エンジン回転数がアイドリング回転数よりも低い状態とは、エンジン始動（すなわちシステム始動）のためのクランキング時の状態である。また、エンジン回転数がアイドリング回転数以上の状態とは、システム始動後の通常の運転状態である。本フライホイールＭ／Ｇシステムはモータゼネレータ３によりエンジン１のクランキングを行うように構成されており、本モータ制御装置は、モータゼネレータ３をクランキング時に高速直接トルク制御回路３７にて制御し、システム始動後はベクトル制御回路１３にて制御するように構成されている。
【００４５】
「高速直接トルク制御部３７における高速直接トルク制御」
図２は、高速直接トルク制御部３７における高速直接トルク制御のブロック図である。以下、同図を用いて高速直接トルク制御部３７にて行われる制御について説明する。なお、本実施形態の高速直接トルク制御については、「瞬時すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新高速トルク制御法」（高橋・野口、電学論Ｂ、１０６巻１号、昭６１）、「ディジタルシグナルプロセッサを用いた誘導電動機の高性能トルク制御」（宮下他、電学論Ｄ、１０７巻２号、昭６２）に詳細に記載されている。
【００４６】
図２において、磁束・トルク推定器４１は、バッテリ電圧ＶＢとフィードバックされた出力用のスイッチング信号Ｓｕ〜Ｓｗを基にモータゼネレータ３への供給電流の電圧値（以下、モータ電圧という）Ｖｕ〜Ｖｗを求める（本モータ制御装置は、バッテリ電圧ＶＢの直流電流がスイッチング信号Ｓｕ〜Ｓｗに応じたスイッチングによりモータ電圧Ｖｕ〜Ｖｗの交流電流に変換されることに着目し、バッテリ電圧ＶＢとスイッチング信号Ｓｕ〜Ｓｗを基にモータ電圧Ｖｕ〜Ｖｗを求めている。従ってモータ電圧が簡単な構成により検出されている。なお、本制御装置と異なり、モータゼネレータ３への電流供給路に電圧センサを設けてモータ電圧を直接検出するように構成してもよい。）。
【００４７】
磁束・トルク推定器４１は、さらに下記式（５）（６）の３相／２相変換により、一次電圧ベクトル並びに一次電流ベクトルの各成分を得る。
【００４８】
【数５】

【数６】

そして、これらの算出値を用いて、一次鎖交磁束ベクトルの各成分を次式（７）のように求める。
【００４９】
【数７】

さらに、瞬時トルクＴを次式（８）のように求める。
【００５０】
【数８】

次に、式（７）で求めたΦｄ１及びΦｑ１より一次鎖交磁束ベクトルの絶対値｜Φ１｜を求める。以上より、磁束・トルク推定器４１にて、一次鎖交磁束ベクトルの各成分Φｄ１、Φｑ１と絶対値｜Φ１｜、瞬時トルクＴが得られる。
【００５１】
上記のうち、一次鎖交磁束ベクトルの絶対値｜Φ１｜は、コンパレータ４３に入力されて磁束指令値Φ１＊と比較される。そして、コンパレータ４３は、Φ１＊＞｜Φ｜の場合には１を、それ以外の場合には０を出力する。
【００５２】
また、磁束・トルク推定器４１にて式（８）で得られる瞬時トルクＴは、コンパレータ４５に入力されて、トルク指令値Ｔ＊と比較される。コンパレータ４５は、Ｔ＊＞Ｔの場合には１を、それ以外の場合には０を出力する。
【００５３】
また、磁束・トルク推定器４１にて式（７）で得られる一次鎖交磁束ベクトルの各成分Φｄ１、Φｑ１は、位相判別器４７に入力される。位相判別器４７は、次式（９）より、一次鎖交磁束ベクトルの方向θが、ｄｑ平面を６等分した図３に示す６領域（Ｉ〜ＶＩ）のどれに属するかを判断して出力する。
【００５４】
【数９】

コンパレータ４３、４５及び位相判別器４７の出力はパターンテーブル４９に入力される。パターンテーブル４９は、スイッチング信号Ｓｕ〜Ｓｗを決定するための図４に示すようなテーブルを有している。パターンテーブル４９では、上記各情報が入力されると、図４のテーブルを用いて入力情報に対応したスイッチング信号Ｓｕ〜Ｓｗが選択されて出力される。例えば、コンパレータ４３から“１”、コンパレータ４５から“１”、位相判別器４７から“領域Ｉ”が入力されると、図４のテーブル中の左上欄のスイッチング信号（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）＝（１，１，０）が選択されて出力される。
【００５５】
高速直接トルク制御回路３７は、以上のようにして生成したスイッチング信号Ｓｕ〜Ｓｗを制御切替回路３３に出力する。制御切替回路３３が高速直接トルク制御回路３７側に設定されているときは、上記高速直接トルク制御回路３７にて生成されたスイッチング信号がインバータ７に入力され、インバータ７のスイッチング素子はこのスイッチング信号に応じてスイッチングする。その結果、前述のベクトル制御の場合と同様に、モータゼネレータ３の出力トルクが、車両制御コントローラ１１にて決定された要求トルクに相当する値となる。
【００５６】
「本発明の実施の形態のモータ制御方法」
以下、図１のモータ制御装置を用いたモータゼネレータ３の制御方法について説明する。図５は、本モータ制御装置により行われる制御を示すタイムチャートである。同図において、上段はキースイッチから車両制御コントローラ１１に入力されるスタータ信号を、中段はエンジン回転数を、下段は車両制御コントローラ１１から制御切替回路３３に入力されるモータ制御切替信号を示している。
【００５７】
図５において初期状態は、エンジン１の始動前であってスタータ信号がオフである。この状態では、エンジン回転数は０であり、モータ制御切替信号は０である。従って切替制御回路３３は、高速直接トルク制御回路３７側に設定されている。そしてスタータ信号がオフからオンになると、本モータ制御装置は高速直接トルク制御によりモータゼネレータ３を制御し、モータゼネレータ３にエンジン１のクランキングを行わせる。
【００５８】
クランキング開始後、エンジン回転数がアイドリング回転数に達するまでは、モータ制御切替信号は０であり、モータゼネレータ３を高速直接トルク制御により制御する。エンジン回転数がアイドリング回転数に達すると、車両制御コントローラ１１が、クランク角センサ１５からの情報によりこのアイドリング回転数への到達を検出し、モータ制御切替信号を０から１とする。モータ制御切替信号の変化に応じて、切替制御回路３３がベクトル制御回路１３側に設定を切り替える。そして切替以後、本制御装置はベクトル制御によりモータゼネレータ３を制御する。
【００５９】
以上に説明した本実施形態のモータ制御装置及び方法によれば、エンジン回転数がアイドル回転数以上の場合には、モータゼネレータ３がベクトル制御される。ここで、ＭＰＵタイプのクランク角センサ１５は、毎分数十回転以上の回転数において正確にエンジン回転数を検出する。一方、アイドル回転数は毎分数百回転である。従って、クランク角センサ１５は、ベクトル制御時に十分なエンジン回転数の検出性能を有している。以上よりベクトル制御時、エンジン回転数の検出情報を基にした正確なモータ回転数に基づき良好なベクトル制御が行われる。
【００６０】
一方、クランキングの際のエンジン回転数がアイドリング回転数よりも低い時、モータゼネレータ３は高速直接トルク制御される。すなわち、クランク角センサ１５にて検出不能な毎分数十回転以下の領域を含んだ低回転域においては高速直接トルク制御が行われる。従って高速直接トルク制御とベクトル制御により、モータゼネレータ３がエンジン１とともに停止している状態からの広い回転数域においてモータゼネレータ３が制御される。
【００６１】
また高速直接トルク制御は、トルクの瞬時制御を行うのでトルク応答が早く、その早さの程度はベクトル制御の数倍である。従って低回転域で大負荷のモータ駆動が必要なクランキングを行うのに適した制御である。一方、ベクトル制御は、前述のように、軽負荷時に励磁電流を減らすなどして、高効率かつ制御性の高い運転を容易に行うことができる制御である。以上より本実施形態では、クランキングとエンジン始動後（アイドリング回転数以上）の運転状態において、それぞれの状態に適した良好なモータゼネレータ３の制御が行われる。
【００６２】
なお、本実施形態においては、アイドリング回転数にて制御回路を切り替えるように構成したが、これと異なる切替回転数に設定してもよい。例えば、アイドリング回転数の変動幅を考慮して、切替回転数をアイドリング回転数よりも低い回転数に設定してもよい。この設定により、運転中に容易にベクトル制御から高速直接トルク制御への切替が行われることが防止される。
【００６３】
また、システム始動後、一度アイドリング回転数に達してベクトル制御に切り替えられた後、制御切替回路３３の切替を抑制してもよい。この抑制により、上記と同様に運転中の高速直接トルク制御への切替が防止される。
【００６４】
さらにまた、本実施形態では、回転センサレス制御として高速直接トルク制御を行うように構成したが、その他の回転センサレス制御を用いても同様に構成することができる。本実施形態に適用可能な回転センサレス制御としては、例えばモータ回転数を用いずにモータへの供給電流を制御するセンサレス式ベクトル制御がある。このセンサレス式ベクトル制御は、回転子の角度位置及び／または回転角速度を、当該ブラシレスモータに流れる電流の検出値に基づき推定するステップと、推定した角度位置及び／または回転角速度に基づき上記電流を制御するステップとを、所定周期毎に繰り返し実行する制御である。センサレス式ベクトル制御については、「ブラシレスＤＣモータの電流制御誤差を用いたセンサレス制御の提案」（安田他、平成４年電気学会全国大会、ｐｐ．６ー５７〜６ー５８）、「誘導機のセンサレスベクトル制御」（金、電学誌、平成４年、ｐｐ．１６７〜１７５）、及び特願平６−２６６６０１「ブラシレスモータの制御方法」に具体的構成例が記載されている。
【００６５】
さらにまた、本実施形態は、フライホイールＭ／Ｇシステムへの適用例であるが、本発明の適用範囲はこれに限られるものではない。一般のモータの制御において、所定回転数よりも低いモータ回転数において回転センサレス制御を行い、また上記所定回転数以上のモータ回転数において回転センサ制御を行うようにモータ制御装置及び制御方法を構成することにより、回転数センサの検出能力に制約されずに低回転域からのモータ制御を行うことが可能となる。
【００６６】
【発明の効果】
本発明のモータ制御装置及び制御方法によれば、回転数センサにて検出可能な所定回転数以上のモータ回転数域においては回転センサ制御が行われるとともに、回転数センサにて検出不可能なモータ回転数域を含む低回転域においては回転センサレス制御が行われる。従って、上記所定回転数以上において制御性の高い回転センサ制御を行うとともに、回転数センサの検出性能の制約を受けずに低回転域からのモータ制御を行うことができる。この効果により、低回転域のモータ回転数を検出不能な回転センサを用いた場合にも良好なモータ制御が可能となり、回転数センサに要するコストを低減し、回転数センサに関する設計上の自由度を増すことができる。
【００６７】
また本発明のモータ制御装置及び制御方法をフライホイールＭ／Ｇシステムに適用し、エンジン回転数を検出するクランク角センサをモータ回転数の回転数センサに兼用するように構成した場合において、低回転域からのモータゼネレータの制御を可能として、モータゼネレータにより容易にエンジン始動時のクランキングを行うこと可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態のモータ制御装置の制御ブロック図である。
【図２】図１のモータ制御装置の高速直接トルク制御のブロック図である。
【図３】図２の高速直接トルク制御にて、一次鎖交磁束ベクトルの方向が属するｄｑ平面上の領域の定義を示す説明図である。
【図４】図２の高速直接トルク制御にてインバータのスイッチング信号を決定するためのテーブルを示した説明図である。
【図５】本発明の実施形態のモータ制御装置により行われる制御を示すタイムチャートである。
【図６】従来のモータ制御装置の制御ブロック図である。
【図７】図６のモータ制御装置のベクトル制御のブロック図である。
【符号の説明】
１ エンジン、３ モータゼネレータ、５ トランスミッション、７ インバータ、９ バッテリ、１１ 車両制御コントローラ、１３ ベクトル制御回路、１５ クランク角センサ、１７ 電流センサ、３１ モータコントローラ、３３制御切替回路、３５ 電圧センサ、３７ 高速直接トルク制御回路、４１ 磁束・トルク推定器、４３，４５ コンパレータ、４７ 位相判別器、４９ パターンテーブル。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control apparatus and method, and more particularly, to a motor control apparatus and method for controlling a supply current to a motor by outputting a control signal to a power converter provided in a current supply path to the motor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as control of the current supplied to the motor, control based on the motor rotation speed detected by the rotation speed sensor and the current detection value of the current supplied to the motor (hereinafter referred to as rotation sensor control) has been widely performed. Yes. Vector control (hereinafter simply referred to as vector control) that performs control using the detected value of the motor rotation speed is one of the rotation sensor controls.
[0003]
Vector control is described in many documents in addition to “AC motor vector control” (Akagi, Denki D, Vol. 108, No. 8, Sho 63). Vector control is control that enables frequent acceleration / deceleration and a wide variable speed range, and is widely used for controlling a motor of a hybrid car system described below by taking advantage of this feature.
[0004]
FIG. 6 illustrates an example of conventionally proposed vector control. In a parallel hybrid car system (hereinafter referred to as a flywheel M / G system) using an engine direct-coupled induction motor, a motor generator is provided. It is a control block diagram for vector control. In the figure, as a flywheel M / G system, a motor generator 3 including an induction machine is connected to an engine 1, and a transmission 5 is further connected. A battery 9 is connected to the motor generator 3 via an inverter 7.
[0005]
The vehicle controller 11 is a higher-level control device for the vector control circuit 13 and receives an accelerator opening signal and receives information on the engine speed from a crank angle sensor 15 attached to the engine. In the system shown in FIG. 6, the crank angle sensor 15 is of a magnet pickup type (hereinafter referred to as MPU type). Then, the vehicle controller 11 obtains the output torque necessary for the motor based on the input information, and the magnetic flux command value Φ2 * (secondary side linkage magnetic flux command value) corresponding to the motor current corresponding to this output torque and A torque command value T * is obtained and output to the vector control circuit 13.
[0006]
In addition to the magnetic flux command value Φ2 * and the torque command value T *, the vector control circuit 13 receives output information from the crank angle sensor 15 and is provided in a current supply path from the inverter 7 to the motor generator 3. Current values (hereinafter referred to as motor currents) Iu, Iv, and Iw of the current supplied to the motor detected by the current sensor 17 are input. The vector control circuit 13 generates switching signals Su, Sv, Sw based on these input information and outputs them to the inverter 7. Hereinafter, the switching signal refers to an on / off pattern combination of switching elements for three phases of the inverter 7 that is output to the gate of the inverter 7.
[0007]
FIG. 7 is a block diagram of vector control in the vector control circuit 13. In the figure, from the magnetic flux command value Φ2 * and the torque command value T *, the excitation current command value Id *, the torque current command value Iq *, and the slip angular velocity ωs are expressed by the following equations (1) to (3) according to the illustrated process. Is required.
[0008]
[Expression 1]

[Expression 2]

[Equation 3]

From the motor rotational angular velocity ωm obtained based on the input information from the crank angle sensor 15 and the sliding angular velocity ωs, the voltage and current rotational angular velocity ω of the primary winding are obtained by the following equation (4). 23.
[0009]
[Expression 4]

In the coordinate converter 21, the motor currents Iu, Iv, Iw are converted into the excitation current Id and the torque current Iq by the three-phase / two-phase conversion and the dq coordinate conversion using the angular velocity ω. The difference between the command values Id * and Iq * and the current values Id and Iq is input to the PI control units 25 and 27, and the PI control units 25 and 27 perform PI control so that the current value-command value is equal. Voltage commands Vd and Vq are output. The voltage commands Vd and Vq are dq-converted by the coordinate converter 23, and are compared with a carrier having a predetermined waveform to be output to the inverter 7 as switching signals Su, Sv and Sw subjected to pulse width modulation.
[0010]
The inverter 7 has a predetermined number of switching elements, and these switching elements are switched according to the switching signals Su, Sv, Sw. Here, the switching signals Su, Sv, Sw are generated according to the magnetic flux command value Φ2 * and the torque command value T * as described above. Therefore, when the inverter 7 performs a switching operation in accordance with such a switching signal, the DC power supplied from the battery 9 to the inverter 7 is converted into an AC current corresponding to the command values Φ2 * and T *, and the motor. It is supplied to the generator 3. As a result of the current control described above, the output torque of the motor generator 3 becomes a value corresponding to the required torque determined by the vehicle controller 11.
[0011]
The vector control described above has been widely used as a control method with high controllability, for example, it is possible to easily perform high-efficiency operation by reducing the excitation current during light load operation.
[0012]
Further noteworthy in the system of FIG. 6 is that the system is configured to obtain the information on the motor speed based on the information on the engine speed input from the crank angle sensor 15 attached to the engine 1, that is, That is, the crank angle sensor 15 is also used as a rotation speed sensor for detecting the motor rotation speed. With such a configuration, the cost required for the rotation speed sensor is reduced. In addition, the crank angle sensor represented by the MPU type used in the system of FIG. 6 is less expensive than the conventional rotational speed sensor of about several hundred pulses per revolution provided exclusively for the motor for vector control. There is also a cost reduction from this point.
[0013]
As a vector control technique using the crank angle sensor as a motor rotation speed sensor, for example, there are those based on the configuration described in FIG. 1 of JP-A-7-123518 and FIG. 1 of JP-A-7-274306.
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
In the flywheel M / G system of FIG. 6, when the system is in an operating state, the motor generator 3 is detected using the motor rotational speed by detecting the motor rotational speed based on the input information from the crank angle sensor 15. Can be vector controlled satisfactorily. However, in a region where the motor rotation speed at the time of starting the system is low, vector control may be difficult as described below.
[0015]
Generally, the crank angle sensor 15 is not configured to accurately detect the engine speed in the low speed range included in the cranking speed of the engine 1. For example, in the case of an MPU type sensor, in a low rotation state where the engine speed is about several tens of revolutions per minute, the sensor output becomes small and the engine speed cannot be detected. Therefore, in the motor rotational speed range corresponding to the engine rotational speed range that cannot be detected by the crank angle sensor 15, an accurate motor rotational speed cannot be obtained, and it is difficult to vector-control the motor generator 3.
[0016]
As described above, in the system shown in FIG. 6, it is difficult to control the motor in the low rotation range, and therefore it is difficult to crank the engine 1 by the motor generator 3. That is, in the flywheel M / G system, the engine can be started without the need for a starter motor by performing the cranking by the motor generator, but in the system of FIG. Difficult to do.
[0017]
In the system shown in FIG. 6, the crank angle sensor 15 may be a Hall element or an optical type sensor that can be detected from an extremely low rotation range so that the motor generator 3 can crank the engine 1. . However, such a sensor is more expensive than the MPU type sensor or the like, and increases the cost.
[0018]
The above-described problem is not limited to the system shown in FIG. 6, but when rotation sensor control is performed using a rotation speed sensor that has a limited number of rotations that can be detected due to cost reduction or design reasons. It is a common problem. The above-mentioned problem is not limited to the problem at the time of starting the system, but is a problem common to the case where the motor is driven at a low rotation that cannot be detected by the rotation speed sensor during operation.
[0019]
Therefore, the problem described above results in the following problem in the motor control technology that performs rotation sensor control. If the rotation sensor is controlled from a very low rotation speed, the cost required for the rotation speed sensor is increased. On the contrary, if the rotation sensor is not controlled in the low rotation range, the rotation speed range to be detected by the rotation speed sensor is narrowed, the cost required for the rotation speed sensor is reduced, and the degree of design freedom regarding the rotation speed sensor is reduced. Can be increased. However, if the motor cannot be controlled in a low rotation range, it is difficult to start the motor or a system including the motor as shown in FIG.
[0020]
The object of the present invention is to respond to the above-mentioned problem and perform highly controllable rotation sensor control in a motor rotation speed range that can be detected by a rotation speed sensor. It is an object to provide a motor control apparatus and method that can be controlled in the above. By providing such a motor control device and control method, it is possible to achieve good motor control even when a rotation sensor that cannot detect the motor rotation speed in the low rotation range is used, and the cost required for the rotation speed sensor. The purpose is to increase the degree of freedom in designing the rotational speed sensor.
[0021]
In addition, the present invention enables motor control from a low rotation range even when the crank angle sensor is also used as a vector-controlled rotation speed sensor in a flywheel M / G system. An object of the present invention is to provide a motor control apparatus and method capable of performing ranking.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
The motor control device of the present invention includes a rotation sensor control unit that performs rotation sensor control of the supply current based on a detection value of the motor rotation number and a current detection value of the supply current to the motor, and a voltage detection value of the supply current And a rotation sensorless control unit that performs rotation sensorless control of the supplied current based on the detected current value, and the rotation sensor control unit when the motor rotation number is equal to or higher than a predetermined rotation number that can be detected by the rotation number sensor. And a switching means for switching to control the rotation sensorless control unit when the motor rotation speed is lower than the predetermined rotation speed.
[0023]
Here, the “rotation sensorless control” is to control the supply current to the motor based on the voltage detection value and the current detection value of the supply current to the motor without using the detection value of the motor rotation speed. . As “rotation sensorless control”, in addition to the high-speed direct torque control described later, for example, the angular position and / or rotational angular velocity of the rotor is estimated based on the voltage detection value and the current detection value, and based on the estimated value. There is a rotation sensorless vector control to control.
[0024]
In the above configuration, the “predetermined rotational speed that can be detected by the rotational speed sensor” is the rotational speed that is set in the rotational speed range that can be detected by the rotational speed sensor that detects the rotational speed of the motor for controlling the rotational sensor. is there. This “predetermined number of revolutions” may be set to a predetermined constant value or may be set variably. Further, for example, the motor speed corresponding to the idling state of the engine of the flywheel M / G system may be set as the speed in a specific state.
[0025]
According to the above configuration of the present invention, when the motor rotation number is equal to or higher than the predetermined rotation number detectable by the rotation number sensor, the supply current to the motor is controlled by the rotation sensor control unit, and the motor rotation number is set to the predetermined rotation number. When it is lower than the number, the rotation sensorless control unit controls the supply current to the motor. Accordingly, since the control is performed by the rotation sensorless control in the low rotation range where the rotation speed sensor cannot be detected, the favorable motor control can be performed from the low rotation range.
[0026]
In a preferred aspect of the present invention, the motor to be controlled is an induction motor, the rotation sensor control unit performs vector control, and the rotation sensorless control unit performs high-speed direct torque control.
[0027]
Here, “high-speed direct torque control” refers to obtaining instantaneous torque based on the voltage detection value and current detection value of the current supplied to the motor, and switching signal of the power converter according to the deviation between the instantaneous torque and the torque command. Is a control that directly determines and outputs. The switching signal can be determined by selecting a switching signal that optimizes the torque response from switching signal patterns that are tabulated in advance.
[0028]
According to the above configuration, at a motor rotational speed that is equal to or higher than the predetermined rotational speed that can be detected by the rotational speed sensor, vector control based on the motor rotational speed facilitates highly controllable motor control with high controllability. . At a motor speed lower than the predetermined speed, high-speed direct torque control is performed.
[0029]
In a preferred aspect of the present invention, the motor to be controlled is provided so as to be connected to an engine to constitute a hybrid car system, and the engine speed sensor is an engine engine speed sensor attached to the engine. Yes, the motor speed is detected based on input information from the engine speed sensor.
[0030]
Here, the engine speed sensor is, for example, a crank angle sensor. In the hybrid car system, the above configuration is a configuration in which the engine speed sensor is also used as a speed sensor for detecting the motor speed. According to this configuration, the control is switched by determining whether the motor rotational speed is equal to or higher than the predetermined rotational speed based on the detection information of the engine rotational speed sensor.
[0031]
Furthermore, the present invention is characterized in that when the engine is started, the motor is controlled by the rotation sensorless control unit, and the motor is cranked in a state where the rotation sensorless control is performed. This aspect is one aspect in which the motor is controlled by the rotation sensorless controller in the present invention. According to the present invention, in a hybrid car system in which an engine speed sensor is also used as a motor speed sensor, the motor can be cranked.
[0032]
The motor control method of the present invention is based on the detected value of the motor speed and the detected current value of the current supplied to the motor when the motor speed is equal to or higher than a predetermined speed that can be detected by the speed sensor. When the motor rotation speed is lower than the predetermined rotation speed, the supply current is subjected to rotation sensorless control based on a voltage detection value and a current detection value of the supply current.
[0033]
In a preferred aspect of the motor control method of the present invention, the rotation sensor control is vector control, and the rotation sensorless control is high-speed direct torque control.
[0034]
Further, according to a preferred aspect of the present invention, there is provided a motor control method for controlling a current supplied to a motor connected to an engine so as to constitute a hybrid car system by using the motor control method. The motor rotational speed is detected based on the engine rotational speed detected by the number sensor, and the rotational sensor control is performed based on the motor rotational speed.
[0035]
Furthermore, in one aspect of the present invention, the supply current to the motor is controlled without rotation sensor when the engine is started, and the motor is cranked with the rotation sensorless control.
[0036]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description, elements denoted by the same reference numerals as those described in FIGS. 6 and 7 have the same functions and will not be described. Moreover, in the following description, only the case where the motor generator which comprises a flywheel M / G system is functioned as a motor is demonstrated. However, as a configuration of a normal flywheel M / G system, the motor generator functions as a generator according to the operation mode.
[0037]
"Motor control apparatus according to an embodiment of the present invention"
FIG. 1 is a control block diagram of a motor control device of the present embodiment configured to be applied to a flywheel M / G system. The motor control device includes a motor controller 31 and a control switching circuit 33.
[0038]
The vehicle controller 11 outputs the magnetic flux command value Φ * and the torque command value T * corresponding to the motor current corresponding to the output torque required for the motor to the motor controller 31 as in the conventional case. Here, the vehicle controller 11 includes a map for the magnetic flux command value Φ1 * of the primary side linkage magnetic flux and the magnetic flux command value Φ2 * of the secondary side linkage magnetic flux, and, as will be described later, When torque control is performed, the magnetic flux command value Φ1 * is output, and when vector control is performed, the magnetic flux command value Φ2 * is output.
[0039]
The motor controller 31 receives the magnetic flux command value Φ * and the torque command value T *, and also receives detection information from the crank angle sensor 15 and motor currents Iu to Iw, and a voltage attached to the battery 9. A terminal voltage (hereinafter referred to as battery voltage) VB of the battery 9 detected by the sensor 35 is input.
[0040]
The motor controller 31 includes a vector control circuit 13 similar to the above-described prior art and a high-speed direct torque control circuit 37. The vector control circuit 13 is inputted with the motor currents Iu to Iw and the output information of the crank angle sensor among the above input information, and based on the input information, the magnetic flux command value Φ2 *, and the torque command value T *, the above-described diagram. The switching signal of the inverter 7 is generated by the vector control 7. The high-speed direct torque control circuit 37 receives the motor currents Iu to Iw and the battery voltage VB, and performs high-speed direct torque control, which will be described later, based on the input information, the magnetic flux command value Φ1 *, and the torque command value T *. A switching signal for the inverter 7 is generated. Switching signals generated by the vector control circuit 13 and the high-speed direct torque control circuit 37 are output to the control switching circuit 33, respectively.
[0041]
The control switching circuit 33 is switching means for switching the connection so as to output one of the switching signals respectively input from the vector control circuit 13 and the high-speed direct torque control circuit 37 to the inverter 7.
[0042]
The control switching circuit 33 is controlled by the vehicle controller 11. In the vehicle controller 11, the idling rotational speed of the engine 1 is set as the rotational speed that can be detected by the crank angle sensor 15 that is an MPU type sensor. Based on the input information from the crank angle sensor 15, the vehicle controller 11 outputs a motor control switching signal “0” when the engine speed is lower than the idling speed, and the engine speed is equal to or higher than the idling speed. In this case, the motor control switching signal “1” is output to the control switching circuit 33 (note that the vehicle controller 11 relates to the above-described magnetic flux command value Φ *, and the magnetic flux command value Φ1 * when it is lower than the idling speed. Is output to the motor controller 31 when the rotation speed is equal to or higher than the idling speed.
[0043]
The control switching circuit 33 is set to supply the switching signal input from the high-speed direct torque control circuit 37 to the inverter 7 when the motor control switching signal “0” is input. When the motor control switching signal “1” is input, the switching signal input from the vector control circuit 13 is set to be supplied to the inverter 7.
[0044]
Specifically, the switching of the control switching circuit 33 is switching of the control circuit corresponding to the operating state of the flywheel M / G system as described below. The state where the engine speed is lower than the idling speed is a state at the time of cranking for engine start (that is, system start). The state where the engine speed is equal to or higher than the idling speed is a normal operation state after the system is started. This flywheel M / G system is configured to crank the engine 1 by the motor generator 3, and this motor control device controls the motor generator 3 by the high-speed direct torque control circuit 37 at the time of cranking, After the system is started, the vector control circuit 13 controls the system.
[0045]
"High-speed direct torque control in the high-speed direct torque control unit 37"
FIG. 2 is a block diagram of high-speed direct torque control in the high-speed direct torque control unit 37. Hereinafter, the control performed by the high-speed direct torque control unit 37 will be described with reference to FIG. As for the high-speed direct torque control of this embodiment, “New High-Speed Torque Control Method for Induction Motors Based on Instantaneous Slip Frequency Control” (Takahashi / Noguchi, Denki Theory B, Vol. 106, No. 1, Sho 61), “Digital "High-performance torque control of induction motors using a signal processor" (Miyashita et al., Denki Theory D, Vol. 107, No. 2, Sho 62).
[0046]
In FIG. 2, the magnetic flux / torque estimator 41 includes voltage values (hereinafter referred to as motor voltages) Vu to Vw of the current supplied to the motor generator 3 based on the battery voltage VB and the output switching signals Su to Sw fed back. (This motor control device pays attention to the fact that the direct current of the battery voltage VB is converted into the alternating current of the motor voltages Vu to Vw by switching according to the switching signals Su to Sw, and the battery voltage VB and the switching signal Su. Accordingly, the motor voltages Vu to Vw are obtained based on Sw, so that the motor voltage is detected by a simple configuration Note that unlike the present control device, a voltage sensor is provided in the current supply path to the motor generator 3. (The motor voltage may be directly detected.)
[0047]
The magnetic flux / torque estimator 41 further obtains components of the primary voltage vector and the primary current vector by the three-phase / two-phase conversion of the following formulas (5) and (6).
[0048]
[Equation 5]

[Formula 6]

Then, using these calculated values, each component of the primary flux linkage vector is obtained as in the following equation (7).
[0049]
[Expression 7]

Further, the instantaneous torque T is obtained as in the following equation (8).
[0050]
[Equation 8]

Next, the absolute value | Φ1 | of the primary flux linkage vector is obtained from Φd1 and Φq1 obtained by the equation (7). As described above, the magnetic flux / torque estimator 41 obtains each component Φd1, Φq1, the absolute value | Φ1 |, and the instantaneous torque T of the primary flux linkage vector.
[0051]
Among the above, the absolute value | Φ1 | of the primary flux linkage vector is input to the comparator 43 and compared with the magnetic flux command value Φ1 *. The comparator 43 outputs 1 if Φ1 *> | Φ |, and outputs 0 otherwise.
[0052]
Further, the instantaneous torque T obtained by the magnetic flux / torque estimator 41 according to the equation (8) is input to the comparator 45 and compared with the torque command value T *. The comparator 45 outputs 1 when T *> T, and 0 otherwise.
[0053]
Further, the components Φd1 and Φq1 of the primary flux linkage vector obtained by the magnetic flux / torque estimator 41 according to the equation (7) are input to the phase discriminator 47. From the following equation (9), the phase discriminator 47 determines to which of the six regions (I to VI) shown in FIG. 3 that the direction θ of the primary flux linkage vector divides the dq plane into six equal parts. Output.
[0054]
[Equation 9]

The outputs of the comparators 43 and 45 and the phase discriminator 47 are input to the pattern table 49. The pattern table 49 has a table as shown in FIG. 4 for determining the switching signals Su to Sw. In the pattern table 49, when each piece of information is input, the switching signals Su to Sw corresponding to the input information are selected and output using the table of FIG. For example, when “1” is input from the comparator 43, “1” is input from the comparator 45, and “region I” is input from the phase discriminator 47, the switching signals (Su, Sv, Sw) = in the upper left column in the table of FIG. (1, 1, 0) is selected and output.
[0055]
The high-speed direct torque control circuit 37 outputs the switching signals Su to Sw generated as described above to the control switching circuit 33. When the control switching circuit 33 is set on the high-speed direct torque control circuit 37 side, the switching signal generated by the high-speed direct torque control circuit 37 is input to the inverter 7, and the switching element of the inverter 7 Switching according to. As a result, as in the case of the vector control described above, the output torque of the motor generator 3 becomes a value corresponding to the required torque determined by the vehicle controller 11.
[0056]
“Motor control method according to an embodiment of the present invention”
Hereinafter, a control method of the motor generator 3 using the motor control device of FIG. 1 will be described. FIG. 5 is a time chart showing the control performed by the motor control apparatus. In the figure, the upper part shows the starter signal input from the key switch to the vehicle controller 11, the middle part shows the engine speed, and the lower part shows the motor control switching signal inputted from the vehicle controller 11 to the control switching circuit 33. Yes.
[0057]
In FIG. 5, the initial state is before the engine 1 is started and the starter signal is off. In this state, the engine speed is 0 and the motor control switching signal is 0. Therefore, the switching control circuit 33 is set on the high-speed direct torque control circuit 37 side. When the starter signal is switched from OFF to ON, the motor control device controls the motor generator 3 by high-speed direct torque control, and causes the motor generator 3 to crank the engine 1.
[0058]
After the cranking starts, the motor control switching signal is 0 until the engine speed reaches the idling speed, and the motor generator 3 is controlled by high-speed direct torque control. When the engine speed reaches the idling speed, the vehicle controller 11 detects the arrival at the idling speed based on information from the crank angle sensor 15 and changes the motor control switching signal from 0 to 1. The switching control circuit 33 switches the setting to the vector control circuit 13 side according to the change of the motor control switching signal. After switching, the present control device controls the motor generator 3 by vector control.
[0059]
According to the motor control device and method of the present embodiment described above, the motor generator 3 is vector-controlled when the engine speed is equal to or higher than the idle speed. Here, the MPU type crank angle sensor 15 accurately detects the engine rotational speed at a rotational speed of several tens of revolutions per minute or more. On the other hand, the idle rotation speed is several hundred rotations per minute. Therefore, the crank angle sensor 15 has sufficient engine speed detection performance during vector control. As described above, during vector control, good vector control is performed based on accurate motor rotation speed based on detection information of engine rotation speed.
[0060]
On the other hand, when the engine speed during cranking is lower than the idling speed, the motor generator 3 is subjected to high-speed direct torque control. That is, high-speed direct torque control is performed in a low rotation range including a range of several tens of revolutions per minute that cannot be detected by the crank angle sensor 15. Accordingly, the motor generator 3 is controlled by a high-speed direct torque control and vector control in a wide rotational speed range from the state where the motor generator 3 is stopped together with the engine 1.
[0061]
Moreover, since the high-speed direct torque control performs instantaneous torque control, the torque response is fast, and the degree of speed is several times that of vector control. Therefore, this control is suitable for cranking that requires a large load motor drive in a low rotation range. On the other hand, as described above, the vector control is a control that can easily perform highly efficient and highly controllable operation by reducing the excitation current at a light load. As described above, in the present embodiment, good control of the motor generator 3 suitable for each state is performed in the operation state after cranking and engine start (more than idling speed).
[0062]
In the present embodiment, the control circuit is switched at the idling speed, but may be set to a different switching speed. For example, in consideration of the fluctuation range of the idling rotational speed, the switching rotational speed may be set to a rotational speed lower than the idling rotational speed. With this setting, switching from vector control to high-speed direct torque control is easily performed during operation.
[0063]
Further, after the system is started, switching to the control switching circuit 33 may be suppressed after the idling rotational speed is reached and the control is switched to vector control. This suppression prevents switching to high speed direct torque control during operation as described above.
[0064]
Furthermore, in this embodiment, the high-speed direct torque control is performed as the rotation sensorless control. However, the same configuration can be achieved by using other rotation sensorless control. As rotation sensorless control applicable to the present embodiment, for example, there is sensorless vector control for controlling the supply current to the motor without using the motor rotation speed. In this sensorless vector control, the angular position and / or rotational angular velocity of the rotor is estimated based on the detected value of the current flowing through the brushless motor, and the current is controlled based on the estimated angular position and / or rotational angular velocity. Is a control of repeatedly executing the step of performing every predetermined cycle. For sensorless vector control, see “Proposal of sensorless control using current control error of brushless DC motor” (Yasuda et al., 1992 National Institute of Electrical Engineers of Japan, pp. 6-57 to 6-58), “ Specific configuration examples are described in “Sensorless Vector Control” (Gold, Denka, 1992, pp. 167 to 175) and Japanese Patent Application No. 6-266601 “Control Method of Brushless Motor”.
[0065]
Furthermore, although this embodiment is an application example to a flywheel M / G system, the scope of application of the present invention is not limited to this. In general motor control, a motor control device and a control method are configured such that rotation sensorless control is performed at a motor rotation speed lower than a predetermined rotation speed, and rotation sensor control is performed at a motor rotation speed equal to or higher than the predetermined rotation speed. Thus, it is possible to perform motor control from a low rotation range without being restricted by the detection capability of the rotation speed sensor.
[0066]
【The invention's effect】
According to the motor control device and the control method of the present invention, the rotation sensor control is performed in the motor rotation speed range that is not less than the predetermined rotation speed that can be detected by the rotation speed sensor, and the motor that cannot be detected by the rotation speed sensor The rotation sensorless control is performed in the low rotation range including the rotation speed range. Therefore, it is possible to perform the rotation sensor control with high controllability at the predetermined rotation speed or higher and to perform the motor control from the low rotation range without being restricted by the detection performance of the rotation speed sensor. This effect enables good motor control even when using a rotation sensor that cannot detect the motor rotation speed in the low rotation range, reduces the cost required for the rotation speed sensor, and provides freedom in design for the rotation speed sensor. Can be increased.
[0067]
Further, when the motor control device and the control method of the present invention are applied to a flywheel M / G system and the crank angle sensor for detecting the engine rotational speed is also used as the rotational speed sensor for the motor rotational speed, The motor generator can be controlled from the region, and the cranking at the time of engine start can be easily performed by the motor generator.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control block diagram of a motor control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of high-speed direct torque control of the motor control device of FIG. 1;
3 is an explanatory diagram showing a definition of a region on a dq plane to which the direction of the primary flux linkage vector belongs in the high-speed direct torque control of FIG. 2. FIG.
4 is an explanatory diagram showing a table for determining an inverter switching signal in the high-speed direct torque control of FIG. 2; FIG.
FIG. 5 is a time chart showing control performed by the motor control device of the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a control block diagram of a conventional motor control device.
7 is a block diagram of vector control of the motor control device of FIG. 6;
[Explanation of symbols]
1 Engine, 3 Motor generator, 5 Transmission, 7 Inverter, 9 Battery, 11 Vehicle controller, 13 Vector control circuit, 15 Crank angle sensor, 17 Current sensor, 31 Motor controller, 33 Control switching circuit, 35 Voltage sensor, 37 High speed Direct torque control circuit, 41 magnetic flux / torque estimator, 43, 45 comparator, 47 phase discriminator, 49 pattern table.

Claims (8)

A rotation sensor control unit that performs rotation sensor control of the supply current based on a detection value of the motor rotation number and a current detection value of the supply current to the motor;
A rotation sensorless control unit that performs rotation sensorless control of the supply current based on the voltage detection value and the current detection value of the supply current;
When the motor rotation speed is equal to or higher than a predetermined rotation speed that can be detected by a rotation speed sensor, the rotation sensor control unit controls the rotation, and when the motor rotation speed is lower than the predetermined rotation speed, the rotation sensorless control section. Switching means for switching so as to control at
A motor control device comprising: The motor control device according to claim 1,
The motor to be controlled is an induction motor,
The rotation sensor control unit performs vector control,
The rotation sensorless control unit performs high-speed direct torque control.
The motor control apparatus characterized by the above-mentioned. In the motor control device according to any one of claims 1 and 2,
The controlled motor is connected to the engine to form a hybrid car system,
The engine speed sensor is an engine speed sensor attached to the engine;
A motor control device that detects the motor rotational speed based on input information from the engine rotational speed sensor. The motor control device according to claim 3,
When the engine is started, the rotation sensorless control unit controls the motor,
A motor control device that causes the motor to perform cranking of the engine in a state where rotation sensorless control is performed. When the motor rotation speed is equal to or higher than a predetermined rotation speed that can be detected by the rotation speed sensor, the supply current is controlled by the rotation sensor based on the detection value of the motor rotation speed and the current detection value of the supply current to the motor. ,
When the motor rotation speed is lower than the predetermined rotation speed, the supply current is subjected to rotation sensorless control based on the voltage detection value and the current detection value of the supply current.
The motor control method characterized by the above-mentioned. The motor control method according to claim 5, wherein
The rotation sensor control is vector control,
The rotation sensorless control is high-speed direct torque control.
The motor control method characterized by the above-mentioned. In the motor control method which controls the supply current to the motor provided so that it may be connected with an engine and may constitute a hybrid car system using the motor control method according to any one of claims 5 and 6,
Detecting the motor rotation speed based on the engine rotation speed detected by the engine rotation speed sensor of the engine, and performing the rotation sensor control based on the motor rotation speed;
The motor control method characterized by the above-mentioned. The motor control method according to claim 7,
Rotation sensorless control of the current supplied to the motor when the engine starts,
A motor control method comprising causing the motor to crank the engine in a state where rotation sensorless control is performed.

Images