JP3591414B2

JP3591414B2 - Control device for permanent magnet synchronous motor

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Publication number: JP3591414B2
Application number: JP2000077758A
Authority: JP
Inventors: 尚史野村; 博大沢; 高裕山嵜; 信夫糸魚川
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 2000-03-15
Filing date: 2000-03-15
Publication date: 2004-11-17
Anticipated expiration: 2020-03-15
Also published as: JP2001268974A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ等の半導体電力変換器を用いて永久磁石同期電動機の速度やトルクを制御する制御装置において、エンコーダやレゾルバ等の位置検出器によって電動機の磁極位置を検出しなくても永久磁石同期電動機の速度やトルクを高性能に制御可能とした制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石同期電動機の速度やトルクを高性能に制御するには、一般には電動機の磁極位置を検出する位置検出器を電動機に取付ける必要がある。しかるに、この種の位置検出器は一般に高価であり、また、電動機の構造や設置環境の点から位置検出器を取付けられない場合がある。この問題を解決するため、位置検出器を用いずに磁極位置を電動機の電圧や電流等から電気的に演算で求める方法が研究されている。
【０００３】
図５は磁極位置検出器を持たない、いわゆる位置センサレス永久磁石同期電動機を高性能に制御するための従来技術であり、竹下氏らが電気学会論文誌Ｄ，１１７巻１号Ｐ９８〜１０４に「速度起電力推定に基づくセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ制御」として平成９年に発表した制御方法の適用例である。
最初に、この従来技術における速度と位置の推定方法を説明する。なお、以下において、電流量、電圧量に関するｄ軸とは永久磁石回転子の磁束方向に沿った座標軸をいい、ｑ軸とはｄ軸に直交する座標軸をいう。
【０００４】
図５において、まず、電流推定器１１３は、電流調節器１０８から出力されるｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊、座標変換器１１２から出力されるｄ軸電流検出値ｉ_ｄｃ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑｃ、誘起電圧推定器１１６から出力される誘起電圧推定値ｅ_ｑＭ、並びに、速度推定値ω_Ｍの高周波成分をローパスフィルタ１１８により除去した第２の速度推定値ω_Ｍ２を用いて、ｄ軸電流推定値ｉ_ｄＭ及びｑ軸電流推定値ｉ_ｑＭを数式１、数式２により計算する。
【０００５】
【数１】

【０００６】
【数２】

【０００７】
数式１、数式２において、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス（電動機巻線インダクタンスのｄ軸成分）、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス（同じくｑ軸成分）、ｒ_ａは電機子抵抗、（ｔ）は時間関数を表す。
ここで、磁極位置推定値θ_Ｍと実際値θとの間、誘起電圧推定値ｅ_ｑＭと実際値ｅ_ｑとの間に偏差がある場合、ｄ軸電流推定値ｉ_ｄＭと検出値ｉ_ｄｃとの偏差、及び、ｑ軸電流推定値ｉ_ｑＭと検出値ｉ_ｑｃとの偏差は、数式３、数式４によって示される。これらの偏差は、加算器１１４，１１５の出力である。
【０００８】
【数３】

【０００９】
【数４】

【００１０】
数式３、数式４から、ｄ軸電流の偏差は位置推定偏差に比例し、ｑ軸電流の偏差は誘起電圧の偏差に比例する。そこで、図５における速度推定器１１７は数式６により速度推定値ω_Ｍを演算し、誘起電圧推定器１１６は数式５により誘起電圧推定値ｅ_ｑＭを演算する。
【００１１】
【数５】

【００１２】
【数６】

【００１３】
なお、数式５において、Ｔ_Ｉｅｑは積分時定数である。
また、数式６において、
ｓｇｎ（ω_Ｍ２）＝１（ω_Ｍ２≧０），ｓｇｎ（ω_Ｍ２）＝−１（ω_Ｍ２＜０）
であり、ψ_ｍは無負荷鎖交磁束、Ｋθは比例ゲインである。
【００１４】
磁極位置推定値θ_Ｍは、速度積分器１１９により速度推定値ω_Ｍを積分して求められる。また、速度制御演算には、速度推定値ω_Ｍのリプル成分をローパスフィルタ１１８により除去して得た第２の速度推定値ω_Ｍ２を用いる。
【００１５】
以下では、第２の速度推定値ω_Ｍ２及び位置推定値θ_Ｍを用いた速度制御方法を説明する。
図５において、第１の速度指令値ω_１ ^＊の変化率を加減速演算器１０１により制限して第２の速度指令値ω_２ ^＊を演算する。この第２の速度指令値ω_２ ^＊をローパスフィルタ１０２に入力して高周波成分を除去し、第３の速度指令値ω_３ ^＊を求める。速度調節器１０４は、加算器１０３により求めた第３の速度指令値ω_３ ^＊と第２の速度推定値ω_Ｍ２との偏差を増幅して、トルク指令値τ^＊を演算する。
【００１６】
電流指令演算器１０５は、τ^＊及びω_Ｍ２からｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を演算する。電流調節器１０８は、加算器１０６により求めたｄ軸電流偏差（ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄｃ）、及び、加算器１０７により求めたｑ軸電流偏差（ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑｃ）を増幅して、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を演算する。
なお、ｉ_ｄｃ，ｉ_ｑｃは、電流検出器１１１により求めた相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗと速度積分器１１９により求めた位置推定値θ_Ｍとを用いて座標変換器１１２により演算する。
【００１７】
座標変換器１０９は、ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊及び位置推定値θ_Ｍから三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を計算する。これらの三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊をＰＷＭ変調器１１０によりゲート信号に変換してインバータ等の半導体電力変換器３００を運転することにより、永久磁石同期電動機（ＰＭモータ）４００の端子電圧を制御する。この結果、電動機４００の回転速度及びトルクを指令値に一致させるような制御が行われる。なお、２００は三相交流電源である。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来技術では、速度指令値ω_１ ^＊を変化させるとトルク指令値τ^＊が変化し、これにより実際のトルクが変化して電動機４００の速度も変化する。しかるに、速度推定値ω_Ｍは前記数式６及び数式５を用いた収束計算により求められるため、演算の遅れ時間が存在する。このため、速度推定値ω_Ｍは速度実際値に対して誤差を有しており、速度積分器１１９が速度推定値ω_Ｍを積分して求められる磁極の位置推定値θ_Ｍにも誤差が生じる。
この磁極位置推定誤差は電動機４００の加速度にほぼ比例しており、急激な加減速時に位置推定誤差が過大になると制御系が不安定になり、運転不能に至ることもある。その結果、電動機の急速な加減速運転を行うことができないという問題を生じていた。
【００１９】
そこで本発明は、速度推定値と速度実際値との誤差に起因する磁極位置推定誤差を低減して、電動機の安定した運転や急速な加減速運転を可能にした永久磁石同期電動機の制御装置を提供しようとするものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石同期電動機を半導体電力変換器により駆動して電動機の速度及びトルクを制御する永久磁石同期電動機の制御装置において、電動機の電流相当値、ｄ軸電圧相当値及び速度指令値から、速度指令値と速度実際値との偏差を推定する速度偏差推定手段と、この速度偏差推定手段から出力される速度偏差推定値と速度指令値とを加算して速度推定値を演算する手段と、前記速度推定値を積分して電動機の磁極位置を推定する手段と、を備えたものである。
【００２１】請求項２記載の発明は、請求項１記載の永久磁石同期電動機の制御装置において、前記速度偏差推定手段は、この速度偏差推定手段から出力される速度偏差推定値と速度指令値との加算値と、電動機のｄ軸電流検出値と、ｑ軸電流検出値と、ｄ軸電圧指令値とを用いてｄ軸電流を推定する電流推定手段と、この電流推定手段から出力されるｄ軸電流推定値とｄ軸電流検出値との偏差、及び、速度偏差推定値と速度指令値との加算値の符号を用いて前記速度偏差推定値を演算する電流偏差増幅手段と、を備えたものである。
【００２２】請求項３記載の発明は、請求項１記載の永久磁石同期電動機の制御装置において、前記速度偏差推定手段は、この速度偏差推定手段から出力される速度偏差推定値と速度指令値との加算値と、電動機のｄ軸電流検出値と、ｑ軸電流検出値とを用いてｄ軸電圧を推定する電圧推定手段と、この電圧推定手段から出力されるｄ軸電圧推定値とｄ軸電圧指令値との偏差、及び、速度偏差推定値と速度指令値との加算値の符号を用いて前記速度偏差推定値を演算する電圧偏差増幅手段と、を備えたものである。
【００２３】
請求項４記載の発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石同期電動機を半導体電力変換器により駆動して電動機の速度及びトルクを制御する永久磁石同期電動機の制御装置において、矩形波の高周波電圧指令を出力する発振手段と、ｄ軸電圧指令値に前記高周波電圧指令を加算して第２のｄ軸電圧指令値を演算する加算手段と、ｑ軸電流検出値から前記高周波電圧指令に起因するｑ軸電流高周波成分を抽出するフィルタ手段と、前記ｑ軸電流高周波成分の変化率を演算する変化率演算手段と、前記ｑ軸電流高周波成分の変化率を増幅して速度偏差推定値を演算する電流増幅手段と、速度偏差推定値と速度指令値とを加算して電動機の速度推定値を演算する加算手段と、前記速度推定値を積分して電動機の磁極位置を推定する手段と、を備えたものである。
【００２４】
本発明においては、永久磁石同期電動機の電圧相当値、電流相当値及び速度指令値等を用いて速度指令値と速度実際値との偏差である速度偏差推定値を演算し、この速度偏差推定値と速度指令値とを加算して速度推定値を求めるようにした。
これにより、速度指令値の変化に即応して速度推定値が変化するため、演算の遅れによる速度推定誤差や磁極位置推定誤差が低減され、同期電動機の急速な加減速運転も可能な制御装置を実現することができる。
また、負荷が変化して過渡的に速度指令値と速度推定値との偏差が生じたとしても、速度偏差推定値により速度指令値を補正して速度推定値を生成することにより、上記偏差をなくして安定な運転を実現することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
先ず、図１は請求項１に対応する第１実施形態の制御ブロック図であり、図５と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
図１において、速度偏差推定器１２０は、電流調節器１０８から出力されるｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、座標変換器１１２から出力されるｄ軸電流検出値ｉ_ｄｃ、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｃ、及び、ローパスフィルタ１０２から出力される第３の速度指令値ω_３ ^＊から速度偏差推定値△ω_Ｍを演算する。
【００２６】
加算器１２２により第３の速度指令値ω_３ ^＊から速度偏差推定値△ω_Ｍを減算してω_３ ^＊を補正することにより、速度推定値ω_Ｍを演算する。速度積分器１１９はω_Ｍを積分して位置推定値θ_Ｍを演算する。
一方、速度偏差推定値Δω_Ｍはローパスフィルタ１２１に入力されてリプル分が除去され、第２の速度偏差推定値△ω_Ｍ２として速度調節器１０４に入力される。速度調節器１０４はこの△ω_Ｍ２を増幅してトルク指令値τ^＊を演算する。その他の電流指令演算器１０５、電流調節器１０８、座標変換器１０９，１１２及びＰＷＭ変調器１１０等の動作は、図５の従来技術と同じであるため説明を省略する。
【００２７】
図示されていないが、第３の速度指令値ω_３ ^＊を高周波成分だけを通すハイパスフィルタを介してローパスフィルタ３の入力すなわち△ω_Ｍに加算すれば、速度指令値が急変したときにトルク指令も変化するようになるので速度制御の応答性を向上させることができる。また、これは以下に述べる各実施形態でも同様である。
【００２８】
本実施形態によれば、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄｃ、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｃ、第３の速度指令値ω_３ ^＊から速度偏差推定値△ω_Ｍを演算し、第３の速度指令値ω_３ ^＊を前記推定値△ω_Ｍにより補正して速度推定値ω_Ｍを演算しているので、第１の速度指令値ω_１ ^＊ひいては第３の速度指令値ω_３ ^＊が変化するとほとんど演算遅れなく速度推定値ω_Ｍが変化する。これにより、従来技術で問題となった速度推定値と速度実際値との誤差、それに基づく磁極位置推定誤差を低減することができ、急速な加減速運転も支障なく行うことができる。
また、負荷の変化によって速度指令値と速度推定値との間に過渡的に偏差が生じたとしても、この偏差をなくすように、速度偏差推定値△ω_Ｍにより第３の速度指令値ω_３ ^＊を直ちに補正して速度推定値ω_Ｍを是正するので、安定した運転を行うことができる。
【００２９】
なお、この実施形態では、速度偏差推定値△ω_Ｍを演算するために、電流相当値としてｄ軸電流検出値ｉ_ｄｃ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑｃを用いているが、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を用いてもよい。また、電圧相当値として、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊の代わりにｄ軸電圧検出値ｖ_ｄを用いてもよい。この点は、以下の第２実施形態、第３実施形態においても同様である。
【００３０】
次に、図２は請求項２に対応する第２実施形態を示す制御ブロック図である。この実施形態は、第１実施形態における速度偏差推定器１２０をより具体化したものである。
図２において、１２０Ａは速度偏差推定器であり、その他の構成は図１と同一である。この速度偏差推定器１２０Ａでは、ローパスフィルタ１２０４により速度偏差推定値△ω_Ｍから高周波成分を除去した信号と第３の速度指令値ω_３ ^＊とを図示の符号で加算器１２０５に入力し、第３の速度推定値ω_Ｍ３を求める。
なお、ローパスフィルタ１２０４は加算器１２０５の後段に設置しても良く、この点は後述する図３の第３実施形態についても同様である。
【００３１】
電流推定器１２０１は、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄｃ、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｃ、第３の速度推定値ω_Ｍ３及び電動機定数Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑ，ｒ_ａを用いて、ｄ軸電流推定値ｉ_ｄＭを前記数式１により演算する。なお、数式１におけるω_Ｍ２に代えてω_Ｍ３を用いるものとする。
また、ｉ_ｄＭとｉ_ｄｃとの偏差が加算器１２０２により算出されるが、この偏差は数式３に示したように位置推定偏差と誘起電圧との積に比例するので、電流偏差増幅器１２０３により、ｉ_ｄＭとｉ_ｄｃとの偏差に対して次の数式７の演算を行って速度偏差推定値△ω_Ｍを求める。
【００３２】
【数７】

【００３３】
数式７において、Ｋθは比例ゲイン、Ｔ_Ｉθは積分時定数であり、
ｓｇｎ（ω_Ｍ３）＝１（ω_Ｍ３≧０），ｓｇｎ（ω_Ｍ３）＝−１（ω_Ｍ３＜０）である。
【００３４】
この実施形態においては、第３の速度指令値ω_３ ^＊の変化に応じて第３の速度推定値ω_Ｍ３が変化し、その符号とｄ軸電流偏差等に基づいて数式７により速度偏差推定値△ω_Ｍが変化する。そして、第３の速度指令値ω_３ ^＊と速度偏差推定値△ω_Ｍとの加算により速度推定値ω_Ｍが直接算出される。これにより、速度推定値の演算遅れに基づく速度実際値との誤差、それに基づく磁極位置推定偏差を低減することができ、急速な加減速運転も支障なく行うことができる。
また、第１実施形態と同様に、負荷の変化によって生じた速度指令値と速度推定値との間の過渡的な偏差をなくすように、速度偏差推定値△ω_Ｍにより第３の速度指令値ω_３ ^＊を直ちに補正して速度推定値ω_Ｍを是正するので、安定した運転を行うことができる。
【００３５】
次に、図３は請求項３に対応する第３実施形態を示す制御ブロック図である。この実施形態も第１実施形態の速度偏差推定器１２０をより具体化したものであるが、第２実施形態と異なるのは、ｄ軸電圧推定値とｄ軸電圧指令値との偏差と、第３の速度推定値ω_Ｍ３とに基づいて速度偏差推定値△ω_Ｍを求める点である。
【００３６】
図３において、ローパスフィルタ１２０４により速度偏差推定値△ω_Ｍから高周波成分を除去した信号と第３の速度指令値ω_３ ^＊とを図示の符号で加算器１２０５に入力し、第３の速度推定値ω_Ｍ３を求める。電圧推定器１２０６は、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄｃ、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑｃ及び第３の速度推定値ω_Ｍ３からｄ軸電圧推定値ｖ_ｄＭを数式８により演算する。
【００３７】
【数８】

【００３８】
ここで、ｄ軸電圧推定値ｖ_ｄＭとｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊との偏差は、数式９によって表される。
【００３９】
【数９】
ｖ_ｄＭ−ｖ_ｄ ^＊＝−ｅ_ｑ（θ_Ｍ−θ）
【００４０】
数式９によれば、ｖ_ｄＭとｖ_ｄ ^＊との偏差は、位置推定偏差（θ_Ｍ−θ）と誘起電圧ｅ_ｑとの積に比例する。この数式９と、ｓｇｎ（ω_Ｍ３），Ｋθ，Ｔ_Ｉθから、図３の電圧偏差増幅器１２０７は速度偏差推定値△ω_Ｍを数式１０により演算する。
【００４１】
【数１０】

【００４２】
この実施形態においても、速度推定値の演算遅れに基づく速度実際値との誤差、それに基づく磁極位置推定偏差を低減して急速な加減速運転も支障なく行うことができる。
また、負荷の変化によって生じた速度指令値と速度推定値との間の過渡的な偏差をなくすように、速度偏差推定値△ω_Ｍにより第３の速度指令値ω_３ ^＊を直ちに補正して速度推定値ω_Ｍを是正するので、安定した運転を行うことができる。
【００４３】
次いで、図４は請求項４に対応する第４実施形態を示す制御ブロック図である。
前述した図５の従来技術及び図１〜図３の各実施形態では、誘起電圧を推定して速度を推定するという原理上、誘起電圧が微小な零速度付近では速度推定が不可能になって運転できない欠点があるが、本実施形態は、突極性のある同期電動機を零速度付近でも運転できる特徴がある。
すなわち、この実施形態における速度偏差の推定は、制御装置で推定したｄ軸とｑ軸の間の相互インダクタンス（ｄ軸インダクタンスＬ_ｄとｑ軸インダクタンスＬ_ｑとの差）が、位置推定偏差の大きさに依存することを利用している。なお、図４において、図１〜図３と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
【００４４】
図４において、発振器１２３により矩形波の高周波電圧指令ｖ_ｄｈ ^＊を出力し、この電圧指令ｖ_ｄｈ ^＊を加算器１２４によりｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊に加算して、第２のｄ軸電圧指令ｖ_ｄ２ ^＊を演算することにより、基本波電圧に高周波電圧を重畳する。
一方、座標変換器１１２の出力側に設けた高周波分離フィルタ１２５によりｄ軸電流検出値ｉ_ｄｃ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑｃを各基本波成分ｉ_ｄｃｂ，ｉ_ｑｃｂと高周波成分とに分離し、ｑ軸電流高調波成分ｉ_ｑｃｈを抽出する。
変化率演算器１２６は、高周波電圧指令ｖ_ｄｈ ^＊の半周期間のｉ_ｑｃｈの変化量にｖ_ｄｈ ^＊の符号関数ｓｇｎ（ｖ_ｄｈ ^＊）を乗じて、電流変化率△ｉ_ｑｃｈを演算する。△ｉ_ｑｃｈと位置推定偏差（θ_Ｍ−θ）との間には数式１１の関係がある。
【００４５】
【数１１】

【００４６】
数式１１において、ｖ_ｈは高周波電圧指令の振幅、Ｔ_ｈは高周波電圧指令の半周期である。この数式１１から、電流増幅器１２７は、Ｌ_ｄ＜Ｌ_ｑのときに数式１２により速度偏差推定値△ω_Ｍを演算する。
【００４７】
【数１２】

【００４８】
なお、電流には高周波成分が含まれるので、電流調節器１０８における演算には高周波分離フィルタでｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃから高周波成分を除去した基本波成分ｉ_ｄｃｂ，ｉ_ｑｃｂを用いて電流制御系を安定化する。
上記に説明した以外の部分の動作は、図１〜図３と同様であるため説明を省略する。
【００４９】
要するにこの実施形態では、突極性のある同期電動機において回転子位置依存性を持つ電動機４００のインダクタンスを推定するために、発振器１２３の出力である高周波電圧指令ｖ_ｄｈ ^＊を試験信号としてｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊に重畳し、その応答を高周波分離フィルタ１２５によりｑ軸電流高調波成分ｉ_ｑｃｈとして検出する。
このｑ軸電流高調波成分ｉ_ｑｃｈの変化率Δｉ_ｑｃｈは、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄとｑ軸インダクタンスＬ_ｑとの差（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）及び位置推定偏差（θ_Ｍ−θ）に対して前述の数式１１のような関係を有しており、変化率Δｉ_ｑｃｈを用いて数式１２により演算される速度偏差推定値△ω_Ｍは、位置推定偏差（θ_Ｍ−θ）に依存した値として求められる。すなわち、従来技術や図１〜図３の実施形態のように誘起電圧から速度を推定する原理に基づいていないので、零速度付近のような極めて低速な領域でも永久磁石同期電動機の速度やトルクを所定値に制御することができる。
【００５０】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、磁極位置検出器なしで永久磁石同期電動機の速度やトルクを制御する制御装置において、速度指令値が変化した場合に速度推定値の演算遅れに起因する速度推定誤差を少なくすることができ、加減速時の位置推定誤差を低減して安定性の改善及び加減速時間の短縮が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図である。
【図３】本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図である。
【図４】本発明の第４実施形態を示す制御ブロック図である。
【図５】従来技術を示す制御ブロック図である。
【符号の説明】
１０１加減速演算器
１０２，１１８，１２１，１２０４ローパスフィルタ
１０４速度調節器
１０５電流指令演算器
１０６，１０７，１２２，１２４，１２０２，１２０５加算器
１０８電流調節器
１０９，１１２座標変換器
１１０ＰＷＭ変調器
１１１電流検出手段
１１９速度積分器
１２０，１２０Ａ，１２０Ｂ速度偏差推定器
１２３発振器
１２５高周波分離フィルタ
１２６変化率演算器
１２７電流増幅器
２００三相交流電源
３００半導体電力変換器
４００永久磁石同期電動機
１２０１電流推定器
１２０３電流偏差増幅器
１２０６電圧推定器
１２０７電圧偏差増幅器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for controlling the speed and torque of a permanent magnet synchronous motor using a semiconductor power converter such as an inverter, and a permanent magnet without detecting the magnetic pole position of the motor using a position detector such as an encoder or a resolver. The present invention relates to a control device capable of controlling the speed and torque of a synchronous motor with high performance.
[0002]
[Prior art]
In order to control the speed and torque of a permanent magnet synchronous motor with high performance, it is generally necessary to attach a position detector for detecting the magnetic pole position of the motor to the motor. However, this type of position detector is generally expensive, and it may not be possible to mount the position detector due to the structure of the motor and the installation environment. In order to solve this problem, a method of electrically calculating a magnetic pole position from a voltage or a current of a motor without using a position detector has been studied.
[0003]
FIG. 5 shows a conventional technique for controlling a so-called position sensorless permanent magnet synchronous motor without a magnetic pole position detector at high performance. Takeshita et al. This is an application example of the control method announced in 1997 as "sensorless salient-pole type brushless DC motor control based on speed electromotive force estimation".
First, a method for estimating a speed and a position in the conventional technique will be described. In the following, the d-axis relating to the amount of current and the amount of voltage refers to a coordinate axis along the magnetic flux direction of the permanent magnet rotor, and the q-axis refers to a coordinate axis orthogonal to the d-axis.
[0004]
In FIG. 5, first, the current estimator 113 detects the d-axis voltage command value v _d ^* and the q-axis voltage command value v _q ^* output from the current adjuster 108 and detects the d-axis current output from the coordinate converter 112. The second speed estimation in which the low-pass filter 118 removes the high-frequency components of the value i _dc and the q-axis current detection value i _qc , the induced voltage estimated value e _qM output from the induced voltage estimator 116, and the speed estimated value ω _M. using the value omega _M2, calculates a d-axis current estimated value _{i dM} and the q-axis current estimated value _{i qM} equation 1, according to equation 2.
[0005]
(Equation 1)

[0006]
(Equation 2)

[0007]
Equation 1, in formulas 2, _{L d} is d-axis inductance (the d-axis component of the motor windings inductance), _{L q} is q-axis inductance (also q-axis component), _{r a} is the armature resistance, (t) is the time function Represents
Here, between the actual value theta pole position estimation value theta _M, if there is a deviation between the actual value e _q and the induced voltage estimated value e _qM, the d-axis current estimated value i _dM a detection value i _dc And the deviation between the q-axis current estimated value _iqM and the detected value _iqc are expressed by

Expressions

3 and 4. These deviations are the outputs of adders 114 and 115.
[0008]
[Equation 3]

[0009]
(Equation 4)

[0010]
From

Equations

3 and 4, the deviation of the d-axis current is proportional to the position estimation deviation, and the deviation of the q-axis current is proportional to the deviation of the induced voltage. Therefore, the speed estimator 117 in FIG. 5 calculates the estimated speed omega _M by Equation 6, the induced voltage estimator 116 calculates the induced voltage estimated value e _qM by Equation 5.
[0011]
(Equation 5)

[0012]
(Equation 6)

[0013]
In Equation 5, T _Ieq is an integration time constant.
Also, in Equation 6,
sgn (ω _M2 ) = 1 (ω _M2 ≧ 0), sgn (ω _M2 ) = − 1 (ω _M2 <0)
And a, [psi _m unloaded flux linkage, K [theta is the proportional gain.
[0014]
Magnetic pole position estimation value theta _M is the speed integrator 119 is determined by integrating the estimated speed value omega _M. Also, the speed control calculation, the second estimated speed value omega _M2 obtained by removing the low-pass filter 118 the ripple component of the velocity estimation value omega _M used.
[0015]
The following describes a speed control method using the second estimated speed value omega _M2 and the position estimate theta _M.
In FIG. 5, the acceleration / deceleration calculator 101 limits the rate of change of the first speed command value ω ₁ ^* to calculate the second speed command value ω ₂ ^* . The second speed command value ω ₂ ^* is input to the low-pass filter 102 to remove high-frequency components, thereby obtaining a _third speed command value ω ₃ ^* . The speed adjuster 104 amplifies a deviation between the _third speed command value ω ₃ ^* obtained by the adder 103 and the second speed estimated value ω _M2 to calculate a torque command value τ ^* .
[0016]
Current command calculator 105 calculates the d-axis current command value _i ^{d *} and the q-axis current command value _i ^{q *} from the tau ^* and omega _M2. Current regulator 108, d-axis current deviation calculated by the adder _{^{_{106 (i d * -i dc)}}} , and amplifies the q-axis current deviation calculated by the adder _{^{_{107 (i q * -i qc)}}} , The d-axis voltage command value v _d ^* and the q-axis voltage command value v _q ^* are calculated.
_{Incidentally,} i _{dc, i qc} is calculated by the coordinate converter 112 by using the position estimate theta _M determined by the phase current detection value _i u, _{i w} the speed integrator 119 as determined by the current detector 111.
[0017]
The coordinate converter 109 calculates three-phase voltage commands v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* from v _d ^* , v _q ^* and the position estimation value θ _M. By converting these three-phase voltage commands v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* into gate signals by the PWM modulator 110 and operating the semiconductor power converter 300 such as an inverter, a permanent magnet synchronous motor (PM motor ) Control the terminal voltage of 400; As a result, control is performed such that the rotation speed and the torque of the electric motor 400 match the command value. Reference numeral 200 denotes a three-phase AC power supply.
[0018]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described conventional technique, when the speed command value ω ₁ ^* is changed, the torque command value τ ^* changes, whereby the actual torque changes and the speed of the electric motor 400 also changes. However, since the speed estimation value omega _M is obtained by convergence calculation using the equations 6 and Equation 5, there is a delay time of the operation. Therefore, the estimated speed value omega _M has an error with respect to the speed actual value, an error occurs in the position estimate theta _M of magnetic poles speed integrator 119 is obtained by integrating the estimated speed omega _M .
The magnetic pole position estimation error is almost proportional to the acceleration of the electric motor 400. If the position estimation error becomes excessive during rapid acceleration / deceleration, the control system becomes unstable and the operation may become impossible. As a result, there has been a problem that rapid acceleration / deceleration operation of the motor cannot be performed.
[0019]
Accordingly, the present invention provides a permanent magnet synchronous motor control device that reduces a magnetic pole position estimation error caused by an error between an estimated speed value and an actual speed value, thereby enabling stable operation and rapid acceleration / deceleration operation of the motor. It is what we are going to offer.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 controls a permanent magnet synchronous motor having no magnetic pole position detector by driving a permanent magnet synchronous motor with a semiconductor power converter to control the speed and torque of the motor. A speed deviation estimating means for estimating a deviation between the speed command value and the actual speed value from a current equivalent value of the electric motor, a d-axis voltage equivalent value, and a speed command value; and a speed deviation estimation output from the speed deviation estimating means. Means for calculating an estimated speed value by adding the value to the speed command value; and means for estimating the magnetic pole position of the electric motor by integrating the estimated speed value.
According to a second aspect of the present invention, in the control device for a permanent magnet synchronous motor according to the first aspect, the speed deviation estimating means includes a speed deviation estimated value output from the speed deviation estimating means and a speed command value. , A d-axis current detection value of the motor, a q-axis current detection value, and a d-axis voltage command value to estimate a d-axis current, and d output from the current estimation means. with the deviation between the axis current estimated value and the d-axis current detection value,及beauty, a current deviation amplifying means for calculating the speed deviation estimate using the sign of the sum of the speed deviation estimate and the speed command value, the It is a thing.
According to a third aspect of the present invention, in the control device for a permanent magnet synchronous motor according to the first aspect, the speed deviation estimating means includes a speed deviation estimated value output from the speed deviation estimating means and a speed command value. , A d-axis current detection value of the electric motor, and a q-axis current detection value, estimating a d-axis voltage, a d-axis voltage estimation value output from the voltage estimating means, and a d-axis voltage Voltage deviation amplifying means for calculating the speed deviation estimated value using the deviation from the voltage command value and the sign of the sum of the speed deviation estimated value and the speed command value .
[0023]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a control device for a permanent magnet synchronous motor that controls a speed and a torque of the motor by driving a permanent magnet synchronous motor having no magnetic pole position detector by a semiconductor power converter. An oscillating means for outputting a command; an adding means for adding the high-frequency voltage command to the d-axis voltage command value to calculate a second d-axis voltage command value; filter means for extracting the q-axis current high frequency component; change rate calculating means for calculating the change rate of the q-axis current high frequency component; and a speed deviation estimated value by amplifying the change rate of the q-axis current high frequency component. Current amplifying means, adding means for adding a speed deviation estimated value and a speed command value to calculate a speed estimated value of the motor, and means for estimating a magnetic pole position of the motor by integrating the speed estimated value. It is intended.
[0024]
In the present invention, a speed deviation estimated value which is a deviation between a speed command value and an actual speed value is calculated using a voltage equivalent value, a current equivalent value, a speed command value, and the like of the permanent magnet synchronous motor, and the speed deviation estimated value is calculated. And the speed command value are added to obtain an estimated speed value.
As a result, since the speed estimation value changes in response to the change in the speed command value, the speed estimation error and the magnetic pole position estimation error due to the delay in the calculation are reduced, and a control device capable of rapid acceleration / deceleration operation of the synchronous motor is provided. Can be realized.
Further, even if the load changes and a deviation between the speed command value and the speed estimated value occurs transiently, the speed command value is corrected by the speed deviation estimated value to generate the speed estimated value, so that the above-mentioned difference is calculated. A stable operation can be realized without it.
[0025]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 1 is a control block diagram of a first embodiment corresponding to claim 1, and the same components as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
In FIG. 1, the speed deviation estimator 120 includes a d-axis voltage command value v _d ^* output from the current controller 108, a d-axis current detection value i _dc output from the coordinate converter 112, and a q-axis current detection value i. _qc, and calculates the speed deviation estimation value △ omega _M from the third speed command value omega ₃ ^* output from the low pass filter 102.
[0026]
By by an adder 122 from the third speed command value omega ₃ ^* by subtracting the speed deviation estimation value △ omega _M to correct the omega ₃ ^*, it calculates the estimated speed value omega _M. Speed integrator 119 calculates a position estimate theta _M by integrating the omega _M.
On the other hand, the speed deviation estimate [Delta] [omega _M is entered removed ripple component to the low-pass filter 121 is input to the speed regulator 104 as a second speed deviation estimation value △ omega _M2. The speed controller 104 amplifies the △ ω _M2 and calculates a torque command value τ ^* . The other operations of the current command calculator 105, the current adjuster 108, the coordinate converters 109 and 112, the PWM modulator 110, and the like are the same as those in the related art of FIG.
[0027]
Although not shown, if the third speed command value ω ₃ ^* is added to the input of the low-pass filter 3, that is, △ ω _M through a high-pass filter that passes only high-frequency components, the torque command value is rapidly changed when the speed command value changes suddenly. Therefore, the response of the speed control can be improved. This also applies to each of the embodiments described below.
[0028]
According to this embodiment, d-axis voltage command value _v ^d *, d-axis current detection value _{i dc,} q-axis current detection value _{i qc,} the third speed command value omega ₃ ^* from the speed estimation-value △ omega _M calculated, since the third speed command value omega ₃ ^* calculates the estimated speed omega _M is corrected by the estimated value △ omega _M, the first speed command value omega ₁ ^* hence the third speed command When the value ω ₃ ^* changes, the speed estimation value ω _M changes with almost no calculation delay. As a result, it is possible to reduce the error between the estimated speed value and the actual speed value, which has been a problem in the prior art, and the error in estimating the magnetic pole position based on the error, so that rapid acceleration / deceleration operation can be performed without any trouble.
Further, even if a deviation occurs transiently between the speed command value and the speed estimated value due to a change in load, the third speed command value ω ₃ is calculated based on the speed deviation estimated value △ ω _M so as to eliminate the deviation. ^* the so immediately corrected to correct the speed estimated value ω _M, it is possible to perform a stable operation.
[0029]
In this embodiment, the d-axis current detection value i _dc and the q-axis current detection value _iqc are used as current equivalent values to calculate the speed deviation estimated value △ ω _M , but the d-axis current command value The _id ^* and the q-axis current command value _iq ^* may be used. Further, as the voltage equivalent value, may be used d-axis voltage detection value v _d instead of d-axis voltage command value v _d ^*. This is the same in the following second and third embodiments.
[0030]
Next, FIG. 2 is a control block diagram showing a second embodiment according to the second aspect. This embodiment is a more specific example of the speed deviation estimator 120 in the first embodiment.
In FIG. 2, reference numeral 120A denotes a speed deviation estimator, and the other configuration is the same as that of FIG. In the speed deviation estimator 120A, the signal to remove high frequency components from the speed deviation estimation value △ omega _M and the third speed command value omega ₃ ^* type in the illustrated code to the adder 1205 by the low-pass filter 1204, the seek 3 of speed estimated value ω _M3.
Note that the low-pass filter 1204 may be provided at a stage subsequent to the adder 1205, and this is the same in the third embodiment of FIG. 3 described later.
[0031]
Current estimator 1201, d-axis voltage command value _v ^d *, d-axis current detection value _{i dc,} q-axis current detection value _{i qc,} the third speed estimate omega _M3 and motor constants _L _d, _L _q, _{r a} _Is used to calculate the d-axis current estimated value _{idM according} to the above equation (1). Note that ω _M3 is used instead of ω _M2 in Expression 1.
Further, since the deviation between the i _dM and i _dc is but is calculated by the adder 1202, the deviation is proportional to the product of the position estimation error and the induced voltage as shown in Equation 3, the current deviation amplifier 1203, relative deviation between i _dM and i _dc by calculating the following equation 7 obtain a velocity deviation estimation value △ omega _M.
[0032]
(Equation 7)

[0033]
In Equation 7, K [theta is the proportional gain, T _I theta is the integral time constant,
sgn (ω _M3 ) = 1 (ω _M3 ≧ 0), and sgn (ω _M3 ) = − 1 (ω _M3 <0).
[0034]
In this embodiment, the third estimated speed value ω _M3 changes in accordance with the change in the _third speed command value ω ₃ ^* , and the estimated speed deviation value is calculated by Expression 7 based on the sign and the d-axis current deviation. Δω _M changes. Then, the speed estimated value omega _M is calculated directly by addition of the third speed command value omega ₃ ^* and speed deviation estimation value △ omega _M. As a result, it is possible to reduce the error of the estimated speed value from the actual speed value based on the calculation delay, and to reduce the magnetic pole position estimation deviation based on the error, so that rapid acceleration / deceleration operation can be performed without any trouble.
As in the first embodiment, so as to eliminate transient deviation between the speed command value and the speed estimated value caused by the change in load, speed deviation estimation value △ omega _M by a third speed command value Since ω ₃ ^* is immediately corrected to correct the estimated speed value ω _M , stable operation can be performed.
[0035]
Next, FIG. 3 is a control block diagram showing a third embodiment according to the third aspect. This embodiment also embodies the speed deviation estimator 120 of the first embodiment more, but differs from the second embodiment in that the deviation between the d-axis voltage estimation value and the d-axis voltage command value and the on the basis of the third speed estimation value omega _M3 is a point to determine the speed deviation estimation value △ omega _M.
[0036]
In FIG. 3, a signal obtained by removing a high-frequency component from the estimated speed deviation value △ ω _M by the low-pass filter 1204 and a third speed command value ω ₃ ^* are input to an adder 1205 with the illustrated symbols, and the third speed estimation is performed. Find the value ω _M3 . The voltage estimator 1206 calculates the d-axis voltage estimation value v _dM from Expression 8 from the d-axis current detection value i _dc , the q-axis current detection value _iqc, and the third speed estimation value ω _M3 .
[0037]
(Equation 8)

[0038]
Here, the deviation between the d-axis voltage estimated value v _dM and the d-axis voltage command value v _d ^* is expressed by Expression 9.
[0039]
(Equation 9)
_{_{^{_{v dM -v d * = -e q}}}} (θ M -θ)
[0040]
According to Equation _{9, v} deviation between _dM and _v ^{d *} is proportional to the product of the position estimation error and (θ _M -θ) with the induced voltage _{e q.} This formula _{9, sgn (ω M3),} Kθ, from _{T I} theta, calculates the voltage deviation amplifier 1207 speed deviation estimation value △ omega Equation 10 to _M of FIG.
[0041]
(Equation 10)

[0042]
Also in this embodiment, the error between the estimated speed value and the actual speed value based on the calculation delay, and the magnetic pole position estimation deviation based on the error can be reduced, and rapid acceleration / deceleration operation can be performed without any trouble.
In addition, the third speed command value ω ₃ ^* is immediately corrected by the speed difference estimated value △ ω _M so as to eliminate a transient deviation between the speed command value and the speed estimated value caused by the load change. since correct speed estimation value omega _M, it is possible to perform stable operation.
[0043]
Next, FIG. 4 is a control block diagram showing a fourth embodiment corresponding to claim 4.
In the prior art of FIG. 5 and the embodiments of FIGS. 1 to 3 described above, on the principle that the speed is estimated by estimating the induced voltage, the speed cannot be estimated near zero speed where the induced voltage is minute. Although there is a disadvantage that the motor cannot be operated, the present embodiment has a feature that the synchronous motor having saliency can be operated even near zero speed.
That is, the estimated speed deviation in this embodiment, the mutual inductance between the d-axis and q-axis estimated by the control device (the difference between the d-axis inductance L _d and q-axis inductance L _q) is the magnitude of the position estimation error Utilizing that it depends on In FIG. 4, the same components as those in FIGS. 1 to 3 are denoted by the same reference numerals.
[0044]
In FIG. 4, a high frequency voltage command v _dh ^* of a rectangular wave is output by an oscillator 123, and the voltage command v _dh ^* is added to a d-axis voltage command v _d ^* by an adder 124 to obtain a second d-axis voltage command. By calculating v _d2 ^* , a high-frequency voltage is superimposed on the fundamental wave voltage.
On the other hand, the high frequency separation filter 125 provided on the output side of the coordinate converter 112 separates the detected d-axis current value i _dc and the detected q-axis current value _{iq c} into respective fundamental wave components i _dcb , _{iq cb} and high frequency components, The q-axis current harmonic component _iqch is extracted.
Change rate arithmetic unit 126 multiplies the high-frequency voltage command _{v dh} ^* of _{v dh} to the amount of change in _{i Qch} the half cycle ^* of the sign function sgn _{(v dh} ^*), calculates the current change rate △ _{i Qch.} Equation (11) has a relationship between _Δiqq and the position estimation deviation (θ _M −θ).
[0045]
(Equation 11)

[0046]
In Equation 11, v _h is the amplitude of the high-frequency voltage command, T _h is the half period of the high frequency voltage command. From this formula 11, current amplifier 127 _calculates the speed deviation estimation value △ omega _M by Equation 12 when _L d <L _q.
[0047]
(Equation 12)

[0048]
Since the current includes a high-frequency component, the current controller 108 uses a fundamental control component i _dcb , i _qcb obtained by removing the high-frequency component from i _dc and i _qc by a high-frequency separation filter for the calculation in the current controller 108. Stabilize.
The operation of the other parts than those described above is the same as in FIGS.
[0049]
In short, in this embodiment, in order to estimate the inductance of the motor 400 having the rotor position dependency in the synchronous motor having saliency, the high frequency voltage command v _dh ^* which is the output of the oscillator 123 is used as a test signal and the d-axis voltage command is used. The response is superimposed on the value v _d ^* , and the response is detected by the high frequency separation filter 125 as the q-axis current harmonic component _iqch .
Change rate .DELTA.i _Qch of the q-axis current harmonics _{i Qch,} relative to the difference between the d-axis inductance _{L d} and q-axis inductance _{L q} _(L d -L _q) and the position estimation error (θ _M -θ) The velocity deviation estimated value △ ω _M calculated by the equation 12 using the rate of change _Δiqq has a relationship like the above-described equation 11, and the velocity deviation estimated value △ ω _M depends on the position estimation deviation (θ _M −θ). Desired. That is, since it is not based on the principle of estimating the speed from the induced voltage as in the prior art and the embodiment of FIGS. 1 to 3, the speed and torque of the permanent magnet synchronous motor can be reduced even in an extremely low speed region such as near zero speed. It can be controlled to a predetermined value.
[0050]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in a control device for controlling the speed and torque of a permanent magnet synchronous motor without a magnetic pole position detector, when the speed command value changes, the speed caused by the calculation delay of the speed estimation value is changed. The estimation error can be reduced, and the position estimation error at the time of acceleration / deceleration can be reduced, thereby improving stability and shortening the acceleration / deceleration time.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control block diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a control block diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a control block diagram illustrating a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a control block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a control block diagram showing a conventional technique.
[Explanation of symbols]
101 Acceleration / deceleration computing units 102, 118, 121, 1204 Low-pass filter 104 Speed regulator 105 Current

command computing units

106, 107, 122, 124, 1202, 1205 Adder 108 Current regulators 109, 112 Coordinate converter 110 PWM modulator 111 Current detecting means 119

Speed integrators

120, 120A, 120B Speed deviation estimator 123 Oscillator 125 High frequency separation filter 126 Change rate calculator 127 Current amplifier 200 Three-phase AC power supply 300 Semiconductor power converter 400 Permanent magnet synchronous motor 1201 Current estimator 1203 Current deviation amplifier 1206 Voltage estimator 1207 Voltage deviation amplifier

Claims

In a permanent magnet synchronous motor control device that controls a motor speed and torque by driving a permanent magnet synchronous motor having no magnetic pole position detector by a semiconductor power converter,
Speed deviation estimating means for estimating a deviation between the speed command value and the actual speed value from a current equivalent value of the motor, a d-axis voltage equivalent value, and a speed command value;
Means for adding a speed deviation estimated value output from the speed deviation estimating means and a speed command value to calculate a speed estimated value;
Means for estimating the magnetic pole position of the motor by integrating the speed estimation value,
A control device for a permanent magnet synchronous motor, comprising:

The control device for a permanent magnet synchronous motor according to claim 1,
The speed deviation estimating means,
The sum of the speed deviation estimated value output from the speed deviation estimating means and the speed command value, the d-axis current detection value of the electric motor, the q-axis current detection value, and the d-axis voltage command value are used for the d-axis. Current estimating means for estimating current;
The speed deviation estimation value is calculated using the difference between the d-axis current estimation value and the d-axis current detection value output from the current estimation means and the sign of the sum of the speed deviation estimation value and the speed command value. Current deviation amplification means,
A control device for a permanent magnet synchronous motor, comprising:

The control device for a permanent magnet synchronous motor according to claim 1,
The speed deviation estimating means,
Voltage estimating means for estimating a d-axis voltage using the sum of the speed deviation estimated value and the speed command value output from the speed deviation estimating means, the d-axis current detection value of the electric motor, and the q-axis current detection value When,
The speed deviation estimation value is calculated using the difference between the d-axis voltage estimation value and the d-axis voltage command value output from the voltage estimation means, and the sign of the sum of the speed deviation estimation value and the speed command value. Voltage deviation amplification means,
A control device for a permanent magnet synchronous motor, comprising:

In a permanent magnet synchronous motor control device that controls a motor speed and torque by driving a permanent magnet synchronous motor having no magnetic pole position detector by a semiconductor power converter,
Oscillating means for outputting a high-frequency voltage command of a rectangular wave;
adding means for adding the high-frequency voltage command to the d-axis voltage command value to calculate a second d-axis voltage command value;
filter means for extracting a q-axis current high-frequency component caused by the high-frequency voltage command from the q-axis current detection value;
Rate-of-change calculating means for calculating the rate of change of the q-axis current high-frequency component;
Current amplifying means for amplifying the rate of change of the q-axis current high frequency component and calculating a speed deviation estimated value;
Adding means for adding the speed deviation estimated value and the speed command value to calculate a speed estimated value of the electric motor;
Means for estimating the magnetic pole position of the motor by integrating the speed estimation value,
A control device for a permanent magnet synchronous motor, comprising: