JP3600894B2 - モールススタート回路およびその制御方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモールススタート回路およびその制御方法に係り、より詳しくは、モータ駆動において、初期に大きい起動トルクを発生させ確実なゼロ−クロスポイントを検出できるようにして、デッドポイント、ヘッドスティッキングおよび起動トルク不足により発生され得る問題を解決し、さらには、モータ出力段に流れる大きい起動電流を防止することにより、集積回路の温度を低めることができるように設計されたモールススタート回路およびその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のセンサのないブラシレス永久磁石型直流モータ駆動において、デッドポイント（モータトルクが０であるポイント）、ヘッドスティッキング（湿気などによりディスクのヘッドがディスクの表面に粘り着く現象）、低い起動トルクおよび回転子の位置に対する情報の不在はモータを正常に起動させ難くする要因になってきた。特に、ハードディスクドライブにおいて、起動の失敗または起動の信頼性が低いと産業上非常に重要な問題になる。
【０００３】
従って、上述の問題点を解決するため、モータ起動方法については既に多くの提案が示されている。
例えば、回転子の位置に対する情報の不在によりモータが正常に起動されない従来の問題点を解決するため、回転子の位置を検出するためのホールセンサに代わり電気的な角を用いる技術が米合衆国特許第５，２５４，９１４の“ホールセンサを用いないブラシレスＤＣモータにおける位置検出器”において提示されたことがある。
【０００４】
しかしながら、上述の技術においては二つの解決すべき問題点がある。一つはモータ駆動回路において、特に高速回転する直流モータにおいて、電気的な角の正確性の問題であり、また他の一つは電気的な角により回転子の位置がわかってもそれが大きい起動トルクばかりでなく信頼すべきモータ起動を保証できないという点である。
【０００５】
また、前述したモータの起動時の諸問題点を解決するため、回転子の位置情報を検出するため短い電流信号をモータの各相に印加し、それに対する応答でモータに誘導されるモータ電流を測定する高周波整流方式を用いる技術が米合衆国特許第４，８７６，４９１の“ブラシレスＤＣモータの速度制御装置および制御方法”において提示されたことがある。
【０００６】
しかし、前記高周波整流方式はモータが起動する間に適用させるにはよい方法とはいえない。その理由は、モータの逆回転現象が発生しないように設計しなければ多くの場合にモータが逆回転され得るためである。なお、モータの正常回転速度時の周波数より低い周波数でモータを回転させて起動し、その後にゼロ−クロスポイントを探し出すことが好ましい。
【０００７】
しかし、ここでゼロ−クロスポイントを探し出しても、それが高い起動トルクを保証できないので前述した同一の問題点が依然として残っている。たまに、ゼロ−クロスポイントが正しく検出されてモータが起動したといってもモータの初期起動トルクが不足であると、モータの運転時に大きいトルクを出すことができないので非常にゆっくりとしか回転しなかったり、回転し難くなったりして、多くの場合モータを正常に運転できないという問題点が生じる。
【０００８】
このため、ゼロ−クロスポイントが検出される前に大きい起動トルクを発生させることが重要で、その後にゼロ−クロスポイントを探して制御する方法が必要である。
前述したモータ起動時の諸問題点を解決し、大きい起動トルクを発生させるため、励磁電流の流れを順方向から逆方向に変えてモータを起動させる技術が米合衆国特許第５，３２３，０９４の“センサレス多位相ＤＣモータの起動方法”で提示されたことがある。
【０００９】
前記した電流方向を変える方法を用いて高い起動トルクを得ても、モータの起動時にモータが同期しない。このため、正確に同期されない状態における高いトルクはモータの逆回転を起こしたり、トルクが解除してしまう結果をもたらすという問題点がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明は前記のような従来の問題点を解決するためのものであって、その目的は、モータの駆動において、モータの磁界内で発生される飽和現象を除去し、次の段階のパワーオン動作と整流の行いに必要な磁界内の初期条件を生成するため周期的な整流中断とパワーオフ時間を置くことにより、初期に大きい起動トルクを発生させ確実なゼロ−クロスポイントを検出できるようにして、デッドポイント、ヘッドスティッキングおよび起動トルクの不足により発生され得る問題を解決し、さらには、モータ出力段に流れる大きい起動電流を防止することにより、集積回路の温度を低めることができるように設計されたモールススタート回路およびその制御方法を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するための本発明のモールススタート回路は、
モータが起動する間、整流クロック信号が入力されるごと励磁電流を発生させる整流手段と；
前記整流手段と連結されており、入力されるモード制御信号を通じてモールススタートモード（整流の行いと中断を同一のインターバルで繰り返すモード）と一般的な起動モード（ＣＳＳモード）の間をスイッチングしてモータ出力段を整流させることにより、大きい起動トルクでモータが起動できるように設計されたモード変換手段と；
モータが正方向に回転するか逆方向に回転するかを検出できるようにモデルリファレンスゼロ−クロス信号を発生させて出力するモデルリファレンスゼロ−クロス発生手段と；
前記モデルリファレンスゼロ−クロス発生手段から出力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号を入力され、モータの回転時に発生する実際ゼロ−クロス（Ｄｙｎａｍｉｃ ｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓ）信号と比較してモータが正方向に回転する場合、逆方向に回転する場合およびゼロ−クロス信号が発生されない場合の三つの場合を検出するゼロ−クロス検出手段と；
モータの各相のコイルが励起されない場合、一回に一つの位相を選択するように設計された位相選択手段と；
モータの成功的な起動のため初期にモータの起動が失敗した場合、励磁電流パルス幅を増加させるか減少させる方法で励磁電流を調節する第１変調手段と；
前記第１変調手段と連結されており、モータの成功的な起動のため初期にモータの起動が失敗した場合、モータに供給されるパワーをオフさせて整流を中断し、前記パワーのターンオフされる時間間隔を増加させるか減少させる方法でパワーオフ時間インターバルを調節する第２変調手段と；
マイクロプロセッサが用いられる場合、すべての動作状態がマイクロプロセッサによりリード／ライトされ、制御がマイクロプロセッサにより行なえるように外部のマイクロプロセッサと回路を連結するマイクロプロセッサ直列ポートとからなる。
【００１２】
さらに、本発明のモールススタート回路の制御方法は、
起動失敗回数をチェックするための変数、起動失敗回数、励磁電流パルス幅およびパワーオフ時間を初期化させる段階と；
モータの初期起動の際モールススタートモードで整流する段階と；
ゼロ−クロス信号が検出されたかどうかを判断する段階と；
ゼロ−クロス信号が検出されたとき、モータが逆回転されたかどうかを判断する段階と；
モータが逆回転しているとき、パワーをターンオフさせ整流を中断した後、前記モールススタートモードで整流を行なう段階にもどる段階と；
モータが正回転しているとき、一般的な起動モード（ＣＳＳ）で整流を行なう段階と；
ゼロ−クロス信号が検出されなかったとき、励磁電流パルス幅を変調させる段階と；
パワーオフ時間を変調させる段階と；
起動失敗回数のチェックのための変数を増加させる段階と；
起動失敗回数が既に設定された特定回数と比較して同一であると作業を完全に中止し、起動失敗回数が既に設定された特定回数より小さいと前記パワーをターンオフさせ整流を中断する段階にもどる段階とからなる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好ましい実施の形態を添付図面に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明の実施の形態に従うモールススタート回路の構成図である。
図１に示すモールススタート回路の全体構成は、モータが起動する間、整流クロック信号が入力されるごとに励磁電流を発生させる整流回路１０と；整流回路１０に連結されており、入力されるモード制御信号に応答してモールススタートモードと一般的な起動モード（ＣＳＳモード）との間をスイッチングしてモータ出力段を整流させることにより、大きい起動トルクでモータが起動できるように設計されたモード変換器２０と；モータが正方向に回転するか逆方向に回転するかを検出できるようにモデルリファレンスゼロ−クロス信号を発生させて出力するモデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０と；モデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０から出力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号を入力とし、モータの回転時に発生する実際ゼロ−クロス信号と比較してモータが正方向に回転する場合、逆方向に回転する場合およびゼロ−クロス信号が発生されない場合の三つの場合を検出するゼロ−クロス検出器４０と；モータの各相のコイルが励起されない場合、一回に一つの位相を選択するように設計された位相選択器５０と；初期にモータの起動が失敗した場合、励磁電流パルス幅を増加させるか減少させるかいずれかの方法で励磁電流を調節する励磁電流パルス幅変調器６０と；励磁電流パルス幅変調器６０と連結され、初期にモータの起動が失敗した場合、モータに供給されるパワーをオフさせて整流を中断し、パワーのターンオフされる時間間隔を増加させるかまたは減少させるかいずれかの方法でパワーオフ時間インターバルを調節する整流−中断およびパワーオフ時間変調器７０と；マイクロプロセッサが用いられる場合、すべての動作状態がマイクロプロセッサによりリード／ライトされ、制御がマイクロプロセッサにより行なえるように外部のマイクロプロセッサと回路を連結するマイクロプロセッサ直列ポート８０とからなる。
【００１４】
図２及び図３は本発明の実施の形態に従う整流回路１０及びモード変換器２０の詳細回路図をそれぞれ示したものである。
図３に示すように、モード変換器２０の構成は、図２に詳細に示す整流回路１０から出力される整流信号（ｑ０とｑ５／，ｑ２とｑ１／，ｑ４とｑ３／）を入力されゼロ−クロス検出器４０から出力されるモード制御信号（ｅｙ，ｅｙ／）を入力されて、モールススタートモード時と一般的な起動モード（ＣＳＳ）時において、それぞれモータ出力段の上位レベルスイッチング素子を制御するための制御信号を発生させる上位レベル制御部２１と；整流回路１０から出力される整流信号（ｑ１とｑ４，ｑ３とｑ０，ｑ５とｑ２）を入力され、ゼロ−クロス検出器４０から出力されるモード制御信号（ｅｙ，ｅｙ／）を入力されて、モールススタートモード時と一般的な起動モード（ＣＳＳ）時において、それぞれモータ出力段の下位レベルスイッチング素子を制御するための制御信号を発生させる下位レベル制御部２２とからなる。
【００１５】
上位レベル制御部２１の構成は、整流回路１０から出力される整流信号（ｑ０とｑ５／，ｑ２とｑ１／，ｑ４とｑ３／）をそれぞれ２入力として論理積を行なうＡＮＤゲート９１，９２，９３と；モード制御信号ｅｙ／をそれぞれ１入力とし、整流信号（ｑ０，ｑ２，ｑ４）をそれぞれ他の１入力として論理積を行なうＡＮＤゲート９４，９５，９６と；モード制御信号ｅｙをそれぞれ１入力とし、ＡＮＤゲート９１，９２，９３の出力信号をそれぞれ他の１入力として論理積を行なうＡＮＤゲート９７，９８，９９と；ＡＮＤゲート（９４と９７，９５と９８，９６と９９）の出力信号をそれぞれ２入力として否定論理和を行い上位レベルスイッチング素子の制御信号（ｄｐ０，ｄｐ２，ｄｐ４）を発生させて出力するＮＯＲゲート１００，１０１，１０２とからなる。
【００１６】
下位レベル制御部２２の構成は、整流回路１０から出力される整流信号（ｑ１とｑ４，ｑ３とｑ０，ｑ５とｑ２）をそれぞれ２入力として論理積を行なうＡＮＤゲート１０３，１０４，１０５と；モード制御信号ｅｙ／をそれぞれ１入力とし、整流信号（ｑ１，ｑ３，ｑ５）をそれぞれ他の１入力として論理積を行なうＡＮＤゲート１０６，１０７，１０８と；モード制御信号ｅｙをそれぞれ１入力とし、ＡＮＤゲート１０３，１０４，１０５の出力信号をそれぞれ他の１入力として論理積を行なうＡＮＤゲート１０９，１１０，１１１と；ＡＮＤゲート（１０６と１０９，１０７と１１０，１０８と１１１）の出力信号をそれぞれ２入力として論理和を行い下位レベルスイッチング素子の制御信号（ｄｑ１，ｄｑ３，ｄｑ５）を発生させて出力するＯＲゲート１１２，１１３，１１４とからなる。
【００１７】
図４は本発明の実施の形態に従うモデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０の詳細回路図である。
図４に示すように、モデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０の構成は、整流回路１０から発生される整流信号（ｑ３とｑ０，ｑ５とｑ２，ｑ１とｑ４）をそれぞれ２入力として論理積を行いそれぞれゼロ−クロス信号（ｚ１，ｚ２，ｚ３）を発生させるＡＮＤゲート３１，３２，３３と；ＡＮＤゲート３１，３２，３３の出力信号（ｚ１，ｚ２，ｚ３）を入力され、排他−論理和してモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺを発生させるＥＸ−ＯＲゲート３４とからなる。
【００１８】
図５はゼロ−クロス検出器４０の詳細回路図である。
図５に示すように、ゼロ−クロス検出器４０の構成は、図４に示されているモデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０から出力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺをデータ入力端子Ｄ１に入力され、モータの回転時に発生される実際ゼロ−クロス信号Ｚ０をクロック入力端子ＣＫ１に入力されて、入力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺと実際ゼロ−クロス信号Ｚ０とのタイミングを比較し、その結果信号ｘを出力するＤフリップフロップ４１と；モデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０から出力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺをクロック入力端子ＣＫ２に入力され、モータの回転時に発生される実際ゼロ−クロス信号Ｚ０をデータ入力端子Ｄ２に入力されて、入力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺと実際ゼロ−クロス信号Ｚ０とのタイミングを比較し、その結果信号ｙを出力するＤフリップフロップ４２と；結果信号ｘ，ｙを否定論理和して出力するＮＯＲゲート４３と；結果信号ｘとＮＯＲゲート４３の出力信号とを論理和して出力するＯＲゲート４４と；結果信号ｙとＯＲゲート４４の出力信号とを論理積してモード制御信号ｅｙを発生させるＡＮＤゲート４５とからなる。
【００１９】
図６は位相選択器５０の詳細回路図である。
図６に示すように、位相選択器５０の構成は、整流回路１０から発生される整流信号（ｑ０とｑ１，ｑ２とｑ３，ｑ４とｑ５）をそれぞれ２入力として、否定論理和を行い位相選択信号を出力するＮＯＲゲート５１，５２，５３とからなる。
【００２０】
図７は励磁電流パルス幅変調器６０の詳細回路図である。
図７に示すように、励磁電流パルス幅変調器６０の構成は、四つのＤフリップフロップＤＦＦ０〜ＤＦＦ３で構成されており、システム周波数ｃｌｏｃｋ１をクロック入力とし、入力されるクロック信号を２，４，８，１６分周する機能を行なう周波数分周器６１と；スタートカウンティング、ストップカウンティングを制御する信号ｃｌｏｃｋ２とアップカウンティング、ダウンカウンティングを制御する信号ｃｌｏｃｋ３の論理和された信号をクロック入力とし、カウント機能を行い周波数分周器６１を通じてそれぞれの分周された周波数を選択できるように選択制御信号を出力する２ビットカウンタ６２と；２ビットカウンタ６２から出力される選択制御信号を通じて前記分周された周波数を選択することにより、励磁電流パルス幅を増加または減少させる方法で変調する機能を持つ選択論理回路６３とからなる。
【００２１】
つぎに前述のように構成されている本発明のモールススタート回路の動作を説明する。
まず、図２に示すような、一般的な整流回路１０はモータが起動する区間の間整流クロック信号が入力されるごとに励磁電流を発生させる。一般的な起動モード（ＣＳＳモード）の際の励磁電流状態を表１に示す。
表１において、励磁電流信号（ｄ０，ｄ２，ｄ４）はモータ出力段にある上位レベルスイッチング素子を制御するための信号であり、励磁電流信号（ｄ１，ｄ３，ｄ５）はモータ出力段にある下位レベルスイッチング素子を制御するための信号である。
【００２２】
【表１】

【００２３】
図８、図９はスイッチング素子制御信号（ｄ０〜ｄ５）が一般的な起動モード（ＣＳＳモード）時の整流信号（励磁電流）タイミング図を示したものである。図８、図９に示されている一般的な起動モード時の励磁電流はモータコイル（ｕｖ，ｕｗ，ｖｗ，ｖｕ，ｗｕ，ｗｖ）を順次に励起させる。ここで、みられるように、各相のモータコイル（ｕ，ｖ，ｗ）のうち、常に二つのコイルのみが“ハイ”で励起され、残り一つのコイルは“ロー”状態を有する。
【００２４】
しかしながら、図３に示されている本発明の実施の形態に従うモード変換器２０は、整流状態を一般的な起動モード（ＣＳＳモード）からモールススタートモード状態に変換させるかあるいはその逆に変換させてモータ出力段を駆動できるように設計された論理回路である。
【００２５】
ここで、モード制御信号（ｅｙ，ｅｙ／）は一般的な起動モードとモールススタートモードとの間にモード変換を制御する信号である。そして、前記モード制御信号としてゼロ−クロス信号または速度誤差信号が用いられる。もし、モード制御信号として確実なゼロ−クロス信号が用いられると、それは確実なゼロ−クロス信号が検出されるときモールススタートモードを一般的な起動モードに変換させることを意味する。もし、速度誤差信号がモード制御信号として用いられると、それは速度誤差値が予め設定された値に到達したときモールススタートモードを一般的な起動モードに変換させることを意味する。前記モールススタートモードの際励磁電流の状態を表２に示す。
【００２６】
【表２】

【００２７】
表２からみられるように、各相のモータコイルは３回のステップにおいてのみ整流され、残り３回のステップにおいては整流が中断される過程を繰り返すことにより、モータを起動させる。前述のように、スイッチング素子がターンオフされるため、モータコイルを通じた電流は流れないようになる。モールススタートモードの際整流信号の波形がモールススタートモード時の整流信号（励磁電流）タイミング図、図８、図９に示されている。
【００２８】
前述のように動作する本発明の実施の形態に従うモード変換器２０はある形態の電力電子装置が用いられるかに従い他の方法で具現できる。しかしながら、各相のモータコイルに対して３回は整流させ３回は整流を中断してモータを停止させるという基本的な原理は同一である。そして、前述した動作過程において旧型の電信幾のような音を立てるため、全体回路をいわゆる“モールススタート”回路という。
【００２９】
本発明の実施の形態に従うモード変換器２０はより効果的かつ能率的に機能を行なうため、平常時に整流回路１０と連結されている。さらに、図示していないが、パワーラインとモータ出力段との間にパワーオン／オフスイッチが連結されていて、外部のマイコンや特定論理回路からパワーオフ命令が入力されるとき瞬間的にパワーラインを遮断できるように構成される。
【００３０】
図４には本発明の実施の形態に従うモデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０が示されている。整流クロック信号が発生された後、整流回路１０はモータコイルの励磁電流ばかりでなく逆起電力のゼロ−クロス信号と解釈され得る６状態の整流信号を発生させる。
【００３１】
もし、モータが正方向に回転していると、モデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０から発生されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺはモータの電気的常数であるＬ／Ｒ（Ｌ：インダクタンス、Ｒ：抵抗）のため、モータコイルから発生される逆起電力の実際ゼロ−クロス信号より速くなる（ｌｅａｄ）。しかし、もしモータが逆回転していると、モデルリファレンスゼロ−クロス信号は実際逆起電力ゼロ−クロス信号より遅くなる（ｌａｇ）。従って、これを検出するためモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺは図５に示されているゼロ−クロス検出器４０に送られる。
【００３２】
図５に示されているゼロ−クロス検出器４０はその機能的な表現で逆回転検出器ともいう。ゼロ−クロス検出器４０には三つの異なる場合、すなわちモータの正回転、逆回転およびゼロ−クロス信号の未発生の場合を検出できるように設計された二つのＤフリップフロップ４１，４２がある。
一つのＤフリップフロップ４１においては、クロック端子ＣＫ１から逆起電力ゼロ−クロス信号Ｚ０が入力される間データ端子Ｄ１からモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺが入力される。従って、Ｄフリップフロップ４１は逆起電力ゼロ−クロス信号Ｚ０とモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺのタイミングを比較することにより、モータが正回転するかどうかを検出できるようになる。もし、Ｄフリップフロップ４１の出力端子Ｑ１信号が論理的“ハイ”であると、これはモータが正方向に回転していることを示す。
【００３３】
また他の一つのＤフリップフロップ４２においては、クロック端子ＣＫ２からモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺが入力される間データ端子Ｄ２から逆起電力のゼロ−クロス信号Ｚ０が入力される。従って、もし、Ｄフリップフロップ４２の出力端子Ｑ２信号が論理的“ハイ”であると、これはモータが逆方向に回転していることを示す。しかし、もし、Ｄフリップフロップ４１，４２の出力端子Ｑ１，Ｑ２信号がすべてゼロであると、これはゼロ−クロス信号がまだ発生されなかったことを意味する。モータが回転しないとゼロ−クロス信号は発生せず、モータが回転しているときのみゼロ−クロス信号が発生されるためである。
ゼロ−クロス検出器４０の真理値表を表３に示す。
【００３４】
【表３】

【００３５】
上記三つの場合のうち、もしゼロ−クロスが検出されない場合、モールススタート回路はゼロ−クロス信号が検出されるまで動作され続ける。また、上記三つの場合のうち、モータが正方向に回転されていることが検出される場合には、モールススタート回路は一般的な起動モード状態に変換される。ここで、モールススタート回路はモータ速度が一定のレベルに到達した後に前記変換を行なう。しかし、もし、モータが逆方向に回転されていることが検出されるとモールススタート回路の動作は直ちに中止される。パワーラインがターンオフされなければならないし、整流回路１０も再起動される前に初期状態にリセットされなければならない。
【００３６】
図６は本発明の実施の形態に従う位相選択器５０の詳細回路図であり、位相選択器５０はモータの位相コイルが励起されなかったとき１回に一つの位相を選択する機能を有し、位相選択器５０の出力信号はモデル追従型ディジタルマスキング回路で入力される。
【００３７】
図７には本発明の実施の形態に従う励磁電流パルス幅変調器６０が示されている。励磁電流パルス幅変調器６０において二つのＤフリップフロップＤＦＦ４，ＤＦＦ５で構成された２ビットカウンタ６２は二つの制御信号ｃｌｏｃｋ２，ｃｌｏｃｋ３を通じて制御されるが、一つは２ビットカウンタ６２のスタートカウンティングとストップカウンティングとを制御するクロック信号であり、他の一つはアップカウンティングとダウンカウンティングとを制御する信号である。
【００３８】
さらに、四つのＤフリップフロップＤＦＦ０〜ＤＦＦ３で構成された周波数分周器６１は、システムクロック周波数ｃｌｏｃｋ１を入力されて２，４，８，１６分周する機能を有する。周波数分周器６１を通じてそれぞれの分周された周波数は、２ビットカウンタ６２から出力される選択制御信号を通じて制御される選択論理回路６３により選択される。２ビットカウンタ６２がアップ／ダウンカウンティング機能を有するので、選択論理回路６３の各選択端ｓｅｌｅ１，ｓｅｌｅ２，ｓｅｌｅ３，ｓｅｌｅ４は両方向に選択されることが可能になる。２ビットカウンタ６２、周波数分周器６１および選択論理回路６３は励磁電流のパルス幅を増加させるか減少させるかの方法で変調する機能を行なう。本発明の実施の形態に従う励磁電流パルス幅変調器６０の出力信号は、ディジタルカウンタを用いて整流クロック信号を発生させる整流遅延回路（またはモデル追従型ディジタル角遅延回路）に入力されてディジタルカウンタのクロック信号で用いられる。ディジタルカウンタのクロックは変調されることができ、これはディジタルカウンタのカウンティング時間が変化されることを意味する。結果的に、ディジタルカウンタのカウンティング時間により決まる整流クロック信号も変調される。
【００３９】
次に、図１に示されている整流−中断およびパワーオフ変調器７０は励磁電流パルス幅変調器６０と連結されている。表１および表２に示しているように、整流−中断時間インターバル（ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ ｓｔｏｐ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）は整流される時間、すなわち励磁電流パルス幅と直接的に関連される。これは、整流時間インターバルが変調されると整流−中断時間インターバルも変調されるためである。
【００４０】
整流−中断の長所は、モータコイルの飽和および磁界の飽和状態から回復可能にし、周期的にモータが起動する間に流入される過電流を遮断することにより、チップが過熱されすぎることを防止できる点にある。
【００４１】
励磁電流がモータコイルに印加されると磁束と逆起電力が生成され励起された磁束はモータの起動トルクを作り出す永久磁石の磁束と反対方向の力で作用するようになる。逆起電力はモータ回転速度を発生させる電圧源になり得る。そして、逆起電力と励磁電流により発生された磁束すべてはゼロ−クロス信号の形態を形成させることができる。ゼロ−クロス信号はゼロ−クロス検出器４０により検出される。
【００４２】
整流−中断時間インターバルとパワーオフ時間インターバルとは基本的に電気的、機械的常数およびモータの負荷に依存している。しかし、整流−中断時間インターバルとパワーオフ時間インターバルとはモールススタート回路内部のディジタル回路により設定されるか、マイクロコンピュータが用いられる場合マイクロプロセッサ直列ポート８０を通じてプログラムされることもできる。整流−中断時間とパワーオフ時間とが終わると励磁電流は再びモータコイルに印加される。
【００４３】
もし、モータが起動するに際して１回失敗して再起動が求められると、励磁電流パルス幅と次のパワーオフ時間インターバルとは増加されるか減少されるかの方法で調整されなければならない。これは、先に印加された励磁電流パルス幅とパワーオフ時間インターバルとがある面で最適のものでないこともあるためである。
【００４４】
正常状態下において、次のパワーオン動作と直ぐ直前のパワーオフ動作とはほとんどモータ回転子と同じ位置上で発生される。これは、励磁電流が印加される場合にもモータの慣性が常に回転方向と同じ方向に回転しようとするためである。モータが回転しようとするにもかかわらずモータ出力段のパワーが瞬間的にターンオフされるので、回転子は連続的にエネルギーを得るか、回転するに十分な逆起電力を得ないようになる。しかし、これは動作界（ｍｏｔｉｏｎ ｆｉｅｌｄ）ばかりでなく磁界の反発力（ｒｅｐｅｌｌｅｎｔ ｆｏｒｃｅ）を可能にする。その理由は、次のようである。
パワーがターンオフされるか整流が中断された後に、飽和された磁界はもとの状態にもどる。そして、バイアス磁界はモータコイルと固定子に蓄積された位置エネルギ（ｐｏｔｅｎｔｉａｌ ｅｎｅｒｇｙ）として考えられる。前述したように、飽和された磁束エネルギはモータの慣性により、蓄積された機械的エネルギに変換される。さらに、前記パワーオフ時間インターバルまたは整流中断時間インターバルはモータの再起動の際非常に重要な意味を有する。これは、パワーがターンオフされ励磁電流の供給が中断された後にも次のモータの再起動の際磁束はゼロにならないである程度残っているためである。
【００４５】
次に、パワーがターンオンされるとモータのコイルと固定子に蓄積されたバイアス磁界のエネルギとある程度残っている磁束は励磁電流をつくる初期磁束としての役割をする。さらに、初期起動の際発生する力の方向と二番目の再起動の際発生する力の方向とは反対である。すなわち、電源が遮断される瞬間モータの慣性により蓄積されたエネルギは最初の動作方向と反対方向に動作しようとする傾向に変わることになる。
【００４６】
かかる電磁気的、そして機械的エネルギは次に電源が再供給されたとき、正方向回転に２倍の力になる起動トルクを得られる結果をもたらす。結果的に、従来のモータ起動方法よりもっと大きい起動トルクを得られる。
【００４７】
図１０は本発明の実施の形態に従うモールススタート回路の制御方法を示す制御フローチャートである。
図１０に示されているように、まず、起動失敗回数のチェックのための変数Ｎ、起動失敗回数ｎ、励磁電流パルス幅Ｔおよびパワーオフ時間ｔを初期化させる（Ｓ１０）。そして、モータの初期の起動の際モールススタートモードで整流を始める（Ｓ２０）。次に、ゼロ−クロス信号が検出されたかどうかを判断し（Ｓ３０）、ゼロ−クロス信号が検出されたとき再びモータが逆回転するか判断する（Ｓ４０）。モータが逆回転しているとき、パワーをターンオフさせ整流を中断した後、前記モールススタートモードで整流を行なう段階にもどる（Ｓ５０）。もし、モータが正回転していると、一般的な起動モードで整流を行なう（Ｓ６０）。
もし、前記段階（Ｓ３０）において、ゼロ−クロス信号が検出されなかったとき、励磁電流パルス幅Ｔを変調させ（Ｓ７０）、パワーオフ時間ｔを変調させた後（Ｓ８０）、起動失敗回数のチェックのための変数Ｎを増加させる（Ｓ９０）。
次に、実際起動失敗回数Ｎが既に設定された特定起動失敗回数ｎと比較して大きい場合には作業を完全に中止し、起動失敗回数Ｎが既に設定された特定起動失敗回数ｎより小さいとパワーをターンオフさせ整流を中断する段階（Ｓ５０）にもどる（Ｓ１００）。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明では、モータ駆動において、モータの磁界内で発生される飽和現象を除去し次の段階のパワーオン動作と整流に必要な磁界内の初期条件を生成するため周期的な整流中断とパワーオフ時間を置いている。従って初期に大きい起動トルクを発生させ確実なゼロ−クロスポイントを検出できるようにして、デッドポイント、ヘッドスティッキングおよび起動トルクの不足により発生され得る問題を解決し、さらには、モータ出力段に流れる大きい起動電流を防止することにより、集積回路の温度を低下させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に従うモールススタート回路の構成図。
【図２】一般的な整流回路の詳細回路図。
【図３】本発明の実施の形態に従うモード変換器の詳細回路図。
【図４】本発明の実施の形態に従うモデルリファレンスゼロ−クロス発生器の詳細回路図。
【図５】本発明の実施の形態に従うゼロ−クロス検出器の詳細回路図。
【図６】本発明の実施の形態に従う位相選択器の詳細回路図。
【図７】本発明の実施の形態に従う励磁電流パルス幅変調器の詳細回路図。
【図８】本発明の実施の形態に従うモールススタート回路においてモールススタートモードと一般的な起動モード（ＣＳＳ；Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ Ｓｔｅｐ Ｓｔａｒｔ）時の整流信号タイミング図（その１）。
【図９】本発明の実施の形態に従うモールススタート回路においてモールススタートモードと一般的な起動モード（ＣＳＳ；Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ Ｓｔｅｐ Ｓｔａｒｔ）時の整流信号タイミング図（その２）。
【図１０】本発明の実施の形態に従うモールススタート回路の制御方法を示す制御フローチャート。
【符号の説明】
１０ 整流回路
２０ モード変換器
３０ モデルリファレンスゼロ−クロス発生器
４０ ゼロ−クロス検出器
５０ 位相選択器
６０ 励磁電流パルス幅変調器
７０ 整流−中断およびパワーオフ時間変調器
８０ 直列ポート

Claims (9)

1. モータが起動する間、整流クロック信号の入力に応答して励磁電流を発生させる整流手段と；
   前記整流手段と連結され、かつモータ出力段のスイッチング素子を制御してモータを制御するものであって、整流と整流中断とを繰り返すモールススタートモードでモータを起動した後、モード制御信号に応じて、３つのモータコイルのうち２つのコイルを順次に励起する一般的な起動モードに切り替えるモード変換手段と；
   モータが正方向に回転するか逆方向に回転するかを検出できるようにモデルリファレンスゼロ−クロス信号を発生させて出力するモデルリファレンスゼロ−クロス発生手段と；
   前記モデルリファレンスゼロ−クロス発生手段から出力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号と、モータの回転時に発生する実際のゼロ−クロス（Ｄｙｎａｍｉｃ ｚｅｒｏ−ｃｒｏｓｓ）信号とを比較してモータが正方向に回転する場合、逆方向に回転する場合およびゼロ−クロス信号が発生されない場合の三つの場合を検出するゼロ−クロス検出手段と；
   モータの各相のコイルが励起されない場合、一回に一つの位相を選択するように設計された位相選択手段と；
   初期にモータの起動が失敗した場合、励磁電流パルス幅を増加させるか減少させるかの方法で励磁電流を調節する第１変調手段と；
   前記第１変調手段と連結されており、初期にモータの起動が失敗した場合、モータに供給されるパワーをオフさせて整流を中断し、前記パワーのターンオフされる時間間隔を増加させるか減少させるかの方法でパワーオフ時間インターバルを調節する第２変調手段とを含んでなることを特徴とするモールススタート回路。
2. 前記モード変換手段は、
   前記整流手段から出力される整流信号（ｑ０とｑ５／，ｑ２とｑ１／，ｑ４とｑ３／）が入力され、かつ前記ゼロ−クロス検出手段から出力されるモード制御信号（ｅｙ，ｅｙ／）が入力され、モールススタートモード時と一般的な起動モード時とにおいてそれぞれモータ出力段の上位レベルスイッチング素子を制御するための制御信号を発生させる上位レベル制御部と；
   前記整流手段から出力される整流信号（ｑ１とｑ４，ｑ３とｑ０，ｑ５とｑ２）が入力され、かつ前記ゼロ−クロス検出手段から出力されるモード制御信号（ｅｙ，ｅｙ／）が入力され、モールススタートモード時と一般的な起動モード時とにおいてそれぞれモータ出力段の下位レベルスイッチング素子を制御するための制御信号を発生させる下位レベル制御部とを含んでなることを特徴とする請求項１に記載のモールススタート回路。
3. 前記上位レベル制御部は、
   前記整流手段から出力される整流信号（ｑ０とｑ５／，ｑ２とｑ１／，ｑ４とｑ３／）をそれぞれ２入力として論理積を行なう第１ないし第３論理積手段と；
   前記モード制御信号ｅｙ／をそれぞれ１入力とし、前記整流信号（ｑ０，ｑ２，ｑ４）をそれぞれ他の１入力として論理積を行なう第４ないし第６論理積手段と；
   前記モード制御信号ｅｙをそれぞれ１入力とし、前記第１ないし第３論理積手段の出力信号をそれぞれ他の１入力として論理積を行なう第７ないし第９論理積手段と；
   前記第４と第７論理積手段、第５と第８論理積手段および第６と第９論理積手段の出力信号をそれぞれ２入力として否定論理和を行い上位レベルスイッチング素子の制御信号を発生させて出力する第１ないし第３否定論理和手段とを含んでなることを特徴とする請求項２に記載のモールススタート回路。
4. 前記下位レベル制御部は、
   前記整流手段から出力される整流信号（ｑ１とｑ４，ｑ３とｑ０，ｑ５とｑ２）をそれぞれ２入力として論理積を行なう第１ないし第３論理積手段と；
   前記モード制御信号ｅｙ／をそれぞれ１入力とし、前記整流信号（ｑ１，ｑ３，ｑ５）をそれぞれ他の１入力として論理積を行なう第４ないし第６論理積手段と；
   前記モード制御信号ｅｙをそれぞれ１入力とし、前記第１ないし第３論理積手段の出力信号をそれぞれ他の１入力として論理積を行なう第７ないし第９論理積手段と；
   前記第４と第７論理積手段、第５と第８論理積手段および第６と第９論理積手段の出力信号をそれぞれ２入力として論理和を行い下位レベルスイッチング素子の制御信号を発生させて出力する第１ないし第３論理和手段とを含んでなることを特徴とする請求項２に記載のモールススタート回路。
5. 前記モデルリファレンスゼロ−クロス発生手段は、
   前記整流手段から発生される整流信号（ｑ３とｑ０，ｑ５とｑ２，ｑ１とｑ４）をそれぞれ２入力として論理積を行い、それぞれゼロ−クロス信号を発生させる第１ないし第３論理積手段と；
   前記第１ないし第３論理積手段の出力信号が入力され、排他−論理和してモデルリファレンスゼロ−クロス信号を発生させる排他−論理和手段とを含んでなることを特徴とする請求項１に記載のモールススタート回路。
6. 前記ゼロ−クロス検出手段は、
   前記モデルリファレンスゼロ−クロス発生手段から出力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号をデータ入力とし、モータの回転時に発生される実際のゼロ−クロス信号をクロック入力とし、入力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号と実際のゼロ−クロス信号とのタイミングを比較してモータが正方向に回転するかどうかを検出する正方向回転検出手段と；
   前記モデルリファレンスゼロ−クロス発生手段から出力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号をクロック入力とし、モータの回転時に発生される実際のゼロ−クロス信号をデータ入力とし、入力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号と実際のゼロ−クロス信号とのタイミングを比較してモータが逆方向に回転するかどうかを検出する逆方向回転検出手段と；
   前記正方向回転検出手段の出力信号と逆方向回転検出手段の出力信号とを否定論理和して出力する否定論理和手段と；
   前記正方向回転検出手段の出力信号と前記否定論理和手段の出力信号とを論理和する論理和手段と；
   前記逆方向回転検出手段の出力信号と前記論理和手段の出力信号とを論理積してモード制御信号を発生させる論理積手段とを含んでなることを特徴とする請求項１に記載のモールススタート回路。
7. 前記正方向回転検出手段および逆方向回転検出手段はＤフリップフロップからなることを特徴とする請求項６に記載のモールススタート回路。
8. マイクロプロセッサが用いられる場合、すべての動作状態がマイクロプロセッサによりリード／ライトされ、制御がマイクロプロセッサにより行なえるように外部のマイクロプロセッサと回路を連結するマイクロプロセッサ直列ポートがさらに含まれることを特徴とする請求項１に記載のモールススタート回路。
9. 起動失敗回数をチェックするための変数、起動失敗回数、励磁電流パルス幅およびパワーオフ時間を初期化させる段階と；
   モータの初期起動の際、整流と整流中断とを繰り返すモールススタートモードで整流する段階と；
   ゼロ−クロス信号が検出されたかどうかを判断する段階と；
   ゼロ−クロス信号が検出されたとき、モータが逆回転されたかどうかを判断する段階と；
   モータが逆回転しているとき、パワーをターンオフさせ整流を中断した後、前記モールススタートモードで整流を行なう段階にもどる段階と；
   モータが正回転しているとき、３つのモータコイルのうち２つのコイルを順次に励起する一般的な起動モードで整流を行なう段階と；
   ゼロ−クロス信号が検出されなかったとき、励磁電流パルス幅を変調させる段階と；
   パワーオフ時間を変調させる段階と；
   起動失敗回数のチェックのための変数を増加させる段階と；
   起動失敗回数が既に設定された特定回数と比較して同一であると作業を完全に中止し、起動失敗回数が既に設定された特定回数より小さいと前記パワーをターンオフさせ整流を中断する段階にもどる段階とからなることを特徴とするモールススタート回路の制御方法。

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