JP3578404B2 - Ｒｚ信号の生成方法および装置 - Google Patents

Description

【０００１】
高いデータレートで動作する光学伝送システム群には、ＲＺ（ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ ｚｅｒｏ）パルスと称される短いパルス列が必要である。この場合光パルスの存在はバイナリ信号の論理１を表しており、一方の光パルスの不在は論理０を表している。
【０００２】
特許明細書ＤＥ４４４１１８０Ｃ１号から、正弦波状電圧によって制御される２つの変調器のチェーン接続によってこの種のパルスを生成することが公知である。この場合変調器は異なった周波数で作動される。従って第２の搬送波信号を生成するための分周器が必要でありかつ２つの変調器は高い電力によって制御されなければならないことは不都合である。
【０００３】
短いパルスを生成するためのこの原理は特許明細書ＵＳ４５０５５８７号から既に公知であり、ここでは超短いパルスが複数の変調器を用いて生成され、その際ドライバ信号の周波数はそれぞれ２倍にされる。
【０００４】
Ｅｌｅｋｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔｔｅｒｒｓ ５^ｔｈ Ａｕｇｕｓｔ １９９３， Ｖｏｌ． ２９， Ｎｏ． １６， ｐａｇｅ １４４９〜１４５１ から、同じ周波数の位相シフトされた電圧を用いた短い光パルスの生成が公知である。しかし、ピークパルスが一定の形状を有しているようにしたいときは、位相シフトは正確に守られなければならない。
【０００５】
本発明の課題は、できるだけ一定の光パルスの生成方法および装置を提供することである。
【０００６】
この課題は請求項１に記載の方法によって解決される。有利な装置は独立請求項５および６に記載されている。
【０００７】
本発明の有利な発展形態は従属請求項に記載されている。
【０００８】
本発明において有利なのは、第２のドライバ信号が僅かなドライバ電圧しか、ひいては僅かな電力しか必要としないことである。２つの変調器に対して、振幅が相異していることを除けば、同じドライバ信号を使用することができる。更に２つのドライバ信号間の位相関係はそれほどクリチカルでない。
【０００９】
本発明を図面に基づいて詳細に説明する。
【００１０】
その際：
図１は、本発明の方法を実施するための装置の基本回路略図であり、
図２は、第１の変調器の機能を説明するための線図であり、
図３は、第２の変調器の機能を説明するための線図であり、
図４は、装置全体の機能を説明するための線図であり、
図５は、装置の発展形態の基本回路略図であり、
図６は、チップに集積されている２つの変調器を有する有利な装置の略図であり、
図７は、電極が周期的に実現されているマッハ・ツェンダー変調器の略図であり、
図８は、電極が周期的に実現されている別のマッハ・ツェンダー変調器の略図である。
【００１１】
図１には、レーザモジュールＬＭの直接接続が示されており、これは、バイナリ信号ＤＳが供給されるデータ変調器ＤＭも含んでいることができる。レーザモジュールＬＭに直列に、２つの変調器Ｍ１およびＭ２が接続されている。本発明にとって重要でない、増幅器またはフィルタのような素子は図示されていない。レーザモジュールの出力信号Ｓ１は大抵はバイナリ（オン・オフ）変調された光信号である。しかし装置が光パルス列の生成のためにしか使用されないのであれば、データ変調器を省略しかつ第１の変調器に入力信号Ｓ１として連続的な光信号を供給することができる。他の図は、この光信号が存在していることから出発している。
【００１２】
第１の変調器Ｍ１に第１のドライバ信号ＴＳ１が供給される。これは正弦波または正弦波に類似した経過を有している。基本的には別の曲線形状も考えられるが、装置の帯域幅は大きくする必要がでてくる。第１の変調器の動作点は、図２に示されているように、第１のバイアス電圧ＶＢ１（図では正規化されておりかつ透過の最大値に関連付けられている）によって、第１の変調器の透過（伝達関数）が少なくとも近似的に最大値に達するように固定される。これは、１の正規化された透過値ＴＲに対応している。第１のドライバ信号ＴＳ１の振幅は、ドライバ電圧のピーク値においてその都度最小の透過値、ここでは０が得られるように選択されている。このことは、±１の正規化されたドライバ電圧Ｖ／Ｖπにおいて生じる（かつ繰り返し周期的に）。第１の変調の結果、変調器Ｍ１の出力信号、第２の信号Ｓ２は、ドライバ信号ＴＳ１に対して２倍の周波数を有しておりかつ図４の時間線図では破線で示されている。第２の変調器Ｍ２は、図３に示されているように、同じ周波数だが、変調器が同じであっても、第１のドライバ信号の振幅の少なくとも近似的に１／４の振幅を有する第２のドライバ信号ＴＲ２によって制御される。この場合動作点ＶＢ２は、透過が最小値０を有している電圧値Ｖ／Ｖπ＝１から正規化されたドライバ電圧の１／４ Ｖ／Ｖπだけ離れたところにある。図３ではＶ／Ｖπ＝３／４のところである。
【００１３】
図４では、分かり易くするために、別の関数Ｓ１ｘＴＳ２が示されている。これは、第２の変調器に一定の入力信号が供給されるとき、それが送出するはずであるものである。しかし変調器は入力信号として第２の信号Ｓ２を得るので、生成値として合成信号Ｓ３が生じる。図に示されている数値は、付加的な増幅器が挿入されている実施例に対応している。変調器は勿論、任意の順序で接続されていてよい。
【００１４】
第１の変調器Ｍ１に適当に少なくとも１つの別の変調器を付加接続すれば、出力信号Ｓ３のパルスの短縮が実現される。ＵＳ４５０５５８７号によればこの別の変調器に更に別の変調器が付加接続されていて、これらには数倍の周波数を有するドライバ信号が供給されるようになっている。図５では、別の変調器Ｍ１１だけが付加接続された。
【００１５】
変調器による周波数変化、すなわちチャープを回避するために、有利には、２ビーム干渉計が使用される。２ビーム干渉計では一方のアームにおける位相変調は他方のアームにおける位相変調の否定に等しい。このことは例えば、マッハ・ツェンダー干渉計によって実現される。マッハ・ツェンダー干渉計では、電界の変調成分（電極ジオメトリーに基づく）およびオプチック・フィールドの変調成分（導波路ジオメトリーに基づく）は縦方向に経過する１つの共通の対称面を有している。
【００１６】
図６に示されているように１チップ上に少なくとも２つの変調器Ｍ１およびＭ２が実現されれば特別有利であり、ここで電気的なドライバ信号ＴＳ１は直列に２つの変調器を通って案内される（進行波原理）。この場合ドライバ信号および光信号の伝搬速度はそれ自体公知の手法で相互に整合される。第１の変調器におけるドライバ信号の僅かな減衰のため、案内されたドライバ信号によって第２の変調器を制御できるのである。２つの変調器の間に、ドライバ信号の信号路において、整合素子ＡＧが挿入されている。整合素子は必要な減衰および場合によっては位相シフト（Ｄ＋ＰＨ）を行うものである。電気信号は成端素子と内部かまたは外部で成端されるようにしておくことができる。モジュール内で、ドライバ信号と光波との位相整合が行われるようにしておくこともできる。勿論、別の素子がチップ中に更に配置されているようにもできる。
【００１７】
それぞれの変調器は光入力信号Ｓ１ないしＳ２に対して２つの異なったパスを有している。これらパスの走行遅延時間は電圧によって調節することができる。走行遅延時間が同じであるとき（Ｖ／Ｖπ＝０，…）、２つの部分波は加算され、これに対して走行遅延時間が入力信号の１８０°（π）だけ異なっているとき（（Ｖ／Ｖπ＝±１，…）、これらは結局０ということになる。変調器はしばしば、ドライバ電圧によって、一方の信号路の走行遅延時間が短縮されかつ他方の信号路の走行遅延時間が延長されるように実施される。バイアス電圧は内部で発生することもできる。
【００１８】
第２の変調器が第１の変調器に比べて相対的に見て感度が低くなっていれば、整合素子ＡＧで減衰させるのを省略することができる。このことは有利には、マッハ・ツェンダー干渉計Ｍ２の長さがマッハ・ツェンダー干渉計Ｍ１の長さより短く選択されることによって行われる。電極に減衰が生じないという理想の場合には、Ｍ２における電気光学的な相互作用長はＭ１における相互作用長より４倍も短い。
【００１９】
変調効率を最適化するために、光波および電波の伝搬速度の整合を省略することが好適である。このような場合、光波および電気的な変調位相が離れていかないように別の措置が講ぜられなければならない。このために、制御信号の電界が局所的に周期的に反転されるのが適当である。図８にはこのことが、マッハ・ツェンダー干渉計Ｍ１の例で示されている。
【００２０】
干渉計はニオブ酸リチウム基板ＳＵＢに収容されている。光軸Ｚは図平面に対して垂直方向に延在し、これはＺ断面とも称される。それは、変調器Ｍ１の領域において２つのアームＷＧ１，ＷＧ２に分割されている導波路ＷＧおよび電極ＥＬ，ＥＭ，ＥＲから成っている。電気的な入力側ＥＥに、高周波の制御信号が電極ＥＬ，ＥＭ，ＥＲによって形成される共平面線路に供給される。その際ＥＬ，ＥＭはアース電極であり、ＥＭはドライバ信号ＴＳ１を指示する。引き続いて共平面線路は整合素子ＡＧおよび変調器Ｍ２に延びている。空間的な周期Ｌによって中心電極は長さＬ／２の距離において交番的に導波路アームＷＧ１および導波路アームＷＧ２上に延在している。アース面、すなわち共平面線路の２つのアース電極の１つはこれら領域において交番的にそれぞれ他方の導体路アームの上方にある。このようにして、電極の電界は周期Ｌで周期的に延在している。この目的は、光波が導波路アームＷＧ１，ＷＧ２を通走する期間中できるだけすべての個所で同じ方向に変調されるようにすることである。このために次式が成り立たなければならない：
Ｌ＊｜１／Ｖｅｌ−１／Ｖｏｐｔ｜＝１／Ｆｅｌ。
【００２１】
式中Ｌは空間的な周期、Ｖｅｌは共平面導波路における電気的な伝搬速度、Ｖｏｐｔは光学的な伝搬速度、Ｆｅｌは電気的な変調周波数である。普通は電波および光波は同じ方向に延在するので、ＶｅｌおよびＶｏｐｔは同じ極性を有している。しかし電波および光波が反対方向に伝搬するようにすることもできる。この場合、Ｌに対して非常に小さな値を選択すべきでありかつ僅かな電気的な変調帯域幅（Ｆｅｌ周辺）が生じる。同一の周波数で作動される２つのカスケード接続されているマッハ・ツェンダー干渉計が使用される場合、電気信号を２つの干渉計の真ん中に供給することが重要である。この場合、光波を通す第１の干渉計Ｍ１は光波とは反対方向に進行する電波によって作動されることになり、第２の干渉計Ｍ２は同一方向に進行する電波によって作動されることになる。
【００２２】
更に図７には、電極ＥＬ，ＥＲからだけ成っている対称形の線路を有する１つのマッハ・ツェンダー干渉計が示されている。周期的な電極構造を実現するために、絶縁性の中間層を用いたまたはボンディングワイヤによる電極交差が設けられている。
【００２３】
所要制御電力を最小限にするために、更に変調器を含んでいるケーシングが高周波共振器として実現されていればよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の方法を実施するための装置の基本回路略図である。
【図２】第１の変調器の機能を説明するための線図である。
【図３】第２の変調器の機能を説明するための線図である。
【図４】装置全体の機能を説明するための線図である。
【図５】装置の発展形態の基本回路略図である。
【図６】チップに集積されている２つの変調器を有する有利な装置の略図である。
【図７】電極が周期的に実現されているマッハ・ツェンダー変調器の略図である。
【図８】電極が周期的に実現されている別のマッハ・ツェンダー変調器の略図である。

Claims (9)

1. 複数の直列接続されている変調器（Ｍ１，Ｍ２）を用いてＲＺ信号を生成するための方法であって、変調器には光信号（Ｓ１）が供給される形式の方法において、
   第１の変調器（Ｍ１）は少なくとも近似的に第１のドライバ信号（ＴＳ１）に対する動作点（ＶＢ１）を有しており、該動作点では透過（ＴＲ）が最大値（１）を有しており、かつ
   該透過（ＴＲ）は第１のドライバ信号（ＴＳ１）のピーク値（Ｖ／Ｖπ＝−１，＋１）においてそれぞれ少なくとも近似的に最小値（０）を有しており、
   第２の変調器（Ｍ１）は少なくとも近似的に、最大および隣接する最小の透過（１，０）に属している動作点（Ｖ／Ｖπ＝０；１）間の距離の１／４だけ、最小の透過（０）に属している動作点（Ｖ／Ｖπ＝１）から離れている動作点（ＶＢ２）を有しており、かつ
   第２の変調器に第２のドライバ信号（ＴＳ２）を供給し、該ドライバ信号の振幅は、そのピーク値（１；０．５）が少なくとも近似的に制御のために、透過（ＴＲ）の最小値（０）と透過（ＴＲ）の最大値の１／２（０．５）との間にあるように選択されている
   ことを特徴とする方法。
2. 変調をマッハ・ツェンダー変調器において行う
   請求項１記載の方法。
3. ＲＺパルスを短縮するために、光信号（Ｓ１）の少なくとも１つの別の変調を少なくとも１つの別のドライバ信号（ＴＳ１１）を用いて実施し、ここでそれぞれの別のドライバ信号（ＴＳ１１）は先行するドライバ信号の２倍の周波数を有している
   請求項１または２記載の方法。
4. 光信号（Ｓ１）としてバイナリ変調された信号を変調器（Ｍ１，Ｍ２）の直接接続に供給する
   請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
5. 変調器（Ｍ１，Ｍ２）において、変調信号の極性の空間的に周期的な変化を行い、ここで周期長さ（Ｌ）は、電気的なドライバ信号（ＴＳ１，ＴＳ２）の伝搬速度（Ｖｅｌ）の逆数（１／Ｖｅｌ）と光信号（Ｓ１）の伝搬速度（Ｖｏｐｔ）の逆数（１／Ｖｏｐｔ）との差（１／Ｖｅｌ−１／Ｖｏｐ）の絶対値（｜１／Ｖｅｌ−１／Ｖｏｐｔ｜）と乗算されて少なくとも近似的に電気的な変調周波数（Ｆｅｌ）の逆数（１／Ｆｅｌ）を得る
   請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
6. 複数の直列接続されている変調器（Ｍ１，Ｍ２）を用いてＲＺ信号を生成するための装置であって、変調器には光信号（Ｓ１）が供給される形式の装置において、
   少なくとも２つの変調器（Ｍ１，Ｍ２）の直列接続が設けられており、
   該変調器（Ｍ１，Ｍ２）にはドライバ信号（ＴＳ１，ＴＳ２）として同一の周波数だが、１：４の比の異なった有効振幅を有する信号が供給され、
   少なくとも２つの変調器（Ｍ１，Ｍ２）は異なった動作点（ＶＢ１，ＶＢ２）を有しており、ここで１つの動作点（ＶＢ１）において透過（ＴＲ）は最大値（１）を有しており、別の動作点は、第２のドライバ信号のピーク値においてだけ透過（ＴＲ）が最小値（０）を有しているように選択されている
   ことを特徴とする装置。
7. 少なくとも２つの変調器（Ｍ１，Ｍ２）が１つのチップ上に集積されておりかつ
   電気的なドライバ信号（ＴＳ１）は該２つの変調器（Ｍ１，Ｍ２）を通って案内されるようになっており、ここで両変調器間に、振幅および／または位相を整合するための整合素子が設けられている
   請求項６記載の装置。
8. マッハ・ツェンダー変調器が設けられている
   請求項６または７記載の装置。
9. 変調器（Ｍ１，Ｍ２）は空間的に周期的な制御電極（ＥＬ，ＥＭ，ＥＲ）を有しており、ここで周期長さ（Ｌ）は、電気的なドライバ信号（ＴＳ１，ＴＳ２）の伝搬速度（Ｖｅｌ）の逆数（１／Ｖｅｌ）と光信号（Ｓ１）の伝搬速度（Ｖｏｐｔ）の逆数（１／Ｖｏｐｔ）との差（１／Ｖｅｌ−１／Ｖｏｐ）の絶対値（｜１／Ｖｅｌ−１／Ｖｏｐｔ｜）と乗算されて少なくとも近似的に電気的な変調周波数（Ｆｅｌ）の逆数（１／Ｆｅｌ）を得る
   請求項６から８までのいずれか１項記載の装置。

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