JP3602450B2 - チャンネル推定を形成する方法及び受信器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【技術分野】
本発明は、少なくとも１つのベースステーションと多数のターミナル装置とを備えた無線システムにおいてチャンネル推定を形成することに係る。
【０００２】
【背景技術】
ＣＤＭＡシステムでは、受信器として動作するベースステーション又はターミナル装置が多数のチャンネル推定構成を使用している。しかしながら、チャンネル推定は、通常、簡単なローパスフィルタによってフィルタリングされる。フィルタの帯域巾は、最大ドップラー周波数に基づいて選択される。このような公知の構成に伴う１つの問題は、チャンネル推定器が低いドップラー周波数において充分な性能を有していないことである。更に、このようなチャンネル推定器は、電力スペクトルが明らかに非対称的である場合に確実に動作しない。
【０００３】
チャンネル自己相関及びノイズ電力スペクトル密度が分かる場合には、ウェナーフィルタにより最適なチャンネル推定器を実施することができる。実際には、それらが分からず、推定しなければならない。実際の受信器において最適なウェナーフィルタを実施することは、必要とされる精巧なマトリクス演算及びパラメータ推定のエラーによって更に複雑なものとなる。既知の適応チャンネル推定器では、ＬＭＳ（最小平均２乗）、ＲＬＳ（反復最小２乗）又はカルマンアルゴリズムにより適応性が達成される。ＬＭＳ及びＲＬＳ構成は、参考としてここに援用する次の出版物に詳細に示されている。即ち、Ａ．マメーラ、Ｖ−Ｐ．カーシアの「Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ， Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ａｎｄ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ Ｉｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ， ＩＳＳＳＴＡ’９４」、第４７５−４７８ページ；Ｓ．マクラグリン、Ｂ．マルグレー、Ｃ．Ｆ．Ｎ．コワンの「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ ａｎｄ Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ａｓ ＨＦ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒｓ， ＩＣＡＳＳＰ’８７」、第２１０５−２１０８ページ；Ａ．Ｐ．クラーク、Ｓ．Ｇ．ジャヤシングの「Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｌａｎｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥプロシーディングズ、第１３４巻、Ｐｔ．Ｆ．第４号、１９８７年７月、第３８３−３９３ページ；Ａ．Ｐ．クラーク、Ｆ．マクベリーの「Ｉｍｐｒｏｖｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ ａｎ ＨＦ Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ， Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、第５巻、第３号、１９８３年５月、第２４１−２５５ページ；Ａ．Ｐ．クラーク、Ｆ．マクベリーの「Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ａｎ ＨＦ Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ」、ＩＥＥＥプロシーディングズ、第１２８巻、Ｐｔ．Ｆ．第１号、１９８１年２月、第３３−４２ページ；及びＡ．Ｐ．クラーク、Ｓ．ハリハンの「Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ ａｎ ＨＦ Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ」、ＩＥＥＥトランザクションズ・オン・コミュニケーションズ、第３７巻、第９号、１９８９年９月、第９１８−９２６ページ。
【０００４】
又、参考としてここに援用する次の出版物は、チャンネル推定にカルマンフィルタを使用することを述べている。即ち、Ａ．Ｐ．クラーク、Ｒ．ハルンの「Ａｓｓｅｓｓｍｅｎｔ ｏｆ Ｋａｌｍａｎ−ｆｉｌｔｅｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒｓ ｆｏｒ ａｎ ＨＦ Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ」、ＩＥＥＥプロシーディングズ、第１３３巻、Ｐｔ．Ｆ．第６号、１９８６年１０月、第５１３−５２１ページ；Ｈ．Ｈ．クライトン、Ｐ．ファイン、Ａ．Ｈ．アグバミの「Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｋａｌｍａｎ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｓｈｉｆｔ Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ」、ＰＩＭＲＣ’９３，Ｂ２．７；Ｓ．Ａ．フェチテル、Ｈ．メイヤの「Ａｎ Ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ ｏｆ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ｍｏｄｅｒａｔｅｌｙ Ｒａｐｉｄ Ｆａｄｉｎｇ ＨＦ−Ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＣＣ’９１、第７６８−７７２ページ；及びＳ．ハリハン、Ａ．Ｐ．クラークの「ＨＦ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｆａｓｔ Ｔｒａｎｓｖｅｒｓａｌ Ｆｉｌｔｅｒ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ」、ＩＥＥＥトランザクションズ・オン・アコースティックス・スピーチ・アンド・シグナリ・プロセッシング、第３８巻、第８号、１９９０年８月、第１３５３−１３６２ページ。
ＬＭＳ及びＲＬＳアルゴリズムは、性能が悪く、低い即ち強い負の信号対雑音比で動作するように設計されていない。従って、それらは、ＣＤＭＡ受信器には適していない。適応カルマンアルゴリズムに伴う問題は、それが複雑なことである。ドップラー電力スペクトルに適応しそしてそれらの性能度数を変更するカルマンアルゴリズムは、実際の用途には複雑過ぎる。
【０００５】
【発明の開示】
本発明の目的は、上述した問題を解消する方法及びこの方法を実施する受信器を提供することである。これは、信号を送信及び受信することにより互いに通信する少なくとも１つのベースステーションと多数のターミナル装置とを備えたＣＤＭＡ無線システムに使用されるチャンネル推定方法であって、受信した信号をサンプリングし、そしてパイロット記号より成るパイロット信号を送信することを含む方法によって達成される。本発明による方法は、更に、受信したサンプルにパイロット記号の既知の複素共役を乗算することにより予めのチャンネル推定を形成し、時間的に連続する予めのチャンネル推定の予めの自己相関を形成し、上記予めの自己相関を平均化によってフィルタリングし、そしてその平均化された自己相関に基づき平均チャンネル推定をフィルタリングするためのフィルタパラメータを形成し、そしてそのフィルタパラメータによって制御されるチャンネル推定フィルタリングにより平均チャンネル推定を形成するという段階を含む。
【０００６】
又、本発明は、少なくとも１つのベースステーションと多数のターミナル装置とを備え、これらは、送信器及び受信器を備え、そしてパイロット記号より成るパイロット信号を含む信号を送信及び受信することにより互いに通信するような無線システムの受信器であって、受信信号をサンプリングするように構成された受信器にも係る。この受信器は、更に、受信したサンプルにパイロット記号の既知の複素共役を乗算することによって予めのチャンネル推定を形成し、時間的に連続する予めのチャンネル推定の予めの自己相関を形成し、上記予めの自己相関を平均化によってフィルタリングし、その平均化された自己相関に基づきチャンネル推定をフィルタリングするためのフィルタパラメータを形成し、そしてそのフィルタパラメータにより制御されるよう構成されたチャンネル推定フィルタリングにより平均チャンネル推定を形成するというように構成される。
【０００７】
本発明の好ましい実施形態は、従属請求項に記載する。
本発明の基本的な考え方は、チャンネルフィルタのフィルタパラメータ又は重み付け係数がチャンネル推定の自己相関関数から直接的に形成されることをベースとする。
本発明による方法及びシステムは、多数の効果を発揮する。フィルタパラメータは、僅かな計算量だけで且つ推定エラーを予想する複雑なＬＭＳ、ＲＬＳ又はカルマン計算演算を伴わずに、チャンネル推定の自己相関関数から直接的に形成される。更に、本発明によるチャンネル推定構成体は、推定されるべきプロセスに関して公知のデータを利用しないので、例えば、明確に非対称的な電力スペクトルでも優れた性能を発揮する。又、本発明による構成体は、低い信号対雑音比でも信頼性が高い。
【０００８】
【発明を実施するための最良の形態】
以下、添付図面を参照して本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。
本発明による構成体は、特に、ＣＤＭＡ無線システムに適用できるが、これに限定されるものではない。
無線システムは、少なくとも１つのベースステーションと、通常は移動電話である多数のターミナル装置とを備えている。ベースステーション及びターミナル装置は、例えば、データ信号及びパイロット信号を送信及び受信することにより互いに通信する。データ信号は、通常、スピーチ又は他のユーザデータより成る。ベースステーションは、制御チャンネルにパイロット信号を送信し、これは、電力制御及び同期に使用される。信号は、実数又は複素数の形態で表わされそして処理され得る記号より成る。記号は、ビット又はビットの組合せを表わす。特に、ＣＤＭＡ無線システムでは、信号がベースステーションから多数の経路を経てターミナル装置へ伝播し、信号成分は、異なる時間遅延で受信器に到達する。
【０００９】
本発明の原理を示す図１及び２の構成体を最初に説明する。図１は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタをベースとするチャンネル推定フィルタを示す。
これは、各遅延ブロック１０２ないし１０４において、１つの記号に対応する時間だけ遅延される（Ｚ変換としての１つのサンプル／記号の遅延は、ｚ−１で表わすことができる）。遅延ブロック１０２ないし１０４の数は、特定の遅延領域を網羅するように自由に選択される。各予めのチャンネル推定ｃｋないしｃｋ−ｍは、乗算器１０６ないし１１０において、フィルタパラメータαｋないしαｋ−ｍで乗算される。フィルタパラメータαｋないしαｋ−ｍは、予めのチャンネル推定ｃｋないしｃｋ−ｍを重み付けする。重み付けされたチャンネル推定は、ブロック１１２において互いに加算され、平均化されたチャンネル推定が与えられる。
【００１０】
図２は、チャンネル推定フィルタ、即ちフィルタパラメータフィルタにおいてフィルタパラメータαｋないしαｋ−ｍを計算するためのフィルタのブロック図である。この構成においても、受信サンプルｚｋは、図１の場合と同様に、乗算器２００においてパイロット記号ａｋの複素共役で乗算され、そして遅延ブロック２０２ないし２０６において遅延される。これにより得られた予めのチャンネル推定ｃｋないしｃｋ−ｍは、好ましくは乗算器であるブロック２０８ないし２１２において第１の予めのチャンネル推定ｃｋと相関される。たとえ必要でなくとも、この段階では、予めの相関結果をスケーリング又は正規化し、例えば、各予めの相関を全ての予めの相関の和で除算することができる（このようなスケーリング又は正規化は、図２には示されていない）。その後に、各予めの相関結果は、平均化フィルタ区分２３８の一部分である乗算器２１４ないし２１８において、
は、ブロック２２６ないし２３２において対応的に得られる。図２の構成では、フィルタパラメータは、特に各受信サンプルの各パイロット記号に対して形成され、従って、使用される遅延要素１０２ないし１０４及び２０２ないし２０６、ひいては、予めのチャンネル推定が多いほど、フィルタパラメータαｋないしαｋ−ｍを計算するのがより複雑になる。
【００１１】
フィルタパラメータαkないしαk-mの計算は、本発明による構成体では、多数の受信サンプルｚkを合成し、従って、フィルタパラメータαkないしαk-mを低い頻度で計算することにより簡単化される。フィルタパラメータαkないしαk-mのこのような低い頻度の形成が図３に示されており、ここでは、図１及び２
【００１２】
ＩＩＲフィルタの前で予めの相関器のスケーリングに置き換わるスケーリングブロック４００では、一緒に加算された結果が、先ず、乗算器３８６において、
【００１３】
フィルタパラメータαｋないしαｋ−ｍが形成されると、それらはチャンネル推定を形成するフィルタ区分（４１３）へ送られ、そして予めのチャンネル係数ｃｋないしｃｋ−ｍが乗算器４０２ないし４１２においてフィルタパラメータαｋないしαｋ−ｍで乗算される。その後、乗算の結果が、図１の例に示すように、加算器
【００１４】
図４及び５は、チャンネル推定が形成される割合を１／１０に減少し、即ちタイムスロットの１０個の記号全部に対して１つの平均化されたチャンネル推定を計算する構成体を示す。記号特有のチャンネル推定は、形成されたタイムスロット特有の平均化されたチャンネル推定から補間される。更に、図４及び５は、制御チャンネルタイムスロットの全ての記号がパイロット記号ではない場合における本発明の構成体の動作を示す。図４及び５は、７つのタイムスロットからのチャンネル推定の計算を一例として示す。図４は、チャンネル推定器フィルタを示す。本発明による構成体において、タイムスロットの数は、自由に選択することができる。１０個の記号を含むタイムスロット４２０は、８個のパイロット記号４２２と、２つの他の記号４２４とを有する。タイムスロット４２６は、８個のパイロット記号４２８と、２つの他の記号４３０とを有する。タイムスロット４３２は、８個のパイロット記号４３４と、２つの他の記号４３６とを有する。タイムスロット４３８は、８個のパイロット記号４４０と、２つの他の記号４４２とを有する。タイムスロット４４４は、８個のパイロット記号４４６と、２つの他の記号４４８とを有する。タイムスロット４５０は、８個のパイロット記号４５２と、２つの他の記号４４８とを有する。最後のタイムスロット４５５には８個のパイロット記号しか示されていない。ブロック４５６、４５８、４６０、４６２、４６４、４６６及び４６８では、受信サンプルｚｋは、例えば、図１のブ
この構成では、８番目のパイロット記号４２２、４２８、４３４、４４０、４４６、４５２及び４５５の各々と受信サンプルとの積は、例えば、各加算器４５６、４５８、４６０、４６２、４６４、４６６及び４６８においてそれら積を一緒に加算することにより平滑化フィルタリングを受ける。この加算は、加算における各記号が、同じ又は異なる値の重み付け係数で重み付けされるような平均値を計算することにより実行することもできる。これにより得られた予めのチャンネル推定ｃ（ｓ−３）、ｃ（ｓ−２）、ｃ（ｓ−１）、ｃ（ｓ）、ｃ（ｓ＋１）、ｃ（ｓ＋２）及びｃ（ｓ＋３）は、乗算器４７０ないし４８２における乗算によりフィルタパラメータα（ｓ−３）、α（ｓ−２）、α（ｓ−１）、α（ｓ）、α（ｓ＋１）、α（ｓ＋２）及びα（ｓ＋３）で重み付けされる。この構成では、データ処理の瞬間に対して両側でフィルタリングを与えるためにデータ処理が３個のタイムスロットだけ遅延される。重み付けされたチャンネル推定は、加算器４８４において一緒に加算され、時間的に連続する平均チャンネル推定４８６ないし４９０が得られる。これは、図４に示すフィルタ構成体が動作するときに、各タイムスロットに対して１つの平均チャンネル推定が連続的に形成されることを意味する。これらの平均チャンネル推定の間に、本発明による構成では、直線的補間装置４９８により記号特有及びサンプル特有のチャンネル推定４９４を補間することができる。
【００１５】
図４に示す平滑化チャンネル推定器フィルタのフィルタパラメータα（ｓ−３）、α（ｓ−２）、α（ｓ−１）、α（ｓ）、α（ｓ＋１）、α（ｓ＋２）及びα（ｓ＋３）は、例えば、図５に示すフィルタパラメータフィルタによって形成される。図４の場合と同様に、１０個の記号を含む図５のタイムスロット５００は、８個のパイロット記号５０２と、２つの他の記号５０４とを有する。タイムスロット５０６は、８個のパイロット記号５０８と、２つの他の記号５１０とを有する。タイムスロット５１２は、８個のパイロット記号５１４と、２つの他の記号５１６とを有する。タイムスロット５１８は、８個のパイロット記号５２０と、２つの他の記号５２２とを有する。タイムスロット５２４は、８個のパイロット記号５２６と、２つの他の記号５２８とを有する。タイムスロット５３０は、８個のパイロット記号５３２と、２つの他の記号５３４とを有する。最後のタイムスロット５３６は、８個のパイロット記号５３８と、２つの他の記号５４０とを有する。フィルタパラメータを計算するためには、７個のタイムスロットではなく、最後の４つのタイムスロット５１８、５２４、５３０及び５３６だけが必要とされる。平滑化フィルタ５４２ないし５５４は、図４のブロック４５６ないし４６８と同様に動作する。予めのチャンネル係数ｃ（ｓ−３）、ｃ（ｓ−２）及びｃ（ｓ−１）は、乗算器５５６ないし５６０において、予めのチャンネル
【００１６】
図６及び７は、チャンネル推定が形成される割合を１／５に減少する構成を示す。図６は、図４と同様のチャンネル推定器フィルタを示すが、この場合には、各タイムスロットに２つのチャンネル係数７１２ないし７１４が形成される。これは、高速移動ターミナル装置にとって重要である。というのは、ナイクビスト（Ｎｙｑｖｉｓｔ）限界に近づくにつれて推定エラーが著しく増加するからである。タイムスロット当たり１つのチャンネル推定しか形成されないときには、タイムスロットの巾が約０．６２５ｍｓの場合にナイクビスト限界が約８００Ｈｚである。ナイクビスト限界は、ほぼ４００ｋｍ／ｈの速度に対応する。４つのパイロット記号６００ないし６２６と受信サンプルの積は、平滑化フィルタ６２８ないし６５４において各タイムスロット当たり２回合成される。図４に示す構成と同様に、この構成も、信号処理の瞬間に対して両側（過去−現在）の時間相関を与えるために信号処理が３つのタイムスロットだけ遅延されるような平滑化フィルタリングをベースとしている。各タイムスロットの予めのチャンネル係数は、上位の乗算器６５６ないし６８０においてフィルタパラメータα（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）、α（ｂ）、α（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）で乗算され、そして対応的に、下位の乗算器６８４ないし７０８においてフィルタパラメータα（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）、α（ｂ）、α（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）で乗算される。上位の乗算器６５６ないし６８０の後に、それらの積が加算器６８２で互いに加算され、そして下位の乗算器６８４ないし７０８の後に、それらの積が加算器７１０で互いに加算され、１つのタイムスロット当たり２つのチャンネル推定７１２を得る（この場合は、パイロット記号６１２ないし６１４より成るタイムスロットに対し）。これら２つのチャンネル推定７１２間の時間に対するチャンネル推定は直線的補間装置７１６により形成されるのが好ましい。又、補間装置７１６は、他のタイムスロットのチャンネル推定７１４と現在タイムスロットのチャンネル推定７１２との間のチャンネル推定を補間するのにも使用できる。補間されたチャンネル推定は、参照番号７１８で示されている。
【００１７】
図７は、図６に示したフィルタに対するフィルタパラメータα（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）、α（ｂ）、α（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）を形成するフィルタパラメータフィルタを示す。この構成は、７つのタイムスロット全部を使用する必要がない。４つのパイロット記号７２０ないし７３４が受信サンプルで乗算され、その後、予めのチャンネル係数である４つの積全部が平滑化フィルタ７３６ないし７５０において一緒に加算される。４つのパイロット記号７２４、７２８、７３２（パイロット記号７２０を除く）の各々に関連したチャンネル係数は、上位の乗算器７５２ないし７６２において、パイロット記号７３４に関連した予めのチャンネル係数で乗算され、予めの自己相関が形成される。下位の乗算器７６４ないし７７４では、予めのチャンネル係数（パイロット記号７３４に関連した予めのチャンネル係数は除く）に、パイロット記号７３４に関連した予めのチャンネル係数が乗算されて、予めの自己相関が与えられる。予めの自己相関は、その後、加算器７７６ないし７８６において互いに加算され、そして互いに加算された予めの自己相関は、乗算器７８８ないし７９８に重み付け係数Ｋを使用し、遅延ブロック８００、８０６、８１２、８１８、８２４及び８３０で遅延を行い、乗算器８０２、８０８、８１４、８２０、８２６及び８３２に重み付け係数１−Ｋを使用し、そして加算器８０４、８１０、８１６、８２２、８２８及び８３４に加算を使用することにより、上述したようにＩＩＲフィルタリングを受ける。その後、各平均化された自己相関結果は、デシメータ８３６においてデシメートされ、そしてその後、デシメートされた結果は、ブロック８３８へ送られて、外挿が行われる（図３のブロック３８２と同様に）と共に、フィルタパラメータα（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）、α（ｂ）、α（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）が形成される。パイロット記号ｂ−１ ７２０及びｂ ７２２のグループは、４つのパイロット記号により時間的に分離され、一方、パイロット記号ｂ＋１ ７２４及びｂ ７２２は、６つのパイロット記号により時間的に分離される。この手順は、図７に示す通りである。少なくとも２つの非サンプル特有の平均化チャンネル推定が各タイムスロットに形成され、そしてタイムスロットのパイロット記号が少なくとも２つの記号グループ（例えば、（ｂ−１、ｂ）及び（ｂ、ｂ＋１））を形成し、これらが同じタイムスロット及び異なるタイムスロットにおいて異なる記号数（同じタイムスロットでは４つの記号そして異なるタイムスロットでは６つの記号）だけパイロット記号グループから時間的に分離されるときには、時間的に異なる距離をもつ２つの連続する平均化自己相関の平均自己相関が加算器７７６ないし７８６において形成され、そして信号処理の瞬間に対する自己相関の時間遅延が、信号処理の瞬間からの上記２つのパイロットグループの距離の平均［（４＋６）／２＝５］に調整される。これは、平均化された相関結果ρ（ｋ−５）、ρ（ｋ−１０）、ρ（ｋ−１５）、ρ（ｋ−２０）、ρ（ｋ−２５）、ρ（ｋ−３０）を与え、これらは、更に、図３に示すように、外挿（α（ｂ））、デシメーション及びおそらくはスケーリングを必要とする。平均化された相関結果ρ（ｋ−５）、ρ（ｋ−１０）、ρ（ｋ−１５）、ρ（ｋ−２０）、ρ（ｋ−２５）、ρ（ｋ−３０）は、スケーリングによりフィルタパラメータα（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）、α（ｂ）、α（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）を形成するのに使用される。フィルタパラメータα（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）［α（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）］は、複素共役としてフィルタパラメータα（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）［α（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）］を形成するのに使用できる。
【００１８】
図６及び７のチャンネル推定器は、数学的に次のように表わすことができる。
【００１９】
図８は、レーキ（ＲＡＫＥ）フィンガーより成るＣＤＭＡ受信器を示す。この受信器は、アンテナ９００と、該アンテナ９００で受信した信号を基本帯域に変換するＲＦ手段９０２とを備えている。アナログの基本帯域信号は、アナログ／デジタルコンバータ９０４においてデジタル信号に変換される。このデジタル信号は、レーキブロック９１４へ送られ、そこで、異なる経路を伝播した信号成分の遅延がブロック９０６において最初に決定される。その後、信号は、レーキフィンガー（ブロック９０６２、９０６４、９５４及び９５６を含む）に伝播し、その各々は独立した受信ユニットである。レーキフィンガーの目的は、１つの受信信号成分をコンポーズしそして復調することである。各レーキフィンガーは、個々の経路に沿って伝播した信号成分と同期され、そしてＣＤＭＡ受信器では、受信器の岐路からの信号は、合成器９１２において合成され、受信器のデコード及び他の部分（図８には示さず）のための良質な信号が得られる。レーキフィンガーに到着する信号は、ブロック９０６２において拡散解除され、そしてその拡散解除された信号は、積分器９０６４において１つの記号の巾にわたって積分されて、
【００２０】
本発明による構成体は、マイクロプロセッサと、必要なプロセス段階を実行する適当なプログラムとによって最も効果的に実施できる。
添付図面の例を参照して本発明を詳細に説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく、請求の範囲に記載した本発明の考え方の範囲内で多数の変更がなされ得ることが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】予想チャンネル推定フィルタのブロック図である。
【図２】チャンネル推定フィルタにおいてフィルタパラメータを計算するためのフィルタのブロック図である。
【図３】本発明による予想チャンネル推定フィルタのブロック図である。
【図４】制御チャンネルから１つのタイムスロット内に８個のパイロット記号を受信する平滑型チャンネル推定フィルタを示す図である。
【図５】フィルタパラメータを計算するためのフィルタであって、制御チャンネルから１つのタイムスロット内に８個のパイロット記号を受信するフィルタを示す図である。
【図６】制御チャンネルから１つのタイムスロット内に４個のパイロット記号を２回受信する平滑型チャンネル推定フィルタを示す図である。
【図７】フィルタパラメータを計算するためのフィルタであって、制御チャンネルから１つのタイムスロット内に４個のパイロット記号を２回受信するフィルタを示す図である。
【図８】レーキ受信器のブロック図である。
【技術分野】
本発明は、少なくとも１つのベースステーションと多数のターミナル装置とを備えた無線システムにおいてチャンネル推定を形成することに係る。
【０００２】
【背景技術】
ＣＤＭＡシステムでは、受信器として動作するベースステーション又はターミナル装置が多数のチャンネル推定構成を使用している。しかしながら、チャンネル推定は、通常、簡単なローパスフィルタによってフィルタリングされる。フィルタの帯域巾は、最大ドップラー周波数に基づいて選択される。このような公知の構成に伴う１つの問題は、チャンネル推定器が低いドップラー周波数において充分な性能を有していないことである。更に、このようなチャンネル推定器は、電力スペクトルが明らかに非対称的である場合に確実に動作しない。
【０００３】
チャンネル自己相関及びノイズ電力スペクトル密度が分かる場合には、ウェナーフィルタにより最適なチャンネル推定器を実施することができる。実際には、それらが分からず、推定しなければならない。実際の受信器において最適なウェナーフィルタを実施することは、必要とされる精巧なマトリクス演算及びパラメータ推定のエラーによって更に複雑なものとなる。既知の適応チャンネル推定器では、ＬＭＳ（最小平均２乗）、ＲＬＳ（反復最小２乗）又はカルマンアルゴリズムにより適応性が達成される。ＬＭＳ及びＲＬＳ構成は、参考としてここに援用する次の出版物に詳細に示されている。即ち、Ａ．マメーラ、Ｖ−Ｐ．カーシアの「Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ， Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ａｎｄ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ Ｉｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ， ＩＳＳＳＴＡ’９４」、第４７５−４７８ページ；Ｓ．マクラグリン、Ｂ．マルグレー、Ｃ．Ｆ．Ｎ．コワンの「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ ａｎｄ Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ａｓ ＨＦ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒｓ， ＩＣＡＳＳＰ’８７」、第２１０５−２１０８ページ；Ａ．Ｐ．クラーク、Ｓ．Ｇ．ジャヤシングの「Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｌａｎｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥプロシーディングズ、第１３４巻、Ｐｔ．Ｆ．第４号、１９８７年７月、第３８３−３９３ページ；Ａ．Ｐ．クラーク、Ｆ．マクベリーの「Ｉｍｐｒｏｖｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ ａｎ ＨＦ Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ， Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、第５巻、第３号、１９８３年５月、第２４１−２５５ページ；Ａ．Ｐ．クラーク、Ｆ．マクベリーの「Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ａｎ ＨＦ Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ」、ＩＥＥＥプロシーディングズ、第１２８巻、Ｐｔ．Ｆ．第１号、１９８１年２月、第３３−４２ページ；及びＡ．Ｐ．クラーク、Ｓ．ハリハンの「Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ ａｎ ＨＦ Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ」、ＩＥＥＥトランザクションズ・オン・コミュニケーションズ、第３７巻、第９号、１９８９年９月、第９１８−９２６ページ。
【０００４】
又、参考としてここに援用する次の出版物は、チャンネル推定にカルマンフィルタを使用することを述べている。即ち、Ａ．Ｐ．クラーク、Ｒ．ハルンの「Ａｓｓｅｓｓｍｅｎｔ ｏｆ Ｋａｌｍａｎ−ｆｉｌｔｅｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｏｒｓ ｆｏｒ ａｎ ＨＦ Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ」、ＩＥＥＥプロシーディングズ、第１３３巻、Ｐｔ．Ｆ．第６号、１９８６年１０月、第５１３−５２１ページ；Ｈ．Ｈ．クライトン、Ｐ．ファイン、Ａ．Ｈ．アグバミの「Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｋａｌｍａｎ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｓｈｉｆｔ Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔｓ」、ＰＩＭＲＣ’９３，Ｂ２．７；Ｓ．Ａ．フェチテル、Ｈ．メイヤの「Ａｎ Ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ ｏｆ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ｍｏｄｅｒａｔｅｌｙ Ｒａｐｉｄ Ｆａｄｉｎｇ ＨＦ−Ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＣＣ’９１、第７６８−７７２ページ；及びＳ．ハリハン、Ａ．Ｐ．クラークの「ＨＦ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｆａｓｔ Ｔｒａｎｓｖｅｒｓａｌ Ｆｉｌｔｅｒ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ」、ＩＥＥＥトランザクションズ・オン・アコースティックス・スピーチ・アンド・シグナリ・プロセッシング、第３８巻、第８号、１９９０年８月、第１３５３−１３６２ページ。
ＬＭＳ及びＲＬＳアルゴリズムは、性能が悪く、低い即ち強い負の信号対雑音比で動作するように設計されていない。従って、それらは、ＣＤＭＡ受信器には適していない。適応カルマンアルゴリズムに伴う問題は、それが複雑なことである。ドップラー電力スペクトルに適応しそしてそれらの性能度数を変更するカルマンアルゴリズムは、実際の用途には複雑過ぎる。
【０００５】
【発明の開示】
本発明の目的は、上述した問題を解消する方法及びこの方法を実施する受信器を提供することである。これは、信号を送信及び受信することにより互いに通信する少なくとも１つのベースステーションと多数のターミナル装置とを備えたＣＤＭＡ無線システムに使用されるチャンネル推定方法であって、受信した信号をサンプリングし、そしてパイロット記号より成るパイロット信号を送信することを含む方法によって達成される。本発明による方法は、更に、受信したサンプルにパイロット記号の既知の複素共役を乗算することにより予めのチャンネル推定を形成し、時間的に連続する予めのチャンネル推定の予めの自己相関を形成し、上記予めの自己相関を平均化によってフィルタリングし、そしてその平均化された自己相関に基づき平均チャンネル推定をフィルタリングするためのフィルタパラメータを形成し、そしてそのフィルタパラメータによって制御されるチャンネル推定フィルタリングにより平均チャンネル推定を形成するという段階を含む。
【０００６】
又、本発明は、少なくとも１つのベースステーションと多数のターミナル装置とを備え、これらは、送信器及び受信器を備え、そしてパイロット記号より成るパイロット信号を含む信号を送信及び受信することにより互いに通信するような無線システムの受信器であって、受信信号をサンプリングするように構成された受信器にも係る。この受信器は、更に、受信したサンプルにパイロット記号の既知の複素共役を乗算することによって予めのチャンネル推定を形成し、時間的に連続する予めのチャンネル推定の予めの自己相関を形成し、上記予めの自己相関を平均化によってフィルタリングし、その平均化された自己相関に基づきチャンネル推定をフィルタリングするためのフィルタパラメータを形成し、そしてそのフィルタパラメータにより制御されるよう構成されたチャンネル推定フィルタリングにより平均チャンネル推定を形成するというように構成される。
【０００７】
本発明の好ましい実施形態は、従属請求項に記載する。
本発明の基本的な考え方は、チャンネルフィルタのフィルタパラメータ又は重み付け係数がチャンネル推定の自己相関関数から直接的に形成されることをベースとする。
本発明による方法及びシステムは、多数の効果を発揮する。フィルタパラメータは、僅かな計算量だけで且つ推定エラーを予想する複雑なＬＭＳ、ＲＬＳ又はカルマン計算演算を伴わずに、チャンネル推定の自己相関関数から直接的に形成される。更に、本発明によるチャンネル推定構成体は、推定されるべきプロセスに関して公知のデータを利用しないので、例えば、明確に非対称的な電力スペクトルでも優れた性能を発揮する。又、本発明による構成体は、低い信号対雑音比でも信頼性が高い。
【０００８】
【発明を実施するための最良の形態】
以下、添付図面を参照して本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。
本発明による構成体は、特に、ＣＤＭＡ無線システムに適用できるが、これに限定されるものではない。
無線システムは、少なくとも１つのベースステーションと、通常は移動電話である多数のターミナル装置とを備えている。ベースステーション及びターミナル装置は、例えば、データ信号及びパイロット信号を送信及び受信することにより互いに通信する。データ信号は、通常、スピーチ又は他のユーザデータより成る。ベースステーションは、制御チャンネルにパイロット信号を送信し、これは、電力制御及び同期に使用される。信号は、実数又は複素数の形態で表わされそして処理され得る記号より成る。記号は、ビット又はビットの組合せを表わす。特に、ＣＤＭＡ無線システムでは、信号がベースステーションから多数の経路を経てターミナル装置へ伝播し、信号成分は、異なる時間遅延で受信器に到達する。
【０００９】
本発明の原理を示す図１及び２の構成体を最初に説明する。図１は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタをベースとするチャンネル推定フィルタを示す。
【００１０】
図２は、チャンネル推定フィルタ、即ちフィルタパラメータフィルタにおいてフィルタパラメータαｋないしαｋ−ｍを計算するためのフィルタのブロック図である。この構成においても、受信サンプルｚｋは、図１の場合と同様に、乗算器２００においてパイロット記号ａｋの複素共役で乗算され、そして遅延ブロック２０２ないし２０６において遅延される。これにより得られた予めのチャンネル推定ｃｋないしｃｋ−ｍは、好ましくは乗算器であるブロック２０８ないし２１２において第１の予めのチャンネル推定ｃｋと相関される。たとえ必要でなくとも、この段階では、予めの相関結果をスケーリング又は正規化し、例えば、各予めの相関を全ての予めの相関の和で除算することができる（このようなスケーリング又は正規化は、図２には示されていない）。その後に、各予めの相関結果は、平均化フィルタ区分２３８の一部分である乗算器２１４ないし２１８において、
【００１１】
フィルタパラメータαkないしαk-mの計算は、本発明による構成体では、多数の受信サンプルｚkを合成し、従って、フィルタパラメータαkないしαk-mを低い頻度で計算することにより簡単化される。フィルタパラメータαkないしαk-mのこのような低い頻度の形成が図３に示されており、ここでは、図１及び２
ＩＩＲフィルタの前で予めの相関器のスケーリングに置き換わるスケーリングブロック４００では、一緒に加算された結果が、先ず、乗算器３８６において、
フィルタパラメータαｋないしαｋ−ｍが形成されると、それらはチャンネル推定を形成するフィルタ区分（４１３）へ送られ、そして予めのチャンネル係数ｃｋないしｃｋ−ｍが乗算器４０２ないし４１２においてフィルタパラメータαｋないしαｋ−ｍで乗算される。その後、乗算の結果が、図１の例に示すように、加算器
図４及び５は、チャンネル推定が形成される割合を１／１０に減少し、即ちタイムスロットの１０個の記号全部に対して１つの平均化されたチャンネル推定を計算する構成体を示す。記号特有のチャンネル推定は、形成されたタイムスロット特有の平均化されたチャンネル推定から補間される。更に、図４及び５は、制御チャンネルタイムスロットの全ての記号がパイロット記号ではない場合における本発明の構成体の動作を示す。図４及び５は、７つのタイムスロットからのチャンネル推定の計算を一例として示す。図４は、チャンネル推定器フィルタを示す。本発明による構成体において、タイムスロットの数は、自由に選択することができる。１０個の記号を含むタイムスロット４２０は、８個のパイロット記号４２２と、２つの他の記号４２４とを有する。タイムスロット４２６は、８個のパイロット記号４２８と、２つの他の記号４３０とを有する。タイムスロット４３２は、８個のパイロット記号４３４と、２つの他の記号４３６とを有する。タイムスロット４３８は、８個のパイロット記号４４０と、２つの他の記号４４２とを有する。タイムスロット４４４は、８個のパイロット記号４４６と、２つの他の記号４４８とを有する。タイムスロット４５０は、８個のパイロット記号４５２と、２つの他の記号４４８とを有する。最後のタイムスロット４５５には８個のパイロット記号しか示されていない。ブロック４５６、４５８、４６０、４６２、４６４、４６６及び４６８では、受信サンプルｚｋは、例えば、図１のブ
【００１５】
図４に示す平滑化チャンネル推定器フィルタのフィルタパラメータα（ｓ−３）、α（ｓ−２）、α（ｓ−１）、α（ｓ）、α（ｓ＋１）、α（ｓ＋２）及びα（ｓ＋３）は、例えば、図５に示すフィルタパラメータフィルタによって形成される。図４の場合と同様に、１０個の記号を含む図５のタイムスロット５００は、８個のパイロット記号５０２と、２つの他の記号５０４とを有する。タイムスロット５０６は、８個のパイロット記号５０８と、２つの他の記号５１０とを有する。タイムスロット５１２は、８個のパイロット記号５１４と、２つの他の記号５１６とを有する。タイムスロット５１８は、８個のパイロット記号５２０と、２つの他の記号５２２とを有する。タイムスロット５２４は、８個のパイロット記号５２６と、２つの他の記号５２８とを有する。タイムスロット５３０は、８個のパイロット記号５３２と、２つの他の記号５３４とを有する。最後のタイムスロット５３６は、８個のパイロット記号５３８と、２つの他の記号５４０とを有する。フィルタパラメータを計算するためには、７個のタイムスロットではなく、最後の４つのタイムスロット５１８、５２４、５３０及び５３６だけが必要とされる。平滑化フィルタ５４２ないし５５４は、図４のブロック４５６ないし４６８と同様に動作する。予めのチャンネル係数ｃ（ｓ−３）、ｃ（ｓ−２）及びｃ（ｓ−１）は、乗算器５５６ないし５６０において、予めのチャンネル
図６及び７は、チャンネル推定が形成される割合を１／５に減少する構成を示す。図６は、図４と同様のチャンネル推定器フィルタを示すが、この場合には、各タイムスロットに２つのチャンネル係数７１２ないし７１４が形成される。これは、高速移動ターミナル装置にとって重要である。というのは、ナイクビスト（Ｎｙｑｖｉｓｔ）限界に近づくにつれて推定エラーが著しく増加するからである。タイムスロット当たり１つのチャンネル推定しか形成されないときには、タイムスロットの巾が約０．６２５ｍｓの場合にナイクビスト限界が約８００Ｈｚである。ナイクビスト限界は、ほぼ４００ｋｍ／ｈの速度に対応する。４つのパイロット記号６００ないし６２６と受信サンプルの積は、平滑化フィルタ６２８ないし６５４において各タイムスロット当たり２回合成される。図４に示す構成と同様に、この構成も、信号処理の瞬間に対して両側（過去−現在）の時間相関を与えるために信号処理が３つのタイムスロットだけ遅延されるような平滑化フィルタリングをベースとしている。各タイムスロットの予めのチャンネル係数は、上位の乗算器６５６ないし６８０においてフィルタパラメータα（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）、α（ｂ）、α（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）で乗算され、そして対応的に、下位の乗算器６８４ないし７０８においてフィルタパラメータα（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）、α（ｂ）、α（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）で乗算される。上位の乗算器６５６ないし６８０の後に、それらの積が加算器６８２で互いに加算され、そして下位の乗算器６８４ないし７０８の後に、それらの積が加算器７１０で互いに加算され、１つのタイムスロット当たり２つのチャンネル推定７１２を得る（この場合は、パイロット記号６１２ないし６１４より成るタイムスロットに対し）。これら２つのチャンネル推定７１２間の時間に対するチャンネル推定は直線的補間装置７１６により形成されるのが好ましい。又、補間装置７１６は、他のタイムスロットのチャンネル推定７１４と現在タイムスロットのチャンネル推定７１２との間のチャンネル推定を補間するのにも使用できる。補間されたチャンネル推定は、参照番号７１８で示されている。
【００１７】
図７は、図６に示したフィルタに対するフィルタパラメータα（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）、α（ｂ）、α（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）を形成するフィルタパラメータフィルタを示す。この構成は、７つのタイムスロット全部を使用する必要がない。４つのパイロット記号７２０ないし７３４が受信サンプルで乗算され、その後、予めのチャンネル係数である４つの積全部が平滑化フィルタ７３６ないし７５０において一緒に加算される。４つのパイロット記号７２４、７２８、７３２（パイロット記号７２０を除く）の各々に関連したチャンネル係数は、上位の乗算器７５２ないし７６２において、パイロット記号７３４に関連した予めのチャンネル係数で乗算され、予めの自己相関が形成される。下位の乗算器７６４ないし７７４では、予めのチャンネル係数（パイロット記号７３４に関連した予めのチャンネル係数は除く）に、パイロット記号７３４に関連した予めのチャンネル係数が乗算されて、予めの自己相関が与えられる。予めの自己相関は、その後、加算器７７６ないし７８６において互いに加算され、そして互いに加算された予めの自己相関は、乗算器７８８ないし７９８に重み付け係数Ｋを使用し、遅延ブロック８００、８０６、８１２、８１８、８２４及び８３０で遅延を行い、乗算器８０２、８０８、８１４、８２０、８２６及び８３２に重み付け係数１−Ｋを使用し、そして加算器８０４、８１０、８１６、８２２、８２８及び８３４に加算を使用することにより、上述したようにＩＩＲフィルタリングを受ける。その後、各平均化された自己相関結果は、デシメータ８３６においてデシメートされ、そしてその後、デシメートされた結果は、ブロック８３８へ送られて、外挿が行われる（図３のブロック３８２と同様に）と共に、フィルタパラメータα（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）、α（ｂ）、α（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）が形成される。パイロット記号ｂ−１ ７２０及びｂ ７２２のグループは、４つのパイロット記号により時間的に分離され、一方、パイロット記号ｂ＋１ ７２４及びｂ ７２２は、６つのパイロット記号により時間的に分離される。この手順は、図７に示す通りである。少なくとも２つの非サンプル特有の平均化チャンネル推定が各タイムスロットに形成され、そしてタイムスロットのパイロット記号が少なくとも２つの記号グループ（例えば、（ｂ−１、ｂ）及び（ｂ、ｂ＋１））を形成し、これらが同じタイムスロット及び異なるタイムスロットにおいて異なる記号数（同じタイムスロットでは４つの記号そして異なるタイムスロットでは６つの記号）だけパイロット記号グループから時間的に分離されるときには、時間的に異なる距離をもつ２つの連続する平均化自己相関の平均自己相関が加算器７７６ないし７８６において形成され、そして信号処理の瞬間に対する自己相関の時間遅延が、信号処理の瞬間からの上記２つのパイロットグループの距離の平均［（４＋６）／２＝５］に調整される。これは、平均化された相関結果ρ（ｋ−５）、ρ（ｋ−１０）、ρ（ｋ−１５）、ρ（ｋ−２０）、ρ（ｋ−２５）、ρ（ｋ−３０）を与え、これらは、更に、図３に示すように、外挿（α（ｂ））、デシメーション及びおそらくはスケーリングを必要とする。平均化された相関結果ρ（ｋ−５）、ρ（ｋ−１０）、ρ（ｋ−１５）、ρ（ｋ−２０）、ρ（ｋ−２５）、ρ（ｋ−３０）は、スケーリングによりフィルタパラメータα（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）、α（ｂ）、α（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）を形成するのに使用される。フィルタパラメータα（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）［α（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）］は、複素共役としてフィルタパラメータα（ｂ＋１）、α（ｂ＋２）、α（ｂ＋３）、α（ｂ＋４）、α（ｂ＋５）及びα（ｂ＋６）［α（ｂ−６）、α（ｂ−５）、α（ｂ−４）、α（ｂ−３）、α（ｂ−２）、α（ｂ−１）］を形成するのに使用できる。
【００１８】
図６及び７のチャンネル推定器は、数学的に次のように表わすことができる。
図８は、レーキ（ＲＡＫＥ）フィンガーより成るＣＤＭＡ受信器を示す。この受信器は、アンテナ９００と、該アンテナ９００で受信した信号を基本帯域に変換するＲＦ手段９０２とを備えている。アナログの基本帯域信号は、アナログ／デジタルコンバータ９０４においてデジタル信号に変換される。このデジタル信号は、レーキブロック９１４へ送られ、そこで、異なる経路を伝播した信号成分の遅延がブロック９０６において最初に決定される。その後、信号は、レーキフィンガー（ブロック９０６２、９０６４、９５４及び９５６を含む）に伝播し、その各々は独立した受信ユニットである。レーキフィンガーの目的は、１つの受信信号成分をコンポーズしそして復調することである。各レーキフィンガーは、個々の経路に沿って伝播した信号成分と同期され、そしてＣＤＭＡ受信器では、受信器の岐路からの信号は、合成器９１２において合成され、受信器のデコード及び他の部分（図８には示さず）のための良質な信号が得られる。レーキフィンガーに到着する信号は、ブロック９０６２において拡散解除され、そしてその拡散解除された信号は、積分器９０６４において１つの記号の巾にわたって積分されて、
本発明による構成体は、マイクロプロセッサと、必要なプロセス段階を実行する適当なプログラムとによって最も効果的に実施できる。
添付図面の例を参照して本発明を詳細に説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく、請求の範囲に記載した本発明の考え方の範囲内で多数の変更がなされ得ることが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】予想チャンネル推定フィルタのブロック図である。
【図２】チャンネル推定フィルタにおいてフィルタパラメータを計算するためのフィルタのブロック図である。
【図３】本発明による予想チャンネル推定フィルタのブロック図である。
【図４】制御チャンネルから１つのタイムスロット内に８個のパイロット記号を受信する平滑型チャンネル推定フィルタを示す図である。
【図５】フィルタパラメータを計算するためのフィルタであって、制御チャンネルから１つのタイムスロット内に８個のパイロット記号を受信するフィルタを示す図である。
【図６】制御チャンネルから１つのタイムスロット内に４個のパイロット記号を２回受信する平滑型チャンネル推定フィルタを示す図である。
【図７】フィルタパラメータを計算するためのフィルタであって、制御チャンネルから１つのタイムスロット内に４個のパイロット記号を２回受信するフィルタを示す図である。
【図８】レーキ受信器のブロック図である。
Claims (22)
- 信号を送信及び受信することにより互いに通信する少なくとも１つのベースステーションと多数のターミナル装置とを備えたＣＤＭＡ無線システムに使用されるチャンネル推定方法であって、受信した信号をサンプリングし、そしてパイロット記号より成るパイロット信号を送信することを含む方法において、
受信したサンプルにパイロット記号の既知の複素共役を乗算することによって予めのチャンネル推定を形成し、
時間的に連続する予めのチャンネル推定の予めの自己相関を形成し、
上記予めの自己相関を平均化によってフィルタリングし、そしてその平均化された自己相関をスケーリングすることにより、平均チャンネル推定をフィルタリングするためのフィルタパラメータを形成し、そして
そのフィルタパラメータによって制御されるチャンネル推定フィルタリングにより平均チャンネル推定を形成する、
という段階を含むことを特徴とするチャンネル推定方法。 - ＦＩＲ形式のチャンネル推定フィルタリングにより平均チャンネル推定を形成し、予めのチャンネル推定はフィルタパラメータによって遅延されそして重み付けされる請求項１に記載の方法。
- ＩＩＲフィルタによって予めの自己相関からフィルタパラメータを形成し、ＩＩＲフィルタは、複数の上記予めの自己相関を繰り返し互いに加算して、平均化された自己相関結果を与える請求項１に記載の方法。
- ＦＩＲフィルタリングにより予めの自己相関からフィルタパラメータを形成し、所定数の自己相関が平均化される請求項１に記載の方法。
- 以前の平均化自己相関から最新の平均化自己相関を外挿する請求項１に記載の方法。
- 各フィルタパラメータは、平均化自己相関である請求項１に記載の方法。
- 平均化自己相関を平均化自己相関の和で除算することによりスケーリングを実行する請求項１に記載の方法。
- 制御チャンネルタイムスロットの記号が一部分だけパイロット記号(422,428,434,440,446,452,455,502,508,514,520,526,532,538)であるときにそのタイムスロットに含まれたパイロット記号(422,428,434,440,446,452,455,502,508,514,520,526,532,538)を使用することによりタイムスロット当り少なくとも１つのチャンネル推定を形成し、そしてサンプル特有の平均化チャンネル推定を補間により形成する請求項１に記載の方法。
- 受信信号の処理を所定時間だけ遅延させる請求項１に記載の方法。
- 受信信号の処理を所定のタイムスロット数だけ遅延させ、平均化チャンネル推定及び信号処理の瞬間より後／前のフィルタパラメータのみを形成し、そして信号処理の瞬間より前／後のフィルタパラメータを、信号処理の瞬間より後／前のフィルタパラメータの複素共役として形成する請求項９に記載の方法。
- レーキ受信器で受信を行い、そして上記方法を使用して各多経路伝播信号に対する平均チャンネル推定を形成する請求項１に記載の方法。
- 少なくとも１つのベースステーションと多数のターミナル装置とを備え、これらは、送信器及び受信器を備え、そしてパイロット記号より成るパイロット信号を含む信号を送信及び受信することにより互いに通信するような無線システムの受信器であって、受信信号をサンプリングするように構成された受信器において、
受信したサンプルにパイロット記号の既知の複素共役を乗算することによって予めのチャンネル推定を形成し、
時間的に連続する予めのチャンネル推定の予めの自己相関を形成し、
上記予めの自己相関を平均化によってフィルタリングし、
その平均化された自己相関をスケーリングすることにより、チャンネル推定をフィルタリングするためのフィルタパラメータを形成し、そして
そのフィルタパラメータにより制御されるよう構成されたチャンネル推定フィルタリングにより平均チャンネル推定を形成する、
というように構成されたことを特徴とする受信器。 - 上記受信器は、ＦＩＲ型チャンネル推定フィルタ(120)により平均チャンネル推定を形成するように構成され、上記フィルタは、予めのチャンネル推定を遅延させる遅延要素(102-104,304-312)と、予めのチャンネル推定をフィルタパラメータで重み付けする乗算器(106-110,402-412)とを備えた請求項１２に記載の受信器。
- 上記受信器は、ＩＩＲフィルタ(238,364)によって予めの自己相関からフィルタパラメータを形成するように構成され、上記フィルタは、複数の上記予めの自己相関を繰り返し互いに加算して、平均化された自己相関結果を与えるための加算器(224,230,236,338,244,350,356,362,572,578,584,804,816,822,828,834)を備えた請求項１２に記載の受信器。
- 上記受信器は、ＦＩＲフィルタにより予めの自己相関からフィルタパラメータを形成するように構成され、所定数の予めの自己相関が平均化される請求項１２に記載の受信器。
- 上記受信器は、以前の平均化自己相関から最新の平均化自己相関を外挿するように構成された請求項１２に記載の受信器。
- 上記受信器は、平均化自己相関により各フィルタパラメータを直接的に形成するように構成された請求項１２に記載の受信器。
- 上記受信器は、平均化自己相関を、平均化自己相関の和で除算することによりスケーリングを遂行するように構成された請求項１２に記載の受信器。
- 制御チャンネルタイムスロットの記号が一部分だけパイロット記号(422,428,434,440,446,452,455,502,508,514,520,526,532,538)であるときに、上記受信器は、そのタイムスロットに含まれたパイロット記号(422,428,434,440,446,452,455,502,508,514,520,526,532,538)を使用することによりタイムスロット当り少なくとも１つのチャンネル推定を形成し、そしてサンプル特有の平均化チャンネル推定を補間により形成するように構成された請求項１２に記載の受信器。
- 上記受信器は、受信パイロット信号の処理を所定時間だけ遅延させるように構成された請求項１２に記載の受信器。
- 上記受信器は、受信信号の処理を所定のタイムスロット数だけ遅延させるように構成され、上記受信器は、平均化チャンネル推定及び信号処理の瞬間より後／前のフィルタパラメータのみを形成するように構成され、そして上記受信器は、信号処理の瞬間より前／後のフィルタパラメータを、信号処理の瞬間より後／前のフィルタパラメータの複素共役として形成するように構成された請求項２０に記載の受信器。
- 上記受信器はレーキ受信器であり、これは、各多経路伝播信号に対する平均チャンネル推定を形成するように構成される請求項１２に記載の受信器。
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