JP3604577B2

JP3604577B2 - DC motor

Info

Publication number: JP3604577B2
Application number: JP05086599A
Authority: JP
Inventors: 篤松岡; 仁川口; 和広中根; 峰雄山本; 博幸石井; 東吾山崎; 和典松永; 修中崎
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1999-02-26
Filing date: 1999-02-26
Publication date: 2004-12-22
Anticipated expiration: 2019-02-26
Also published as: JP2000253602A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ステータのスロット数とロータの磁極数の比が９：８となる直流モータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図９及び図１０は従来のスロット数と磁極数が３：２となる３相直流モータを示す図で、図９はステータ及びロータ部分の構成図、図１０はティースとロータとの位置関係説明図である。
図はステータ１のスロット２の数が１２、ロータ４の磁極数が８の直流モータを示し、スロット２の数と同数のティース１ａ〜１ｃにそれぞれ同回数の巻線（図示しない）が集中的に巻回されている。３相直流モータであるため、１相当たりのティースは４個であり、これらが等間隔に配置されている。
【０００３】
ティース１ａ〜１ｃとロータ４のマグネットに、図１０のような関係があると仮定すると、１ティースに入るロータマグネットの磁束量Ｂ３２ａは、最大磁束密度をＢ、ティース１ａの一端からの角度（位置）をθ、ロータ４の回転角をθｒとすると、次の数式（１）のように示される。
【０００４】
【数１】

【０００５】
ここで、ロータ４が角速度ω（θｒ＝ωｔ、ｔは時間）で回転していると仮定すると、ティース１ａに巻回された巻線に発生する誘起電圧Ｖ３２ａは、数式（２）のようになる。
【数２】

ここに、Ｎ：１相当たりの総巻数
Ｋｅ：鉄心幅等に関する係数
以上から、１相に発生する誘起電圧Ｖ３２を求めると、数式（３）のようになる。
【０００６】
【数３】

【０００７】
誘起電圧Ｖ３２と相に通電する電流の積によって、出力トルクが得られる。
次に、図１１及び図１２は従来のスロット数と磁極数が９：８となる３相直流モータを示す図で、図１１はステータ及びロータ部分の構成図、図１２はティースとロータとの位置関係説明図である。
図はステータ１のスロット２数が９、ロータ４の磁極数が８の直流モータを示し、それぞれのティース１ａ〜１ｃに巻線３が集中的に巻回される点では、上記の１２スロット８極の直流モータと同様であるが、１相を構成するティース１ａ〜１ｃの配置が異なる。
【０００８】
１相当たりのティース１ａ〜１ｃの数は３となり、これらが各相ごとに連続して配置される。また、同相で隣接するティースでは、巻線３の巻回方向が逆となっている。つまり、３個連続して配置されたティース１ａ〜１ｃは、両端のティース１ａ，１ｃと、中央のティース１ｂとで巻線３に電流を流したときに生じる磁極が異なる。
図１２のような構成を考えると、３個のティース１ａ〜１ｃに入る磁束量Ｂ９８ａ〜Ｂ９８ｃは、数式（４）〜（６）のようになる。
【０００９】
【数４】

【００１０】
上記と同様に、ロータ４が角速度ωで回転しているとすると、各ティース１ａ〜１ｃに巻回された巻線３に生じる誘起電圧Ｖ９８ａ〜Ｖ９８ｃは、各ティース１ａ〜１ｃに入る磁束量をＢ９８ａ〜Ｂ９８ｃとすると、数式（７）〜（９）のようになる。
【数５】

となり、１相当たりの誘起電圧Ｖ９８を求めると、数式（１０）のようになる。
【００１１】
【数６】

【００１２】
９スロット８極及び１２スロット８極の直流モータを、同サイズ、同電流及び同巻回数で出力トルク（誘起電圧）を比較すると、数式（１１）のようになる。
【００１３】
【数７】

【００１４】
このように、９スロット８極の直流モータは、１２スロット８極、つまりスロット：極数が３：２の組合せの直流モータと比較すると、出力が１０％高いことが分かる。
また、コギングトルクに対しても、９スロット８極の直流モータは、有利である。コギングトルクは、ステータ１のスロット２の数とロータ４の磁極数の最小公倍数の周波数で発生し、その振幅は周波数に反比例する。
【００１５】
９スロット８極のコギングトルクの周波数は７２となり、１２スロット８極の２４と比べると周波数が高くなり、振幅は小さくなり、コギングトルクは低減される。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来の直流モータは９スロット８極にすることにより、一般によく用いられるスロット数：極数が３：２のものに比べて、高トルクで低コギングが得られるが、種々の負荷に対応できるように、更に高トルクの実現が要望されるという問題点がある。
【００１７】
この発明は上記問題点を解消するためになされたもので、更に高効率化及び高出力化を図ることができるようにした９スロット８極の直流モータを提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
この発明の第１発明に係る直流モータは、９ｎスロット、８ｎ極の直流モータにおいて、１相に配置された３個のティースのうち、中央のティースの先端の幅α［ｄｅｇ］を、４０／ｎ＜α≦５０／ｎとしたものである。
【００１９】
また、第２発明に係る直流モータは、第１発明のものにおいて、各スロットの断面積をほぼ等しくしたものである。
【００２０】
また、第３発明に係る直流モータは、第１又は第２発明のものにおいて、１相に配置された３個のティースのうち、中央のティースの巻線回数を、その両側のティースの巻線回数よりも多くしたものである。
【００２１】
また、第４発明に係る直流モータは、第１又は第３発明のものにおいて、中央のティースの巻線部分の幅と、その両側のティースの巻線部分の幅とを異ならせたものである。
【００２２】
また、第５発明に係る直流モータは、第４発明のものにおいて、３個のティースの巻線回数が等しいときは、各スロットの断面積をほぼ等しくし、巻線回数が異なるときは、中央のティースの両側のスロットの断面積を他のスロットの断面積よりも広く設定したものである。
【００２３】
また、第６発明に係る直流モータは、第１〜第５発明のものを空気調和機の送風機駆動用に適用したものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
実施の形態１
図１〜図３はこの発明の第１発明の一実施の形態を示す図で、図１はステータ及びロータ部分の構成図、図２はティースとロータとの位置関係説明図、図３はティース幅対誘起電圧比曲線図であり、図中同一符号は同一部分を示す（以下の実施の形態も同じ）。
【００２５】
図１及び図２において、１はステータで、ティース１ａ〜１ｃが形成され、ティース１ａ〜１ｃ間にスロット２が形成されている。また、ティース１ａ〜１ｃには巻線３が巻回されている。４はステータ１の内側に設けられマグネットからなるロータである。
すなわち、ステータ１はＵ相〜Ｗ相の３相に区分され、各相を構成する３個のティース１ａ〜１ｃは連続して配置され、それぞれに巻回される巻線３は、中央のティース１ｂだけ両側のティース１ａ，１ｃとは逆向きに巻回されている。これで、ステータ９スロット、ロータ８極の組合せを持つ３相直流モータが構成されている。
【００２６】
ここで、１相当たりに発生する巻線２の誘起電圧とティース１ａ〜１ｃの幅の関係に注目する。
３個のティース１ａ〜１ｃのうち、中央のティース１ｂの幅をα［ｄｅｇ］とすると、１相を構成するティース１ａ〜１ｃの歯幅は、それぞれ６０−α／２［ｄｅｇ］，α［ｄｅｇ］，６０−α／２［ｄｅｇ］とすることができる。
【００２７】
今、ロータ４の表面磁束密度の分布が正弦波形であると仮定し、１相を構成する３個のティース１ａ〜１ｃの一端からの角度（位置）をθ、ロータ４の回転角をθｒとすると、ロータ４から各ティース１ａ〜１ｃに入る磁束量Ｂａ〜Ｂｃは、最大磁束密度をＢとすると、下記の数式（１２）〜（１４）のように表すことができる。
【００２８】
【数８】

【００２９】
今、ロータ４が角速度ωで回転している（θｒ＝ωｔ、ｔ：時間）と仮定すると、ティース１ａ〜１ｃの巻線３に発生する誘起電圧Ｖａ〜Ｖｃは下記の数式（１５）〜（１７）のようになる。
【数９】

ここに、Ｎ：１相当たりの総巻数
Ｋｅ：鉄心幅等に関する係数
【００３０】
これで、１相に発生する誘起電圧１αを求めると、下記の数式（１８）のように表すことができる。
【００３１】
【数１０】

【００３２】
このようにして得られた誘起電圧Ｖαと、図１２に示す各ティース１ａ〜１ｃの各幅を等間隔に配置した場合の誘起電圧Ｖ４０とを比較すると数式（１９）のようになる。
【００３３】
【数１１】

【００３４】
ティース１ｂの幅をパラメータとして、数式（１９）の値を求めると、図３のようになる。
図３で明らかなように、中央のティース１ｂの幅α［ｄｅｇ］が、４０＜α＜５０の範囲にあるとき、従来のティース１ａ〜１ｃを等間隔に配置した場合よりも高い誘起電圧Ｖαが発生する。直流モータの出力トルクは、誘起電圧と相を流れる電流の積により得られるため、同一の電流を流したときに発生するトルクは、中央のティース１ｂの幅が、４０＜α＜５０の範囲に設定したときに大きくなる。
【００３５】
このようにして、１相を構成する３個のティース１ａ〜１ｃの幅を、両端と中央とで不等間隔にすることにより、モータの出力を向上することが可能となる。
コギングトルクについてはティース１ａ〜１ｃの幅が等間隔でなくなることから、既述の７２倍の周波数の脈動が得られなくなるため、その振幅は大きくなる可能性がある。
【００３６】
しかし、７２倍の周波数の１周期は５［ｄｅｇ］となり、実際にはステータ１及びロータ４の寸法の精度によっては、正確に７２倍の周波数の脈動が発生しない可能性が高い。例えば、ロータ４の磁極のピッチや磁力に不平衡が生じた場合、スロット２の数と同じ９倍の周波数のコギングトルクの脈動が発生する可能性がある。また、ロータ４の軸が偏心している場合には、ロータ４の磁極数と同じ８倍の周波数のコギングトルク脈動が発生する可能性もある。
【００３７】
これらの影響を考えると、実施の形態１のようなステータ１の構成にすることにより、理想的なコギングトルクと比較すれば、その振幅が大きくなる可能性はあるが、実際には、製造上のばらつきを考慮に入れれば、それほど大きな影響を与えることはなく、実用上有用なものとすることが期待できる。
【００３８】
実施の形態２
図４はこの発明の第２発明の一実施の形態を示すステータ部の構成図（一部省略）である。
この実施の形態では、実施の形態１と同様、ステータ１の１相を形成する３個のティース１ａ〜１ｃの先端の幅は、６０−α／２［ｄｅｇ］，α［ｄｅｇ］，６０−α／２［ｄｅｇ］（４０＜α＜５０）となっている。しかし、スロット２の断面積がほぼ均一になるように、ティース１ａ〜１ｃの巻線部の幅と配置を選んでいる点が異なる。
【００３９】
図４では、ティース１ａ〜１ｃの巻線部の幅をすべて同一とし、その配置を４０［ｄｅｇ］ごとに等間隔にしている。これによって、各スロット２の断面積は均一となる。そして、各ティース１ａ〜１ｃに施される巻線３の巻回数は、すべてのティース１ａ〜１ｃに対して同回数としている。このような構成によって、実施の形態１において生じる巻線３の占積率の低下を防止するものである。
【００４０】
すなわち、各スロット２の断面積が異なる場合には、スロット２に収納される巻線３の量は、断面積の狭いスロット２の面積で制限を受けてしまい。全体として占積率は低下する。このため、図４のステータ１では、ティース１ａ〜１ｃの先端の幅だけを不等間隔にして、各スロット２の断面積が均一となるようにティース１ａ〜１ｃの巻線部を配置してある。このようにして、巻線３の占積率の低下を抑えつつ、出力の向上を図ることが可能となる。
【００４１】
実施の形態３
図５及び図６はこの発明の第３発明の一実施の形態を示すティースの巻線状態説明図、図６は誘起電圧と通電電流の位相関係を示す波形図である。
この実施の形態では、従来と同様、ステータ１の１相を形成する３個のティース１ａ〜１ｃの形状が連続して配置されているが、３個のティース１ａ〜１ｃに巻回される巻線３の巻回数が異なっている。図５では、ティース１ａ，１ｃにｍ回、ティース１ｂにｍ回巻回されており、ｎとｍの関係は、ｎ＜ｍとなっている。
【００４２】
実施の形態１において述べたように、中央のティース１ｂの先端の幅を広げることで、１相に発生する誘起電圧が高くなり、出力が向上することから、発生するトルクは中央のティース１ｂが寄与する割合が大きいことが分かる。これは、図６に示す各ティース１ａ〜１ｃに発生する誘起電圧とモータの駆動電流との関係を見れば明らかとなる。すなわち、各ティース１ａ〜１ｃに発生する誘起電圧は、それぞれ位相が異なっている（ただし、各ティース１ａ〜１ｃの巻線３の巻回数は同一とした場合を示している）。
【００４３】
これは、ティース１ａ〜１ｃの幅が４０［ｄｅｇ］間隔であるのに対して、ロータ４の磁極が４５［ｄｅｇ］間隔であるために生じるもので、電気角ではそれぞれ２０［ｄｅｇ］ずれている。相に発生する誘起電圧は、これらの合成によるものとなり、モータを駆動する際には、中央のティース１ｂの誘起電圧の位相に合わせて電流を通電する。このため、ティース１ａでは進み位相の通電、ティース１ｃでは遅れ位相の通電となり、最適な位相での通電がなされず、ティース１ａ〜１ｃの巻線３の巻回数が同回数の場合、効率的にトルクを発生することができない。
【００４４】
このため、図５のステータ１では、ティース１ｂの巻線２の巻回数をティース１ａ，１ｃよりも多くしたものであり、出力トルクを向上させることが可能となる。
特に、実施の形態１のように、ティース１ａ〜１ｃを不等間隔に配置したステータ１の場合には、各スロット２の断面積が不均一となっているため、ティース１ｂの巻線回数を多くすることで、スロット断面積の不均一による巻線占積率の低下を改善することも可能となる。
【００４５】
しかし、１ティースに対する巻線回数を増加させると、巻線３のコイル端部が大きくなり、巻線抵抗が増加する。このため、モータ駆動時の銅損（巻線３の抵抗により生じる損失）が増大する。したがって、巻線３の巻回数ｎと巻回数ｍの値の取り得る範囲はある程度限定され、その範囲内で最適値が存在する。
【００４６】
実施の形態４
図７はこの発明の第４及び第５発明の一実施の形態を示すステータ部の構成図（一部省略）である。
この実施の形態では、１相を構成する３個のティース１ａ〜１ｃのうち、中央のティース１ｂだけ巻線部の幅が異なっている。
図７では、中央のティース１ｂの幅をγ、両側のティース１ａ，１ｃの幅をβとしており、幅γと幅βで寸法が異なっている。
【００４７】
実施の形態１のように、中央のティース１ｂの先端の幅を広くすると、そこに入るロータ４の磁束は、両側のティース１ａ，１ｃよりも多くなるため、巻線部の磁束部の磁束密度は高くなる。一方実施の形態３のように、中央のティース１ｂの巻線３の巻回数を多くすると、巻線３に通電したときに生じる磁束密度も、両側のティース１ａ，１ｃよりも高くなる。このため、巻線部の幅を広げることで、磁束密度を下げ、鉄損の増加を防ぎ、効率を改善することが可能となる。
【００４８】
このとき、ステータ１のスロット２の断面積は、３個のティース１ａ〜１ｃの巻線３の巻回数が等しい場合には均一にし、巻線３の巻回数が異なる場合には、中央のティース１ｂの両側のスロット２の断面積を広くするように、ティース１ａ〜１ｃの巻線部の寸法を設定すると、巻線３の占積率を向上することができ、高効率化が可能となる。
【００４９】
実施の形態５
図８はこの発明の第６発明の一実施の形態を示す空気調和機の構成図である。
図において、１１は室内機で室外機１２に接続されている。室内機１２には、上記各実施の形態に示した直流モータ１３によって駆動される送風機１４を有している。
【００５０】
送風機１４用の直流モータ１３は、低騒音で効率の良いことが求められるため、コギングトルクが小さく、出力トルクが高く、かつ効率の良いスロット数9ｎ、磁極数８ｎの直流モータ１３は、それに適している。これに対して、上記各実施の形態に示した直流モータ１３は更に出力が高く、かつ効率が良いため、送風機１４用として好適なものとなっている。これにより、低騒音で効率の良い送風機用直流モータ１３とすることが可能となる。
【００５１】
【発明の効果】
以上説明したとおりこの発明の第１発明では、１相に配置された３個のティースのうち、中央のティースの先端の幅α［ｄｅｇ］を、４０／ｎ＜α≦５０／ｎとしたので、３相直流モータの出力トルクを向上することができる。
【００５２】
また、第２発明では、各スロット断面積をほぼ等しくしたので巻線の占積率の低下を改善し、モータの高効率化を図ることができる。
【００５３】
また、第３発明では、１相に配置された３個のティースのうち、中央のティースの巻線回数を、その両側のティースの巻線回数よりも多くしたので、３相直流モータの出力トルクを更に向上することができる。
【００５４】
また、第４発明では、中央のティースの巻線部分の幅と、その両側のティースの巻線部分の幅を異ならせたので、ティースの磁束密度が高くなるのを抑え、モータの高効率化を図ることができる。
【００５５】
また、第５発明では、３個のティースの巻線回数が等しいときは、各スロットの断面積をほぼ等しくし、巻線回数が異なるときは、中央のティースの両側のスロットの断面積を他のスロットの断面積よりも広く設定したので、巻線の占積率を向上させることができ、モータの高効率化を図ることができる。
【００５６】
また、第６発明では、上記の直流モータを空気調和機の送風機駆動用に適用したので、低騒音かつ高効率な送風用モータを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１を示すステータ及びロータ部分の構成図。
【図２】図１のティースとロータとの位置関係説明図。
【図３】この発明の実施の形態１を示すティース幅対話誘起電圧比曲線図。
【図４】この発明の実施の形態２を示すステータ部の構成図（一部省略）。
【図５】この発明の実施の形態３を示すティースの巻線状態説明図。
【図６】この発明の実施の形態３を示す誘起電圧と通電電流の位相関係を示す波形図。
【図７】この発明の実施の形態４を示すステータ部の構成図（一部省略）。
【図８】この発明の実施の形態５を示す空気調和機の構成図。
【図９】従来のスロット数と磁極数が３：２となる３相直流モータのステータ及びロータ部分の構成図。
【図１０】図９のティースとロータとの位置関係説明図。
【図１１】従来のスロット数と磁極数が９：８となる３相直流モータのステータ及びロータ部分の構成図。
【図１２】図１１のティースとロータとの位置関係説明図。
【符号の説明】
１ステータ、１ａ〜１ｃティース、２スロット、３巻線、４ロータ、１１空気調和機の室内機、１２空気調和機の室外機、１３直流モータ、１４送風機[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC motor in which the ratio of the number of stator slots to the number of rotor magnetic poles is 9: 8.
[0002]
[Prior art]
9 and 10 show a conventional three-phase DC motor in which the number of slots and the number of magnetic poles are 3: 2. FIG. 9 is a configuration diagram of a stator and a rotor portion, and FIG. 10 is a diagram illustrating a positional relationship between teeth and a rotor. FIG.
The figure shows a DC motor in which the number of slots 2 of the stator 1 is 12 and the number of magnetic poles of the rotor 4 is 8, and the same number of windings (not shown) are concentrated on the same number of teeth 1a to 1c as the number of slots 2. It is wound around. Since the motor is a three-phase DC motor, the number of teeth per phase is four, and these teeth are arranged at equal intervals.
[0003]
Assuming that the relation between the teeth 1a to 1c and the magnet of the rotor 4 is as shown in FIG. 10, the magnetic flux amount B32a of the rotor magnet entering one tooth is represented by B, the maximum magnetic flux density, and the angle (position) from one end of the tooth 1a. ) Is θ and the rotation angle of the rotor 4 is θr, the following expression (1) is obtained.
[0004]
(Equation 1)

[0005]
Here, assuming that the rotor 4 is rotating at an angular velocity ω (θr = ωt, t is time), an induced voltage V32a generated in the winding wound around the teeth 1a is expressed by Expression (2). Become.
(Equation 2)

Here, when the induced voltage V32 generated in one phase is obtained from N: the total number of turns per phase Ke: a coefficient relating to the iron core width or the like, the equation (3) is obtained.
[0006]
(Equation 3)

[0007]
The output torque is obtained by the product of the induced voltage V32 and the current flowing through the phase.
11 and 12 show a conventional three-phase DC motor in which the number of slots and the number of magnetic poles are 9: 8. FIG. 11 is a configuration diagram of a stator and a rotor, and FIG. It is a positional relationship explanatory view.
The figure shows a DC motor in which the number of slots 2 in the stator 1 is 9 and the number of magnetic poles in the rotor 4 is 8. The point that the windings 3 are intensively wound around each of the teeth 1a to 1c is described above. It is the same as a pole DC motor, but the arrangement of the teeth 1a to 1c constituting one phase is different.
[0008]
The number of teeth 1a to 1c per phase is three, and these are arranged continuously for each phase. In addition, the winding direction of the winding 3 is opposite between adjacent teeth in the same phase. That is, the three consecutively arranged teeth 1a to 1c have different magnetic poles when current flows through the winding 3 between the

teeth

1a and 1c at both ends and the central tooth 1b.
Considering the configuration as shown in FIG. 12, the magnetic flux amounts B98a to B98c entering the three teeth 1a to 1c are expressed by the following equations (4) to (6).
[0009]
(Equation 4)

[0010]
Similarly to the above, if the rotor 4 is rotating at the angular velocity ω, the induced voltages V98a to V98c generated in the windings 3 wound around the teeth 1a to 1c indicate the amount of magnetic flux entering the teeth 1a to 1c. Assuming that B98a to B98c, equations (7) to (9) are obtained.
(Equation 5)

When the induced voltage V98 per phase is obtained, it becomes as shown in Expression (10).
[0011]
(Equation 6)

[0012]
Comparing the output torque (induced voltage) of the DC motor having 9 slots and 8 poles with the same size, the same current, and the same number of turns as the DC motor having 8 slots and 12 slots, the following equation (11) is obtained.
[0013]
(Equation 7)

[0014]
Thus, it can be seen that the 9-slot 8-pole DC motor has an output that is 10% higher than the 12-slot 8-pole DC motor, that is, the DC motor having the slot: pole number of 3: 2.
A DC motor with 9 slots and 8 poles is also advantageous for cogging torque. The cogging torque is generated at a frequency that is the least common multiple of the number of slots 2 of the stator 1 and the number of magnetic poles of the rotor 4, and its amplitude is inversely proportional to the frequency.
[0015]
The frequency of the cogging torque of 9 poles and 8 poles is 72, which is higher than that of 24 of 12 slots and 8 poles, the amplitude is smaller, and the cogging torque is reduced.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
Although the conventional DC motor as described above has 9 slots and 8 poles, higher torque and lower cogging can be obtained as compared with a generally used slot number: pole number of 3: 2. In order to cope with the above, there is a problem that the realization of a higher torque is required.
[0017]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and has as its object to provide a nine-slot, eight-pole DC motor capable of achieving higher efficiency and higher output.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
The DC motor according to the first invention of the present invention is a DC motor having 9n slots and 8n poles, wherein, among three teeth arranged in one phase , the width α [deg] of the tip of the center tooth is 40 / deg. n <α ≦ 50 / n.
[0019]
A DC motor according to a second aspect of the present invention is the DC motor according to the first aspect , wherein the cross-sectional areas of the slots are substantially equal.
[0020]
Further, the DC motor according to the third invention is the DC motor according to the first or second invention, wherein the number of windings of the center tooth among the three teeth arranged in one phase is determined by the number of windings of the teeth on both sides thereof. More than the number of times.
[0021]
A DC motor according to a fourth aspect of the present invention is the DC motor according to the first or third aspect , wherein the width of the winding portion of the central teeth and the width of the winding portions of the teeth on both sides thereof are different. .
[0022]
Further, the DC motor according to the fifth invention is the DC motor according to the fourth invention, wherein when the number of turns of the three teeth is equal, the cross-sectional area of each slot is substantially equal, and when the number of turns is different, the center is The cross-sectional areas of the slots on both sides of the tooth are set wider than the cross-sectional areas of the other slots.
[0023]
Further, the DC motor according to a sixth invention, in which those of the first to fifth invention is applied to blower drive of the air conditioner.
[0024]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiment 1
1-3 are views showing a first shot light of an embodiment of the present invention, FIG. 1 is a configuration diagram of a stator and rotor part, Fig. 2 is a positional relationship diagram between the teeth and the rotor, Fig. 3 It is a tooth width-induced voltage ratio curve diagram, and the same code | symbol in a figure shows the same part (the following embodiment is also the same).
[0025]
1 and 2, reference numeral 1 denotes a stator, in which teeth 1a to 1c are formed, and a slot 2 is formed between the teeth 1a to 1c. The windings 3 are wound around the teeth 1a to 1c. Reference numeral 4 denotes a rotor provided inside the stator 1 and made of a magnet.
That is, the stator 1 is divided into three phases of U-phase to W-phase, and the three teeth 1a to 1c constituting each phase are continuously arranged, and the winding 3 wound around each of the three teeth 1a to 1c is a central tooth. The

teeth

1a and 1c on both sides are wound in the opposite direction by 1b. Thus, a three-phase DC motor having a combination of 9 slots of the stator and 8 poles of the rotor is configured.
[0026]
Here, attention is paid to the relationship between the induced voltage of the winding 2 generated per phase and the width of the teeth 1a to 1c.
Assuming that the width of the center tooth 1b among the three teeth 1a to 1c is α [deg], the tooth widths of the teeth 1a to 1c constituting one phase are 60-α / 2 [deg] and α [deg. deg], and 60-α / 2 [deg].
[0027]
Now, assuming that the distribution of the surface magnetic flux density of the rotor 4 is a sinusoidal waveform, the angle (position) from one end of the three teeth 1a to 1c constituting one phase is θ, and the rotation angle of the rotor 4 is θr. Then, the magnetic flux amounts Ba to Bc entering each of the teeth 1a to 1c from the rotor 4 can be represented by the following equations (12) to (14), where B is the maximum magnetic flux density.
[0028]
(Equation 8)

[0029]
Now, assuming that the rotor 4 is rotating at an angular velocity ω (θr = ωt, t: time), the induced voltages Va to Vc generated in the windings 3 of the teeth 1a to 1c are represented by the following equations (15) to (15). 17).
(Equation 9)

Here, N: total number of turns per phase Ke: coefficient relating to iron core width, etc.
Thus, when the induced voltage 1α generated in one phase is obtained, it can be expressed as the following equation (18).
[0031]
(Equation 10)

[0032]
When the induced voltage Vα obtained in this way is compared with the induced voltage V40 when the widths of the teeth 1a to 1c shown in FIG. 12 are arranged at equal intervals, Expression (19) is obtained.
[0033]
(Equation 11)

[0034]
When the value of Expression (19) is determined using the width of the teeth 1b as a parameter, the result is as shown in FIG.
As is clear from FIG. 3, when the width α [deg] of the central tooth 1b is in the range of 40 <α <50, the induced voltage Vα is higher than when the conventional teeth 1a to 1c are arranged at equal intervals. Occurs. Since the output torque of the DC motor is obtained by the product of the induced voltage and the current flowing through the phase, the torque generated when the same current flows is such that the width of the central teeth 1b is in the range of 40 <α <50. Increases when set.
[0035]
In this way, by setting the width of the three teeth 1a to 1c constituting one phase to be unequal at both ends and the center, it is possible to improve the output of the motor.
As for the cogging torque, the width of the teeth 1a to 1c is not equal, so that the pulsation of the 72 times frequency described above cannot be obtained, so that the amplitude may be large.
[0036]
However, one cycle of the 72-fold frequency is 5 [deg], and depending on the dimensional accuracy of the stator 1 and the rotor 4, there is a high possibility that a pulsation of the 72-fold frequency will not occur accurately. For example, when imbalance occurs in the pitch and magnetic force of the magnetic poles of the rotor 4, a pulsation of cogging torque having a frequency nine times as many as the number of the slots 2 may occur. When the axis of the rotor 4 is eccentric, cogging torque pulsation having a frequency eight times the same as the number of magnetic poles of the rotor 4 may occur.
[0037]
Considering these effects, the configuration of the stator 1 as in the first embodiment may increase the amplitude of the cogging torque compared to the ideal cogging torque. Taking into account the variation of the above, it is not so much affected and can be expected to be practically useful.
[0038]
Embodiment 2
FIG. 4 is a configuration diagram (partially omitted) of a stator section showing an embodiment of the second invention of the present invention.
In this embodiment, as in the first embodiment, the widths of the tips of the three teeth 1a to 1c forming one phase of the stator 1 are 60-α / 2 [deg], α [deg], 60-deg. α / 2 [deg] (40 <α <50). However, the difference is that the width and arrangement of the winding portions of the teeth 1a to 1c are selected so that the cross-sectional area of the slot 2 is substantially uniform.
[0039]
In FIG. 4, the widths of the winding portions of the teeth 1a to 1c are all the same, and the arrangement is equally spaced every 40 [deg]. Thereby, the cross-sectional area of each slot 2 becomes uniform. The number of turns of the winding 3 applied to each of the teeth 1a to 1c is the same for all the teeth 1a to 1c. With such a configuration, it is possible to prevent a decrease in the space factor of the winding 3 that occurs in the first embodiment.
[0040]
That is, when the cross-sectional area of each slot 2 is different, the amount of the winding 3 accommodated in the slot 2 is limited by the area of the slot 2 having a small cross-sectional area. As a whole, the space factor will decrease. For this reason, in the stator 1 of FIG. 4, only the widths of the tips of the teeth 1 a to 1 c are unequally spaced, and the winding portions of the teeth 1 a to 1 c are arranged so that the cross-sectional area of each slot 2 is uniform. is there. In this way, it is possible to improve the output while suppressing a decrease in the space factor of the winding 3.
[0041]
Embodiment 3
FIGS. 5 and 6 are explanatory diagrams of the winding state of the teeth showing an embodiment of the third invention of the present invention, and FIG. 6 is a waveform diagram showing the phase relationship between the induced voltage and the flowing current.
In this embodiment, as in the conventional case, the shapes of the three teeth 1a to 1c forming one phase of the stator 1 are arranged continuously, but the winding wound around the three teeth 1a to 1c The winding number of the wire 3 is different. In FIG. 5, the

teeth

1a and 1c are wound m times and the teeth 1b are wound m times, and the relationship between n and m is n <m.
[0042]
As described in the first embodiment, by enlarging the width of the tip of central tooth 1b, the induced voltage generated in one phase is increased, and the output is improved. It can be seen that the contribution ratio is large. This becomes clear from the relationship between the induced voltage generated in each of the teeth 1a to 1c and the drive current of the motor shown in FIG. That is, the induced voltages generated in the teeth 1a to 1c have different phases (however, the case where the number of turns of the windings 3 of the teeth 1a to 1c is the same) is shown.
[0043]
This is because the width of the teeth 1a to 1c is 40 [deg] intervals, while the magnetic poles of the rotor 4 are 45 [deg] intervals, and the electrical angles are shifted by 20 [deg] each. I have. The induced voltage generated in the phase is the result of the combination of these, and when driving the motor, a current is applied in accordance with the phase of the induced voltage of the central teeth 1b. For this reason, the leading phase energization is performed in the teeth 1a, and the lagging phase energization is performed in the teeth 1c, so that energization at the optimal phase is not performed. Inability to generate torque.
[0044]
For this reason, in the stator 1 of FIG. 5, the number of turns of the winding 2 of the teeth 1b is larger than that of the

teeth

1a, 1c, and the output torque can be improved.
In particular, in the case of the stator 1 in which the teeth 1a to 1c are arranged at unequal intervals as in the first embodiment, since the cross-sectional area of each slot 2 is not uniform, the number of turns of the teeth 1b is reduced. By increasing the number, it is also possible to improve the decrease in the winding space factor due to the uneven slot cross-sectional area.
[0045]
However, when the number of windings for one tooth is increased, the coil end of the winding 3 increases, and the winding resistance increases. For this reason, copper loss (loss caused by the resistance of the winding 3) at the time of driving the motor increases. Therefore, the possible range of the number of turns n and the number of turns m of the winding 3 is limited to some extent, and an optimum value exists within the range.
[0046]
Embodiment 4
FIG. 7 is a configuration diagram (partially omitted) of a stator portion showing one embodiment of the fourth and fifth inventions of the present invention.
In this embodiment, of the three teeth 1a to 1c constituting one phase, the width of the winding part is different only in the center tooth 1b.
In Figure 7, the width of the central teeth 1b gamma, both sides of the teeth 1a, the width of 1c has a beta, dimension in the width gamma and width beta are different.
[0047]
When the width of the tip of the center tooth 1b is widened as in the first embodiment, the magnetic flux of the rotor 4 entering there becomes larger than the

teeth

1a and 1c on both sides, so that the magnetic flux density of the magnetic flux portion of the winding portion is increased. Will be higher. On the other hand, as in Embodiment 3, when the number of turns of the winding 3 of the central tooth 1b is increased, the magnetic flux density generated when the winding 3 is energized also becomes higher than the

teeth

1a and 1c on both sides. Therefore, by increasing the width of the winding portion, it is possible to reduce the magnetic flux density, prevent an increase in iron loss, and improve the efficiency.
[0048]
At this time, the cross-sectional area of the slot 2 of the stator 1 is made uniform when the number of turns of the windings 3 of the three teeth 1a to 1c is equal, and when the number of turns of the windings 3 is different, the center tooth is used. When the dimensions of the winding portions of the teeth 1a to 1c are set so as to widen the cross-sectional area of the slots 2 on both sides of the winding 1b, the space factor of the winding 3 can be improved, and high efficiency can be achieved. .
[0049]
Embodiment 5
FIG. 8 is a configuration diagram of an air conditioner showing one embodiment of the sixth invention of the present invention.
In the figure, reference numeral 11 denotes an indoor unit, which is connected to an outdoor unit 12. The indoor unit 12 includes the blower 14 driven by the DC motor 13 described in each of the above embodiments.
[0050]
Since the DC motor 13 for the blower 14 is required to have low noise and high efficiency, the DC motor 13 having a small cogging torque, a high output torque, and an efficient slot number 9n and a magnetic pole number 8n is suitable for it. ing. On the other hand, the DC motor 13 shown in each of the above embodiments has a higher output and is more efficient, and thus is suitable for the blower 14. This makes it possible to provide a low-noise and efficient blower DC motor 13.
[0051]
【The invention's effect】
In the first aspect of the invention as described above, among the three teeth arranged in one phase, the width of the tip of the Hisashi Naka tooth alpha [deg], and the 40 / n <α ≦ 50 / n Therefore, the output torque of the three-phase DC motor can be improved.
[0052]
Further, in the second invention, since the slot cross-sectional areas are made substantially equal, a decrease in the space factor of the windings can be improved, and the efficiency of the motor can be increased.
[0053]
Further, in the third invention, among the three teeth arranged in one phase , the number of turns of the center tooth is larger than the number of turns of the teeth on both sides thereof. Can be further improved.
[0054]
Further, in the fourth invention, the width of the winding portion of the central teeth and the width of the winding portions of the teeth on both sides thereof are made different, so that the magnetic flux density of the teeth is suppressed from increasing, and the efficiency of the motor is improved. Can be achieved.
[0055]
In the fifth invention, when the number of turns of the three teeth is equal, the cross-sectional area of each slot is substantially equal, and when the number of turns is different, the cross-sectional areas of the slots on both sides of the center tooth are different. Since the cross-sectional area is set wider than the slot, the space factor of the windings can be improved, and the efficiency of the motor can be increased.
[0056]
Further, in the sixth aspect , since the above-described DC motor is applied for driving a blower of an air conditioner, a blower motor with low noise and high efficiency can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a stator and a rotor according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of a positional relationship between teeth and a rotor in FIG. 1;
FIG. 3 is a tooth width interaction induced voltage ratio curve diagram showing the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a configuration diagram (partially omitted) of a stator according to a second embodiment of the present invention;
FIG. 5 is an explanatory diagram of a tooth winding state showing the third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a waveform chart showing a phase relationship between an induced voltage and a flowing current according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a configuration diagram (partially omitted) of a stator unit according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a configuration diagram of an air conditioner according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a configuration diagram of a stator and a rotor portion of a conventional three-phase DC motor in which the number of slots and the number of magnetic poles are 3: 2.
FIG. 10 is an explanatory diagram of a positional relationship between the teeth and the rotor in FIG. 9;
FIG. 11 is a configuration diagram of a stator and a rotor portion of a conventional three-phase DC motor in which the number of slots and the number of magnetic poles are 9: 8.
FIG. 12 is a diagram illustrating the positional relationship between the teeth and the rotor in FIG. 11;
[Explanation of symbols]
REFERENCE SIGNS LIST 1 stator, 1a to 1c teeth, 2 slots, 3 windings, 4 rotors, 11 air conditioner indoor unit, 12 air conditioner outdoor unit, 13 DC motor, 14 blower

Claims

A rotor having 8 n (n is a natural number) magnetic poles, a 9 n (n is a natural number) slot and an iron core formed between the slots and having three teeth per phase are wound. and the direct current motor constituted by a stator, among the three teeth, that the central teeth tip width alpha [deg], and the 40 / n <α ≦ 50 / n (n is a natural number) Characteristic DC motor.

DC motor according to claim 1, characterized in that substantially equal cross-sectional area of each slot.

Of the three teeth arranged in one phase, the winding number of the central teeth, the DC motor according to claim 1 or claim 2, wherein it has more than winding number on both sides of the tooth .

The width of the winding portion of the center of the tooth, the DC motor according to claim 1 or claim 3, wherein the having different width of the winding portions on both sides of the teeth.

When the number of windings of the three teeth is equal, the cross-sectional area of each slot is made substantially equal. 5. The DC motor according to claim 4 , wherein said DC motor is also set wide.

The DC motor according to any one of claims 1 to 5 , wherein the DC motor is applied for driving a blower of an air conditioner.