JP3588169B2

JP3588169B2 - Magnetic resonance imaging system

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Publication number: JP3588169B2
Application number: JP22055895A
Authority: JP
Inventors: 博司高野; 拓也堂本; 圭一茶畑
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 1995-08-29
Filing date: 1995-08-29
Publication date: 2004-11-10
Anticipated expiration: 2015-08-29
Also published as: JPH0956693A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は磁気共鳴イメージング装置（以下、ＭＲＩ装置という）に係わり、特にその大電力を要求される静磁場、傾斜磁場、高周波磁場の発生に好適な電源装置を備えたＭＲＩ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＭＲＩ装置は、静磁場中に置かれた検査対象に高周波磁場をパルス状に印加し、検査対象から発生する核磁気共鳴信号を検出し、この検出信号をもとにスペクトルや画像を再構成するものであり、ＭＲＩ装置には磁場発生用コイルとして静磁場を発生する超電導或いは常電導コイル、静磁場に重畳される傾斜磁場を発生するための傾斜磁場コイル、さらに高周波磁場を発生するための高周波コイルが備えられている。これら磁場発生用コイルは所定の磁場強度の磁場を発生するために印加電流の大きさとタイミングを制御するためのスイッチング電源を備えている。
【０００３】
このようなＭＲＩ装置の磁場発生用のスイッチング電源として、特に傾斜磁場発生用のスイッチング電源の構成を図８に示す。このスイッチング電源は、４つのスイッチング素子（以下、単にスイッチという）５１〜５４と、スイッチング電源の出力を平滑するためのリアクトル５５、５６及びコンデンサ５７、５８とを備えている。スイッチング素子としては、電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）が採用され、スイッチ５１と５２及びスイッチ５３と５４はそれぞれ直流電源５０に対し直列に接続され、スイッチ５１と５２及びスイッチ子５３と５４は並列に接続されている。リアクトル５５及びコンデンサ５７はスイッチ５２に並列に、リアクトル５６及びコンデンサ５８はスイッチ５４に並列に接続され、それぞれスイッチ５２及び５４のドレイン側の電圧ＶＬ’、ＶＲ’を平滑するフィルタ回路を構成する。そしてリアクトル５５とコンデンサ５７の接続点及びリアクトル５６とコンデンサ５８の接続点は、それぞれスイッチング電源の出力端子として磁場発生用コイル１０の両端にそれぞれ接続される。
【０００４】
このスイッチング電源は、スイッチ５１及び５４がオンのときにはスイッチ５２及びスイッチ５３がオフ、スイッチ５１及び５４がオフのときにはスイッチ５２及びスイッチ５３がオンとなるように交互に一定周期で駆動される。この際、一方、例えばスイッチ５１及び５４がオンとなる時間を長く、スイッチ５２及び５３のオン時間を短くしたとすると、直流電源５０の中性点（図示せず）からみたスイッチ５２及び５４のドレイン側の電圧ＶＬ’、ＶＲ’は、それぞれ図９に示すような波形となり、これらをリアクトル５５とコンデンサ５７及びリアクトル５６とコンデンサ５８で平滑することにより、出力端子の電圧ＶＬＡ’及びＶＲＡ’は直流電圧となる。図示しない制御回路はこのようなスイッチング電源の出力電流が、磁場発生用コイルに印加すべき電流指令値（目標電流）となるように各スイッチのオンオフを制御している。
【０００５】
しかし、図９に示すように出力端子の電圧はスイッチング周波数のリップルを含む直流電圧となるため、磁場コイル４０に供給する出力電流ＩＬ’はＶＬＡ’とＶＲＡ’と同じ周波数のリップルをわずかに含んだ直流電流となる。
またフィルタ回路（リアクトル５５とコンデンサ５７及びリアクトル５６とコンデンサ５８）によって電流共振が発生し、この電流共振による電圧の脈動が加わり、出力電圧ＶＬＡ、ＶＲＡ’は図１０に破線で示すような複雑な電圧波形となる。このとき磁場コイルに供給する出力電流ＩＬ’は、ＶＬＡ、ＶＲＡ’と同じ周波数の変動を含んだ複雑な電流波形となる。
【０００６】
このようなリップルや電流共振による出力電流の変動は、ＭＲＩ装置における画像のノイズや歪となって現れるため例えば実効値で数ｍＡ程度以下にする必要がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
リップルを抑える方法としては、リアクトルとコンデンサからなる平滑回路のカットオフ周波数を低く抑える方法と、スイッチのスイッチング周波数を高周波化する方法とが採用されている。
しかしながら、前者については、カットオフ周波数を低くすると磁場発生用コイルに印加すべき電流指令値に対する出力電流の応答が遅れてしまい、高速で良質の画像を得ることが困難になる。後者は、ＭＯＳＦＥＴなどの高速スイッチングが可能なスイッチを用い、例えば８０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度の周波数で動作させることで実現できるが、一般にＭＯＳＦＥＴなどの高速スイッチング素子は耐圧が５００Ｖ程度、定格電流で１００Ａ程度までしかなく、これ以上の高い電圧や電流容量に対応することができない。
【０００８】
近年、短時間で診断に有用な画像を得るためにＭＲＩ装置の磁場電源として大電流電源が必要となっており、このようなＭＲＩ装置ではスイッチ耐圧で１２００Ｖ程度、出力電流で４００〜６００Ａ程度の電源装置が必要となる。しかし、ＭＯＳＦＥＴに代表される高速なスイッチング素子は、上述したように使用する電圧がスイッチング素子の定格電圧の制約を受けるため、これ以上の大容量化が困難であるという問題点があった。
【０００９】
従って高速応答、大容量のＭＲＩ装置用電源において効果的にリップルを抑制する方法は見出されていない。
一方、出力電流の脈動を抑制する方法としては、出力電圧の変動をコンデンサ５７、５８の両端の電圧ＶＬＡ、ＶＲＡ’によって検出したり、コンデンサ５７、５８に流入する電流を検出するなどして、スイッチング素子５１〜５４のオンオフ時間をフィードバック制御によって補正するなどの方法が採られてきた。
【００１０】
ここで出力電圧ＶＬＡ、ＶＲＡ’は既に述べたようにスイッチング素子５１〜５４のオンオフ動作に伴って変動するリップルを含んだ電圧であり、同様にコンデンサ５７、５８に流入する電流はオンオフ動作に伴って電流の流れる方向が変る交流である。このためこれらリップルを伴う電圧或いは交流電流をフィードバック制御に用いるためにはローパスフィルタ回路を介して用いることが必要となる。
【００１１】
しかしＭＲＩ装置の磁場発生用の電源装置は短時間で画像情報を収集するために大電流とともに数百μｓという高速の電流の立ち上がり時間が要求され、このため出力電圧ＶＬＡ、ＶＲＡ’やコンデンサ電流を検出するためのローパスフィルタのカットオフ周波数をあまり低くできない。一方、ローパスフィルタ回路のカットオフ周波数はスイッチング周波数以下でなければならず、例えば高速で動作するＭＯＳＦＥＴでもそのスイッチング周波数は１００ｋＨｚ程度の上限があるため、これ以上とすることはできない。ローパスフィルタ回路のカットオフ周波数には、このような制限があるため、検出電圧や検出電流は数％から十数％の変動を含んだ信号となり検出誤差を含みやすい。従ってこれを磁場発生用出力電流のフィードバック制御に利用すると、この検出誤差が出力電流に変動を与え、高精度で安定した磁場発生用電流を得るのが困難であるという問題があった。
【００１２】
特に前述したようにＭＲＩ装置用磁場電源の大電流化の要請に伴い、ＭＯＳＦＥＴのような高速スイッチング素子に代ってＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）やＭＣＴ（ＭＯＳコントロールドサイリスタ）などの高効率、高耐圧、大電流用のスイッチング素子が用いられる場合には、適用可能なスイッチイング周波数が２０ｋＨｚ〜４０ｋＨＺ程度に制限されるため、ローパスフィルタ回路のカットオフ周波数はその上限側でＭＯＳＦＥＴに比べ更に厳しい制限を受けることになる。しかも大容量の磁場発生用電源装置は、これまで以上に高速の応答速度が要求されるため、ローパスフィルタ回路のカットオフ周波数を小容量のものに比べ高周波側に設定しなければならない。即ち下限側にも厳しい制限を受けることになる。
【００１３】
このように出力電流の平滑回路によって生じる出力電流の変動を低減するために、出力電圧ＶＬＡ、ＶＲＡ’やコンデンサ電流を検出しフィードバック制御する場合には、ローパスフィルタの設計が困難になり、その結果として、磁場発生用の出力電流に変動が残り、画像構成の精度と再現性の高い良好な出力電流を得ることができないという問題があった。
【００１４】
尚、出力電圧ＶＬＡ、ＶＲＡ’やコンデンサ電流の代りに、出力電流を微分して出力電流の変動分だけを抽出してフィードバック制御に用いることも可能であるが、出力電流を微分したものは、ほぼ出力電圧ＶＬＡ、ＶＲＡ’の電位差と等価と考えることができ、また出力電流を２回微分したものは、ほぼコンデンサ電流と等価と考えることができるので、ローパスフィルタの設計については同様の制限を受けることになる。
【００１５】
そこで、本発明は、磁場発生の高電圧化、大容量化が可能で、しかも出力電流のリップルや変動が抑制されたＭＲＩ装置を提供することを目的とする。またこれにより画像のノイズや歪の抑制された高品質画像を得ることができるＭＲＩ装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第１の態様によるＭＲＩ装置は、磁場発生用コイルと、スイッチング素子を備え、磁場発生用コイルを駆動するスイッチング電源と、このスイッチング電源内のスイッチング素子を制御する制御回路とを備えたＭＲＩ装置において、スイッチング電源は、直流電源と、この直流電源の正側に接続されたスイッチング素子と負側に接続されたスイッチング素子とからなる複数のスイッチ対と、各スイッチ対の各スイッチング素子の接続点と磁場発生用コイルとの間に接続された電流制限素子と、磁場発生用コイルに流れる電流を検出する第１の電流検出器と、各スイッチ対から前記磁場発生用コイルへ流出する電流を検出する第２の電流検出器とを備え、制御回路は、各スイッチ対へオンオフ信号を出力する複数のパルス発生器と、磁場発生用コイルに供給すべき目標電流と第１の電流検出器の検出値とを比較しその差をゼロにするように各パルス発生器に出力信号を出力する第１の調節器と、目標電流又は第１の電流検出器の検出値に係数をかける分配器と、分配器の出力値と第２の電流検出器との差がゼロになるように複数のパルス発生回路の入力を補正する第２の調節器とを備えたものである。
【００１７】
制御回路は、各スイッチ対が目標電流の分担分の電流（以下、目標分担電流という）を磁場発生用コイルに供給するようにパルス発生器を制御する。この際、各スイッチング素子をオンオフすることにより生じる各スイッチ対の出力電流は、スイッチング周波数と同じ周波数のリップルを有するが、複数のスイッチ対が動作する位相を少しずつずらすことにより、これらの出力電流を合成した最終出力電流に含まれるリップルを高周波数且つ小さいものとすることができる。従って個々のスイッチング素子は低周波のスッチング周波数で動作させることができるので、バイポーラトランジスタ、ゲートターンオフサイリスタ、ＩＧＢＴなどの大容量半導体スイッチを使用できる。また第１の電流検出器で検出する出力電流はこのような低リップル電流であるので、高精度、高速の電流検出が可能で、第１の調節器によって目標電流に非常によく追従する出力電流を得ることができる。
【００１８】
また複数のスイッチ対で分担して電流を供給する場合に、各スイッチ対間を流れ磁場発生用コイルに流れない無効な回り込み電流が発生する可能性があるが、第２の電流検出器は、各スイッチ対から磁場発生用コイルへ分担供給する電流を検出し、この電流と目標分担電流とが比較され、第２の調節器によってスイッチ対毎に制御されるので、上記回り込み電流の発生を防ぐことができる。これにより全てのスイッチが平衡のとれた動作をすること可能となり、スイッチング素子やリアクトルの破損を防ぐことができる。
【００１９】
本発明の第２の態様によるＭＲＩ装置は、上述のＭＲＩ装置において、各スイッチ対の各スイッチング素子の接続点と磁場発生用コイルとの間に接続される電流制限素子がリアクトルであり、リアクトルと磁場発生用コイルとの接続点間或いはリアクトルと磁場発生用コイルとの接続点の各々とスイッチ電源の中性点との間にそれぞれ接続された抵抗及びコンデンサの直列体とを備え、抵抗がリアクトルとコンデンサによって生じる電流共振を抑制可能な抵抗値を有するものである。
【００２０】
各スイッチング素子の接続点と磁場発生用コイルとの間に接続されたリアクトルは、各スイッチ対の出力電流を平滑化するとともに、コンデンサで磁場発生用コイルの両端の電圧を平滑化することにより出力電流のリップルを低減する。またコンデンサと直列に接続された抵抗は、リアクトルとコンデンサで発生する電流共振を抑制し、出力電流の変動を効果的に抑制する。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を説明する。
図１は本発明の第１の態様によるＭＲＩ装置のスイッチング電源と磁場発生用コイルの回路構成の一実施例を示す図で、図２はスイッチング電源の制御回路の制御ブロック図である。
【００２２】
このスイッチング電源は、アースを接続点として直列に接続された２つの直流電源６６０、６６１と、スイッチング素子６０１〜６１６を備えている。スイッチング素子としては、ここではＩＧＢＴが用いられている。スイッチング素子（以下、単にスイッチという）６０１、６０３、６０５及び６０７のコレクタは直流電源６６０の正側に接続され、スイッチ６０２、６０４、６０６及び６０８のエミッタは直流電源６６１の負側に接続されている。そしてスイッチ６０１のエミッタとスイッチ６０２のコレクタは接続され、互いに対（スイッチ対）をなし、その接続点はリアクトル６５０を介して磁場発生用コイル１０の一端に接続されている。同様にスイッチ６０３と６０４、スイッチ６０５と６０６、スイッチ６０７と６０８はそれぞれ対をなし、リアクトル６５１、６５２、６５３を介して磁場発生用コイル１０の一端に接続されている。
【００２３】
図中右上側に配置されたスイッチ６０９、６１１、６１３、６１５及び右下側に配置されたスイッチ６１０、６１２、６１４、６１６は、スイッチ６０１〜６０８と全く対称的な構成を有し、右上側に配置されたスイッチのコレクタは直流電源６６０の正側に接続され、右下側に配置スイッチのエミッタは直流電源６６１の負側に接続され、上下のスイッチでスイッチ対をなし、各スイッチ対はそれぞれスイッチの接続点がリアクトル６５４、６５５、６５６、６５７を介して磁場発生用コイル１０の他端に接続されている。さらに磁場発生用コイル１０の両端とアースの間には、コンデンサ８３、８４が接続されている。
【００２４】
また図示されていないが、磁場発生用コイル１０の電流ｉＬを検出する電流検出器（第１の電流検出器）と、各リアクトル６５０〜６５７の電流ｉａ１〜ｉａ４、ｉｂ１〜ｉｂ４を検出する電流検出器（第２の電流検出器）が設けられている。第２の電流検出器は各リアクトル毎に設けられる。
このような構成において図１には示されていない制御回路からの駆動信号Ｓ０１、Ｓ０２、・・・Ｓ１５、Ｓ１６により、直流電源の正側に接続されたスイッチ６０１、６０３、６０５・・・６１５と負側に接続されたスイッチ６０２、６０４、６０６・・・６１６とがいずれか一方がオン、一方がオフとなるように所定のスイッチング周波数で切り替えながら動作するようにする。尚、厳密には短時間であっても上下のスイッチが同時にオンして直流電源６６０、６６１を短絡させることがないようにオン−オフ間に所定のデッドタイムを設けるが、ここでは簡略化のため省略して説明する。
【００２５】
このオンオフ動作を一定周波数で繰り返すときに、例えば上側のスイッチ６０１のオン時間が下側のスイッチ６０２のオン時間より長い場合、両スイッチの接続点（スイッチ対とリアクトル６５０との接続点）の電位ＶＬ１は、図３に実線で示すような電圧波形となる。このときコンデンサ８３が磁場発生用コイル１０の一端の電位をほぼ一定に保つので、リアクトル６５０に流れる電流ｉａ１は同図で破線で示すような波形となる。
【００２６】
スイッチ６０３、６０４とリアクトル６５１の接続点の電圧波形ＶＬ２、スイッチ６０５、６０６とリアクトル６５２の接続点の電圧波形ＶＬ３、スイッチ６０７、６０８とリアクトル６５３の接続点の電圧波形も同様の波形ＶＬ４となるが、本実施例において各スイッチ対毎にスイッチング周波数の位相を９０度ずつずらして動作させているので、図で示すように電圧波形も９０度位相がずれたものとなっている。
【００２７】
一方、図１中右側に配置されたスイッチ６０９〜６１６についても同様のオンオフ動作を一定周波数で繰り返す。この際下側のスイッチのオン時間を上側のスイッチのオン時間より長くすることにより、両スイッチの接続点（スイッチ対とリアクトル６５４〜６５７との接続点）の電圧ＶＲ１〜ＶＲ４は電圧ＶＬ１〜ＶＬ４と全く逆極性で同波形となる。
【００２８】
この結果として磁場発生用コイル１０に流れる電流ｉＬは、各リアクトル６５０〜６５３に流れる電流ｉａ１〜ｉａ４を合成したものになるが、各スイッチ対は動作の位相がずれているため、電流ｉＬのリップルは高周波化されるとともに大きさも非常に小さくなっている。図示する例では４つのスイッチ対について位相を９０度ずらしているため、リップルの周波数は４倍となっている。これにより画像ノイズの原因となるリップルを大幅に抑制し、良好な波形の出力電流を得られる。従って、ＩＧＢＴなど高耐圧大電流の素子を、安全に動作させる最高の周波数、例えば２０ｋＨｚに設定した場合でも、実際の出力のリップル周波数を８０ｋＨｚに高周波化し、リップルを低減できる。
【００２９】
尚、図１に示す実施例では、磁場発生用コイルの両端に左右それぞれ４組のスイッチ対を設けてそれぞれ位相を９０度ずらして駆動する構成としているが、４組に限定されるものではなく、複数組のスイッチ対があれば同様の効果を得ることができる。その場合、それぞれのスイッチ対は同じ位相遅れをもって動作することが望ましいが、必ずしもそうである必要はなく、いくつかのスイッチ対は同じタイミングでオンオフ動作することも、不均等な位相遅れを持たせることもできる。
【００３０】
また図１に示すスイッチング電源ではスイッチング素子としてＩＧＢＴを使用しているが、これはサイリスタやバイポーラトランジスタ、ゲートターンオフサイリスタを始めどのようなスイッチング素子であってもよい。
次にこのような磁場発生用コイル１０に流れる電流ｉＬを目標電流に追従させるための制御回路の制御について説明する。
【００３１】
本発明のＭＲＩ装置では、第１の電流検出器で検出された磁場発生用コイルの電流ｉＬと、目標電流との差がゼロとなるように各スイッチを駆動制御する第１の制御ループに、第２の電流検出器で検出され各リアクトル６５０〜６５３に流れる電流ｉａ１〜ｉａ４と、目標電流の分担分（以下、目標分担電流という）との差がゼロとなるように制御する第２の制御ループが加重される。
【００３２】
このような第２の制御ループは、以下述べるようなスイッチング電源で生じうる電流の回り込みを抑制しつつ目標電流に追従するためなされる。即ち、上述した図１のスイッチング電源はスイッチング素子の特性等に全くばらつきのない理想的な系では、非常に有効に動作するが、現実の系ではスイッチのオン時のコレクタ・エミッタ電圧のばらつきやスイッチング信号の遅れ時間のばらつきなどによって、１つのスイッチ対の出力電圧ＶＬ１の平均値と他のスイッチ対の出力電圧（例えばＶＬ２）の平均値との間には、わずかではあるが差が生じてしまう。このような平均電位の差は、例えばＶＬ１の平均電位がＶＬ２の平均電位に対してわずかに高い場合、直流電源６６０→スイッチ６０１→リアクトル６５０→リアクトル６５１→スイッチ６０４→直流電源６６１の回路で電流が流れることになる。この回路では、リアクトルが交流的なインピーダンスとして働くが、直流的な電流を制限する回路素子が存在しないので、わずかな電圧差でも時間とともに非常に大きな電流に成長する。そしてこの過大な電流は、磁場発生用コイル１０には供給されない全く無効な電流であるばかりでなく、直流電源やスイッチング素子を破壊する可能性がある。このような回り込み電流を抑制するために、制御回路は、第２の電流検出器により検出された各リアクトルの電流を用いて、その電流値と目標分担電流との差がゼロとなるような制御を加える。
【００３３】
図２はこのような制御を実現するための制御ブロック回路の１実施例を示す図で、各スイッチ対の出力電流が磁場発生用コイル１０に供給しようとする所望の目標電流ｉｒｅｆの分担分（目標分担電流）ｉｒｅｆ’となるように、各スイッチ対のスイッチング素子をオンオフ制御するための駆動信号Ｓ０１、Ｓ０２、・・・Ｓ１５、Ｓ１６を出力するパルス信号発生回路（パルス発生器）２３と、第１の電流検出器の検出した磁場発生用コイル１０の電流ｉＬに基づき目標分担電流を制御する第１の調節器２１と、第２の電流検出器の検出した各リアクトル６５０〜６５７の電流ｉａ１〜ｉａ４、ｉｂ１〜ｉｂ４に基づきパルス信号発生回路２３への入力を補正する第２の調節器２２と、目標電流を各スイッチ対に分配する分配器２４とを備えている。パルス信号発生回路２３及び調節器２２は各スイッチ対に対応して設けられる。
【００３４】
調節器２１、２２は例えば図４（ａ）に示すように比例、積分、微分などの演算機能を有する要素からなり、前段で比較された２つの信号値の差（偏差）がゼロとなるようにパルス信号発生回路２３に信号を出力する。各調節器において比例要素は信号値の差をゼロにするための基本制御であり、パルス信号発生回路２３の入力に偏差に比例した補正を与える。微分要素は検出値の急激な変化を抑制し、フィードバック制御系を安定化する。また積分要素は目標値と検出値の定常偏差をゼロにする制御である。
【００３５】
このような構成における動作を説明する。
まず目標電流ｉｒｅｆと第１の電流検出器で検出された磁場発生用コイル１０の電流ｉＬとを比較し、その差を増幅する調節器２１に入力する。調節器２１は、目標電流ｉｒｅｆと検出電流ｉＬとの差がゼロになるようにパルス信号発生回路２３に信号を出力する。パルス信号発生回路２３はスイッチ６０１〜６１６の駆動信号Ｓ０１〜Ｓ１６を出力し、これに基づいて図１のスイッチ６０１〜６１６をオンオフ制御する。この際、各スイッチ対が９０度ずつ位相をずらして動作するように制御することは前述の通りである。
【００３６】
一方、目標電流ｉｒｅｆは分配器２４に入力され、この例では１／４の大きさの電流ｉｒｅｆ’に変換される。この電流ｉｒｅｆ’はリアクトル１つあたりに流れるべき目標分担電流を表している。この目標分担電流ｉｒｅｆ’と第２の電流検出器で検出された各スイッチ対が分担供給している電流ｉａ１〜ｉａ４、ｉｂ１〜ｉｂ４がそれぞれ比較され、その差がそれぞれ各調節器２２に入力される。各調節器２２は目標分担電流ｉｒｅｆ’と検出電流ｉａ１〜ｉａ４、ｉｂ１〜ｉｂ４との差がゼロになるように補正信号を出力し、先に調節器２１から出力された信号と加え合わされてパルス信号発生回路２３へ入力される。
【００３７】
このように磁場発生用コイルの電流を検出しながら、これと目標電流との差がゼロになるように各スイッチング素子を駆動制御することができ、その上、各スイッチ対から磁場発生用コイルへ分担供給されるべき電流値を分配器で得て、これと各スイッチ対から実際に供給されている電流とを比較しその差がゼロとなるように補正を加えることによって、無効な回り込み電流による回路素子の破壊を効果的に防ぐことが可能となる。
【００３８】
尚、以上の説明では調節器２１（２２）は図４（ａ）に示すような比例・積分・微分制御である場合を示したが、同図（ｂ）に示すように微分要素については検出電流を入力するようにしてもよい。この場合、目標電流が変化する際、偏差（目標値と検出値との差）の微分値に発生する不適性なピーク信号を除くことができ、目標電流が変化する時間を除けば同図（ａ）とほぼ同様に動作する。通常、検出電流は目標電流に比べて瞬時の変化が少ないので同図（ａ）に示す制御よりも安定に動作する。また同図（ｃ）に示すように比例要素及び微分要素は共に検出電流を入力するようにしてもよい。この制御は、最適制御法や極配置法と呼ばれる増幅倍率など制御パラメータの数学的な最適化理論に合せやすい。以上の制御において、通常の磁場発生用出力電流（台形入力）では積分要素は１階の積分でよいが、ランプ状入力などに追従する場合には２階以上の積分要素を用いてもよい。
【００３９】
また図４（ａ）〜（ｃ）に示す実施例は、比例、積分、微分の全ての要素を備えているものとして説明したが、これらは全て備えている必要はない。例えば磁場発生用コイル１０に分担供給する電流ｉａ１〜ｉａ４の合計と磁場発生用コイル１０の電流ｉＬとは完全に一致するはずであるが、実際には検出誤差のために、制御ブロック内ではわずかに一致しない。このような場合、積分要素を全ての調節器に設けると矛盾が生じ、いずれかのスイッチがオンし続けるなど制御不能な状態に陥る。このような場合には積分要素を設けないか、または代用として一次遅れ系などの疑似積分要素を用いることが有効である。
【００４０】
本発明による制御ループとして同図（ｄ）に示すような状態フィードバック法と呼ばれる制御を採用することも可能である。この制御では、図１の回路中のコンデンサ８３、８４の両端の電圧やこれらコンデンサに流れる電流などの回路中の状態量を複数検出してきて係数行列をかけるもので、必要に応じて検出不可能な回路中の状態量を状態観測器を設けて推定することもできる。
【００４１】
さらに図２に示す制御ブロック図では、目標電流ｉｒｅｆを分配器２４に入力し、これに所定の係数をかけているが、目標電流ｉｒｅｆではなく検出電流ｉＬを入力するようにしてもよい。本発明による制御では磁場発生用コイル１０の電流ｉＬを検出して目標電流を制御する制御ループと、検出電流ｉａ１〜ｉａ４、ｉｂ１〜ｉｂ４を用いた制御ループで２重に制御しているため、両方に目標電流を用いた場合、目標電流が変化した初期の状態では制御値が目標値を超えてしまう所謂オーバーシュートする可能性がある。そこで後者の制御ループでは検出電流を用いることにより、このようなオーバーシュートを抑制することが可能となる。
【００４２】
以上、説明したように本発明の第１の態様によるＭＲＩ装置では、複数のスイッチ対からなるスイッチイング電源で磁場発生用コイルを駆動するに際し、複数のスイッチ対の動作の位相をずらせることにより、低周波スイッチング周波数をもつスイッチング素子を用いた場合でも、各スイッチ対の合計として出力電流におけるリップルを高周波化するとともに低減でき、さらに各スイッチ対から実際供給されている電流と各スイッチ対が担うべき目標分担電流とを比較しその差がゼロとなるような補正を加えることにより、複数のスイッチ対間の無効な回り込み電流を抑制し、回路素子の破壊を効果的に防ぐことができる。
【００４３】
次に本発明の第２の態様によるＭＲＩ装置の実施例について説明する。
図５は、本発明によるＭＲＩ装置用磁場発生用コイルの電源装置の１実施例を示すもので、この電源装置は、直流電源６０と、４個のスイッチ６１〜６４とを備えている。スイッチ（スイッチング素子）としてはＩＧＢＴが使用されている。スイッチ６１、６３のコレクタは直流電源６０の正側に接続され、スイッチ６２、６のエミッタは負側に接続され、スイッチ６１のエミッタはスイッチ６２のコレクタと、スイッチ６３のエミッタはスイッチ６４のコレクタと、それぞれ接続されスイッチ対をなしている。図中左側のスイッチ対の接続点と磁場発生用コイル１０と一端の間にはリアクトル６５が、図中右側のスイッチ対の接続点と磁場発生用コイル１０と他端の間にはリアクトル６６が、それぞれ挿入されている。さらに磁場発生用コイル１０の両端と電源の中性点との間には、それぞれ抵抗とコンデンサの直列体が挿入されている。コンデンサ８１とリアクトル６５及びコンデンサ８２とリアクトル６６は、共にこのスイッチング電源の出力を平滑する平滑回路（出力フィルタ部）として機能する。
【００４４】
抵抗７１、７２は、コンデンサとリアクトルからなるフィルタ回路によって生じる電流共振を抑制するもので、電流共振を抑制可能な抵抗値を有する。この抵抗値Ｒｆは、リアクトル６５（６６）のインダクタンスをＬｆ、コンデンサ８１（８２）の容量をＣｆとしたとき、理論的には下式（１）
Ｒｆ＞２√（Ｌｆ／Ｃｆ）（１）
を満たすならば出力フィルタ部での電流共振は起こらず、磁場発生用出力電流の変動はなくなる。しかし、抵抗値Ｒｆが大きいとコンデンサによる出力電流の平滑効果が小さくなり、また抵抗で消費される電力損失も問題となる。従って抵抗値Ｒｆは、電流共振の抑制効果が得られ、且つ小さいほど望ましい。
【００４５】
本発明者らの実測及び回路解析によれば、Ｒｆ値は式（１）を満たす値の１／５程度でも共振電流の減衰効果が得られることが確認された。抵抗で消費される電力損失Ｐｌｏｓｓは、式（２）で示されるようにコンデンサに流れる電流Ｉｃの実効値の二乗に抵抗値Ｒｆを乗じたものと等しく、
Ｐｌｏｓｓ＝Ｉｃ^２・Ｒｆ
直流電圧を６００Ｖ、スイッチング周波数を２０ｋＨｚ程度、フィルタのリアクトルを２００μＨ、コンデンサの容量を５μＦ、磁場発生用コイルのインダクタンスを０．２μＨとした場合、たかだか数Ｗから数十Ｗ程度であり、実用上なんら問題にならないことが確認された。またこのような抵抗は市販の抵抗器で対応することができる。
【００４６】
以上のように構成されるスイッチング電源は、図８のスイッチング電源と同様に制御回路（図示せず）によってスイッチ６１及び６４がオンのときにはスイッチ６２及びスイッチ６３がオフ、スイッチ６１及び６４がオフのときにはスイッチ６２及びスイッチ６３がオンとなるように交互に一定周期で駆動される。この際、一方、例えばスイッチ６１及び６４がオンとなる時間を長く、スイッチ６２及び６３のオン時間を短くした場合の、直流電源６０の中性点からみたスイッチ６２及び６４のドレイン側の電圧ＶＬ、ＶＲ、及びリアクトルとコンデンサによる平滑後の出力端子の電圧ＶＬＡ及びＶＲＡは、出力フィルタの電流共振による比較的長い周期の振動はまったく現れず、安定した磁場発生用電流ＩＬが得られる。
【００４７】
このような磁場発生用電流ＩＬは、磁場発生用コイル１０に供給すべき目標電流Ｉｒｅｆとの差がゼロとなるようにフィードバック制御される。
尚、図５に示す実施例では、抵抗とコンデンサの直列体を各リアクトルと磁場発生用コイルとの接続点と、電源の中性点との間にそれぞれ接続した場合について説明したが、図６に示すようにこのような抵抗とコンデンサの直列体は、各リアクトルと磁場発生用コイルとの接続点間に接続しても全く同様の効果を得ることができる。この場合には、抵抗とコンデンサの直列体は、１組だけでよいので部品点数を減らせるという利点がある。
【００４８】
以上説明した図５及び図６に示す各実施例では、２組のスイッチ対を備えたスイッチング電源について説明したが、この場合には電流共振による比較的長周期の振動を抑制することはできるが、スイッチング周波数と同じリップルの発生は生じる。スイッチとしてＭＯＳＦＥＴのような比較的高周波で動作するスイッチング素子を用いた場合には、このリップルを高周波化できるが、ＩＧＢＴのように比較的低周波で動作するスイッチング素子を用いた場合には、図５又は図６のような構成では、リップルを高周波化できない。従って、低周波リップルを抑制化するためには、図１に示す第１の態様における実施例と同様に、スイッチング電源をさらに多くのスイッチング素子で構成し、各スイッチ対の位相をずらして動作させることが望ましい。このような実施例を図７に示した。
【００４９】
図７に示すスイッチング電源は、基本的な構成は図１のスイッチング電源と同様であって、磁場発生用コイル１０の両端側にそれぞれ４対のスイッチ対（６０１−６０２、６０３−６０４、・・・）が配置されている。そしてこれらスイッチ対の接続点はそれぞれリアクトル（６５０、６５１、・・・）を介して磁場発生用コイル１０の一端若しくは他端に接続されている。磁場発生用コイル１０の両端とリアクトルとの接続点と電源の中性点との間に、それぞれフィルタ回路を形成するコンデンサ８３、８４が挿入されていることも図１のスイッチング電源と同様であるが、さらにこのコンデンサ８３、８４と直列に抵抗７３、７４が接続されている。そしてこれら抵抗７３、７４はコンデンサとリアクトルからなるフィルタ回路によって生じる電流共振を抑制可能な抵抗値を有する。この場合にも抵抗値は、１つのリアクトルのインダクタンスをＬｆ、コンデンサの容量をＣｆとしたときに、理論的に求められる値（Ｒｆ＞２√（Ｌｆ／Ｃｆ））の１／５程度で電流共振を実効的に抑制することが可能である。
【００５０】
このスイッチング電源も図１のスイッチング電源と同様に、スイッチ対のうち上側のスイッチがオンのときは下側のスイッチはオフ、上側のスイッチがオフのときは下側のスイッチはオンというように交互に一定周波数でオンオフ動作し、各スイッチ対の位相が順次９０度ずつずらして動作する。この実施例でも、このように位相をずらして動作することにより、磁場発生用コイル１０に流れる出力電流のリップルが１つのスイッチの動作周波数の４倍に高周波化され、その大きさが非常に小さくなる。この場合コンデンサ８３、８４に流れる電流はリアクトル６５０〜６５７の電流が複雑に干渉して流れるため、抵抗７３、７４がない場合にフィードバック制御によって抑制することは非常に困難となるが、本実施例では抵抗７３、７４を挿入したことによってコンデンサ８３、８４と各リアクトルとの間に生じる複雑な電流共振が減衰されるので、出力電流の変動は殆ど現れない。
【００５１】
尚、図１及び図７に示すスイッチングでは直流電源を２つに分割し、その接続点をアースに接続した構成を示しているが、直流電源は分割しないものであってもよい。但し図１又は図７の構成とすることにより、スイッチやリアクトル、コンデンサなどの各構成部品のアースからの電圧を低めに抑えることができるので、電源装置全体の耐圧の設計を容易にできるという効果がある。
【００５２】
また図７ではコンデンサ７３（７４）と抵抗８３（８４）の直列体を一方のアースに接続してあるが、これは直流電源の正側、負側或いは安定している電位とみなせる他の部分に接続してもよい。この場合でも磁場発生用出力電流を平滑する上でほぼ同様の効果を与える。
また以上の実施例では適用するスイッチとしてＩＧＢＴを例として説明したが、これは高電圧、大電流型の電源装置としてサイリスタやバイポーラトランジスタ、ＭＣＴ（ＭＯＳコントロールドサイリスタ）、ゲートターンオフサイリスタ等どのようなスイッチであってもよい。また本発明はスイッチの如何によらず出力部フィルタで生じる電流共振を簡素な回路で抑制し、高精度の磁場発生用電源を提供するものであって、高電圧、大電流型の電源装置に限定されるものでなく、ＭＯＳＦＥＴのような高周波スイッチング素子も使用できる。
【００５３】
さらに以上の説明では、本発明の第１の態様による実施例と第２の態様による実施例に分けて説明したが、これらを組合せて実施できることは言うまでもない。即ち、図７に示すスイッチング電源における各スイッチ対の制御において、図２或いは図４に示すような制御を採用することが可能である。
【００５４】
【発明の効果】
以上で説明したように本発明によれば、高電圧、大電流出力で、磁場発生用出力電流の変動が極めて少ない高精度の磁場発生用電源装置を備えたＭＲＩ装置を提供することができ、これにより高応答性の高品質画像を得ることができる。特に本発明の第１の態様によれば、出力電流と目標電流をゼロにする制御に加えて、複数のスイッチ対について目標分担電流との差をゼロにするような補正を加えることにより、複数のスイッチ対による低電流リップル化を実現可能とし、その場合の各スイッチ対間での回り込み電流を効果的に抑制し、出力電流を目標電流に応答性よく追従できる。また第２の態様によれば、スイッチング電源においてフィルタ回路に起因する電流共振により生じる出力電流の変動を簡素な回路で抑制し、高精度の磁場発生用電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の態様によるＭＲＩ装置の電源装置の一実施例を示すブロック図。
【図２】図１の電源装置の制御の一例を示す制御ブロック図。
【図３】図１の電源装置のスイッチング波形及び出力電流を示す図。
【図４】（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ図１の電源装置の制御の実施例を示す図。
【図５】本発明のＭＲＩ装置の第２の態様による電源装置の他の実施例を示すブロック図。
【図６】本発明のＭＲＩ装置の第２の態様による電源装置の他の実施例を示すブロック図。
【図７】本発明のＭＲＩ装置の第２の態様による電源装置の他の実施例を示すブロック図。
【図８】従来の電源装置を示すブロック図。
【図９】従来装置におけるスイッチング波形を示す図。
【図１０】従来装置におけるスイッチング波形を示す図。
【符号の説明】
１０・・・・・・磁場発生用コイル
２１・・・・・・第１の調節器
２２・・・・・・第２の調節器
２３・・・・・・パルス信号発生回路
２４・・・・・・分配器
６０、６６０、６６１・・・・・・直流電源
６１〜６４、６０１〜６１６・・・・・・スイッチング素子（スイッチ）
６５、６６、６５０〜６５７・・・・・・リアクトル（電流制限素子）
７１〜７４・・・・・・抵抗
８１〜８４・・・・・・コンデンサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a magnetic resonance imaging apparatus (hereinafter, referred to as an MRI apparatus), and more particularly, to an MRI apparatus including a power supply device suitable for generating a static magnetic field, a gradient magnetic field, and a high-frequency magnetic field requiring large power.
[0002]
[Prior art]
An MRI apparatus applies a high-frequency magnetic field in a pulsed manner to a test object placed in a static magnetic field, detects a nuclear magnetic resonance signal generated from the test object, and reconstructs a spectrum or an image based on the detected signal. The MRI apparatus includes a superconducting or normal conducting coil for generating a static magnetic field as a magnetic field generating coil, a gradient magnetic field coil for generating a gradient magnetic field superimposed on the static magnetic field, and a high frequency for generating a high frequency magnetic field. A coil is provided. These magnetic field generating coils are provided with a switching power supply for controlling the magnitude and timing of an applied current to generate a magnetic field having a predetermined magnetic field strength.
[0003]
FIG. 8 shows a configuration of a switching power supply for generating a magnetic field, particularly as a switching power supply for generating a magnetic field of such an MRI apparatus. This switching power supply includes four switching elements (hereinafter, simply referred to as switches) 51 to 54, reactors 55 and 56, and capacitors 57 and 58 for smoothing the output of the switching power supply. As the switching element, a field effect transistor (MOSFET) is employed. The switches 51 and 52 and the switches 53 and 54 are respectively connected in series to the DC power supply 50, and the switches 51 and 52 and the switches 53 and 54 are connected in parallel. It is connected. The reactor 55 and the capacitor 57 are connected in parallel with the switch 52, and the reactor 56 and the capacitor 58 are connected in parallel with the switch 54, and constitute a filter circuit for smoothing the voltages VL 'and VR' on the drain side of the switches 52 and 54, respectively. A connection point between the reactor 55 and the capacitor 57 and a connection point between the reactor 56 and the capacitor 58 are respectively connected to both ends of the magnetic field generating coil 10 as output terminals of a switching power supply.
[0004]
This switching power supply is alternately driven at a constant cycle so that the switches 52 and 53 are turned off when the switches 51 and 54 are on, and the switches 52 and 53 are turned on when the switches 51 and 54 are off. At this time, on the other hand, for example, assuming that the time during which the switches 51 and 54 are turned on is long and the on time of the switches 52 and 53 is shortened, if the switches 52 and 54 are viewed from the neutral point (not shown) of the DC power The drain-side voltages VL ′ and VR ′ have waveforms as shown in FIG. 9, respectively. The waveforms are smoothed by the reactor 55 and the capacitor 57 and the reactor 56 and the capacitor 58, so that the output terminal voltages VLA ′ and VRA ′ become DC voltage. A control circuit (not shown) controls ON / OFF of each switch so that the output current of the switching power supply becomes a current command value (target current) to be applied to the magnetic field generating coil.
[0005]
However, as shown in FIG. 9, the voltage of the output terminal is a DC voltage including a ripple of the switching frequency, so that the output current IL ′ supplied to the magnetic field coil 40 slightly includes a ripple of the same frequency as VLA ′ and VRA ′. DC current.
In addition, current resonance is generated by the filter circuit (reactor 55 and capacitor 57 and reactor 56 and capacitor 58), and voltage pulsation due to the current resonance is added, so that output voltages VLA and VRA 'are complicated as shown by broken lines in FIG. It becomes a voltage waveform. At this time, the output current IL ′ supplied to the magnetic field coil has a complicated current waveform including the same frequency fluctuation as VLA and VRA ′.
[0006]
Such fluctuations in output current due to ripples and current resonance appear as image noise and distortion in the MRI apparatus, and therefore, for example, the effective value needs to be about several mA or less.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
As a method of suppressing the ripple, a method of suppressing a cutoff frequency of a smoothing circuit including a reactor and a capacitor and a method of increasing a switching frequency of a switch are adopted.
However, in the former case, if the cutoff frequency is reduced, the response of the output current to the current command value to be applied to the magnetic field generating coil is delayed, making it difficult to obtain a high-speed, high-quality image. The latter can be realized by using a switch capable of high-speed switching such as a MOSFET and operating at a frequency of, for example, about 80 kHz to 100 kHz. Generally, a high-speed switching element such as a MOSFET has a withstand voltage of about 500 V and a rated current of about 100 A. However, it cannot cope with higher voltage and current capacity.
[0008]
In recent years, a large current power supply is required as a magnetic field power supply of an MRI apparatus in order to obtain an image useful for diagnosis in a short time. Such an MRI apparatus has a switch withstand voltage of about 1200 V and an output current of about 400 to 600 A. A power supply is required. However, a high-speed switching element represented by a MOSFET has a problem that it is difficult to further increase the capacity because the voltage to be used is restricted by the rated voltage of the switching element as described above.
[0009]
Therefore, a method of effectively suppressing ripples in a high-speed response, large-capacity power supply for an MRI apparatus has not been found.
On the other hand, as a method of suppressing the pulsation of the output current, the fluctuation of the output voltage is detected by the voltages VLA and VRA ′ across the capacitors 57 and 58, and the current flowing into the capacitors 57 and 58 is detected. Methods such as correcting the on / off time of the switching elements 51 to 54 by feedback control have been adopted.
[0010]
Here, the output voltages VLA and VRA 'are voltages including ripples that fluctuate with the on / off operations of the switching elements 51 to 54 as described above, and similarly, the current flowing into the capacitors 57 and 58 is generated with the on / off operation. This is an alternating current in which the direction of current flow changes. Therefore, in order to use such a voltage or an alternating current with a ripple for feedback control, it is necessary to use the voltage or the alternating current via a low-pass filter circuit.
[0011]
However, a power supply for generating a magnetic field of an MRI apparatus requires a high current and a fast rise time of several hundred μs in order to collect image information in a short period of time, so that the output voltages VLA and VRA ′ and the capacitor current are reduced. The cut-off frequency of the low-pass filter for detection cannot be too low. On the other hand, the cut-off frequency of the low-pass filter circuit must be equal to or lower than the switching frequency. For example, even for a MOSFET that operates at a high speed, the switching frequency has an upper limit of about 100 kHz and cannot be higher than this. Since the cutoff frequency of the low-pass filter circuit has such a limitation, the detection voltage or the detection current is a signal including a variation of several to several tens of percent, and is likely to include a detection error. Therefore, if this is used for feedback control of the output current for magnetic field generation, this detection error fluctuates the output current, and it is difficult to obtain a stable and accurate current for magnetic field generation.
[0012]
In particular, as described above, with the demand for increasing the current of the magnetic field power supply for the MRI apparatus, a high efficiency such as an IGBT (insulated gate bipolar transistor) or an MCT (MOS controlled thyristor) is used instead of a high-speed switching element such as a MOSFET. When a switching element for high withstand voltage and high current is used, the applicable switching frequency is limited to about 20 kHz to 40 kHz, so that the cut-off frequency of the low-pass filter circuit is higher than that of the MOSFET at the upper limit side. You will be subject to severe restrictions. In addition, since a large-capacity power supply for generating a magnetic field requires a higher response speed than ever, the cutoff frequency of the low-pass filter circuit must be set to a higher frequency side than that of a small-capacity power supply. That is, the lower limit is severely restricted.
[0013]
As described above, when feedback control is performed by detecting the output voltages VLA and VRA ′ and the capacitor current in order to reduce the fluctuation of the output current caused by the output current smoothing circuit, it becomes difficult to design a low-pass filter. As a result, there has been a problem that the output current for generating the magnetic field fluctuates, and it is not possible to obtain a good output current with high accuracy and reproducibility of image configuration.
[0014]
Note that, instead of the output voltages VLA and VRA ′ and the capacitor current, it is possible to differentiate only the output current and extract only the variation of the output current and use it for feedback control. The potential difference between the output voltages VLA and VRA 'can be considered to be substantially equivalent to the difference between the output currents twice, and the one obtained by differentiating the output current can be considered to be substantially equivalent to the capacitor current. Will receive it.
[0015]
Therefore, an object of the present invention is to provide an MRI apparatus capable of increasing the voltage and capacity of magnetic field generation and suppressing the ripple and fluctuation of the output current. It is another object of the present invention to provide an MRI apparatus capable of obtaining a high-quality image in which image noise and distortion are suppressed.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an MRI apparatus according to a first aspect of the present invention includes a magnetic field generating coil, a switching element, a switching power supply for driving the magnetic field generating coil, and a switching element in the switching power supply. In an MRI apparatus including a control circuit for controlling, a switching power supply includes a DC power supply, a plurality of switch pairs including a switching element connected to a positive side and a switching element connected to a negative side of the DC power supply, A current limiting element connected between a connection point of each switching element of each switch pair and the magnetic field generating coil, a first current detector for detecting a current flowing through the magnetic field generating coil, and A second current detector for detecting a current flowing to the magnetic field generating coil, wherein the control circuit outputs an on / off signal to each switch pair A plurality of pulse generators, a target current to be supplied to the magnetic field generating coil and a detection value of the first current detector, and an output signal output to each pulse generator so as to make the difference zero. A first controller, a divider for multiplying a target current or a detection value of the first current detector by a coefficient, and a plurality of pulses so that a difference between an output value of the distributor and the second current detector becomes zero. A second controller for correcting the input of the generating circuit.
[0017]
The control circuit controls the pulse generator such that each switch pair supplies a current shared by the target current (hereinafter, referred to as a target shared current) to the magnetic field generating coil. At this time, the output current of each switch pair generated by turning on and off each switching element has a ripple having the same frequency as the switching frequency, but the phase at which the plurality of switch pairs operate is gradually changed. Stagger As a result, the ripple included in the final output current obtained by combining these output currents can be made high in frequency and small. Therefore, since each switching element can be operated at a low switching frequency, a large-capacity semiconductor switch such as a bipolar transistor, a gate turn-off thyristor, or an IGBT can be used. Since the output current detected by the first current detector is such a low ripple current, high-precision and high-speed current detection is possible, and the output current that follows the target current very well by the first regulator. Can be obtained.
[0018]
In the case where the current is shared and supplied by a plurality of switch pairs, there is a possibility that an invalid sneak current that flows between the switch pairs and does not flow to the magnetic field generating coil may occur. A current shared and supplied from each switch pair to the magnetic field generating coil is detected, and this current is compared with a target shared current and controlled by the second regulator for each switch pair, thereby preventing the generation of the sneak current. be able to. As a result, all the switches can operate in a balanced manner, and the switching elements and the reactor can be prevented from being damaged.
[0019]
The MRI apparatus according to the second aspect of the present invention comprises: In the above-described MRI apparatus, the current limiting element connected between the connection point of each switching element of each switch pair and the magnetic field generating coil is a reactor, A series connection of a resistor and a capacitor respectively connected between the connection point between the reactor and the magnetic field generating coil or between each connection point between the reactor and the magnetic field generating coil and the neutral point of the switch power supply, Have a resistance value capable of suppressing current resonance caused by the reactor and the capacitor.
[0020]
The reactor connected between the connection point of each switching element and the magnetic field generating coil smoothes the output current of each switch pair and outputs the voltage by smoothing the voltage across the magnetic field generating coil with a capacitor. Reduces current ripple. Further, the resistor connected in series with the capacitor suppresses current resonance generated in the reactor and the capacitor, and effectively suppresses fluctuation of the output current.
[0021]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, examples of the present invention will be described.
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of a circuit configuration of a switching power supply and a magnetic field generating coil of an MRI apparatus according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a control block diagram of a control circuit of the switching power supply.
[0022]
This switching power supply includes two DC power supplies 660 and 661 connected in series with the ground being a connection point, and switching elements 601 to 616. Here, an IGBT is used as the switching element. The collectors of switching elements (hereinafter simply referred to as switches) 601, 603, 605 and 607 are connected to the positive side of DC power supply 660, and the emitters of switches 602, 604, 606 and 608 are connected to the negative side of DC power supply 661. I have. The emitter of the switch 601 and the collector of the switch 602 are connected to form a pair (switch pair), and the connection point is connected to one end of the magnetic field generating coil 10 via the reactor 650. Similarly, the switches 603 and 604, the switches 605 and 606, and the switches 607 and 608 form a pair, and are connected to one end of the magnetic field generating coil 10 via reactors 651, 652, and 653.
[0023]
The switches 609, 611, 613, and 615 disposed on the upper right side in the figure and the switches 610, 612, 614, and 616 disposed on the lower right side have a configuration completely symmetric with the switches 601 to 608. Are connected to the positive side of the DC power supply 660, and the emitter of the switch arranged at the lower right is connected to the negative side of the DC power supply 661, and a switch pair is formed by upper and lower switches. The connection point of each switch is connected to the other end of the magnetic field generating coil 10 via reactors 654, 655, 656, 657. Further, capacitors 83 and 84 are connected between both ends of the magnetic field generating coil 10 and the ground.
[0024]
Although not shown, a current detector (first current detector) for detecting the current iL of the magnetic field generating coil 10 and a current detection for detecting the currents ia1 to ia4 and ib1 to ib4 of the reactors 650 to 657. (A second current detector) is provided. The second current detector is provided for each reactor.
In such a configuration, the switches 601, 603, 605... 615 connected to the positive side of the DC power supply are driven by drive signals S01, S02,... S15, S16 from a control circuit not shown in FIG. , And 616 connected to the negative side are operated while switching at a predetermined switching frequency so that one of them is on and the other is off. Strictly speaking, a predetermined dead time is provided between on and off so that the upper and lower switches are not simultaneously turned on to short-circuit the DC power supplies 660 and 661 even for a short time. Therefore, the description is omitted.
[0025]
When this ON / OFF operation is repeated at a constant frequency, for example, when the ON time of the upper switch 601 is longer than the ON time of the lower switch 602, the potential at the connection point of both switches (the connection point between the switch pair and the reactor 650). VL1 has a voltage waveform as shown by a solid line in FIG. At this time, since the capacitor 83 keeps the potential at one end of the magnetic field generating coil 10 substantially constant, the current ia1 flowing through the reactor 650 has a waveform shown by a broken line in FIG.
[0026]
The voltage waveform VL2 at the connection point between the switches 603 and 604 and the reactor 651, the voltage waveform VL3 at the connection point between the switches 605 and 606 and the reactor 652, and the voltage waveform at the connection point between the switches 607 and 608 and the reactor 653 also have the same waveform VL4. However, in the present embodiment, the switching frequency is shifted by 90 degrees for each switch pair, so that the voltage waveforms are also shifted in phase by 90 degrees as shown in the figure.
[0027]
On the other hand, the switches 609 to 616 arranged on the right side in FIG. At this time, by making the on time of the lower switch longer than the on time of the upper switch, the voltages VR1 to VR4 at the connection point of both switches (the connection point between the switch pair and the reactors 654 to 657) become the voltages VL1 to VL4. And the same waveform with completely opposite polarity.
[0028]
As a result, the current iL flowing through the magnetic field generating coil 10 is obtained by combining the currents ia1 to ia4 flowing through the reactors 650 to 653. However, since each switch pair has a different operation phase, the ripple of the current iL is reduced. Has become very small as the frequency increases. In the example shown, the phase of the four switch pairs is shifted by 90 degrees, so that the ripple frequency is quadrupled. As a result, ripples that cause image noise are greatly suppressed, and an output current having a good waveform can be obtained. Therefore, even when an element having a high withstand voltage and a large current such as an IGBT is set to the highest frequency for safely operating, for example, 20 kHz, the ripple frequency of the actual output can be increased to 80 kHz and the ripple can be reduced.
[0029]
In the embodiment shown in FIG. 1, four sets of left and right switches are provided at both ends of the magnetic field generating coil and the phases are shifted by 90 degrees, respectively. However, the present invention is not limited to four sets. The same effect can be obtained if there are a plurality of switch pairs. In that case, it is desirable that each switch pair operates with the same phase delay, but this is not necessary, and some switch pairs may be turned on and off at the same timing, or may have an uneven phase delay. You can also.
[0030]
Although the switching power supply shown in FIG. 1 using the IGBT as the switching element, which may be any switching device started thyristor or a bipolar transistor, a gate turn-off thyristor.
Next, control of a control circuit for causing the current iL flowing through the magnetic field generating coil 10 to follow the target current will be described.
[0031]
In the MRI apparatus of the present invention, the first control loop that drives and controls each switch so that the difference between the current iL of the magnetic field generating coil detected by the first current detector and the target current becomes zero, A second control for controlling the difference between the currents ia1 to ia4 detected by the second current detector and flowing through the reactors 650 to 653 and the share of the target current (hereinafter referred to as target share current) to be zero. The loop is weighted.
[0032]
Such a second control loop is performed in order to follow a target current while suppressing a current sneak which may occur in a switching power supply as described below. That is, the above-described switching power supply of FIG. 1 operates very effectively in an ideal system in which the characteristics and the like of the switching elements do not vary at all, but in an actual system, the variation in the collector-emitter voltage when the switch is turned on, or the like. Due to variations in the delay time of the switching signal, etc., a slight difference occurs between the average value of the output voltage VL1 of one switch pair and the average value of the output voltages (eg, VL2) of the other switch pair. I will. For example, when the average potential of VL1 is slightly higher than the average potential of VL2, the difference between the average potentials is determined by the circuit of DC power supply 660 → switch 601 → reactor 650 → reactor 651 → switch 604 → DC power supply 661. Will flow. In this circuit, the reactor acts as an AC impedance, but since there is no circuit element for limiting a DC current, even a slight voltage difference grows to a very large current with time. The excessive current is not only an ineffective current that is not supplied to the magnetic field generating coil 10 but also may destroy a DC power supply and a switching element. In order to suppress such a sneak current, the control circuit uses the current of each reactor detected by the second current detector to control the difference between the current value and the target shared current to be zero. Add.
[0033]
FIG. 2 is a diagram showing one embodiment of a control block circuit for realizing such control, in which the output current of each switch pair shares a desired target current iref to be supplied to the magnetic field generating coil 10 ( A pulse signal generation circuit (pulse generator) 23 for outputting drive signals S01, S02,... S15, S16 for controlling the switching elements of each switch pair to turn on and off so that the target shared current) iref ′ is obtained. A first controller 21 for controlling a target shared current based on a current iL of the magnetic field generating coil 10 detected by the first current detector, and a current ia1 of each of the reactors 650 to 657 detected by the second current detector Ia4, ib1 to ib4, a second regulator 22 for correcting the input to the pulse signal generating circuit 23, and a distributor 24 for distributing the target current to each switch pair. ing. The pulse signal generating circuit 23 and the controller 22 are provided corresponding to each switch pair.
[0034]
The adjusters 21 and 22 are composed of elements having arithmetic functions such as proportional, integral and differential, as shown in FIG. 4A, for example, so that the difference (deviation) between the two signal values compared in the preceding stage becomes zero. And outputs a signal to the pulse signal generating circuit 23. The proportional element in each controller is a basic control for making the difference between the signal values zero, and gives a correction proportional to the deviation to the input of the pulse signal generation circuit 23. The differential element suppresses a sudden change in the detected value and stabilizes the feedback control system. The integral element is a control for making the steady-state deviation between the target value and the detected value zero.
[0035]
The operation in such a configuration will be described.
First, the target current iref is compared with the current iL of the magnetic field generating coil 10 detected by the first current detector, and the difference is input to a controller 21 that amplifies the difference. Controller 21 outputs a signal to pulse signal generation circuit 23 so that the difference between target current iref and detection current iL becomes zero. The pulse signal generating circuit 23 outputs drive signals S01 to S16 for the switches 601 to 616, and controls the switches 601 to 616 in FIG. At this time, as described above, control is performed such that each switch pair operates by shifting the phase by 90 degrees.
[0036]
On the other hand, the target current iref is input to the distributor 24 and is converted into a current iref ′ having a magnitude of １／ in this example. This current iref ′ represents a target shared current to flow per reactor. The target shared current iref ′ and the currents ia1 to ia4 and ib1 to ib4 shared and supplied by the respective switch pairs detected by the second current detector are respectively compared, and the difference is input to each controller 22. You. Each adjuster 22 outputs a correction signal so that the difference between the target shared current iref ′ and the detected currents ia1 to ia4 and ib1 to ib4 becomes zero, and is added to the signal previously output from the adjuster 21 to generate a pulse. The signal is input to the signal generation circuit 23.
[0037]
In this way, while detecting the current of the magnetic field generating coil, it is possible to drive and control each switching element so that the difference between this and the target current becomes zero, and further, from each switch pair to the magnetic field generating coil. The current value to be supplied is obtained by the divider, and this is compared with the current actually supplied from each switch pair, and a correction is made so that the difference becomes zero. Destruction of circuit elements can be effectively prevented.
[0038]
In the above description, the controller 21 (22) performs the proportional / integral / differential control as shown in FIG. 4 (a), but the differential element is detected as shown in FIG. 4 (b). A current may be input. In this case, when the target current changes, an inappropriate peak signal generated in the differential value of the deviation (difference between the target value and the detected value) can be removed, and the same figure (see FIG. The operation is almost the same as in a). Normally, the detected current has a smaller instantaneous change than the target current, and therefore operates more stably than the control shown in FIG. Further, as shown in FIG. 9C, the detected current may be input to both the proportional element and the differential element. This control is easy to conform to a mathematical optimization theory of control parameters such as an amplification factor called an optimum control method or a pole arrangement method. In the above control, the integral element may be a first-order integral in a normal output current for generating a magnetic field (trapezoidal input), but an integral element of a second or higher order may be used when following a ramp-shaped input or the like.
[0039]
Although the embodiment shown in FIGS. 4A to 4C has been described as including all elements of proportionality, integration, and differentiation, it is not necessary to include all of these elements. For example, the sum of the currents ia1 to ia4 supplied to the magnetic field generating coil 10 and the current iL of the magnetic field generating coil 10 should completely match, but actually, in the control block, due to a detection error, there is only a slight difference. Does not match. In such a case, if the integrating element is provided in all the controllers, a contradiction arises and an uncontrollable state occurs such as one of the switches being kept on. In such a case, it is effective to provide no integral element or use a pseudo-integral element such as a first-order lag system as a substitute.
[0040]
As a control loop according to the present invention, it is possible to employ control called a state feedback method as shown in FIG. In this control, a plurality of state quantities in the circuit, such as voltages across the capacitors 83 and 84 in the circuit of FIG. 1 and currents flowing through these capacitors, are detected and multiplied by a coefficient matrix. The state quantity in a simple circuit can be estimated by providing a state observer.
[0041]
Further, in the control block diagram shown in FIG. 2, the target current iref is input to the distributor 24 and multiplied by a predetermined coefficient. However, the detection current iL may be input instead of the target current iref. In the control according to the present invention, since the control loop for detecting the current iL of the magnetic field generating coil 10 to control the target current and the control loop using the detected currents ia1 to ia4 and ib1 to ib4 are controlled twice, When the target current is used for both, there is a possibility that the control value exceeds the target value in the initial state in which the target current has changed, so-called overshoot. Thus, in the latter control loop, it is possible to suppress such overshoot by using the detected current.
[0042]
As described above, in the MRI apparatus according to the first aspect of the present invention, when the magnetic field generating coil is driven by the switching power supply including the plurality of switch pairs, the operation of the plurality of switch pairs is shifted in phase. Even when a switching element having a low-frequency switching frequency is used, the ripple in the output current can be increased and reduced as the sum of each switch pair, and the current actually supplied from each switch pair and each switch pair bears. By comparing with the target share current to be corrected and making a correction such that the difference becomes zero, an invalid sneak current between a plurality of switch pairs can be suppressed, and destruction of circuit elements can be effectively prevented.
[0043]
Next, an embodiment of the MRI apparatus according to the second aspect of the present invention will be described.
FIG. 5 shows an embodiment of a power supply device for a magnetic field generating coil for an MRI apparatus according to the present invention. The power supply device includes a DC power supply 60 and four switches 61 to 64. An IGBT is used as a switch (switching element). The collectors of switches 61 and 63 are connected to the positive side of DC power supply 60, the emitters of switches 62 and 6 are connected to the negative side, the emitter of switch 61 is the collector of switch 62, and the emitter of switch 63 is the collector of switch 64. And are connected to each other to form a switch pair. A reactor 65 is provided between the connection point of the switch pair on the left side of the drawing and the magnetic field generating coil 10 and one end, and a reactor 66 is provided between the connection point of the switch pair on the right side of the drawing and the other end of the magnetic field generating coil 10. Have been inserted respectively. Furthermore, a series body of a resistor and a capacitor is inserted between both ends of the magnetic field generating coil 10 and the neutral point of the power supply. Both the capacitor 81 and the reactor 65 and the capacitor 82 and the reactor 66 function as a smoothing circuit (output filter unit) for smoothing the output of the switching power supply.
[0044]
The resistors 71 and 72 suppress current resonance caused by a filter circuit including a capacitor and a reactor, and have a resistance value capable of suppressing current resonance. When the inductance of the reactor 65 (66) is Lf and the capacitance of the capacitor 81 (82) is Cf, the resistance Rf is theoretically expressed by the following equation (1).
Rf> 2√ (Lf / Cf) (1)
If the condition is satisfied, current resonance in the output filter section does not occur, and the output current for generating a magnetic field does not fluctuate. However, when the resistance value Rf is large, the smoothing effect of the output current by the capacitor is reduced, and power loss consumed by the resistor also becomes a problem. Therefore, it is desirable that the resistance value Rf has an effect of suppressing current resonance and is small.
[0045]
According to actual measurements and circuit analysis by the present inventors, it has been confirmed that even when the Rf value is about 1/5 of the value satisfying the expression (1), the resonance current damping effect can be obtained. The power loss Ploss consumed by the resistor is equal to the square of the effective value of the current Ic flowing through the capacitor multiplied by the resistance value Rf, as shown in Expression (2).
Ploss = Ic ² ・ Rf
When the DC voltage is 600 V, the switching frequency is about 20 kHz, the reactor of the filter is 200 μH, the capacity of the capacitor is 5 μF, and the inductance of the coil for generating the magnetic field is 0.2 μH, it is only about several W to several tens of W, which is practical. It was confirmed that there was no problem. Such a resistor can be handled by a commercially available resistor.
[0046]
8, the switches 62 and 63 are turned off when the switches 61 and 64 are turned on and the switches 61 and 64 are turned off when the switches 61 and 64 are turned on by the control circuit (not shown), similarly to the switching power supply shown in FIG. Occasionally, the switches are alternately driven at a constant cycle so that the switches 62 and 63 are turned on. At this time, on the other hand, for example, when the time during which the switches 61 and 64 are turned on is lengthened and the on time of the switches 62 and 63 is shortened, the voltage VL on the drain side of the switches 62 and 64 viewed from the neutral point of the DC power supply 60 , VR, and the voltages VLA and VRA of the output terminal after smoothing by the reactor and the capacitor, do not show oscillation of a relatively long cycle due to current resonance of the output filter, and a stable current IL for generating a magnetic field can be obtained.
[0047]
Such a magnetic field generation current IL is feedback-controlled so that a difference between the magnetic field generation current IL and a target current Iref to be supplied to the magnetic field generation coil 10 becomes zero.
In the embodiment shown in FIG. 5, a case has been described where a series body of a resistor and a capacitor is connected between the connection point between each reactor and the magnetic field generating coil and the neutral point of the power supply. As shown in (1), even if such a series body of a resistor and a capacitor is connected between the connection points of each reactor and the coil for generating a magnetic field, the same effect can be obtained. In this case, there is an advantage that the number of parts can be reduced since only one set of the series body of the resistor and the capacitor is required.
[0048]
In each of the embodiments shown in FIGS. 5 and 6 described above, the switching power supply including two pairs of switches has been described. In this case, a relatively long-period oscillation due to current resonance can be suppressed. , The same ripple as the switching frequency occurs. When a switching element that operates at a relatively high frequency, such as a MOSFET, is used as the switch, the ripple can be increased in frequency. However, when a switching element that operates at a relatively low frequency, such as an IGBT, is used. In the configuration shown in FIG. 5 or FIG. 6, the ripple cannot be increased in frequency. Therefore, in order to suppress the low frequency ripple, similarly to the embodiment in the first mode shown in FIG. 1, the switching power supply is constituted by more switching elements, and each of the switch pairs is operated with the phase shifted. It is desirable. Such an embodiment is shown in FIG.
[0049]
The basic configuration of the switching power supply shown in FIG. 7 is the same as that of the switching power supply of FIG. 1, and four pairs of switches (601-602, 603-604,...) Are provided at both ends of the magnetic field generating coil 10.・) Is arranged. The connection points of these switch pairs are connected to one end or the other end of the magnetic field generating coil 10 via reactors (650, 651,...). Capacitors 83 and 84 forming filter circuits are respectively inserted between the connection point between both ends of the magnetic field generating coil 10 and the reactor and the neutral point of the power supply, similarly to the switching power supply of FIG. However, resistors 73 and 74 are connected in series with the capacitors 83 and 84. These resistors 73 and 74 have a resistance value capable of suppressing current resonance caused by a filter circuit including a capacitor and a reactor. Also in this case, when the inductance of one reactor is Lf and the capacitance of the capacitor is Cf, the resistance is about 1/5 of the theoretically obtained value (Rf> 2ｆ (Lf / Cf)). It is possible to effectively suppress resonance.
[0050]
Similarly to the switching power supply shown in FIG. 1, this switching power supply alternately turns off the lower switch when the upper switch is on, and turns on the lower switch when the upper switch is off. On / off operation is performed at a constant frequency, and the phases of the switch pairs are sequentially shifted by 90 degrees. Also in this embodiment, by operating in such a manner that the phases are shifted, the ripple of the output current flowing through the magnetic field generating coil 10 is increased to four times the operating frequency of one switch, and the magnitude thereof is extremely small. Become. In this case, since the currents flowing through the capacitors 83 and 84 are complicatedly interfered with the currents flowing through the reactors 650 to 657, it is very difficult to suppress the currents through the feedback control when the resistors 73 and 74 are not provided. In this case, the insertion of the resistors 73 and 74 attenuates the complicated current resonance generated between the capacitors 83 and 84 and each reactor, so that the output current hardly fluctuates.
[0051]
Although the switching shown in FIGS. 1 and 7 shows a configuration in which the DC power supply is divided into two and the connection point is connected to the ground, the DC power supply may not be divided. However, by employing the configuration of FIG. 1 or FIG. 7, the voltage from the ground of each component such as a switch, a reactor, and a capacitor can be suppressed to a low level, so that the withstand voltage of the entire power supply device can be easily designed. There is.
[0052]
Also, in FIG. 7, the series body of the capacitor 73 (74) and the resistor 83 (84) is connected to one of the grounds, but this is the other side that can be regarded as the positive side, the negative side, or a stable potential of the DC power supply. May be connected. Even in this case, substantially the same effect is obtained in smoothing the output current for generating a magnetic field.
In the above embodiments, the IGBT is used as an example of a switch to be applied. It may be a switch. Further, the present invention provides a high-precision power supply for generating a magnetic field by suppressing a current resonance generated in an output filter with a simple circuit regardless of a switch. Without being limited, a high-frequency switching element such as a MOSFET can be used.
[0053]
Furthermore, in the above description, the embodiment according to the first aspect and the embodiment according to the second aspect of the present invention have been described separately. However, it goes without saying that these can be implemented in combination. That is, in the control of each switch pair in the switching power supply shown in FIG. 7, it is possible to adopt the control as shown in FIG. 2 or FIG.
[0054]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide an MRI apparatus including a high-precision magnetic field generation power supply device with a high voltage, a large current output, and a very small variation in the magnetic field generation output current, As a result, a high-response high-quality image can be obtained. In particular, according to the first aspect of the present invention, in addition to the control for setting the output current and the target current to zero, a plurality of switch pairs are corrected so that the difference between the target shared current and the target current is set to zero. In this case, it is possible to effectively suppress the sneak current between each pair of switches, and follow the target current with good responsiveness. Further, according to the second aspect, it is possible to provide a high-precision power supply for generating a magnetic field, in which a change in output current caused by current resonance caused by a filter circuit in a switching power supply is suppressed by a simple circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of a power supply device of an MRI apparatus according to a first aspect of the present invention.
FIG. 2 is a control block diagram illustrating an example of control of the power supply device of FIG. 1;
FIG. 3 is a diagram showing switching waveforms and output currents of the power supply device of FIG.
FIGS. 4A to 4D are diagrams illustrating an embodiment of control of the power supply device of FIG. 1;
FIG. 5 is a block diagram showing another embodiment of the power supply device according to the second aspect of the MRI apparatus of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing another embodiment of the power supply device according to the second aspect of the MRI apparatus of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing another embodiment of the power supply device according to the second aspect of the MRI apparatus of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing a conventional power supply device.
FIG. 9 is a diagram showing switching waveforms in a conventional device.
FIG. 10 is a diagram showing switching waveforms in a conventional device.
[Explanation of symbols]
10 Coil for generating magnetic field
21 First regulator
22 Second regulator
23 ... Pulse signal generation circuit
24 ・・・・・・ Distributor
60, 660, 661 ... DC power supply
61 to 64, 601 to 616 ... Switching elements (switches)
65, 66, 650 to 657 ... reactor (current limiting element)
71-74 Resistance
81 to 84 ... condenser

Claims

A magnetic resonance imaging apparatus comprising a magnetic field generating coil, a switching element, a switching power supply for driving the magnetic field generating coil, and a control circuit for controlling a switching element in the switching power supply.
The switching power supply includes a DC power supply, a plurality of switch pairs including a switching element connected to the positive side of the DC power supply and a switching element connected to the negative side, and a connection point of each switching element of each switch pair. A current limiting element connected between the magnetic field generating coil, a first current detector for detecting a current flowing through the magnetic field generating coil, and a current flowing from each switch pair to the magnetic field generating coil. And a second current detector for detecting
The control circuit operates while shifting the phase of the switching frequency for each of the switch pairs, compares a target current to be supplied to the magnetic field generating coil with a detection value of the first current detector, and determines a difference therebetween. A first control loop for outputting an on / off signal to each of the switch pairs so as to make them zero, a target distribution current obtained by distributing the target current or the detection value of the first current detector to each switch pair, and a second control loop . A second control loop for correcting on / off signals to the respective switch pairs so that the difference between the current detector and the current detector becomes zero.

The control circuit includes a plurality of pulse generators that output an on / off signal to each of the switch pairs. The first control loop includes a target current to be supplied to the magnetic field generating coil and the first current detector. And a first controller for outputting an output signal to each of the pulse generators so as to make the difference zero by comparing the target distribution current with the target distribution current. 2. The magnetic resonance imaging apparatus according to claim 1, further comprising a second adjuster that corrects an input of the plurality of pulse generators so that a difference from the current detector becomes zero .

The current limiting element is a reactor, between a connection point between the reactor and the magnetic field generating coil or between each of the connection points between the reactor and the magnetic field generating coil and a neutral point of the switching power supply. The magnetic resonance imaging according to claim 1, further comprising a series body of a resistor and a capacitor connected to each other, wherein the resistor has a resistance value capable of suppressing current resonance generated by the reactor and the capacitor. apparatus.