JP3602333B2 - Parallel inverter device - Google Patents

Description

【０００７】
インバータ回路を一系統のみ備えた一般的なインバータ装置では、重なり角を負荷に応じて補正するにあたり、出力電圧が一定となるように制御されていることから、出力電流の大きさに基づいて出力電流の補正を行えば、負荷のインピーダンス変動に遅れずに出力電流を追従させることができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、並列型インバータ装置９０では、二系統のインバータ回路９１，９２の逆変換回路１５に設けられる各回路素子の直流抵抗分にばらつきがあり、双方の逆変換回路１５の電圧降下Ｖ１，Ｖ２（図３参照）が一致せず、インバータ回路９１，９２の出力電流の大きさが相違してしまう。
このため、重なり角βを負荷に応じて補正するにあたり、インバータ回路９１，９２の各々について、その出力電流の大きさに基づいて重なり角βを補正してしまうと、インバータ回路９１，９２の出力電流の大きさが各々相違することから、転流期間が互いに異なるように制御されるので、出力電流が同期しなくなるという問題がある。
出力電流を同期させるために、インバータ回路９１，９２の一方の出力電流を検出し、この検出した出力電流の大きさに基づいて重なり角βを補正することが考えられる。しかしながら、インバータ回路９１，９２の他方の出力電流は、重なり角βの補正には関与せずに無視されるので、検出されない方の出力電流が検出される出力電流よりも大きいことがある。
このように、検出されない方の出力電流が検出される出力電流よりも大きいと、インバータ回路９１，９２のいずれかの転流期間が不足し、出力電流が負荷のインピーダンス変動に追従できずに遅れ、前述の不具合が発生するおそれがある。
【０００９】
本発明の目的は、複数系統のインバータ回路が設けられていても、各出力電流の同期損なわずに、重なり角βの補正が適切に行えるようになる並列型インバータ装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する順変換回路と、複数のスイッチング素子が設けられ、これらのスイッチング素子を交互に導通させることにより、前記順変換回路からの直流電力を交流電力に変換する逆変換回路とを備えた電流型インバータ回路が複数系統設けられ、負荷への交流電力の供給にあたり、前記電流型インバータ回路の並列駆動が可能となった並列型インバータ装置であって、前記逆変換回路には、前記交互に導通される複数のスイッチング素子が同時に導通する期間である転流期間を表す重なり角を前記負荷に応じて補正する重なり角補正手段が設けられ、この重なり角補正手段は、前記複数系統設けられた電流型インバータ回路の出力電流のうち最も大きなものに基づいて前記重なり角を補正するものであり、前記電流型インバータ回路は、マスターおよびスレーブの二系統が設けられ、これらのうち、マスターとなる電流型インバータ回路の前記重なり角補正手段には、前記電流型インバータ回路の各出力電流を比較するとともに、これらの電流のうち大きな方を選択する比較選択回路と、この比較選択回路が選択した電流に基づいて前記重なり角を補正する重なり角補正回路とが設けられ、スレーブとなる電流型インバータ回路の前記重なり角補正手段には、前記マスター側の比較選択回路が選択した電流に基づいて前記重なり角を補正する重なり角補正回路が設けられていることを特徴とする。
【００１１】
このような本発明では、複数系統設けられた電流型インバータ回路の出力電流のうち最も大きなものに基づいて、重なり角を補正するようにしたので、各電流型インバータ回路の出力電流が相違していても、同一の重なり角で転流が制御されるので、出力電流の同期が損なわれることがない。
そのうえ、複数系統の電流型インバータ回路のうち最も大きい出力電流で重なり角を補正するので、転流期間が不足することはなく、出力電流が負荷のインピーダンス変動に対して進むことはあっても、遅れることはなく、大きなサージ電圧が発生する等の不具合が発生しない。
【００１２】
以上において、前記電流型インバータ回路は、マスターおよびスレーブの二系統が設けられ、これらのうち、マスターとなる電流型インバータ回路の前記重なり角補正手段には、前記電流型インバータ回路の各出力電流を比較するとともに、これらの電流のうち大きな方を選択する比較選択回路と、この比較選択回路が選択した電流に基づいて前記重なり角を補正する重なり角補正回路とが設けられ、スレーブとなる電流型インバータ回路の前記重なり角補正手段には、前記マスター側の比較選択回路が選択した電流に基づいて前記重なり角を補正する重なり角補正回路が設けられているから、マスターとなる電流型インバータ回路に設けられた比較選択回路で、最大となる出力電流を選択し、スレーブとなる電流型インバータ回路へ最大出力電流値に応じた信号を出力するようにすれば、スレーブ側の電流型インバータ回路には、比較選択回路が不要となり、並列型インバータ装置の構成を簡略化することが可能となる。
【００１３】
また、前記逆変換回路には、前記複数のスイッチング素子を交互に導通させるにあたり、これらのスイッチング素子の導通周期が、前記負荷の共振周波数となるように制御する位相制御手段が設けられていることが好ましい。
このようにすれば、負荷には、その共振周波数となる交流電力が供給されるようになるので、当該負荷の高効率運転が図れるうえ、並列型インバータ装置は、負荷のインピーダンスが変動しても、当該変動に応じて重なり角βが適切に補正されるようになるので、負荷のインピーダンスが変動しても、当該負荷の高効率運転を安定状態で維持することが可能となる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の一形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の説明では、既に説明した素子や回路と同じものには、同一符号を付し、その説明を省略若しくは簡略にする。
図１には、本実施形態に係るインバータ装置１０が示されている。このインバータ装置１０は、三相交流電源から供給される交流電力を、誘導加熱装置の駆動に必要な高周波電力に変換する電流型インバータ装置である。
インバータ装置１０には、並列接続された二系統の電流型インバータ回路１１，１２が設けられている。インバータ回路１１は、メインインバータ回路とされ、△−Ｙ結線方式の変圧器１を介して、三相交流電力に接続されている。インバータ回路１２は、スレーブインバータ回路となされ、△−△結線方式の変圧器２を介して、三相交流電力に接続されている。
これらのインバータ回路１１，１２の各々は、その出力電圧を降圧するマッチングトランス１３を介して負荷に接続されている。
【００１５】
インバータ回路１１，１２の各々には、三相交流電力を直流電力に変換する順変換回路１４と、この順変換回路１４からの直流電力を交流電力に変換する逆変換回路１５とが設けられている。
順変換回路１４には、制御電極であるゲートを備えた能動的な整流素子であるサイリスタ１６と、このサイリスタ１６が整流した脈動する直流電力を平滑する平滑素子であるリアクトル１９とが設けられている。ここで、リアクトル１９としては、そのインダクタンスが比較的大きなものが採用されている。このようなリアクトル１９を順変換回路１４に設けることにより、インバータ装置１０は、出力インピーダンスの大きい電流型インバータ装置となっている。
ここで、インバータ回路１１，１２の各サイリスタ１６は、動作時には、その出力電圧が所定電圧となるように、かつ、双方の制御角が同一となるように制御されるものとなっている。
【００１６】
逆変換回路１５は、前述したように、その両端の電気的接続を開閉するスイッチング素子であるＩＧＢＴ１７と、これらのＩＧＢＴ１７を保護するためのダイオード１８とでフルブリッジを組んだものであり、このブリッジの四つの辺の各々には、二つのＩＧＢＴ１７と、一つのダイオード１８とが設けられている（図４参照）。
このうち、ダイオード１８は、一方のＩＧＢＴ１７のコレクタに接続され、これにより、逆変換回路１５は、スイッチング素子部分の耐電圧が向上されている。
また、二つのＩＧＢＴ１７は、一方のエミッタが他方のコレクタに接続されている。そして、ＩＧＢＴ１７の各ゲートには、後述する制御回路が送出する制御電圧信号が同時に入力されるようになっている。
なお、インバータ回路１１，１２の各々には、上述した順変換回路１４および逆変換回路１５の他に、電源側から順次接続されたブレーカ２２、メインスイッチ２３およびヒューズ２４が設けられている。
また、インバータ回路１１，１２の各々に接続されたマッチングトランス１３の後段には、インバータ回路１１，１２と、負荷との接続を切り替える切り替え回路２５が設けられている。この切り替え回路２５により、インバータ装置１０は、インバータ回路１１，１２の一方の単独駆動と、インバータ回路１１，１２の同時並列駆動との両方が選択的に可能となっている。
【００１７】
ここで、インバータ回路１１には、その順変換回路１４が出力する直流電圧および直流電流を検出するために、直流電圧検出端子２６および直流電流検出端子２７が設けられるとともに、当該インバータ回路１１，１２が出力する交流電圧および交流電流を検出するために、交流電圧検出端子２８および交流電流検出端子２９が設けられている。
直流電圧検出端子２６は、順変換回路１４の出力段に直接接続され、直流電流検出端子２７は、順変換回路１４に設けられた電流検出器３０に接続されている。ここで、電流検出器３０は、順変換回路１４に設けられたリアクトル１９の電圧降下から順変換回路１４の直流電流出力を検出するものである。
また、交流電圧検出端子２８は、逆変換回路１５の出力段に変圧器３１を介して接続され、交流電流検出端子２９は、逆変換回路１５の出力段に変流器３２を介して接続されている。
【００１８】
一方、インバータ回路１２には、インバータ回路１１と同様に、その順変換回路１４が出力する直流電圧および直流電流を検出するために、直流電圧検出端子３３および直流電流検出端子３４が設けられるとともに、当該インバータ回路１１，１２が出力する交流電圧および交流電流を検出するために、交流電圧検出端子３５および交流電流検出端子３６が設けられている。
直流電圧検出端子３３は、順変換回路１４の出力段に直接接続され、直流電流検出端子３４は、順変換回路１４に設けられた電流検出器３０に接続され、交流電圧検出端子３５は、逆変換回路１５の出力段に変圧器３１を介して接続され、交流電流検出端子３６は、逆変換回路１５の出力段に変流器３２を介して接続されている。
【００１９】
図２には、インバータ回路１１，１２の各々を制御するための制御回路４１， ４２が示されている。制御回路４１は、マスターインバータ回路１１を制御するものであり、制御回路４２は、スレーブインバータ回路１２を制御するものである。
制御回路４１には、インバータ回路１１の順変換回路１４を制御する順変換制御回路４３と、同インバータ回路１１の逆変換回路１５を制御する逆変換制御回路４４と、インバータ回路１１から送出される各種の信号を受けるために、直流電圧入力端子４５、直流電流入力端子４６、交流電圧入力端子４７および交流電流入力端子４８と、手動操作等により送出される並列運転信号を受ける並列運転信号入力端子４９とが設けられている。
ここで、直流電圧入力端子４５、直流電流入力端子４６、交流電圧入力端子４７および交流電流入力端子４８の各々は、インバータ回路１１の直流電圧検出端子２６、直流電流検出端子２７、交流電圧検出端子２８および交流電流検出端子２９とそれぞれ電気的に接続されている。
【００２０】
順変換制御回路４３は、順変換回路１４の出力電圧が所定の電圧値となるように制御する機能と、逆変換回路１５を保護するために、順変換回路１４から過大な電流が出力されるのを防ぐ機能とを有するものである。
順変換回路１４の出力電圧を制御するために、順変換制御回路４３には、出力電圧を設定するための可変抵抗器５１と、この可変抵抗器５１で設定された設定電圧値および順変換回路１４から出力される出力電圧値の差を増幅するアンプ５２と、設定電圧値および出力電圧値の差に基づいて順変換回路１４のサイリスタ１６の制御遅れ角を調整するフェイズコントローラ５３と、このフェイズコントローラ５３の出力信号を増幅してサイリスタ１６を駆動する駆動アンプ５４とが設けられている。
以上の他に、順変換制御回路４３には、押しボタンスイッチ５５による起動指令信号を受けることにより、インバータ回路１１の起動／停止を行う起動／停止回路５６と、順変換回路１４の出力電流が入力されるとともに、その電流値が所定の範囲から逸脱すると遮断信号を出力するトリップ回路５７と、このトリップ回路５７の出力信号でサイリスタ１６を遮断状態にするための遮断駆動アンプ５８とが設けられている。
【００２１】
ここで、インバータ回路１１の起動時の過渡状態においては、順変換回路１４から出力される出力電流が所定の範囲よりも小さい期間、あるいは、ラッシュ電流となって一時的に所定の範囲を超える期間等がある。これらの期間において、サイリスタ１６を遮断状態にすると、インバータ回路１１は、いつまでも定常状態に達しないので、起動／停止回路５６は、起動時の過渡状態から定常状態に達するのに必要な時間だけ、トリップ回路５７へ休止信号を送出し、トリップ回路５７の動作を一時的に休止させるように設定されている。
また、起動／停止回路５６には、押しボタンスイッチ５５による起動指令信号だけでなく、並列運転信号入力端子４９で受けられた並列運転信号も入力されるようになっている。起動／停止回路５６は、起動指令信号および並列運転信号の少なくとも一方が入力されると、順変換制御回路４３のフェイズコントローラ５３および逆変換制御回路４４に対して、作動許可信号を送出するようになっている。
【００２２】
逆変換制御回路４４は、逆変換回路１５の出力電圧および出力電流が同位相となるように、逆変換回路１５のＩＧＢＴ１７への制御電圧信号を送出する周期を調節するものである。この逆変換制御回路４４の制御動作により、逆変換回路１５の出力周波数が負荷の共振周波数と一致するようになっている。
逆変換制御回路４４には、逆変換回路１５の出力電圧および出力電流の位相差を検出するとともに、この位相差に応じた電圧信号を出力する位相差検出回路６１と、位相差検出回路６１から出力される電圧信号に応じた周波数の信号を発振する電圧制御発振器６２と、電圧制御発振器６２から出力される信号の周波数に応じて、二つの出力ポートから交互に駆動信号を送出するフリップフロップ６３と、このフリップフロップ６３の二つの出力ポートから出力される駆動信号に、必要となる転流期間に応じた重なり角βを設定するとともに、この重なり角βを逆変換回路１５の出力電流に応じて補正する重なり角補正回路６４と、この重なり角補正回路６４の出力信号を増幅してＩＧＢＴ１７を駆動する駆動アンプ６５，６６と、インバータ回路１１，１２の両方の出力電流が入力され、これらの出力電圧を比較するとともに、これらの電流のうち大きな方を選択する比較選択回路６７とが設けられている。
なお、駆動アンプ６５の出力は、逆変換回路１５に設けられたスイッチング素子１５Ａ を形成するＩＧＢＴ１７に送出される一方、駆動アンプ６６の出力は、逆変換回路１５に設けられたスイッチング素子１５Ｂ を形成するＩＧＢＴ１７に送出されるようになっている（図４参照）。
【００２３】
ここで、位相差検出回路６１、電圧制御発振器６２およびフリップフロップ６３は、逆変換回路１５のスイッチング素子１５Ａ， １５Ｂを交互に導通させる駆動信号を発生するとともに、スイッチング素子１５Ａ， １５Ｂの交互駆動にあたり、これらのスイッチング素子１５Ａ， １５Ｂの導通周期が、負荷の共振周波数となるように制御する位相制御手段となっている。
重なり角補正回路６４には、インバータ回路１１，１２の出力電流うち、比較選択回路６７が選択した大きな出力電流が入力されるようになっている。これにより、重なり角補正回路６４および比較選択回路６７は、逆変換回路１５の転流期間を表す重なり角βを、インバータ回路１１，１２の出力電流のうち最も大きなものに基づいて補正する重なり角補正手段となっている。
【００２４】
制御回路４２には、制御回路４１と同様に、インバータ回路１２の順変換回路１４を制御する順変換制御回路４３と、同インバータ回路１１の逆変換回路１５を制御する逆変換制御回路７０と、インバータ回路１２から送出される各種の信号を受けるために、直流電圧入力端子７１、直流電流入力端子７２、交流電圧入力端子７３および交流電流入力端子７４と、手動操作等により送出される並列運転信号を受ける並列運転信号入力端子７５とが設けられている。ここで、直流電圧入力端子７１、直流電流入力端子７２、交流電圧入力端子７３および交流電流入力端子７４の各々は、インバータ回路１２の直流電圧検出端子３３、直流電流検出端子３４、交流電圧検出端子３５および交流電流検出端子３６とそれぞれ電気的に接続されている。
順変換制御回路４３は、制御回路４１に設けられたものと同一構成であるので、その説明を省略する。
逆変換制御回路７０は、制御回路４１に設けられた逆変換制御回路４４から比較選択回路６７を省略した以外は、逆変換制御回路４４と同一構成となっている。
ここで、逆変換制御回路７０の重なり角補正回路６４は、マスターインバータ回路１１側の比較選択回路６７が選択した電流を受け、この電流に基づいて、スレーブインバータ回路１２に設けられた逆変換回路１５の重なり角βを補正するようになっている。
【００２５】
前述のような本実施形態によれば、次のような効果がある。
すなわち、二つの電流型インバータ回路１１，１２が並列駆動可能となった並列インバータ装置１０の制御回路４１、４２に、逆変換回路１５の重なり角βを負荷に応じて補正する重なり角補正手段として、電流型インバータ回路１１，１２の出力電流のうち最も大きなものに基づいて重なり角βを補正する逆変換制御回路４４，７０を設けたので、各電流型インバータ回路１１，１２の出力電流の大きさが相違していても、同一の重なり角βで転流が制御され、出力電流の同期が損なわれない。
そのうえ、複数系統の電流型インバータ回路１１，１２の出力電流のうち最大となる出力電流で重なり角βを補正するので、電流型インバータ回路１１，１２の両方で転流期間が不足することはなく、出力電流が負荷のインピーダンス変動に対して進むことはあっても、遅れることはなく、大きなサージ電圧が発生する等の不具合の発生を未然に防止できる。
【００２６】
また、並列型インバータ装置１０の一方のマスターインバータ回路１１の逆変換回路１５を制御する逆変換制御回路４４に、マスターおよびスレーブのインバータ回路１１，１２の各出力電流を比較するとともに、これらの電流のうち大きな方を選択する比較選択回路６７と、この比較選択回路６７が選択した電流に基づいて重なり角βを補正する重なり角補正回路６４とを設け、スレーブインバータ回路１２の逆変換回路１５を制御する逆変換制御回路７０に、マスター側の逆変換制御回路４４に設けた比較選択回路６７が選択した電流に基づいて重なり角βを補正する重なり角補正回路６４を設けたので、スレーブインバータ回路１２には、比較選択回路６７が不要となり、並列型インバータ装置１０の構成を簡略化することができ、信頼性を向上させることができる。
【００２７】
さらに、逆変換制御回路４３に位相差検出回路６１、電圧制御発振器６２およびフリップフロップ６３を設け、逆変換回路１５に設けた複数のスイッチング素子１５Ａ， １５Ｂを交互に導通させるにあたり、これらのスイッチング素子１５Ａ， １５Ｂの導通周期が、負荷の共振周波数となるように制御するようにしたので、負荷には、その共振周波数となる交流電力が供給されるようになり、負荷の高効率運転を実現できるうえ、並列型インバータ装置１０は、負荷のインピーダンスが変動しても、当該変動に応じて重なり角βが適切に補正されるようになるので、負荷のインピーダンスが変動しても、当該負荷の高効率運転を安定状態で維持することができる。
【００２８】
また、インバータ回路１１，１２の逆変換回路１５に二つのＩＧＢＴ１７を設けることにより、ＩＧＢＴ１７の耐電圧を向上させ、逆変換回路１５の出力電圧を高めることを可能とするとともに、出力段に降圧用のマッチングトランス１３を設け、以上により、逆変換回路１５の出力電圧を高めて、マッチングトランス１３の出力電流を増大させるようにしたので、ＩＧＢＴ１７の限界となる電流値よりも著しく大きな電流を出力することができる。
【００２９】
以上、本発明について好適な実施形態を挙げて説明したが、本発明は、この実施形態に限られるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の改良並びに設計の変更が可能である。
すなわち、順変換回路としては、サイリスタで整流を行うものに限らず、チョッパーで整流を行うチョッパー式の順変換回路でもよい。
また、逆変換回路のスイッチイング素子としては、ＩＧＢＴに限らず、一般的なバイポーラ式パワートランジスタや、ＭＯＳＦＥＴでもよいが、高周波の電流出力を得る場合には、高速スイッチング動作が可能で、電流容量の大きいＩＧＢＴを採用することが望ましい。
さらに、並列インバータ装置に設けられるインバータ回路の数は、二系統に限らず、三系統以上でもよい。
【００３０】
【発明の効果】
前述のように、本発明によれば、複数系統のインバータ回路が設けられていても、各出力電流を同期させながら、重なり角βを適切に補正できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態に係る並列型インバータ装置を示す単結線図である。
【図２】前記実施形態の制御回路を示すブロック図である。
【図３】従来例を示す単結線図である。
【図４】従来例の逆変換回路を示す回路図である。
【符号の説明】
１０ 並列型インバータ装置
１１ 電流型インバータ回路であるマスターインバータ回路
１２ 電流型インバータ回路であるスレーブインバータ回路
１４ 順変換回路
１５ 逆変換回路
１５Ａ， １５Ｂ スイッチング素子
１７ スイッチング素子としてのＩＧＢＴ
６１ 位相制御手段を構成する位相差検出回路
６２ 位相制御手段を構成する電圧制御発振器
６３ 位相制御手段を構成するフリップフロップ
６４ 重なり角補正手段を構成する重なり角補正回路
６７ 重なり角補正手段を構成する比較選択回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a parallel-type inverter device including a plurality of current-type inverter circuits that can be connected in parallel, and in which these current-type inverter circuits can be operated in parallel.
[0002]
[Background Art]
2. Description of the Related Art Conventionally, in controlling the output of an induction load such as an induction motor or an induction heating device having an inductance component, an inverter device capable of adjusting the frequency of AC power supplied to the load has been used.
The inverter device converts AC power supplied from a commercial power supply into DC power once by a forward conversion circuit, and further converts this DC power into AC power by an inverse conversion circuit, so that AC power of a desired frequency can be obtained. What is obtained is common.
The maximum output of such an inverter device is mainly determined by the capacity of the switching element for power control employed in the inverter circuit.
For this reason, when an output larger than the capacity of the switching element is required, a parallel-type inverter device in which a plurality of inverter circuits are connected in parallel is used as shown in Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-19149. ing.
[0003]
FIG. 3 shows an example of such a parallel inverter device. In the figure, an inverter device 90 has a main inverter circuit 91 and a slave inverter circuit 92 connected in parallel. Each of the inverter circuits 91 and 92 is of a current type having a large output impedance, and is connected to a commercial power supply that supplies three-phase AC power via the transformers 1 and 2. Each of the inverter circuits 91 and 92 is connected via a matching transformer 13 to an induction heating device (not shown) as a load.
Each of the inverter circuits 91 and 92 includes a forward conversion circuit 14 for converting three-phase AC power into DC power, and an inverse conversion for converting the DC power from the forward conversion circuit 14 into high-frequency AC power that can be regarded as a high frequency. A circuit 15 is provided.
In each of the forward conversion circuits 14 of the inverter circuits 91 and 92, a thyristor 16 as an active element is provided as a rectifying element, and the timing at which a control voltage is applied to the gate is changed. By changing the output voltage in the range of π to π, the output voltage can be adjusted.
[0004]
As shown in FIG. 4, each of the inverse conversion circuits 15 of the inverter circuits 91 and 92 has a bridge formed by a plurality of switching elements 15A and 15B.
Each of the inverter circuits 15 is provided with two IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) 17 as the switching elements 15A and 15B, and is provided with a diode 18 for protecting these IGBTs 17.
By alternately conducting these switching elements 15A and 15B, the DC power from the forward conversion circuit 14 is converted into AC power.
In other words, the current i1 is supplied to the load side by the conduction of one set of the switching elements 15A, and the current i2 having the opposite phase to the current i1 is supplied to the load side by the conduction of the other set of the switching elements 15B. The current i1 and the current i2 are supplied alternately.
In such an inverter device 90, the AC power output from each of the inverter circuits 15 is controlled such that its frequency becomes the resonance frequency of the induction heating device as a load, and the phases are synchronized.
In addition, since the inverter circuits 91 and 92 are of the current type, the output current waveform of the inverse conversion circuit 15 has a square waveform.
[0005]
Here, each inverting circuit 15 has a commutation inductance that is the sum of leakage inductances as viewed from the secondary side (load side) of each inverting circuit 15. Due to this commutation inductance, even if the conduction of the switching elements 15A and 15B is switched, the output current does not instantaneously switch from one of the currents i1 and i2 to the other, and the output current is transferred from one phase to another phase. A certain amount of time (commutation period) is required to perform switching commutation.
In the current-type inverter device, when the phase of the current is delayed due to an inappropriate commutation period, a problem such as generation of a large surge voltage occurs. Such a problem also occurs when a required commutation period fluctuates due to a change in load impedance, and the phase of the current is delayed due to the fluctuation in the commutation period.
Therefore, in the current-type inverter circuit, the switching elements 15A and 15B are simultaneously turned on during the commutation period so that the output current can follow the load fluctuation without delay, and the switching elements 15A and 15B are turned on simultaneously. The overlap angle β representing the commutation period is corrected according to the load, and the commutation is actively controlled.
The overlap angle β is expressed by the following equation (1). Here, ω, L, Id and Ve are angular frequency, commutation inductance, load current (output current) and load voltage (output voltage), respectively.
[0006]
(Equation 1)

[0007]
In a general inverter device having only one inverter circuit, the output voltage is controlled to be constant in correcting the overlap angle according to the load, so the output is controlled based on the magnitude of the output current. If the current is corrected, the output current can follow the load impedance fluctuation without delay.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the parallel inverter device 90, the DC resistance of each circuit element provided in the inverse conversion circuit 15 of the two inverter circuits 91 and 92 varies, and the voltage drops V1, V2 ( 3), the output currents of the inverter circuits 91 and 92 differ from each other.
Therefore, when the overlap angle β is corrected based on the magnitude of the output current of each of the inverter circuits 91 and 92 in correcting the overlap angle β in accordance with the load, the output of the inverter circuits 91 and 92 is corrected. Since the magnitudes of the currents are different from each other, the commutation periods are controlled so as to be different from each other, so that there is a problem that the output currents are not synchronized.
In order to synchronize the output current, one of the output currents of the inverter circuits 91 and 92 may be detected, and the overlapping angle β may be corrected based on the detected output current. However, since the other output currents of the inverter circuits 91 and 92 are ignored without being involved in the correction of the overlap angle β, the output current that is not detected may be larger than the detected output current.
As described above, if the output current that is not detected is larger than the detected output current, the commutation period of either of the inverter circuits 91 and 92 is insufficient, and the output current cannot follow the impedance fluctuation of the load and is delayed. However, the above-described problem may occur.
[0009]
An object of the present invention is to provide a parallel-type inverter device in which even when a plurality of inverter circuits are provided, the overlap angle β can be appropriately corrected without losing synchronization of each output current.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a forward conversion circuit that converts AC power supplied from an AC power supply into DC power, and a plurality of switching elements. A parallel type inverter device in which a plurality of current type inverter circuits each including an inverse conversion circuit for converting power into AC power are provided, and in supplying AC power to a load, the current type inverter circuits can be driven in parallel. The inverse conversion circuit is provided with an overlap angle correction unit that corrects an overlap angle representing a commutation period, which is a period during which the plurality of alternately conductive switching elements are simultaneously conductive, according to the load. The overlap angle correction means compensates the overlap angle based on the largest output current of the current type inverter circuits provided in the plurality of systems. Der those that The current-type inverter circuit is provided with two systems, a master and a slave. Of these, the overlap angle correction means of the current-type inverter circuit serving as a master compares each output current of the current-type inverter circuit. A comparison / selection circuit that selects the larger one of these currents; and an overlap angle correction circuit that corrects the overlap angle based on the current selected by the comparison / selection circuit. The overlap angle correction means of the circuit is provided with an overlap angle correction circuit for correcting the overlap angle based on the current selected by the master-side comparison and selection circuit. It is characterized by the following.
[0011]
In the present invention, the overlapping angle is corrected based on the largest output current of the current-type inverter circuits provided in a plurality of systems, so that the output currents of the current-type inverter circuits are different. However, since commutation is controlled at the same overlapping angle, the synchronization of the output current is not impaired.
In addition, since the overlapping angle is corrected with the largest output current among the current inverter circuits of the plural systems, the commutation period does not run short, and even if the output current advances with respect to the load impedance fluctuation, There is no delay and no problems such as generation of a large surge voltage occur.
[0012]
In the above, the current-type inverter circuit is provided with two systems of a master and a slave. Of these, the overlap angle correction means of the current-type inverter circuit serving as a master outputs each output current of the current-type inverter circuit. A comparison / selection circuit for comparing and selecting the larger one of these currents; and an overlap angle correction circuit for correcting the overlap angle based on the current selected by the comparison / selection circuit. The overlap angle correction means of the inverter circuit includes an overlap angle correction circuit for correcting the overlap angle based on the current selected by the master-side comparison and selection circuit. Because If the maximum output current is selected by the comparison and selection circuit provided in the current type inverter circuit serving as the master, and a signal corresponding to the maximum output current value is output to the current type inverter circuit serving as the slave, the slave The current-type inverter circuit on the side does not require a comparison / selection circuit, so that the configuration of the parallel-type inverter device can be simplified.
[0013]
Further, the inverse conversion circuit is provided with phase control means for controlling the conduction cycle of the switching elements to be the resonance frequency of the load when the plurality of switching elements are alternately conducted. Is preferred.
With this configuration, the load is supplied with AC power having the resonance frequency, so that the load can be operated with high efficiency, and the parallel inverter device can operate even if the impedance of the load changes. Since the overlap angle β is appropriately corrected according to the fluctuation, it is possible to maintain the high-efficiency operation of the load in a stable state even if the impedance of the load changes.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description, the same elements and circuits as those already described are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted or simplified.
FIG. 1 shows an inverter device 10 according to the present embodiment. The inverter device 10 is a current-type inverter device that converts AC power supplied from a three-phase AC power supply into high-frequency power required for driving an induction heating device.
The inverter device 10 is provided with two systems of current type inverter circuits 11 and 12 connected in parallel. The inverter circuit 11 is a main inverter circuit, and is connected to three-phase AC power via the △ -Y connection type transformer 1. The inverter circuit 12 is a slave inverter circuit, and is connected to three-phase AC power through a △-△ connection type transformer 2.
Each of these inverter circuits 11 and 12 is connected to a load via a matching transformer 13 that steps down the output voltage.
[0015]
Each of the inverter circuits 11 and 12 is provided with a forward conversion circuit 14 for converting three-phase AC power into DC power and an inverse conversion circuit 15 for converting DC power from the forward conversion circuit 14 into AC power. I have.
The forward conversion circuit 14 is provided with a thyristor 16 which is an active rectifier having a gate which is a control electrode, and a reactor 19 which is a smoothing element for smoothing pulsating DC power rectified by the thyristor 16. I have. Here, a reactor having a relatively large inductance is employed as the reactor 19. By providing such a reactor 19 in the forward conversion circuit 14, the inverter device 10 is a current-type inverter device having a large output impedance.
Here, each thyristor 16 of the inverter circuits 11 and 12 is controlled so that its output voltage becomes a predetermined voltage and both control angles become the same during operation.
[0016]
As described above, the inversion circuit 15 is formed by forming a full bridge with the IGBT 17 which is a switching element for opening and closing the electrical connection at both ends thereof and the diode 18 for protecting the IGBT 17. Each of the four sides is provided with two IGBTs 17 and one diode 18 (see FIG. 4).
Among them, the diode 18 is connected to the collector of the one IGBT 17, whereby the withstand voltage of the switching element portion of the inversion circuit 15 is improved.
The two IGBTs 17 have one emitter connected to the other collector. A control voltage signal transmitted by a control circuit described later is simultaneously input to each gate of the IGBT 17.
Each of the inverter circuits 11 and 12 is provided with a breaker 22, a main switch 23, and a fuse 24, which are sequentially connected from the power supply side, in addition to the forward conversion circuit 14 and the inverse conversion circuit 15 described above.
Further, a switching circuit 25 for switching connection between the inverter circuits 11 and 12 and a load is provided at a stage subsequent to the matching transformer 13 connected to each of the inverter circuits 11 and 12. The switching circuit 25 allows the inverter device 10 to selectively perform both independent driving of one of the inverter circuits 11 and 12 and simultaneous and parallel driving of the inverter circuits 11 and 12.
[0017]
Here, the inverter circuit 11 is provided with a DC voltage detection terminal 26 and a DC current detection terminal 27 for detecting the DC voltage and the DC current output from the forward conversion circuit 14, and the inverter circuits 11, 12 An AC voltage detection terminal 28 and an AC current detection terminal 29 are provided to detect the AC voltage and the AC current output by the.
The DC voltage detection terminal 26 is directly connected to an output stage of the forward conversion circuit 14, and the DC current detection terminal 27 is connected to a current detector 30 provided in the forward conversion circuit 14. Here, the current detector 30 detects a DC current output of the forward conversion circuit 14 from a voltage drop of the reactor 19 provided in the forward conversion circuit 14.
The AC voltage detection terminal 28 is connected to the output stage of the inverse conversion circuit 15 via a transformer 31, and the AC current detection terminal 29 is connected to the output stage of the inverse conversion circuit 15 via a current transformer 32. ing.
[0018]
On the other hand, similarly to the inverter circuit 11, the inverter circuit 12 is provided with a DC voltage detection terminal 33 and a DC current detection terminal 34 for detecting the DC voltage and the DC current output from the forward conversion circuit 14, An AC voltage detection terminal 35 and an AC current detection terminal 36 are provided to detect the AC voltage and the AC current output from the inverter circuits 11 and 12.
The DC voltage detection terminal 33 is directly connected to the output stage of the forward conversion circuit 14, the DC current detection terminal 34 is connected to the current detector 30 provided in the forward conversion circuit 14, and the AC voltage detection terminal 35 is connected to the reverse. The output stage of the conversion circuit 15 is connected via a transformer 31, and the AC current detection terminal 36 is connected to the output stage of the inverse conversion circuit 15 via a current transformer 32.
[0019]
FIG. 2 shows control circuits 41 and 42 for controlling the inverter circuits 11 and 12, respectively. The control circuit 41 controls the master inverter circuit 11, and the control circuit 42 controls the slave inverter circuit 12.
The control circuit 41 includes a forward conversion control circuit 43 for controlling the forward conversion circuit 14 of the inverter circuit 11, an inverse conversion control circuit 44 for controlling the inverse conversion circuit 15 of the inverter circuit 11, and a signal transmitted from the inverter circuit 11. In order to receive various signals, a DC voltage input terminal 45, a DC current input terminal 46, an AC voltage input terminal 47, an AC current input terminal 48, and a parallel operation signal input terminal for receiving a parallel operation signal transmitted by manual operation or the like 49 are provided.
Here, each of the DC voltage input terminal 45, the DC current input terminal 46, the AC voltage input terminal 47, and the AC current input terminal 48 is a DC voltage detection terminal 26, a DC current detection terminal 27, and an AC voltage detection terminal of the inverter circuit 11. 28 and an AC current detection terminal 29.
[0020]
The forward conversion control circuit 43 has a function of controlling the output voltage of the forward conversion circuit 14 to have a predetermined voltage value, and an excessive current is output from the forward conversion circuit 14 to protect the reverse conversion circuit 15. And a function for preventing the
In order to control the output voltage of the forward conversion circuit 14, the forward conversion control circuit 43 includes a variable resistor 51 for setting the output voltage, a set voltage value set by the variable resistor 51, and a forward conversion circuit. An amplifier 52 for amplifying the difference between the output voltage values output from the amplifier 14; a phase controller 53 for adjusting the control delay angle of the thyristor 16 of the forward conversion circuit 14 based on the difference between the set voltage value and the output voltage value; A drive amplifier 54 for amplifying the output signal of the controller 53 to drive the thyristor 16 is provided.
In addition to the above, the forward conversion control circuit 43 receives the start command signal from the push button switch 55, and thereby controls the start / stop circuit 56 for starting / stopping the inverter circuit 11 and the output current of the forward conversion circuit 14. A trip circuit 57 is provided for inputting and outputting a cutoff signal when the current value deviates from a predetermined range, and a cutoff drive amplifier 58 for turning off the thyristor 16 with the output signal of the trip circuit 57 is provided. ing.
[0021]
Here, in a transient state at the time of starting the inverter circuit 11, a period in which the output current output from the forward conversion circuit 14 is smaller than a predetermined range, or a period in which the output current becomes a rush current and temporarily exceeds the predetermined range. Etc. In these periods, when the thyristor 16 is turned off, the inverter circuit 11 does not reach the steady state forever. Therefore, the start / stop circuit 56 operates only for the time required to reach the steady state from the transient state at the time of starting. A pause signal is sent to the trip circuit 57 so that the operation of the trip circuit 57 is temporarily suspended.
The start / stop circuit 56 receives not only a start command signal from the push button switch 55 but also a parallel operation signal received at the parallel operation signal input terminal 49. The start / stop circuit 56 sends an operation permission signal to the phase controller 53 and the reverse conversion control circuit 44 of the forward conversion control circuit 43 when at least one of the start command signal and the parallel operation signal is input. Has become.
[0022]
The inversion control circuit 44 adjusts the period of sending the control voltage signal to the IGBT 17 of the inversion circuit 15 so that the output voltage and the output current of the inversion circuit 15 have the same phase. By the control operation of the inverse conversion control circuit 44, the output frequency of the inverse conversion circuit 15 matches the resonance frequency of the load.
The inversion control circuit 44 detects a phase difference between an output voltage and an output current of the inversion circuit 15 and outputs a voltage signal corresponding to the phase difference, and a phase difference detection circuit 61. A voltage controlled oscillator 62 that oscillates a signal having a frequency corresponding to the output voltage signal, and a flip-flop 63 that alternately sends a drive signal from two output ports according to the frequency of the signal output from the voltage controlled oscillator 62 And the drive signal output from the two output ports of the flip-flop 63 sets an overlap angle β corresponding to a necessary commutation period, and sets the overlap angle β according to the output current of the inverse conversion circuit 15. Angle correction circuit 64 that corrects the overlap angle, drive amplifiers 65 and 66 that amplify the output signal of overlap angle correction circuit 64 to drive IGBT 17, and an inverter circuit. Output currents of both the paths 11 and 12 are input, and a comparison / selection circuit 67 for comparing these output voltages and selecting a larger one of these currents is provided.
The output of the drive amplifier 65 is sent to the IGBT 17 forming the switching element 15A provided in the inverse conversion circuit 15, while the output of the drive amplifier 66 forms the switching element 15B provided in the inverse conversion circuit 15. (See FIG. 4).
[0023]
Here, the phase difference detection circuit 61, the voltage controlled oscillator 62, and the flip-flop 63 generate a drive signal for alternately turning on the switching elements 15A and 15B of the inverse conversion circuit 15, and generate the driving signal when the switching elements 15A and 15B are alternately driven. The phase control means controls the conduction cycle of these switching elements 15A and 15B to be equal to the resonance frequency of the load.
A large output current selected by the comparison and selection circuit 67 among the output currents of the inverter circuits 11 and 12 is input to the overlap angle correction circuit 64. Accordingly, the overlap angle correction circuit 64 and the comparison and selection circuit 67 correct the overlap angle β representing the commutation period of the inverse conversion circuit 15 based on the largest output current of the inverter circuits 11 and 12. It is a correction means.
[0024]
Like the control circuit 41, the control circuit 42 includes a forward conversion control circuit 43 that controls the forward conversion circuit 14 of the inverter circuit 12, an inverse conversion control circuit 70 that controls the inverse conversion circuit 15 of the inverter circuit 11, In order to receive various signals transmitted from the inverter circuit 12, a DC voltage input terminal 71, a DC current input terminal 72, an AC voltage input terminal 73, and an AC current input terminal 74, and a parallel operation signal transmitted by manual operation or the like. And a parallel operation signal input terminal 75 for receiving the signal. Here, each of the DC voltage input terminal 71, the DC current input terminal 72, the AC voltage input terminal 73, and the AC current input terminal 74 is a DC voltage detection terminal 33, a DC current detection terminal 34, and an AC voltage detection terminal of the inverter circuit 12. 35 and the AC current detection terminal 36 are electrically connected to each other.
The forward conversion control circuit 43 has the same configuration as that provided in the control circuit 41, and a description thereof will be omitted.
The inverse conversion control circuit 70 has the same configuration as the inverse conversion control circuit 44, except that the comparison selection circuit 67 is omitted from the inverse conversion control circuit 44 provided in the control circuit 41.
Here, the overlap angle correction circuit 64 of the inverse conversion control circuit 70 receives the current selected by the comparison selection circuit 67 on the master inverter circuit 11 side, and based on this current, the inverse conversion circuit provided in the slave inverter circuit 12 The 15 overlapping angles β are corrected.
[0025]
According to the above-described embodiment, the following effects can be obtained.
That is, the control circuits 41 and 42 of the parallel inverter device 10 in which the two current-type inverter circuits 11 and 12 can be driven in parallel are provided as overlap angle correction means for correcting the overlap angle β of the inverse conversion circuit 15 according to the load. Since the reverse conversion control circuits 44 and 70 for correcting the overlapping angle β based on the largest output current of the current type inverter circuits 11 and 12 are provided, the output currents of the current type inverter circuits 11 and 12 are large. However, the commutation is controlled at the same overlap angle β, and the synchronization of the output current is not impaired.
In addition, since the overlapping angle β is corrected with the maximum output current among the output currents of the current-type inverter circuits 11 and 12 of a plurality of systems, the commutation period does not run short in both the current-type inverter circuits 11 and 12. Although the output current may advance with respect to the load impedance fluctuation, there is no delay, and it is possible to prevent a problem such as a large surge voltage from occurring.
[0026]
In addition, the output currents of the master and slave inverter circuits 11 and 12 are compared with an inverse conversion control circuit 44 that controls the inverse conversion circuit 15 of one master inverter circuit 11 of the parallel inverter device 10, and these currents are compared. And an overlap angle correction circuit 64 for correcting the overlap angle β based on the current selected by the comparison and selection circuit 67. The inverse conversion circuit 15 of the slave inverter circuit 12 Since the reverse conversion control circuit 70 for controlling includes the overlap angle correction circuit 64 for correcting the overlap angle β based on the current selected by the comparison selection circuit 67 provided in the master-side reverse conversion control circuit 44, the slave inverter circuit 12, the comparison and selection circuit 67 is not required, and the configuration of the parallel inverter device 10 can be simplified. Performance can be improved.
[0027]
Further, a phase difference detection circuit 61, a voltage controlled oscillator 62, and a flip-flop 63 are provided in the inverse conversion control circuit 43, and when the plurality of switching elements 15A and 15B provided in the inverse conversion circuit 15 are turned on alternately, these switching elements are used. Since the conduction cycle of 15A and 15B is controlled to be the resonance frequency of the load, the load is supplied with AC power having the resonance frequency, and high-efficiency operation of the load can be realized. In addition, even if the impedance of the load changes, the overlap angle β is appropriately corrected according to the change. Therefore, even if the impedance of the load changes, Efficient operation can be maintained in a stable state.
[0028]
Further, by providing two IGBTs 17 in the inversion circuit 15 of the inverter circuits 11 and 12, the withstand voltage of the IGBT 17 can be improved, and the output voltage of the inversion circuit 15 can be increased. Is provided, the output voltage of the inverting circuit 15 is increased to increase the output current of the matching transformer 13, so that a current significantly larger than the current value which is the limit of the IGBT 17 is output. be able to.
[0029]
As described above, the present invention has been described with reference to the preferred embodiments. However, the present invention is not limited to the embodiments, and various improvements and design changes can be made without departing from the gist of the present invention. .
That is, the forward conversion circuit is not limited to a rectifier that performs rectification using a thyristor, and may be a chopper-type forward conversion circuit that performs rectification using a chopper.
The switching element of the inversion circuit is not limited to the IGBT, but may be a general bipolar power transistor or MOSFET. However, when a high-frequency current output is obtained, a high-speed switching operation is possible, It is preferable to use an IGBT having a large value.
Further, the number of inverter circuits provided in the parallel inverter device is not limited to two, and may be three or more.
[0030]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, even when a plurality of inverter circuits are provided, the overlap angle β can be appropriately corrected while synchronizing the respective output currents.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a single connection diagram illustrating a parallel inverter device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a control circuit of the embodiment.
FIG. 3 is a single connection diagram showing a conventional example.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional inverse conversion circuit.
[Explanation of symbols]
10 Parallel type inverter device
11 Master inverter circuit, which is a current type inverter circuit
12. Slave inverter circuit which is a current type inverter circuit
14 Forward conversion circuit
15 Inversion circuit
15A, 15B switching element
17 IGBT as a switching element
61 Phase difference detection circuit constituting phase control means
62 Voltage Controlled Oscillator Constituting Phase Control Means
63 Flip-flop constituting phase control means
64 Overlap angle correction circuit constituting overlap angle correction means
67 Comparison / selection circuit constituting overlap angle correction means

Claims (2)

A forward conversion circuit for converting AC power supplied from an AC power supply into DC power, and a plurality of switching elements are provided, and by alternately conducting these switching elements, the DC power from the forward conversion circuit is converted to AC power. A parallel type inverter device provided with a plurality of current type inverter circuits including an inverse conversion circuit for converting the current type inverter circuit, and for supplying AC power to a load, enabling parallel driving of the current type inverter circuit,
The inverse conversion circuit is provided with overlap angle correction means for correcting an overlap angle representing a commutation period, which is a period during which the plurality of switching elements that are alternately turned on at the same time, according to the load. The correction means corrects the overlap angle based on the largest output current of the current-type inverter circuits provided in the plurality of systems, and the current-type inverter circuit has two master and slave systems. Of these, the overlap angle correction means of the current-type inverter circuit serving as a master compares each output current of the current-type inverter circuit with a comparison / selection circuit that selects a larger one of these currents. An overlap angle correction circuit for correcting the overlap angle based on the current selected by the comparison and selection circuit. Wherein the overlap angle correction means of the type inverter circuit is provided with an overlap angle correction circuit for correcting the overlap angle based on a current selected by the master-side comparison and selection circuit. . 2. The parallel inverter device according to claim 1 , wherein, when the plurality of switching elements are turned on alternately, the conduction cycle of the switching elements is controlled to be equal to the resonance frequency of the load. A parallel type inverter device provided with a phase control means.

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